JP4056700B2 - デジタルチャネル分離とチャネル統合のための装置と方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的には、フィルタ処理、デシメーション又は補間処理およびデジタル信号の周波数変換に関し、より具体的にはこれらのワイドバンド多チャネル受信機、チャネル分離器、送信機、チャネル統合器構造に関するものである。
【0002】
【関連技術】
セルラー、地上移動無線(LMR)、サテライト、無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)やその他の通信システムの無線基地局では、複数の受信および送信チャネルを同時に取り扱っている。将来は、端末機つまり移動電話機についても同じ状況が出現すると思われる。これらの無線システムの受信機と送信機では、それぞれチャネル分離とチャネル統合構造が使用されている。チャネル分離とチャネル統合は、送信又は受信された信号の、フィルタ処理、デシメーション/補間処理および周波数変換と定義することができる。
【0003】
図1に示す従来の受信装置は、アンテナによって無線周波数(RF)信号を受信し、これをRFフロントエンドにおいて中間周波数(IF)に変換するものである。RFフロントエンドは、低ノイズ増幅器(LNA)、フィルタとミキサによって構成される。所望のチャネルは次に受信チャネル分離器によって抽出される。チャネル分離器もLNA、ミキサとフィルタから構成される。
【0004】
所望のチャネルは次に、ベースバンドで、RXベースバンド処理ユニットによって処理されて、受信デジタルデータストリームが作成される。現在、ベースバンドにおける処理は通常、アナログ・デジタル変換器(ADC)、デジタルフィルタ処理、デシメーション、等価処理、復調処理、チャネル復号化、デ−インターリーブ処理、データ符号化、タイミング抽出等の処理からなる。
【0005】
図1に示した従来の送信装置は受信装置と対称的な構造を有する。送信されたデータに対しては、まず、TXベースバンド処理ユニットによって、データ符号化、インターリーブ処理、チャネル符号化、変調、補間フィルタ処理、デジタル/アナログ変換(DAC)等からなる処理が行われる。次にベースバンドチャネルが、送信チャネル統合器によってIF周波数に変換される。送信チャネル統合器は、フィルタ、ミキサと低出力アンプで構成される。IF信号は次に、ミキサ、フィルタと高出力アンプからなるRFフロントエンドによってRFに変換されて増幅される。
【0006】
図1は、従来の単一チャネル用受信機と送信機における、端末機(移動電話機)の構成を正確に示すものである。基地局の場合には、同様な方法で多チャネル処理を行う。受信側では、処理すべき各チャネルの伝送路は何れかの段階で分岐してマルチパスとなっている。送信機の側では、チャネルは個別に処理されて何れかの段階で組み合わせられて多チャネル信号を形成する。どの段階で分岐と組み合わせが行われるかは、基地局受信機および送信機の構成によって種々に異なる。さらに重要なことに、従来のアナログ/デジタルインターフェースが、チャネル分離器とベースバンド処理ブロックの間のどこかに設けられている。
【0007】
アナログチャネル分離器/チャネル統合器の設計と製造は複雑でかつ高いコストがかかる。したがって、より安価でかつ製造が容易なチャネル分離器/チャネル統合器を提供するために、将来のアナログ/デジタルインターフェースは、RFフロントエンドとチャネル分離器ブロックの間のどこかに設けられることになるであろう。この種の将来型無線受信機と送信機は、マルチスタンダード無線、ワイドバンドデジタルチューナ、ワイドバンド無線、または、ソフトウエア無線と呼ばれ、いずれもデジタルチャネル分離器/チャネル統合器を必要とする
【0008】
フィルタ処理、デシメーション/補間処理および周波数変換からなる、効率のよいデジタルチャネル分離器/チャネル統合器の処理は、電力消費とチャネルごとのダイエリアにとって非常に重要である。単一の集積回路(IC)に可能な限り多くのチャネルを集積するということを目的にして、デジタルチャネル分離/チャネル統合を実現する方法がいくつか知られている。
【0009】
最もよく知られた方法を図2に示した。この受信装置は従来のアナログチャネル分離器の機能を模倣して、チャネル毎に、正弦/余弦発生装置を使用してインフェーズと直角位相(IQ)周波数変換と、デシメーションとフィルタ処理を行うものである。大量のデシメーションフィルタ処理は演算量の少ないCICフィルタによって行うことができる。この構成を有する集積回路は複数の製造者から購入することができる。送信機は、この構成と対称な構成で実現することができる。
【0010】
IQチャネル分離器は、複数の標準を同時に取り扱うことができ任意のチャネルを扱うことができる柔軟性を有する。この装置の主な欠点は、高い入力標本周波数でIQ周波数変換を行い、チャネル毎にデシメーションを行わなければならないことである。これは、チャネルごとのダイエリアと電力消費が比較的大きいことを意味する。
【0011】
チャネル分離器を実現する別の方法は、図3に示すように、受信機にデシメーションを行うフィルタバンクを設ける方法である。この方法では、多くのあるいは全てのチャネルの間に共通の多位相フィルタを有する。多くのチャネルに分割されておりフィルタ特性がよいので、この構成のハードウエアコストは低い。フィルタバンクは、チャネルの補間と追加をすることができるので、送信機のチャネル統合器として使用することができる。この例が出願番号WO9528045「ワイドバンドFFTチャネル分離器」に記載されている。衛星応答機の多くはこの思想に基づいている。これらのフィルタバンクは異なる標準のために設計変更が可能ではあるが、同時に多チャネルスペーシングを取り込むことは困難である。
【0012】
