JP4063030B2

JP4063030B2 - Multicarrier demodulation method and multicarrier demodulation device

Info

Publication number: JP4063030B2
Application number: JP2002281868A
Authority: JP
Inventors: 徳祥鈴木
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2001-09-27
Filing date: 2002-09-26
Publication date: 2008-03-19
Anticipated expiration: 2022-09-26
Also published as: JP2003188847A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリア復調方法及びマルチキャリア復調装置に関する。本発明は遅延波の影響の大きい場所でのＯＦＤＭ受信に特に有効である。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＯＦＤＭ変調方式において、遅延波の重畳による直交性の崩れを防止する為、有効シンボルの前に、ガードインターバルとよばれる波形を付加している。このガードインターバルは、例えば有効シンボルの末尾１／４を付加し、１シンボルを５／４倍として、ガードインターバル長以下の遅延波に対しては復調時に影響を受けないようにするものである。この際、有効シンボル長の「ウインドウ」をかけることより、有効シンボル長分の波形が復調に用いられる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしマルチパスの影響によりガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来すると、誤り率が大きく劣化するという問題がある。このような場合、ガードインターバル長を大きくとる必要が有るが、これは通信の冗長さを増すこととなり、通信効率を落とす結果となる。
【０００４】
ところでＯＦＤＭにおいては、例えばＮ本のキャリアの帯域を使用する場合でもガードバンド等のヌルキャリアを多数有することが多い。そこで本発明は、ヌルキャリアを有するマルチキャリア通信において、より短いシンボル長から有効キャリアを全て復調できることに着目し、遅延波による波形歪みの生じている信号部分を用いずに、有効キャリアを分離復調することで、ガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来するマルチバスの影響下でも誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する為、請求項１に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の使用シンボルとなる部分を決定し、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とする。
【０００６】
また、請求項２に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定したのち、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とする。
【０００７】
また、請求項３に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とする。
【０００８】
また、請求項４に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定する工程と、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とする。
【０００９】
また、請求項５に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ列の複素行列を計算する行列演算部と、行列演算部の求めたＬ行Ｍ列の複素行列と前記Ｍ個の複素ディジタル信号による長さＭの列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項６に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ'列の複素行列を計算する行列演算部と、行列演算部の求めたＬ行Ｍ'列の複素行列と前記Ｍ'個の複素ディジタル信号による長さＭ'の列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項７に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とする。
【００１２】
また、請求項８に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とする。
【００１３】
また、請求項９に記載の手段によれば、請求項３又は請求項４に記載のマルチキャリア復調方法において、１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定することに替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定することを特徴とする。
また、請求項１０に記載の手段によれば、請求項３、請求項４又は請求項９に記載のマルチキャリア復調方法において、１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、仮判定又は軟判定されたＬ個のシンボルの、誤り訂正をした後に前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求めることを特徴とする。
また、請求項１１に記載の手段によれば、請求項１０に記載のマルチキャリア復調方法において、Ｌ個のシンボルの誤り訂正をすることに替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をすることを特徴とする。
また、請求項１２に記載の手段によれば、請求項３、請求項４、請求項９乃至請求項１１のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調方法において、１乃至複数の干渉成分除去工程において、Ｌ個のシンボルを仮判定又は軟判定、更には誤り訂正又は軟出力誤り訂正したのち、Ｌ個のシンボルを更新する工程を有し、当該各干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程は、前段の干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程の出力、ただし第１段の干渉成分除去工程においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする。
【００１４】
また、請求項１３に記載の手段によれば、請求項７又は請求項８に記載のマルチキャリア復調装置において、１乃至複数の干渉成分除去部の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器に替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定する軟判定器を有することを特徴とする。
また、請求項１４に記載の手段によれば、請求項７、請求項８又は請求項１３に記載のマルチキャリア復調装置において、１乃至複数の干渉成分除去部の各々においては、仮判定器又は軟判定器の出力であるＬ個のシンボルに対し、誤り訂正をする誤り訂正器を有し、当該誤り訂正器の出力を前記干渉成分推定器に入力することを特徴とする。
尚、ここで誤り訂正器とは、前段の出力するシンボル点又は軟判定出力を、２値データを演算したのち、誤り訂正符号化とシンボル点マッピングを行ってシンボル点を出力するものを言うものとする。
また、請求項１５に記載の手段によれば、請求項１４に記載のマルチキャリア復調装置において、誤り訂正器に替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をする軟出力誤り訂正器を有することを特徴とする。
尚、ここで軟出力誤り訂正器とは、前段の出力するシンボル点又は又は軟判定出力を、軟出力復号を行って信頼度データを演算すると共に誤り訂正符号化と信頼度に応じたシンボル点マッピッングを行ってシンボル点を出力するものを言うものとする。
また、請求項１６に記載の手段によれば、請求項７、請求項８、請求項１３乃至請求項１５のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調装置において、１乃至複数の干渉成分除去部において、仮判定器又は軟判定器、更には誤り訂正器又は軟出力誤り訂正器の出力からＬ個のシンボルを更新するシンボル更新器を有し、各干渉成分除去部のシンボル更新器は、前段の干渉成分除去部の更新器の出力、ただし第１段の干渉成分除去部においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする。
【００１５】
【作用及び発明の効果】
ＯＦＤＭ変調されたＮ本のサブキャリアのうち、Ｌ本の有効キャリア（Ｌ＜Ｎ）を復調するには、後述する一般逆行列が存在すれば良く、少なくともＬ点以上のサンプリング点を必要としている。しかし、必ずしもＮ点を用いる必要はない。すると、ガードインターバルよりも大きい遅延波が到来した場合は、その遅延時間による波形の歪みが生じることによる影響が、例えば有効シンボル中末尾からＭ点（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）のサンプリング点に及ばなければ当該Ｍ点のサンプリング点を用いてＬ本の有効キャリア（Ｌ＜Ｎ）を復調することが可能と言える。即ち、有効キャリアを分離復調する以前に、遅延波による波形歪みの影響を取り除くことも可能である。これはノイズの影響も受けるので、あくまでも理想である。こうして、ガードインターバルを越える遅延波が到来した場合でも、誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置とすることができる（請求項１、２、５、６）。また、ガードインターバルよりも小さい遅延波しか到来しない場合は、有効シンボルのＮ点のサンプリング点よりも多くのサンプリング点を用いることで、ノイズの影響を抑えることも可能である（請求項２、６）。
【００１６】
また、次のような１乃至複数の干渉成分除去工程を設けることで、より遅延による干渉波の影響を抑えることも可能である。上記と同様に事前に遅延波による波形歪みの影響を取り除いたのち、有効キャリアを分離する為のＭ点のサンプリング点を取り出す。次に整合フィルタによりノイズの影響を最小限にするようにＬ本のサブキャリアを分離する。次に整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアの信号について、つぎのようにしてキャリア間干渉成分を減じていく。まず、整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号について、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する。この際、伝搬路特性が考慮されるようにする。次に、仮判定されたＬ個のシンボルから伝搬路特性及び使用するＭ点のシンボル部分を考慮して、整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリア信号に含まれるキャリア間干渉成分を演算する。このキャリア間干渉成分を先の整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号から減じればより確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる。
【００１７】
複数段の干渉成分除去工程としては、前段の干渉成分除去工程で求められた確度の高いＬ本のサブキャリアの信号から伝搬路特性を考慮してＬ個のシンボル仮判定する。次に、仮判定されたＬ個のシンボルから伝搬路特性及び使用するＭ点のシンボル部分を考慮して、整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリア信号に含まれるキャリア間干渉成分を演算する。このキャリア間干渉成分を整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号から減じればより確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる（請求項３、４、７、８）。
【００１８】
仮判定を軟判定に替えることで、仮判定の誤りにより却ってＬ個のシンボルがＬ本のサブキャリアの信号から遠ざかることを避けることも可能である（請求項９、１３）。誤り訂正、軟出力誤り訂正を加えることで、誤り訂正をすることにより確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる（請求項１０、１１、１４、１５）。シンボル更新工程又は更新器を設け、前段の干渉成分除去工程又は干渉成分除去部のシンボル更新工程又は更新器との出力をも取り入れてシンボル更新をすれば、多段数の干渉成分除去により、更に確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる（請求項１２、１６）。
【００１９】
【発明の実施の形態】
まず、請求項１、５における一般逆行列について説明する。ＯＦＤＭ系のキャリアにおいては、第ｎ点（ｎは０からＮ−１までの整数）での波形ｘ(n)が、次の式（１）を満たすものを考える。なお、Ｘ(k)は第ｋ（ｋは０からＮ−１までの整数）のサブキャリアが有するシンボルである。また、ｘ(n)、Ｘ(k)ともに複素数である。
【数１】

【００２０】
数１は、言わばＮ個の複素数ｘ(n)から成る列ベクトルが、ｎ＋１行ｋ＋１列がＷ_N ^-knのＮ行Ｎ列の行列とＮ個の複素数Ｘ(k)から成る列ベクトルの積であることを示す。数１の左辺をベクトル、右辺を行列とベクトルの積と考えて、ｎ＋１行ｋ＋１列がＷ_N ^-knのＮ行Ｎ列の行列の逆行列、即ちｋ＋１行ｎ＋１列がＷ_N ^knのＮ行Ｎ列の行列を数１の両辺に左から乗ずれば、当該行列とＮ個の複素数ｘ(n)から成る列ベクトルの積によりＮ個の複素数Ｘ(k)から成る列ベクトルが得られる。これがＯＦＤＭで通常用いられている変調側のＮ点逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）と復調側のＮ点離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の関係である。
【００２１】
今、Ｎ個のサブキャリアのうちヌルシンボル（Ｘ(k)＝０となるもの）がＮ−Ｌ個（Ｌ＜Ｎ）あるとすると、数１の右辺はＮ行Ｌ列の行列と、Ｘ(k)が０でないＬ個の複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトルの積となる。そこで更に、波形を示すｎ個の複素数ｘ(n)のうち、Ｍ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ、例えばＮ−ＭからＮ−１までの整数n_q）についてのみ着目すると、Ｍ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルが、ｑ行ｐ列がＷ_N ^-kpnqのＭ行Ｌ列の行列とＬ個の複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトルの積であることになる。即ち、次のとおりである。
【数２】

【００２２】
当該ｑ行ｐ列がＷ_N ^-kpnqのＭ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)がＬであればいわゆる一般逆行列が存在する。それは、（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*として得られるＬ行Ｍ列の行列である。ただしＡ^*はＡの共役転置行列であってＬ行Ｍ列であり、Ａ^*ＡはＬ行Ｌ列の行列である。数２の左辺をベクトル、右辺を行列とベクトルの積と考えて、一般逆行列（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*を数２の両辺に左から乗ずれば、当該行列とＭ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルの積によりＬ個の複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトルが得られる。これが本願発明で用いる復調側の線形演算である。また、一般逆行列（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*を求めることが本願発明の行列演算である。即ち、本願の請求項５における行列演算部で（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*を求め、線形演算部でＭ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルに（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*を左から乗ずる。
【００２３】
また、当該ｑ行ｐ列がＷ_N ^-kpnqのＭ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)がＬより小さい場合でも、次のようにして画一的にＬ行Ｍ列の行列を求め、当該行列とＭ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルの積によりＬ個の複素数から成る列ベクトルが得られる。Ｍ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)をｒ（ｒ≦Ｌ）とすると、行列Ａは適当なユニタリ行列Ｕ（ただしＭ行Ｍ列）とＶ（ただしＬ行Ｌ列）を用いて次のような「対角化」を行うことができる（特異値分解定理、又はAutonne-Eckart-Young定理）。
【数３】

【００２４】
ここでσ₁、σ₂、…、σ_rは正であってＭ行Ｌ列の行列Ａの０でない特異値であり、Ｌ行Ｌ列の行列Ａ^*Ａの０でない固有値はσ₁ ²、σ₂ ²、…、σ_r ²となる。そこで、一般逆行列Ａ⁺を次のように求める。Ａ⁺はＬ行Ｍ列の行列である。
【数４】

