JP4040475B2 - Micromechanical filter and portable information terminal - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波帯域で動作可能なマイクロメカニカルフィルタ及びこのマイクロメカニカルフィルタを用いた携帯型情報端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信技術はめざましい発展を遂げ、情報の高速伝送を目的とした開発が進められている。ＰＨＳシステムや第３世代携帯通信、無線ＬＡＮ等の導入により、無線通信技術で用いられる周波数領域は２ＧＨｚ前後のマイクロ波帯域が利用され、加入者数、端末数等も飛躍的に増大している。搬送波の周波数は更に高周波化が進められ、無線ＬＡＮシステムの５ＧＨｚ帯での商用化も開始された。
【０００３】
この様なマイクロ波帯域の無線通信技術を利用した高周波通信機器においては小型化、軽量化が要求されている。特に、高周波通信機器を携帯型情報端末に利用する場合は、マイクロ波帯域の高周波（ＲＦ）信号を処理するＲＦフロントエンド部が、空洞共振器やＬＣ回路の通過帯域特性を用いてフィルタリングしていたため、装置の小型化、薄型化に限界があった。特にＬＣ回路に用いるコイル（インダクタ）の小型化は困難である。更に、コイル（インダクタ）には抵抗損失があるため、俊敏なフィルタ特性を得ることが出来ない欠点がある。
【０００４】
一方、近年、半導体微細加工技術を用いて微細な機械構造を電子回路と一体化して作製するマイクロ・エレクトロ・メカニカル・システム（ＭＥＭＳ）技術が脚光を浴びている。ＭＥＭＳ技術の応用は多岐にわたるが、その１つに微小なメカニカルフィルタ（以下では「マイクロメカニカルフィルタ」という。）がある。この様なマイクロメカニカルフィルタは小型で集積化が可能であることから通信分野への応用が期待されている。
【０００５】
この様なＭＥＭＳ技術を用いたマイクロメカニカルフィルタの一例として図１１に示すような多結晶シリコンを用いたマイクロメカニカルフィルタが報告されている（例えば、非特許文献１参照。）。図１１では、Ｓｉ₃Ｎ₄層とＳｉＯ₂層よりなる絶縁層が形成されたＳｉ基板（図示せず）に、不純物を添加した多結晶シリコン（以下において、「ドープド・ポリシリコン」という。）からなる固定電極１０１ａと１０１ｂを両側の支点とし、ドープド・ポリシリコンからなる共振子１０２ａと１０２ｂが両持ち梁状に形成されている。又、両持ち梁共振子１０２ａの下には微小な距離ｄを隔てて入力用電極１０４ａが、両持ち梁共振子１０２ｂの下には出力用電極１０４ｂが形成されている。更に両持ち梁共振子１０２ａと１０２ｂとの間は結合子１０３により機械的に結合されている。図１１に示すマイクロメカニカルフィルタにおいては、導電性の両持ち梁共振子１０２ａと１０２ｂを固定電極１０１ｂを介して電圧Ｖ_pでバイアスし、入力用電極１０４ａに交流信号ｖ₁を入力すると、両持ち梁共振子１０２ａとの間にｚ方向の静電気力が生じる。交流信号ｖ₁の周波数が両持ち梁共振子１０２ａの共振周波数に一致すると両持ち梁共振子１０２ａは大きくｚ方向にたわみ振動し、その振動は結合子１０３を介して両持ち梁共振子１０２ｂに伝えられる。両持ち梁共振子１０２ｂが両持ち梁共振子１０２ａと同一構造であれば、その共振周波数も同一であるため、結合子１０３により伝えられた振動により両持ち梁共振子１０２ｂも共振する。その結果、両持ち梁共振子１０２ｂと出力用電極１０４ｂ間の静電容量が変化し、交流電流ｉ２が流れることになる。結果として、入力交流電圧ｖ₁の周波数が両持ち梁共振子１０２ａ、１０２ｂの共振周波数に近いときにのみ出力交流電流ｉ２が得られることになる。したがってこの素子を共振子の共振周波数ｆ₀を中心周波数とするバンドパスフィルタとみなすことが出来る。このフィルタの帯域は主に両持ち梁共振子１０２ａ、１０２ｂの寸法によって決り、良好なフィルタ特性を得るためには入力端を適切な値の抵抗Ｒ₁、出力端を適切な値のＲ₂によって終端する必要がある。
