JP4062307B2 - コンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンバータに関し、特にＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた起動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を図1に示す。図1において、交流電源１からの正弦波電圧は、全波整流回路２とコンデンサＣ１により整流平滑されて、直流電圧が生成される。生成された直流電圧は、スイッチング素子Ｑ１を介してトランスＴの１次巻線Ｐに印加される。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路４からの駆動信号によりオン・オフ制御される。制御回路４は、図示していないが、出力電圧フィードバック回路、出力電流フィードバック回路、出力過電圧保護回路、出力電圧低下検出回路や過熱保護回路などのさまざまな制御が可能である。
【０００３】
コンデンサＣ１に直流電圧が発生すると、この直流電圧により、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１からなる定電流の起動回路５がオンする。即ち、直流電圧が抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されて、スイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ２→抵抗Ｒ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２の経路で定電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。そして、コンデンサＣ２の電圧が、制御回路４を起動するための起動電圧（例えば１６Ｖ）に達すると、制御回路４が起動し、制御回路４からスイッチング素子Ｑ１へ駆動信号が出力される。
【０００４】
そして、スイッチング素子Ｑ１が駆動信号によりオン・オフを開始すると、スイッチング素子Ｑ１がオンしているときにトランスＴの１次巻線Ｐへ電圧が印加され、トランスＴにエネルギーが蓄えられる。
【０００５】
さらに、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられたエネルギーがトランスＴの２次巻線Ｓから電気エネルギーとして放出される。この電圧は、ダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１により整流平滑されて、所望の直流電圧が取り出される。同時にトランスＴには、制御回路４のための電源として３次巻線Ｃが設けられており、３次巻線Ｃに発生した電圧は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２により整流平滑されて、制御回路４の電源電圧とされる。
【０００６】
一方、起動回路５は、高圧電源より電流を流しているためその消費電力が大きい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時間を短縮するために、より多くの起動電流を必要とする場合にはさらにエネルギが増大する。このため、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｑ３を有する起動制御回路６は、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動（制御回路４が起動したことに相当）したことをトランスＴの３次巻線Ｃに発生する電圧により検出し、検出した電圧に基づきスイッチング素子Ｑ３をオンさせる。そして、スイッチング素子Ｑ２のゲートバイアス電圧を略接地電圧とすることでスイッチング素子Ｑ２をオフさせる結果、起動回路５をオフさせている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動した後に、起動回路５をオフすることにより、不要な電力の消費を削減している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、以下の課題を有していた。例えばＤＣ−ＤＣコンバータが過熱状態や過電圧状態になり、制御回路４がラッチ状態（フリップフロップＦＦ４１によりデータを保持）となって制御回路４が停止すると、制御回路４から駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に出力されなくなる。このため、トランスＴの３次巻線Ｃに電圧が発生しないので、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３をオンすることができなくなる。この場合、起動回路５は、連続動作し続け大きなエネルギー損失を発生させる。したがって、通常動作時は、損失が無い場合であっても過熱状態や過電圧状態を考慮して大きな素子や大きな放熱フィンが必要となる。これらはコストアップの原因となり、また装置の大型化につながる。
【０００８】
また、トランスＴの３次巻線Ｃの電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態になると、保護回路１０により低下する。この電圧が制御回路４を停止するための停止電圧に到達すると、制御回路４が停止し、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。ＤＣ−ＤＣコンバータの停止により、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオフして、再び起動回路５がオンする。ＤＣ−ＤＣコンバータの過負荷状態が継続している場合には、この動作が継続しＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返す。この起動と停止との繰返し周期は、起動回路５の定電流値とコンデンサＣ２の容量などによって決定される。この繰返し周期が短いと、起動回路５の負担が大きくなり、損失が大きくなる欠点がある。この繰り返し周期を長くするために起動回路５の定電流値を小さくしたり、コンデンサＣ２の容量を大きくすると、起動時間が長くなる欠点がある。
【０００９】
また、従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバータでは、交流電源１がオフした場合、コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーだけでＤＣ−ＤＣコンバータが暫く動作する。コンデンサＣ１の電圧が下がり、ＤＣ−ＤＣコンバータが出力を保つことができなくなると、トランスＴの３次巻線Ｃの電圧も低下する。この電圧が制御回路４の停止電圧に到達すると、制御回路４が停止し、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。ＤＣ−ＤＣコンバータの停止により、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオフして、再び起動回路５がオンする。そして、コンデンサＣ２の電圧が制御回路４の起動電圧に到達すると、制御回路４が起動して、ＤＣ−ＤＣコンバータが再び起動する。これによって、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３が再びオンして、起動回路５がオフする。しかし、コンデンサＣ１の電圧が低いため、トランスＴの３次巻線Ｃからの電圧が低く、制御回路４の動作が維持できなくなると、再び制御回路４が停止する。このように交流電源１をオフした後も暫くＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返す欠点があった。
【００１０】
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータが過熱状態や過電圧状態等であっても、消費電流を少なくして、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができるコンバータを提供することができる。
【００１１】
また、本発明によれば、交流電源がオフした場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータを確実に停止することができるコンバータを提供することができる。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには定電流回路として動作し、前記制御回路を起動した後には定電圧回路として動作することを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明は、前記トランスの３次巻線に発生する電圧に基づき前記制御回路が起動したことを検出して、前記定電流回路の動作から前記定電圧回路の動作に切り替えを行う起動制御回路と、前記トランスの３次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する電圧供給部とを有することを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明において、前記制御回路は、保護回路によりラッチ状態となった場合には前記起動電圧より低く且つ前記ラッチ状態を保持するための電圧に相当したラッチ信号を前記起動制御回路に出力し、前記起動制御回路は、前記ラッチ信号により動作して前記起動回路を前記定電圧回路として動作させることを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明は、交流電源に接続されて交流電力を整流平滑して直流電力を生成する整流平滑回路を有し、前記直流電源は、前記交流電源及び前記整流平滑回路からなることを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路からの全波整流出力をチョークコイルを介して入力し、第２のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善回路とを有し、前記直流電源は、前記交流電源、前記整流回路及び前記力率改善回路からなることを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明において、前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記直流電源から供給されることを特徴とする。
【００１８】
請求項７の発明において、前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記交流電源から供給されることを特徴とする。
【００１９】
請求項８の発明において、前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記力率改善回路の前段から供給されることを特徴とする。
【００２０】
請求項９の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を整流平滑する整流平滑回路と、該整流平滑回路の出力側にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、 前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力側から電流を入力して前記制御回路を起動するための定電流を出力する起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記整流平滑回路の入力側から供給されてオン動作となり、前記制御回路を起動した後には前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記整流平滑回路の入力側から供給されなくなりオフ動作となることを特徴とする。
【００２１】
請求項１０の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路からの全波整流出力をチョークコイルを介して入力し、第２のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善回路と、該力率改善回路の出力側にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記力率改善回路の出力側から電流を入力して前記制御回路を起動するための定電流を出力する起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記力率改善回路の入力側から供給されてオン動作となり、前記制御回路を起動した後には前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記力率改善回路の入力側から供給されなくなりオフ動作となることを特徴とする。
【００２２】
請求項１１の発明において、前記起動回路は、更に、前記起動用スイッチング素子の制御端子に接続されたコンデンサを有し、前記コンデンサは、前記バイアス電圧もしくは電流を前記交流電源の周波数の半周期間保持することを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明に係るコンバータの実施の形態を図面を参照しながら説明する。
【００２４】
第１の実施の形態
図２は本発明の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成に対して、ツェナーダイオードＺＤ２とダイオードＤ４を追加した点が異なる。なお、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成部分と同一部分には同一符号を付す。
【００２５】
図２において、交流電源１からの正弦波電圧は、全波整流回路２とコンデンサＣ１により整流平滑され、直流電圧が生成される。この直流電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａに供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、入力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子＋ＶＯＵＴ、−ＶＯＵＴから出力する。
【００２６】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの構成について詳細に説明する。コンデンサＣ１には、トランスＴの１次巻線Ｐを介してＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１は、制御回路４のＰＷＭ制御によりオン・オフ動作する。トランスＴの２次巻線ＳにはダイオードＤ５１及びコンデンサＣ５１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を出力端子＋ＶＯＵＴ，−ＶＯＵＴに出力する。保護回路１０は、前記整流平滑回路の直流出力に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの過電圧状態、過熱状態等を検出して、制御回路４をラッチ状態にさせて停止させる。
【００２７】
