JP4069627B2

JP4069627B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP4069627B2
Application number: JP2002009648A
Authority: JP
Inventors: 栄治竹上
Original assignee: デンセイ・ラムダ株式会社
Priority date: 2002-01-18
Filing date: 2002-01-18
Publication date: 2008-04-02
Anticipated expiration: 2022-01-18
Also published as: JP2003219641A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば同期整流方式のスイッチング電源装置に適用されるカレントトランスを利用した電流検出回路に関し、特にカレントトランスの一次巻線に正負双方向の電流が流れるような電流検出回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
図４は、従来のカレントトランスを利用した電流検出回路の一例を示すものである。同図において、１はカレントトランス２の一次巻線２Ａを流れる電流源で、この電流源１からはカレントトランス２が検出したい被検出電流ｉpが一次巻線２Ａに流れる。またＬはカレントトランス２の励磁インダクタンスであり、ｉLはこの励磁インダクタンスＬを流れる励磁電流である。なお、図４に示すＮ1はカレントトランス２の一次巻線２Ａの巻数、Ｎ2はカレントトランス２の二次巻線２Ｂの巻数である。
【０００３】
前記二次巻線２Ｂの両端間には、一方向導通素子である電流検出用ダイオードＤ１と電流検出用抵抗Ｒ１との直列回路が接続されると共に、ダイオードＤ１のオフ時におけるカレントトランス２のリセット用抵抗Ｒ２が接続される。この場合のリセット用抵抗Ｒ２の抵抗値は、電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値よりも十分大きく設定される（Ｒ１＜＜Ｒ２）。
【０００４】
このような電流検出回路では、カレントトランス１の二次側にある電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSが、次の数１にて表わされる。
【０００５】
【数１】

【０００６】
すなわち、電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSは、被検出電流ｉpから励磁電流ｉLを差し引いたものに、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との巻数比を掛けあわせた値と等しくなる。
【０００７】
図５および図６は上記電流検出回路における各部の波形図を示し、各図において、上段より被検出電流ｉp，二次巻線２Ｂに発生する電圧Ｖ r2，励磁電流ｉL，検出電流ｉSを表わしている。
【０００８】
図５は、電流源１からの被検出電流ｉpが順方向すなわち正方向だけから流れ込むものを示している。この場合、一次巻線２Ａのドット側端子から電流が流れ込んでいる間は、二次巻線２Ｂのドット側端子に正の電圧Ｖr2（Ｖr2＞０）が発生してダイオードＤ１が導通し、二次巻線２ＢからダイオードＤ１を通じて検出電流ｉSが電流検出用抵抗Ｒ１に流れる。一方、電流源１からの被検出電流ｉpが遮断され零になると、それまで励磁インダクタンスＬを流れていた一部の励磁電流ｉLにより、今度は逆に二次巻線Ｎ２のドット側端子に負の電圧Ｖr2（Ｖr2＜０）が発生し、ダイオードＤ１がオフする関係で、抵抗Ｒ２でそのエネルギーが消費される。そして、励磁インダクタンスＬに蓄えられていたエネルギーが抵抗Ｒ２で全て消費されると、電圧Ｖr2および励磁電流ｉLは零になり、次に電流源１から被検出電流ｉpが流れ込むまでその状態を維持する。
【０００９】
このように、被検出電流ｉpが一方向しか流れない場合、カレントトランス１の一次巻線２に被検出電流ｉpの大部分が流れ込むと、二次巻線２Ｂ側のダイオードＤ１がオンしてローインピーダンス（概ね、抵抗Ｒ１の抵抗値に等しい）になるので、励磁インダクタンスＬはさほど励磁されない。すなわち、実質的に励磁電流ｉLを零と見なすことができるので、抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSは次の数２のようになり、被検出電流ｉpに比例した値となる。
【００１０】
【数２】

