JP4096335B2

JP4096335B2 - Power converter

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Publication number: JP4096335B2
Application number: JP2002276762A
Authority: JP
Inventors: 聡稲荷田; 徳之助棚町; 清仲田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1997-10-31
Filing date: 2002-09-24
Publication date: 2008-06-04
Anticipated expiration: 2018-10-16
Also published as: JP2003111500A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流を直流に変換するコンバータとその直流を交流に変換するインバータとからなる電力変換装置に係り、特に、インバータにより交流モータを可変速駆動したとき、コンバータによる整流に起因する整流脈動に伴うビート現象を抑制する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
中間に直流ステージを有するコンバータ・インバータの電力変換器において、コンバータの交流電源が特に単相の場合、例えば交流架線を走行する鉄道の電気車の場合、直流に変換された直流電圧には整流に起因する交流電源周波数の２倍の脈動周波数成分が含まれる。なお、その脈動周波数成分は直流ステージに設けられる平滑コンデンサの容量を大きくすれば低減できるが、完全には低減できず、それによる平滑コンデンサの体格の増大で装置としての小型軽量化が阻害される。
そして、上記脈動の有した直流電圧をインバータにより可変周波数・可変電圧の交流に変換し、それを交流モータ等の負荷に給電した場合、インバータ出力電圧およびモータ電流には、インバータ動作周波数成分の他に上記脈動周波数とインバータ動作周波数の差の成分及び和の成分が含まれることになる。それら成分のうち、動作周波数と脈動周波数が接近すると低周波成分となる前記差の成分は、モータにおいて低周波数に対するインピーダンスが小さいため、この成分によって大きな脈動電流が流れ、モータ発生トルクが脈動するといったビート現象が発生する。
このビート現象の発生原理及びその抑制方式が例えば特開昭６４−７７４９２号公報に記載されている。同公報によるビート現象の抑制方式は、インバータの直流入力電圧の脈動度合を検出し、この脈動度合に対して動作周波数に応じた補償ゲイン，補償位相差で周波数脈動度合を求め、この周波数度合に応じてインバータ周波数を調整することでビート現象を抑制するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記公報記載によるビート現象抑制方式は、高いビート現象抑制効果を得るために、インバータの動作周波数に応じて補償ゲイン，補償位相差の調整が必要となる。また、ビート現象を常に最適な状態にまで抑制するためにはインバータの動作周波数の他にモータ出力の変化なども考慮することが必要となる。しかしながら、インバータの動作周波数，モータ出力を考慮して補償ゲイン，位相差を調整することは実施上複雑（煩雑）となるという課題がある。
また、近年、電気車を駆動する誘導電動機の制御装置として、例えば特開平５−８３９７６号公報に記載するベクトル制御のインバータが用いられるようになってきているが、ベクトル制御の持つ特徴を活かして上記ビート現象を抑制することに関する記載はなく、又、その他の刊行物にもその技術に関するものは見当たらない。
【０００４】
本発明の課題は、インバータの動作周波数，モータ出力等が変化しても、複雑なゲイン調整，位相差調整を必要とせずに、インバータ直流入力電圧に含まれる脈動成分に起因するビート現象を抑制するに好適な電力変換装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、単相交流電源電圧を整流して直流電圧に変換するコンバータ、コンバータの直流側に接続する平滑コンデンサ、平滑コンデンサの直流を交流に変換し、該交流を交流モータに給電するインバータ、インバータ出力の瞬時電流を検出する手段、該検出した電流を回転座標系座標変換し、直交する２軸の電流成分（励磁電流成分，トルク電流成分）をベクトル演算する手段、少なくとも前記演算したトルク電流成分がその指令値になるようにインバータの交流出力の周波数（又は位相）を制御するベクトル制御手段からなる電力変換装置において、前記２軸の電流成分より交流モータの発生トルクを演算し、その発生トルクに含まれるコンバータの整流に伴う脈動成分のみを検出する脈動成分検出手段と、該脈動成分の検出値が零に近づくように該検出値に基づいてインバータの交流出力の周波数（又は位相）を調整する調整手段を備える。
ここで、コンバータの直流側の直流電圧を入力し、該直流電圧に重畳するコンバータの整流に伴う脈動成分のみを検出し、該脈動成分の検出値に応じてインバータの交流出力の周波数（又は位相）を補正する補正手段を備える。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態であり、図２で示す電力変換器の内インバータを制御するための制御装置の機能ブロック図を示す。図２は、鉄道の電気車における電力変換器の主回路の構成図を示す。
先ず、図２について説明する。架線９に給電された単相交流電源１１からの入力をパンタグラフ１０，リアクトル１２を介して整流し直流に変換するコンバータ１３と、コンバータ１３の直流側に接続されコンバータ１３が整流した直流電圧を平滑する平滑コンデンサ１４と、平滑コンデンサ１４によって平滑された直流電圧ｅｄを入力電圧とし、３相交流モータ１６（ここでは誘導電動機を示す）に可変周波数・可変電圧の交流を供給するインバータ１５からなる。尚、同図には、後述する制御装置に用いるための検出器として、平滑コンデンサの電圧ｅｄを検出する電圧検出器１４１、インバータから交流モータへの３相出力電流（Ｕ〜Ｗ各相電流ｉｕ〜ｉｗ）を検出する電流検出器１５１〜１５３、及びインバータの３相出力電圧（Ｖｕ〜Ｖｗ）を検出する電圧検出器１６１、交流モータの回転周波数ｆｒを検出する速度検出器１５４が設けられていることを示している。図１の制御装置の構成は、上記特開平５−８３９７６号公報に記載されるベクトル制御方式を基本としている。３１は運転指令発生手段であり、駆動する交流モータの回転座標系において直交する２軸の電流成分の励磁電流指令Ｉｄ*，トルク電流指令Ｉｑ*を発生する。２１は電流ベクトル演算手段であり、検出したインバータの各相の瞬時出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、インバータの基本周波数ｆinv0で後述する（２）式に基づき回転座標系で座標変換し、直交する２軸の電流成分に分解して励磁電流成分Ｉｄ，トルク電流成分Ｉｑをベクトル演算する。３２は電流制御手段であり、上記Ｉｄ及びＩｑがそれぞれの指令Ｉｄ*及びＩｑ*に一致するように、インバータの出力電圧（実効値）Ｖ及びすべり周波数ｆｓの各指令を演算する。３４はインバータ補償周波数発生手段であり、上記演算したトルク電流成分Ｉｑに基づきインバータ補償周波数ｆｃを発生する。３５，３６は加算器であり、３５により交流モータの回転周波数ｆｒとすべり周波数ｆｓを加算してインバータ基本周波数ｆinv0を演算し、さらに３６によりインバータ基本周波数ｆinv0にインバータ補償周波数ｆｃを加算してインバータ動作周波数ｆinvの指令を演算する。９０はインバータ動作周波数ｆinvを基にインバータ出力電圧の位相指令θ０（＝２πｆinvｔ，ｔ：時間）を演算する位相演算手段である。３３はＰＷＭパルス発生手段であり、インバータの出力電圧の指令Ｖとインバータ位相指令θ０に基づき周知のパルス幅変調制御を行い、ＰＷＭ信号を発生する。このＰＷＭ信号によりインバータ１５を動作させる。
ここで本実施形態の特徴部は、３４，３６の構成にあり、これを従来のベクトル制御装置の基本構成に追加したものである。
【０００７】
上記制御構成における本実施形態の詳細な説明をする前に、本実施形態における原理を説明する。
ベクトル制御は、励磁電流とトルク電流を独立に制御するものであり、周知のことであるが、先ずはじめに、３相の交流モータの各相瞬時電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを上記２つのベクトル成分に分解する方法について説明する。
（１）式は、ビート現象を発生していないとき（ｆｃ＝０，ｆinv＝ｆinv0）の交流モータの３相の瞬時相電流を表し、ここにＩＭはモータ電流の実効値を、ｔは時間を、φはモータ電流の力率角である。
【数１】