デシメートされたフィルタバンクは、チャネルの全て又は大部分が使用されたときに限ってはチャネル当りのコストが非常に低い。この構成では、チャネルが固定された周波数グリッド上になければならず、1種類のチャネルスペーシングしか採ることができないので非常に柔軟性が低い。フィルタバンク技術によれば、複数の標準に対応するためには複数の標本レートが必要となり、同時に多数の標準に対応するためにはADCとチャネル分離器を含む部分が複数必要になる。
【0013】
サブ標本フィルタバンクと称するデシメートされたフィルタバンクの改良例によれば、柔軟性を犠牲にして演算の負荷を小さくすることができる。例えば、適応的チャネル割り当て、不均一チャネル配置および周波数ホッピングが要件であれば、全チャネル同時利用が可能でなければならないので、サブ標本フィルタバンクは除外される。
【0014】
第3のチャネル分離技術は、重複加算(OLA)または重複除外(OLS)型の高速重畳技術に基づくものである。これは、WO9528045で「重複加算」および「重複除外」という用語で参照されているものとは別のものである。前記特許においては、短時間フーリエ変換から得られるフィルタバンクを重複加算フィルタバンクと称しており、高速重畳演算と同じではない。フィルタバンクと高速重畳演算は、いずれもFFTを使用してはいるが別の技術である。重複加算フィルタバンクはFFTとIFFTの両方を使用することはなく、FFTかIFFTの何れか一方を使用するだけである。高速重畳演算は、線形重畳演算、つまり有限インパルス応答(FIR)フィルタリング、を正確に行うために周期的重畳演算を行うことを意味する。この手法の利点は、従来の線形重畳演算を行うことに比較して演算負荷が低いことである。しかし、略算によって線形重畳演算を行うことと引き換えに、基本となる高速重畳アルゴリズムを、同時にデシメート/補間と周波数変換を行えるように変更することは可能である。この変更によって演算の複雑さも減少する。「柔軟性を有するオンボードデマルチプレクサ/復調機」、第12回AIAA国際通信用衛星システムコンファレンス、299−303ページ、1988年に記載された独立型の改良高速重畳演算アルゴリズムは、そこでは衛星通信システムに限定された議論しか行われていないが、キャリアバンド幅が複数存在するシステムにおいては、非常に演算効率の高い手法であるといわれている。
【0015】
従来技術の独立型改良高速重畳演算アルゴリズムは、フィルタ処理のみを、他の信号処理を一切行わずに行うものである。前段で述べた「柔軟性のあるオンボードデマルチプレクサ/復調機」は、フィルタ処理の労力を分散することなく、全てのフィルタ処理を周波数領域で行う。この方法では種々の遅延を生じる。しかし、衛星への通信と衛星からの通信に起因して遅延が生じるので、遅延は衛星通信システムの本質的特徴である。したがって、無線セルラーシステムに独立型改良高速重畳演算アルゴリズムを使用しても、フィルタ手段によって生じる遅延は相対的には大きくはない。ほとんどの無線通信システムの場合には、遅延は可能な限り小さくしなければならない、はるかに重大な要素である。
【0016】
受信装置のチャネル分離器に適用された、独立型の改良高速重畳演算アルゴリズムは、入来のデータ信号を、重複の比率と離散値フーリエ変換の長さ(DFT)によってサイズが決まる受信データ信号ブロックに分割する。次にDFTを実施する。フィルタ係数の数(Ncoefficients)がDFTの長さ(NDFT)よりも少ない切り詰めたフィルタ応答を、周波数領域で直接使用する。これはフィルタ係数にDFTの選択された区域の出力をかけることで行う。その出力を、次に、切り詰めたフィルタと同じ長さの離散フーリエ逆変換(IDFT)によって処理して所望のチャネルの時間領域の標本を取り出す。これは、フィルタ係数にDFTの選択された出力区画を掛けることで行われる。結果に対して、所望のチャネルの時間領域の標本を取り出す手段として、切り出したフィルタと同じ長さの離散逆フーリエ変換(IDFT)を行う。次に、ブロックを、重複%に依存する量だけ部分的に重ね合わせて、組み合わせる。この処理は、重複する部分を加算する処理、つまり重複と加算、または重複部分を捨てる処理、つまり重複と除外処理である。重複/加算と重複/除外処理は、2つの両極端であって、当該技術分野においては、両者の中間的な処理が知られていることに留意する必要がある。
【0017】
独立型の変更高速重畳アルゴリズムによって周波数応答を切り詰める点が標準的な高速重畳手段との相違点である。これによって周期的重畳アルゴリズムが線形重畳演算で近似され、係数を注意深く選択すれば誤差を縮小することができる。周波数応答の切り詰めは、係数が(Ncoefficients/NDFT)のデシメーションを行うことになるので、切り詰めたフィルタ係数を所望のチャネルの中央に合わせれば周波数変換が完成する。
【0018】
周波数応答の切り詰めは同時に、DFT以外の全ての部分である、アルゴリズムのチャネルに固有の部分の演算の複雑さを劇的に軽減する。周波数フィルタを行うための乗算の数とIDFTの大きさは、概略(Ncoefficients/NDFT)の比率で減少する。独立型の変更高速重畳アルゴリズムは、同様に送信機のチャネル統合器に適用されて同様な作用を行う。
【0019】
標準的な高速重畳演算に適用することができるその他の単純化を、独立型の変更高速重畳アルゴリズムに適用することもできる。例えば、DFTは操作においてきわめて重要なブロックである。効率の点に鑑みて、これは通常は高速フーリエ変換(FFT)の形で実行される。さらに、1つの複素DFTプロセッサによって2つの実データブロックが同時に処理される。この場合にはポストプロセスのために追加の加算機とメモリが必要である。この手法は専用の実数用DFTを2つ使用するよりも効率がよい。
【0020】
DFT出力の一部のみを算出すればよいので、切り捨てを行うことでDFTについても演算を節約することができる。切捨てとは、DFTにおいて出力に影響を与えない枝の部分を削除することを意味する。不必要な出力点の演算は行わない。
【0021】