【００１１】
一方、図６は被検出電流ｉpが正負両方向に流れる場合を示しているが、被検出電流ｉpが逆方向すなわち負方向から流れ込む（ｉp＜０）と、一次巻線２Ａの非ドット側端子から電流が流れ込むため、二次巻線２Ｂのドット側端子に負の電圧Ｖr2（Ｖr2＜０）が発生し、ダイオードＤ１はオンしない。すなわち、カレントトランス１の二次巻線２Ｂ側はハイインピーダンス（抵抗Ｒ２の抵抗値に等しい）となり、前記負の電圧Ｖr2は、最初に被検出電流ｉpと抵抗Ｒ2を掛け合わせた大きな値（Ｖr2＝ｉp・Ｒ2）になると共に、負方向の励磁電流ｉLが大きくなる。
【００１２】
このように負方向の励磁電流ｉLが大きくなると、被検出電流ｉpが正方向に転じても、励磁インダクタンスＬには大きなエネルギーが蓄えられたままであり、前記数１のｉLの項が無視できなくなり、ダイオードＤ１を通して抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSは、励磁インダクタンスＬを流れる励磁電流ｉLの値に依存したものとなる。その結果、被検出電流ｉpが零になるのを境に、励磁電流ｉLひいては抵抗Ｒ１に流れる検出電流の値ｉSが変化して不連続になる。特にこの抵抗Ｒ１の検出電流ｉSに基づき、主トランスの一次側にある主スイッチング素子の動作タイミングを決定する電流モード制御による同期整流方式のスイッチング電源装置では、軽負荷時において主トランスの一次側若しくは二次側を流れる被検出電流ｉpが逆方向に流れるが、上述のようにこの場合は電流検出がうまくできないので、電源装置を構成するフィードバック系の回路動作が不安定になりやすい。また、並列運転時における無負荷または軽負荷状態でのカレントバランスも取りにくいという問題がある。
【００１３】
本発明は、上記の課題に着目して成されたものであって、その目的は、被検出電流が双方向に流れる場合であっても、カレントトランスの励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流に比例した電流値を得ることができ、スイッチ素子と主スイッチング素子を同期してオン・オフさせることができると共に、負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、内部の回路動作を安定化させることができるスイッチング電源装置を得ることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明におけるスイッチング電源装置は、主トランスの一次側にある主スイッチング素子をオン・オフすることにより、負荷に出力電圧を供給すると共に、前記負荷を流れる電流である被検出電流が順方向からカレントトランスの一次巻線に流れ込むと、前記カレントトランスの二次巻線から一方向導通素子を通じて検出電流が流れる電流検出回路を備え、前記検出電流に基づき、前記主スイッチング素子の動作タイミングを決定するスイッチング電源装置において、前記被検出電流が逆方向に流れるときに、前記一方向導通素子の両端間を短絡するスイッチ素子を設け、前記スイッチ素子と前記主スイッチング素子を同期してオン・オフさせるために、当該スイッチ素子および主スイッチング素子に駆動電圧を供給する制御部を備えたものである。
【００１５】
この場合、被検出電流が順方向に流れているときは、ダイオードがオンするので、このダイオードを通じて被検出電流にほぼ比例した検出電流を取り出すことができるが、被検出電流が逆方向に流れる場合でも、ダイオードの両端間がスイッチ素子により短絡するので、カレントトランスの二次巻線側のインピーダンスが低くなって、カレントトランスに励磁電流が殆ど流れない。したがって、被検出電流が双方向に流れる場合であっても、カレントトランスの励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流に比例した電流値を得ることが可能になる。また、制御部がスイッチ素子および主スイッチング素子に駆動電圧を供給するので、スイッチ素子と主スイッチング素子を互いに同期してオン・オフすることができる。しかも、被検出電流がどちらの方向に流れていても、検出電流は連続して被検出電流に比例したものとなり、負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、電源装置内部の回路動作が安定化する。
【００１６】
また本実施例では、前記スイッチ素子がＭＯＳ型ＦＥＴであり、前記一方向導通素子が前記ＭＯＳ型ＦＥＴのボディダイオードであることを特徴とする。
【００１７】
スイッチ素子としてＭＯＳ型ＦＥＴを用いれば、外付けの一方向導通素子ではなく、このＭＯＳ型ＦＥＴに内蔵するボディダイオードを利用することができる。したがって、実質的に外付けのダイオードに代わりＭＯＳ型ＦＥＴだけを取り付ければよく、余計なコスト上昇を省くことができる。
【００１８】
【発明の実施形態】
以下、本発明における好ましい実施態様について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、本実施例における電流検出回路は後述する同期整流方式のスイッチング電源装置に適用されるものである。
【００１９】
電流検出回路の構成を示す図１において、前記従来例と異なる点は、一方向導通素子である電流検出用ダイオードＤ１の両端間にスイッチ素子であるＭＯＳ型ＦＥＴ３を接続し、被検出電流ｉpが逆方向に流れてダイオードＤ１がオフする期間、このＭＯＳ型ＦＥＴ３をオンしてダイオードＤ１を短絡させるように構成していることである。なお、スイッチ素子としては他にトランジスタなどを利用してもよいが、実施例のようなＭＯＳ型ＦＥＴ３であれば、内蔵するボディダイオードを電流検出用ダイオードＤ１として利用でき好ましい。ＭＯＳ型ＦＥＴ３の駆動回路（図示せず）は種々のものを利用できるが、ここでは被検出電流ｉpが逆方向に流れていることを検出して、ＭＯＳ型ＦＥＴ３をオンにする電流検出機能付きの駆動回路を用いる。
【００２０】
次に、上記構成における作用を図２の波形図に基づき説明する。なお、この図２において、上段より被検出電流ｉp，二次巻線２Ｂに発生する電圧Ｖ r2，励磁電流ｉL，検出電流ｉS，ＭＯＳ型ＦＥＴ３のゲート・ソース間電圧Ｖgsをそれぞれ表わしている。
【００２１】
被検出電流ｉpが逆方向から流れ始めると、これを検出したスイッチ素子の駆動回路は直ちにＭＯＳ型ＦＥＴ３をオンにして、ダイオードＤ１の両端間を短絡させる。このとき、一次巻線２Ａの非ドット側端子から電流が流れ込むため、二次巻線２Ｂのドット側端子に負の電圧Ｖr2（Ｖr2＜０）が発生するが、ＭＯＳ型ＦＥＴ３がオンになっている関係で、カレントトランス２の二次巻線２Ｂ側はローインピーダンス（抵抗Ｒ１の抵抗値に等しい）となり、抵抗Ｒ１に検出電流ｉSが流れる。したがって、励磁インダクタンスＬはさほど励磁されず、実質的に励磁電流ｉLを零と見なすことができる。
【００２２】
一方、被検出電流ｉpが順方向に流れている間は、二次巻線２Ｂのドット側端子に正の電圧Ｖr2（Ｖr2＞０）が発生し、二次巻線２ＢからダイオードＤ１またはＭＯＳ型ＦＥＴ３を通じて検出電流ｉSが電流検出用抵抗Ｒ１に流れる。ＭＯＳ型ＦＥＴ３のオフタイミングは、被検出電流ｉpが順方向に流れている期間の何時でもよい。ここでも、カレントトランス２の二次巻線２Ｂ側は少なくともダイオードＤ１がオンしている関係でローインピーダンスになり、励磁インダクタンスＬはさほど励磁されず、実質的に励磁電流ｉLを零と見なすことができる。したがって、被検出電流ｉpの流れる方向に拘らず、常時連続して上記数２の関係を満たすことになり、被検出電流ｉpに比例した検出電流ｉSを抵抗Ｒ１から取り出すことができる。
【００２３】
なお、電流源１からの被検出電流ｉpが遮断され零になると、それまで僅かに蓄えられていた励磁インダクタンスＬのエネルギーが、カレントトランス２を介して抵抗Ｒ２で消費され、カレントトランス２の偏励磁を防止する。