上記３相の瞬時電流を２πｆinv0の位相で回転する回転座標系で直交するｄ−ｑ２軸成分（Ｉｄ，Ｉｑ）に座標変換すると、（２）式で表せる。ここに、δはインバータ出力電圧ベクトルとトルク電流成分との位相差である。
【数２】

上記（２）式の演算の結果得られるＩｄとＩｑは、ｆinv0成分の励磁電流ベクトルおよびトルク電流ベクトルの大きさを表し、Ｉｄ＝−ＩＭ・ｓｉｎ（φ−δ)，Ｉｑ＝ＩＭ・ｃｏｓ(φ−δ)となる。
次に、インバータ入力の直流電圧に周波数がｆ０の脈動電圧が重畳した場合について説明する。インバータの交流出力電圧には、インバータ基本周波数ｆinv0成分の他に、インバータ基本周波数ｆinv0と直流電圧の脈動周波数ｆ０の和の周波数成分finv0＋ｆ０、及び差の周波数成分finv0−ｆ０の周波数成分が発生する。このため、モータ電流ｉｕ，ｉｖ,ｉｗにもインバータ基本周波数ｆinv0の他にｆinv0＋ｆ０及びｆinv0−ｆ０の周波数成分が発生する。モータのインピーダンスは低い周波数になればなるほど低くなることを考慮すると、ｆinv0−ｆ０の周波数成分がビート現象を発生する主原因である。そこで、脈動周波数成分を含むモータ電流をｆinv0及びｆinv0−ｆ０によって表すと以下の様になる。ここに、ｆinv0成分の電流実効値をＩＭ、ｆinv0−ｆ０成分の電流実効値をＩＢとする。
【数３】

ただし、θ０は、直流電圧脈動成分の位相、φ０は、ｆinv0−ｆ０の周波数成分に対するモータの力率角である。
上記（３）式の３相の瞬時電流を２πｆinv0の位相で回転する回転座標系で直交するｄ−ｑ２軸成分（Ｉｄ，Ｉｑ）に座標変換すると、(４）式で表せる。
【数４】

その結果、Ｉｄ及びＩｑには、それぞれｆinv0成分の励磁電流およびトルク電流のベクトルの大きさを示すＩＭ・ｓｉｎ（φ−δ），ＩＭ・ｃｏｓ（φ−δ）の他にｆ０の周波数成分がｄ，ｑ軸の電流成分それぞれ含まれることが分かる。
すなわち、モータの電流をＩｄ，Ｉｑという回転座標に変換して検出することで、基本波成分の電流は直流信号として現れるので、それに重畳する脈動周波数成分を取り出すことは容易となる。
本実施形態では、検出した３相のモータ電流を回転座標系に変換したＩｄ，Ｉｑの少なくとも何れかよりｆ０の電流成分を取り出し、この成分が小さくなる方向にインバータの動作周波数（出力周波数）ｆinvを制御することで、モータ電流がｆinv0−ｆ０の周波数でビートする現象を抑制するようにしたものである。
【０００８】
図１において、上記原理に基づく本実施形態の特徴部の構成を説明する。インバータ補償周波数発生手段３４では、電流ベクトル演算手段２１より得られるトルク電流成分Ｉｑよりｆ０の周波数成分を抽出し、これに基づき補償周波数ｆｃを演算する。そして、このｆｃをインバータ基本周波数ｆinv0に加えてインバータ出力周波数（動作周波数）ｆinvを生成し、この出力周波数に基づいてインバータの出力周波数を制御する。この結果、モータ電流に含まれる脈動周波数成分に対するフィードバック系が形成され、運転状態によらず常にビート現象を抑制することが可能となる。なお、本実施形態では、Ｉｑでフィードバック系を形成しているが、Ｉｄにもｆ０成分が検出されるので、Ｉｄでフィードバック系を形成しても良いことは勿論である。
また、ビート現象はインバータの動作周波数が脈動周波数を通過するときに発生するので、インバータ基本周波数ｆinv0への補償周波数ｆｃの加算は脈動周波数近傍の帯域のみ行うようにしてもよい。
【０００９】
図３は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４における詳細な構成の一例を示す。同図に示した実施形態では、脈動成分検出器６１によりトルク電流成分Ｉｑに含まれる周波数ｆ０の成分を検出した後、その出力を減算器４１によって目標値０から減じ、減算器４１の出力を補償器６２に入力する。同補償器６２は入力が零となる様にすなわち脈動成分が零となる様にインバータ補償周波数ｆｃを発生する。なお、脈動成分検出器の具体的構成としては、例えばｆ０近傍の周波数成分のみを検出するバンドパスフィルタがあげられる。また、補償器６２は、比例要素，比例積分要素等によって構成される補償要素である。
【００１０】
図４は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４の別の構成例を示す。同図に示した構成では、減算器４２によってトルク電流成分Ｉｑを目標値０から減じ、減算器４２の出力を脈動成分補償器６３に入力する。６３は、例えば（５）式に示す伝達関数によって示される特性を有する補償要素とする。ここに、式中のＫｓは補償ゲイン、ｓは微分演算子である。
【数５】