所望のチャネルの時間領域の標本を得るためにIDFT出力ブロックデータを組み合わせる前に、フィルタの周波数応答の複素数の掛け算を、実数の積算とそれに続くIDFT出力データブロックの円シフトで置き換えることによっても演算を軽減することができる。円シフトの量は、重複%とIDFTの長さにのみ依存する。
【0022】
上述のシステムにおいてもなお、特に多くのチャネルを同時に送受信する未来のシステムに関しては問題がある。上述の説明からも明らかなように、2から3のチャネルから多くのチャネルに使用するデジタルチャネル分離器の選択は、対象とする無線通信システムに依存する。無線システムからの要請に基づく演算の重さと柔軟性との間のトレードオフによって、最終的にどのワイドバンドチャネル分離器アルゴリズムを選択すべきかを決定することになる。チャネル数が多いシステムの演算を軽減して柔軟性を実現するために、チャネル分離器/チャネル統合器を改善する余地がある。
【0023】
【発明の要旨】
本発明は一般に、デジタル信号のフィルタ処理、デシメーション又は補間処理、と周波数変換に関し、より具体的には前述の課題に関するものである。本発明に基づいてこれらの課題を解決する手段は以下のように要約することができる。
【0024】
すでに述べたように、デジタルチャネル分離/チャネル統合、特に多チャネルを同時に取り扱うシステム(セルラー、地上移動無線、衛星、無線ローカルエリアネットワーク(WLAN))に関しては、現在のシステムには問題がある。上述の方法は全て(IQ周波数変換、フィルタバンク、高速重畳、独立改良高速重畳処理)は、演算の大きさおよび/または柔軟性に関して、それぞれ固有の欠点がある。
【0025】
したがって、本発明の目的は、フィルタ処理、デシメーション/補間処理、および周波数変換構造の柔軟性を向上させて演算を軽減することのできる方法を提供することである。本発明は、さらに改良した高速重畳アルゴリズムと付加的信号処理を組み合わせたものと表現することもできる。もとの改良高速重畳アルゴリズムをさらに改良することによって、2、3チャネル以上のチャネル数を有する無線通信システムにとって、演算の軽減と柔軟性がきわめて優れたチャネル分離器/チャネル統合器構造を実現することができる。
【0026】
図4は、本発明にかかる構成400を示すものである。受信機に使用されるチャネル分離器構造410と、改良高速重畳アルゴリズム420と、信号処理ブロック430が示されている。信号処理ブロック430は、数値制御された発信機(「NCO」)、時間又は周波数領域の再標本化、マッチドチャネルフィルタ、CICまたは半幅フィルタ、(標準又は改良独立)高速重畳アルゴリズム等を有する。
【0027】
図4には、改良高速重畳アルゴリズム425の前に、信号処理ブロック435を有する送信機に使用されるチャネル統合器構造415が示されている。この信号処理ブロック435は、NCO、時間又は周波数領域再標本化手段、マッチドチャネルフィルタ、CIC又は半幅フィルタ、(標準又は改良独立)高速重畳アルゴリズム等を有する。
【0028】
前述のように、従来技術に属する独立型の改良高速重畳アルゴリズムには遅延の問題がある。それらが対象としていた衛星通信システムにおいては大きな問題とはならないが、これをセルラー無線システムのような他の無線システムで使用するときには大きな問題になる。本発明はチャネル当りのフィルタ応答を短縮することができる。このことによって多チャネルFFT(またはIFFT)のサイズを小さくし、多チャネルFFT(又はIFFT)に起因する遅延時間を短くすることができる。さらに、演算の複雑さを軽減することができる。したがって、本発明は従来技術が有していた遅延と演算の複雑さの問題を解消するものである。
【0029】
しかし、チャネル当りのフィルタの減少によって周波数変換とデシメーションにおける特定のチャネル分離が不十分になるので、FFT後に(IFFTの前に)チャネル分離のための追加のフィルタ処理が行われてもよい。したがって、フィルタ応答を、特定のチャネル分離には不十分にしておき、FFT後(IFFT前)に必要なフィルタ処理を行うことで特に良好な結果を得ることができる。
【0030】
本発明の特徴は、フィルタ処理を改良高速重畳アルゴリズムと追加の信号処理ブロックに意図的に分離することと理解することもできる。このように分離することは、他のチャネル分離/チャネル統合アルゴリズムと比較して演算量を軽減して大きな柔軟性を達成するために特徴的であると共に非常に重要である。改良高速重畳アルゴリズムと追加の信号処理の相乗効果によって、コストの低減、遅延の短縮およびFFTのサイズ縮小を図ることができる。
【0031】
本発明は以上のように要約されるが、本発明に基づく方法は添付の請求項1、12、23および24によって定義される。多くの実施例はさらに請求項2から11と13から22によって定義される。
【0032】
本発明は特定のシステムとの関連において記述されているわけではない。本発明は特に多くの、セルラー、地上移動電話網(LMR)、衛星、無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)の無線基地局に適用することができる。しかし、本発明はこれらのシステムに限定されず、一般に、複数のチャネルを同時に扱い、遅延と入力FFTの大きさに厳しい制限のあるシステムに使用することができる。さらに、本発明は基地局に限らず、複数のチャネルを同時に扱うことができる将来の移動局にも使用することができる。
【0033】
以下の段落では、例として示した好ましい実施例と添付の図面を参照しながら本発明についてより詳細に記述する。
【0034】
本発明の全体像を図4に示す。本発明にかかる装置は2つのステージで構成される。第1のステージは、フィルタ処理、再標本とダウンコンバージョンを行う改良高速重畳アルゴリズム420,425である。受信機として使用されるチャネル構造410には、改良高速重畳アルゴリズム420が設けられている。送信機として使用されるチャネル統合器構造415には改良高速重畳アルゴリズム425が設けられている。
【0035】