また、コンデンサＣ１の一端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１，ツェナーダイオードＺＤ２、ダイオードＤ１からなる起動回路５ａが接続される。スイッチング素子Ｑ２のドレインはコンデンサＣ１の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレインとゲート（本発明の制御端子に対応）との間には抵抗Ｒ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースには抵抗Ｒ２の一端が接続され、抵抗Ｒ２の他端にはツェナーダイオードＺＤ１のアノードとダイオードＤ１のアノードとが接続されている。ダイオードＤ１のカソードは制御回路４を起動するための電圧を供給するコンデンサＣ２の一端に接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ２のゲート及びツェナーダイオードＺＤ２のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２のアノードは起動制御回路６内のバイポーラトランジスタからなるスイッチング素子Ｑ３のコレクタに接続されている。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、およびダイオードＤ１は、定電流回路として動作し、スイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ２、およびダイオードＤ１は、定電圧回路として動作する。起動回路５ａは、ツェナーダイオードＺＤ２を設けたことで、制御回路４を起動する時には定電流回路として動作し、制御回路４を起動した後には、定電圧回路として動作する。ツェナーダイオードＺＤ２の降伏電圧は、トランスＴの３次巻線Ｃに発生する電圧より小さな定電圧（例えば８Ｖ）となるように調整されている。
【００２９】
制御回路４は、コンデンサＣ２が供給する電圧（例えば１６Ｖ）で起動し、駆動信号をスイッチング素子Ｑ１に出力４ｃから出力する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが過熱状態、過電圧状態、過負荷状態等になった場合には、制御回路４の入力４ｄには保護回路１０から保護信号が出力されてフリップフロップＦＦ４１でラッチ状態（あるタイミングのデータを保持）とし、制御回路４が停止して駆動信号をスイッチング素子Ｑ１に出力４ｃから出力しない。また、制御回路４からラッチ信号がダイオードＤ４を介して、起動制御回路６内のコンデンサＣ３の一端に出力される。制御回路４がラッチ状態の時は、ラッチ状態を維持するための最小限の電力（例えば電源電圧が６Ｖ）が起動回路５ａの定電圧回路の動作によりコンデンサＣ２を介して電源入力４ａ，４ｂから制御回路４に供給される。
【００３０】
また、トランスＴに設けられた３次巻線Ｃの一端は、ダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ２の一端及び制御回路４に接続されている。起動制御回路６は、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ３により、３次巻線Ｃからの電圧を整流平滑して、得られた電圧をスイッチング素子Ｑ３のベースに印加し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが起動したことが検出されたときにスイッチング素子Ｑ３をオンさせることで、ツェナーダイオードＺＤ２を降伏させて、起動回路５ａを定電圧回路として動作させる。また、起動制御回路６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが過熱状態、過電圧状態、過負荷状態等になった場合には、制御回路４からラッチ信号をダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３の一端に入力し、ラッチ信号に基づく電圧によりスイッチング素子Ｑ３をオンして、ツェナーダイオードＺＤ２を降伏させて、起動回路５ａを定電圧回路として動作させる。
【００３１】
次にこのように構成された第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図３において、ＡＣは交流電源１の正弦波電圧を示し、Ｃ２はコンデンサＣ２の電圧を示し、Ｖ０はコンデンサＣ５１の電圧を示し、Ｃ１はコンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ３はコンデンサＣ３の電圧を示す。
【００３２】
まず、時刻ｔ０において、交流電源１からの正弦波電圧が全波整流回路２に印加されると、正弦波電圧は、全波整流回路２により全波整流され、コンデンサＣ１により平滑されて、コンデンサＣ１の直流電圧が急激に上昇して一定の直流電圧に達する。この直流電圧は、スイッチング素子Ｑ１を介してトランスＴの１次巻線Ｐに印加される。
【００３３】
一方、コンデンサＣ１の両端に直流電圧が発生すると、この直流電圧により、スイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１からなる定電流回路が動作する。即ち、直流電圧が抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されて、スイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ２→抵抗Ｒ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２の経路で定電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。そして、コンデンサＣ２の電圧が直線的に増加し、時刻ｔ１において、制御回路４を起動するための起動電圧Ｖｔｈｏｎ（例えば１６Ｖ）に達すると、制御回路４が起動し、制御回路４からスイッチング素子Ｑ１へ駆動信号が出力される。そして、コンデンサＣ２の電荷は、制御回路４の動作のために消費されるので、コンデンサＣ２の電圧は徐々に低下して時刻ｔ２で一定電圧Ｖ１（例えば１２Ｖ）になる。
【００３４】
一方、時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１が駆動信号によりオン・オフを開始すると、スイッチング素子Ｑ１がオンしているときにトランスＴの１次巻線Ｐへ電圧が印加され、トランスＴにエネルギーが蓄えられる。さらに、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられたエネルギーがトランスＴの２次巻線Ｓから電気エネルギーとして放出される。この電圧は、ダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１により整流平滑されて、所望の直流電圧が取り出される。このため、時刻ｔ１から時刻ｔ２までコンデンサＣ５１の電圧Ｖ０が上昇して、時刻ｔ２で一定値となる。
【００３５】
また、３次巻線Ｃに発生した電圧は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２により整流平滑されて、得られた電圧、例えば１２Ｖが制御回路４に印加される。また、３次巻線Ｃに発生した電圧を整流平滑したコンデンサＣ３の電圧も、コンデンサＣ５１の電圧Ｖ０と同様に上昇して、時刻ｔ２で一定値となるため、コンデンサＣ３による電圧がスイッチング素子Ｑ３のベースに印加される。
【００３６】
即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが起動したことが検出されたとき、スイッチング素子Ｑ３がオンするので、ツェナーダイオードＺＤ２が降伏して起動回路５ａが定電圧回路として動作する。このとき、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードの電圧は、約８Ｖとなるため、ツェナーダイオードＺＤ１の電圧降下を考慮すると、ダイオードＤ１のアノードには約６Ｖが印加される。また、制御回路４が動作する時には１６Ｖが印加されているため、ダイオードＤ１のカソードには約１６Ｖが印加されている。このため、ダイオードＤ１は逆バイアス状態となるので、ダイオードＤ１に電流が流れなくなる。即ち、制御回路４の起動後には、ダイオードＤ１がオフとなり、損失がなくなる。
【００３７】
次に、時刻ｔ３において、交流電源１がオフすると、コンデンサＣ１の電圧は、時刻ｔ３から徐々に低下していくが、コンデンサＣ２の電圧は時刻ｔ４の直前まで一定電圧Ｖ１を維持し、時刻ｔ４で制御回路４を停止するための停止電圧Ｖｔｈｏｆｆ（例えば１０Ｖ）に低下すると、制御回路４は停止する。このため、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧は、時刻ｔ４まで一定電圧を維持するが、時刻ｔ４以後は制御回路４が停止しているため、低下していく。
【００３８】
そして、時刻ｔ４以後にコンデンサＣ３の電圧がしきい電圧Ｖｔｈよりも低下すると、トランジスタＱ３がオフして、ツェナーダイオードＺＤ２が降伏しなくなる（オフ状態）。即ち、起動回路５ａが定電圧回路から定電流回路に切り替えられて、ダイオードＤ１に電流が流れる。このため、コンデンサＣ２の電圧が直線的に増加して時刻ｔ５において、起動電圧Ｖｔｈｏｎに達すると、制御回路４が起動し、制御回路４からスイッチング素子Ｑ１へ駆動信号が出力される。このとき、交流電源１がオフとなっているので、コンデンサＣ１の電圧が減少し、コンデンサＣ２の電圧も徐々に減少していき、停止電圧Ｖｔｈｏｆｆ以下となる。
【００３９】
一方、時刻ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１が駆動信号によりオン・オフを開始すると、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧も上昇するが、交流電源１がオフとなっているので、コンデンサＣ１の電圧減少に伴って減少していく。
【００４０】
次に、時刻ｔ６において、交流電源１がオンとなると、時刻ｔ６から時刻ｔ９までの各部の動作は、時刻ｔ０から時刻ｔ３までの各部の動作と同様なので詳細な説明は割愛する。
【００４１】
時刻ｔ１０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが何らかの理由で例えば過電圧状態となると、コンデンサＣ２の電圧が起動電圧Ｖｔｈｏｎよりも高い電圧（ＯＶ１）となり、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧も前記一定電圧よりも高い電圧となる。
【００４２】
このとき、保護回路１０が、コンデンサＣ５１の電圧を検出し、その電圧を異常であると判定し、制御回路４をラッチ状態にさせて動作を停止させる。このとき、制御回路４からしきい電圧Ｖｔｈよりも高い電圧（例えば６Ｖ）のラッチ信号が、時刻ｔ１１において、出力４ｅからダイオードＤ４を介して起動制御回路６内のコンデンサＣ３に印加される。このため、制御回路４がラッチ状態でもスイッチング素子Ｑ３はオン状態が維持され、スイッチング素子Ｑ３がオン状態を保持していることにより、起動回路５ａが定電圧回路として動作する。
【００４３】
このとき、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードの電圧は約８Ｖであるため、ダイオードＤ１がオンして、ダイオードＤ１のカソード及びコンデンサＣ２には約６Ｖが印加されて、この電圧が電源入力４ａ，４ｂから制御回路４に印加される。このため、コンデンサＣ２の電圧は徐々に低下していき、停止電圧Ｖｔｈｏｆｆ以下となり、時刻ｔ１２で約６Ｖとなり、以後は一定値を維持する。即ち、制御回路４がラッチ状態の時には、ラッチ状態を維持するための最小限の電力（ここでは電源電圧が６Ｖ）を制御回路４に供給する必要があるが、この最小限の電力を起動回路５ａから供給する。このとき、起動回路５ａは定電圧回路であるため、大きな電流が流れず効率が良い。なお、図３において、ＶＺＤ２はツェナーダイオードＺＤ２による電圧を、ＶＤ４はダイオードＤ４による電圧を表す。
【００４４】
このように、第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３ａによれば、ツェナーダイオードＺＤ２を備えることで、起動回路５ａは、制御回路４を起動する時には定電流回路として動作し、制御回路４を起動した後には定電圧回路として動作する。また、起動回路５ａは、トランスＴの３次巻線Ｃに発生する電圧より、小さな定電圧となるようにツェナーダイオードＺＤ２の降伏電圧が調整されているので、定常時には、ダイオードＤ１がオフとなり損失が無い。したがって、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができる。
【００４５】
また、制御回路４がラッチ状態の場合には、制御回路４からラッチ信号がダイオードＤ４を介して起動制御回路６に出力されるので、制御回路４がラッチ状態でもスイッチング素子Ｑ３はオン状態が維持され、起動回路５ａが定電圧回路として動作する。このとき、起動回路５ａは、大きな電流が流れず、最小限の電力を制御回路４に供給することができる。
【００４６】
また、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態になると、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止し、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオフして、再び起動回路５がオンし、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返していたが、第１の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが過負荷状態になってＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが停止した場合（制御回路４も停止してラッチ状態となる。）、制御回路４からのラッチ信号により起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオンして、起動回路５ａが定電圧回路として動作するので、再起動しなくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返すことがなくなる。
【００４７】
第２の実施の形態
図４は本発明の第２の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第２の実施の形態のコンバータは、チョークコイルＬ１、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ７、力率改善制御回路（ＰＦＣ制御回路）７１、コンデンサＣ１からなる力率改善機能を有する力率改善コンバータ７を、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの前段に設けて構成した例である。
【００４８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａについては、図２に示す第１の実施の形態で既に説明したので、その説明は省略し、ここでは、力率改善コンバータ７についてのみ説明する。なお、力率改善コンバータ７の詳細構成については、後述する。
【００４９】
図４において、チョークコイルＬ１、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ７、力率改善制御回路（ＰＦＣ制御回路）７１、コンデンサＣ１は、昇圧チョッパ回路を構成し、この昇圧チョッパ回路は、全波整流回路２からの入力電圧を一定の直流電圧に昇圧してコンデンサＣ１から出力する。
【００５０】