（５）式で示される補償要素は、周波数ｆ０近傍についてのみ高いゲインを有する補償要素であるために、Ｉｑに含まれるｆinv0成分はＩＭ×ｃｏｓ（φ−δ）で表せる直流成分であることからｆinv0に関わる成分には影響を与えることなく、脈動周波数ｆ０の成分のみを補償できる。このことから同図の構成は、図３に示した補償手段の構成よりも少ない構成で同等の効果を得ることができる。なお、補償要素の伝達関数は周波数ｆ０近傍のゲインが高ければ良いので、（５）式に限らず、脈動周波数ｆ０近傍についてのみ高いゲインを有する補償要素であれば、（５）式の伝達関数にこだわることはない。
以上に述べた図３，図４の実施形態においては、トルク電流成分Ｉｑの脈動成分に着目して制御を行っているが、励磁電流成分Ｉｄの脈動成分に着目してビート現象抑制制御を行っても良い。
【００１１】
図５は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４の別の構成を示す。同構成では、電流ベクトル演算手段２１の出力であるＩｄ及びＩｑをトルク演算手段６４に入力し、Ｉｄ及びＩｑからモータの発生トルクを演算（Ｔ＝Ｋ・Ｉｄ・Ｉｑ、Ｋ：定数）する。この演算結果を例えばバンドパスフィルタの様に、脈動周波数の成分である周波数ｆ０のみを通過させる脈動検出器６５によってトルク脈動を検出し、トルク脈動成分の目標値である０から減算器４３によって減じ、トルク脈動を補償する補償器６６に入力する。ここで、補償器６６は、比例要素，積分要素等からなる補償系であり、入力が零になるようにすなわちトルク脈動が零となる様にインバータ補償周波数ｆｃを出力する。
同図の構成によるものでは、トルク脈動を制御対象としているので、より高いモータのトルク脈動抑制効果を得ることができるといった利点がある。
【００１２】
図６は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４の別の構成を示す。同構成は、図５と同様にトルク演算手段６７によってＩｄ，Ｉｑよりモータの発生するトルクを演算し、これを減算器４４によって目標値０から減じ（演算したトルクの位相を逆相にするため）、それを図４と同様に例えば（５）式の伝達関数によって示される補償要素を有する脈動成分補償器６８に入力し、脈動周波数成分のみを抽出してそれをインバータ補償周波数ｆｃとして出力するものである。同図の構成によれば、図５の構成よりも少ない構成要素で同様の効果を得ることができる。
なお、上記補償要素の伝達関数は、（５）式に限らず、周波数ｆ０近傍についてのみ高いゲインを有する伝達関数であれば良いことは勿論である。
なお、図５，図６ではＩｑ，Ｉｄよりトルクを演算して行ったが、トルクはモータの出力に比例するので、同図におけるトルクの代わりにＩｑ，Ｉｄから電力を演算して行ってもよいことは勿論である。
【００１３】
以上に図１の制御装置におけるインバータ補償周波数発生手段３４の実施形態のいくつかを説明したが、ここで、図３の構成を用いたときの本実施形態における効果をシミュレーションにより検証した動作波形より説明する。シミュレーションの条件の設定は、交流モータ：３相１００ｋＷ４極誘導電動機、インバータ入力の直流電圧：１８００Ｖ、それに重畳する脈動電圧・周波数：１００Ｖ・１２０Ｈｚ、モータの回転周波数ｆｒ：１１０Ｈｚ、すべり周波数ｆｓ：５Ｈｚ、モータ電流（インバータ出力電流）：１５０Ａとする。
【００１４】
図７は、従来の制御装置によるもので図１の制御装置においてインバータ補償周波数発生手段３４を備えていない。同図（ａ）はインバータ入力電圧波形を示しており、同入力には６０Ｈｚの交流電源をコンバータにより整流したときの脈動周波数成分が存在していることを表している。同図（ｂ）はモータ相電流（インバータ出力電流）波形を示しており、インバータの動作周波数１１５Ｈｚ（ｆinv＝ｆｒ＋ｆｓ）成分の電流が動作周波数と直流電圧の脈動周波数との差の周波数５Ｈｚ（＝ｆinv−ｆ０）であるビート周波数成分に重畳していることがわかる。このビートによりモータ電流の動作周波数成分の最大値がビートによる電流成分だけ大きくなることがわかる。同図（ｃ）（ｄ）は、（ｂ）のモータ相電流を回転座標系に座標変換した励磁電流成分とトルク電流成分を示す。これより各電流成分に脈動周波数成分が重畳していることが分かる。同図（ｅ）は、モータの出力トルクを示す。出力トルクにも脈動周波数成分が重畳していることがわかる。
【００１５】
図８は、本発明を適用した場合の動作波形であり、同図（ａ）〜（ｅ）は図７（ａ）〜（ｅ）の事象に対応する。同図（ａ）に示すようにインバータ入力電圧に整流脈動が存在しているにも拘わらず、モータ相電流は同図（ｂ）のように動作周波数成分のみで整流脈動によるビート周波数成分は抑制されていることがわかる。それにより同図（ｃ）（ｄ）（ｅ）のように励磁電流，トルク電流，モータの出力トルクの各成分Ｉｄ，Ｉｑ，Ｔは、脈動の極めて少ない直流量となっている。この直流量は動作周波数成分のものであるので、同波形からも本発明により整流脈動に伴うビート現象が抑制されることがよくわかる。
このように本発明では、トルク電流成分に含まれる脈動周波数成分を検出し、インバータ出力周波数にフィードバックすることによって、モータ電流およびトルク脈動の発生が抑制され、ビート現象の発生が抑制されていることが確認できる。
また、本発明は、インバータ出力周波数を調整することによってビート現象を抑制する方式であるため、インバータの出力電圧が複数のパルスから構成され出力電圧を調整できる動作領域はもとより、鉄道車両用インバータの様にインバータの出力電圧一周期に含まれるパルスが幅１８０°（１パルス）であり、インバータの出力電圧を操作することができない動作領域（１パルスモード）においてもインバータの周波数を調整することにより、ビート現象を抑制することが可能である。
【００１６】
図９は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。同図の構成は図１に示した制御構成において、直流電圧検出手段１４１によって検出した直流電圧ｅｄによって補償周波数ｆｃ２を発生する補償周波数発生手段３８と、補償周波数発生手段３８の出力を加算器３５の出力であるインバータ動作周波数指令ｆinv0に加える加算器３７を追加したものである。ここで、補償周波数発生手段３８の機能は、インバータ入力の直流電圧に重畳する脈動電圧を直流電圧に対する脈動度合いとして求め、その度合いに応じた周波数度合いを補償周波数ｆｃ２として出力するものである。尚、その詳細は特開昭６４−７７４９２号公報に記載される。
このように、直流電圧ｅｄの脈動成分をインバータ周波数に反映させるというフィードフォワード補償機能とインバータ出力電流における脈動周波数成分をフィードバック補償するという両者を合わせ持つ構成とすることで、より精度の高い安定したビート抑制効果を得ることができる。
【００１７】
図１０は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。図１の構成と異なるところは、インバータ出力周波数を補償する方式の代わりに、インバータの位相指令を直接補償する方式である。それは、加算器３９によって加算器３５の出力であるインバータ周波数指令ｆinv0を基にインバータの位相θ０を演算する位相演算手段９０の出力と、トルク電流成分Ｉｑに含まれる脈動周波数成分に基づいて補償位相θｃを出力する補償位相演算手段４０の出力を加算し、この結果をＰＷＭパルス発生手段３３に入力する。なお、補償位相演算手段４０は、図３〜図６に示した補償要素の何れかにより構成される。ＰＷＭパルス発生手段３３は、電流制御手段３２の発生するインバータ出力電圧実効指令Ｖ及び加算器３９の出力であるインバータ出力電圧位相指令θに基づいてインバータを駆動するＰＷＭを発生する構成である。
このように、インバータの出力位相を直接に補償することによっても前述の実施形態の場合と同様のビート現象抑制効果が得られる。
【００１８】
これまでに記載した本発明の実施形態では、制御対象機がベクトル制御装置であったが、本発明はこれに限られるものではない。
図１１は、電圧／周波数一定制御いわゆるＶ／Ｆ制御の装置で本発明を実施した例を示す。同図の構成において図１と符号が同じものは説明を省略する。５０はすべり周波数指令発生手段で、同手段より出力されるすべり周波数指令ｆｓと検出されたモータ回転周波数ｆｒとを加算して基本波周波数ｆinv0を生成する。その周波数の位相を基準として電流ベクトル演算手段２１よりモータ相電流ｉｕ〜ｉｗを回転座標系で座標変換し、トルク電流成分Ｉｑを演算する。５２はＶ／Ｆ一定制御手段で、基本周波数ｆinv0に比例した電圧指令Ｖを出力する。３４はインバータ補償周波数発生手段で、上記演算したトルク電流成分Ｉｑに基づきインバータ補償周波数ｆｃを発生する。このｆｃと基本周波数ｆinv0とを加算してインバータ動作周波数(出力周波数)の指令ｆinvを生成する。３３はＰＷＭパルス発生手段で、インバータの出力電圧の指令Ｖと位相指令θ０に基づき周知のパルス幅変調制御を行いＰＷＭ信号を発生する。このＰＷＭ信号によりインバータ１５を動作させる。ここで、インバータ補償周波数発生手段３４は、図３〜図６の何れかで示されるもので構成する。ただし、図５，図６の構成を適用する場合には、電流ベクトル演算手段２１により励磁電流成分も演算してその結果を用いるものとする。
本実施形態のＶ／Ｆ制御では、モータにおける励磁電流成分及びトルク電流成分がそれらの指令値になるように制御する制御系を有していないために、電流ベクトル演算手段２１で演算されたトルク電流成分又は励磁電流成分は真のものとはならない。これは実際のモータの回転座標系におけるｄ−ｑ軸とはずれることによるものである。この軸ずれはモータの周波数が低いほど大きくなることが分かっている。しかし、ビート現象が発生する周波数帯域は前述したように１００Ｈｚ近辺であることを考えれば、この領域での軸ずれはわずかとなるので演算されるＩｑ，Ｉｄの精度の低下も少ない。
そこで、本実施形態では、インバータ入力の直流電圧に重畳する整流に伴う脈動周波数近辺の領域のみインバータ補償周波数ｆｃを基本周波数ｆinv0に加算するようにすることで図１の実施形態で得られるものとほぼ同程度のビート現象の抑制効果が得られる。
このように本発明は、適用するインバータの制御方式がベクトル制御，Ｖ／Ｆ制御を問わず実施できるところにも特徴を有している。
以上、本発明の実施形態として、トルク電流成分Ｉｑ，励磁電流成分ＩｄないしはモータトルクＴの脈動成分を検出し、インバータ出力周波数にフィードバックすることによってビート現象の抑制する方式を示したが、インバータの直流入力電力の瞬時値すなわちインバータの直流電圧の瞬時値と直流入力電流の瞬時値の積は、モータトルクＴの瞬時値と比例することから、インバータの直流入力電力の瞬時値の脈動成分を検出し、インバータ出力周波数にフィードバックすることによってもビート現象の抑制をはかることができることは明らかである。
【００１９】
図１２は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。第１図の構成と異なるところは、２１で検出したトルク電流成分Ｉｑの脈動周波数成分に基づきインバータ出力周波数を補償する方式の代わりに、インバータの出力電圧の指令Ｖを補償する方式である。７０は補償電圧発生手段であり、検出したトルク電流成分Ｉｑに基づきインバータ出力電圧の補償電圧Ｖｃを発生する。７１は加算器で電流制御手段で生成された電圧指令Ｖに補償電圧Ｖｃを加算して出力電圧指令を出力する。ここで、補償電圧発生手段７０の詳細な構成は、図３，第４図に示した制御回路を適用する。例えば図３に示したものを適用する場合には脈動成分検出回路６１でトルク電流成分Ｉｑに含まれる脈動周波数ｆ０の成分を検出し、補償器６２においてｆ０の成分が０となるように補償電圧Ｖｃを出力する比例，積分等の補償要素で構成する。
本実施形態によれば、インバータの出力電圧が飽和しない領域では図１と同様の効果が得られる。
【００２０】
図１３は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。図１の構成と異なるところは、インバータ出力電圧より周波数を補償することにある。７２は電圧ベクトル演算手段であり、検出したインバータの各相の瞬時出力電圧Ｖｕ〜Ｖｗを回転座標系で座標変換し、直交する２軸の電圧成分Ｖｄ，Ｖｑをベクトル演算する。この得られた少なくとも一方の電圧成分（同図の実施形態ではＶｑ）を入力として７３のインバータ補償周波数発生手段により脈動周波数成分を補償する補償周波数ｆｃを発生させ、インバータの動作周波数ｆinv０に加算する。
ここで、インバータ補償周波数電圧発生手段７３の詳細な構成は、図３，第４図に示した制御回路を適用する。例えば図３に示したものを適用する場合には脈動成分検出回路６１でＶｑに含まれる脈動周波数ｆ０の成分を検出し、補償器６２においてｆ０の成分が０となるように補償周波数ｆｃを出力する比例，積分等の補償要素で構成する。
本実施形態によれば、図１と比べ脈動周波数成分補償として特別にインバータの出力電圧の検出器や電圧ベクトル演算手段を設ける必要があるが、ビート現象を発生するインバータ出力電圧の正負極側の電圧アンバランスを直接的に検出して補償をかけるので、精度と応答性が優れるという効果がある。
なお、図１３の実施形態はＶｑの脈動周波数成分に基づいて周波数を補償するものであるが、その代わりに位相θ０を補償するようにしてもよい。
【００２１】
図１４は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。図１３の構成と異なるところは、Ｖｑの脈動周波数成分に基づきインバータ出力周波数を補償する方式の代わりに、インバータの出力電圧の指令Ｖを補償する方式である。７４は補償電圧発生手段であり、検出したＶｑに基づきインバータ出力電圧の補償電圧Ｖｃを発生する。７５は加算器で電流制御手段で生成された電圧指令Ｖに補償電圧Ｖｃを加算して出力電圧指令を出力する。ここで、補償電圧発生手段７４の詳細な構成は、図３，第４図に示した制御回路を適用する。例えば図３に示したものを適用する場合には脈動成分検出回路６１でＶｑに含まれる脈動周波数ｆ０の成分を検出し、補償器６２においてｆ０の成分が０となるように補償電圧Ｖｃを出力する比例，積分等の補償要素で構成する。
本実施形態によれば、インバータの出力電圧が飽和しない領域では図１３と同様の効果が得られる。
【００２２】
【発明の効果】
本発明によれば、インバータの入力電圧の整流脈動に起因する交流モータ電流の脈動を回転座標系における電流成分として検出することにより、整流脈動に起因する成分だけを精度よく取り出せ、それをフィードバック補償するので、インバータの動作周波数，モータ出力等に変化があっても、複雑なゲイン調整，位相調整を必要とせずに、インバータ入力電圧に含まれる脈動分に起因するビート現象を抑制することができる。また、これによりインバータ入力の直流電圧に脈動があってもビート現象を抑制するので平滑コンデンサの容量を小さくできるという効果も得られる。
したがって、本発明は、交流電源をコンバータで整流した直流を電源として交流モータを可変速駆動するインバータであって、特に整流脈動が大きくなる交流電源が単相である交流軌道の鉄道の電気車への利用は勿論のこと、単相受電での家電製品でモータをインバータで制御する例えば空調機，冷蔵庫，洗濯機等への利用にも適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態を鉄道の電気車に適用した電力変換器の主回路構成図である。
【図３】図１の実施形態における本発明特徴部の具体的構成図である。
【図４】図１の実施形態における本発明特徴部の他の具体的構成図である。
【図５】図１の実施形態における本発明特徴部の他の具体的構成図である。
【図６】図１の実施形態における本発明特徴部の他の具体的構成図である。
【図７】従来方式の制御による各部の動作波形図である。
【図８】本発明により制御した時の各部の動作波形図である。
【図９】本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置のブロック図である。
【図１０】本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図である。
【図１１】本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図である。
【図１２】本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図である。
【図１３】本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図である。
【図１４】本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図である。
【符号の説明】
９…架線、１１…単相交流電源、１３…コンバータ、１４…平滑コンデンサ、１５…インバータ、１４１…電圧検出器、１５１〜１５３…電流検出器、１６１…電圧検出器、１５４…速度検出器、１６…３相交流モータ
２１…電流ベクトル演算手段、３１…運転指令発生手段、３２…電流制御手段、３３…ＰＷＭパルス発生手段、３４…インバータ補償周波数発生手段、３５，３６…加算器、９０…位相演算手段
４１…減算器、４２…減算器、６１…脈動成分検出器、６２…補償器、６３…脈動成分補償器、６４…演算手段、６５…脈動検出器、６６…補償器、６７…トルク演算手段、６８…脈動成分補償器