【００２４】
次に、本実施例における電流検出回路が適用される同期整流方式のスイッチング電源装置の一例を図３において説明する。同図において、11は直流入力電圧を供給する直流電源、12は一次側と二次側とを絶縁する主トランスすなわちトランスであり、直流電源11の両端間にトランス12の一次巻線13と例えばＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチング素子14との直列回路が接続される。また、トランス12の二次巻線15には、同期整流回路を構成する整流素子と転流素子として、いずれもＭＯＳ型ＦＥＴからなる整流スイッチング素子16と転流スイッチング素子17が接続される。さらに、トランス12の二次巻線15側には、出力側のチョークコイル18と平滑コンデンサ19が接続される。なお、20，21，22は整流スイッチング素子16，転流スイッチング素子17，主スイッチング素子14にそれぞれ内蔵するボディダイオードで、また平滑コンデンサ19の両端間には負荷23が接続される。
【００２５】
本実施例におけるスイッチング電源装置は、いわゆるフォワード式ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を有し、主スイッチング素子14がオンすると、直流電源11からの入力電圧がトランス12の一次巻線13に印加され、二次巻線15のドット側端子に正極性の電圧が発生して整流スイッチング素子16がオン、転流スイッチング素子17がオフになる。これにより、トランス12の二次巻線15からチョークコイル18および平滑コンデンサ19を介して負荷23にエネルギーが供給される。
【００２６】
一方、主スイッチング素子14がオフして、直流電源11からトランス12の一次巻線13への入力電圧が途絶えると、今度は整流スイッチング素子16がオフ、転流スイッチング素子17がオンになる。これにより、チョークコイル18にそれまで蓄えられたエネルギーが負荷23に供給される。
【００２７】
25は、負荷23に供給する出力電圧の安定化を図るためのフィードバック回路である。これは具体的には、負荷23の出力電圧を検出する検出部26と、この検出部からの検出電圧を内蔵する基準電圧と比較する比較部27と、比較部27で得た比較結果を電気的に絶縁して伝送するフォトカプラ28と、この比較部27の比較結果と、負荷電流を検出する電流検出回路31からの検出結果に基づき、主スイッチング素子14のスイッチングタイミングを決定する制御部としての制御ＩＣ32とを備えて構成される。前記電流検出回路31は、図１で示したものと全く同じ構成となっており、ここでは負荷電流23を検出するために、トランス12の一次側電流を検出する位置に電流検出器たるカレントトランス２の一次巻線２Ａを挿入接続しているが、トランス12の二次側電流を検出する位置にカレントトランス２の一次巻線２Ａを挿入接続してもよい。
【００２８】
制御ＩＣ32のOUTは、ＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14のゲートに駆動電圧を供給する電圧供給端子に相当し、これによりＭＯＳ型ＦＥＴ３と主スイッチング素子14は互いに同期してオン・オフする。また+CSは、電流検出回路31の検出電流ｉSにより抵抗Ｒ１の両端間に発生する電圧を制御ＩＣ32に取り込む検出電流入力端子である。さらに、Gはグランドレベルを決める端子、FBは比較部27による比較結果に基づく電圧を取り込む電圧フィードバック入力端子である。フォトカプラ28は周知のように、発光素子28Ａと受光素子28Ｂとにより構成され、所定の動作電圧を供給する動作電圧端子Vccと前記グランド端子G間に抵抗33と受光素子28Ｂの直列回路が接続され、この抵抗33と受光素子28Ｂとの間に接続点が電圧フィードバック入力端子FBに直接接続される。
【００２９】
そして制御ＩＣ32は、負荷23の出力電圧に応じて変化する電圧フィードバック入力端子FBの電圧レベルと、負荷電流に応じて変化する検出電流入力端子+CSの電圧レベルをそれぞれ監視している。ＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14がオンすると、検出電流ｉSが流れて正方向に増加していく。これにより検出電流入力端子+CSの電圧レベルが正方向に増加していく。その後、検出電流ｉSに比例した検出電流入力端子+CSの電圧レベルが電圧フィードバック入力端子FBの電圧レベルと一致するまで上昇すると、電圧供給端子OUTの電圧レベルをＬレベルに切換え、ＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14をオフさせる。この動作の繰り返しによって、負荷23の出力電圧の安定化を図るようになっている。
【００３０】
ところで、一般に同期整流方式のスイッチング電源装置は、出力側のチョークコイル18を流れる電流が軽負荷時において逆流する。これにより、ダイオード整流とは異なって軽負荷時においても不連続モードの動作にはならず、無負荷や軽負荷時においても比較的回路が安定に動作する。しかし、図３に示すような電流モード制御のスイッチング電源装置では、検出電流ｉSによって主スイッチング素子14のスイッチングタイミングが決定されるため、従来に示すような電流検出回路の構成では、被検出電流ｉpが逆方向に流れる軽負荷時には、電流検出がうまく行われず、検出電流入力端子+CSの電圧レベルが不連続になって、フィードバック回路25の動作が不安定となるため、発振などの不具合を生じる。
【００３１】
その点、本実施例における電流検出回路31は、上述の理由により無負荷に至るまで電流検出がうまく行われるので、結果的にフィードバック回路25の動作が安定し、発振などの不具合も生じない。また、並列運転時における無負荷または軽負荷状態でのカレントバランスも改善される。
【００３２】
以上のように、本実施例においては、トランス 12 の一次側にある主スイッチング素子 14 をオン・オフすることにより、負荷 23 に出力電圧を供給すると共に、負荷 23 を流れる電流である被検出電流ｉpが順方向からカレントトランス２の一次巻線２Ａに流れ込むと、カレントトランス２の二次巻線２Ｂから一方向導通素子であるダイオードＤ１を通じて検出抵抗Ｒ１に検出電流ｉSが流れる電流検出回路31 を備え、検出電流ｉ S に基づき、主スイッチング素子 14 の動作タイミングを決定するスイッチング電源装置において、被検出電流ｉpが逆方向すなわち前記ダイオードＤ１をオフにする方向に流れるときに、このダイオードＤ１の両端間を短絡するスイッチ素子（ＭＯＳ型ＦＥＴ３）を設け、ＭＯＳ型ＦＥＴ３と主スイッチング素子 14 を同期してオン・オフさせるために、このＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子 14 に駆動電圧を供給する制御部としての制御ＩＣ 32 を備えている。
【００３３】
この場合、被検出電流ｉpが順方向に流れているときは、ダイオードＤ１がオンするので、ダイオードＤ１を通じて被検出電流ｉpにほぼ比例した検出電流ｉSを取り出すことができるが、被検出電流ｉpが逆方向に流れる場合でも、ダイオードＤ１の両端間がＭＯＳ型ＦＥＴ３により短絡するので、カレントトランス２の二次巻線２Ｂ側のインピーダンスが低くなって、カレントトランス２に励磁電流ｉLが殆ど流れない。したがって、被検出電流ｉpが双方向に流れる場合であっても、カレントトランス２の励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流ｉpに比例した電流値を得ることが可能になる。また、制御ＩＣ 32 の OUT がＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子 14 に駆動電圧を供給するので、ＭＯＳ型ＦＥＴ３と主スイッチング素子 14 を互いに同期してオン・オフすることができる。