【０００６】
【非特許文献１】
クラークＴ．Ｃ．グェン（Clark T.C. Nguyen）:米国電子電気学会(IEEE)トランザクション・オン・マイクロウェーブ・セオリー・アンド・テクニックス( Transactions on Microwave Theory and Techniques)，第４７巻、第８号，１９９９年８月，ｐ．１４８６
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１１に示したような従来のマイクロメカニカルフィルタは以下に述べるような大きな問題を有している。マイクロメカニカルフィルタを３００ＭＨｚ以上のマイクロ波帯域で使用するためには、共振子の共振周波数ｆ₀を高く、即ち、共振子の寸法を小さくする必要がある。両持ち梁共振子の長さをｌ、厚さをｈ、幅をｗとすると、両持ち梁共振子の共振周波数ｆ₀は以下の式（１）で与えられる。即ち、
ｆ₀ ∝ ｈ／ｌ² ・・・・・（１）
であるが、両持ち梁共振子がたわみ振動を行うためには、
ｈ ＜ ｌ ・・・・・（２）
ｗ ＜ ｌ ・・・・・（３）
である必要がある。
【０００８】
一方、図１１に示すマイクロメカニカルフィルタの入力側では、電圧→力の変換の静電変換トランスデューサー、出力側では、振動速度→電流の変換の静電変換トランスデューサーが構成されている。したがって、図１１に示す終端抵抗Ｒ₁とＲ₂の値は、両持ち梁共振子と入出力電極間に形成される静電変換トランスデューサーの電気機械変換効率η_eの二乗に反比例する。即ち、
Ｒ₁，Ｒ₂ ∝ １／η_e ² ・・・・・（４）
である。電極幅ｗ_eの静電変換トランスデュサーの静電容量を
Ｃ₀ ≒ ｗ・ｗ_e／ｄ ・・・・・（５）
として、静電変換トランスデューサーの電気機械変換効率η_eは、
η_e ＝ Ｖ_p・Ｃ₀／ｄ ・・・・・（６）
で与えられる。以上のことから共振周波数ｆ₀を上げるために共振子の長さｌを小さくすると、それに応じて共振子の幅ｗを小さくせねばならず、又、電極の幅ｗ_eはｌより小さいので、静電容量Ｃ₀が小さくなることがわかる。結果として、電気機械変換効率η_eが小さくなり、η_eの二乗に反比例する終端抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の値は非常に大きくなることがわかる。しかしながらマイクロメカニカルフィルタに接続する素子とのインピーダンス整合の条件から許される終端抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の値は典型的には５０Ω〜２ｋΩ程度であり、このことがマイクロメカニカルフィルタの高周波化を阻んでおり、従来報告されているマイクロメカニカルフィルタの通過周波数は高々１００ＭＨｚ〜２００ＭＨｚであり、３００ＭＨｚ以上のマイクロ波帯域での動作は困難である。
【０００９】
本発明は、上記した従来技術の欠点を除くためになされたものであって、その目的とするところは、小型で、マイクロ波帯域での高周波特性に優れた、マイクロメカニカルフィルタ及び携帯型情報端末を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の特徴は、（イ）入力用共振子と、（ロ）この入力用共振子を高次の共振モードで振動させるように、入力用共振子に近接して配置された入力用駆動電極と、（ハ）入力用共振子に接続された結合子と、（ニ）この結合子に接続され、入力用共振子の振動により励振される出力用共振子と、（ホ）この出力用共振子の振動を静電容量の変化により検知するための検出用電極とを備え、入力用共振子の特定の高次のモードのみを利用して、特定の周波数のマイクロ波信号を通過させるマイクロメカニカルフィルタであることを要旨とする。