全波整流回路２の一端にはチョークコイルＬ１の一端が接続され、チョークコイルＬ１の他端はダイオードＤ７のアノードに接続され、ダイオードＤ７のカソードはコンデンサＣ１の一端に接続されている。また、チョークコイルＬ１の他端とダイオードＤ７のアノードとの接続点にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４のドレインが接続され、ソースは接地され、ゲートはＰＦＣ制御回路７１に接続されている。ＰＦＣ制御回路７１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａから電源が供給され、スイッチング素子Ｑ４をオン・オフ制御することにより、入力電流波形を入力電圧波形に追従した正弦波状に制御して、入力電圧を一定の直流電圧に昇圧させてコンデンサＣ１に供給する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａでは、コンデンサＣ１の直流電圧により、図２に示す第１の実施の形態の動作と同様に動作する。
【００５１】
このように第２の実施の形態のコンバータによれば、力率改善コンバータ７を設けたので、入力電圧が一定の直流電圧に昇圧されるとともに、交流電源１の電流が交流電源１の電圧に追従した正弦波電流波形となるので、力率が大幅に改善される。
【００５２】
第３の実施の形態
図５は本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動回路５ａ内のスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、コンデンサＣ１から供給していたが、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動回路５ｂ内のスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６、抵抗Ｒ１を介して供給した点が異なる。
【００５３】
起動回路５ｂにおいて、交流電源１の一方の端子にはダイオードＤ５のアノードが接続され、ダイオードＤ５のカソードは抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されている。交流電源１の他方の端子にはダイオードＤ６のアノードが接続され、ダイオードＤ６のカソードは抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されている。なお、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータのその他の構成は、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付しその説明は省略する。
【００５４】
第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、交流電源１からの正弦波電圧をダイオードＤ５，Ｄ６で整流して、整流された電圧が抵抗Ｒ１を介して起動回路５ｂ内のスイッチング素子Ｑ２のゲートへバイアス電圧として印加される。このため、交流電源１がオフされた場合には、即座にスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧が停止される。その結果、起動回路５ｂが再びオンすることがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。
【００５５】
図６は本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。第３の実施の形態によれば、起動回路５ｂが再起動することがないので、時刻ｔ５の近傍においてコンデンサＣ２の電圧は増加することなく徐々に減少していく。また、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧も、同様に増加することなく徐々に減少していく。
【００５６】
なお、第３の実施の形態では、交流電源１の両端に２つのダイオードＤ５，Ｄ６を接続して構成したが、例えば２つのダイオードＤ５，Ｄ６の一方のダイオードのみを用いた簡易な構成としても良い。あるいは、２つのダイオードＤ５，Ｄ６のいずれのダイオードを用いることなく交流電源１から抵抗Ｒ１に直接接続しても良い。
【００５７】
第４の実施の形態
図７は本発明の第４の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第４の実施の形態のコンバータは、力率改善コンバータ７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとを有して構成されている。即ち、第４の実施の形態のコンバータは、図５に示す第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂに、図４に示す第２の実施の形態の力率改善コンバータ７を追加して適用した例である。
【００５８】
このため、第４の実施の形態のコンバータにあっては、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂによる効果と、第２の実施の形態の力率改善コンバータ７による効果とが得られる。
【００５９】
第５の実施の形態
図８は本発明の第５の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第５の実施の形態のコンバータは、力率改善コンバータ７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃとを有して構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃに有する起動回路５ｃにおいて、全波整流回路２の一端は抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ２の他端との間にはコンデンサＣ４が接続されている。このコンデンサＣ４は、スイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧もしく電流を交流電源１の周波数の半周期間だけ保持する。
【００６０】
即ち、図７に示す第４の実施の形態では、起動回路５ｂのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６を介して得ていたが、第５の実施の形態では、起動回路５ｃのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、力率改善コンバータ７の入力段から得ている。この場合、力率改善コンバータ７の入力段からの電圧は、交流電源１の正弦波電圧を整流した脈流波形であるので、第４の実施の形態の効果と同様の効果が得られる。
【００６１】
また、スイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ２の他端との間にコンデンサＣ４を設けたので、全波整流回路２からの脈流電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されても、コンデンサＣ４に蓄積された電荷により、正弦波電圧のゼロ近傍のバイアス電圧を補うことができ、起動回路５ｃを連続して動作させることができる。
【００６２】
第６の実施の形態
図９は本発明の第６の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。第６の実施の形態は、起動回路５ｄのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６、抵抗Ｒ１を介して得たことを特徴とする。
【００６３】
なお、図９に示すその他の構成は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付している。
【００６４】
図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動回路５ｄのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６を介して得ているため、交流電源１がオフされた場合に、起動回路５ｄが再び起動することがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。
【００６５】
第７の実施の形態
図１０は本発明の第７の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第７の実施の形態のコンバータは、力率改善コンバータ７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｅとを有して構成されている。第７の実施の形態は、起動回路５ｅのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、力率改善コンバータ７の入力段から得ている。なお、図１０に示すその他の構成は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付している。
【００６６】
この場合、力率改善コンバータ７の入力段からの電圧は、交流電源１の正弦波電圧を整流した脈流波形であるので、交流電源１がオフされた場合に起動回路５ｅが再び起動することがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。
【００６７】
なお、本発明は上述した第１乃至第７の実施の形態に限定されるものではない。第５の実施の形態では、スイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ２の他端との間にコンデンサＣ４を挿入したが、このコンデンサＣ４の挿入は、第３及び第４の実施の形態、第６及び第７の実施の形態にも適用可能である。
【００６８】
力率改善コンバータの一例
図１１は力率改善コンバータの一例の構成を示す図である。力率改善コンバータ７は、全波整流回路２からの入力電圧を一定の直流電圧に昇圧してコンデンサＣ１から出力するもので、出力電圧を一定に保つとともに、入力電流波形を入力電圧波形に追従した正弦波状に制御する。
【００６９】
図１１において、交流電源１からの正弦波電圧は全波整流回路２で全波整流されて、全波整流波形が力率改善コンバータ７に供給される。力率改善コンバータ７の直流出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａに入力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは力率改善コンバータ７から入力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子＋ＶＯＵＴ、−ＶＯＵＴから出力する。
【００７０】
次に、力率改善コンバータ７の構成について詳細に説明する。力率改善コンバータ７は、チョークコイルＬ１の主巻線６１ａ、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ７、出力コンデンサ６５からなる昇圧チョッパ回路を基本的な構成として有している。
【００７１】
チョークコイルＬ１には、主巻線６１ａと臨界検出用巻線６１ｂが設けられている。主巻線６１ａの一端は全波整流回路２の一端と抵抗５１に接続され、主巻線６１ａの他端はＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４のドレインとダイオードＤ７のアノードに接続されている。また、臨界検出用巻線６１ｂの一端は抵抗６０を介してコンパレータ５４の＋入力端子に接続され、臨界検出用巻線６１ｂの他端は接地されている。ダイオードＤ７のカソードは出力コンデンサ６５の一端とＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの入力端子に接続されている。
【００７２】
次に、力率改善コンバータ７の制御系であるＰＦＣ制御回路の構成について説明する。コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、臨界検出用巻線６１ｂを介して接地されている。また、コンパレータ５４の−入力端子には第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ５４は、両入力電圧を比較し、＋入力端子に入力されている臨界検出用巻線６１ｂに生じた電圧が第１の基準電圧５３よりも低い場合に、ローレベルのセット信号をフリップフロップ５９のセット端子に出力する。
【００７３】
フリップフロップ５９のセット端子には、コンパレータ５４の出力端子が接続され、リセット端子にはコンパレータ５６の出力端子が接続され、Ｑ出力端子にはスイッチング素子Ｑ４のゲート端子が接続されている。フリップフロップ５９は、ローレベルのセット信号がコンパレータ５４から入力した場合に、ハイレベルの駆動信号をＱ出力端子に出力する。ハイレベルのリセット信号がコンパレータ５６から入力した場合に、Ｑ出力端子にローレベルを出力する。
【００７４】
オペアンプ５７の−入力端子にはコンデンサ６５の端子間電圧が抵抗６６，６７によって分圧されて入力され、＋入力端子には第２の基準電圧５８が入力されている。オペアンプ５７は、コンデンサ６５の出力電圧に対応する分圧電圧と第２の基準電圧５８との差信号を増幅して誤差信号を乗算器５５に出力する。
【００７５】
乗算器５５の一方の入力端子には全波整流回路２からの全波整流波形が抵抗５１，５２により分圧されて入力され、他方の入力端子にはオペアンプ５７からの誤差信号が入力され、乗算器５５は、全波整流波形と誤差信号とを乗算し、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ供給する。
【００７６】
コンパレータ５６の−入力端子には乗算器５５からスイッチング電流の電流目標値Ｖｍが供給され、コンパレータ５６の＋入力端子には電流検出用抵抗６３が接続され、スイッチング素子Ｑ４がオン期間にあるときのドレイン−ソース電流に対応する電圧が電流検出値として入力されている。スイッチング電流が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ５６からハイレベルのリセット信号がフリップフロップ５９に出力される。
【００７７】
次に、力率改善コンバータの動作について説明する。交流電源１が印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧が全波整流回路２で全波整流されて、力率改善コンバータ７に全波整流波形が供給される。
【００７８】
（１）起動時の動作
まず、コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、臨界検出用巻線６１ｂを介して接地された状態になっており、同時に、コンパレータ５４の−入力端子に第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端子の電圧の方が低電位であるので、コンパレータ５４からローレベルのセット信号がフリップフロップ５９に出力されている。
【００７９】
フリップフロップ５９は、コンパレータ５４からのセット信号に応じてセットされ、図１２に示すタイミングｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されてスイッチング素子Ｑ４がオン制御される。
【００８０】
スイッチング素子Ｑ４がオンすると、図１２に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子Ｑ４のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、全波整流回路２から主巻線６１ａ，スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース、電流検出用抵抗６３を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流れ、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【００８１】