本発明の第2番目のステージは、NCO,時間又は周波数領域の再標本、(マッチドチャネル、CIC又は半幅)フィルタ、(標準又は独立)高速重畳アルゴリズムと複素フィルタ等を有する信号処理ブロック430,435が設けられている。受信機として使用されるチャネル分離器構造410には信号処理ブロック430が設けられている。送信機として使用されるチャネル統合器構造415には信号処理ブロック435が設けられている。
【0036】
第2ステージ430,435の構成要素は、デジタル信号処理技術の分野ではよく知られたものである。第1ステージ420,425は従来技術の独立型高速重畳アルゴリズムに基づいているが、後に詳細に説明するように、本発明に基づいてさらに改良が行われている。その結果、後に詳細に記載するように、FFTのサイズが小さくなり、遅延が短縮されている。
【0037】
図5は第1ステージの一般的な実施例を示す図であり、本発明に基づき、改良高速重畳アルゴリズムはさらに改良されて受信機に適用されている。受信信号505は、典型的にはADCである前段階の処理から受けるデータストリームであり、アルゴリズムのDFTの部分は好ましい実施例ではFFTの形で実現されている。
【0038】
データストリーム505はまずη%重複ブロック作成器510で処理される。この処理は、一定パーセントの重複、つまり、以下の述べるように、FFTのサイズと重複の種類、すなわち重複/追加又は重複/排除の種類に基づいて定められるものである。重複/追加の場合には、データストリームは長さがNFFT*(1−η)の重複しない部分に分断され、NFFT*η個のゼロを追加して1つのブロックとする。重複と排除の場合には、データは、前のブロックとNFFT*η個だけ重複した、長さがNFFT個からなるブロックに切断される。
【0039】
ブロックは実データのみで構成され、複素信号525としてFFTアルゴリズムに入力するには種々の方法で多重520処理が行われる、つまり、z(t)=x(t)+j*y(t)であり、x(t)とy(t)は2つの連続したブロックである。2番目のシーケンスy(t)はメモリを節約するために回転したものであってもよい。この段は必須ではないが、これによってFFTアルゴリズムを効率的に使うことができる、これはバッファメモリと制御ロジックから成る。
【0040】
次に、FFTアルゴリズムが終了する530。ここで使用されるFFTは種々の形を取ることができる;例えば、この種の高速演算には2の累乗のパイプライン構造が使用され、つまりFFTが実行される。FFTの出力535は従って正しい順序になっていない。したがって、区域選択抽出ブロック540は出力シーケンスを並べ替えて必要な区域だけを取り出すことでこの問題を解決しなければならない。必要な区域の数はフィルタ係数の数560に依存する。FFT出力から区域を選択して2つの結果、X(k)とY(k)を抽出して、Z(k)=A(k)+j*B(k)を構成する。
【0041】
抽出のためのアルゴリズムは、FFTの前に使用した多重化技術に依存する。例えば、50%の重複追加の場合には、メモリの節約のために第2のシーケンスy(n)がNFFT/2個分回転している。したがって、正しいX(k)とY(k)を抽出するために、以下に示す関係式を実現する必要がある:
【数1】
25%重複の場合には、第2のシーケンスy(n)はNFFT/4個分回転している。したがって、正しいX(k)とY(k)を抽出するために、以下に示す関係式を実現する必要がある:
【数2】
【0042】
ブロックXとYとを多重化したときと同じ順序に並べる。次に、ブロックにフィルタ周波数係数560を掛ける550。係数の数560はFFTの長さよりも小さい。次に、この積算の結果に対して、離散逆フーリエ変換(逆DFTまたはIDFT)570を行う。これは非常に大きな演算ではないので、IDFTの大きさNIDFTは2の累乗である必要はない。
【0043】
ブロックは次にη%重複ブロック組み合わせ装置580に挿入される。ブロックは、以下に検討するように、その重複%と、重複/排除か重複/追加のいずれが使用されるかにしたがって組み合わせられる。重複排除と重複追加のいずれであっても、ブロックは前のブロックと、NIDFT*η個の部分だけが重なるように重ね合わせられる。重複と追加の場合には、ブロックの重複する部分は前のブロックの重複部分に加えられるが、重複と排除の場合には、ブロックの重複する部分は単に捨てられる。重複と追加および重複と排除のいずれの場合にも、ブロックの重複しない部分に対しては何の処理も行われない。
【0044】
図5には、本発明を構成する部分にチャネル590に共通のものがあることが示されている。全てのチャネルに共通な、1つの共通データストリーム505が第1ステップで受け取られる。次に、η%重複ブロック作成器510、多重化ステップ520、FFT530が全てのチャネルに対して実行される。次に、これらのチャネルから区域が抽出され540、それ以降のステップはチャネルに対して個別に595チャネル毎に実行される。したがって、積算550、IDFT570およびη%重複ブロック組み合わせ器580のステップはそれぞれチャネル毎に別個に実施される。
【0045】
図6は、第1ステージの実施例全体を示す図であり、改良高速重畳アルゴリズムが本発明に基づいてさらに改良され送信機に適用されている。入力信号は典型的にはADCである前の処理から入来するデータストリーム605であり、アルゴリズムのDFTの部分は受信装置の場合のようにFFT(2の累乗個)として実現されている必要は必ずしもない。図5の場合と違って、入力データストリームは、多くのチャネル全体に対するものではなく、個々のチャネルに固有のものである。
【0046】
データストリーム605はまずη%重複ブロック発生器610によって処理される。この処理は重複のパーセント、DFTのサイズおよび重複の種類、つまり重複/追加か重複/排除かに大きく依存する。重複/追加の場合には、データストリームは長さがNFFT*(1−η)の重複しない部分に切断され、NFFT*η個のゼロを追加して1つのブロックとされる。重複と排除の場合には、データは切断されて、前のブロックとNFFT*η個だけ重複した、長さがNFFT個のブロックが作られる。