周知のように「マイクロ波」とは、狭義には３００ＭＨｚ〜３０ＧＨｚの電磁波を意味するが、本発明は３００ＭＨｚ〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波、特に１ＧＨｚ〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波の領域で好適である。「入力用共振子の高次のモード」とは、図２（ａ）に示す入力用共振子の両端にのみノード（節）が存在する１次の共振モードよりも高次のモードの意である。即ち、図２（ｂ）及び（ｃ）に示すように、入力用共振子の内部に１以上の節が存在する振動モードが「入力用共振子の高次のモード」である。
【００１１】
高次の振動モード（高次のモード）を利用する方法では、例えば３次の共振モードを利用した場合、入力信号の１次と２次の共振モードの周波数付近の周波数成分も通過する問題を考慮する必要がある。このため、特定の高次のモードのみを利用して、他の振動モードを抑制するには、具体的には以下のようにすれば良い。即ち、
入力用駆動電極を、入力用共振子を特定の高次の共振モードのみで振動させるように、高次の共振モードの節点を基準として配置し、出力用共振子を入力用共振子と同一構造とし、入力用共振子及び入力用駆動電極と同一位置関係で出力用共振子に対して検出用電極を配置すれば、特定の高次のモードのみを励振出来る。即ち、静電気力の分布を共振モードの節点を基準として設計し、入力用駆動電極の寸法と位置及びバイアス電圧を制御することにより、利用する高次共振モードよりも低次の共振モードの発生を抑圧することが出来る。
【００１２】
或いは、出力用共振子を入力用共振子とは異なる構造とし、入力用共振子が振動する第１の高次の共振モードとは異なる次数の第２の高次の共振モードで振動し、且つ第１及び第２の高次の共振モードの共振周波数が一致するように検出用電極を配置しても、特定の高次のモードの周波数のみを通過させることが可能である。即ち、マイクロメカニカルフィルタを構成する出力用共振子と入力用共振子の形状を互いに異なるようにし、異なる次数の共振モードでの共振周波数を一致させることにより、素子全体としては両者の共振が一致する通過周波数でのみ信号を通過させることが出来る。
【００１３】
この様にして利用する共振周波数よりも低い共振の影響を無くすことが出来るので、マイクロメカニカルフィルタの寸法を小さくすることなく、３００ＭＨｚ〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波領域への高周波化が達成出来る。しかも、この様なマイクロ波領域において、静電容量の低下による電気機械変換効率η_eの低下や終端抵抗が大きくなるという問題も発生しない。
【００１４】
入力用共振子及び出力用共振子は、それぞれ両持ち梁構造のたわみ振動をしても良く、互いに半径の異なる円板形状で、それぞれ半径方向に拡がり振動をするようにしても良い。
【００１５】
本発明の第２の特徴は、（イ）アンテナと、（ロ）入力用共振子、出力用共振子及び入力用共振子と出力用共振子とを接続する結合子を有し、入力用共振子及び出力用共振子の特定の高次のモードのみを利用して、アンテナから供給されるマイクロ波信号を通過させるマイクロメカニカルフィルタと、（ハ）局部発振器と、（ニ）マイクロメカニカルフィルタを通過した信号と局部発振器の信号とを混合するミキサとを備える携帯型情報端末であることを要旨とする。ここで、「入力用共振子及び出力用共振子の高次のモード」とは、図２（ｂ）及び（ｃ）に示すように、入力用共振子及び出力用共振子の内部に１以上の節が存在する振動モードである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して、本発明の第１〜第３の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。