【００２５】
このように、数４の一般逆行列Ａ⁺を用いれば、Ｍ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)ｒがＬに等しくない場合でも、一般逆行列Ａ⁺とＭ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルの積によりＬ個の複素数から成る列ベクトルが得られる。これは最小２乗法によりＬ個の複素数Ｘ(k_p)の近似解を求めることと考えて良い。また、以上の説明と全く同様にして、Ｎ個を越えるＭ'個の波形からＬ個の複素数Ｘ(k_p)を求める場合も、一般逆行列を求めることができるのは同様である（請求項２、６）。
【００２６】
また、請求項３、４、７、８における整合フィルタは、遅延時間差の情報が必要である。使用シンボル部の各サブキャリアについて時間反転した波形を乗ずることで整合フィルタを形成する。即ち、整合フィルタにおける演算は次のとおりであり、Ｍ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトル（太字のｘ）に、上述のＬ行Ｍ列の行列Ａ^*を左から乗じたものである。出力であるＬ個の複素数から成る列ベクトルの各成分が、分離された各サブキャリアの信号である。
【数５】

【００２７】
〔第１実施例〕
図１は本願の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置１００の構成を示すブロック図である。マルチキャリア復調装置１００は、直交復調及びサンプリング部１０、プリアンブル抽出部２１、同期確立部２２、遅延時間差推定部２３、サブキャリア位相・振幅推定部２４、使用シンボル抽出部３１、行列演算及び線形演算部３２、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６から成る。以下、本実施例ではプリアンブル（パイロットシンボル）を有し、ガードインターバルを有するＯＦＤＭ変調波からデータを復調する復調装置を示す。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。本実施例は請求項１、２、５、６の具体的な実施例に当たる。
【００２８】
直交復調及びサンプリング部１０にて、いわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列が形成される。即ち、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GIとして、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号の実部と虚部である。この出力のうち、プリアンブル（パイロット信号）をプリアンブル抽出部２１で検出する。こうして、プリアンブル（パイロット信号）を有するシンボル区間の情報から、同期確立部２２で復調装置全体の同期が計られる。また、遅延時間差推定部２２で最も遅い遅延波との時間差が検出される。また、サブキャリア位相・振幅推定部２４により各サブキャリアの位相・振幅情報が検出され、等化のための情報が出力される。
【００２９】
同期確立部２２の同期信号と、遅延時間差推定部２３の最も遅い遅延波との時間差の情報により、使用シンボル抽出部３１では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列から、例えばつぎのように使用シンボルを抽出する。即ち、Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号の実部と虚部から、有効シンボルの末尾からＭ'点（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））を抽出する。ここでＴ＋Ｔ_GI−（Ｍ'Ｔ／Ｎ）は、最も遅い遅延波との時間差よりも大きい。
【００３０】
次に、使用シンボル抽出部３１のＭ'個の複素数ｘ(n_q)と、遅延時間推定部２３の最も遅い遅延波との時間差の情報が行列演算及び線形演算部３２に出力される。行列演算及び線形演算部３２では、Ｌ本のサブキャリアの番号の集合｛k_p｝と、Ｍ'点のサンプリング番号の集合｛n_q｝から、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)のＭ'行Ｌ列の行列Ａ（Ｌ≦Ｍ'）の一般逆行列（Ｌ行Ｍ'列）を計算する。Ｌ＝Ｍ'の場合は通常の逆行列Ａ^-1である。Ｌ＜Ｍの場合はＡ^*をＡの共役転置行列として、（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*として得られる。このように当該逆行列をＭ'個の複素数ｘ(n_q)に乗じて、Ｌ本のサブキャリアの複素信号Ｘ(k_p)が得られる。こうして、最も遅い遅延波の影響をも受けない区間から、Ｌ本の有効キャリアを復調することが可能となる。このＬ本のサブキャリアの複素信号Ｘ(k_p)は、伝搬路特性等化部２５に出力され、サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキャリアの位相・振幅情報によって等化処理が行われたのち、シンボル判定器２６で復調データ信号列として出力される。
【００３１】
図２に、マルチキャリア復調装置１００の作用を示す。（ａ）のように、先行波に対し、ガードインターバルを越える遅延波が到来した場合は、有効シンボル長より短い使用シンボルによりＬ本のサブキャリアの復調が可能である。また、（ｂ）のように、先行波に対し、ガードインターバルを越えない遅延波が到来した場合は、有効シンボル長より長い使用シンボルにより、よりＳ／Ｎ比を改善することが可能となる。
【００３２】
図３に、マルチキャリア復調装置１００のシミュレーションによる効果を示す。ＤＣキャリアをヌルとしたＬ＝５２のサブキャリアを用い、Ｔ_GI＝Ｔ／４、サブキャリア変調をＱＰＳＫとして、遅延波と所望波を等電力とし、ビット当り電力／雑音電力密度を30dB、移動によるドップラー周波数とシンボル長の積を0.000032とした。図３から、本願発明によれば、ガードインターバルをＴ／１６程度越える遅延波が（合計５Ｔ／１６）到来しても、誤り率が大きく劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００３３】
〔第２実施例〕
図４は本願の具体的な第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置２００の構成を示すブロック図である。マルチキャリア復調装置２００は、直交復調及びサンプリング部１０、プリアンブル抽出部２１、同期確立部２２、遅延時間差推定部２３、サブキャリア位相・振幅推定部２４、使用シンボル抽出部３１、整合フィルタ部３３、キャリア間干渉除去部４０、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６から成る。キャリア間干渉除去部４０は、キャリア間干渉推定部４１と減算器４２から成り、キャリア間干渉推定部４１は、図５に示すとおり、伝搬路特性等化部４１１、サブキャリアシンボル判定部４１２、伝搬路特性再現部４１３、キャリア間干渉成分演算部４１４から成る。以下、本実施例ではプリアンブル（パイロットシンボル）を有し、ガードインターバルを有するＯＦＤＭ変調波からデータを復調する復調装置を示す。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。本実施例は請求項３、４、７、８の具体的な実施例に当り、伝搬路特性等化部４１１及びサブキャリアシンボル判定部４１２が仮判定器に、伝搬路特性再現部４１３及びキャリア間干渉成分演算部４１４が干渉成分推定器に、減算器４２が干渉成分減算器に、キャリア間干渉除去部４０が干渉成分除去部に当たる。
【００３４】
マルチキャリア復調装置２００において、直交復調及びサンプリング部１０にて、いわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列が形成されたのち、整合フィルタ部３３からＬ個の複素信号が算出される。ここで、マルチキャリア復調装置２００の整合フィルタ部３３の出力であるＬ個の複素信号は各サブキャリアに整合したフィルタにより分離することで、ノイズの影響を最小限に抑えるが、他のサブキャリアからの干渉成分を含んでいるため、キャリア間干渉除去部４０にて処理される。
【００３５】
整合フィルタ部３３で分離された各サブキャリアの信号は、伝搬路特性等化部４１１にて、サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキャリアの位相・振幅情報によって等化処理が行われる。次に，サブキャリアシンボル判定部４１２に出力され、仮判定が行われる。次に、伝搬路特性再現部４１３に出力され、サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキャリアの位相・振幅情報によって伝搬路特性の影響が再現される。次にキャリア間干渉成分演算部４１４に出力され、遅延時間差推定部２３の出力する遅延波との時間差から求められる使用シンボル長に基づきキャリア間干渉が演算される。これを減算器４２にて整合フィルタ部３３で分離された各サブキャリアの信号から減じれば、より確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。
【００３６】
確度の高くなった各サブキャリアの信号は、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６にて順に処理されても良いが、キャリア間干渉除去部４０を多段に組んでより確度を高めることも可能である。図６はキャリア間干渉除去部４０−１乃至４０−ｎの、ｎ段の構成を示す。第１段のキャリア間干渉除去部４０−１の作用は上述の通りである。第２段以降のキャリア間干渉除去部４０−ｉ（２≦ｉ≦ｎ）においては前段のキャリア間干渉除去部４０−（ｉ−１）の出力である確度の高い各サブキャリアの信号を基に各シンボルを仮判定し、キャリア間干渉を演算し、整合フィルタ部３３の出力である整合フィルタで分離された各サブキャリアの信号から減じて後段のキャリア間干渉除去部４０−（ｉ＋１）又は伝搬路特性等化部２５に出力する。こうして各段のキャリア間干渉除去部４０−ｉを通過する毎に、キャリア間干渉がより正確に除去された確度の高い各サブキャリアの信号となっていく。
【００３７】
この間の状況を式を用いて説明する。以下、Ｍ'個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルとＬ個の複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトルを単にｘ、Ｘと記す。行列Ａ、Ａ^*の内容は今までの説明と同様である。整合フィルタ部３３に入力される波形はｘ＝ＡＸであり、Ｌ個の複素数Ｘ(k_p)を各々有する各サブキャリアの波形はexp(2πjk_pn_q／N)である。整合フィルタ部３３の作用は当該各サブキャリアの波形を時間反転して乗ずるものであるから、結局Ａ^*ｘ＝Ａ^*ＡＸで示されるＬ個の複素数が出力される。即ち、Ｌ行Ｍ'列の行列Ａ^*のｐ行ｑ列の成分はexp(-2πjk_pn_q／N)だからである。出力される列ベクトルをＸ₀と置く。ここで、Ｌ行Ｌ列の行列Ａ^*Ａは、対角成分が全てＭ'であることに注意する。
【００３８】
整合フィルタ部３３の出力する列ベクトルＸ₀に対し、第１段の伝搬路特性等化部４１１−１及びサブキャリアシンボル判定部４１２−１にて、等化処理と仮判定が行われる。伝搬路特性等化部では、各サブキャリア毎の信号を各サブキャリアに対応する伝搬路特性係数で割り算を行う。次に、サブキャリアシンボル判定部にて、仮判定が行われる。その後、伝搬路特性再現部にて、各サブキャリアの仮判定結果に、各サブキャリア対応する伝搬路特性係数が乗算される。その乗算結果を列ベクトルＸ₁とする。次に、伝搬路特性再現部４１３−１にて、伝搬路特性の影響が再現される。次にキャリア間干渉成分演算部４１４−１にて、キャリア間干渉が演算される。これはＡ^*ＡＸ₁−Ｍ'Ｘ₁＝（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）Ｘ₁を求めることである。ただし、ＥはＬ行Ｌ列の単位行列であり、Ｌは今までと同じ整数である。減算器４２にて整合フィルタ部３３で分離された各サブキャリアの信号Ｘ₀から減じて得られる（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ₁)＋Ｍ'Ｘは、Ｘ₀より確度の高い各サブキャリアの信号である。多段に組んだ場合は以下のとおりである。第２段のキャリア間干渉除去部４０−２においては、第１段のキャリア間干渉除去部４０−１の出力（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ₁)＋Ｍ'Ｘから等化処理と仮判定して列ベクトルＸ₂を求め、（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ₂)＋Ｍ'Ｘを出力する。以下同様に第ｎ段のキャリア間干渉除去部４０−ｎでは（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ_n) ＋Ｍ'Ｘを出力する。列ベクトルＸ₀から、Ｘ₁、Ｘ₂、…、Ｘ_nと行くに従って、Ｌ個の複素数Ｘ(kp)から成る列ベクトルに近づく。こうして、最終段のキャリア間干渉除去部４０−ｎの出力（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ_n)＋Ｍ'Ｘから、伝搬路特性等化部２５とシンボル判定部２６からより確度の高いＬ個の複素数が得られる。
【００３９】
図７にｎ＝１乃至３におけるマルチキャリア復調装置２００のシミュレーションを示す。シミュレーション条件は図３のマルチキャリア復調装置１００のそれと同様である。本願発明によれば、ガードインターバルをＴ／４程度近く越える遅延波が（合計Ｔ／２）到来しても、誤り率が大きくは劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００４０】
〔第３実施例〕
本実施例は第１実施例と第２実施例を組み合わせたものである。図８に示すマルチキャリア復調装置３００は、第２実施例のマルチキャリア復調装置２００に第１実施例の行列演算及び線形演算部３２を組み入れ、その出力と整合フィルタ部３３の出力からキャリア間干渉を除去するキャリア間干渉除去部５０としたものである。マルチキャリア復調装置３００の行列演算及び線形演算部３２の作用は第１実施例のそれと同様である。マルチキャリア復調装置３００のキャリア間干渉除去部５０は、第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０を構成するキャリア間干渉推定部４１に替えて、入力を行列演算及び線形演算部３２の出力であるＸ(k_p)としたキャリア間干渉推定部５１とした他は、第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０と全く同様の作用を示す。
【００４１】
〔第４実施例〕
本実施例は第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０の構成のうち、サブキャリアシンボル判定部４１２をキャリアシンボル軟判定部４４４に置き換えたものである。キャリアシンボル軟判定部４４４の内容を図９に基づいて説明する。
【００４２】
例えばＱＰＳＫ変調により、１のサブキャリアにおいてシンボル００（Ｉ／Ｑ共に正で等しい）、０１（Ｉが負、Ｑが正で絶対値が等しい）、１１（Ｉ／Ｑ共に負で等しい）、１０（Ｉが正、Ｑが負で絶対値が等しい）のいずれかが送信されたはずだが、図９の（ａ）のように、そのいずれとも一致しない×点（Ｉ／Ｑ共に正）に入力信号が有ったとする。通常の判定においてはシンボル００、０１、１１、１０のうち最も近いシンボルが選択され、出力される（図９の（ａ）ではシンボル００）。
【００４３】
これに対し、軟判定では例えば次のように演算を行い、シンボル００、０１、１１、１０の中間のシンボルを出力する。まずＩＱ平面上でシンボル００、０１、１１、１０を複素数1+j, -1+j, -1-j, 1-jで、×点をa+bjと表す（図９の（ａ）但し、jは虚数単位で、a, bは実数）。次に、ｄ_x0、ｄ_x1、ｄ_0x、ｄ_1xを各々、ｄ_x0＝1-a、ｄ_x1＝-1-a、ｄ_0x＝1-b、ｄ_1x＝-1-bとおく（図９の（ｂ））。こうして、出力すべき点の座標として、(ｄ_x1 ²−ｄ_x0 ²)／(ｄ_x1 ²＋ｄ_x0 ²)＋j(ｄ_1x ²−ｄ_0x ²)／(ｄ_1x ²＋ｄ_0x ²)を出力する（図９の（ｃ））。
【００４４】
図１０は、第４実施例のマルチキャリア復調装置のキャリア間干渉除去部４４０の構成を示したものである。図５の第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０との差はサブキャリアシンボル判定部４１２をキャリアシンボル軟判定部４４４に置き換えたことである。図１０のキャリア間干渉除去部４４０を多段に組んだ本実施例のマルチキャリア復調装置の主要部を図１１に示す。
【００４５】
多段構成を３段とした第４実施例のシミュレーションを、図７に示したシミュレーションと重ねて図１２に示す。第４実施例の軟判定を用いた場合、同じ段数のキャリア間干渉除去部で、より誤り率が向上することがわかる。第４実施例の軟判定を用いた場合、ガードインターバルを３Ｔ／８程度近く越える遅延波が（合計５Ｔ／８）到来しても、誤り率が大きくは劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００４６】
〔第５実施例〕
本実施例は第２実施例のマルチキャリア復調装置２００の各キャリア間干渉除去部４０−ｉの構成のうち、サブキャリアシンボル判定部４１２−ｉと伝搬路特性再現部４１３−ｉの間にシンボル更新器８２−ｉを設けたものである。これにより各キャリア間干渉除去部８０−ｉ、キャリア間干渉推定部８１−ｉと符号を付した。各ｉ段のシンボル更新器８２−ｉの作用はサブキャリアシンボル判定部４１２−ｉの出力である列ベクトルＸ_iと前段のｉ−１段のシンボル更新器８２−（ｉ−１）の出力である列ベクトルＸ_i-1'とから、Ｘ_i'＝（１−δ）Ｘ_i-1'＋δＸ_i、但しδは０＜δ＜１の定数の演算により列ベクトルＸ_i'を算出して伝搬路特性再現部４１３−ｉに出力する。
【００４７】
これを図１３の３段のキャリア間干渉除去部８０−１〜８０−３を有する本実施例で示す。第２実施例と同様に、整合フィルタ部３３の出力Ｘ₀＝Ａ^*ｘが、第１段の伝搬路特性等化部４１１−１及びサブキャリアシンボル判定部４１２−１にて等化処理と仮判定が行われ、列ベクトルＸ₁がシンボル更新器８２−１に出力される。シンボル更新器８２−１においては、前段が無いので、初期値Ｘ₀'を零ベクトルとして用いる。即ち、シンボル更新器８２−１において、Ｘ₁'＝（１−δ）Ｘ₀'＋δＸ₁＝δＸ₁が算出され、当該列ベクトルＸ₁'が伝搬路特性再現部４１３−１に出力される。この後、当該列ベクトルＸ₁'に対し第２実施例でのＸ₁と同様の処理が行われ、第１段のキャリア間干渉除去部８０−１の出力が第２段のキャリア間干渉除去部８０−２に入力される。第２段の伝搬路特性等化部４１１−２及びサブキャリアシンボル判定部４１２−２にて等化処理と仮判定が行われ、列ベクトルＸ₂がシンボル更新器８２−２に出力される。シンボル更新器８２−２においては、前段の第１段のキャリア間干渉除去部８０−１のシンボル更新器８２−１の出力Ｘ₁'と併せて、Ｘ₂'＝（１−δ）Ｘ₁'＋δＸ₂が算出され、当該列ベクトルＸ₂'が伝搬路特性再現部４１３−２に出力される。全く同様に、第３段のキャリア間干渉除去部８０−３においては、第３段の伝搬路特性等化部４１１−３及びサブキャリアシンボル判定部４１２−３にて等化処理と仮判定が行われ、列ベクトルＸ₃がシンボル更新器８２−３に出力される。シンボル更新器８２−３においては、前段の第２段のキャリア間干渉除去部８０−２のシンボル更新器８２−２の出力Ｘ₂'と併せて、Ｘ₃'＝（１−δ）Ｘ₂'＋δＸ₃が算出され、当該列ベクトルＸ₃'が伝搬路特性再現部４１３−３に出力される。第３段のキャリア間干渉除去部８０−３の出力は、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６を通して最終的にシンボルが復調される。