３７…加算器、３８…補償周波数発生手段、３９…加算器３９、４０…補償位相演算手段、５０…すべり周波数指令発生手段、５２…Ｖ／Ｆ一定制御手段、７０…補償電圧発生手段、７１…加算器、７２…電圧ベクトル演算手段、７３…インバータ補償周波数発生手段、７４…補償電圧発生手段、７５…加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device including a converter that converts alternating current to direct current and an inverter that converts direct current to alternating current, and in particular, when an alternating current motor is driven at a variable speed by the inverter, rectification pulsation caused by rectification by the converter. TECHNICAL FIELD
[0002]
[Prior art]
In the converter / inverter power converter with a DC stage in the middle, when the AC power supply of the converter is particularly single-phase, for example, in the case of a railway electric vehicle running on an AC overhead line, the DC voltage converted to DC can be rectified. The resulting pulsation frequency component is twice the AC power supply frequency. The pulsation frequency component can be reduced by increasing the capacity of the smoothing capacitor provided in the DC stage, but it cannot be reduced completely, and the increase in the size of the smoothing capacitor thereby hinders the reduction in size and weight of the device. .
When the DC voltage having the pulsation is converted into AC of variable frequency / variable voltage by an inverter and supplied to a load such as an AC motor, the inverter output voltage and the motor current include the inverter operating frequency component. Therefore, the difference component and the sum component of the pulsation frequency and the inverter operation frequency are included. Among these components, the difference component that becomes a low frequency component when the operating frequency and the pulsation frequency approach each other has a small impedance with respect to the low frequency in the motor, so that a large pulsating current flows by this component and the motor generated torque pulsates. Beat phenomenon occurs.
The generation principle of this beat phenomenon and its suppression method are described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 64-77492. The beat phenomenon suppression method disclosed in this publication detects the pulsation degree of the DC input voltage of the inverter, calculates the frequency pulsation degree with the compensation gain and compensation phase difference corresponding to the operating frequency for this pulsation degree, The beat phenomenon is suppressed by adjusting the inverter frequency accordingly.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, the beat phenomenon suppression method described in the above publication requires adjustment of the compensation gain and the compensation phase difference in accordance with the operating frequency of the inverter in order to obtain a high beat phenomenon suppression effect. In order to always suppress the beat phenomenon to an optimum state, it is necessary to consider a change in motor output in addition to the operating frequency of the inverter. However, adjusting the compensation gain and the phase difference in consideration of the operating frequency of the inverter and the motor output has a problem that it is complicated (complex) in practice.
In recent years, as a control device for an induction motor that drives an electric vehicle, for example, a vector control inverter described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-83976 has been used. However, taking advantage of the features of vector control. There is no description regarding the suppression of the beat phenomenon, and no other publications relate to the technology.
[0004]
The object of the present invention is to suppress the beat phenomenon caused by the pulsation component included in the inverter DC input voltage without requiring complicated gain adjustment and phase difference adjustment even if the operating frequency of the inverter, the motor output, etc. change. An object of the present invention is to provide a power conversion device suitable for this purpose.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a converter that rectifies and converts a single-phase AC power supply voltage into a DC voltage, a smoothing capacitor connected to the DC side of the converter, converts the DC of the smoothing capacitor into AC, and converts the AC into an AC motor. An inverter for supplying power; means for detecting an instantaneous current of the inverter output; means for transforming the detected current into a coordinate system for rotation and performing vector calculation on orthogonal two-axis current components (excitation current component, torque current component); In the power converter comprising vector control means for controlling the frequency (or phase) of the AC output of the inverter so that the calculated torque current component becomes the command value, the generated torque of the AC motor is calculated from the two-axis current components And a pulsation component detecting means for detecting only a pulsation component accompanying commutation of the converter included in the generated torque, and the pulsation component Comprise adjusting means for detecting value to adjust the frequency (or phase) of the AC output of the inverter based on the detected value to approach zero.
Here, a DC voltage on the DC side of the converter is input, and only the pulsation component accompanying the rectification of the converter superimposed on the DC voltage is detected, and the frequency (or phase) of the AC output of the inverter according to the detected value of the pulsation component ) Is provided.
[0006]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described. FIG. 1 is an embodiment of the present invention, and shows a functional block diagram of a control device for controlling an inverter in the power converter shown in FIG. FIG. 2 shows a configuration diagram of a main circuit of a power converter in a railway electric vehicle.
First, FIG. 2 will be described. A converter 13 that rectifies the input from the single-phase AC power supply 11 fed to the overhead wire 9 through the pantograph 10 and the reactor 12 and converts it to DC, and a DC voltage that is connected to the DC side of the converter 13 and rectified by the converter 13 is smoothed. And an inverter 15 for supplying a variable frequency / variable voltage AC to a three-phase AC motor 16 (shown here as an induction motor) using the DC voltage ed smoothed by the smoothing capacitor 14 as an input voltage. In the figure, as a detector for use in a control device described later, a voltage detector 141 for detecting the voltage ed of the smoothing capacitor, a three-phase output current (U to W each phase current iu) from the inverter to the AC motor. To iw), a voltage detector 161 for detecting the three-phase output voltage (Vu to Vw) of the inverter, and a speed detector 154 for detecting the rotational frequency fr of the AC motor. It shows that. The configuration of the control device in FIG. 1 is based on the vector control method described in the above Japanese Patent Laid-Open No. 5-83976. Reference numeral 31 denotes an operation command generating means for generating an excitation current command Id * and a torque current command Iq * of current components of two axes orthogonal to each other in the rotational coordinate system of the driving AC motor. Reference numeral 21 denotes current vector computing means, which converts the detected instantaneous output currents iu, iv, iw of each phase of the inverter with a basic coordinate finv0 of the inverter in the rotating coordinate system based on the equation (2) described later, and is orthogonal. The excitation current component Id and the torque current component Iq are vector-calculated by breaking down into two-axis current components. Reference numeral 32 denotes current control means, which calculates each command of the inverter output voltage (effective value) V and slip frequency fs so that Id and Iq coincide with the commands Id * and Iq *. Reference numeral 34 denotes inverter compensation frequency generating means for generating an inverter compensation frequency fc based on the calculated torque current component Iq.