【００１７】
又、以下に示す第１〜第３の実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。この発明の技術的思想は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることが出来る。
【００１８】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは、図１に示すように、入力用共振子７１と、この入力用共振子７１を高次の共振モードで振動させるように、入力用共振子７１に近接して配置された入力用駆動電極（５１，５２，９１）と、入力用共振子７１に接続された結合子１０と、この結合子１０に接続され、入力用共振子７１の振動により励振される出力用共振子７２と、この出力用共振子７２の振動を静電容量の変化により検知するための検出用電極（５３，５４，９２）とを備え、入力用共振子７１の特定の高次のモードのみを利用して、特定の周波数のマイクロ波信号を通過させるマイクロメカニカルフィルタである。入力用共振子７１及び出力用共振子７２は、図１に示すように、両端をそれぞれ固定したドープド・ポリシリコンからなる両持ち梁構造をしている。
【００１９】
図１では図示を省略しているが、このマイクロメカニカルフィルタは、図４（ｄ）に示すように、Ｓｉ基板３１と、Ｓｉ基板３１の上部に配置された第１絶縁膜３２と、第１絶縁膜３２の上に配置された第２絶縁膜３３が配置された構造を基体としている。即ち、入力用共振子７１と出力用共振子７２のそれぞれの両端を固定し両持ち梁構造を実現する接続電極４１，４２が、図４（ｄ）に示す第１絶縁膜３２と第２絶縁膜３３とからなる複合膜上に配置されている。第１絶縁膜３２と第２絶縁膜３３とからなる複合膜により、この上に配置された接続電極４１，４２が、Ｓｉ基板３１と絶縁される。例えば、第１絶縁膜３２としてシリコン酸化膜（ＳｉＯ₂膜）、第２絶縁膜３３としてシリコン窒化膜（Ｓｉ₃Ｎ₄膜）を用いることが可能である。
【００２０】
接続電極４１，４２は、導電性材料であれば、種々の材料が採用可能である。入力用共振子７１及び出力用共振子７２と同様にドープド・ポリシリコンを採用するのが、製造工程が容易になるので好ましい。接続電極４１，４２の電気抵抗を下げ、電気機械変換効率η_eを向上するためには、金属が好ましく、製造工程を考慮すれば、タングステン（Ｗ）、チタン（Ｔｉ）、モリブデン（Ｍｏ）等の高融点金属が、接続電極４１，４２として好ましい。或いは、接続電極４１，４２として、高融点金属のシリサイド（ＷＳｉ_２，ＴｉＳｉ_２，ＭｏＳｉ_２）等が採用可能である。
【００２１】
図１に示すように、入力用共振子７１の上下には微小な距離ｄを隔てて、入力用駆動電極として、入力用下部電極５１，５２と入力用上部電極９１が形成されている。更に入力用共振子７１と対をなす出力用共振子７２に対しては、検出用電極として、出力用下部電極５３，５４と出力用上部電極９２が図１に示すのように形成されている。又、入力用共振子７１及び出力用共振子７２との間は、梁状の結合子１０により機械的に結合されている。
【００２２】
入力用下部電極５１，５２、入力用上部電極９１、出力用下部電極５３，５４及び出力用上部電極９２は、導電性材料であれば、種々の材料が採用可能であり、ドープド・ポリシリコン、高融点金属、高融点金属のシリサイド等が採用可能である。製造工程を考慮すると、入力用下部電極５１，５２及び出力用下部電極５３，５４は、接続電極４１，４２と同一材料であるのが便利である。