【００４８】
ｎ段の多段構成を変化させた場合の第５実施例のシミュレーションを、図１４に示す。比較例として第２実施例を示した。図１４より、δが0.3では10段まで、δが0.5では5段までは、本実施例は第２実施例よりも誤り率が高いが、その段数を超えるとδがいずれの場合も本実施例は第２実施例よりも誤り率を低減させることができることがわかる。
【００４９】
〔第６実施例〕
本実施例は第４実施例のマルチキャリア復調装置の各キャリア間干渉除去部４４０−ｉの構成のうち、サブキャリアシンボル軟判定部４４４−ｉと伝搬路特性再現部４１３−ｉの間にシンボル更新器８７−ｉを設けたものである。これにより各キャリア間干渉除去部８５−ｉ、キャリア間干渉推定部８６−ｉと符号を付した。各ｉ段のシンボル更新器８７−ｉの作用はサブキャリアシンボル軟判定部４４４−ｉの出力である列ベクトルＸ_iと前段のｉ−１段のシンボル更新器８７−（ｉ−１）の出力である列ベクトルＸ_i-1'とから、Ｘ_i'＝（１−δ）Ｘ_i-1'＋δＸ_i、但しδは０＜δ＜１の定数の演算により列ベクトルＸ_i'を算出して伝搬路特性再現部４１３−ｉに出力するものであり、本実施例と第４実施例の関係は第５実施例と第２実施例の関係と同様である。図１５に３段のキャリア間干渉除去部８５−１〜８５−３を有する本実施例を示す。キャリア間干渉除去部８５−１〜８５−３のシンボル更新器８７−１〜８７−３の作用は、図１３のキャリア間干渉除去部８０−１〜８０−３のシンボル更新器８２−１〜８２−３の作用と全く同様である。即ち、図１５のシンボル更新器８７−１においては、サブキャリアシンボル軟判定部４４４−１の出力Ｘ₁から初期値Ｘ₀'を零ベクトルとしてＸ₁'＝δＸ₁を算出し、伝搬路特性再現部４１３−１に出力する。シンボル更新器８７−２（３）においては、サブキャリアシンボル軟判定部４４４−２（３）の出力Ｘ₂（Ｘ₃）とシンボル更新器８７−１（２）の出力Ｘ₁'（Ｘ₂'）からＸ₂'＝（１−δ）Ｘ₁'＋δＸ₂ （Ｘ₃'＝（１−δ）Ｘ₂'＋δＸ₃）を算出し、伝搬路特性再現部４１３−２（３）に出力する。
【００５０】
ｎ段の多段構成を変化させた場合の第６実施例のシミュレーションを、図１６に示す。比較例として第４実施例を示した。δが0.3では16段まで、δが0.5では10段までは、本実施例は第４実施例よりも誤り率が高いが、その段数を超えるとδがいずれの場合も本実施例は第４実施例よりも誤り率を低減させることができることがわかる。
【００５１】
〔変形例〕
図１７及び図１８に第２実施例の変形例、図１９及び図２０に第４実施例の変形例を示す。図１７及び図１９においては、図５のサブキャリアシンボル判定部４１２と伝搬路特性再現部４１３の間、及び図１０のサブキャリアシンボル軟判定部４４４と伝搬路特性再現部４１３の間に誤り訂正器４３を設けたもの、図１８及び図２０においては、図５のサブキャリアシンボル判定部４１２と伝搬路特性再現部４１３の間、及び図１０のサブキャリアシンボル軟判定部４４４と伝搬路特性再現部４１３の間に、軟出力誤り訂正器４３４を設けたものである。これにより図１７乃至図２０においてはキャリア間干渉除去部を６０、６５、７０、７５と、キャリア間干渉推定部を６１、６６、７１、７６と符号を付した。このように誤り訂正器４３又は軟出力誤り訂正器４３４を設けることで、誤り率が低減され、通信品質をより向上させることができる。更には、第３実施例が第１実施例と第２実施例を組み合わせたものであるように、第４乃至第６実施例、図１７乃至図２０の変形例と第１実施例を組み合わせても良い。
【００５２】
上述の各実施例では、最も早い到来波と最も遅い遅延波との遅延時間差を考慮し、且つ最も早い到来波により同期が確立することを前提としているが、遅延時間差推定部の働きとして次のような遅延時間差を各構成要素に出力するとしても良い。即ち、各遅延波の強度も考慮した遅延時間差、或いは、予め定められた閾値以上の電力を持つ最も遅い遅延波と最も早い到来波との遅延時間差が挙げられる。
【００５３】
上述の各実施例では、遅延波のガードインターバル先頭から最も早い到来波の有効シンボル末尾までを使用シンボル部としたが、使用シンボル部は当該区間の内部で且つサンプル点がヌルキャリアでないサブキャリアの本数のＬ個以上あれば良い。
【００５４】
上述の第１、第３実施例においては、行列演算及び線形演算部３２を設け、遅延時間差を推定の後、必要な行列(Ａ^*Ａ)^-1Ａ^*を求める構成とし、また、第２実施例においては、整合フィルタ３３を設け、遅延時間差を推定の後、必要な行列Ａ^*を求める構成としたが、予め想定された遅延時間差による行列(Ａ^*Ａ)^-1Ａ^*又は行列Ａ^*を用意し、メモリに蓄えて呼び出す構成としても良い。それらは複数用意されていれば多様な遅延時間差に対応できる。これにより実動作時の計算量を削減することができる。或いは整合フィルタをＦＦＴで構成し、Ｌ個の時間軸入力に加えてＮ−Ｌ個の０を入力することで、上記整合フィルタの役割をさせても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置１００の構成を示すブロック図。
【図２】マルチキャリア復調装置１００の作用を示す概念図、（ａ）はガードインターバルを越える遅延波が到来した場合、（ｂ）はガードインターバルを越えない遅延波が到来した場合。
【図３】マルチキャリア復調装置１００の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図４】本願の第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置２００の構成を示すブロック図。
【図５】マルチキャリア復調装置２００の構成要素であるキャリア間干渉除去部４０の構成の細部を示すブロック図。
【図６】マルチキャリア復調装置２００の構成要素であるキャリア間干渉除去部４０の多段構成を示すブロック図。
【図７】マルチキャリア復調装置２００の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図８】本願の第３の実施例に係るマルチキャリア復調装置３００の構成を示すブロック図。
【図９】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の特徴である軟判定器の作用を説明する説明図。
【図１０】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部４４０の構成の細部を示すブロック図。
【図１１】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部４４０の多段構成を示すブロック図。
【図１２】第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図１３】本願の第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部８０−１乃至８０−３による多段構成を示すブロック図。
【図１４】第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置の、キャリア間干渉除去部の繰り返し回数（段数）ｎと誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図１５】本願の第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部８５−１乃至８５−３による多段構成を示すブロック図。
【図１６】第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置の、キャリア間干渉除去部の繰り返し回数（段数）ｎと誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図１７】第１の変形例に係るキャリア間干渉除去部６０の構成の細部を示すブロック図。
【図１８】第２の変形例に係るキャリア間干渉除去部６５の構成の細部を示すブロック図。
【図１９】第３の変形例に係るキャリア間干渉除去部７０の構成の細部を示すブロック図。
【図２０】第４の変形例に係るキャリア間干渉除去部７５の構成の細部を示すブロック図。
【符号の説明】
１０直交復調及びサンプリング部
２１プリアンブル抽出部
２２同期確立部
２３遅延時間差推定部
２４サブキャリア位相・振幅推定部
２５伝搬路特性等化部
２６シンボル判定部
３１使用シンボル抽出部
３２行列演算及び線形演算部
３３整合フィルタ部
４０、４４０、５０、６０、６５、７０、７５キャリア間干渉除去部
４１、５１、６１、６６、７１、７６キャリア間干渉推定部
４２減算器
４３誤り訂正器
４３４軟出力誤り訂正器
４１１、４４１伝搬路特性等化部
４１２サブキャリアシンボル判定部
４１３伝搬路特性再現部
４１４キャリア間干渉成分演算部
４４４キャリアシンボル軟判定部
４０−ｉ、４４０−ｉ、８０−ｉ、８５−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）ｎ段構成の各キャリア間干渉除去部
８１−ｉ、８６−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）キャリア間干渉推定部
８２−ｉ、８７−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）シンボル更新器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multicarrier demodulation method and a multicarrier demodulation device. The present invention is particularly effective for OFDM reception in a place where the influence of delay waves is large.
[0002]
[Prior art]
For example, in the OFDM modulation system, a waveform called a guard interval is added before an effective symbol in order to prevent the loss of orthogonality due to the superposition of delay waves. This guard interval adds, for example, the last quarter of the effective symbol, and 1 symbol is multiplied by 5/4 so that a delayed wave having a length equal to or shorter than the guard interval length is not affected during demodulation. At this time, by applying a “window” of the effective symbol length, a waveform corresponding to the effective symbol length is used for demodulation.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, when a delay wave having a delay time difference exceeding the guard interval arrives due to the influence of multipath, there is a problem that the error rate greatly deteriorates. In such a case, it is necessary to increase the guard interval length. However, this increases communication redundancy, resulting in a decrease in communication efficiency.
[0004]
By the way, OFDM often has a large number of null carriers such as a guard band even when a band of N carriers is used. Therefore, the present invention focuses on the fact that all effective carriers can be demodulated from a shorter symbol length in multicarrier communication having null carriers, and separates and demodulates effective carriers without using a signal portion in which waveform distortion due to delayed waves occurs. Thus, an object of the present invention is to provide a demodulation method and a demodulation device in which the error rate is not greatly deteriorated even under the influence of a multi-bus in which a delayed wave having a delay time difference exceeding a guard interval arrives.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, according to the means of claim 1, the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent subcarriers of N is 1 / T, and NL (L <N) In a multicarrier demodulation method that receives a multicarrier modulation signal whose subcarrier is a null carrier and separates and demodulates each subcarrier, the delay time difference of the delayed wave is estimated, and based on the estimated delay time difference, A portion that is a symbol to be used having a length TM / N (L ≦ M <N) is determined from the effective symbol length T so as not to include a portion in which waveform distortion occurs, and a complex demodulated orthogonally at a sampling interval T / N L subcarriers are separated and demodulated from the digital signal using the used symbol portion M points.
[0006]
According to the means of claim 2, the effective symbol length is T, and the guard interval length added before the effective symbol length is T._GIA multi-carrier modulation signal in which the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T and NL (L <N) subcarriers are null carriers is received, and is demultiplexed into each subcarrier. In the carrier demodulation method, the delay time difference of the delayed wave is estimated, and based on the estimated delay time difference, the sum of the effective symbol length and the guard interval length T + T so as not to include the portion in which the waveform distortion due to the delayed wave occurs._GITo length TM ′ / N (L ≦ M ′ <N + (NT_GI/ T)), the L subcarriers are separated and demodulated from the complex digital signal orthogonally demodulated at the sampling interval T / N using the used symbol portion M ′. And
[0007]
According to the means of claim 3, the effective symbol length is T, the adjacent frequency interval of N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In a multi-carrier demodulation method that receives a multi-carrier modulation signal and separates and demodulates each sub-carrier, the delay time difference of the delay wave is estimated, and waveform distortion due to the delay wave occurs based on the estimated delay time difference Determining a used symbol portion of length TM / N (M <N) from the effective symbol length T so as not to include the portion, and from the complex digital signal demodulated at a sampling interval T / N, the used symbol portion A step of separating L subcarriers by using a matched filter using M points, and tentatively determining L symbols from the signals of L subcarriers, and from the tentatively determined L symbols An interference component with other subcarriers included in each signal of the L subcarriers separated by the matched filter is obtained, and between the L subcarriers from the L subcarriers separated by the matched filter. One or a plurality of interference component removal steps for reducing the interference component and obtaining a signal of L subcarriers with higher reliability are provided.
