JP4041129B2 - Antenna switch with surface mount parts - Google Patents
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Description
本発明は、携帯電話、自動車電話等の無線機器、或いはその他各種通信機器等の分野において利用可能なアンテナスイッチに関し、特に、多層基板を使用し、ＳＭＤ（表面実装部品）化したアンテナスイッチに関する。 The present invention relates to an antenna switch that can be used in the field of wireless devices such as mobile phones and automobile phones, or other various communication devices, and more particularly to an antenna switch that uses a multilayer substrate and is made into an SMD (surface mount component).
図７は従来例の説明図であり、一般的なアンテナ切り替え付きアンテナスイッチの回路を示した図である。図中Ｃ４０〜Ｃ４３、Ｃ５０〜Ｃ５３、Ｃ６０〜Ｃ６２はコンサデンサ、Ｌ４０、Ｌ５０、Ｌ６０はコイル、ＤＡ１、ＤＡ２、ＤＢ１、ＤＢ２はＰＩＮダイオード、ＳＬ４１、ＳＬ４２はストリップライン、Ｖｂ１、Ｖｂ２はＰＩＮダイオードをＯＮ／ＯＦＦさせるバイアス電流の電源端子、ＴＸは送信端子、ＲＸは受信端子、ＡＮＴ１は第１のアンテナに接続する端子であり、ＡＮＴ２は第２のアンテナに接続する端子である。 FIG. 7 is an explanatory diagram of a conventional example, and shows a circuit of a general antenna switch with antenna switching. In the figure, C40 to C43, C50 to C53 and C60 to C62 are capacitors, L40, L50 and L60 are coils, DA1, DA2, DB1 and DB2 are PIN diodes, SL41 and SL42 are striplines, Vb1 and Vb2 are PIN diodes. A power supply terminal for bias current to be turned off / off, TX is a transmission terminal, RX is a reception terminal, ANT1 is a terminal connected to the first antenna, and ANT2 is a terminal connected to the second antenna.
先ず基本的動作について送受信切り替え部を例に説明すると、上記のようなアンテナスイッチは電源端子Ｖｂ1 よりバイアス電流が入力されるとＤＡ１及びＤＡ２のＰＩＮダイオードがＯＮ状態となり、ＰＩＮダイオードの両端は抵抗の非常に小さな導通状態になる。この時ストリップラインＳＬ４１のＰＩＮダイオードＤＡ２が接続した側が接地状態となるため、その長さが送信端子ＴＸから入力された信号の波長の１／４波長に設定されていればストリップラインＳＬ４１のＰＩＮダイオードＤＡ１側端部ではストリップラインＳＬ４１の１／４波長共振のために入力インピーダンスが無限大になる。そのため、送信端子ＴＸから入力された信号はＰＩＮダイオードＤ１を通過し、殆どがコンデンサＣ４２側へ流れる。この時の送信端子ＴＸから受信端子ＲＸへの信号の漏れをアイソレーションと呼ぶ。一方、電源端子Ｖｂ１からのバイアス電流を切るとＰＩＮダイオードＤＡ１及びＤＡ２はＯＦＦ状態となり、ＰＩＮダイオード両端の抵抗は無限大となる。この時送信端子ＴＸ側はＰＩＮダイオードＤＡ１でコンデンサＣ４２側と絶縁状態となるが、受信端子ＲＸ側は、ＰＩＮダイオードＤＡ２のＯＦＦによりコンデンサＣ４３とストリップラインＳＬ４１は導通状態となるためコンデンサＣ４２側から入力した信号の殆どが受信端子ＲＸへ流れる。 First, the basic operation will be described by taking the transmission / reception switching unit as an example. In the antenna switch as described above, when a bias current is input from the power supply terminal Vb1, the PIN diodes of DA1 and DA2 are turned on, and both ends of the PIN diode are resistances. Very small conductive state. At this time, the side of the strip line SL41 to which the PIN diode DA2 is connected is grounded. At the DA1 side end, the input impedance becomes infinite due to the 1/4 wavelength resonance of the stripline SL41. Therefore, the signal input from the transmission terminal TX passes through the PIN diode D1, and almost flows to the capacitor C42 side. Signal leakage from the transmission terminal TX to the reception terminal RX at this time is called isolation. On the other hand, when the bias current from the power supply terminal Vb1 is cut off, the PIN diodes DA1 and DA2 are turned off, and the resistances at both ends of the PIN diode become infinite. At this time, the transmission terminal TX side is insulated from the capacitor C42 side by the PIN diode DA1, but the reception terminal RX side is input from the capacitor C42 side because the capacitor C43 and the strip line SL41 are in a conductive state by turning off the PIN diode DA2. Most of the received signals flow to the receiving terminal RX.
一般に送信電力は受信電力に比べ非常に大きいため、アイソレーションは送信時の送信端子ＴＸ−受信端子ＲＸ間において重要であるが、受信時は余り重要視する必要はない。 In general, since transmission power is much larger than reception power, isolation is important between the transmission terminal TX and the reception terminal RX at the time of transmission, but it is not necessary to place much importance on reception.
上記の動作はアンテナ切り替え部でも同様であるので説明を省く。 Since the above operation is the same in the antenna switching unit, the description is omitted.
上記の様な従来のものには次の様な課題があった。 The conventional ones as described above have the following problems.