【００２３】
図１に示すマイクロメカニカルフィルタにおいては、導電性の入力用共振子７１と出力用共振子７２を接続電極４２を介して電圧Ｖ_pでバイアスし、入力用上部電極９１に交流信号ｖ₁を入力すると、入力用共振子７１との間にｚ方向の静電気力が生じる。交流信号ｖ₁の周波数が入力用共振子７１の共振周波数に一致すると入力用共振子７１は大きくｚ方向にたわみ振動し、その振動は結合子１０を介して出力用共振子７２に伝えられる。出力用共振子７２が入力用共振子７１と同一構造であるので、その共振周波数も同一であるため、結合子１０により伝えられた振動により出力用共振子７２も共振する。その結果、出力用共振子７２と出力用上部電極９２間の静電容量が変化し、交流電流ｉ₂が流れることになる。結果として、入力交流電圧ｖ₁の周波数が入力用共振子７１、出力用共振子７２の共振周波数に近いときにのみ出力交流電流ｉ₂が得られることになる。したがって入力用共振子７１と出力用共振子７２の共通の周波数ｆ₀を通過周波数とするバンドパスフィルタとみなすことが出来る。
【００２４】
第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは、図２（ｃ）及び図３に示した３次の振動モードの節の位置に、入力用下部電極５１，５２と入力用上部電極９１との境界部が存在するように、電極配置が設計されている。同様に、３次の振動モードの節の位置に、出力用下部電極５３，５４と出力用上部電極９２との境界部が存在するように、電極配置が設計されている。この様な電極配置にしておけば、後述の説明から明らかなように、１次と２次の共振を防止し、３次の共振のみを利用するマイクロメカニカルフィルタを実現出来、高周波化が達成される。
【００２５】
図２は１次から３次までの共振時の振動モードを示している。図２（ｂ）に示す２次の共振は図２（ａ）に示す１次共振の１．７倍、図２（ｃ）に示す３次共振は図２（ａ）に示す１次共振の２．３倍の周波数である。特に、第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは、３次共振のみを利用出来るように、入力用下部電極５１，５２と入力用上部電極９１との境界部、及び出力用下部電極５３，５４と出力用上部電極９２との境界部の位置が設計されており、入力信号の１次と２次の共振周波付近の周波数成分は通過しない。
【００２６】
図３は入力用共振子７１及び出力用共振子７２の３次の振動モードの振動を説明するための図である。図３では、括弧内に出力用共振子７２に対応する符号を付しているが、入力用共振子７１と出力用共振子７２とで動作は基本的に同じである。説明を簡単にするために入力用共振子７１（出力用共振子７２）は０電位とし、入力用下部電極５１，５２（出力用下部電極５３，５４）は直流電圧Ｖ_bバイアスされ、入力用上部電極９１（出力用上部電極９２）はＶ_aでバイアスされて入力電圧ｖ₁が印加されているものとする。又、入力用共振子７１（出力用共振子７２）と入力用上部電極９１（出力用上部電極９２）のギャップをｄ_a、入力用共振子７１（出力用共振子７２）と入力用下部電極５１，５２（出力用下部電極５３，５４）のギャップをｄ_bとする。このときの入力用共振子７１（出力用共振子７２）の長さ方向の座標をｘとし、ｘ方向に単位長さ当たりＱ（ｘ）eｘp（ｊωｔ）の分布力が加わっているとすると、入力用共振子７１及び出力用共振子７２のｚ方向の変位をξ（ｘ）として、ξ（ｘ）は振動論における周知の関係より、両持ち梁構造のたわみ振動の強制振動解として次式で与えられる。
【００２７】
【数１】