このとき、スイッチング素子Ｑ４に流れるスイッチング電流は、図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ４のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗６３により電圧Ｖｓに変換されてコンパレータ５６の＋入力端子に入力され、コンパレータ５６で乗算器５５から出力される全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと比較される。
【００８２】
（２）電流目標値Ｖｍ
出力コンデンサ６５からの出力電圧は、抵抗６６，６７によって分圧されてオペアンプ５７の−入力端子に入力され、出力電圧の分圧電圧と第２の基準電圧５８との差信号を増幅して出力される誤差信号をオペアンプ５７から乗算器５５に供給される。
【００８３】
一方、全波整流回路２からの全波整流波形は抵抗５１，５２により分圧されて乗算器５５に入力される。乗算器５５では、オペアンプ５７からの誤差信号と全波整流回路２からの全波整流波形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。
【００８４】
（３）スイッチング素子のオフ制御
図１２に示すタイミングｔ２のように、スイッチング電流の電流検出値が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ５６からハイレベルのリセット信号がフリップフロップ５９に出力される。フリップフロップ５９はコンパレータ５６からのリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルＨの駆動信号がローレベルＬに切り替わりスイッチング素子Ｑ４がオフ制御される。
【００８５】
スイッチング素子Ｑ４がオフすると、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーと全波整流回路２から供給される電圧とが合成され、ダイオードＤ７を通して出力コンデンサ６５に充電される。
【００８６】
この結果、出力コンデンサ６５には、全波整流回路２から供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出力される。
【００８７】
（４）スイッチング素子のオン制御
次に、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用巻線６１ｂにリンギング電圧が発生し、臨界検出用巻線６１ｂの電圧が反転する。この電圧は第１の基準電圧５３とコンパレータ５４により比較され、タイミングｔ３において、コンパレータ５４からローレベルのセット信号がフリップフロップ５９に出力される。
【００８８】
この結果、コンパレータ５４からのセット信号に応じてフリップフロップ５９がセットされ、図１２に示すタイミングｔ３のように、再び駆動信号がスイッチング素子Ｑ４に入力されてオン制御される。
【００８９】
以上説明したように、本発明によれば、起動時間短縮のために大電流を必要とする起動時には、起動回路が定電流回路として動作し、前記起動時以外には、起動回路が定電圧回路として動作するため、負荷電流が少なく消費電流が少なくなる。したがって、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができる。また、起動回路のバイアス電圧を交流電源もしくは整流後の脈流より得ている場合には、交流電源がオフした場合に、瞬時にバイアス電圧がなくなるので、ＤＣ−ＤＣコンバータを確実に停止することができる。
【００９０】
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。
【図４】本発明の第２の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。
【図７】本発明の第４の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図８】本発明の第５の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図９】本発明の第６の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１０】本発明の第７の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図１１】力率改善コンバータの一例の構成を示す図である。
【図１２】力率改善コンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンバータに関し、特にＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた起動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を図1に示す。図1において、交流電源１からの正弦波電圧は、全波整流回路２とコンデンサＣ１により整流平滑されて、直流電圧が生成される。生成された直流電圧は、スイッチング素子Ｑ１を介してトランスＴの１次巻線Ｐに印加される。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路４からの駆動信号によりオン・オフ制御される。制御回路４は、図示していないが、出力電圧フィードバック回路、出力電流フィードバック回路、出力過電圧保護回路、出力電圧低下検出回路や過熱保護回路などのさまざまな制御が可能である。
【０００３】
コンデンサＣ１に直流電圧が発生すると、この直流電圧により、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１からなる定電流の起動回路５がオンする。即ち、直流電圧が抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されて、スイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ２→抵抗Ｒ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２の経路で定電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。そして、コンデンサＣ２の電圧が、制御回路４を起動するための起動電圧（例えば１６Ｖ）に達すると、制御回路４が起動し、制御回路４からスイッチング素子Ｑ１へ駆動信号が出力される。
【０００４】
そして、スイッチング素子Ｑ１が駆動信号によりオン・オフを開始すると、スイッチング素子Ｑ１がオンしているときにトランスＴの１次巻線Ｐへ電圧が印加され、トランスＴにエネルギーが蓄えられる。
【０００５】
さらに、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられたエネルギーがトランスＴの２次巻線Ｓから電気エネルギーとして放出される。この電圧は、ダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１により整流平滑されて、所望の直流電圧が取り出される。同時にトランスＴには、制御回路４のための電源として３次巻線Ｃが設けられており、３次巻線Ｃに発生した電圧は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２により整流平滑されて、制御回路４の電源電圧とされる。
【０００６】
一方、起動回路５は、高圧電源より電流を流しているためその消費電力が大きい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時間を短縮するために、より多くの起動電流を必要とする場合にはさらにエネルギが増大する。このため、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｑ３を有する起動制御回路６は、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動（制御回路４が起動したことに相当）したことをトランスＴの３次巻線Ｃに発生する電圧により検出し、検出した電圧に基づきスイッチング素子Ｑ３をオンさせる。そして、スイッチング素子Ｑ２のゲートバイアス電圧を略接地電圧とすることでスイッチング素子Ｑ２をオフさせる結果、起動回路５をオフさせている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動した後に、起動回路５をオフすることにより、不要な電力の消費を削減している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、以下の課題を有していた。例えばＤＣ−ＤＣコンバータが過熱状態や過電圧状態になり、制御回路４がラッチ状態（フリップフロップＦＦ４１によりデータを保持）となって制御回路４が停止すると、制御回路４から駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に出力されなくなる。このため、トランスＴの３次巻線Ｃに電圧が発生しないので、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３をオンすることができなくなる。この場合、起動回路５は、連続動作し続け大きなエネルギー損失を発生させる。したがって、通常動作時は、損失が無い場合であっても過熱状態や過電圧状態を考慮して大きな素子や大きな放熱フィンが必要となる。これらはコストアップの原因となり、また装置の大型化につながる。
【０００８】
また、トランスＴの３次巻線Ｃの電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態になると、保護回路１０により低下する。この電圧が制御回路４を停止するための停止電圧に到達すると、制御回路４が停止し、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。ＤＣ−ＤＣコンバータの停止により、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオフして、再び起動回路５がオンする。ＤＣ−ＤＣコンバータの過負荷状態が継続している場合には、この動作が継続しＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返す。この起動と停止との繰返し周期は、起動回路５の定電流値とコンデンサＣ２の容量などによって決定される。この繰返し周期が短いと、起動回路５の負担が大きくなり、損失が大きくなる欠点がある。この繰り返し周期を長くするために起動回路５の定電流値を小さくしたり、コンデンサＣ２の容量を大きくすると、起動時間が長くなる欠点がある。
【０００９】
また、従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバータでは、交流電源１がオフした場合、コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーだけでＤＣ−ＤＣコンバータが暫く動作する。コンデンサＣ１の電圧が下がり、ＤＣ−ＤＣコンバータが出力を保つことができなくなると、トランスＴの３次巻線Ｃの電圧も低下する。この電圧が制御回路４の停止電圧に到達すると、制御回路４が停止し、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。ＤＣ−ＤＣコンバータの停止により、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオフして、再び起動回路５がオンする。そして、コンデンサＣ２の電圧が制御回路４の起動電圧に到達すると、制御回路４が起動して、ＤＣ−ＤＣコンバータが再び起動する。これによって、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３が再びオンして、起動回路５がオフする。しかし、コンデンサＣ１の電圧が低いため、トランスＴの３次巻線Ｃからの電圧が低く、制御回路４の動作が維持できなくなると、再び制御回路４が停止する。このように交流電源１をオフした後も暫くＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返す欠点があった。
【００１０】
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータが過熱状態や過電圧状態等であっても、消費電流を少なくして、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができるコンバータを提供することができる。
【００１１】
また、本発明によれば、交流電源がオフした場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータを確実に停止することができるコンバータを提供することができる。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには定電流回路として動作し、前記制御回路を起動した後には定電圧回路として動作することを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明は、前記トランスの３次巻線に発生する電圧に基づき前記制御回路が起動したことを検出して、前記定電流回路の動作から前記定電圧回路の動作に切り替えを行う起動制御回路と、前記トランスの３次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する電圧供給部とを有することを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明において、前記制御回路は、保護回路によりラッチ状態となった場合には前記起動電圧より低く且つ前記ラッチ状態を保持するための電圧に相当したラッチ信号を前記起動制御回路に出力し、前記起動制御回路は、前記ラッチ信号により動作して前記起動回路を前記定電圧回路として動作させることを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明は、交流電源に接続されて交流電力を整流平滑して直流電力を生成する整流平滑回路を有し、前記直流電源は、前記交流電源及び前記整流平滑回路からなることを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路からの全波整流出力をチョークコイルを介して入力し、第２のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善回路とを有し、前記直流電源は、前記交流電源、前記整流回路及び前記力率改善回路からなることを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明において、前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記直流電源から供給されることを特徴とする。
【００１８】
請求項７の発明において、前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記交流電源から供給されることを特徴とする。
【００１９】
請求項８の発明において、前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記力率改善回路の前段から供給されることを特徴とする。
【００２０】
請求項９の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を整流平滑する整流平滑回路と、該整流平滑回路の出力側にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、 前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力側から電流を入力して前記制御回路を起動するための定電流を出力する起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記整流平滑回路の入力側から供給されてオン動作となり、前記制御回路を起動した後には前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記整流平滑回路の入力側から供給されなくなりオフ動作となることを特徴とする。