(1) ストリップライン共振器を使用した上記のアンテナスイッチは使用する周波数に対して、その波長の１／４の長さのストリップライン共振器を形成する必要があり、更にアンテナ切り替え付きアンテナスイッチではそのストリップライン共振器が２個必要になるため、小型のＳＭＤ化した前記アンテナスイッチを設計する場合、小型化を困難にしている。 (1) The above antenna switch using a stripline resonator needs to form a stripline resonator having a length that is ¼ of the wavelength for the frequency to be used. Since two stripline resonators are required, it is difficult to reduce the size when designing a small SMD antenna switch.
(2) 多層基板内に部品を内蔵させて上記アンテナスイッチを設計する場合、できるだけ構成する素子点数を減らす必要がある。何故ならば、基板内に素子を内蔵させて設計を進めて行く上でパターン領域を確保し易く、また各素子の定数にいくつかの条件付けして試作を繰り返して目標特性への追い込みを行う上で、変化させる素子が多いことは設計を迅速に進める上で負担となる。しかしながら、図３の回路は計算機によるアンテナスイッチの特性の最適化により算出されるが、決して構成素子数が少ないとは言えない。 (2) When designing the antenna switch by incorporating components in a multilayer board, it is necessary to reduce the number of constituent elements as much as possible. This is because it is easy to secure the pattern area when the design is advanced with the element built in the board, and the trial characteristics are repeated by making several conditions on the constants of each element and driving to the target characteristics. Thus, the large number of elements to be changed is a burden for advancing the design quickly. However, although the circuit of FIG. 3 is calculated by optimizing the characteristics of the antenna switch by a computer, it cannot be said that the number of constituent elements is small.
(3) ストリップライン共振器を使用した上記のアンテナスイッチを多層基板で設計する場合、ストリップライン共振器を基板内に収納させる必要があり、通常ＧＮＤ（グランド）電極で挟まれたトリプレート型のストリップライン共振器にするが、その共振器のＱ及びラインインピーダンスを確保するためにはＧＮＤ電極とストリップラインの間の距離をある程度大きく設定する必要がある。そのため、基板として厚くなりやすい。このことは基板をセラミックで設計した場合、焼成時に脱バインダー性を悪くし、製造時の元基板から部品としての基板形状に個別分割する際困難を伴う。 (3) When designing the above antenna switch using a stripline resonator with a multilayer substrate, the stripline resonator must be accommodated in the substrate, and is usually a triplate type sandwiched between GND (ground) electrodes. Although a stripline resonator is used, in order to ensure the Q and line impedance of the resonator, it is necessary to set the distance between the GND electrode and the stripline large to some extent. Therefore, it tends to be thick as a substrate. This means that when the substrate is designed with ceramic, the debinding property is deteriorated at the time of firing, and it is difficult to individually divide the original substrate at the time of manufacture into a substrate shape as a component.
本発明は、２系統のスイッチ回路に対称性を持たせて構成素子の種類を少なくし、小型、薄型、低挿入損失で、十分なアイソレーションを持たせることを目的とする。 It is an object of the present invention to provide two systems of switch circuits with symmetry so as to reduce the types of constituent elements, and to achieve sufficient isolation with a small size, a thin shape, low insertion loss.
図１、図２は本発明の原理説明図であり、図１のＡは回路構成の図、図１のＢは多層基板のパターン構成の例、図１のＣはスイッチ回路の構成例の等価回路、図２のＡはアンテナスイッチの断面図である。図中２０は多層基板、２２はＧＮＤ電極パターン、２１は外部接続電極、フィルタ段はローパスフィルタ（ＬＰＦ）段としてＸ−ＹはＬＰＦ段の中央を通過する線、Ｃ１０〜Ｃ１３はコンデンサ、Ｌ１０〜Ｌ１２はコイル、Ｄ１、Ｄ２はＰＩＮダイオード、ａは送信入力またはアンテナ２に接続する端子、ｃは受信側またはアンテナ１に接続する端子、ｅはコンデンサを介してＬＰＦ（ローパスフィルタ）段に接続する端子を示す。
1 and FIG. 2 are diagrams for explaining the principle of the present invention. FIG. 1A is a circuit configuration diagram, FIG. 1B is an example of a multilayer substrate pattern configuration, and FIG. 1C is an equivalent of a switch circuit configuration example. The circuit, A in FIG. 2, is a cross-sectional view of the antenna switch. In the figure, 20 is a multilayer substrate, 22 is a GND electrode pattern, 21 is an external connection electrode, the filter stage is a low-pass filter (LPF) stage, XY is a line passing through the center of the LPF stage, C10 to C13 are capacitors, L10 L12 is a coil, D1 and D2 are PIN diodes, a is a terminal connected to the transmission input or the antenna 2, c is a terminal connected to the receiving side or the
本発明は上記の目的を達成するため、次のように構成したものである。 In order to achieve the above object, the present invention is configured as follows.
(1) ：ＰＩＮダイオードＤ１、Ｄ２に流す電流をオン／オフして信号の切り替えを行う独立した２系統のスイッチ回路を有し、且つ、フィルタ（ＬＰＦ）段を付加したアンテナスイッチであって、前記２系統のスイッチ回路と前記フィルタ段の構成をアンテナの切り替えを行う第１のスイッチ回路の後段にフィルタ段を接続させ、その後段に前記第１のスイッチ回路と同一構成の送受信の切り替えを行う第２のスイッチ回路を接続させた構成であって、前記各接続部はコンデンサ（容量素子）により接続する。 (1): an antenna switch having two independent switch circuits for switching signals by turning on / off the current flowing through the PIN diodes D1 and D2, and having an additional filter (LPF) stage; The filter circuit is connected to the subsequent stage of the first switch circuit that performs antenna switching between the two switch circuits and the filter stage, and transmission / reception switching having the same configuration as that of the first switch circuit is performed at the subsequent stage. The second switch circuit is connected, and each connection portion is connected by a capacitor (capacitance element).