Reference numerals

35 and 36 denote adders. The inverter basic frequency finv0 is calculated by adding the rotational frequency fr and the slip frequency fs of the AC motor by 35, and the inverter compensation frequency fc is added to the inverter basic frequency finv0 by 36. A command for the operating frequency finv is calculated. Reference numeral 90 denotes phase calculation means for calculating a phase command θ0 (= 2πfinvt, t: time) of the inverter output voltage based on the inverter operating frequency finv. Reference numeral 33 denotes PWM pulse generating means, which performs known pulse width modulation control based on the inverter output voltage command V and the inverter phase command θ0, and generates a PWM signal. The inverter 15 is operated by this PWM signal.
Here, the characterizing portion of this embodiment has the configurations of 34 and 36, which are added to the basic configuration of the conventional vector control apparatus.
[0007]
Before describing the present embodiment in the above control configuration in detail, the principle of the present embodiment will be described.
Vector control is to control excitation current and torque current independently. As is well known, first, the instantaneous currents iu, iv and iw of a three-phase AC motor are converted into the above two vector components. A method of disassembling will be described.
Equation (1) represents the instantaneous current of the three phases of the AC motor when no beat phenomenon occurs (fc = 0, finv = finv0), where IM is the effective value of the motor current, and t is the time. Is the power factor angle of the motor current.
[Expression 1]

When the three-phase instantaneous current is coordinate-converted to a dq biaxial component (Id, Iq) orthogonal in a rotating coordinate system rotating at a phase of 2πfinv0, it can be expressed by equation (2). Here, δ is a phase difference between the inverter output voltage vector and the torque current component.
[Expression 2]

Id and Iq obtained as a result of the calculation of equation (2) above represent the magnitudes of the excitation current vector and the torque current vector of the finv0 component, and Id = −IM · sin (φ−δ), Iq = IM · cos ( φ−δ).
Next, a case where a pulsating voltage having a frequency of f0 is superimposed on a DC voltage input to the inverter will be described. In addition to the inverter basic frequency finv0 component, a frequency component finv0 + f0 of the sum of the inverter basic frequency finv0 and the pulsation frequency f0 of the DC voltage and a frequency component finv0−f0 of the difference are generated in the AC output voltage of the inverter. For this reason, in addition to the inverter basic frequency finv0, frequency components of finv0 + f0 and finv0−f0 are also generated in the motor currents iu, iv, iw. Considering that the motor impedance becomes lower as the frequency becomes lower, the frequency component of finv0-f0 is the main cause of the beat phenomenon. Therefore, the motor current including the pulsation frequency component is expressed as follows by finv0 and finv0−f0. Here, the effective current value of the finv0 component is IM, and the effective current value of the finv0−f0 component is IB.
[Equation 3]