【００２１】
請求項１０の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路からの全波整流出力をチョークコイルを介して入力し、第２のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善回路と、該力率改善回路の出力側にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記力率改善回路の出力側から電流を入力して前記制御回路を起動するための定電流を出力する起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記力率改善回路の入力側から供給されてオン動作となり、前記制御回路を起動した後には前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記力率改善回路の入力側から供給されなくなりオフ動作となることを特徴とする。
【００２２】
請求項１１の発明において、前記起動回路は、更に、前記起動用スイッチング素子の制御端子に接続されたコンデンサを有し、前記コンデンサは、前記バイアス電圧もしくは電流を前記交流電源の周波数の半周期間保持することを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明に係るコンバータの実施の形態を図面を参照しながら説明する。
【００２４】
第１の実施の形態
図２は本発明の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成に対して、ツェナーダイオードＺＤ２とダイオードＤ４を追加した点が異なる。なお、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成部分と同一部分には同一符号を付す。
【００２５】
図２において、交流電源１からの正弦波電圧は、全波整流回路２とコンデンサＣ１により整流平滑され、直流電圧が生成される。この直流電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａに供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、入力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子＋ＶＯＵＴ、−ＶＯＵＴから出力する。
【００２６】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの構成について詳細に説明する。コンデンサＣ１には、トランスＴの１次巻線Ｐを介してＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１は、制御回路４のＰＷＭ制御によりオン・オフ動作する。トランスＴの２次巻線ＳにはダイオードＤ５１及びコンデンサＣ５１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を出力端子＋ＶＯＵＴ，−ＶＯＵＴに出力する。保護回路１０は、前記整流平滑回路の直流出力に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの過電圧状態、過熱状態等を検出して、制御回路４をラッチ状態にさせて停止させる。
【００２７】
また、コンデンサＣ１の一端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１，ツェナーダイオードＺＤ２、ダイオードＤ１からなる起動回路５ａが接続される。スイッチング素子Ｑ２のドレインはコンデンサＣ１の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレインとゲート（本発明の制御端子に対応）との間には抵抗Ｒ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースには抵抗Ｒ２の一端が接続され、抵抗Ｒ２の他端にはツェナーダイオードＺＤ１のアノードとダイオードＤ１のアノードとが接続されている。ダイオードＤ１のカソードは制御回路４を起動するための電圧を供給するコンデンサＣ２の一端に接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ２のゲート及びツェナーダイオードＺＤ２のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２のアノードは起動制御回路６内のバイポーラトランジスタからなるスイッチング素子Ｑ３のコレクタに接続されている。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、およびダイオードＤ１は、定電流回路として動作し、スイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ２、およびダイオードＤ１は、定電圧回路として動作する。起動回路５ａは、ツェナーダイオードＺＤ２を設けたことで、制御回路４を起動する時には定電流回路として動作し、制御回路４を起動した後には、定電圧回路として動作する。ツェナーダイオードＺＤ２の降伏電圧は、トランスＴの３次巻線Ｃに発生する電圧より小さな定電圧（例えば８Ｖ）となるように調整されている。
【００２９】
制御回路４は、コンデンサＣ２が供給する電圧（例えば１６Ｖ）で起動し、駆動信号をスイッチング素子Ｑ１に出力４ｃから出力する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが過熱状態、過電圧状態、過負荷状態等になった場合には、制御回路４の入力４ｄには保護回路１０から保護信号が出力されてフリップフロップＦＦ４１でラッチ状態（あるタイミングのデータを保持）とし、制御回路４が停止して駆動信号をスイッチング素子Ｑ１に出力４ｃから出力しない。また、制御回路４からラッチ信号がダイオードＤ４を介して、起動制御回路６内のコンデンサＣ３の一端に出力される。制御回路４がラッチ状態の時は、ラッチ状態を維持するための最小限の電力（例えば電源電圧が６Ｖ）が起動回路５ａの定電圧回路の動作によりコンデンサＣ２を介して電源入力４ａ，４ｂから制御回路４に供給される。
【００３０】
また、トランスＴに設けられた３次巻線Ｃの一端は、ダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ２の一端及び制御回路４に接続されている。起動制御回路６は、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ３により、３次巻線Ｃからの電圧を整流平滑して、得られた電圧をスイッチング素子Ｑ３のベースに印加し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが起動したことが検出されたときにスイッチング素子Ｑ３をオンさせることで、ツェナーダイオードＺＤ２を降伏させて、起動回路５ａを定電圧回路として動作させる。また、起動制御回路６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが過熱状態、過電圧状態、過負荷状態等になった場合には、制御回路４からラッチ信号をダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３の一端に入力し、ラッチ信号に基づく電圧によりスイッチング素子Ｑ３をオンして、ツェナーダイオードＺＤ２を降伏させて、起動回路５ａを定電圧回路として動作させる。
【００３１】
次にこのように構成された第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図３において、ＡＣは交流電源１の正弦波電圧を示し、Ｃ２はコンデンサＣ２の電圧を示し、Ｖ０はコンデンサＣ５１の電圧を示し、Ｃ１はコンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ３はコンデンサＣ３の電圧を示す。
【００３２】
まず、時刻ｔ０において、交流電源１からの正弦波電圧が全波整流回路２に印加されると、正弦波電圧は、全波整流回路２により全波整流され、コンデンサＣ１により平滑されて、コンデンサＣ１の直流電圧が急激に上昇して一定の直流電圧に達する。この直流電圧は、スイッチング素子Ｑ１を介してトランスＴの１次巻線Ｐに印加される。
【００３３】
一方、コンデンサＣ１の両端に直流電圧が発生すると、この直流電圧により、スイッチング素子Ｑ２、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１からなる定電流回路が動作する。即ち、直流電圧が抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されて、スイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ２→抵抗Ｒ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２の経路で定電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。そして、コンデンサＣ２の電圧が直線的に増加し、時刻ｔ１において、制御回路４を起動するための起動電圧Ｖｔｈｏｎ（例えば１６Ｖ）に達すると、制御回路４が起動し、制御回路４からスイッチング素子Ｑ１へ駆動信号が出力される。そして、コンデンサＣ２の電荷は、制御回路４の動作のために消費されるので、コンデンサＣ２の電圧は徐々に低下して時刻ｔ２で一定電圧Ｖ１（例えば１２Ｖ）になる。
【００３４】
一方、時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１が駆動信号によりオン・オフを開始すると、スイッチング素子Ｑ１がオンしているときにトランスＴの１次巻線Ｐへ電圧が印加され、トランスＴにエネルギーが蓄えられる。さらに、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられたエネルギーがトランスＴの２次巻線Ｓから電気エネルギーとして放出される。この電圧は、ダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１により整流平滑されて、所望の直流電圧が取り出される。このため、時刻ｔ１から時刻ｔ２までコンデンサＣ５１の電圧Ｖ０が上昇して、時刻ｔ２で一定値となる。
【００３５】
また、３次巻線Ｃに発生した電圧は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２により整流平滑されて、得られた電圧、例えば１２Ｖが制御回路４に印加される。また、３次巻線Ｃに発生した電圧を整流平滑したコンデンサＣ３の電圧も、コンデンサＣ５１の電圧Ｖ０と同様に上昇して、時刻ｔ２で一定値となるため、コンデンサＣ３による電圧がスイッチング素子Ｑ３のベースに印加される。
【００３６】
即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが起動したことが検出されたとき、スイッチング素子Ｑ３がオンするので、ツェナーダイオードＺＤ２が降伏して起動回路５ａが定電圧回路として動作する。このとき、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードの電圧は、約８Ｖとなるため、ツェナーダイオードＺＤ１の電圧降下を考慮すると、ダイオードＤ１のアノードには約６Ｖが印加される。また、制御回路４が動作する時には１６Ｖが印加されているため、ダイオードＤ１のカソードには約１６Ｖが印加されている。このため、ダイオードＤ１は逆バイアス状態となるので、ダイオードＤ１に電流が流れなくなる。即ち、制御回路４の起動後には、ダイオードＤ１がオフとなり、損失がなくなる。
【００３７】
次に、時刻ｔ３において、交流電源１がオフすると、コンデンサＣ１の電圧は、時刻ｔ３から徐々に低下していくが、コンデンサＣ２の電圧は時刻ｔ４の直前まで一定電圧Ｖ１を維持し、時刻ｔ４で制御回路４を停止するための停止電圧Ｖｔｈｏｆｆ（例えば１０Ｖ）に低下すると、制御回路４は停止する。このため、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧は、時刻ｔ４まで一定電圧を維持するが、時刻ｔ４以後は制御回路４が停止しているため、低下していく。
【００３８】
そして、時刻ｔ４以後にコンデンサＣ３の電圧がしきい電圧Ｖｔｈよりも低下すると、トランジスタＱ３がオフして、ツェナーダイオードＺＤ２が降伏しなくなる（オフ状態）。即ち、起動回路５ａが定電圧回路から定電流回路に切り替えられて、ダイオードＤ１に電流が流れる。このため、コンデンサＣ２の電圧が直線的に増加して時刻ｔ５において、起動電圧Ｖｔｈｏｎに達すると、制御回路４が起動し、制御回路４からスイッチング素子Ｑ１へ駆動信号が出力される。このとき、交流電源１がオフとなっているので、コンデンサＣ１の電圧が減少し、コンデンサＣ２の電圧も徐々に減少していき、停止電圧Ｖｔｈｏｆｆ以下となる。
【００３９】
一方、時刻ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１が駆動信号によりオン・オフを開始すると、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧も上昇するが、交流電源１がオフとなっているので、コンデンサＣ１の電圧減少に伴って減少していく。
【００４０】
次に、時刻ｔ６において、交流電源１がオンとなると、時刻ｔ６から時刻ｔ９までの各部の動作は、時刻ｔ０から時刻ｔ３までの各部の動作と同様なので詳細な説明は割愛する。
【００４１】
時刻ｔ１０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが何らかの理由で例えば過電圧状態となると、コンデンサＣ２の電圧が起動電圧Ｖｔｈｏｎよりも高い電圧（ＯＶ１）となり、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧も前記一定電圧よりも高い電圧となる。
【００４２】
このとき、保護回路１０が、コンデンサＣ５１の電圧を検出し、その電圧を異常であると判定し、制御回路４をラッチ状態にさせて動作を停止させる。このとき、制御回路４からしきい電圧Ｖｔｈよりも高い電圧（例えば６Ｖ）のラッチ信号が、時刻ｔ１１において、出力４ｅからダイオードＤ４を介して起動制御回路６内のコンデンサＣ３に印加される。このため、制御回路４がラッチ状態でもスイッチング素子Ｑ３はオン状態が維持され、スイッチング素子Ｑ３がオン状態を保持していることにより、起動回路５ａが定電圧回路として動作する。
【００４３】
このとき、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードの電圧は約８Ｖであるため、ダイオードＤ１がオンして、ダイオードＤ１のカソード及びコンデンサＣ２には約６Ｖが印加されて、この電圧が電源入力４ａ，４ｂから制御回路４に印加される。このため、コンデンサＣ２の電圧は徐々に低下していき、停止電圧Ｖｔｈｏｆｆ以下となり、時刻ｔ１２で約６Ｖとなり、以後は一定値を維持する。即ち、制御回路４がラッチ状態の時には、ラッチ状態を維持するための最小限の電力（ここでは電源電圧が６Ｖ）を制御回路４に供給する必要があるが、この最小限の電力を起動回路５ａから供給する。このとき、起動回路５ａは定電圧回路であるため、大きな電流が流れず効率が良い。なお、図３において、ＶＺＤ２はツェナーダイオードＺＤ２による電圧を、ＶＤ４はダイオードＤ４による電圧を表す。