【0047】
前の処理の結果に対して離散フーリエ変換(DFT)620が次に行われる。これは大きな演算ではないので、DFTのサイズNDFTは、必ずしも2の累乗である必要はない。しかし、DFT620はFFTで実現してもよい。図5に示した受信機と比較して、DFT構造620は小さく、IFFT660構造が大きい点が受信機とは異なる。
【0048】
次に、ブロックにフィルタ周波数係数640を掛ける630。周波数フィルタ係数640はFFTにおける周波数応答と等価である。
【0049】
次のステップは区域挿入ブロック650である。逆高速フーリエ変換660に、以下に示す対象形で区域が挿入される:Z(kstart+k)=X(k)であってZ(NIFFT−kstart−k)=X’(k)。ここで、1つのチャネルに挿入されるべき区域はX(0)→X(N−1)で与えられる。これらは積算器630によって与えられる複素値である。X’(k)はX(k)の共役複素数である。これらが挿入されるIFFTは、挿入可能な複素区域をNIFFT個有し、Z(0)→Z(NIFFT−1)と番号付けられる。KSTARTは当該チャネルの最初の区域が挿入されるべき位置であり、kは0→N−1の範囲の整数である。
【0050】
ブロックを対称的に挿入した結果、IFFTからの実数出力のみが所望の結果を含むようになる、つまり、虚数部の出力には優位な情報が含まれない。IFFTの実部にのみ有用な情報が含まれるので、重複ブロック結合機680はきわめて単純な操作を行うだけである。重複結合機680は最も高い標本化周波数で動いており、さもなければパワーとサイズに大きな影響を与える点を考えるとこの点は重要である。
【0051】
区域650を挿入する別の方法は、同じチャネルからの2つのブロックを多重化して、第1のブロックX(k)にIFFTの実部を出力させ、第2のブロックY(k)にIFFTの虚部を出力させるようにすることである。この操作は以下に示す関係式に基づいて行われる:すなわち、Z(kstart+k)=X(k)+jY(k)であってかつ、Z(NIFFT−kstart−k)=X’(k)+jY’(k)である。
【0052】
全てのチャネルからの区域が、IFFT660に挿入されると、そこでIFFTアルゴリズムは終了する。ブロックは次にデマルチプレックスされて670、η%重複ブロック発生器680に入力される実数信号675が作成される。
【0053】
ブロックは、以下に記載するように、その重複%と重複/排除または重複/追加のいずれが採用されるかにしたがって組み合わされる680。重複/排除と重複/追加のいずれであっても、ブロックは前のブロックと、NIDFT*η個の部分だけが重なるように重ね合わせられる。重複と追加の場合には、ブロックの重複する部分は前のブロックの重複部分に加えられるが、重複と排除の場合には、ブロックの重複する部分は単に捨てられる。重複と追加および重複と排除のいずれの場合にも、ブロックの重複しない部分に対しては何の処理も行われない。
【0054】
図6には、本発明を構成する部分のあるものはチャネル690に共通であり、別の部分695はチャネルに固有であることが示されている。全てのチャネルに共通な、1つの共通データストリーム605が第1ステップで受け取られる。次に、η%重複ブロック発生器610、多重化ステップ630、FFT620がこのチャネルに対して実行される。次に、区域がこのチャネルに挿入され、それ以降のステップはチャネルに対して共通に690実行される。したがって、IFFT660、デマルチプレックス670およびη%重複ブロック組み合わせ器680のステップは全チャネルに対して実施される。
【0055】
図7は、η%重複ブロック発生器、図5の510、図6の610によって処理されるデータストリームの図を示すものである。この処理は、以下で検討するように、重複パーセントの量、FFTの大きさと重複の種類、つまり重複/排除または重複/追加のいずれであるかに依存する。重複/追加720の場合には、データストリーム710は長さがNFFT*(1−η)の重複しない部分731,741に分割されて、NFFT*η個のゼロ732,742が挿入され、連続したブロック730,740が形成される。重複と排除750の場合には、データストリーム710は、長さがNFFTで前のブロックとの重複部分の長さがNFFT*ηのブロック760,770に分割される。
【0056】
図8には、η%重複ブロック組み合わせ器、図5の580、図6の680を示す。重複と追加820であっても重複と排除850であっても、ブロック830,840,860,870は前のブロックとNIDEF*ηだけ重複している。重複と追加820の場合は、ブロック840の重複部分841は前のブロック830の対応する重複部分831に加算825され、重複と排除850の場合には、ブロック860,870の重複部分861,871は単に削除する855。重複と加算820および重複排除850のいずれであっても、ブロック860,870の重複部分以外については何の処理も行われない。
【0057】
改良高速重畳アルゴリズムにおける重複η%、FFTの長さ(NFFT)と周波数係数(NDFT)の選択は、本質的に柔軟性が高い。これらのパラメータを最適化するために、消費電力のような現実的な問題と無線通信システムからの要求とのトレードオフについて十分留意する必要がある。
【0058】
図9は、本発明と従来技術による方法の結果を比較したものである。本発明を無線通信システムのチャネル分離器に適用した場合は、前述した現在の技術(IQ周波数変換、フィルタバンク、OLA/OLS独立高速重畳演算手段)に比較して本発明の方が、演算が軽減されており柔軟性が高いことが示されている。発明がこれらのシステムに限定されるわけではないが、この比較においては、パラメータはDAMPSセルラーシステムに対応するものを選択した。それぞれのチャネル分離アルゴリズムに必要なパラメータが多いので正確な比較は非常に困難である。その代わり、一秒当りの掛け算の数(MPS)によって2つの技術の演算の複雑さを理解できるような、公正な比較を実施した。以下に示す設計例では標本化レートが異なるにもかかわらず、演算の複雑さに関する値は、1秒当り6000万標本(60MSPS)のADC標本レートに換算されていることに留意する必要がある。