[0008]
According to the means of claim 4, the effective symbol length is T, and the guard interval length added before the effective symbol length is T._GIA multi-carrier modulation signal in which the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T and NL (L <N) subcarriers are null carriers is received, and is demultiplexed into each subcarrier. In the carrier demodulation method, the delay time difference of the delayed wave is estimated, and based on the estimated delay time difference, the sum of the effective symbol length and the guard interval length T + T so as not to include the portion where the waveform distortion due to the delayed wave is generated_GITo TM '/ N (M' <N + (NT_GI/ T)) and the L subcarriers are separated by a matched filter from the complex digital signal orthogonally demodulated at the sampling interval T / N using the used symbol portion M ′. And a step of tentatively determining L symbols from the signals of L subcarriers, and other subcarriers included in each of the L subcarrier signals separated by the matched filter from the temporarily determined L symbols 1 to obtain a signal of L subcarriers with higher reliability by subtracting the interference component between L subcarriers from L subcarriers separated by the matched filter. Or a plurality of interference component removal steps.
[0009]
According to the means of claim 5, the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In a multicarrier demodulator that receives a multicarrier modulation signal and separates and demodulates each subcarrier, an orthogonal demodulation and sampling unit that obtains N complex digital signals orthogonally demodulated at a sampling interval T / N, and a delay wave A delay time difference estimation unit that estimates a delay time difference between the delay time difference estimation unit and a delay time difference between the delay time difference estimation unit and M as a use symbol of the N complex digital signals so as not to include a portion in which waveform distortion due to a delay wave is generated. A used symbol extractor for extracting L (M ≦ M <N) complex digital signals, and the M complex digital signals output from the used symbol extractor. A matrix operation unit that calculates a complex matrix of L rows and M columns, which is a linear arithmetic expression for separating and demodulating L subcarriers using L, and a complex matrix of L rows and M columns obtained by the matrix operation unit and the M And a linear arithmetic unit that separates and demodulates L subcarriers by multiplying a column vector of length M by the number of complex digital signals.
[0010]
According to the means of claim 6, the effective symbol length is T, and the guard interval length added before the effective symbol length is T._GIA multi-carrier modulation signal in which the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T and NL (L <N) subcarriers are null carriers is received, and is demultiplexed into each subcarrier. In the carrier demodulator, N + (NT which is orthogonally demodulated at the sampling interval T / N_GI/ T) Quadrature demodulation and sampling unit that obtains complex digital signals, a delay time difference estimation unit that estimates a delay time difference of the delay wave, and a waveform distortion due to the delay wave from the delay time difference of the delay time difference estimation unit N + (NT_GI/ T) M ′ (L ≦ M ′ <N + (NT_GI/ T)) a used symbol extracting unit for extracting a complex digital signal, and a linear arithmetic expression for separating and demodulating L subcarriers using the M ′ complex digital signals output from the used symbol extracting unit A matrix operation unit that calculates a complex matrix of L rows and M ′ columns, a complex matrix of L rows and M ′ columns obtained by the matrix operation unit, and a column vector of length M ′ by the M ′ complex digital signals, And a linear operation unit that separates and demodulates L subcarriers by multiplying by.
[0011]
Further, according to the means of claim 7, the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In a multicarrier demodulator that receives a multicarrier modulation signal and separates and demodulates each subcarrier, an orthogonal demodulation and sampling unit that obtains N complex digital signals orthogonally demodulated at a sampling interval T / N, and a delay wave A delay time difference estimation unit that estimates a delay time difference between the delay time difference estimation unit and a delay time difference between the delay time difference estimation unit and M as a use symbol of the N complex digital signals so as not to include a portion in which waveform distortion due to a delay wave is generated. A used symbol extracting unit for extracting M (N <N) complex digital signals, and the M complex digital signals output from the used symbol extracting unit. A matched filter unit that separates L subcarriers by a matched filter, a temporary determination unit that temporarily determines L symbols from the signals of L subcarriers, and the matched filter unit based on the temporarily determined L symbols An interference component estimator that obtains an interference component with other subcarriers included in each signal of the L subcarriers separated in step L, and L signals from the L subcarrier signals output from the matched filter unit And an interference component subtractor that includes an interference component subtractor that subtracts the interference component between the subcarriers.
[0012]
According to the means of claim 8, the effective symbol length is T, and the guard interval length added before the effective symbol length is T._GIA multi-carrier modulation signal in which the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T and NL (L <N) subcarriers are null carriers is received, and is demultiplexed into each subcarrier. In the carrier demodulator, N + (NT which is orthogonally demodulated at the sampling interval T / N_GI/ T) Quadrature demodulation and sampling unit that obtains complex digital signals, a delay time difference estimation unit that estimates a delay time difference of the delay wave, and a waveform distortion due to the delay wave from the delay time difference of the delay time difference estimation unit N + (NT_GI/ T) M ′ (M ′ <N + (NT) as use symbols among complex digital signals_GI/ T)) a used symbol extracting unit for extracting a complex digital signal, and a matched filter unit for separating L subcarriers by a matched filter using the M ′ complex digital signals output from the used symbol extracting unit And a provisional determinator that tentatively determines L symbols from L subcarrier signals, and L subcarrier signals separated by the matched filter unit from the tentatively determined L symbols. An interference component estimator for obtaining an interference component with other subcarriers, and an interference component subtractor for subtracting the interference component between L subcarriers from a signal of L subcarriers output from the matched filter unit; And one or a plurality of interference component removal units.
[0013]
Further, according to the means described in claim 9, in the multicarrier demodulation method according to claim 3 or claim 4, in each of the one to a plurality of interference component removal steps, the signal of L subcarriers is used. Instead of provisionally determining L symbols, L symbols are softly determined from L subcarrier signals.
Further, according to the means described in claim 10, in the multicarrier demodulation method according to claim 3, claim 4, or claim 9, provisional determination or softening is performed in each of the one or more interference component removal steps. An interference component between the determined L symbols and other subcarriers included in each signal of the L subcarriers separated by the matched filter after error correction is obtained.
According to the means of claim 11, in the multicarrier demodulation method of claim 10, soft error correction of the L symbols is performed instead of error correction of the L symbols. It is characterized by doing.
Further, according to the means described in claim 12, in the multicarrier demodulation method according to any one of