Where θ0 is the phase of the DC voltage pulsation component, and φ0 is the motor power factor angle with respect to the frequency component of finv0−f0.
When the three-phase instantaneous current in the above equation (3) is coordinate-converted into dq two-axis components (Id, Iq) orthogonal in a rotating coordinate system rotating at a phase of 2πfinv0, it can be expressed by equation (4).
[Expression 4]

As a result, in Id and Iq, the frequency component of f0 is included in addition to IM · sin (φ−δ) and IM · cos (φ−δ) indicating the magnitudes of the excitation current and torque current vectors of the finv0 component, respectively. It can be seen that d and q-axis current components are included.
That is, by converting the motor current into rotational coordinates of Id and Iq and detecting it, the current of the fundamental wave component appears as a DC signal, so that it is easy to extract the pulsation frequency component superimposed on it.
In the present embodiment, the current component of f0 is extracted from at least one of Id and Iq obtained by converting the detected three-phase motor current into the rotating coordinate system, and the operating frequency (output frequency) finv of the inverter is reduced in the direction in which this component decreases. By controlling this, the phenomenon that the motor current beats at a frequency of finv0-f0 is suppressed.
[0008]
In FIG. 1, the structure of the characteristic part of this embodiment based on the said principle is demonstrated. The inverter compensation frequency generation means 34 extracts the frequency component f0 from the torque current component Iq obtained from the current vector calculation means 21, and calculates the compensation frequency fc based on this. Then, this fc is added to the inverter basic frequency finv0 to generate an inverter output frequency (operation frequency) finv, and the output frequency of the inverter is controlled based on this output frequency. As a result, a feedback system for the pulsation frequency component included in the motor current is formed, and the beat phenomenon can always be suppressed regardless of the operating state. In this embodiment, the feedback system is formed by Iq. However, since the f0 component is also detected in Id, it is needless to say that the feedback system may be formed by Id.
Further, since the beat phenomenon occurs when the operating frequency of the inverter passes through the pulsation frequency, the compensation frequency fc may be added to the inverter basic frequency finv0 only in the band near the pulsation frequency.
[0009]
FIG. 3 shows an example of a detailed configuration of the inverter compensation frequency generation means 34 of FIG. In the embodiment shown in the figure, the pulsation component detector 61 detects the component of the frequency f0 contained in the torque current component Iq, and then subtracts the output from the target value 0 by the subtractor 41, and outputs the output of the subtractor 41. Input to the compensator 62. The compensator 62 generates the inverter compensation frequency fc so that the input becomes zero, that is, the pulsation component becomes zero. As a specific configuration of the pulsation component detector, for example, a bandpass filter that detects only frequency components near f0 can be cited. The compensator 62 is a compensation element configured by a proportional element, a proportional integration element, or the like.
[0010]
FIG. 4 shows another configuration example of the inverter compensation frequency generation means 34 of FIG. In the configuration shown in the figure, the torque current component Iq is subtracted from the target value 0 by the subtractor 42, and the output of the subtractor 42 is input to the pulsation component compensator 63. For example, 63 is a compensation element having the characteristics shown by the transfer function shown in the equation (5). Here, Ks in the equation is a compensation gain, and s is a differential operator.
[Equation 5]