【００４４】
このように、第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３ａによれば、ツェナーダイオードＺＤ２を備えることで、起動回路５ａは、制御回路４を起動する時には定電流回路として動作し、制御回路４を起動した後には定電圧回路として動作する。また、起動回路５ａは、トランスＴの３次巻線Ｃに発生する電圧より、小さな定電圧となるようにツェナーダイオードＺＤ２の降伏電圧が調整されているので、定常時には、ダイオードＤ１がオフとなり損失が無い。したがって、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができる。
【００４５】
また、制御回路４がラッチ状態の場合には、制御回路４からラッチ信号がダイオードＤ４を介して起動制御回路６に出力されるので、制御回路４がラッチ状態でもスイッチング素子Ｑ３はオン状態が維持され、起動回路５ａが定電圧回路として動作する。このとき、起動回路５ａは、大きな電流が流れず、最小限の電力を制御回路４に供給することができる。
【００４６】
また、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態になると、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止し、起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオフして、再び起動回路５がオンし、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返していたが、第１の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが過負荷状態になってＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが停止した場合（制御回路４も停止してラッチ状態となる。）、制御回路４からのラッチ信号により起動制御回路６内のスイッチング素子Ｑ３がオンして、起動回路５ａが定電圧回路として動作するので、再起動しなくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動と停止を繰り返すことがなくなる。
【００４７】
第２の実施の形態
図４は本発明の第２の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第２の実施の形態のコンバータは、チョークコイルＬ１、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ７、力率改善制御回路（ＰＦＣ制御回路）７１、コンデンサＣ１からなる力率改善機能を有する力率改善コンバータ７を、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの前段に設けて構成した例である。
【００４８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａについては、図２に示す第１の実施の形態で既に説明したので、その説明は省略し、ここでは、力率改善コンバータ７についてのみ説明する。なお、力率改善コンバータ７の詳細構成については、後述する。
【００４９】
図４において、チョークコイルＬ１、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ７、力率改善制御回路（ＰＦＣ制御回路）７１、コンデンサＣ１は、昇圧チョッパ回路を構成し、この昇圧チョッパ回路は、全波整流回路２からの入力電圧を一定の直流電圧に昇圧してコンデンサＣ１から出力する。
【００５０】
全波整流回路２の一端にはチョークコイルＬ１の一端が接続され、チョークコイルＬ１の他端はダイオードＤ７のアノードに接続され、ダイオードＤ７のカソードはコンデンサＣ１の一端に接続されている。また、チョークコイルＬ１の他端とダイオードＤ７のアノードとの接続点にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４のドレインが接続され、ソースは接地され、ゲートはＰＦＣ制御回路７１に接続されている。ＰＦＣ制御回路７１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａから電源が供給され、スイッチング素子Ｑ４をオン・オフ制御することにより、入力電流波形を入力電圧波形に追従した正弦波状に制御して、入力電圧を一定の直流電圧に昇圧させてコンデンサＣ１に供給する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａでは、コンデンサＣ１の直流電圧により、図２に示す第１の実施の形態の動作と同様に動作する。
【００５１】
このように第２の実施の形態のコンバータによれば、力率改善コンバータ７を設けたので、入力電圧が一定の直流電圧に昇圧されるとともに、交流電源１の電流が交流電源１の電圧に追従した正弦波電流波形となるので、力率が大幅に改善される。
【００５２】
第３の実施の形態
図５は本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動回路５ａ内のスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、コンデンサＣ１から供給していたが、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動回路５ｂ内のスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６、抵抗Ｒ１を介して供給した点が異なる。
【００５３】
起動回路５ｂにおいて、交流電源１の一方の端子にはダイオードＤ５のアノードが接続され、ダイオードＤ５のカソードは抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されている。交流電源１の他方の端子にはダイオードＤ６のアノードが接続され、ダイオードＤ６のカソードは抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されている。なお、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータのその他の構成は、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付しその説明は省略する。
【００５４】
第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、交流電源１からの正弦波電圧をダイオードＤ５，Ｄ６で整流して、整流された電圧が抵抗Ｒ１を介して起動回路５ｂ内のスイッチング素子Ｑ２のゲートへバイアス電圧として印加される。このため、交流電源１がオフされた場合には、即座にスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧が停止される。その結果、起動回路５ｂが再びオンすることがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。
【００５５】
図６は本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。第３の実施の形態によれば、起動回路５ｂが再起動することがないので、時刻ｔ５の近傍においてコンデンサＣ２の電圧は増加することなく徐々に減少していく。また、コンデンサＣ５１の電圧及びコンデンサＣ３の電圧も、同様に増加することなく徐々に減少していく。
【００５６】
なお、第３の実施の形態では、交流電源１の両端に２つのダイオードＤ５，Ｄ６を接続して構成したが、例えば２つのダイオードＤ５，Ｄ６の一方のダイオードのみを用いた簡易な構成としても良い。あるいは、２つのダイオードＤ５，Ｄ６のいずれのダイオードを用いることなく交流電源１から抵抗Ｒ１に直接接続しても良い。
【００５７】
第４の実施の形態
図７は本発明の第４の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第４の実施の形態のコンバータは、力率改善コンバータ７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとを有して構成されている。即ち、第４の実施の形態のコンバータは、図５に示す第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂに、図４に示す第２の実施の形態の力率改善コンバータ７を追加して適用した例である。
【００５８】
このため、第４の実施の形態のコンバータにあっては、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂによる効果と、第２の実施の形態の力率改善コンバータ７による効果とが得られる。
【００５９】
第５の実施の形態
図８は本発明の第５の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第５の実施の形態のコンバータは、力率改善コンバータ７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃとを有して構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃに有する起動回路５ｃにおいて、全波整流回路２の一端は抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ２の他端との間にはコンデンサＣ４が接続されている。このコンデンサＣ４は、スイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧もしく電流を交流電源１の周波数の半周期間だけ保持する。
【００６０】
即ち、図７に示す第４の実施の形態では、起動回路５ｂのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６を介して得ていたが、第５の実施の形態では、起動回路５ｃのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、力率改善コンバータ７の入力段から得ている。この場合、力率改善コンバータ７の入力段からの電圧は、交流電源１の正弦波電圧を整流した脈流波形であるので、第４の実施の形態の効果と同様の効果が得られる。
【００６１】
また、スイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ２の他端との間にコンデンサＣ４を設けたので、全波整流回路２からの脈流電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されても、コンデンサＣ４に蓄積された電荷により、正弦波電圧のゼロ近傍のバイアス電圧を補うことができ、起動回路５ｃを連続して動作させることができる。
【００６２】
第６の実施の形態
図９は本発明の第６の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。第６の実施の形態は、起動回路５ｄのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６、抵抗Ｒ１を介して得たことを特徴とする。
【００６３】
なお、図９に示すその他の構成は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付している。
【００６４】
図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動回路５ｄのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、交流電源１からダイオードＤ５，Ｄ６を介して得ているため、交流電源１がオフされた場合に、起動回路５ｄが再び起動することがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。
【００６５】
第７の実施の形態
図１０は本発明の第７の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。第７の実施の形態のコンバータは、力率改善コンバータ７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｅとを有して構成されている。第７の実施の形態は、起動回路５ｅのスイッチング素子Ｑ２のゲートへのバイアス電圧を、力率改善コンバータ７の入力段から得ている。なお、図１０に示すその他の構成は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付している。
【００６６】
この場合、力率改善コンバータ７の入力段からの電圧は、交流電源１の正弦波電圧を整流した脈流波形であるので、交流電源１がオフされた場合に起動回路５ｅが再び起動することがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。
【００６７】
なお、本発明は上述した第１乃至第７の実施の形態に限定されるものではない。第５の実施の形態では、スイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ２の他端との間にコンデンサＣ４を挿入したが、このコンデンサＣ４の挿入は、第３及び第４の実施の形態、第６及び第７の実施の形態にも適用可能である。
【００６８】
力率改善コンバータの一例
図１１は力率改善コンバータの一例の構成を示す図である。力率改善コンバータ７は、全波整流回路２からの入力電圧を一定の直流電圧に昇圧してコンデンサＣ１から出力するもので、出力電圧を一定に保つとともに、入力電流波形を入力電圧波形に追従した正弦波状に制御する。
【００６９】
図１１において、交流電源１からの正弦波電圧は全波整流回路２で全波整流されて、全波整流波形が力率改善コンバータ７に供給される。力率改善コンバータ７の直流出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａに入力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは力率改善コンバータ７から入力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子＋ＶＯＵＴ、−ＶＯＵＴから出力する。
【００７０】
次に、力率改善コンバータ７の構成について詳細に説明する。力率改善コンバータ７は、チョークコイルＬ１の主巻線６１ａ、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ７、出力コンデンサ６５からなる昇圧チョッパ回路を基本的な構成として有している。
【００７１】
チョークコイルＬ１には、主巻線６１ａと臨界検出用巻線６１ｂが設けられている。主巻線６１ａの一端は全波整流回路２の一端と抵抗５１に接続され、主巻線６１ａの他端はＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４のドレインとダイオードＤ７のアノードに接続されている。また、臨界検出用巻線６１ｂの一端は抵抗６０を介してコンパレータ５４の＋入力端子に接続され、臨界検出用巻線６１ｂの他端は接地されている。ダイオードＤ７のカソードは出力コンデンサ６５の一端とＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの入力端子に接続されている。
【００７２】