(2) ：前記（１）の表面実装部品化したアンテナスイッチにおいて、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路の多層基板の各層のパターニングは、前記フィルタ段に対して対称にする。 (2): In the antenna switch formed as a surface mount component according to (1), patterning of each layer of the multilayer substrate of the first switch circuit and the second switch circuit is made symmetrical with respect to the filter stage.
(3) ：前記（１）又は（２）の表面実装部品化したアンテナスイッチにおいて、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路は、制御電源端子Ｖｂに近い第１のＰＩＮダイオードＤ１と、それに続く第２のＰＩＮダイオードＤ２との間に接続したインダクタンス素子Ｌ１１を備え、前記制御電源端子Ｖｂの制御電源により前記ＰＩＮダイオードをオン／オフ制御して送受信の切り替えを行う構成とする。 (3): In the antenna switch formed as a surface mount component according to (1) or (2), the first switch circuit and the second switch circuit include a first PIN diode D1 close to the control power supply terminal Vb. An inductance element L11 connected between the second PIN diode D2 and the second PIN diode D2 is provided, and the PIN diode is turned on / off by the control power supply of the control power supply terminal Vb to switch between transmission and reception.
(4) ：前記（３）の表面実装部品化したアンテナスイッチにおいて、前記インダクタンス素子Ｌ１１に対し、インピーダンス補正用の容量素子Ｃ１３を並列接続する。 (4): In the antenna switch formed as a surface-mounted component in (3) above, an impedance correcting capacitive element C13 is connected in parallel to the inductance element L11.
（作用）
本構成は上記のように構成したので、次のような作用がある。
(Function)
Since this configuration is configured as described above, it has the following effects.
アンテナ切り替え付きアンテナスイッチではＬＰＦ段が付加されると図７に示すように、構成素子数を減らす方向で回路を最適化してもかなりな種類の素子の構成となる。 In the antenna switch with antenna switching, when an LPF stage is added, as shown in FIG. 7, even if the circuit is optimized in the direction of reducing the number of constituent elements, a considerable number of elements are configured.
それは、殆どの携帯電話のシステムでは送信周波数と受信周波数を異なる周波数に設定している。そのためそのシステム下で送受信切り換えとアンテナ切り換えを行うアンテナスイッチを設計する場合、送受信切り換え部は送信帯及び受信帯のそれぞれの周波数に送信端側及び受信端側の特性を最適化するようにした方が良好な特性が得られる。一方、アンテナ切り換え側は送受両周波数帯に対して良好な設計にする必要がある。 In most cellular phone systems, the transmission frequency and the reception frequency are set to different frequencies. Therefore, when designing an antenna switch that performs transmission / reception switching and antenna switching under the system, the transmission / reception switching unit should optimize the characteristics of the transmitting end side and the receiving end side to the respective frequencies of the transmission band and the reception band. Good characteristics can be obtained. On the other hand, the antenna switching side needs to be designed well for both transmission and reception frequency bands.
以上により送受信切り換え部の回路とアンテナ切り換え部の回路の構成素子の定数はそれぞれの特長がでるように設定されるべきだと考えていたため、図７に示すようなそれぞれ異なる定数の設定になりやすかった。 Based on the above, it was thought that the constants of the constituent elements of the transmission / reception switching unit circuit and the antenna switching unit circuit should be set so that their respective features can be obtained. Therefore, different constants as shown in FIG. 7 are likely to be set. It was.
そこで本発明では、構成素子の定数の種類を減らす構成について検討した。従来各スイッチ回路間のＰＩＮダイオードのバイアス電流をカットするために第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路の間の信号線路に直列にコンデンサを１個挿入し、更にＬＰＦ段を挿入していたが、ＬＰＦ段の両側にコンデンサを信号線に直列に挿入することにより各スイッチ回路のそれぞれ対応する構成素子の定数を全く同一にして設計できることを見出した。 Therefore, in the present invention, a configuration for reducing the types of constants of the constituent elements has been studied. Conventionally, in order to cut the bias current of the PIN diode between the switch circuits, one capacitor is inserted in series in the signal line between the first switch circuit and the second switch circuit, and an LPF stage is further inserted. However, it has been found that the constants of the corresponding constituent elements of each switch circuit can be designed to be exactly the same by inserting capacitors on both sides of the LPF stage in series with the signal line.
これにより、従来の設計に比べ構成素子数は１個増加するが、構成素子の定数の種類は約半分になる。 As a result, the number of constituent elements is increased by one compared to the conventional design, but the number of types of constituent elements is reduced to about half.
更に多層基板を使って上記の構成でアンテナ切り替え付きアンテナスイッチを設計した場合、各スイッチ回路の構成及び、定数値が全く同一になるため、多層基板内でその同一性を活かした設計が可能となる。即ち、図１のＢに示すようにＬＰＦ段を基板のほぼ中央付近( 多少基板の一方の端部に偏らせるが) に設定し、ＬＰＦ段の中央を通過するＸ−Ｙの線について対称関係に各スイッチ回路の構成素子のパターニングすることが可能となる。 Furthermore, when designing an antenna switch with antenna switching with the above configuration using a multilayer substrate, the configuration and constant values of each switch circuit are exactly the same, so it is possible to design utilizing the sameness within the multilayer substrate Become. That is, as shown in FIG. 1B, the LPF stage is set near the center of the substrate (although slightly biased to one end of the substrate), and the XY line passing through the center of the LPF stage is symmetrical. In addition, it is possible to pattern the constituent elements of each switch circuit.