Since the compensation element represented by the equation (5) is a compensation element having a high gain only in the vicinity of the frequency f0, the finv0 component included in Iq is a direct current component that can be expressed by IM × cos (φ−δ). Only the component of the pulsation frequency f0 can be compensated without affecting the component related to finv0. For this reason, the configuration shown in the figure can achieve the same effect with a configuration that is smaller than the configuration of the compensation means shown in FIG. Note that the transfer function of the compensation element only needs to have a high gain in the vicinity of the frequency f0. Therefore, the transfer function of the expression (5) is not limited to the expression (5) and any compensation element having a high gain only in the vicinity of the pulsation frequency f0. Don't stick to it.
In the embodiment shown in FIGS. 3 and 4 described above, control is performed while paying attention to the pulsation component of the torque current component Iq, but beat phenomenon suppression control is performed paying attention to the pulsation component of the excitation current component Id. May be.
[0011]
FIG. 5 shows another configuration of the inverter compensation frequency generation means 34 of FIG. In this configuration, Id and Iq, which are the outputs of the current vector calculation means 21, are input to the torque calculation means 64, and the torque generated by the motor is calculated from Id and Iq (T = K · Id · Iq, K: constant). For example, a torque pulsation is detected by a pulsation detector 65 that passes only the frequency f0 that is a component of the pulsation frequency like a band-pass filter, and the subtraction unit 43 subtracts this calculation result from 0 that is the target value of the torque pulsation component. And input to a compensator 66 for compensating for torque pulsation. Here, the compensator 66 is a compensation system including a proportional element, an integral element, and the like, and outputs the inverter compensation frequency fc so that the input becomes zero, that is, the torque pulsation becomes zero.
In the configuration shown in the figure, since torque pulsation is controlled, there is an advantage that a higher torque pulsation suppressing effect of the motor can be obtained.
[0012]
FIG. 6 shows another configuration of the inverter compensation frequency generation means 34 of FIG. In the same configuration, the torque generated by the motor is calculated from Id and Iq by the torque calculating means 67 as in FIG. 5, and is subtracted from the target value 0 by the subtractor 44 (in order to reverse the phase of the calculated torque). 4 is input to a pulsation component compensator 68 having a compensation element represented by the transfer function of the equation (5), for example, and only the pulsation frequency component is extracted and output as an inverter compensation frequency fc, as in FIG. Is. According to the configuration of FIG. 5, the same effect can be obtained with fewer components than the configuration of FIG.
Of course, the transfer function of the compensation element is not limited to the expression (5), but may be any transfer function having a high gain only in the vicinity of the frequency f0.
5 and 6, the torque is calculated from Iq and Id. However, since the torque is proportional to the output of the motor, the power can be calculated from Iq and Id instead of the torque in FIG. Of course it is good.
[0013]
Although some of the embodiments of the inverter compensation frequency generation means 34 in the control device of FIG. 1 have been described above, here, from the operation waveform verified by simulation of the effect of this embodiment when the configuration of FIG. 3 is used. explain. The simulation conditions are set as follows: AC motor: three-phase 100 kW four-pole induction motor, inverter input DC voltage: 1800 V, superimposed pulsation voltage / frequency: 100 V / 120 Hz, motor rotation frequency fr: 110 Hz, slip frequency fs: 5 Hz Motor current (inverter output current): 150A.
[0014]
FIG. 7 is based on the conventional control apparatus, and the inverter compensation frequency generating means 34 is not provided in the control apparatus of FIG. FIG. 5A shows an inverter input voltage waveform, and this input indicates that a pulsation frequency component is present when a 60 Hz AC power source is rectified by a converter. FIG. 5B shows a waveform of the motor phase current (inverter output current). The frequency of the difference between the operating frequency of the inverter operating frequency 115 Hz (finv = fr + fs) and the pulsating frequency of the DC voltage is 5 Hz (= It can be seen that it is superimposed on the beat frequency component which is finv−f0). It can be seen that this beat increases the maximum value of the operating frequency component of the motor current by the current component due to the beat. FIGS. 5C and 5D show an excitation current component and a torque current component obtained by coordinate conversion of the motor phase current of FIG. From this, it can be seen that a pulsation frequency component is superimposed on each current component. FIG. 4E shows the output torque of the motor. It can be seen that the pulsation frequency component is also superimposed on the output torque.
[0015]
FIG. 8 shows operation waveforms when the present invention is applied, and FIGS. 8A to 8E correspond to the events of FIGS. 7A to 7E. Although the commutation pulsation is present in the inverter input voltage as shown in FIG. 6A, the motor phase current is only the operating frequency component as shown in FIG. 5B, and the beat frequency component due to the commutation pulsation is suppressed. You can see that As a result, as shown in (c), (d), and (e), the excitation current, torque current, and motor output torque components Id, Iq, and T have direct current amounts with very little pulsation. Since this DC amount is of the operating frequency component, it can be seen from the same waveform that the beat phenomenon associated with the rectifying pulsation is suppressed by the present invention.
Thus, in the present invention, by detecting the pulsation frequency component included in the torque current component and feeding it back to the inverter output frequency, the occurrence of the motor current and torque pulsation is suppressed, and the occurrence of the beat phenomenon is suppressed. Can be confirmed.
In addition, since the present invention is a method for suppressing the beat phenomenon by adjusting the inverter output frequency, the inverter output voltage is composed of a plurality of pulses, and the operation range in which the output voltage can be adjusted is not limited to that of the railway vehicle inverter. In this way, by adjusting the frequency of the inverter even in the operation region (one pulse mode) where the pulse included in one cycle of the inverter output voltage has a width of 180 ° (one pulse) and the inverter output voltage cannot be operated. It is possible to suppress the beat phenomenon.
[0016]
FIG. 9 is a configuration diagram of a control device showing another embodiment of the present invention. The configuration of the figure is the same as the control configuration shown in FIG. 1, but the compensation frequency generation means 38 that generates the compensation frequency fc2 by the DC voltage ed detected by the DC voltage detection means 141, and the output of the compensation frequency generation means 38 is the adder 35. Is added with an adder 37 to be added to the inverter operating frequency command finv0. Here, the function of the compensation frequency generation means 38 is to obtain the pulsation voltage superimposed on the DC voltage of the inverter input as the degree of pulsation with respect to the DC voltage, and output the frequency degree corresponding to the degree as the compensation frequency fc2. Details thereof are described in JP-A No. 64-77492.
As described above, the feed forward compensation function that reflects the pulsation component of the DC voltage ed on the inverter frequency and the feedback compensation of the pulsation frequency component in the inverter output current are combined to achieve more accurate and stable operation. A beat suppression effect can be obtained.
[0017]
FIG. 10 is a configuration diagram of a control device showing another embodiment of the present invention. A difference from the configuration of FIG. 1 is a method of directly compensating the inverter phase command instead of the method of compensating the inverter output frequency. The compensation phase is based on the output of the phase calculation means 90 for calculating the phase θ0 of the inverter based on the inverter frequency command finv0 which is the output of the adder 35 by the adder 39 and the pulsation frequency component included in the torque current component Iq. The outputs of the compensation phase calculation means 40 that outputs θc are added, and the result is input to the PWM pulse generation means 33. The compensation phase calculation means 40 is configured by any of the compensation elements shown in FIGS. The PWM pulse generating unit 33 is configured to generate PWM for driving the inverter based on the inverter output voltage effective command V generated by the current control unit 32 and the inverter output voltage phase command θ output from the adder 39.
As described above, the beat phenomenon suppressing effect similar to that in the above-described embodiment can be obtained by directly compensating the output phase of the inverter.
[0018]
In the embodiments of the present invention described so far, the controlled object machine is a vector control device, but the present invention is not limited to this.
FIG. 11 shows an example in which the present invention is implemented by an apparatus for constant voltage / frequency control, so-called V / F control. In the configuration of the figure, the same reference numerals as those in FIG. 50 is a slip frequency command generating means, which generates a fundamental frequency finv0 by adding the slip frequency command fs output from the means and the detected motor rotation frequency fr. Using the phase of the frequency as a reference, the motor vector currents iu to iw are coordinate-converted in the rotating coordinate system by the current vector calculation means 21 to calculate the torque current component Iq. A V / F constant control means 52 outputs a voltage command V proportional to the fundamental frequency finv0. Reference numeral 34 denotes inverter compensation frequency generating means for generating an inverter compensation frequency fc based on the calculated torque current component Iq. This fc and the basic frequency finv0 are added to generate an inverter operating frequency (output frequency) command finv. Reference numeral 33 denotes PWM pulse generating means for generating a PWM signal by performing known pulse width modulation control based on the inverter output voltage command V and the phase command θ0. The inverter 15 is operated by this PWM signal. Here, the inverter compensation frequency generating means 34 is constituted by one shown in any of FIGS. However, when the configurations of FIGS. 5 and 6 are applied, the current vector calculation means 21 also calculates the excitation current component and uses the result.
In the V / F control of this embodiment, since there is no control system for controlling the excitation current component and the torque current component in the motor to be their command values, the torque calculated by the current vector calculation means 21 The current component or excitation current component is not true. This is due to deviation from dq axes in the actual motor rotation coordinate system. It has been found that this axial deviation increases as the motor frequency decreases. However, considering that the frequency band in which the beat phenomenon occurs is near 100 Hz as described above, the axis deviation in this region is small, and the accuracy of Iq and Id calculated is small.
Therefore, in this embodiment, the inverter compensation frequency fc is added to the fundamental frequency finv0 only in the region near the pulsation frequency accompanying the rectification superimposed on the DC voltage of the inverter input, and thus obtained in the embodiment of FIG. The effect of suppressing the beat phenomenon is almost the same.
As described above, the present invention is also characterized in that the applied inverter control method can be implemented regardless of vector control or V / F control.
As described above, the embodiment of the present invention has shown the method of suppressing the beat phenomenon by detecting the torque current component Iq, the excitation current component Id or the pulsation component of the motor torque T and feeding back to the inverter output frequency. Since the instantaneous value of the DC input power, that is, the product of the instantaneous value of the DC voltage of the inverter and the instantaneous value of the DC input current, is proportional to the instantaneous value of the motor torque T, the pulsation component of the instantaneous value of the DC input power of the inverter is detected. However, it is clear that the beat phenomenon can also be suppressed by feeding back to the inverter output frequency.
[0019]
FIG. 12 is a block diagram of a control device showing another embodiment of the present invention. 1 differs from the configuration of FIG. 1 in that the inverter output voltage command V is compensated instead of the inverter output frequency compensation method based on the pulsation frequency component of the torque current component Iq detected in 21. Reference numeral 70 denotes compensation voltage generating means for generating an inverter output voltage compensation voltage Vc based on the detected torque current component Iq. An adder 71 adds the compensation voltage Vc to the voltage command V generated by the current control means, and outputs an output voltage command. Here, the detailed configuration of the compensation voltage generation means 70 applies the control circuit shown in FIGS. For example, when the one shown in FIG. 3 is applied, the pulsation component detection circuit 61 detects the component of the pulsation frequency f0 included in the torque current component Iq, and the compensator 62 compensates the compensation voltage so that the component of f0 becomes zero. It consists of compensation elements such as proportionality and integral that output Vc.
According to this embodiment, the same effect as in FIG. 1 can be obtained in a region where the output voltage of the inverter is not saturated.
[0020]
FIG. 13 is a block diagram of a control device showing another embodiment of the present invention. The difference from the configuration of FIG. 1 is that the frequency is compensated by the inverter output voltage. Reference numeral 72 denotes voltage vector calculation means, which performs coordinate conversion on the detected instantaneous output voltages Vu to Vw of each phase of the inverter in the rotating coordinate system, and performs vector calculation on the orthogonal two-axis voltage components Vd and Vq. A compensation frequency fc for compensating the pulsation frequency component is generated by the inverter compensation frequency generating means 73 by using at least one of the obtained voltage components (Vq in the embodiment shown in the figure) as input, and added to the operating frequency finv0 of the inverter. .
Here, the detailed configuration of the inverter compensation frequency voltage generating means 73 applies the control circuit shown in FIGS. For example, when the one shown in FIG. 3 is applied, the pulsation component detection circuit 61 detects the pulsation frequency f0 component included in Vq, and the compensator 62 outputs the compensation frequency fc so that the f0 component becomes zero. It consists of compensation elements such as proportionality and integral.
According to the present embodiment, it is necessary to provide an inverter output voltage detector and voltage vector calculation means specially as pulsation frequency component compensation as compared with FIG. 1, but on the positive and negative side of the inverter output voltage that generates the beat phenomenon. Since voltage imbalance is directly detected and compensated, there is an effect that accuracy and responsiveness are excellent.
Although the embodiment of FIG. 13 compensates the frequency based on the pulsation frequency component of Vq, the phase θ0 may be compensated instead.
[0021]
FIG. 14 is a configuration diagram of a control device showing another embodiment of the present invention. A difference from the configuration of FIG. 13 is a method of compensating the output voltage command V of the inverter instead of the method of compensating the inverter output frequency based on the pulsation frequency component of Vq. 74 is a compensation voltage generating means for generating a compensation voltage Vc of the inverter output voltage based on the detected Vq. An adder 75 adds the compensation voltage Vc to the voltage command V generated by the current control means, and outputs an output voltage command. Here, the detailed configuration of the compensation voltage generating means 74 applies the control circuit shown in FIGS. For example, when the circuit shown in FIG. 3 is applied, the pulsation component detection circuit 61 detects the pulsation frequency f0 component included in Vq, and the compensator 62 outputs the compensation voltage Vc so that the f0 component becomes zero. It consists of compensation elements such as proportionality and integral.
According to the present embodiment, the same effect as in FIG. 13 can be obtained in a region where the output voltage of the inverter is not saturated.
[0022]
【The invention's effect】
According to the present invention, by detecting the pulsation of the AC motor current caused by the rectification pulsation of the input voltage of the inverter as a current component in the rotating coordinate system, only the component caused by the rectification pulsation can be accurately extracted and feedback compensated. Therefore, even if there is a change in the inverter operating frequency, motor output, etc., the beat phenomenon caused by the pulsation contained in the inverter input voltage can be suppressed without requiring complicated gain adjustment and phase adjustment. . In addition, even if there is a pulsation in the DC voltage at the inverter input, the beat phenomenon is suppressed, so that the capacity of the smoothing capacitor can be reduced.
Therefore, the present invention is an inverter that drives an AC motor at a variable speed using a direct current obtained by rectifying an alternating current power supply with a converter as a power supply, and in particular, to an electric railway vehicle on an alternating current track with a single-phase alternating current power supply that increases rectification pulsation. Of course, it is also suitable for use in, for example, air conditioners, refrigerators, washing machines, etc., in which the motor is controlled by an inverter in home appliances with single-phase power reception.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional block diagram of a control device for a power converter showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a main circuit configuration diagram of a power converter in which the embodiment of the present invention is applied to a railway electric vehicle.
FIG. 3 is a specific configuration diagram of the characterizing portion of the present invention in the embodiment of FIG. 1;
FIG. 4 is another specific configuration diagram of the characterizing portion of the present invention in the embodiment of FIG. 1;
FIG. 5 is another specific configuration diagram of the characterizing portion of the present invention in the embodiment of FIG. 1;
6 is another specific configuration diagram of the characterizing portion of the present invention in the embodiment of FIG. 1. FIG.
FIG. 7 is an operation waveform diagram of each part under the control of the conventional method.
FIG. 8 is an operation waveform diagram of each part when controlled according to the present invention.
FIG. 9 is a block diagram of a control device for a power converter showing another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a functional block diagram of a power converter control device showing another embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a functional block diagram of a control device for a power converter showing another embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a functional block diagram of a control device for a power converter showing another embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a functional block diagram of a power converter control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a functional block diagram of a power converter control device showing another embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 ... Overhead wire, 11 ... Single phase alternating current power supply, 13 ... Converter, 14 ... Smoothing capacitor, 15 ... Inverter, 141 ... Voltage detector, 151-153 ... Current detector, 161 ... Voltage detector, 154 ... Speed detector, 16 ... 3-phase AC motor
DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 ... Current vector calculation means, 31 ... Operation command generation means, 32 ... Current control means, 33 ... PWM pulse generation means, 34 ... Inverter compensation frequency generation means, 35, 36 ... Adder, 90 ... Phase calculation means
DESCRIPTION OF SYMBOLS 41 ... Subtractor, 42 ... Subtractor, 61 ... Pulsation component detector, 62 ... Compensator, 63 ... Pulsation component compensator, 64 ... Calculation means, 65 ... Pulsation detector, 66 ... Compensator, 67 ... Torque calculation means 68 ... Pulsation component compensator
37 ... adder, 38 ... compensation frequency generation means, 39 ...

