JP4062260B2 - ２相変調モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、２相変調モータ制御装置に関する。

近年の環境問題を背景に様々な分野において、損失低減の要求が高まっており、３相交流モータを運転するＰＭＷインバータ（以下、インバータ）も例外ではない。
一般的な３相交流モータのＰＷＭ制御は３相変調であるが、モータ電流が相電圧ではなく相間電圧により決定されること利用して、相間電圧を確保しつつ各相電圧を所定期間毎にインバータのスイッチング素子を常時オンすることにより、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角π／３（６０度）だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減できる２相変調が、１９８７年３月の社団法人電気学会発行の書物「半導体電力変換回路」の第１１０、１１１、１２５頁等に解説が述べられている。以下、上記２相変調方式をπ／３固定方式又は固定相６０度切り替え方式と呼ぶものとする。

また、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角２π／３（１２０度）だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減し、相電圧の振幅が小さい場合にこの２相変調方式を停止してモータに３相電圧を印加することが、下記の特許文献１により提案されている。以下、上記２相変調方式を、２π／３固定方式又は固定相１２０度切り替え方式と呼ぶものとする。
特許第２５７７７３８号公報

電気自動車やハイブリッド車等の走行モータは、トルクと回転数をそれぞれ次元パラメータとするモータ出力の二次元座標空間の四象限それぞれにおいて運転させる必要があるが、上記した固定相１２０度切り替え方式ではスイッチング損失の低減が、たとえば、高速、大トルクの領域等において十分でないという問題があった。

一方、固定相６０度切り替え方式は、固定相の固定期間と固定相の相電流の正負ピーク近傍を同期させることができ、固定相１２０度切り替え方式よりもスイッチング損失低減効果が大きい利点があるが、出力電圧振幅が小さい場合には、固定相切り替えタイミングを誤って良好な２相変調運転が不調となるという問題があった。

その他、上述した３相変調駆動と２π／３固定方式の２相変調駆動との切り替えにおいても３相電圧の振幅判定による切り替えは、３相電圧が時間変動する交流波形であるためにノイズ電圧混入等により切り替え精度が低下し、適切な損失低減効果を得られないという問題があった。

本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、固定相切り替え不調を抑止しつつインバータのスイッチング損失を良好に低減可能な２相変調方式を提供することをその目的としている。

第１発明の２相変調モータ制御方式は、３相交流モータに印加する３相電圧の各相電圧を所定期間毎に順番に固定する２相変調方式において、前記３相交流モータのｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄにより定められる座標点が、前記ｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄにより決定される電流の二次元平面上の原点を含む所定領域内にある場合に各相電圧を２π／３期間毎に順番に固定する２相変調方式を採用し、前記座標点が前記所定領域外にある場合に各相電圧をπ／３期間毎に順番に固定するπ／３固定方式を採用する。

このようにすれば、上記切り替えを簡単に精度よく行うことができる。更に説明すると、相電圧の振幅は位相毎に時々刻々と変化し、また相電圧に重畳するノイズ電圧の影響もあり、判定精度の低下が問題となる。これに対して、ｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄは相電圧の振幅に比べて本質的に変化が少なく、容易かつ安定にその変動を検出することができるため、上記切り替えにおける精度が向上するわけである。なお、上記所定領域は、相電圧の振幅が所定レベル以下の領域に相当する領域であることが好ましい。

第２発明の２相変調モータ制御方式は、３相交流モータに印加する３相電圧の各相電圧を所定期間毎に順番に固定する２相変調方式において、前記３相交流モータのトルク及び回転数により定められる座標点が、前記トルク及び回転数により決定されるモータ出力の二次元平面上の原点を含む所定領域内にある場合に各相電圧を２π／３期間毎に順番に固定する２相変調方式を採用し、前記座標点が前記所定領域外にある場合に各相電圧をπ／３期間毎に順番に固定するπ／３固定方式を採用する

このようにすれば、上記切り替えを簡単に精度よく行うことができることに加え、スイッチング損失の低減効果が大きいπ／３固定方式を最大限に利用することができる。更に説明すると、相電圧の振幅は位相毎に時々刻々と変化し、また相電圧に重畳するノイズ電圧の影響もあり、判定精度の低下が問題となる。これに対して、トルクと回転数は相電圧の振幅に比べて本質的に変化が少なく、容易かつ安定にその変動を検出することができるため、上記切り替えにおける精度が向上し、π／３固定方式の制御可能範囲を適切に拡大できるわけである。なお、上記所定領域は、相電圧の振幅が所定レベル以下の領域に相当する領域であることが好ましい。