【0059】
IQチャネル分離器は入力標本化周波数が60MSPSで出力標本化周波数が194.4kSPS、8倍のビットレートでオーバー標本されているものと想定した。構造的には、NCO、CICフィルタと半幅シーケンスとチャネルフィルタを有するものとした。チャネル当りの演算量は1秒当り1億5000万積算(150MMPS)で、図9に一定傾斜の線として示した。NCOは演算量の約60%を占めていることに注意されたい。
【0060】
フィルタバンクアルゴリズム920は入力標本化周波数が61.44MSPSで出力標本化周波数が60kHz、つまり両者とも30kHzでのチャネルセパレーションに対する値になっている。ビットレートの整数倍の再標本化は計算に入っていないが、必要であることに留意しなければならない。フィルタバンクの中のポリフェーズフィルタとFFTの長さは、それぞれ8タップおよび2048点である。フィルタの演算量は標本当り16積算であり、(4ラディックスのステージ5段と2ラディックスのステージ1段を前提として)FFTは標本当り10.5積算である。結果は図9に水平な線で示されているように、1590MMPSで一定な演算量になる。現実には、線は若干正の勾配を有することに留意されたい。
【0061】
独立型の改良高速重畳アルゴリズム930は入力標本化周波数が49.766MSPSで出力標本化周波数が48.6kSPSであると仮定した。アルゴリズムは50%重複、65536点のFFTで64点の周波数フィルタと仮定した。大きなサイズのFFTが必要なフィルタ操作のために必要である。構成的には、チャネルをDAMPSシステムの周波数グリッドにあわせるためにNCOが必要であり、チャネルセパレーションは30kHzである。推定された演算量は1045MMPSの固定演算量にチャネル当り0.81MMPSが加算される。大きなFFTのために、このアルゴリズムの場合には2.2msの遅延を生じていることは注目に値する。
【0062】
先行技術によれば、独立改良高速重畳アルゴリズムは、このアルゴリズムによる遅延がシステムの遅延に比較して許容される衛生通信システムに使用されていた。この遅延の大きさは、他の無線通信システムでは許容されない。さらに、65535個の複素ワードに対するFFTには、精度を20ビットとすると、2.6MbitのRAMが必要になる。トゥイドルファクタ(位相シフト)の値は、少なくとも65536*0.75複素ワードであり、精度を20ビットとすると、2MbitのROMが必要になる。チップ上にこのメモリを搭載することは非常に大きなエリアを必要とし、このメモリの読み出しと書き込みには大きな電力を消費する。チップ外にこのメモリを設けると、大きなI/Oバスを必要とすると共に、さらに大きな電力を消費することになる。
【0063】
本発明940は入力標本化周波数が49.7664MSPSで出力標本化周波数が48.6kSPSを前提としている。アルゴリズムの改良高速重畳処理の部分は、25%重複、4096点のFFTと32点の周波数フィルタを前提としている。従来技術においてはフィルタがしばしば一部カットされていたが、この実施例では点数が制限されているだけであって応答をカットするわけではない。改良高速重畳演算の次には、NCOと3つの半幅フィルタと1つのマッチドチャネル(RRC)から構成される時間領域のフィルタチェーンが設けられている。推定される演算量は、450MMPSで一定の部分とチャネルごとに6.2MMPSの部分からなる。本発明は大きなFFT問題になり、遅延は約0.2ms、FFTのメモリ必要量は非常に小さいので実現が容易である。
【0064】
図9は、4つのチャネル分離アルゴリズムを比較したものである。1又は2つのチャネルについて、IQチャネル分離器910が最も良い結果を与えている。この例の場合には、独立改良高速重畳アルゴリズム930は、遅延とFFTの大きさのせいで全く不適当であり、本発明940が約180チャネルに至るまで最も演算負担が小さい。しかし、フィルタ処理の要求が少ない別の無線システム、例えば衛星システムでは、独立改良高速重畳930アルゴリズムのほうが実際的であり、この場合には本発明940は100チャネルまでに対して演算量が最も小さくなる。
【0065】
演算量に関しては、本発明940は、数チャネルから100チャネルを少し超える範囲に対して演算量が最も小さい。これは、チャネル数に関しては通常の無線通信システムの要求に合致しており、演算量については、最善のチャネル分離手法であることが分かる。チャネル数が20程度の典型的なセルラーシステムでは、本発明940はこれらの方法の中で他に比べてはるかに演算量が少ないシステムである。
【0066】
図10は、セルラーシステムに典型的な10から100のチャネル数に対する、種々のチャネル分離アルゴリズムの、MMPSで表した演算量と柔軟性を示したものである。IQチャネル分離器1010は、チャネルバンド幅がチャネルビットレートと異なる場合には標本化周波数の選択について非常に柔軟性が高い。チャネルの算出が独立に行われるのでマルチプル標準に対応することができるが、これらはすべて大きな演算量と引き換えにもたらされるものである。
【0067】
フィルタバンクアルゴリズム1020の演算量は小さいが、柔軟性が小さい。つまり、標本化周波数はチャネルバンド幅の整数倍でなければならず、最終的なチャネルビットレートを実現するために再標本化を行う必要がある。この構成は、一方のチャネル幅が他方の整数倍になっていない2つのチャネル幅を許容することができず、フィルタバンクはマルチ標準システムを許容しない。同時に2つ以上の異なるチャネル幅を使用することは、ADCまでかあるいはADCを含む部分のハードウエアを複数持たなければならないことを意味し、高い費用がかかることになる。異なる時刻において2つ以上の異なるチャネルバンド幅を有することは、再プログラム可能なポリフェーズフィルタとFFTを必要とし、複雑になる。