【００３４】
さらに、本実施例における電流検出回路は、図３に示すような同期整流方式のスイッチング電源装置の負荷電流を検出するのに用いるのが好適である。すなわち、同期整流方式のスイッチング電源では、主スイッチング素子 14 のオン時に負荷 23 より二次巻線 15 に向けて逆電流が流れる場合があるが、本実施例における電流検出回路 31 を組み込むことにより、被検出電流ｉ p がどちらの方向に流れていても、抵抗Ｒ１から取り出せる検出電流ｉ S は連続して被検出電流ｉ p に比例したものとなり、負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、電源装置内部の回路動作が安定化する。
【００３５】
また、本実施例ではスイッチ素子がＭＯＳ型ＦＥＴ３であり、一方向導通素子がＭＯＳ型ＦＥＴ３のボディダイオードＤ１となっている。
【００３６】
この場合、スイッチ素子としてＭＯＳ型ＦＥＴ３を用いれば、外付けの一方向導通素子ではなく、このＭＯＳ型ＦＥＴ３に内蔵するボディダイオード４を利用することができる。したがって、実質的に外付けのダイオードに代わりＭＯＳ型ＦＥＴ３だけを取り付ければよく、余計なコスト上昇を省くことができる。
【００３７】
また、並列運転を行なう同期整流方式のスイッチング電源装置においては、並列運転時における各電源装置本体の特に無負荷や軽負荷状態でのカレントバランスが改善され、さらに負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、電源装置内部の回路動作が安定化する。
【００３８】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、本発明における電流検出回路をスイッチング電源装置以外の各種電流検出に利用してよい。
【００３９】
【発明の効果】
本発明における請求項１のスイッチング電源装置によれば、被検出電流が双方向に流れる場合であっても、カレントトランスの励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流に比例した電流値を得ることができる。
【００４０】
本発明における請求項２のスイッチング電源装置によれば、既存の外付けダイオードに代わってＭＯＳ型ＦＥＴだけを取り付ければよく、余計なコスト上昇を省くことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す電流検出回路の回路図である。
【図２】同上各部の動作を示す波形図である。
【図３】電流検出回路を組み込んだスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】従来例を示す電流検出回路の回路図である。
【図５】従来例における被検出電流が一方向だけから流れているときの各部の動作を示す波形図である。
【図６】従来例における被検出電流が双方向から流れているときの各部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
２カレントトランス
３ＭＯＳ型ＦＥＴ（スイッチ素子）
12 トランス（主トランス）
14 主スイッチング素子
23 負荷
31 電流検出回路
32 制御ＩＣ（制御部）
Ｄ１ダイオード（一方向導通素子、ボディダイオード）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a current detection circuit using a current transformer applied to, for example, a synchronous rectification type switching power supply device, and more particularly, a switching having a current detection circuit in which a positive and negative bidirectional current flows in a primary winding of the current transformer. The present invention relates to a power supply device .
[0002]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 4 shows an example of a current detection circuit using a conventional current transformer. In the figure, reference numeral 1 denotes a current source that flows through the primary winding 2A of the current transformer 2. From this current source 1, a detected current ip that the current transformer 2 wants to detect flows to the primary winding 2A. L is an exciting inductance of the current transformer 2 , and iL is an exciting current flowing through the exciting inductance L. Incidentally, N1 shown in FIG. 4 is the number of turns of the primary winding 2A of the current transformer 2, N2 is the number of turns of the secondary winding 2B of the current transformer 2.
[0003]
Between both ends of the secondary winding 2B, a series circuit of a current detection diode D1 and a current detection resistor R1 which are unidirectional conducting elements is connected, and the current transformer 2 is reset when the diode D1 is turned off. Resistor R2 is connected. In this case, the resistance value of the reset resistor R2 is set to be sufficiently larger than the resistance value of the current detection resistor R1 (R1 << R2).
[0004]
In such a current detection circuit, the current value iS flowing through the current detection resistor R1 on the secondary side of the current transformer 1 is expressed by the following equation (1).
[0005]
[Expression 1]