第２発明の態様１において、前記モータ出力の二次元平面は、正回転力行象限、正回転回生象限、逆回転力行象限及び逆回転回生象限により構成され、回転数の大きさ及び向きが等しい場合に、トルクに対する前記しきい値（絶対値）は、力行象限よりも回生象限において大きく設定されるので、上記トルクと回転数とを用いるにもかかわらず、相電圧の振幅が略等しい所定しきい値以下となった場合に２π／３固定方式の２相変調駆動を行うことができる。

第２発明の好適態様である態様２において、前記所定領域の形状は、正回転力行象限と、逆回転力行象限とで略回転対称とされるので、正回転力行象限と逆回転力行象限とで相電圧の振幅が略等しい所定しきい値以下となった場合に２π／３固定方式の２相変調駆動を行うことができる。また、前記所定領域の形状は、正回転回生象限と逆回転回生象限とで相電圧の振幅が略等しい所定しきい値以下となった場合に２π／３固定方式の２相変調駆動を行うことができる。

第１又は第２発明の好適態様において、前記２π／３固定方式は、固定される前記相電圧を出力する上アーム素子と下アーム素子とのペアのうち、前記上アーム素子をオフ固定し、前記下アーム素子をオン固定して実施する。このようにすれば、インバータの下アーム素子と同じく上アーム素子をＮＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴ等により構成した場合でも、この上アーム素子を駆動するドライバ回路に電源電圧を供給するブートストラップ回路（後述）の動作に不具合が生じることがない。

第１又は第２発明の好適態様において、前記３相交流モータに前記３相電圧を出力するインバータの始動直後に、すべての上アーム素子をオフし、すべての下アーム素子をオンする。このようにすれば、インバータの下アーム素子と同じく上アーム素子をＮＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴ等により構成した場合でも、この上アーム素子を駆動するドライバ回路に電源電圧を供給するブートストラップ回路（後述）の動作に不具合が生じることがない。

第１又は第２発明の好適態様において、前記３相交流モータに前記３相電圧を出力するインバータの停止に際して、すべての上アーム素子をオフし、すべての下アーム素子をオンして待機状態とする。このようにすれば、インバータの下アーム素子と同じく上アーム素子をＮＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴ等により構成した場合でも、この上アーム素子を駆動するドライバ回路に電源電圧を供給するブートストラップ回路（後述）の動作に不具合が生じることがない。

第１又は第２発明の好適態様において、前記３相交流モータに前記２相変調された３相電圧を出力するインバータが異常であることを検出した場合に、すべての上アーム素子をオンし、すべての下アーム素子をオフした状態として駆動禁止状態とする。このようにすれば、インバータの下アーム素子と同じく上アーム素子をＮＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴ等により構成した場合でも、この上アーム素子を駆動するドライバ回路に電源電圧を供給するブートストラップ回路（後述）の内蔵コンデンサが充電されないため、不具合が生じることがない。

なお、上記ブートストラップ回路とは、下アーム素子駆動用のドライバ回路に電源電圧を給電する電源回路と、この電源電圧をダイオードを通じて上アーム素子駆動用のドライバ回路に給電するコンデンサとをもち、上アーム素子駆動用のドライバ回路の低位電源端が上アーム素子と下アーム素子との接続点に接続される回路を意味するものとする。

更に、上述した２相変調モータ制御方式を自動車用走行モータに適用すれば、大きい損失低減効果に加え、優れた安全性を実現することができる。

本発明の好適な実施態様を以下の実施例により説明する。もちろん、本発明は下記の実施例により限定されず、本発明の思想を体現するすべての態様が本発明の範囲となることは当然である。

以下、本発明のモータ制御装置を用いたモータ装置の好適な実施例について図面に基づき説明する。
（全体構成）
このモータ装置の構成をブロック図である図１に示す。１は直流電源、２は駆動装置、３は３相同期モータ、４、５は相電流を検出する二つの電流センサ、６はモータ回転角を検出するモータ回転位置検出手段である。駆動装置２は、スイッチング素子のＰＷＭ制御により直流電源１から給電された直流電力を３相交流電力に変換して３相同期モータ３に供給するインバータ７と、このインバータ７の各スイッチング素子を断続制御する制御回路８とからなる。インバータ７は、ＩＧＢＴとフライホイルダイオードとを並列接続した素子ユニットを合計６ユニットもつ。各ＩＧＢＴは、高電位側の上アーム素子と低電位側の下アーム素子とに分類される。スイッチング素子としてＩＧＢＴの代わりにＭＯＳトランジスタを用いてもよいことはもちろんである。この種の３相インバータの構成と動作とは周知であるため、これ以上の説明は省略する。