ξ（ｘ）＝ΣＡ_m・Ξ_m（ｘ）・eｘp（ｊωｔ）／（ω_m ²−ω²） ・・・・・（７）
ここでω_mとΞ_m（ｘ）はそれぞれｍ次（ｍ＝１，２，３，・・・・・）の共振における角振動数と規準固有関数である。Ｅを入力用共振子７１（出力用共振子７２）のヤング率、Ｉを入力用共振子７１（出力用共振子７２）の断面２次モーメント（＝ｗｈ³／１２）、ρを入力用共振子７１（出力用共振子７２）の密度、Ａを入力用共振子７１（出力用共振子７２）の断面積（＝ｗｈ）とすると、入力用共振子７１（出力用共振子７２）のｍ次の共振角振動数ω_mは、式（８）で与えられる：
ω_m＝(α_m／ｌ)²（ＥＩ／ρＡ）^1/2 ・・・・・（８）
式（８）における定数α_mは、以下の式（９）の解として与えられる：
cosα_m・coshα_m＝１ ・・・・・（９）
Ｘ＝ｘ／ｌとすると、入力用共振子７１（出力用共振子７２）のｍ次の規準固有関数Ξ_m(ｘ)は、以下の式（１０）で与えられる：
【数２】
Ξ_m(ｘ)＝｛(sinα_m−sinhα_m）(cosα_mＸ−coshα_mＸ）−(cosα_m−coshα_m）(sinα_mＸ−sinhα_mＸ)｝／(sinα_m−sinhα_m) ・・・・・（１０）
式（７）のＡ_mは、分布力Ｑ（ｘ）を規準固有関数Ξ_m（ｘ）でフーリエ展開表示した場合の係数で、次式（１１）で与えられる。
【００２８】
Ａ_m＝∫Ｑ（ｘ）Ξ_m（ｘ）ｄｘ／Ｍ ・・・・・（１１）
式（１１）で、Ｍは入力用共振子７１（出力用共振子７２）の質量である。電極５１，５２，９１（５３，５４，９２）の配置を図３のようにした場合、分布力Ｑ（ｘ）は入力用共振子７１（出力用共振子７２）の変位ξが小さければ、次式（１２ａ）及び（１２ｂ）で与えられる。
【００２９】
【数３】
Ｑ（ｘ）＝ε₀・ｗ・Ｖ_a／ｄ_a ²・ｖ₁ （ｘ₁＜ｘ＜１−ｘ₁） ・・・・・（１２ａ）
＝ε₀・ｗ・Ｖ_b／ｄ_b ²・ｖ₁（０＜ｘ＜ｘ₁，１−ｘ₁＜ｘ＜ｌ）・・・・・（１２ｂ）
ここでε₀は真空の誘電率である。
【００３０】
式（１０），（１２ａ）及び（１２ｂ）を式（１１）に代入し計算すると、フーリエ展開表示の係数Ａ_mは、
【数４】
Ａ_m＝(ε₀・ｗ・ｖ₁／ρＡ)［(Ｖ_a／ｄ_a ²)∫_IIΞ_m（ｘ）ｄｘ
−(Ｖ_b／ｄ_b ²)∫_{Ｉ +III}Ξ_m（ｘ）ｄｘ］ ・・・・・（１３）
となる。ここでＩは０＜ｘ＜ｘ₁，IIはｘ₁＜ｘ＜１−ｘ₁，IIIは１−ｘ₁＜ｘ＜ｌでの積分を示す。ｍ＝２のとき、規準固有関数Ξ_m（ｘ）はｘ＝１／２に関し反対称であるから、式（１３）のすべての積分は０となる。即ち、フーリエ展開表示の係数Ａ₂＝０である。
【００３１】
一方、ｍ＝１のとき、
【数５】
Ａ₁＝(ε₀・ｗ・ｖ₁／ρＡ)［(Ｖ_a／ｄ_a ²)∫_IIΞ₁（ｘ）ｄｘ
−(Ｖ_b／ｄ_b ²)∫_{Ｉ +III}Ξ₁（ｘ）ｄｘ］ ・・・・・（１４）
に、式（１０）を代入して、ｘ₁／ｌ＝０．３５６に選ぶと、
【数６】
Ａ₁＝(ε₀・ｗ・ｖ₁／ρＡ)［０．４００(Ｖ_a／ｄ_a ²)−０．４３１１(Ｖ_b／ｄ_b ²)］ ・・・・・（１５）
となる。ｘ₁／ｌ＝０．３５６は、図２（ｃ）に示す３次の振動モードにおいて変位ξ（ｘ）が０になる、いわゆる節の位置である。ｘ₁／ｌ＝０．３５６に選ぶことにより、効率よく３次共振を起こすことが出来る。
【００３２】
この様に、特に電極５１，５２，９１（５３，５４，９２）の配置を示す座標ｘ₁をｘ₁／ｌ＝０．３５６に選んだ場合でおけば、フーリエ展開表示の係数Ａ₁を０に出来る条件が存在する。例えば、入力用共振子７１（出力用共振子７２）と入力用下部電極５１，５２（出力用下部電極５３，５４）のギャップｄ_bと、入力用共振子７１（出力用共振子７２）と入力用上部電極９１（出力用上部電極９２）のギャップｄ_aを同じにしたときは、式（１５）から、Ｖ_a／Ｖ_b＝０．９２７のときにＡ₁が０になる。ｄ_a＝ｄ_b条件は、後述するマイクロメカニカルフィルタ製造工程が容易になるので、好都合である。