これにより、目標特性の追い込みに関して各素子の条件設定が容易になると共に、パターン設計上の問題についても比較的解決し易くなる。即ち、問題のありそうな箇所にたいして従来は個々に対策をとっていたが、本発明では対称性を利用して同時にもう一箇所を対策することができるため、問題箇所の発見も行い易い構成になる。 As a result, it becomes easy to set the conditions of each element with respect to the target characteristic, and it is also relatively easy to solve the pattern design problem. That is, conventionally, countermeasures have been taken individually for places where problems are likely to occur.However, in the present invention, another place can be taken simultaneously by using symmetry, so that it is easy to find the problematic places. Become.
更に、各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄの入力インピーダンスについても送信端子ａとアンテナ２の接続端子ｂ、及び受信端子ｃとアンテナ１の接続端子ｄ同士はそれぞれ同一の入力インピーダンスになるため、各端子の入力インピーダンスが異なっていた従来の構成に比べ、特性評価自体もし易くなっている。
Further, as for the input impedance of each terminal a, b, c, d, since the transmission terminal a and the connection terminal b of the antenna 2 and the reception terminal c and the connection terminal d of the
一方、スイッチ回路については色々あるが図１のＣに示す回路が適当と考える。ここでそれについて説明する。先ず、コイルは通常周波数に対して直線的にインピーダンスを増大させる。（Ｚ＝ωＬ Ｚ：インピーダンス、ω：角周波数、Ｌ：コイルの持つインダクタンス）しかし、高周波帯ではコイル自身がもつ浮遊容量により周波数に対して非直線的にインピーダンスが増大し、自己共振に行き着く。そのため高周波帯ではコイルのもつ浮遊容量は無視できない。そのため本発明ではＰＩＮダイオードのＤ１とＤ２の間に挿入するコイルＬ１１に対して予め浮遊容量分を含めるためにコンデンサＣ１３を並列に付加して回路計算を行った。 On the other hand, although there are various switch circuits, the circuit shown in FIG. This will be described here. First, the coil increases its impedance linearly with respect to the normal frequency. (Z = ωL Z: impedance, ω: angular frequency, L: inductance of the coil) However, in the high frequency band, the impedance increases nonlinearly with respect to the frequency due to the stray capacitance of the coil itself, resulting in self-resonance. Therefore, the stray capacitance of the coil cannot be ignored in the high frequency band. For this reason, in the present invention, the circuit calculation is performed by adding a capacitor C13 in parallel with the coil L11 inserted between the D1 and D2 of the PIN diode in order to include the stray capacitance in advance.
回路計算を行うに当たりＰＩＮダイオードの周波数特性は予めＳパラメータとして実測し、その結果を図１のＣの等価回路の伝送方程式に代入し、最適なコンデンサ及びコイルの定数を求めた結果、図１のＣの等価回路で対象となる信号の通過帯（ａ−ｅ、ｅ−ｃ端子間) で挿入損失を最小化し、ＰＩＮダイオードのＯＮ時のａ−ｃ間のアイソレーションを２０ｄＢ以上確保できる定数の組み合わせがあることがわかった。 In performing the circuit calculation, the frequency characteristic of the PIN diode is measured in advance as an S parameter, and the result is substituted into the transmission equation of the equivalent circuit of C in FIG. 1, and the optimum capacitor and coil constants are obtained. A constant that can minimize the insertion loss in the signal passband (between ae and ec terminals) in the equivalent circuit of C, and ensure isolation between a and c when the PIN diode is ON is 20 dB or more. I found that there was a combination.
この時のコンデンサＣ１３の容量値はコイルＬ１１の浮遊容量よりはある程度大きな値となり、コイルＬ１１とコンデンサＣ１３の並列共振周波数は送信及び受信周波数付近の周波数にはならない。従って、ストリップライン共振器を使用した場合のような共振現象によってアイソレーションを発現しているのではないと考えられる。 At this time, the capacitance value of the capacitor C13 is somewhat larger than the stray capacitance of the coil L11, and the parallel resonance frequency of the coil L11 and the capacitor C13 does not become a frequency near the transmission and reception frequencies. Therefore, it is considered that the isolation is not expressed by a resonance phenomenon as in the case of using a stripline resonator.
一方、ストリップライン共振器を使用せずにコンデンサとコイルの構成でアンテナスイッチを構成できるため、複数の誘電体シート上に受動素子をパターン形成し、それらを積層整形した多層基板に図１のＣの等価回路を使ってアンテナスイッチを構成すればアンテナスイッチを小型化する上で好適である。 On the other hand, since an antenna switch can be configured with a capacitor and a coil without using a stripline resonator, a passive element is patterned on a plurality of dielectric sheets, and a multilayer substrate obtained by laminating them is formed as shown in FIG. If the antenna switch is configured using the equivalent circuit, it is preferable to reduce the size of the antenna switch.