なお、前記モータ回転位置検出手段は、相電流等に基づき電気角θ（位相）を算出することにより、省略することができる。
（制御回路８の基本的な構成及び動作）
制御回路８の構成及び基本動作を図２を参照して説明する。図２は制御回路８の機能構成を示すブロック回路図である。

制御回路８は、モータ回転数演算手段８１、ｄｑ軸電流発生手段８２、３相電圧指令発生手段８３、２相変調電圧指令発生手段８４、ＰＷＭ信号発生手段８５、スイッチングゲートドライバ８６からなる。

モータ回転数演算手段８１は、モータ回転位置検出手段６から入力される回転角θに基づいてモータ回転数Ｎｍｏｔを演算してｄｑ軸電流発生手段８２に出力する。ｄｑ軸電流発生手段８２は、入力されるトルクの大きさ及び方向を示すトルク指令trq＊とモータ回転数Ｎｍｏｔとからモータ３に流れるべき電流としてのｄ軸電流ｉｄ＊及びｑ軸電流ｉｑ＊であるｄｑ軸電流指令を演算する。３相電圧指令発生手段８３は、検出した実電流Ｉv、Ｉwをｄｑ軸変換して求めた実ｄｑ軸電流であるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを算出し、各座標軸毎に電流偏差Δｉｄ、Δｉｑを求め、求めた電流偏差Δｉｄ、Δｉｑを０に収束させるべき３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊をＰＩ演算により求めて、２相変調電圧指令発生手段８４に出力する。

２相変調電圧指令発生手段８４は、入力された３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊に基づいて２相変調電圧指令Ｕ＊＊、Ｖ＊＊、Ｗ＊＊を形成してＰＷＭ信号発生手段８５に出力し、ＰＷＭ信号発生手段８５は入力された２相変調電圧指令Ｕ＊＊、Ｖ＊＊、Ｗ＊＊に対応する３相ＰＷＭ電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを発生する。

これら３相ＰＷＭ電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷは、スイッチングゲートドライバ８６でそれぞれ電力増幅されて６個のゲート電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬとされた後、インバータ７の各スイッチング素子のゲート電極に個別に出力される。上記制御回路８の基本的な構成及び動作は２相変調モータ制御装置として既によく知られているので、これ以上の説明は省略する。
（２相変調電圧指令発生手段８４の説明）
次に、本発明の特徴をなす２相変調電圧指令発生手段８４を図２を参照して以下に説明する。２相変調電圧指令発生手段８４は、２相変調方式切替判定手段８７、固定相判定手段８８、電圧指令演算手段８９からなる。

２相変調方式切替判定手段８７は、入力されるトルク指令trq＊とモータ回転数Ｎｍｏｔとを予め記憶するマップに代入して現在において採用するべき２相変調方式を決定する。なお、２相変調方式切替判定手段８７の詳細については更に後述するものとする。

固定相判定手段８８は、２相変調方式切替判定手段８７により決定された２相変調方式に適した固定相判定により、３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊に基づいて固定するべき相とそのタイミングとを決定する。固定相判定手段８８の詳細については更に後述するものとする。

電圧指令演算手段８９は、３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊のうちの固定されるべき相電圧指令を現在の２相変調方式により決定される所定電位レベルに固定し、残る二つの相電圧指令を相間電圧を維持するべく変更する。

これにより、２相変調電圧指令発生手段８４は、入力される３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊を２相変調電圧指令Ｕ＊＊、Ｖ＊＊、Ｗ＊＊に変換する。３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊の波形を図３に、２π／３固定方式の２相変調波形を図４、図５に、π／３固定方式の２相変調波形を図６に示す。図４は、固定相すなわち電位固定するべき相電圧指令を最高電位に固定するために固定相の上アーム素子を常時オンする方式（上アーム固定方式）を示し、図５は、固定相すなわち電位固定するべき相電圧指令を最低電位に固定するために固定相の下アーム素子を常時オンする方式（下アーム固定方式）を示す。この実施例で採用するべき２π／３固定方式としては下アーム固定方式を採用するものとするが、上アーム固定方式を採用してもよく、交互に採用してもよい。