次に、力率改善コンバータ７の制御系であるＰＦＣ制御回路の構成について説明する。コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、臨界検出用巻線６１ｂを介して接地されている。また、コンパレータ５４の−入力端子には第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ５４は、両入力電圧を比較し、＋入力端子に入力されている臨界検出用巻線６１ｂに生じた電圧が第１の基準電圧５３よりも低い場合に、ローレベルのセット信号をフリップフロップ５９のセット端子に出力する。
【００７３】
フリップフロップ５９のセット端子には、コンパレータ５４の出力端子が接続され、リセット端子にはコンパレータ５６の出力端子が接続され、Ｑ出力端子にはスイッチング素子Ｑ４のゲート端子が接続されている。フリップフロップ５９は、ローレベルのセット信号がコンパレータ５４から入力した場合に、ハイレベルの駆動信号をＱ出力端子に出力する。ハイレベルのリセット信号がコンパレータ５６から入力した場合に、Ｑ出力端子にローレベルを出力する。
【００７４】
オペアンプ５７の−入力端子にはコンデンサ６５の端子間電圧が抵抗６６，６７によって分圧されて入力され、＋入力端子には第２の基準電圧５８が入力されている。オペアンプ５７は、コンデンサ６５の出力電圧に対応する分圧電圧と第２の基準電圧５８との差信号を増幅して誤差信号を乗算器５５に出力する。
【００７５】
乗算器５５の一方の入力端子には全波整流回路２からの全波整流波形が抵抗５１，５２により分圧されて入力され、他方の入力端子にはオペアンプ５７からの誤差信号が入力され、乗算器５５は、全波整流波形と誤差信号とを乗算し、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ供給する。
【００７６】
コンパレータ５６の−入力端子には乗算器５５からスイッチング電流の電流目標値Ｖｍが供給され、コンパレータ５６の＋入力端子には電流検出用抵抗６３が接続され、スイッチング素子Ｑ４がオン期間にあるときのドレイン−ソース電流に対応する電圧が電流検出値として入力されている。スイッチング電流が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ５６からハイレベルのリセット信号がフリップフロップ５９に出力される。
【００７７】
次に、力率改善コンバータの動作について説明する。交流電源１が印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧が全波整流回路２で全波整流されて、力率改善コンバータ７に全波整流波形が供給される。
【００７８】
（１）起動時の動作
まず、コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、臨界検出用巻線６１ｂを介して接地された状態になっており、同時に、コンパレータ５４の−入力端子に第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端子の電圧の方が低電位であるので、コンパレータ５４からローレベルのセット信号がフリップフロップ５９に出力されている。
【００７９】
フリップフロップ５９は、コンパレータ５４からのセット信号に応じてセットされ、図１２に示すタイミングｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されてスイッチング素子Ｑ４がオン制御される。
【００８０】
スイッチング素子Ｑ４がオンすると、図１２に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子Ｑ４のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、全波整流回路２から主巻線６１ａ，スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース、電流検出用抵抗６３を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流れ、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【００８１】
このとき、スイッチング素子Ｑ４に流れるスイッチング電流は、図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ４のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗６３により電圧Ｖｓに変換されてコンパレータ５６の＋入力端子に入力され、コンパレータ５６で乗算器５５から出力される全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと比較される。
【００８２】
（２）電流目標値Ｖｍ
出力コンデンサ６５からの出力電圧は、抵抗６６，６７によって分圧されてオペアンプ５７の−入力端子に入力され、出力電圧の分圧電圧と第２の基準電圧５８との差信号を増幅して出力される誤差信号をオペアンプ５７から乗算器５５に供給される。
【００８３】
一方、全波整流回路２からの全波整流波形は抵抗５１，５２により分圧されて乗算器５５に入力される。乗算器５５では、オペアンプ５７からの誤差信号と全波整流回路２からの全波整流波形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。
【００８４】
（３）スイッチング素子のオフ制御
図１２に示すタイミングｔ２のように、スイッチング電流の電流検出値が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ５６からハイレベルのリセット信号がフリップフロップ５９に出力される。フリップフロップ５９はコンパレータ５６からのリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルＨの駆動信号がローレベルＬに切り替わりスイッチング素子Ｑ４がオフ制御される。
【００８５】
スイッチング素子Ｑ４がオフすると、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーと全波整流回路２から供給される電圧とが合成され、ダイオードＤ７を通して出力コンデンサ６５に充電される。
【００８６】
この結果、出力コンデンサ６５には、全波整流回路２から供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出力される。
【００８７】
（４）スイッチング素子のオン制御
次に、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用巻線６１ｂにリンギング電圧が発生し、臨界検出用巻線６１ｂの電圧が反転する。この電圧は第１の基準電圧５３とコンパレータ５４により比較され、タイミングｔ３において、コンパレータ５４からローレベルのセット信号がフリップフロップ５９に出力される。
【００８８】
この結果、コンパレータ５４からのセット信号に応じてフリップフロップ５９がセットされ、図１２に示すタイミングｔ３のように、再び駆動信号がスイッチング素子Ｑ４に入力されてオン制御される。
【００８９】
以上説明したように、本発明によれば、起動時間短縮のために大電流を必要とする起動時には、起動回路が定電流回路として動作し、前記起動時以外には、起動回路が定電圧回路として動作するため、負荷電流が少なく消費電流が少なくなる。したがって、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができる。また、起動回路のバイアス電圧を交流電源もしくは整流後の脈流より得ている場合には、交流電源がオフした場合に、瞬時にバイアス電圧がなくなるので、ＤＣ−ＤＣコンバータを確実に停止することができる。
【００９０】
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。
【図４】本発明の第２の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。
【図７】本発明の第４の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図８】本発明の第５の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図９】本発明の第６の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１０】本発明の第７の実施の形態の力率改善コンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータからなるコンバータの構成を示す図である。
【図１１】力率改善コンバータの一例の構成を示す図である。
【図１２】力率改善コンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。
Claims (11)
- 直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、
前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには定電流回路として動作し、前記制御回路を起動した後には定電圧回路として動作することを特徴とするコンバータ。 - 前記トランスの３次巻線に発生する電圧に基づき前記制御回路が起動したことを検出して、前記定電流回路の動作から前記定電圧回路の動作に切り替えを行う起動制御回路と、
前記トランスの３次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する電圧供給部と、
を有することを特徴とする請求項１記載のコンバータ。 - 前記制御回路は、保護回路によりラッチ状態となった場合には前記起動電圧より低く且つ前記ラッチ状態を保持するための電圧に相当したラッチ信号を前記起動制御回路に出力し、
前記起動制御回路は、前記ラッチ信号により動作して前記起動回路を前記定電圧回路として動作させることを特徴とする請求項２記載のコンバータ。 - 交流電源に接続されて交流電力を整流平滑して直流電力を生成する整流平滑回路を有し、
前記直流電源は、前記交流電源及び前記整流平滑回路からなることを特徴とする請求項１記載のコンバータ。 - 交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、
前記整流回路からの全波整流出力をチョークコイルを介して入力し、第２のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善回路とを有し、
前記直流電源は、前記交流電源、前記整流回路及び前記力率改善回路からなることを特徴とする請求項１記載のコンバータ。 - 前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記直流電源から供給されることを特徴とする請求項１記載のコンバータ。
- 前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記交流電源から供給されることを特徴とする請求項４又は請求項５記載のコンバータ。
- 前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記力率改善回路の前段から供給されることを特徴とする請求項５記載のコンバータ。
- 交流電源に接続されて交流電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
該整流平滑回路の出力側にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、
該第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力側から電流を入力して前記制御回路を起動するための定電流を出力する起動回路とを有し、
前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記整流平滑回路の入力側から供給されてオン動作となり、前記制御回路を起動した後には前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記整流平滑回路の入力側から供給されなくなりオフ動作となることを特徴とするコンバータ。 - 交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、
前記整流回路からの全波整流出力をチョークコイルを介して入力し、第２のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善回路と、
該力率改善回路の出力側にトランスの１次巻線を介して接続された第１のスイッチング素子と、
該第１のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、
前記力率改善回路の出力側から電流を入力して前記制御回路を起動するための定電流を出力する起動回路とを有し、
前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記力率改善回路の入力側から供給されてオン動作となり、前記制御回路を起動した後には前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流が前記力率改善回路の入力側から供給されなくなりオフ動作となることを特徴とするコンバータ。 - 前記起動回路は、更に、前記起動用スイッチング素子の制御端子に接続されたコンデンサを有し、
前記コンデンサは、前記バイアス電圧もしくは電流を前記交流電源の周波数の半周期間保持することを特徴とする請求項７乃至請求項１０のいずかれか１項記載のコンバータ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002157456 | 2002-05-30 | ||
| JP2002157456 | 2002-05-30 | ||
| PCT/JP2003/006656 WO2003103121A1 (ja) | 2002-05-30 | 2003-05-28 | コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2003103121A1 JPWO2003103121A1 (ja) | 2005-10-06 |
| JP4062307B2 true JP4062307B2 (ja) | 2008-03-19 |
Family
ID=29706460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004510093A Expired - Fee Related JP4062307B2 (ja) | 2002-05-30 | 2003-05-28 | コンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7221128B2 (ja) |
| JP (1) | JP4062307B2 (ja) |
| WO (1) | WO2003103121A1 (ja) |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7719860B2 (en) * | 2003-07-15 | 2010-05-18 | Sanken Electric Co., Ltd. | Power supply and its controlling method |
| JP3801184B2 (ja) * | 2004-05-07 | 2006-07-26 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4333519B2 (ja) * | 2004-08-18 | 2009-09-16 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US20060262574A1 (en) * | 2005-05-20 | 2006-11-23 | David Kelly | DC high voltage to DC low voltage converter |