[0006]
That is, the current value iS flowing through the current detection resistor R1 is equal to the value obtained by subtracting the excitation current iL from the detected current ip and the turn ratio of the primary winding N1 and the secondary winding N2. .
[0007]
5 and 6 show waveform diagrams of respective parts in the current detection circuit. In each figure, the current to be detected ip, the voltage V r2 generated in the secondary winding 2B, the excitation current iL, and the detection current iS are shown. ing.
[0008]
FIG. 5 shows that the detected current ip from the current source 1 flows only from the forward direction, that is, the positive direction. In this case, while the current flows from the dot side terminal of the primary winding 2A, a positive voltage Vr2 (Vr2> 0) is generated at the dot side terminal of the secondary winding 2B, and the diode D1 becomes conductive. The detection current iS flows from the next winding 2B through the diode D1 to the current detection resistor R1. On the other hand, when the detected current ip from the current source 1 is cut off and becomes zero, a part of the exciting current iL that has been flowing through the exciting inductance L until now is negatively applied to the dot side terminal of the secondary winding N2. The voltage Vr2 (Vr2 <0) is generated, and the energy is consumed by the resistor R2 because the diode D1 is turned off. When the energy stored in the excitation inductance L is completely consumed by the resistor R2, the voltage Vr2 and the excitation current iL become zero, and the state is maintained until the detected current ip flows from the current source 1 next time. .
[0009]
In this way, when the detected current ip flows only in one direction, when the majority of the detected current ip flows into the primary winding 2 of the current transformer 1, the diode D1 on the secondary winding 2B side is turned on and low Since the impedance is approximately equal to the resistance value of the resistor R1, the exciting inductance L is not so excited. That is, since the excitation current iL can be regarded as substantially zero, the current value iS flowing through the resistor R1 is expressed by the following equation 2, and is a value proportional to the detected current ip.
[0010]
[Expression 2]