adder

39, 40 ... compensation phase calculation means, 50 ... slip frequency command generation means, 52 ... V / F constant control means, 70 ... compensation voltage generation means, 71 ... Adder, 72 ... Voltage vector calculation means, 73 ... Inverter compensation frequency generation means, 74 ... Compensation voltage generation means, 75 ... Adder

Claims

単相交流電源電圧を整流して直流電圧に変換するコンバータ、該コンバータの直流側に接続する平滑コンデンサ、該コンデンサの直流を交流に変換し、該交流を交流モータに給電するインバータ、該インバータ出力の瞬時電流を検出する手段、該検出した電流を回転座標系座標変換し、直交する２軸の電流成分（励磁電流成分，トルク電流成分）をベクトル演算する手段、少なくとも前記演算したトルク電流成分がその指令値になるように前記インバータの交流出力の周波数（又は位相）を制御するベクトル制御手段からなる電力変換装置において、
前記２軸の電流成分より前記交流モータの発生トルクを演算し、その発生トルクに含まれる前記コンバータの整流に伴う脈動成分のみを検出する脈動成分検出手段と、該脈動成分の検出値が零に近づくように該検出値に基づいて前記インバータの交流出力の周波数（又は位相）を調整する調整手段を備えることを特徴とする電力変換装置。A converter that rectifies a single-phase AC power supply voltage and converts it into a DC voltage, a smoothing capacitor connected to the DC side of the converter, an inverter that converts the DC of the capacitor into AC and supplies the AC to an AC motor, and the inverter output Means for detecting the instantaneous current of the current, means for converting the detected current into a coordinate system for rotation, and vector computing the orthogonal two-axis current components (excitation current component, torque current component), at least the computed torque current component is In the power conversion device comprising vector control means for controlling the frequency (or phase) of the AC output of the inverter so as to become the command value,
The generated torque of the AC motor is calculated from the current components of the two axes, and the pulsating component detecting means for detecting only the pulsating component accompanying the rectification of the converter included in the generated torque, and the detected value of the pulsating component becomes zero An electric power converter comprising adjusting means for adjusting the frequency (or phase) of the AC output of the inverter based on the detected value so as to approach.

請求項１において、前記コンバータの直流側の直流電圧を入力し、該直流電圧に重畳する前記コンバータの整流に伴う脈動成分のみを検出し、該脈動成分の検出値に応じて前記インバータの交流出力の周波数（又は位相）を補正する補正手段を備えることを特徴とする電力変換装置。2. The DC output of the inverter according to claim 1, wherein a DC voltage on the DC side of the converter is input, only a pulsation component accompanying the rectification of the converter superimposed on the DC voltage is detected, and an AC output of the inverter is determined according to a detected value of the pulsation component A power conversion device comprising correction means for correcting the frequency (or phase).