この実施例の２π／３固定方式において、下アーム固定方式を採用する理由は、インバータの下アーム素子をＯＮし、上アーム素子ＯＦＦとする固定を行えば、上アーム素子駆動用ドライバ回路１００を電源回路を図７で示すようなブートストラップ回路で構成しても電源の電圧低下を防止することができるので、低コスト化も実現できるためである。すなわち、下アーム素子１０１をオンすると下アーム素子１０１と上アーム素子１０２との接続点の電位が低下するため、上アーム素子１０２を駆動する上アーム素子駆動用ドライバ回路１００を駆動する電源回路としてのコンデンサ１０３が、下アーム素子駆動ドライバ回路用電源１０４の電圧ＶＮによりダイオードＤを通じて充電されるためである。
（２相変調方式切替判定手段８７の説明）
２相変調方式切替判定手段８７は、２π／３固定方式の２相変調方式とπ／３固定方式の２相変調方式とを運転条件において切り替えるものである。この実施例では、入力されるトルク指令trq＊とモータ回転数Ｎｍｏｔとを予め記憶する図８に示すマップに代入して２π／３固定方式とπ／３固定方式との切り替えを行う。図８は、トルク指令を縦軸、回転数を横軸とするモータ出力の二次元平面上の運転範囲を示し、原点を含む領域が２π／３固定方式で運転する領域、その外側の領域がπ／３固定方式で運転する領域を示す。図８では、回生象限である第２、第４象限の２π／３固定方式の領域は、力行象限である第１、第３象限の２π／３固定方式の領域より大きく設定されている。これは、回生象限では力行象限に比べて絶対値が同一のトルクであっても相電圧指令が小さくなる傾向にあるためである。

２相変調方式切替判定手段８７の動作を図９にフローチャートとして示す。もちろん、２相変調方式切替判定手段８７は、このようなソフトウウエア動作でなく、ハードウエア処理により実行することもできる。
（固定相判定手段８８の説明）
固定相判定手段８８では、２π／３固定方式及びπ／３固定方式から選択された現在の固定方式に従って、相電圧指令の固定を行う。上アーム固定の２π／３固定方式は、図４に示すように３相電圧指令Ｕ*，Ｖ*，Ｗ*の内、最大となる相電圧指令を１(Ｄｕｔｙ１００％)に固定し、３相の相間電圧が正弦波となるように残りの２相の相電圧指令をシフトさせる。下アームの２π／３固定方式は、図５に示すように３相電圧指令Ｕ*，Ｖ*，Ｗ*の内、最小となる相電圧指令を０(Ｄｕｔｙ０％)に固定し、３相の相間電圧が正弦波となるように残りの２相の相電圧指令をシフトさせる。π／３固定方式は、図６に示すように３相電圧指令Ｕ*，Ｖ*，Ｗ*の内、極性の異なる１相の相電圧指令をその極性に合わせて１(Ｄｕｔｙ１００％)または０(Ｄｕｔｙ０％)に固定し、残りの２相の相電圧指令をシフトさせる。例えば、Ｕ*＞0 かつＶ*，Ｗ*＜0の時には、Ｕ*を１(Ｄｕｔｙ１００％)に固定し、Ｖ*とＷ*はＵ*との相間電圧を保持するようシフトさせる。Ｕ*＜0 かつＶ*，Ｗ*＞0の時には、Ｕ*を０(Ｄｕｔｙ０％)に固定し、Ｖ*とＷ*はＵ*との相間電圧を保持するようにシフトさせる。Ｖ*，Ｗ*も同様に行う。