【0068】
独立改良高速重畳アルゴリズム1030はフィルタバンクアルゴリズム1020よりも柔軟性が高く、IQチャネル分離器1010よりも演算量が少ないが、この例に示したような場合には遅延とメモリ必要量の点で実際には実用的でないことに留意する必要がある。FFTは最も狭いチャネルバンド幅に対して十分な長さを有するように(詳細な周波数分解能を得るために)設計する必要があり、したがって、十分な出力バンド幅を得るためにIDFTが長くなる。これは、バンド幅が広ければ固定コストとチャネルに依存するコストが高くなることを意味する。
【0069】
柔軟性に関して、本発明1040は、同時に異なるチャネルバンド幅に対応できることやチャネルバンド幅とチャネルビットレートの関係が自由であることなど、改良高速重畳アルゴリズム1030が有する全ての利点を有している。マルチ標準システムに対して、FFTの長さを、多チャネルバンド幅と種々の無線システムの要請の両方の妥協点として設計することができるようになる。マルチ標準のために増加する部分はわずかである。図10は、本発明が他の全ての技術よりも柔軟性に富むだけでなく、2ないし3から100チャネルに対して演算不可が最も小さいことを示している。
【0070】
ここでは、無線通信システムの一例としてDAMPSのみを取り上げたが、他の無線通信システムでも結果は同じである。さらに、本発明はさらに、陸上移動無線(LMR)、衛星システム、及び無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)等の無線システムに対して適用できるが、これらに限定されるわけではない。本発明は、複数のチャネル又は周波数レンジの分離や結合を行わなければならない一般的なフィルタ問題、つまり、サブバンド記述、符号化、圧縮技術に対して適用することができる。このような別のシステムや一般的なフィルタ問題に対して適用しても、本発明はコスト低減、FFTの縮小と遅延の短縮を実現する。
【0071】
上述の実施例は説明のために記載したものであって発明をこれらに限定する趣旨ではない。本発明の技術思想の範囲内において前述の実施例とは異なる形を実現することが可能なことは当業者にとっては自明である。本発明は上述の実施例に限定されるべきでなく、添付の請求の範囲に記載された技術的範囲と同じ範囲を有すると理解されなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図1】 図1は、従来の無線送受信機の構成を示す図である。
【図2】 図2は、現在のIQ−復調デジタル受信機を示す図である。
【図3】 図3は、現在のデシメートフィルタバンクを示す図である。
【図4】 図4は、本発明に基づくチャネル分離器とチャネル統合器の全体図である。
【図5】 図5は、一般の受信機に適用された本発明の第1段階を示す図である。
【図6】 図6は、一般の送信機に適用された本発明の第1段階を示す図である。
【図7】 図7は、η%重複ブロック発生器を示す図面である。
【図8】 図8は、η%重複ブロック組み合わせ装置を示す図面である。
【図9】 図9は、演算量とDAMPS無線通信システムのチャネル数との関係を示す図である。
【図10】 図10は、演算量とDAMPS無線通信システムの柔軟性との関係を示す図である。
Claims (19)
- データストリームからチャネルを抽出する方法であって、当該方法は改良高速重畳アルゴリズムからなり、該改良高速重畳アルゴリズムは全チャネルに共通なチャネル共通部分とそれに続くチャネルに固有な部分とからなり、
前記チャネル共通部分は、該データストリームに対してη%重複ブロック発生器による処理を行うステップと、次に該データストリームを多重化して複素信号を作成するステップと、さらに前記データストリームの重複ブロックに対してN FFT −点の高速フーリエ変換を行うステップとを含み、
前記チャネルに固有な部分は、チャネルの中央周波数の周りに幅nの離散フーリエ変換区域を選択して抽出する第1のステップと、該区域に周波数応答を掛ける第2のステップと、このn個のデータ点に対して、N IDFT −点の離散逆フーリエ変換を行う第3のステップと、η%重複ブロック組み合わせ器によって該デジタルデータストリームを処理する第4のステップとを含むことを特徴とする方法。 - さらに、前記周波数応答の幅が制限されていることを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック発生器はさらに、前記データストリームを重複しない長さNFFT*(1−η)の部分に分割してNFFT*η個のゼロを追加して単一のブロックとする重複/追加プロセスによって前記のブロックを作成することを特徴とする請求項1または2に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック発生器はさらに、前記データストリームを分割して、連続した各ブロックが前のブロックとNFFT*η個の重複を有する、それぞれの長さがNFFTであるブロックを作成する重複/排除処理によって前記ブロックを作成することを特徴とする請求項1または2に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとNIDFT*ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を前のブロックの対応部分に加算して出力データストリームを作成する重複/追加処理を行うことを特徴とする請求項1または2に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとNIDFT*ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を捨ててブロックの重複しない部分から出力データストリームを作成する重複/排除処理を行うことを特徴とする請求項1または2に記載の方法。