図２のＡに多層基板でアンテナスイッチを構成したときの概略の断面図を示してある。この図にあるように多層基板２０は、積層方向で下側の層にＧＮＤ電極パターン２２がその層の表面の略全面に形成され、その上側の層に接地コンデンサの対向電極が形成され、それらにより接地コンデンサ部を形成するようにする。これによりアンテナスイッチを搭載するマザーボードからの電気的影響を受けにくい構成となる。
FIG. 2A shows a schematic cross-sectional view when an antenna switch is configured with a multilayer substrate. As shown in this figure, the
更に、前記接地コンデンサ部の上側に殆どパターンが施されていないスペーサー部を設定し、そのスペーサー部の上側に前記接地コンデンサ以外のコンデンサ及びコイルを混在させてパターニングを行うコンデンサ及びコイル形成部を設定する。これにより、パターニングされたコンデンサ及びコイルはＧＮＤに対する浮遊容量を低下させることができる。特に、コイルは積層方向で電極パターンが近くに存在するとＱが劣化する傾向があり、それにより挿入損失の悪化や、アイソレーションの低下が起きるため、ＧＮＤから距離を置くと共に、基板表面の部品搭載用電極からもはずれた位置にパターニングしたほうが更に良好である。 Furthermore, a spacer part with almost no pattern is set on the upper side of the grounding capacitor part, and a capacitor and a coil forming part for patterning by mixing capacitors and coils other than the grounding capacitor are set on the upper side of the spacer part. To do. Thereby, the patterned capacitor | condenser and coil can reduce the stray capacitance with respect to GND. In particular, the coil tends to deteriorate if the electrode pattern is close to the coil in the stacking direction. This causes deterioration of insertion loss and reduction of isolation. It is even better to perform patterning at a position deviated from the electrode for use.
このような上記構成にすることにより、ストリップラインを基板に内蔵した設計に比べ基板内のスペースの利用度があがり、かつスペーサー部の厚みは、ＧＮＤ電極でストリップラインを挟むトリプレート型のストリップライン共振器で設定されるときのＧＮＤ電極とストリップラインの間の距離程度のスペーサー部の厚みからアンテナスイッチの特性によっては設定できる。そのため、トリプレート型のストリップライン共振器を使ったアンテナスイッチの基板の厚みに比べれば、上記構成の基板の厚みは約半分に近い厚みでの設計が可能となる。 With such a configuration, the space utilization in the substrate is increased as compared with the design in which the strip line is built in the substrate, and the thickness of the spacer portion is a triplate type strip line in which the strip line is sandwiched between the GND electrodes. It can be set depending on the characteristics of the antenna switch from the thickness of the spacer portion, which is about the distance between the GND electrode and the strip line when set by the resonator. Therefore, compared to the thickness of the substrate of the antenna switch using the triplate type stripline resonator, the thickness of the substrate having the above configuration can be designed to be approximately half the thickness.
従って、上記多層基板の構成によって小型化が可能で、基板厚みを従来の設計よりも薄く設計でき、しかも低挿入損失でかつ十分なアイソレーションを有するアンテナスイッチが可能となる。 Therefore, it is possible to reduce the size by the configuration of the multilayer substrate, and it is possible to design an antenna switch having a substrate thickness thinner than that of the conventional design and having a low insertion loss and sufficient isolation.
以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。 As described above, the present invention has the following effects.
(1) 多層基板内の構成素子の種類が従来の約半分になるため、目標特性の追い込みにおいて素子定数の条件の組み合わせを少なくできるので開発を迅速に進めることが可能となる。 (1) Since the number of component elements in the multilayer substrate is about half that of the conventional one, the number of combinations of element constant conditions can be reduced in pursuing the target characteristics, so that development can be promoted quickly.
(2) 多層基板内の構成素子のパターニングが対称性を活かした設定となるためパターニング上の問題点の発見及び対策が行い易くなる。 (2) Since the patterning of the constituent elements in the multilayer substrate is set taking advantage of symmetry, it becomes easy to find and take measures against patterning problems.
(3) 各端子の入力インピーダンスについても従来は各端子の入力インピーダンスは異なっていたが、回路の対称性により、各端子の内２つの端子は同一入力インピーダンスになるため、特性評価も行い易くなる。 (3) Regarding the input impedance of each terminal, the input impedance of each terminal was different in the past, but due to the symmetry of the circuit, two of the terminals have the same input impedance, making it easier to evaluate the characteristics. .
(4) ストリップラインを使用しない分アンテナスイッチを小型に設計できる。 (4) The antenna switch can be designed in a small size without using stripline.
(5) セラミックの多層基板を使った場合、基板厚みを薄く設計できるため焼成時の脱バインダー性を良好にし、製造時に元基板からの部品としての基板形状に個別分割を容易に行うことができる。 (5) When a ceramic multilayer substrate is used, the substrate thickness can be designed to be thin, so that the binder removal property during firing is good, and individual division can be easily performed into the substrate shape as a component from the original substrate during manufacturing. .
(6) 多層基板を使い、基板厚みを薄くした形状の下でも低挿入損失で、十分なアイソレーションをもつアンテナスイッチが得られる。 (6) An antenna switch with sufficient isolation can be obtained with a low insertion loss even when a multilayer board is used and the board thickness is reduced.
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図３〜図６は本発明の実施例を示したものであり、図１、図２と同じものは同一符号で示してある。 3 to 6 show an embodiment of the present invention, and the same components as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals.