claims

3, 4, and 9 to 11, one or more interference component removing steps , Provisionally or softly deciding L symbols, further correcting errors or soft output errors, and then updating L symbols, and updating the L symbols in each interference component removing step The process of updating the L symbols in the previous stage of interference component removal process is to output L symbols using the L initial values instead of the previous stage in the first stage of interference component removal process. It is characterized by the fact that is updated.
[0014]
Further, according to the means described in claim 13, in the multicarrier demodulator according to claim 7 or claim 8, each of the one or more interference component removal units determines from the signals of L subcarriers. Instead of the provisional decision unit for provisionally judging L symbols, a soft decision unit for soft decision of L symbols from L subcarrier signals is provided.
Further, according to the means described in claim 14, in the multicarrier demodulator according to claim 7, claim 8, or claim 13, each of the one to a plurality of interference component removal units includes a temporary decision unit or An error corrector that performs error correction on L symbols that are outputs of the soft decision unit is provided, and the output of the error corrector is input to the interference component estimator.
Here, the error corrector means a symbol point or soft decision output that is output in the previous stage, which is obtained by calculating binary data and then performing error correction coding and symbol point mapping to output a symbol point. And
According to the means described in claim 15, in the multicarrier demodulator according to claim 14, a soft output error corrector that performs soft output error correction of the L symbols is provided instead of the error corrector. It is characterized by having.
Here, the soft output error corrector is a symbol point corresponding to the error correction coding and reliability as well as calculating the reliability data by performing soft output decoding on the symbol point or soft decision output output in the previous stage. Let us say what performs mapping and outputs symbol points.
According to a sixteenth aspect of the present invention, in the multicarrier demodulator according to any one of the seventh, eighth, and thirteenth to fifteenth aspects, one to a plurality of interference component removal units. The symbol updater for updating L symbols from the output of the provisional decision unit or the soft decision unit, and further the error correction unit or the soft output error correction unit. The output of the updater of the interference component removing unit, except that the first stage interference component removing unit updates L symbols using L initial values instead of the previous stage. .
[0015]
[Operation and effect of the invention]
In order to demodulate L effective carriers (L <N) among N subcarriers subjected to OFDM modulation, it is sufficient that a general inverse matrix described later exists, and at least L sampling points are required. . However, it is not always necessary to use N points. Then, when a delay wave larger than the guard interval arrives, the influence of the waveform distortion due to the delay time must reach, for example, M points (L ≦ M <N) from the end of the effective symbol. For example, it can be said that L effective carriers (L <N) can be demodulated using the M sampling points. That is, before the effective carrier is separated and demodulated, it is possible to remove the influence of waveform distortion due to the delayed wave. This is ideal because it is affected by noise. In this way, even when a delayed wave exceeding the guard interval arrives, a demodulation method and a demodulation device can be provided in which the error rate does not deteriorate greatly. In addition, when only a delay wave smaller than the guard interval arrives, the influence of noise can be suppressed by using more sampling points than the N sampling points of the effective symbol (claims 2 and 6). ).
[0016]
In addition, by providing one or more interference component removal steps as described below, it is possible to further suppress the influence of interference waves due to delay. Similarly to the above, after removing the influence of the waveform distortion due to the delay wave in advance, M sampling points for separating effective carriers are taken out. Next, L subcarriers are separated by a matched filter so as to minimize the influence of noise. Next, the inter-carrier interference component is reduced as follows for the L subcarrier signals separated by the matched filter. First, for L subcarrier signals separated by the matched filter, L symbols are provisionally determined from the L subcarrier signals. At this time, propagation path characteristics are taken into consideration. Next, the inter-carrier interference component included in the L subcarrier signals separated by the matched filter is calculated in consideration of the propagation path characteristics and the used M point symbol portions from the temporarily determined L symbols. If the inter-carrier interference component is subtracted from the L subcarrier signals separated by the matched filter, L subcarrier signals with higher accuracy can be obtained.
[0017]
In the multiple-stage interference component removal step, L symbols are provisionally determined in consideration of propagation path characteristics from L subcarrier signals with high accuracy obtained in the previous interference component removal step. Next, the inter-carrier interference component included in the L subcarrier signals separated by the matched filter is calculated in consideration of the propagation path characteristics and the used M point symbol portions from the temporarily determined L symbols. If this inter-carrier interference component is subtracted from the L subcarrier signals separated by the matched filter, more accurate L subcarrier signals can be obtained (

claims

3, 4, 7, and 8).
[0018]
By changing the tentative decision to a soft decision, it is possible to avoid the L symbols from moving away from the signals of the L subcarriers due to an error in the tentative decision (claims 9 and 13). By adding error correction and soft output error correction, it is possible to obtain L subcarrier signals with high accuracy by performing error correction (claims 10, 11, 14, and 15). If a symbol update process or updater is provided, and the symbol update process or updater of the previous interference component removal process or interference component removal unit is also incorporated to update the symbol, more accuracy is achieved by removing multiple stages of interference components. A signal of L subcarriers having a high value is obtained (claims 12 and 16).
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
First, the general inverse matrix in claims 1 and 5 will be described. In the case of an OFDM carrier, the waveform x (n) at the nth point (n is an integer from 0 to N−1) satisfies the following equation (1). X (k) is a symbol included in the k-th subcarrier (k is an integer from 0 to N−1). Both x (n) and X (k) are complex numbers.
[Expression 1]

[0020]
Equation 1 is a column vector consisting of N complex numbers x (n), and n + 1 rows and k + 1 columns are W._N ^-knIt is a product of a matrix of N rows and N columns and a column vector composed of N complex numbers X (k). Considering the left side of Equation 1 as a vector and the right side as a product of a matrix and a vector, n + 1 rows and k + 1 columns are W_N ^-knInverse matrix of N rows and N columns, that is, k + 1 rows and n + 1 columns is W_N ^knIf the matrix of N rows and N columns is multiplied on both sides of Equation 1 from the left side, a column vector composed of N complex numbers X (k) is obtained by multiplying the matrix and a column vector composed of N complex numbers x (n). can get. This is the relationship between the N-point inverse discrete Fourier transform (IDFT) on the modulation side and the N-point discrete Fourier transform (DFT) on the demodulation side, which is normally used in OFDM.
[0021]
Now, assuming that there are N−L (L <N) null symbols (those where X (k) = 0) among N subcarriers, the right side of Equation 1 is a matrix of N rows and L columns, and X L complex numbers X (k) where (k) is not 0_p) Is the product of the column vectors. Therefore, among the n complex numbers x (n) indicating the waveform, M (L ≦ M <N, for example, an integer n from NM to N−1)._q) Only, M complex numbers x (n_q) Is a column vector of q rows and p columns of W_N ^-kpnqMatrix of M rows and L columns and L complex numbers X (k_p) Is a product of column vectors. That is, it is as follows.
[Expression 2]

[0022]
The q row and p column are W_N ^-kpnqIf the rank of the matrix A with M rows and L columns is L, a so-called general inverse matrix exists. (A^*A)^-1A^*Is a matrix with L rows and M columns. However, A^*Is a conjugate transpose of A, L rows and M columns, and A^*A is a matrix of L rows and L columns. Considering the left side of Equation 2 as a vector and the right side as a product of a matrix and a vector, a general inverse matrix (A^*A)^-1A^*Is multiplied by both sides of Equation 2 from the left, the matrix and M complex numbers x (n_q) L complex numbers X (k_pA column vector consisting of This is the linear operation on the demodulation side used in the present invention. The general inverse matrix (A^*A)^-1A^*Is the matrix operation of the present invention. That is, the matrix calculation unit in claim 5 of the present application (A^*A)^-1A^*And M complex numbers x (n_q) To a column vector (A^*A)^-1A^*Multiply from the left.
[0023]
The q row and p column are W_N ^-kpnqEven when the rank of the matrix A of M rows and L columns is smaller than L, a matrix of L rows and M columns is uniformly obtained as follows, and the matrix and M complex numbers x (n_q) To obtain a column vector consisting of L complex numbers. If the rank of the matrix A with M rows and L columns is r (r ≦ L), then the matrix A can be expressed using an appropriate unitary matrix U (where M rows and M columns) and V (where L rows and L columns). Can be performed (singular value decomposition theorem, or Autonne-Eckart-Young theorem).
[Equation 3]

[0024]
Where σ₁, Σ₂, ..., σ_rIs a positive non-zero singular value of the matrix A with M rows and L columns, and the matrix A with L rows and L columns^*The non-zero eigenvalue of A is σ₁ ², Σ₂ ², ..., σ_r ²It becomes. Therefore, general inverse matrix A⁺Is obtained as follows. A⁺Is a matrix of L rows and M columns.
[Expression 4]

[0025]
Thus, the general inverse matrix A of Equation 4⁺If the rank r of the matrix A with M rows and L columns is not equal to L, the general inverse matrix A⁺And M complex numbers x (n_q) To obtain a column vector consisting of L complex numbers. This is the L complex number X (k_pYou can think of it as finding an approximate solution. Further, in the same manner as described above, L complex numbers X (k_p), The general inverse matrix can be obtained similarly (claims 2 and 6).
[0026]
Further, the matched filter according to the third, fourth, seventh, and eighth aspects needs information on a delay time difference. A matched filter is formed by multiplying the time-reversed waveform for each subcarrier of the used symbol part. That is, the operation in the matched filter is as follows, and M complex numbers x (n_q) To the above-mentioned matrix A of L rows and M columns in a column vector (bold x)^*Is multiplied from the left. Each component of a column vector composed of L complex numbers as an output is a signal of each separated subcarrier.
[Equation 5]

[0027]
[First embodiment]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 100 according to a specific first embodiment of the present application. The multicarrier demodulator 100 includes an orthogonal demodulation and sampling unit 10, a preamble extraction unit 21, a synchronization establishment unit 22, a delay time difference estimation unit 23, a subcarrier phase / amplitude estimation unit 24, a used symbol extraction unit 31, a matrix operation and a linear operation. A unit 32, a propagation path characteristic equalization unit 25, and a symbol determination unit 26. Hereinafter, the present embodiment shows a demodulator that demodulates data from an OFDM modulated wave having a preamble (pilot symbol) and having a guard interval. The number of carriers is N, of which L is effective (L <N). This embodiment corresponds to specific embodiments of