この実施例によれば、全運転領域にて３相変調よりもスイッチング回数が少なくスイッチング損失が小さい２相変調を実施することができるので、インバータ効率の向上を実現することができる。また、トルクと回転数とのマップで示される相電圧の振幅が小さくπ／３固定方式の実施が困難な領域において確実に２相変調を行うことができる２π／３固定方式を採用し、それ以外の運転領域ではスイッチング損失が小さいπ／３固定方式を採用するため、切り替えを安定に精度良く行うことができることに加え、スイッチング損失の低減効果が大きいπ／３固定方式を最大限に利用することができる。
（変形態様１）
インバータ停止時には、図１０に示すようにインバータの３個の下アーム素子をすべてオンし、３個の上アーム素子をすべてオフさせることが好ましい。このようにすれば、上述した図７に示すブートストラップ回路において、すべての下アーム素子１０１のオンにより上アーム素子１０２を駆動する上アーム素子駆動用ドライバ回路１００を駆動するためのコンデンサ１０３が下アーム素子駆動ドライバ回路用電源１０４の電圧ＶＮにより急速に充電されることができ、次のインバータの駆動を早期に行うことができる。
（変形態様２）
インバータ始動直後においては、図１１に示すようにコンデンサ１０３の充電のために所定時間だけ、インバータの３個の下アーム素子をすべてオンし、３個の上アーム素子をすべてオフさせることが好ましい。このようにすれば、上述した図７に示すブートストラップ回路において、すべての下アーム素子１０１のオンにより上アーム素子１０２を駆動する上アーム素子駆動用ドライバ回路１００を駆動するためのコンデンサ１０３が下アーム素子駆動ドライバ回路用電源１０４の電圧ＶＮにより急速に充電されることができ、次のインバータの駆動を早期に行うことができる。始動直後においても同じである。
（変形態様３）
その他、図１２に示すように、なんらかの手段によりインバータやモータの異常を検出した場合には、図７に示すブートストラップ回路において、すべての下アーム素子１０１をオフし、すべての 上アーム素子１０２をオフすることが好ましい。このようにすれば、ブートストラップ回路のコンデンサ１０３すなわち上アーム素子駆動用電源の放電によりインバータの上アーム素子１０２のオンが不能となり、インバータの動作禁止の安全性が一層確実となる。

以下、本発明のモータ制御装置を用いたモータ装置の好適な実施例について図２を参照して説明する。

実施例１では、トルクと回転数とのマップに基づいて２π／３固定方式とπ／３固定方式とを切り替えたが、従来のように３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊の振幅に基づいて切り替えても良い。すなわち、３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊の所定の１相の振幅が所定しきい値を超えたらπ／３固定方式とし、超えなければ２π／３固定方式としてもよい。もちろん、ノイズ等の影響を低減するために、相電圧指令の振幅として、相電圧指令の実効値の振幅を採用したり、相電圧指令の低周波成分の振幅を採用しても良い。

この実施例によれば、全運転領域にて３相変調よりもスイッチング回数が少なくスイッチング損失が小さい２相変調を実施することができるので、インバータ効率の向上を実現することができる。

以下、本発明のモータ制御装置を用いたモータ装置の好適な実施例について図２を参照して説明する。

実施例１では、トルクと回転数とのマップに基づいて２π／３固定方式とπ／３固定方式とを切り替えたが、その代わりに、ｄｑ軸電流発生手段８２から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｄ軸電流値Ｉｄ＊とをマップに代入して切り替えても良い。たとえば、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を縦軸、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を横軸とする電流の二次元平面上において、相電圧指令の振幅が所定しきい値未満となるｑ軸指令値Ｉｑ＊とｄ軸電流ｉｄとの電流の二次元座標点が含まれる領域を２π／３固定方式を採用する領域とし、それ以外の運転領域をπ／３固定方式とすればよい。もちろん、これら領域を示すマップは予め決定し、記憶しておけばよい。

この実施例によれば、全運転領域にて３相変調よりもスイッチング回数が少なくスイッチング損失が小さい２相変調を実施することができるので、インバータ効率の向上を実現することができる。また、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｄ軸電流値Ｉｄ＊とのマップで示される相電圧の振幅が小さくπ／３固定方式の実施が困難な領域において確実に２相変調を行うことができる２π／３固定方式を採用し、それ以外の運転領域ではスイッチング損失が小さいπ／３固定方式を採用するため、切り替えを安定に精度良く行うことができる。

実施例の装置の全体構成を示すブロック回路図である。 図１の２相変調電圧指令発生手段の詳細構成を示すブロック回路図である。 ３相電圧指令Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊の波形図である。 上アームで２π／３固定された２相変調電圧の波形図である。 下アームで２π／３固定された２相変調電圧の波形図である。 π／３固定された２相変調電圧の波形図である。 インバータの上アーム素子駆動用のブートストラップ回路の一例を示す回路図である。 π／３固定方式と２π／３固定方式との領域を示す図である。 ２相変調方式切替判定手段の機能を示すフローチャートである。 インバータ停止直後に下アーム全オン、上アーム全オフ状態とする処理を示すフローチャートである。 インバータ始動直後に下アーム全オン、上アーム全オフ状態とする処理を示すフローチャートである。 異常検出時に上アーム全オン、下アーム全オフ状態とする処理を示すフローチャートである。