[0011]
On the other hand, FIG. 6 shows the case where the detected current ip flows in both positive and negative directions. However, when the detected current ip flows in the reverse direction, that is, in the negative direction (ip <0), the non-dot side terminal of the primary winding 2A Since a current flows, a negative voltage Vr2 (Vr2 <0) is generated at the dot side terminal of the secondary winding 2B, and the diode D1 is not turned on. That is, the secondary winding 2B side of the current transformer 1 has a high impedance (equal to the resistance value of the resistor R2), and the negative voltage Vr2 is initially a large value (Vr2) obtained by multiplying the current to be detected ip and the resistor R2. = Ip · R2), and the exciting current iL in the negative direction increases.
[0012]
When the excitation current iL in the negative direction increases in this way, even if the detected current ip turns in the positive direction, a large amount of energy remains stored in the excitation inductance L, and the iL term in Equation 1 cannot be ignored. The current value iS flowing through the resistor R1 through the diode D1 depends on the value of the exciting current iL flowing through the exciting inductance L. As a result, when the detected current ip becomes zero, the excitation current iL and thus the value iS of the detected current flowing through the resistor R1 changes and becomes discontinuous. In particular, in a synchronous rectification type switching power supply by current mode control that determines the operation timing of the main switching element on the primary side of the main transformer based on the detected current iS of the resistor R1, the primary side of the main transformer or The detected current ip flowing on the secondary side flows in the opposite direction. However, as described above, in this case, current detection cannot be performed well, so that the circuit operation of the feedback system that constitutes the power supply device tends to become unstable . Also, there is a problem that the current balance is hard to take in the no-load or light load conditions at the time of parallel operation.
[0013]
The present invention has been made paying attention to the above-mentioned problem, and its purpose is always independent of the exciting current value of the current transformer, even when the detected current flows in both directions. it is possible to obtain a current value proportional to the current to be detected, in synchronization with switching element and the main switching element it is possible to turn on and off, the load current is in the range of full load no load, the circuit of the internal operation It is to obtain a switching power supply device capable of stabilizing the power .
[0014]
[Means for Solving the Problems]
The switching power supply device according to the present invention supplies the output voltage to the load by turning on and off the main switching element on the primary side of the main transformer, and the detected current that is the current flowing through the load is the current from the forward direction. A switching circuit that includes a current detection circuit in which a detection current flows from the secondary winding of the current transformer through a one-way conduction element when flowing into the primary winding of the transformer, and that determines the operation timing of the main switching element based on the detection current In the power supply device , when the detected current flows in the reverse direction, a switching element for short-circuiting both ends of the one-way conducting element is provided , and the switching element and the main switching element are turned on / off in synchronization , those having a control unit for supplying a driving voltage to the switching element and the main switching element A.
[0015]
In this case, when the detected current is flowing in the forward direction, the diode is turned on, so that a detected current approximately proportional to the detected current can be taken out through this diode, but the detected current flows in the reverse direction. However, since both ends of the diode are short-circuited by the switch element, the impedance on the secondary winding side of the current transformer becomes low, and almost no exciting current flows in the current transformer. Therefore, even when the detected current flows in both directions, it is possible to always obtain a current value proportional to the detected current without depending on the exciting current value of the current transformer. Further, since the control unit supplies drive voltage to the switch element and the main switching element, the switch element and the main switching element can be turned on / off in synchronization with each other. In addition, regardless of the direction of the detected current, the detected current is continuously proportional to the detected current, and the circuit operation inside the power supply is stable when the load current ranges from no load to full load. Turn into.
[0016]
In this embodiment, the switch element is a MOS FET, and the one-way conducting element is a body diode of the MOS FET.
[0017]
If a MOS type FET is used as the switch element, a body diode built in the MOS type FET can be used instead of an external unidirectional conducting element. Therefore, it is only necessary to attach a MOS FET in place of the external diode, and an extra cost increase can be omitted.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. Note that the current detection circuit in this embodiment is applied to a synchronous rectification switching power supply device to be described later.
[0019]
In FIG. 1 showing the configuration of the current detection circuit, the difference from the conventional example is that a MOS type FET 3 which is a switch element is connected between both ends of a current detection diode D1 which is a one-way conduction element, and the detected current ip is That is, the MOS type FET 3 is turned on to short-circuit the diode D1 during a period in which the diode D1 is turned off by flowing in the reverse direction. In addition, a transistor or the like may be used as the switch element. However, the built-in body diode is preferable as the current detection diode D1 in the case of the MOS type FET 3 as in the embodiment. Various driving circuits (not shown) for the MOS type FET 3 can be used, but here, a current detection function for detecting that the detected current ip flows in the reverse direction and turning on the MOS type FET 3 is provided. The drive circuit is used.
[0020]
Next, the operation of the above configuration will be described based on the waveform diagram of FIG. In FIG. 2, the detected current ip, the voltage V r2 generated in the secondary winding 2B, the excitation current iL, the detection current iS, and the gate-source voltage Vgs of the MOS FET 3 are shown from the top.
[0021]
When the current to be detected ip starts to flow in the opposite direction, the drive circuit for the switch element that detects this immediately turns on the MOS FET 3 and short-circuits both ends of the diode D1. At this time, since current flows from the non-dot side terminal of the primary winding 2A, a negative voltage Vr2 (Vr2 <0) is generated at the dot side terminal of the secondary winding 2B, but the MOS FET 3 is turned on. Therefore, the secondary winding 2B side of the current transformer 2 has a low impedance (equal to the resistance value of the resistor R1), and the detection current i S flows through the resistor R1. Therefore, the excitation inductance L is not so excited, and the excitation current iL can be substantially regarded as zero.
[0022]