claims

1, 2, 5, and 6.
[0028]
In the quadrature demodulation and sampling unit 10, a so-called in-phase component I and quadrature component Q digital signal sequence is formed. That is, the effective symbol length is T, and the guard interval length added before the effective symbol length is T_GIN + (NT) demodulated at a sampling interval T / N_GI/ T) real and imaginary parts of the complex digital signals. Among these outputs, the preamble (pilot signal) is detected by the preamble extractor 21. Thus, the synchronization establishment unit 22 synchronizes the entire demodulator from the information of the symbol section having the preamble (pilot signal). Further, the delay time difference estimation unit 22 detects the time difference from the latest delayed wave. The subcarrier phase / amplitude estimation unit 24 detects phase / amplitude information of each subcarrier, and outputs information for equalization.
[0029]
Based on the information on the time difference between the synchronization signal of the synchronization establishment unit 22 and the latest delayed wave of the delay time difference estimation unit 23, the used symbol extraction unit 31 uses the digital signal sequence of the in-phase component I and the quadrature component Q as follows. Used symbols are extracted. That is, N + (NT_GI/ T) From the real part and imaginary part of the complex digital signals, M ′ point (L ≦ M ′ <N + (NT_GI/ T)). Where T + T_GI-(M'T / N) is larger than the time difference from the slowest delayed wave.
[0030]
Next, M ′ complex numbers x (n_q) And the time difference information of the slowest delayed wave of the delay time estimation unit 23 is output to the matrix calculation and linear calculation unit 32. In the matrix operation and linear operation unit 32, a set of L subcarrier numbers {k_p} And a set of sampling numbers of M ′ points {n_q}, Q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) The general inverse matrix (L rows M ′ columns) of the matrix A (L ≦ M ′) of M ′ rows L columns is calculated. When L = M ′, normal inverse matrix A^-1It is. A if L <M^*As a conjugate transpose of A, (A^*A)^-1A^*As obtained. In this way, the inverse matrix is converted into M ′ complex numbers x (n_q) And L subcarrier complex signal X (k_p) Is obtained. In this way, L effective carriers can be demodulated from a section that is not affected by the slowest delayed wave. This L subcarrier complex signal X (k_p) Is output to the propagation path characteristic equalization unit 25, and after equalization processing is performed based on the phase / amplitude information of each subcarrier output from the subcarrier phase / amplitude estimation unit 24, the symbol determination unit 26 demodulates the demodulated data. Output as a signal sequence.
[0031]
FIG. 2 shows the operation of multicarrier demodulation apparatus 100. When a delayed wave exceeding the guard interval arrives with respect to the preceding wave as shown in (a), L subcarriers can be demodulated by using symbols shorter than the effective symbol length. When a delayed wave that does not exceed the guard interval arrives with respect to the preceding wave as shown in (b), the S / N ratio can be further improved by using symbols that are longer than the effective symbol length.
[0032]
FIG. 3 shows the effect of the simulation of multicarrier demodulation apparatus 100. Using L = 52 subcarriers with a DC carrier null, T_GI= T / 4, subcarrier modulation is QPSK, delay wave and desired wave are equal power, power per bit / noise power density is 30 dB, and product of Doppler frequency and symbol length by movement is 0.000032. From FIG. 3, it can be seen that according to the present invention, even if delayed waves exceeding the guard interval by about T / 16 arrive (total 5T / 16), the demodulator can be configured such that the error rate is not greatly deteriorated.
[0033]
[Second Embodiment]
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 200 according to a second specific example of the present application. The multicarrier demodulator 200 includes an orthogonal demodulation and sampling unit 10, a preamble extraction unit 21, a synchronization establishment unit 22, a delay time difference estimation unit 23, a subcarrier phase / amplitude estimation unit 24, a used symbol extraction unit 31, a matched filter unit 33, It comprises an intercarrier interference removal unit 40, a propagation path characteristic equalization unit 25, and a symbol determination unit 26. The inter-carrier interference removal unit 40 includes an inter-carrier interference estimation unit 41 and a subtracter 42. The inter-carrier interference estimation unit 41 includes a propagation path characteristic equalization unit 411, a subcarrier symbol determination unit 412, as shown in FIG. It comprises a propagation path characteristic reproduction unit 413 and an inter-carrier interference component calculation unit 414. Hereinafter, the present embodiment shows a demodulator that demodulates data from an OFDM modulated wave having a preamble (pilot symbol) and having a guard interval. The number of carriers is N, of which L is effective (L <N). This embodiment corresponds to a specific embodiment of

claims

3, 4, 7, and 8. The propagation path characteristic equalization unit 411 and the subcarrier symbol determination unit 412 are used as a temporary determination unit, the propagation path characteristic reproduction unit 413 and the carrier. The inter-interference component calculation unit 414 corresponds to an interference component estimator, the subtractor 42 corresponds to an interference component subtractor, and the inter-carrier interference removal unit 40 corresponds to an interference component removal unit.
[0034]
In the multicarrier demodulator 200, the quadrature demodulation and sampling unit 10 forms so-called in-phase component I and quadrature component Q digital signal sequences, and then L complex signals are calculated from the matched filter unit 33. Here, the L complex signals, which are the outputs of the matched filter unit 33 of the multicarrier demodulator 200, are separated by a filter matched to each subcarrier to minimize the influence of noise. Are included in the inter-carrier interference canceling unit 40.
[0035]
The signal of each subcarrier separated by the matched filter unit 33 is equalized by the propagation path characteristic equalization unit 411 according to the phase / amplitude information of each subcarrier output from the subcarrier phase / amplitude estimation unit 24. Is called. Next, it is output to the subcarrier symbol determination part 412 and a temporary determination is performed. Next, the influence of the propagation path characteristic is reproduced by the phase / amplitude information of each subcarrier output to the propagation path characteristic reproduction unit 413 and output from the subcarrier phase / amplitude estimation unit 24. Next, the inter-carrier interference is calculated based on the used symbol length which is output to the inter-carrier interference component calculation unit 414 and obtained from the time difference from the delayed wave output from the delay time difference estimation unit 23. If this is subtracted from the signal of each subcarrier separated by the matched filter unit 33 by the subtractor 42, a signal of each subcarrier with higher accuracy can be obtained.
[0036]
The signals of the subcarriers with high accuracy may be processed in order by the propagation path characteristic equalization unit 25 and the symbol determination unit 26, but the intercarrier interference cancellation unit 40 is assembled in multiple stages to increase the accuracy. Is also possible. FIG. 6 shows an n-stage configuration of the inter-carrier interference removing units 40-1 to 40-n. The operation of the first stage inter-carrier interference removal unit 40-1 is as described above. The inter-carrier interference canceling unit 40-i (2 ≦ i ≦ n) in the second and subsequent stages is based on the signal of each subcarrier with high accuracy that is the output of the preceding inter-carrier interference canceling unit 40- (i−1). Tentatively determine each symbol, calculate inter-carrier interference, and subtract from the signal of each subcarrier separated by the matched filter that is the output of the matched filter unit 33 to obtain the subsequent inter-carrier interference remover 40- (i + 1) or Output to the propagation path characteristic equalization unit 25. In this way, each time the signal passes through the inter-carrier interference removing unit 40-i at each stage, the signal of each subcarrier with high accuracy is obtained with the inter-carrier interference removed more accurately.
[0037]
The situation during this time will be described using equations. Hereinafter, M ′ complex numbers x (n_q) And L complex numbers X (k_p) Are simply written as x and X. Matrix A, A^*The contents of are the same as described so far. The waveform input to the matched filter unit 33 is x = AX, and L complex numbers X (k_p) For each subcarrier with exp (2πjk_pn_q/ N). Since the operation of the matched filter unit 33 is obtained by multiplying the waveform of each subcarrier by time reversal, the result is A^*x = A^*L complex numbers indicated by AX are output. That is, the matrix A with L rows and M ′ columns^*The component of p rows and q columns is exp (-2πjk_pn_q/ N) That is why. The output column vector is X₀Put it. Here, a matrix A of L rows and L columns^*Note that A has all diagonal components M ′.
[0038]
Column vector X output from matched filter unit 33₀On the other hand, equalization processing and provisional determination are performed in the first-stage propagation path characteristic equalization unit 411-1 and subcarrier symbol determination unit 412-1. The propagation path characteristic equalization unit divides the signal for each subcarrier by the propagation path characteristic coefficient corresponding to each subcarrier. Next, provisional determination is performed in the subcarrier symbol determination unit. Thereafter, the propagation path characteristic reproduction unit multiplies the provisional determination result of each subcarrier by the propagation path characteristic coefficient corresponding to each subcarrier. The multiplication result is represented by a column vector X₁And Next, the propagation path characteristic reproduction unit 413-1 reproduces the influence of the propagation path characteristic. Next, the inter-carrier interference component calculation unit 414-1 calculates the inter-carrier interference. This is A^*AX₁-M'X₁= (A^*A-M'E) X₁Is to seek. However, E is a unit matrix of L rows and L columns, and L is the same integer as before. The signal X of each subcarrier separated by the matched filter unit 33 by the subtractor 42₀Obtained by subtracting from (A^*A-M'E) (XX₁) + M'X is X₀It is a signal of each subcarrier with higher accuracy. When assembled in multiple stages, it is as follows. In the second-stage intercarrier interference canceling section 40-2, the output (A^*A-M'E) (XX₁) + M′X is tentatively determined as equalization processing and column vector X₂(A^*A-M'E) (XX₂) + M′X is output. Similarly, in the n-th inter-carrier interference canceling unit 40-n, (A^*A-M'E) (XX_n) Output + M'X. Column vector X₀To X₁, X₂..., X_nThe column vector consisting of L complex numbers X (kp) approaches. In this way, the output (A^*A-M'E) (XX_n) + M′X, L complex numbers with higher accuracy can be obtained from the propagation path characteristic equalization unit 25 and the symbol determination unit 26.
[0039]
FIG. 7 shows a simulation of the multicarrier demodulator 200 at n = 1 to 3. The simulation conditions are the same as those of the multicarrier demodulator 100 in FIG. According to the present invention, it can be seen that a demodulator can be provided in which the error rate does not deteriorate greatly even when delayed waves that exceed the guard interval by about T / 4 (total T / 2) arrive.
[0040]
[Third embodiment]
This embodiment is a combination of the first embodiment and the second embodiment. A multicarrier demodulator 300 shown in FIG. 8 incorporates the matrix operation and linear operation unit 32 of the first embodiment into the multicarrier demodulation device 200 of the second embodiment, and intercarrier interference is derived from the output and the output of the matched filter unit 33. This is the inter-carrier interference removing unit 50 that removes. The operation of the matrix operation and linear operation unit 32 of the multicarrier demodulator 300 is the same as that of the first embodiment. The intercarrier interference canceling unit 50 of the multicarrier demodulator 300 is replaced with the intercarrier interference estimating unit 41 constituting the intercarrier interference canceling unit 40 of the multicarrier demodulating device 200 of the second embodiment, and the input is matrix operation and linear. X (k) which is the output of the calculation unit 32_pExcept for the inter-carrier interference estimation unit 51, the same operation as the inter-carrier interference removal unit 40 of the multicarrier demodulation apparatus 200 of the second embodiment is exhibited.
[0041]
[Fourth embodiment]
In this embodiment, the subcarrier symbol determination section 412 is replaced with a carrier symbol soft determination section 444 in the configuration of the intercarrier interference cancellation section 40 of the multicarrier demodulation apparatus 200 of the second embodiment. The contents of carrier symbol soft decision section 444 will be described with reference to FIG.
[0042]
For example, with QPSK modulation, symbols 00 (I / Q are both positive and equal), 01 (I is negative, Q is positive and absolute value is equal), and 11 (I / Q are both negative and equal) in one subcarrier. (I is positive, Q is negative, and absolute values are equal), but it should be sent, but as shown in (a) of FIG. Suppose there was a signal. In the normal determination, the closest symbol among

symbols

00, 01, 11, and 10 is selected and output (symbol 00 in FIG. 9A).
[0043]
On the other hand, in the soft decision, for example, calculation is performed as follows, and an intermediate symbol between