図３はアンテナスイッチの回路図である。図３において、Ｃ２０Ａ〜Ｃ２４Ａ及びＣ２０Ｂ〜Ｃ２４Ｂはコンデンサ、Ｌ２０Ａ〜Ｌ２２Ａ、及びＬ２０Ｂ〜Ｌ２２Ｂはコイル、Ｄ１Ａ、Ｄ２Ａ、Ｄ１Ｂ、Ｄ２ＢはＰＩＮダイオードである。コンデンサ及びコイルの符号において末尾のＡ、Ｂ以外が同一の符号の部品は同一定数に設定している。即ち、Ｃ２０Ａ＝Ｃ２０Ｂ及びＬ２０Ａ＝Ｌ２０Ｂ、・・・・を表す。また、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）段のＣ３１及びＣ３２はＣ３１＝Ｃ３２の関係になっている。 FIG. 3 is a circuit diagram of the antenna switch. In FIG. 3, C20A to C24A and C20B to C24B are capacitors, L20A to L22A, and L20B to L22B are coils, and D1A, D2A, D1B, and D2B are PIN diodes. Components having the same reference numerals other than A and B at the end of the capacitor and coil are set to the same constant. That is, C20A = C20B and L20A = L20B,. Further, C31 and C32 in the LPF (low-pass filter) stage have a relationship of C31 = C32.
本実施例の回路は約１ＧHz付近で使用するアンテナスイッチであり、コイルＬ２２Ａ、Ｌ２２Ｂが付加されているが、これはＡＮＴ（アンテナ）１−ＲＸ、及びＡＮＡＴ２−ＲＸ間の挿入損失を改善するために付加されたものであり、その定数は数ｎＨ程度であったので上記周波数帯ではそれ自身がもつ浮遊容量をある程度無視しても計算上大きな影響がなかったためコイルＬ２２Ａ、Ｌ２２Ｂはそのまま使用した。また、コンデンサＣ２４Ａ、Ｃ２４Ｂの容量値は、コイルＬ２２Ａ、Ｌ２２Ｂが有する浮遊容量を自己共振周波数の測定を予め行って算出しておき、その値の分だけ差し引いた容量値に設定した。 The circuit of this embodiment is an antenna switch used in the vicinity of about 1 GHz, and coils L22A and L22B are added to improve the insertion loss between ANT (antenna) 1-RX and ANAT2-RX. Since the constant was about several nH, the coil L22A and L22B were used as they were because there was no significant influence on calculation even if the stray capacitance of the frequency band was ignored to some extent in the frequency band. Further, the capacitance values of the capacitors C24A and C24B were calculated by previously measuring the stray capacitance of the coils L22A and L22B by measuring the self-resonance frequency, and set the capacitance value by subtracting that value.
図４はアンテナスイッチの分解斜視図（その１）、図５はアンテナスイッチの分解斜視図（その２）、図６のＡはダイオードのパッケージ、図６のＢはアンテナスイッチの完成品の図を示す。図６のＢにおいて１ＡはＴＸ端子( 送信端子) 、２Ａ、２Ｂ、５Ａ、５Ｂ、６Ａ、６ＢはＧＮＤ端子( 接地端子) 、３ＡはＶｂ１端子( 送受信切り替え用バイアス電流端子) 、３ＢはＶｂ２端子（アンテナ切り替え用バイアス電流端子）、１ＢはＡＮＴ２端子(アンテナ２に接続する端子) 、４ＢはＡＮＴ１端子（アンテナ１に接続する端子) 、４ＡはＲＸ端子( 受信端子) を示す。また、本実施例で使用したＰＩＮダイオードは図６のＡに示すパッケージのＳＭＤ部品を用いている。従って、搭載部品用の電極５０１ＡにはＰＩＮダイオードＤ１Ａのアノード、搭載部品用の電極５０２ＡにはＰＩＮダイオードＤ１Ａのカソードが接続され、搭載部品用の電極５０３ＡにはＰＩＮダイオードＤ２Ａのアノード、搭載部品用の電極５０４ＡにはＰＩＮダイオードＤ２Ａのカソードが接続される。一方、搭載部品用の電極５０１ＢにはＰＩＮダイオードＤ１Ｂのアノード、搭載部品用の電極５０２ＢにはＰＩＮダイオードＤ１Ｂのカソードが接続され、搭載部品用の電極５０３ＢにはＰＩＮダイオードＤ２Ｂのアノード、搭載部品用の電極５０４ＢにはＰＩＮダイオードＤ２Ｂのカソードが接続される。
4 is an exploded perspective view of the antenna switch (part 1), FIG. 5 is an exploded perspective view of the antenna switch (part 2), FIG. 6A is a diode package, and FIG. 6B is a completed antenna switch. Show. In FIG. 6B, 1A is a TX terminal (transmission terminal), 2A, 2B, 5A, 5B, 6A and 6B are GND terminals (grounding terminals), 3A is a Vb1 terminal (transmission / reception switching bias current terminal), and 3B is a Vb2 terminal. (Antenna switching bias current terminal) 1B denotes an ANT2 terminal (terminal connected to the antenna 2), 4B denotes an ANT1 terminal (terminal connected to the antenna 1), and 4A denotes an RX terminal (receiving terminal). In addition, the PIN diode used in this example uses the SMD component of the package shown in FIG. Accordingly, the anode of the PIN diode D1A is connected to the