On the other hand, while the detected current ip flows in the forward direction, a positive voltage Vr2 (Vr2> 0) is generated at the dot side terminal of the secondary winding 2B, and the diode D1 or the MOS type is generated from the secondary winding 2B. The detection current i S flows through the FET 3 to the current detection resistor R1. The off-timing of the MOS FET 3 may be any time during the period in which the detected current ip flows in the forward direction. Here too, the secondary winding 2B side of the current transformer 2 has a low impedance because at least the diode D1 is turned on, the excitation inductance L is not so excited, and the excitation current iL can be regarded as substantially zero. it can. Therefore, regardless of the direction in which the current to be detected ip flows, the relationship of Equation 2 is always satisfied, and the detection current iS proportional to the current to be detected ip can be taken out from the resistor R1.
[0023]
Incidentally, when the current to be detected ip from the current source 1 becomes zero is interrupted, the energy of the excitation inductance L, which was slightly stored until it is consumed by the resistor R2 via the current transformer 2, polarization of the current transformer 2 Prevent excitation.
[0024]
Next, an example of a synchronous rectification switching power supply to which the current detection circuit of this embodiment is applied will be described with reference to FIG. In the figure, 11 is a DC power source for supplying a DC input voltage, 12 is a main transformer or transformer that insulates the primary side from the secondary side, and the primary winding 13 of the transformer 12 between the both ends of the DC power source 11, for example, A series circuit with a main switching element 14 made of a MOS FET is connected. The secondary winding 15 of the transformer 12 is connected to a rectifying switching element 16 and a commutation switching element 17 each made of a MOS FET as a rectifying element and a commutating element constituting a synchronous rectifying circuit. Further, an output side choke coil 18 and a smoothing capacitor 19 are connected to the secondary winding 15 side of the transformer 12. 20, 21, and 22 are body diodes incorporated in the rectifying switching element 16, the commutation switching element 17, and the main switching element 14, and a load 23 is connected between both ends of the smoothing capacitor 19.
[0025]
The switching power supply device in this embodiment has a so-called forward DC / DC converter circuit configuration, and when the main switching element 14 is turned on, the input voltage from the DC power supply 11 is applied to the primary winding 13 of the transformer 12, A positive voltage is generated at the dot side terminal of the secondary winding 15 to turn on the rectifying switching element 16 and turn off the commutation switching element 17. As a result, energy is supplied from the secondary winding 15 of the transformer 12 to the load 23 via the choke coil 18 and the smoothing capacitor 19.
[0026]
On the other hand, when the main switching element 14 is turned off and the input voltage from the DC power supply 11 to the primary winding 13 of the transformer 12 is interrupted, the rectifying switching element 16 is turned off and the commutation switching element 17 is turned on. As a result, the energy stored so far in the choke coil 18 is supplied to the load 23.
[0027]
Reference numeral 25 denotes a feedback circuit for stabilizing the output voltage supplied to the load 23. Specifically, the detection unit 26 that detects the output voltage of the load 23, the comparison unit 27 that compares the detection voltage from the detection unit with a built-in reference voltage, and the comparison result obtained by the comparison unit 27 As a control unit that determines the switching timing of the main switching element 14 based on the comparison result of the photocoupler 28 that performs electrical insulation and transmission, the comparison result of the comparison unit 27, and the detection result from the current detection circuit 31 that detects the load current And a control IC 32. The current detection circuit 31 has exactly the same configuration as that shown in FIG. 1. Here, in order to detect the load current 23, a current transformer as a current detector is located at a position where the primary current of the transformer 12 is detected. 2 is inserted and connected, but the primary winding 2A of the current transformer 2 may be inserted and connected at a position where the secondary current of the transformer 12 is detected.
[0028]
OUT of the control IC 32 corresponds to a voltage supply terminal for supplying a driving voltage to the gates of the MOS type FET 3 and the main switching element 14, whereby the MOS type FET 3 and the main switching element 14 are turned on / off in synchronization with each other. Further, + CS is a detection current input terminal for taking into the control IC 32 a voltage generated across the resistor R1 by the detection current iS of the current detection circuit 31. Further, G is a terminal for determining the ground level, and FB is a voltage feedback input terminal for taking in a voltage based on the comparison result by the comparison unit 27. As is well known, the photocoupler 28 comprises a light emitting element 28A and a light receiving element 28B, and a series circuit of a resistor 33 and a light receiving element 28B is connected between the operating voltage terminal Vcc for supplying a predetermined operating voltage and the ground terminal G. The connection point is directly connected to the voltage feedback input terminal FB between the resistor 33 and the light receiving element 28B.
[0029]
The control IC 32 monitors the voltage level of the voltage feedback input terminal FB that changes according to the output voltage of the load 23 and the voltage level of the detection current input terminal + CS that changes according to the load current. When the MOS FET 3 and the main switching element 14 are turned on, the detection current iS flows and increases in the positive direction. As a result, the voltage level of the detection current input terminal + CS increases in the positive direction. Thereafter, when the voltage level of the detection current input terminal + CS proportional to the detection current iS rises to coincide with the voltage level of the voltage feedback input terminal FB, the voltage level of the voltage supply terminal OUT is switched to the L level, and the MOS type FET 3 and The main switching element 14 is turned off. By repeating this operation, the output voltage of the load 23 is stabilized.
[0030]
By the way, in the synchronous rectification switching power supply device, the current flowing through the output side choke coil 18 generally reverses when the load is light. Thus, unlike diode rectification, the circuit does not operate in a discontinuous mode even at light loads, and the circuit operates relatively stably even at no load or light loads. However, in the switching power supply of current mode control as shown in FIG. 3, the switching timing of the main switching element 14 is determined by the detection current iS. Therefore, in the configuration of the current detection circuit as shown in FIG. When light load flows in the reverse direction, current detection is not performed well, the voltage level of the detection current input terminal + CS becomes discontinuous, and the operation of the feedback circuit 25 becomes unstable, causing problems such as oscillation .
[0031]
In that respect, the current detection circuit 31 in the present embodiment performs current detection well until no load is reached for the above-described reason. As a result, the operation of the feedback circuit 25 is stabilized, and problems such as oscillation do not occur. In addition, the current balance in a no-load or light-load state during parallel operation is also improved.
[0032]
As described above, in this embodiment, by turning on and off the