symbols

00, 01, 11, and 10 is output. First,

symbols

00, 01, 11, and 10 are represented by complex numbers 1 + j, -1 + j, -1-j, and 1-j on the IQ plane, and x points are represented as a + bj ((a) in FIG. 9) , J is an imaginary unit, and a and b are real numbers). Then d_x0, D_x1, D_0x, D_1xD_x0= 1-a, d_x1= -1-a, d_0x= 1-b, d_1x= -1-b ((b) of FIG. 9). Thus, as the coordinates of the point to be output, (d_x1 ²-D_x0 ²) / (D_x1 ²+ D_x0 ²) + J (d_1x ²-D_0x ²) / (D_1x ²+ D_0x ²) Is output ((c) of FIG. 9).
[0044]
FIG. 10 shows the configuration of the intercarrier interference cancellation unit 440 of the multicarrier demodulator of the fourth embodiment. The difference from the intercarrier interference canceling unit 40 of the multicarrier demodulating apparatus 200 of the second embodiment of FIG. 5 is that the subcarrier symbol determining unit 412 is replaced with a carrier symbol soft determining unit 444. FIG. 11 shows a main part of the multicarrier demodulator according to the present embodiment in which the intercarrier interference cancellers 440 of FIG. 10 are assembled in multiple stages.
[0045]
FIG. 12 shows a simulation of the fourth embodiment having a multi-stage configuration of three stages, superimposed on the simulation shown in FIG. When the soft decision of the fourth embodiment is used, it can be seen that the error rate is further improved by the inter-carrier interference removing unit having the same number of stages. When the soft decision of the fourth embodiment is used, it is possible to provide a demodulator that does not significantly deteriorate the error rate even when delayed waves that exceed the guard interval by about 3T / 8 (total 5T / 8) arrive. Recognize.
[0046]
[Fifth embodiment]
In the present embodiment, among the configurations of the inter-carrier interference removal units 40-i of the multicarrier demodulation apparatus 200 of the second embodiment, symbols between the subcarrier symbol determination unit 412-i and the propagation path characteristic reproduction unit 413-i An updater 82-i is provided. Thereby, each inter-carrier interference removing unit 80-i and inter-carrier interference estimating unit 81-i are labeled. The operation of each i-stage symbol updater 82-i is the column vector X which is the output of the subcarrier symbol determination unit 412-i._iAnd the column vector X which is the output of the preceding i-1 stage symbol updater 82- (i-1)._i-1'From, X_i'= (1-δ) X_i-1'+ ΔX_iWhere δ is a column vector X by a constant operation of 0 <δ <1._i'Is calculated and output to the propagation path characteristic reproduction unit 413-i.
[0047]
This is shown in the present embodiment having the three-stage inter-carrier interference removal units 80-1 to 80-3 in FIG. As in the second embodiment, the output X of the matched filter unit 33₀= A^*x is subjected to equalization processing and provisional determination in the first-stage propagation path characteristic equalization unit 411-1 and subcarrier symbol determination unit 412-1 to obtain a column vector X₁Is output to the symbol updater 82-1. Since there is no preceding stage in the symbol updater 82-1, the initial value X₀Use 'as the zero vector. That is, in the symbol updater 82-1, X₁'= (1-δ) X₀'+ ΔX₁= ΔX₁Is calculated and the column vector X₁'Is output to the propagation path characteristic reproduction unit 413-1. Thereafter, the column vector X₁For X in the second embodiment₁The same processing is performed, and the output of the first stage intercarrier interference canceling unit 80-1 is input to the second stage intercarrier interference canceling unit 80-2. Equalization processing and provisional determination are performed in the second stage propagation path characteristic equalization unit 411-2 and subcarrier symbol determination unit 412-2, and the column vector X₂Is output to the symbol updater 82-2. In the symbol updater 82-2, the output X of the symbol updater 82-1 of the first-stage intercarrier interference canceling unit 80-1 at the preceding stage.₁In conjunction with 'X₂'= (1-δ) X₁'+ ΔX₂Is calculated and the column vector X₂'Is output to the propagation path characteristic reproduction unit 413-2. Exactly the same, in the third stage inter-carrier interference canceling unit 80-3, the third stage propagation path characteristic equalizing unit 411-3 and the subcarrier symbol determining unit 412-3 perform equalization processing and provisional determination. Done, column vector X_ThreeIs output to the symbol updater 82-3. In the symbol updater 82-3, the output X of the symbol updater 82-2 of the second-stage intercarrier interference canceling unit 80-2 at the preceding stage.₂In conjunction with 'X_Three'= (1-δ) X₂'+ ΔX_ThreeIs calculated and the column vector X_Three'Is output to the propagation path characteristic reproduction unit 413-3. The output of the third stage intercarrier interference canceling unit 80-3 is finally demodulated through the propagation path characteristic equalizing unit 25 and the symbol determining unit 26.
[0048]
FIG. 14 shows a simulation of the fifth example when the n-stage multistage configuration is changed. The second embodiment is shown as a comparative example. As shown in FIG. 14, the error rate of this embodiment is higher than that of the second embodiment up to 10 steps when δ is 0.3, and up to 5 steps when δ is 0.5. It can be seen that the example can reduce the error rate more than the second embodiment.
[0049]
[Sixth embodiment]
In the present embodiment, among the configurations of the inter-carrier interference canceling sections 440-i of the multicarrier demodulating apparatus of the fourth embodiment, symbols are inserted between the subcarrier symbol soft decision section 444-i and the propagation path characteristic reproducing section 413-i. An updater 87-i is provided. Accordingly, the inter-carrier interference removing unit 85-i and the inter-carrier interference estimating unit 86-i are labeled. The operation of each i-stage symbol updater 87-i is the column vector X which is the output of the subcarrier symbol soft decision section 444-i._iAnd the column vector X which is the output of the preceding i-1 stage symbol updater 87- (i-1)._i-1'From, X_i'= (1-δ) X_i-1'+ ΔX_iWhere δ is a column vector X by a constant operation of 0 <δ <1._i'Is calculated and output to the propagation path characteristic reproduction unit 413-i, and the relationship between the present embodiment and the fourth embodiment is the same as the relationship between the fifth embodiment and the second embodiment. FIG. 15 shows this embodiment having three stages of intercarrier interference canceling units 85-1 to 85-3. The operations of the symbol updaters 87-1 to 87-3 of the intercarrier interference canceling units 85-1 to 85-3 are the same as those of the symbol updaters 82-1 to 82-1 of the intercarrier interference canceling units 80-1 to 80-3 of FIG. The operation is the same as that of 82-3. That is, in the symbol updater 87-1 in FIG. 15, the output X of the subcarrier symbol soft decision unit 444-1.₁To initial value X₀X with 'as the zero vector₁'= ΔX₁Is output to the propagation path characteristic reproduction unit 413-1. In symbol updater 87-2 (3), output X of subcarrier symbol soft decision section 444-2 (3)₂(X_Three) And the output X of the symbol updater 87-1 (2)₁'(X₂') To X₂'= (1-δ) X₁'+ ΔX₂ (X_Three'= (1-δ) X₂'+ ΔX_Three) Is calculated and output to the propagation path characteristic reproduction unit 413-2 (3).
[0050]
FIG. 16 shows a simulation of the sixth embodiment when the n-stage multistage configuration is changed. A fourth example is shown as a comparative example. In this embodiment, the error rate is higher than that of the fourth embodiment up to 16 stages when δ is 0.3 and up to 10 stages when δ is 0.5. However, if the number of stages exceeds the number of stages, this embodiment is the fourth embodiment. It can be seen that the error rate can be reduced as compared with the embodiment.
[0051]
[Modification]
17 and 18 show a modification of the second embodiment, and FIGS. 19 and 20 show a modification of the fourth embodiment. 17 and 19, error correction is performed between the subcarrier symbol determination unit 412 and the propagation path characteristic reproduction unit 413 in FIG. 5 and between the subcarrier symbol soft decision unit 444 and the propagation path characteristic reproduction unit 413 in FIG. 18 and FIG. 20, the subcarrier symbol determination unit 412 and the propagation path characteristic reproduction unit 413 in FIG. 5 and the subcarrier symbol soft decision unit 444 and the propagation path characteristic reproduction in FIG. A soft output error corrector 434 is provided between the units 413. Accordingly, in FIGS. 17 to 20, the inter-carrier interference removing units are denoted by 60, 65, 70, and 75, and the inter-carrier interference estimating units are denoted by 61, 66, 71, and 76. By providing the error corrector 43 or the soft output error corrector 434 as described above, the error rate can be reduced and the communication quality can be further improved. Further, the fourth embodiment is a combination of the first embodiment and the second embodiment, so that the third embodiment is a combination of the first embodiment and the second embodiment. Also good.
[0052]
In each of the above-described embodiments, it is assumed that the delay time difference between the earliest arrival wave and the latest delay wave is taken into account and that synchronization is established by the earliest arrival wave. Such a delay time difference may be output to each component. That is, a delay time difference considering the intensity of each delay wave, or a delay time difference between the slowest delay wave having the power equal to or higher than a predetermined threshold and the earliest arrival wave.
[0053]
In each of the above-described embodiments, the used symbol part is from the beginning of the guard interval of the delayed wave to the end of the effective symbol of the earliest incoming wave. However, the used symbol part is a subcarrier within the interval and the sample point is not a null carrier. It is sufficient if the number is L or more.
[0054]
In the first and third embodiments described above, the matrix calculation and linear calculation unit 32 is provided, and after estimating the delay time difference, a necessary matrix (A^*A)^-1A^*In the second embodiment, a matched filter 33 is provided, and after estimating the delay time difference, a necessary matrix A is obtained.^*However, a matrix (A^*A)^-1A^*Or matrix A^*May be prepared and stored in a memory and called. If a plurality of them are prepared, it can cope with various delay time differences. As a result, the amount of calculation during actual operation can be reduced. Alternatively, the matched filter may be configured as an FFT and the role of the matched filter may be achieved by inputting NL 0s in addition to L time axis inputs.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 100 according to a first embodiment of the present application.
2A and 2B are conceptual diagrams showing the operation of the multicarrier demodulator 100. FIG. 2A shows a case where a delayed wave exceeding the guard interval arrives, and FIG. 2B shows a case where a delayed wave not exceeding the guard interval arrives.
3 is a simulation result diagram showing a relationship between a delayed wave and an error rate in the multicarrier demodulator 100. FIG.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 200 according to a second embodiment of the present application.
FIG. 5 is a block diagram showing details of the configuration of an intercarrier interference canceling unit 40, which is a component of the multicarrier demodulator 200.
6 is a block diagram showing a multi-stage configuration of an inter-carrier interference cancellation unit 40 that is a component of the multi-carrier demodulator 200. FIG.
7 is a simulation result diagram showing a relationship between a delayed wave and an error rate in the multicarrier demodulator 200. FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 300 according to a third embodiment of the present application.
FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining the operation of a soft decision device, which is a feature of a multicarrier demodulator according to a fourth embodiment of the present application.
FIG. 10 is a block diagram showing details of the configuration of an intercarrier interference cancellation unit 440 that is a component of a multicarrier demodulator according to a fourth embodiment of the present application.
FIG. 11 is a block diagram showing a multistage configuration of an intercarrier interference canceling unit 440 that is a component of a multicarrier demodulator according to a fourth embodiment of the present application;
FIG. 12 is a simulation result diagram illustrating a relationship between a delayed wave and an error rate in the multicarrier demodulator according to the fourth embodiment;
FIG. 13 is a block diagram showing a multi-stage configuration by inter-carrier interference cancellers 80-1 to 80-3, which are components of a multicarrier demodulator according to a fifth embodiment of the present application.
FIG. 14 is a simulation result diagram showing the relationship between the number of repetitions (number of stages) n of the intercarrier interference canceling unit and the error rate in the multicarrier demodulation apparatus according to the fifth example.
FIG. 15 is a block diagram showing a multi-stage configuration of inter-carrier interference cancellation units 85-1 to 85-3 that are components of a multicarrier demodulator according to a sixth embodiment of the present application.
FIG. 16 is a simulation result chart showing the relationship between the number of repetitions (number of stages) n of the intercarrier interference cancellation unit and the error rate in the multicarrier demodulation apparatus according to the sixth example.
FIG. 17 is a block diagram showing details of the configuration of the intercarrier interference canceling unit 60 according to the first modification.
FIG. 18 is a block diagram showing details of the configuration of an intercarrier interference canceling unit 65 according to a second modification.
FIG. 19 is a block diagram showing details of the configuration of an intercarrier interference canceling unit 70 according to a third modification.
FIG. 20 is a block diagram showing details of the configuration of an intercarrier interference cancellation unit 75 according to a fourth modification.
[Explanation of symbols]
10 Quadrature demodulation and sampling unit
21 Preamble extraction unit
22 Synchronization establishment unit
23 Delay time difference estimation unit
24 Subcarrier phase / amplitude estimation unit
25 Channel characteristics equalization section
26 Symbol determination unit
31 Used symbol extractor
32 Matrix operations and linear operations
33 Matched filter section
40, 440, 50, 60, 65, 70, 75 Inter-carrier interference removal unit
41, 51, 61, 66, 71, 76 Inter-carrier interference estimator
42 Subtractor
43 Error corrector
434 Soft Output Error Corrector
411, 441 Channel characteristic equalization section
412 Subcarrier symbol determination unit
413 Propagation path characteristic reproduction unit
414 Inter-carrier interference component calculation unit
444 Carrier symbol soft decision section
40-i, 440-i, 80-i, 85-i (1 ≦ i ≦ n) Inter-carrier interference canceller with n stages
81-i, 86-i (1 ≦ i ≦ n) Inter-carrier interference estimator
82-i, 87-i (1 ≦ i ≦ n) Symbol updater

Claims

有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の使用シンボルとなる部分を決定し、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とするマルチキャリア復調方法。A multicarrier modulation signal is received in which the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In a multi-carrier demodulation method that separates and demodulates into
The delay time difference of the delay wave is estimated, and based on the estimated delay time difference, the length TM / N (L ≦ M <N) from the effective symbol length T so as not to include the portion in which the waveform distortion due to the delay wave occurs. Determine the part that will be used symbol
A multicarrier demodulating method, wherein L subcarriers are separated and demodulated from a complex digital signal demodulated orthogonally at a sampling interval T / N, using the used symbol portion M points.