- 前記多重化ステップはさらに、連続した2つのブロックx(t)とy(t)からなる、Z(t)=x(t)+j*y(t)で表される複素信号を作成することを特徴とする請求項1または2に記載の方法。
- 前記NFFT−点のFFTは2の累乗のパイプライン構造であり、前記区域抽出処理では高速フーリエ変換出力の順序を並べ替え、必要な区域だけを選択することを特徴とする請求項1に記載の方法。
- データにチャネルを挿入する方法であって、当該方法は改良高速重畳アルゴリズムを含み、該改良高速重畳アルゴリズムは、チャネルに固有の部分とそれに続く全チャネルに共通のチャネル共通部分を有し、
前記チャネルに固有の部分は、前記デジタルデータストリームをη%重複ブロック発生器で処理する第1のステップと、前記ストリームにN DFT −点の離散フーリエ変換を行う第2のステップと、該離散フーリエ変換の結果にフィルタ周波数係数を掛ける第3のステップと、チャネルの中央周波数の周りにnの高速フーリエ変換区域を挿入する第4のステップとを有し、
前記チャネル共通部分は、前記データストリームの重複ブロックに対してN IFFT −点の高速逆フーリエ変換を行うステップと、次に該N IFFT −点の高速フーリエ逆変換の出力をデマルチプレックスして実信号を作成するステップと、さらに該デジタルデータストリームをη%重複ブロック組み合わせ器によって処理するステップとを有することを特徴とする方法。 - 前記周波数応答の範囲が制限されていることを特徴とする請求項9に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック発生器はさらに、前記ブロックを、前記データストリームを重複しない、長さNFFT*(1−η)の部分に分割してNFFT*η個のゼロを追加して単一のブロックを作成する、重複/追加プロセスによって作成することを特徴とする請求項9または10に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック発生器はさらに、前記データストリームを分割して、連続した各ブロックが前のブロックとNFFT*η個の重複を有する、それぞれの長さがNFFTであるブロックを作成する重複/排除処理によって前記ブロックを作成することを特徴とする請求項9または10に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとNIDFT*ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を前のブロックの対応部分に加算して出力データストリームを作成する重複/追加処理を行うことを特徴とする請求項9または10に記載の方法。
- 前記η%重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとNIDFT*ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を捨ててブロックの重複しない部分から出力データストリームを作成する重複/排除処理を行うことを特徴とする請求項9または10に記載の方法。
- さらに、前記区域は高速逆フーリエ変換に、Z(kstart+k)=X(k)、かつ、Z(NIFFT−kstart−k)=X’(k)の関係を有する対称形で挿入される方法であって、KSTARTはチャネルの最初の区域が挿入されるべき位置、Kは0からN−1の範囲の整数、特定のチャネルの区域はX(0)→X(N−1)で与えられ、X’(k)はX(k)の共役複素数で前記高速フーリエ逆変換にX(0)→X(N−1)の順序で挿入されることを特徴とする請求項9または10に記載の方法。
- さらに、前記区域は高速逆フーリエ変換に、Z(kstart+k)=X(k)+jY(k)、かつ、Z(NIFFT−kstart−k)=X’(k)+jY’(k)の関係を有する対称形で挿入される方法であって、KSTARTはチャネルの最初の区域が挿入されるべき位置、Kは0からN−1の範囲の整数、特定のチャネルの区域はX(0)→X(N−1)で与えられ、X’(k)はX(k)の共役複素数で前記高速フーリエ逆変換にX(0)→X(N−1)の順序で挿入されることを特徴とする請求項9または10に記載の方法。
- 前記信号処理ブロックは、数値制御発信機、時間領域再標本化、周波数領域再標本化、マッチドチャネルフィルタ、デジタルフィルタ手段、標準高速重畳アルゴリズム及び改良重畳アルゴリズムの内の少なくとも1つを組み合わせてなることを特徴とする請求項1ないし16のいずれかに記載の方法。
- データストリームからチャネルを抽出する装置であって、該装置は改良高速重畳アルゴリズム手段を含み、該改良高速重畳アルゴリズム手段は全てのチャネルに共通のチャネル共通部分とチャネルごとに固有の部分とを有し、該チャネル共通部分は、η%重複ブロック発生器と、多重化手段と、NFFT−点の高速フーリエ変換を行う手段とからなり、該チャネルごとに固有の部分は、チャネルの中心周波数の周囲の区域を選択して抽出する手段と、該区域に周波数応答を掛ける手段と、nデータ点に対してNIFFT−点の高速逆フーリエ変換をおこなう手段と、η%重複ブロック組み合わせ手段を有する装置。
- データストリームにチャネルを挿入する装置であって、該装置は改良高速重畳アルゴリズム部分を含み、該改良高速重畳アルゴリズムの部分は全チャネルに共通なチャネル共通部分とチャネルごとに固有の部分からなり、該チャネルごとに固有の部分は、η%重複ブロック発生器と、離散フーリエ変換を行う手段と離散フーリエ変換の結果にフィルタ周波数係数を掛ける手段とチャネルの中心周波数に区域を挿入する手段とからなり、該チャネル共通部分は、該区域にNIFFT−点の高速逆フーリエ変換を行う手段と、該高速逆フーリエ変換の出力をデマルチプレックスする手段η%重複ブロック組み合わせ手段を有する装置。
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