main switching element

14 on the primary side of the

transformer

12 supplies the output voltage to the

load

23, the current to be detected which is a current flowing through the

load

23 When ip flows from the forward direction into the primary winding 2A of the current transformer 2, the current detection circuit 31 in which the detection current iS flows to the detection resistor R1 through the diode D1 which is a one-way conduction element from the secondary winding 2B of the current transformer 2 is provided. In the switching power supply apparatus that determines the operation timing of the

main switching element

14 based on the detected current i S , when the detected current ip flows in the reverse direction, that is, in the direction to turn off the diode D1, both ends of the diode D1 A switching element (MOS type FET3) that short-circuits between them is provided , and the MOS type FET3 and the main switching element 14 are synchronously turned on. In order to turn it off , a control IC 32 is provided as a controller for supplying a drive voltage to the MOS FET 3 and the main switching element 14 .
[0033]
In this case, when the detected current ip flows in the forward direction, the diode D1 is turned on, so that the detected current iS approximately proportional to the detected current ip can be taken out through the diode D1, but the detected current ip is Even when flowing in the reverse direction, both ends of the diode D1 are short-circuited by the MOS FET 3, so that the impedance on the secondary winding 2B side of the current transformer 2 becomes low, and the exciting current iL hardly flows through the current transformer 2. Therefore, even when the detected current ip flows in both directions, it is possible to always obtain a current value proportional to the detected current ip without depending on the exciting current value of the current transformer 2. Further, since the OUT of the control IC 32 supplies a driving voltage to the MOS FET 3 and the main switching element 14 , the MOS FET 3 and the main switching element 14 can be turned on / off in synchronization with each other.
[0034]
Furthermore, the current detection circuit in this embodiment is preferably used to detect the load current of the synchronous rectification switching power supply as shown in FIG. That is, in the synchronous rectification switching power supply, a reverse current may flow from the

load

23 toward the secondary winding 15 when the main switching element 14 is turned on , but by incorporating the

current detection circuit

31 in this embodiment , Regardless of the direction of the detected current i p, the detected current i S that can be extracted from the resistor R1 is continuously proportional to the detected current i p , and the load current ranges from no load to full load. Circuit operation inside the power supply is stabilized.
[0035]
In this embodiment, the switch element is the MOS FET 3 and the one-way conducting element is the body diode D1 of the MOS FET 3.
[0036]
In this case, if the MOS type FET 3 is used as the switch element, the body diode 4 incorporated in the MOS type FET 3 can be used instead of the external unidirectional conducting element. Therefore, it is only necessary to attach only the MOS FET 3 in place of the external diode, and an extra cost increase can be omitted.
[0037]
Also, in the switching power supply of a synchronous rectification method of performing parallel operation, current balance in particular no load or light load conditions of the power supply body is improved during parallel operation, more load current full load from no load Within this range, the circuit operation inside the power supply device is stabilized.
[0038]
In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible. For example, the current detection circuit according to the present invention may be used for various current detections other than the switching power supply device.
[0039]
【The invention's effect】
According to the switching power supply device of the first aspect of the present invention, even when the detected current flows in both directions, the current value proportional to the detected current is always obtained without depending on the exciting current value of the current transformer. Obtainable.
[0040]
According to the switching power supply apparatus of the second aspect of the present invention, it is only necessary to attach a MOS type FET in place of the existing external diode, and an extra cost increase can be omitted.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a current detection circuit showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of each part of the above.
FIG. 3 is a circuit diagram of a switching power supply device incorporating a current detection circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram of a current detection circuit showing a conventional example.
FIG. 5 is a waveform diagram showing the operation of each part when a current to be detected flows from only one direction in a conventional example.
FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of each part when the current to be detected flows in both directions in the conventional example.
[Explanation of symbols]
2 Current transformer 3 MOS type FET (switch element)
12 transformer (main transformer)
14 Main switching elements
23 load
31 Current detection circuit
32 control IC (control unit)
D1 diode (unidirectional conducting element, body diode)

Claims

主トランスの一次側にある主スイッチング素子をオン・オフすることにより、負荷に出力電圧を供給すると共に、前記負荷を流れる電流である被検出電流が順方向からカレントトランスの一次巻線に流れ込むと、前記カレントトランスの二次巻線から一方向導通素子を通じて検出電流が流れる電流検出回路を備え、前記検出電流に基づき、前記主スイッチング素子の動作タイミングを決定するスイッチング電源装置において、前記被検出電流が逆方向に流れるときに、前記一方向導通素子の両端間を短絡するスイッチ素子を設け、前記スイッチ素子と前記主スイッチング素子を同期してオン・オフさせるために、当該スイッチ素子および主スイッチング素子に駆動電圧を供給する制御部を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 By turning on and off the main switching element on the primary side of the main transformer, an output voltage is supplied to the load, and a detected current that is a current flowing through the load flows into the primary winding of the current transformer from the forward direction. A switching power supply comprising a current detection circuit through which a detection current flows from a secondary winding of the current transformer through a one-way conducting element, and determining an operation timing of the main switching element based on the detection current; A switching element that short-circuits both ends of the one-way conducting element when the first and second switching elements flow in the opposite direction, and the switching element and the main switching element are turned on and off in synchronization with each other. A switching power supply comprising a control unit for supplying a drive voltage to the power supply .

前記スイッチ素子がＭＯＳ型ＦＥＴであり、前記一方向導通素子が前記ＭＯＳ型ＦＥＴのボディダイオードであることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the switch element is a MOS type FET, and the one-way conducting element is a body diode of the MOS type FET.