図４の分解斜視図において、Ｘ−Ｙの線はその直交方向の基板の長さに対してほぼ中央を示す線である。各符号の末尾のＡ、Ｂの記載がある電極はＸ−Ｙの線に対して対称に配置された電極であることを示している。即ち、電極２２１Ａと電極２２１Ｂ、４２０Ａと４２０Ｂ、１１Ａと１１Ｂ、・・・はＸ−Ｙの線に対して対称に配置されている。従って、Ａの付いた導体パターン（送受信切り替え部）について説明すれば、そのまま符号をＢに付け替えればＢの付いた導体パターン（アンテナ切り替え部) について説明したことになるので、Ａの付いた導体パターン（送受信切り替え部) について詳細に説明を行い、Ｂの付いた導体パターン（アンテナ切り替え部) については省略する。
In the exploded perspective view of FIG. 4, the line XY is a line that substantially indicates the center with respect to the length of the substrate in the orthogonal direction. The electrode having the description of A and B at the end of each symbol indicates that the electrode is arranged symmetrically with respect to the XY line. That is, the
図４、図５の図中において、２０−１〜２０−８は多層基板２０の第１層目〜第８層目( 誘電体層) を示す。先ず、電極２１１Ａ及び電極２１２Ａは第２層２０−２を介して対向してコンデンサＣ２１Ａを形成し、電極２１１はスルーホール電極１１Ａにより搭載部品用の電極５０１Ａに接続しＰＩＮダイオードＤ１Ａのアノード側に接続する。一方、電極２１２Ａは電極２１０Ａにより多層基板端部に引き出され外部接続電極１Ａに接続する。また電極２１１Ａから延びた電極４０１Ａはスルーホール電極１５Ａにより電極４０２Ａに接続し、更にスルーホール電極２２Ａにより電極４０３Ａに接続してコイルＬ２０Ａを形成している。このコイルＬ２０Ａは電極４００Ａにより多層基板端部に引き出され外部接続電極３Ａに接続される。
4 and 5, reference numerals 20-1 to 20-8 denote the first to eighth layers (dielectric layers) of the
ＰＩＮダイオードＤ１Ａのカソードに接続するコンデンサＣ２２Ａは電極２２１Ａ及び電極２２２Ａが第２層２０−２を介して対向して形成されるが、搭載部品用の電極５０２Ａからスルーホール電極１２Ａを介して電極２２１Ａに接続している。更に、スルーホール電極１２Ａは第３層２０−３に到達し、電極４１２Ａに接続し、電極４１２Ａに接続したスルーホール電極２０Ａにより第４層２０−４上の電極４１３Ａにいたる。この電極４１３Ａはスルーホール電極２１ＡによりコンデンサＣ２４Ａの一方の電極２４２Ａに接続する。また、前記した電極４１２Ａは第３層２０−３上で接続しているスルーホール電極１６Ａにより第２層２０−２上の電極４１１Ａに接続して電極４１１Ａ、１６Ａ、４１２ＡによりコイルＬ２１Ａを構成している。このコイルＬ２１Ａの電極４１ＡはコンデンサＣ２４Ａの他方の電極２４１Ａに電極２３１Ａを経由して接続している。コンデンサＣ２４Ａは電極２４２Ａと電極２４１Ａが第２層２０−２を介して対向して形成しており、この構成によりＬ２１ＡとＣ２４Ａは並列関係で接続されたことになる。
The capacitor C22A connected to the cathode of the PIN diode D1A is formed such that the
また、４１１Ａに接続した電極２３１Ａは第２層２０−２を介して対向する電極２３２ＡとによりコンデンサＣ２３Ａを形成している。更に電極２３１Ａはスルーホール電極１３Ａにより基板表面の部品搭載用電極５０３Ａ（部品の陰で図中では見えない) に接続し、部品搭載用電極５０３ＡはＰＩＮダイオードＤ２ＡＰＩＮダイオードＤ２Ａのアノードに接続している。コンデンサＣ２３Ａの一方の電極２３２Ａは電極４２２Ａに接続し、電極４２２Ａはスルーホール電極１７Ａにより第２層２０−２上の電極４２１Ａに接続することによりコイルＬ２２Ａを形成している。このコイルＬ２２Ａは電極４２０Ａにより多層基板端部に引き出され外部接続電極４Ａに接続する。また、ＰＩＮダイオードＤ２Ａのカソード側は、部品搭載用電極５０４Ａに接続され、スルーホール電極１４Ａを介して第２層２０−２上の電極３００Ａに接続されこれにより多層基板端部に引き出され外部接続電極６ＡのＧＮＤ端子に接続する。
Further, the
第４層２０−４及び第５層２０−５、第６層２０−６の誘電層はスペーサー部として使用される。第７層の電極２０１Ａは接地コンデンサＣ２０ＡのＧＮＤ（グランド）ではない側の電極であり第７層２０−７を介して対向するＧＮＤ（グランド）電極２２より接地コンデンサＣ２０Ａを形成する。接地コンデンサＣ２０Ａの電極２０１Ａは電極２００Ａにより多層基板端部に引き出され外部接続電極３Ａに接続される。
The dielectric layers of the fourth layer 20-4, the fifth layer 20-5, and the sixth layer 20-6 are used as a spacer portion. The
第８層２０−８は誘電体表面の略全面にＧＮＤ電極を形成している。このＧＮＤ電極２２電極２２−１Ａ、２２−２Ａ、２２−３Ａにより多層基板端部に引き出されそれぞれ外部接続電極２Ａ、６Ａ、５ＡのＧＮＤ端子に接続する。
The eighth layer 20-8 has a GND electrode formed on substantially the entire surface of the dielectric. These
以上がＡの付いた導体パターン( 送受信切り替え部) についての説明である。 This completes the description of the conductor pattern with A (transmission / reception switching unit).