| JP5343306B2 (ja) | 2006-03-24 | 2013-11-13 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源用ｉｃおよびスイッチング電源 |
| TWI315118B (en) * | 2006-07-12 | 2009-09-21 | Delta Electronics Inc | Method for controlling uninterruptible power supply apparatus |
| CN2938554Y (zh) * | 2006-08-29 | 2007-08-22 | Bcd半导体制造有限公司 | 开关模式电源及其过压保护电路 |
| JP5109333B2 (ja) * | 2006-10-26 | 2012-12-26 | サンケン電気株式会社 | 電源装置 |
| JP5564749B2 (ja) * | 2006-11-20 | 2014-08-06 | 富士電機株式会社 | 半導体装置、半導体集積回路、スイッチング電源用制御ｉｃおよびスイッチング電源装置 |
| CN101308630B (zh) * | 2007-05-18 | 2011-12-14 | 群康科技(深圳)有限公司 | 液晶显示器 |
| CN101465600B (zh) * | 2007-12-21 | 2011-05-04 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 电子设备及其电源装置 |
| DE102008016754A1 (de) * | 2008-03-31 | 2009-10-01 | Tridonicatco Gmbh & Co. Kg | Niedervoltversorgung in Betriebsgeräten für Leuchtmittel |
| JP5168010B2 (ja) * | 2008-07-28 | 2013-03-21 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US8427849B2 (en) * | 2009-05-15 | 2013-04-23 | Murata Power Solutions | Start-up circuit for power converters with wide input voltage range |
| CN101594064B (zh) * | 2009-05-31 | 2013-10-30 | 成都芯源***有限公司 | 一种开关电源控制器 |
| CN102055346B (zh) * | 2009-11-09 | 2013-08-21 | 群康科技(深圳)有限公司 | 开关电源电路 |
| WO2011067974A1 (ja) * | 2009-12-04 | 2011-06-09 | 株式会社村田製作所 | Ｐｆｃコンバータ |
| TWI420790B (zh) * | 2010-03-09 | 2013-12-21 | Monolithic Power Systems Inc | 交換電源供應器之控制器 |
| US8363435B2 (en) * | 2010-03-12 | 2013-01-29 | Microchip Technology Incorporated | Digital device with boot strap circuit stimulator |
| US8729811B2 (en) * | 2010-07-30 | 2014-05-20 | Cirrus Logic, Inc. | Dimming multiple lighting devices by alternating energy transfer from a magnetic storage element |
| US8638575B2 (en) * | 2010-08-11 | 2014-01-28 | Fairchild Semiconductor Corporation | High voltage startup circuit |
| DE102010064012A1 (de) * | 2010-12-23 | 2012-06-28 | Tridonic Gmbh & Co. Kg | Betriebsgerät für Leuchtmittel |
| US9030855B2 (en) * | 2011-07-14 | 2015-05-12 | Macronix International Co., Ltd. | Semiconductor device, start-up circuit having first and second circuits and a single voltage output terminal coupled to a second node between the semiconductor unit and the first circuit, and operating method for the same |
| JP5849488B2 (ja) * | 2011-07-20 | 2016-01-27 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2013090852A2 (en) | 2011-12-14 | 2013-06-20 | Cirrus Logic, Inc. | Adaptive current control timing and responsive current control for interfacing with a dimmer |
| CN103378752B (zh) * | 2012-04-25 | 2016-01-06 | 立锜科技股份有限公司 | 用于稳压器的控制电路及相关的控制方法 |
| JP2014060832A (ja) * | 2012-09-14 | 2014-04-03 | Funai Electric Co Ltd | 電源回路 |
| US9391525B2 (en) * | 2012-09-24 | 2016-07-12 | Dialog Semiconductor Inc. | Power system switch protection using output driver regulation |
| US9450484B2 (en) * | 2013-02-20 | 2016-09-20 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Startup circuit and method for AC-DC converters |
| US20150003118A1 (en) * | 2013-06-27 | 2015-01-01 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Start-up circuit, switch control circuit having the start-up circuit and power supply device having the switch control circuit |
| US9455621B2 (en) | 2013-08-28 | 2016-09-27 | Power Integrations, Inc. | Controller IC with zero-crossing detector and capacitor discharge switching element |
| JP2015091181A (ja) * | 2013-11-06 | 2015-05-11 | 日東工業株式会社 | 太陽光発電用計測ユニット |
| US9161401B1 (en) | 2014-03-20 | 2015-10-13 | Cirrus Logic, Inc. | LED (light-emitting diode) string derived controller power supply |
| US9667154B2 (en) | 2015-09-18 | 2017-05-30 | Power Integrations, Inc. | Demand-controlled, low standby power linear shunt regulator |
| US9602009B1 (en) * | 2015-12-08 | 2017-03-21 | Power Integrations, Inc. | Low voltage, closed loop controlled energy storage circuit |
| US9629218B1 (en) | 2015-12-28 | 2017-04-18 | Power Integrations, Inc. | Thermal protection for LED bleeder in fault condition |
| US10033264B2 (en) * | 2016-04-29 | 2018-07-24 | Infineon Technologies Austria Ag | Bulk capacitor switching for power converters |
| US10033269B2 (en) * | 2016-04-29 | 2018-07-24 | Infineon Technologies Austria Ag | Voltage doubler with capacitor module for increasing capacitance |
| US10338658B2 (en) * | 2016-05-13 | 2019-07-02 | Dell Products, L.P. | Power supply unit having an extended hold-up time |
| US10700611B2 (en) * | 2016-12-28 | 2020-06-30 | Halliburton Energy Services, Inc. | Current-to-voltage power converter |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1233425A (en) | 1983-02-04 | 1988-03-01 | Donald O. Chessmore | Fluid catalytic cracking systems |
| JPS60249868A (ja) | 1984-05-25 | 1985-12-10 | Hitachi Metals Ltd | スイッチング電源の起動回路 |
| DE3421133A1 (de) * | 1984-06-07 | 1985-12-12 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur versorgung der regel- und steuereinrichtung eines geregelten gleichspannungswandlers |
| JPH0623192Y2 (ja) * | 1988-06-29 | 1994-06-15 | 株式会社明電舎 | 補助電源回路 |
| JPH0210790A (ja) | 1988-06-29 | 1990-01-16 | Sumitomo Bakelite Co Ltd | フレキシブルプリント配線板および部品実装方法 |
| JPH08140344A (ja) | 1994-11-10 | 1996-05-31 | Tec Corp | スイッチング電源装置 |
| JPH08205530A (ja) | 1995-01-20 | 1996-08-09 | Tec Corp | スイッチング電源装置 |
| JPH099626A (ja) | 1995-06-21 | 1997-01-10 | Kofu Nippon Denki Kk | スイッチングレギュレータ |
| US5754415A (en) * | 1997-02-24 | 1998-05-19 | Adtran, Inc. | Constant current flyback power supply having forward converter mode-configured auxiliary secondary windings producing constant voltage output |
| JP3122060B2 (ja) | 1997-07-10 | 2001-01-09 | 富士電気化学株式会社 | 常駐出力を有するスイッチング電源 |
| JP2000023461A (ja) * | 1998-07-02 | 2000-01-21 | Hitachi Ltd | 電源回路 |
| JP4114238B2 (ja) | 1998-08-12 | 2008-07-09 | ソニー株式会社 | スイッチングレギュレータ |
| JP2000295843A (ja) | 1999-04-05 | 2000-10-20 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| JP2001309653A (ja) | 2000-04-20 | 2001-11-02 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| CN100442644C (zh) * | 2002-02-08 | 2008-12-10 | 三垦电气株式会社 | 电源装置启动方法、电源装置的启动电路及电源装置 |
-
2003
- 2003-05-28 US US10/514,093 patent/US7221128B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-05-28 WO PCT/JP2003/006656 patent/WO2003103121A1/ja active Application Filing
- 2003-05-28 JP JP2004510093A patent/JP4062307B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2003103121A1 (ja) | 2003-12-11 |
| US7221128B2 (en) | 2007-05-22 |
| JPWO2003103121A1 (ja) | 2005-10-06 |
| US20050201123A1 (en) | 2005-09-15 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071031 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20071217 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110111 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120111 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120111 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130111 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140111 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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