符号の説明

１ 直流電源
２ モータ駆動装置
３ モータ（３相同期モータ）
４ 電流センサ
５ 電流センサ
６ モータ回転位置検出手段
７ インバータ
８ 制御回路
８１ モータ回転数演算手段
８２ 軸電流発生手段
８３ 相電圧指令発生手段
８４ 相変調電圧指令発生手段
８５ 信号発生手段
８６ スイッチングゲートドライバ
８７ 相変調方式切替判定手段
８８ 固定相判定手段
８９ 電圧指令演算手段
１００ 上アーム素子駆動用ドライバ回路
１０１ 下アーム素子
１０２ 上アーム素子
１０３ コンデンサ
１０４ 下アーム素子駆動ドライバ回路用電源

Claims (9)

1. ３相交流モータに印加する３相電圧の各相電圧を所定期間毎に順番に固定する２相変調方式において、
   前記３相交流モータのｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄにより定められる座標点が、前記ｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄにより決定される電流の二次元平面上の原点を含む所定領域内にある場合に各相電圧を電気角２π／３期間毎に順番に固定する２相変調方式を採用し、前記座標点が前記所定領域外にある場合に各相電圧を電気角π／３期間毎に順番に固定するπ／３固定方式を採用することを特徴とする２相変調方式。
2. ３相交流モータに印加する３相電圧の各相電圧を所定期間毎に順番に固定する２相変調方式において、
   前記３相交流モータのトルク及び回転数により定められる座標点が、前記トルク及び回転数により決定されるモータ出力の二次元平面上の原点を含む所定領域内にある場合に各相電圧を電気角２π／３期間毎に順番に固定する２相変調方式を採用し、前記座標点が前記所定領域外にある場合に各相電圧を電気角π／３期間毎に順番に固定するπ／３固定方式を採用することを特徴とする２相変調方式。
3. 請求項２記載の２相変調方式において、
   前記モータ出力の二次元平面は、正回転力行象限、正回転回生象限、逆回転力行象限及び逆回転回生象限により構成され、
   回転数の大きさ及び向きが等しい場合に、トルクに対する前記しきい値（絶対値）は、力行象限よりも回生象限において大きく設定されることを特徴とする２相変調方式。
4. 請求項２記載の２相変調方式において、
   前記所定領域の形状は、正回転力行象限と、逆回転力行象限とで略回転対称とされ、前記所定領域の形状は、正回転回生象限と逆回転回生象限とで略回転対称とされることを特徴とする２相変調方式。
5. 請求項１乃至４のいずれか記載の２相変調方式において、
   前記インバータの上アーム素子はブートストラップ回路により駆動され、
   前記２π／３固定方式は、固定される前記相電圧を出力する上アーム素子と下アーム素子とのペアのうち、前記上アーム素子をオフ固定し、前記下アーム素子をオン固定して実施する２相変調方式。
6. 請求項１乃至５のいずれか記載の２相変調方式において、
   前記インバータの上アーム素子はブートストラップ回路により駆動され、
   前記３相交流モータに前記３相電圧を出力するインバータの始動直後に、すべての上アーム素子をオフし、すべての下アーム素子をオンすることを特徴とする２相変調方式。
7. 請求項１乃至６のいずれか記載の２相変調方式において、
   前記インバータの上アーム素子はブートストラップ回路により駆動され、
   前記３相交流モータに前記３相電圧を出力するインバータの停止に際して、すべての上アーム素子をオフし、すべての下アーム素子をオンして待機状態とすることを特徴とする２相変調方式。
8. 請求項１乃至７のいずれか記載の２相変調方式において、
   前記インバータの上アーム素子はブートストラップ回路により駆動され、
   前記３相交流モータに前記２相変調された３相電圧を出力するインバータが異常であることを検出した場合に、すべての上アーム素子をオンし、すべての下アーム素子をオフした状態として駆動禁止状態とすることを特徴とする２相変調方式。
9. 請求項１乃至８のいずれか記載の２相変調方式において、
   前記３相交流モータは、自動車用走行モータであることを特徴とする２相変調方式。

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