次にＬＰＦ段について説明する。ＬＰＦ段は送受信切り換え部のコンデンサＣＣ２２Ａの一方の電極２２２Ａが入出力部となる。第３層２０−３上の電極２２２Ａは電極３１２に接続し、電極３１２は第２層２０−２を介して対向する第２層２０−２上の電極３１１とコンデンサＣ３１を形成する。コンデンサＣ３１は電極３１１側が電極３００Ａに接続して多層基板端部に導出され外部接続電極６ＡのＧＮＤ端子に接続する。
Next, the LPF stage will be described. In the LPF stage, one
また、第３層２０−３上の電極３１２は電極６０２に接続し、この電極６０２はスルーホール電極１８に接続して第２層２０−２上の電極６０１に接続する。これらの電極６０２、１８、６０１によりコイルＬ３０が構成される。またこのコイルＬ３０の両端は第３層２０−３上の電極６０２で電極３０２に、また第２層２０−２上の電極６０１で電極３０１にそれぞれ接続し、前記電極３０２と３０１は第２層２０−２を介して対向してコンデンサＣ３０を形成する。これによりコンデンサＣ３０とコイルＬ３０は並列接続される形態をとっている。
The
更に第２層上の電極６０１はスルーホール電極１９によって第３層２０−３上の電極３２２に接続する。この電極３２２は第２層２０−２を介して対向する第２層２０−２上の電極３２１とコンデンサＣ３２を構成する。このコンデンサＣ３２は第２層２０−２上の一方の電極３２１が電極３００Ｂにより多層基板端部に導出され、外部接続電極６ＢのＧＮＤ電極に接続する。そして、前記電極３２２はアンテナ切り換え回路側入出力部となるコンデンサＣ２２Ｂの一方の電極２２２Ｂに接続する。以上がＬＰＦ段のパターン構成である。
Furthermore, the
本実施例においては第２層、第３層、及び第４層の表面がコンデンサ及びコイルの形成部、第４の誘電層及び第５、第６層がスペーサー部、第７層と第８層の表面が接地コンデンサ部となっている。コンデンサ及びコイルの形成部において特にコイルのパターニングについては基板表面の搭載部用電極（５０１Ａ、５０２Ａ、５０３Ａ、５０４Ａ、５０１Ｂ、５０２Ｂ、５０３Ｂ、５０４Ｂ）に重なる部分をできるだけ避けてパターニングしたほうがコイルのＱを劣化させないですむ。また、基板内に形成される複数のコイル同士は近づき過ぎると迷結合を起こしやすいため、できるだけ離すか、コイルとコイルの間に積極的にコンデンサを形成させて迷結合を起こりづらくさせてやる必要がある。特に、コイルとコイルの間にコンデンサを形成する方法はコイル同士のシールディング効果をつくり、且つ狭い領域を有効活用する上で非常に有効な方法である。 In this embodiment, the surfaces of the second layer, the third layer, and the fourth layer are the capacitor and coil forming portions, the fourth dielectric layer and the fifth and sixth layers are the spacer portions, and the seventh and eighth layers. The surface is a grounding capacitor. Regarding the patterning of the coil, particularly in the capacitor and coil forming part, it is better to pattern the coil by avoiding the part overlapping the mounting part electrodes (501A, 502A, 503A, 504A, 501B, 502B, 503B, 504B) on the substrate surface as much as possible. Does not deteriorate. Also, if multiple coils formed in the substrate are too close to each other, stray coupling is likely to occur. Therefore, it is necessary to separate them as much as possible or to form a capacitor between the coils to make stray coupling difficult to occur. There is. In particular, the method of forming a capacitor between coils is a very effective method for producing a shielding effect between coils and effectively utilizing a narrow area.
スペーサー部は厚くする程、接地しないコンデンサやコイルにとっては特性的に良好であるが、例えば、本構成をセラミックで行った場合、焼成時の脱バインダー性、及び製造時に部品としての基板形状にするために元基板から個別分割する方法が問題になる。従って、目安として全体の基板厚みが約１．５ｍｍ程度以下の厚み（セラミックの場合は焼成後の基板厚み) になるようにスペーサー部の厚みを調整する。 The thicker the spacer, the better the characteristics for capacitors and coils that are not grounded.For example, when this structure is made of ceramic, it has a debinding property during firing and a substrate shape as a component during manufacturing. Therefore, a method of dividing the original substrate separately is a problem. Therefore, as a guideline, the thickness of the spacer portion is adjusted so that the entire substrate thickness is about 1.5 mm or less (in the case of ceramic, the substrate thickness after firing).
また、フィルタ段の回路についても、フィルタ段の入出力部において、対称構成の回路にした方が良い。 In addition, the circuit of the filter stage is preferably a symmetrical circuit in the input / output section of the filter stage.
２０ 多層基板
２１ 外部接続用電極
２２ ＧＮＤ電極
ＡＮＴ１ アンテナ１に接続する端子
ＡＮＴ２ アンテナ２に接続する端子
ＴＸ 送信端子
ＲＸ 受信端子
20
Claims (4)
前記２系統のスイッチ回路と前記フィルタ段の構成をアンテナの切り替えを行う第１のスイッチ回路の後段にフィルタ段を接続させ、その後段に前記第１のスイッチ回路と同一構成の送受信の切り替えを行う第２のスイッチ回路を接続させた構成であって、
前記各接続部は容量素子により接続する構成としたことを特徴とする表面実装部品化したアンテナスイッチ。 An antenna switch having two independent switch circuits for switching signals by turning on / off a current flowing through a PIN diode, and having a filter stage added thereto,
The filter circuit is connected to the subsequent stage of the first switch circuit that performs antenna switching between the two switch circuits and the filter stage, and transmission / reception switching having the same configuration as that of the first switch circuit is performed at the subsequent stage. The second switch circuit is connected,
The antenna switch as a surface mount component, wherein each connection portion is connected by a capacitive element.
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