有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定したのち、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とするマルチキャリア復調方法。The effective symbol length is T, the guard interval length added before the effective symbol length is T _GI , the adjacent frequency interval of N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers In a multicarrier demodulation method for receiving a multicarrier modulation signal in which is a null carrier and separating and demodulating each subcarrier,
The delay time difference of the delayed wave is estimated, and based on the estimated delay time difference, the length TM ′ / is calculated from the sum T + T _GI of the effective symbol length and the guard interval length so as not to include the portion where the waveform distortion due to the delayed wave is generated After determining the used symbol portion of N (L ≦ M ′ <N + (NT _GI / T)),
A multicarrier demodulating method, wherein L subcarriers are separated and demodulated using a used symbol portion M ′ point from a complex digital signal orthogonally demodulated at a sampling interval T / N.

有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とするマルチキャリア復調方法。A multicarrier modulation signal is received in which the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In a multi-carrier demodulation method that separates and demodulates into
Use the length TM / N (M <N) from the effective symbol length T so that the delay time difference of the delay wave is estimated and the portion where the waveform distortion due to the delay wave is generated is not included based on the estimated delay time difference. Determining a symbol portion;
Separating the L subcarriers from the complex digital signal orthogonally demodulated at the sampling interval T / N by using the used symbol portion M points by a matched filter;
Between L subcarriers included in each signal of L subcarriers, which are provisionally determined from L subcarrier signals and which are separated from the temporarily determined L symbols by the matched filter 1 to a plurality of L subcarriers obtained by subtracting the interference component between the L subcarriers from the L subcarriers separated by the matched filter to obtain a signal of L subcarriers with higher reliability. A multicarrier demodulation method comprising an interference component removing step.

有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定する工程と、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とするマルチキャリア復調方法。The effective symbol length is T, the guard interval length added before the effective symbol length is T _GI , the adjacent frequency interval of N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers In a multicarrier demodulation method for receiving a multicarrier modulation signal in which is a null carrier and separating and demodulating each subcarrier,
The delay time difference of the delay wave is estimated, and based on the estimated delay time difference, the length TM ′ / is calculated from the sum T + T _GI of the effective symbol length and the guard interval length so as not to include the portion where the waveform distortion due to the delay wave is generated. Determining a used symbol portion of N (M ′ <N + (NT _GI / T));
Separating the L subcarriers from the complex digital signal orthogonally demodulated at the sampling interval T / N by using the used symbol portion M ′ by a matched filter;
Between L subcarriers included in each signal of L subcarriers, which are provisionally determined from L subcarrier signals and which are separated from the temporarily determined L symbols by the matched filter 1 to a plurality of L subcarriers obtained by subtracting the interference component between the L subcarriers from the L subcarriers separated by the matched filter to obtain a signal of L subcarriers with higher reliability. A multicarrier demodulation method comprising an interference component removing step.

有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ列の複素行列を計算する行列演算部と、
行列演算部の求めたＬ行Ｍ列の複素行列と前記Ｍ個の複素ディジタル信号による長さＭの列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。A multicarrier modulation signal is received in which the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In a multicarrier demodulator that separates and demodulates
An orthogonal demodulation and sampling unit for obtaining N complex digital signals orthogonally demodulated at a sampling interval T / N;
A delay time difference estimator for estimating a delay time difference between delay waves;
From the delay time difference of the delay time difference estimation unit, M (L ≦ M <N) complex digital signals are used as symbols to be used among the N complex digital signals so as not to include a portion where waveform distortion due to a delay wave is generated. A used symbol extractor for extracting
A matrix operation unit for calculating an L-row M-column complex matrix that is a linear operation expression for separating and demodulating L subcarriers using the M complex digital signals output from the used symbol extraction unit;
A linear operation unit that separates and demodulates L subcarriers by multiplying a complex matrix of L rows and M columns obtained by the matrix operation unit and a column vector of length M by the M complex digital signals. Multicarrier demodulator.

有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ'列の複素行列を計算する行列演算部と、
行列演算部の求めたＬ行Ｍ'列の複素行列と前記Ｍ'個の複素ディジタル信号による長さＭ'の列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。The effective symbol length is T, the guard interval length added before the effective symbol length is T _GI , the adjacent frequency interval of N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers In a multicarrier demodulator that receives a multicarrier modulation signal in which is a null carrier and separates and demodulates each subcarrier,
A quadrature demodulation and sampling unit for obtaining N + (NT _GI / T) complex digital signals orthogonally demodulated at a sampling interval T / N;
A delay time difference estimator for estimating a delay time difference between delay waves;
From the delay time difference of the delay time difference estimator, M ′ symbols (L ≦ M) are used as symbols of use among the N + (NT _GI / T) complex digital signals so as not to include a portion in which waveform distortion due to a delay wave is generated. A use symbol extraction unit for extracting a complex digital signal of '<N + (NT _GI / T));
A matrix operation unit for calculating a complex matrix of L rows and M ′ columns, which is a linear operation expression for separating and demodulating L subcarriers using the M ′ complex digital signals output from the used symbol extraction unit; ,
A linear operation unit that separates and demodulates L subcarriers by multiplying a complex matrix of L rows and M ′ columns obtained by the matrix operation unit and a column vector of length M ′ by the M ′ complex digital signals. A multicarrier demodulator characterized by the above.

有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。A multicarrier modulation signal is received in which the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In a multicarrier demodulator that separates and demodulates
An orthogonal demodulation and sampling unit for obtaining N complex digital signals orthogonally demodulated at a sampling interval T / N;
A delay time difference estimator for estimating a delay time difference between delay waves;
From the delay time difference of the delay time difference estimation unit, M (M <N) complex digital signals are extracted as used symbols from the N complex digital signals so as not to include a portion in which waveform distortion due to a delayed wave occurs. A used symbol extractor,
A matched filter unit that separates L subcarriers by a matched filter using the M complex digital signals output from the used symbol extraction unit;
Temporary determinators that tentatively determine L symbols from L subcarrier signals and other signals included in each of the L subcarrier signals separated by the matched filter unit from the temporarily determined L symbols. An interference component estimator for obtaining an interference component between subcarriers and an interference component subtractor for subtracting the interference component between L subcarriers from the L subcarrier signals output from the matched filter unit. A multicarrier demodulator comprising one or more interference component removal units.

有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。The effective symbol length is T, the guard interval length added before the effective symbol length is T _GI , the adjacent frequency interval of N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers Receives N + (NT _GI / T) complex digital signals orthogonally demodulated at a sampling interval T / N in a multicarrier demodulator that receives a multicarrier modulation signal in which is a null carrier and separates and demodulates each subcarrier. An orthogonal demodulation and sampling unit;
A delay time difference estimator for estimating a delay time difference between delay waves;
From the delay time difference of the delay time difference estimation unit, M ′ symbols (M ′ <M ′ <M + <NT _GI / T) are used as symbols to be used from among the N + (NT _GI / T) complex digital signals so as not to include a portion where waveform distortion due to a delay wave is generated. A use symbol extraction unit for extracting N + (NT _GI / T)) complex digital signals;
A matched filter unit that separates L subcarriers by a matched filter using the M ′ complex digital signals output from the used symbol extraction unit;
Temporary determinators that tentatively determine L symbols from L subcarrier signals and other signals included in each of the L subcarrier signals separated by the matched filter unit from the temporarily determined L symbols. An interference component estimator for obtaining an interference component between subcarriers and an interference component subtractor for subtracting the interference component between L subcarriers from the L subcarrier signals output from the matched filter unit. A multicarrier demodulator comprising one or more interference component removal units.

前記１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定することに替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のマルチキャリア復調方法。In each of the one or more interference component removal steps, L symbols are softly determined from L subcarrier signals instead of temporarily determining L symbols from L subcarrier signals. The multicarrier demodulation method according to claim 3 or 4, wherein the multicarrier demodulation method is performed.

前記１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、仮判定又は軟判定されたＬ個のシンボルの、誤り訂正をした後に前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求めることを特徴とする請求項３、請求項４又は請求項９に記載のマルチキャリア復調方法。In each of the one or more interference component removal steps, L symbols that have been provisionally or softly determined are included in each signal of L subcarriers that are separated by the matched filter after error correction. The multicarrier demodulation method according to claim 3, 4 or 9, wherein an interference component with another subcarrier is obtained.

前記Ｌ個のシンボルの誤り訂正をすることに替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をすることを特徴とする請求項１０に記載のマルチキャリア復調方法。11. The multicarrier demodulation method according to claim 10, wherein soft output error correction of the L symbols is performed instead of performing error correction of the L symbols.

前記１乃至複数の干渉成分除去工程においては、Ｌ個のシンボルを仮判定又は軟判定、更には誤り訂正又は軟出力誤り訂正したのち、Ｌ個のシンボルを更新する工程を有し、当該各干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程は、前段の干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程の出力、ただし第１段の干渉成分除去工程においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする請求項３、請求項４、請求項９乃至請求項１１のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調方法。The one or more interference component removal steps include a step of updating L symbols after provisionally determining or softly determining L symbols, and further correcting an error or a soft output error after correcting each of the interference symbols. The process of updating L symbols in the component removal process is the output of the process of updating L symbols in the previous interference component removal process. However, in the first stage interference component removal process, the number of L symbols is changed to the previous stage. 12. The multicarrier demodulation method according to claim 3, wherein L symbols are updated using an initial value.

前記１乃至複数の干渉成分除去部の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器に替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定する軟判定器を有することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のマルチキャリア復調装置。In each of the one or more interference component removal units, instead of the provisional determination unit that temporarily determines L symbols from L subcarrier signals, L symbols are converted from L subcarrier signals. The multicarrier demodulator according to claim 7 or 8, further comprising a soft decision unit for soft decision.

前記１乃至複数の干渉成分除去部の各々において、仮判定器又は軟判定器の出力であるＬ個のシンボルに対し、誤り訂正をする誤り訂正器を有し、当該誤り訂正器の出力を前記干渉成分推定器に入力することを特徴とする請求項７、請求項８又は請求項１３に記載のマルチキャリア復調装置。Each of the one or more interference component removal units includes an error corrector that corrects an error for L symbols that are the outputs of the temporary determiner or the soft determiner, and outputs the error corrector to the error corrector. The multi-carrier demodulator according to claim 7, 8 or 13, wherein the multi-carrier demodulator is input to an interference component estimator.

前記誤り訂正器に替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をする軟出力誤り訂正器を有することを特徴とする請求項１４に記載のマルチキャリア復調装置。15. The multicarrier demodulator according to claim 14, further comprising a soft output error corrector that performs soft output error correction of the L symbols instead of the error corrector.

前記１乃至複数の干渉成分除去部において、仮判定器又は軟判定器、更には誤り訂正器又は軟出力誤り訂正器の出力からＬ個のシンボルを更新するシンボル更新器を有し、各干渉成分除去部のシンボル更新器は、前段の干渉成分除去部の更新器の出力、ただし第１段の干渉成分除去部においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする請求項７、請求項８、請求項１３乃至請求項１５のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調装置。Each of the one or more interference component removal units includes a temporary decision unit or a soft decision unit, and a symbol updater for updating L symbols from the output of the error correction unit or the soft output error correction unit. The symbol updater of the removal unit updates the L symbols using the output of the update unit of the previous interference component removal unit, except that the first stage interference component removal unit uses L initial values instead of the previous stage. The multicarrier demodulator according to claim 7, wherein the multicarrier demodulator is any one of claims 13 to 15.