【００３３】
又、Ｖ_a＝Ｖ_b即ち、直流電源の数を減らすために入力用下部電極５１，５２（出力用下部電極５３，５４）と入力用上部電極９１（出力用上部電極９２）に対するバイアス電圧を同じにしたときにはｄ_a／ｄ_b＝１．０４のときにＡ₁が０になる。
【００３４】
以上のように、ある条件下で、フーリエ展開表示の係数Ａ₁とＡ₂を０に出来るということは、入力信号ｖ₁に１次共振の角振動数ω₁と２次共振の角振動数ω₂の成分が含まれていても共振が生じないことを意味している。したがって、図２（ｃ）及び図３に示した３次の振動モードの節の位置（ｘ₁／ｌ＝０．３５６）に、入力用下部電極５１，５２（出力用下部電極５３，５４）と入力用上部電極９１（出力用上部電極９２）との境界部が存在するように、電極配置を設計しておけば、バイアス電圧の調整により１次と２次の共振が生ぜず、３次の共振のみを利用するマイクロメカニカルフィルタを実現することが出来る。
【００３５】
実際上は、ギャップを一定にしたときのＶ_a／Ｖ_b≒１であり、又、バイアス電圧を一定にしたときのｄ_a／ｄ_b≒１であるから、バイアス電圧をＶ_p＝Ｖ_a＝Ｖ_b、ギャップをｄ＝ｄ_a＝ｄ_bとしても良い。図１の構造例はこの場合である。
【００３６】
本発明の第１の実施の形態によれば低次の共振が生じないため、高次振動を利用することが出来、マイクロメカニカルフィルタの寸法を、現在の微細加工技術の限界よりも、小さくすることなく高周波化が達成出来る。例えば、１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯域の、若しくは更に高周波のマイクロ波帯域における動作を実現出来る。更に、１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯域において、静電容量の低下による電気機械変換効率η_eの低下が生ぜず、終端抵抗Ｒ₁，Ｒ₂が大きくなるという問題を回避出来る。なお、第１の実施の形態は３次共振を用いるマイクロメカニカルフィルタの例であるが、同様の方法により他の高次共振を用いるマイクロメカニカルフィルタを実現することが可能である。例えば、５次の振動モードであれば、５次の振動モードの節の位置に３つの入力用下部電極（出力用下部電極）と２つの入力用上部電極（出力用上部電極）との境界部が存在するように設計すれば良い。
【００３７】
図１のＡ−Ａ’方向に沿った工程断面図である図４を用いて、第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタ製造方法を説明する。
【００３８】
（イ） まずＳｉ基板３１上に第１絶縁膜３２を形成し、更に、第１絶縁膜３２の上に、第２絶縁膜３３を形成する。例えば、第１絶縁膜３２としては、Ｓｉ基板３１を熱酸化した熱酸化膜（ＳｉＯ₂膜）、第２絶縁膜３３としてはＣＶＤ法で堆積した窒化膜（Ｓｉ₃Ｎ₄膜）を用いることが可能である。次にＣＶＤ法によりノンドープ（不純物を添加しない）の多結晶シリコン膜（ノンドープ・ポリシリコン膜）を堆積し、この多結晶シリコン膜にリン（³¹Ｐ⁺）等の不純物イオンをイオン注入し、更にアニールして、導電性のドープド・ポリシリコン膜を形成する。この後、フォトリソグラフィ工程と反応性イオンエッチング（ＲＩＥ）法を用いて、ドープド・ポリシリコン膜をパターニングし、図４（ａ）に示すように接続電極４１，４２、入力用下部電極５１，５２を形成する。したがって、図２（ｃ）及び図３に示した３次の振動モードの節の位置（ｘ₁／ｌ＝０．３５６）に、入力用下部電極５１，５２の内側に位置するそれぞれの端部が存在するようにパターニングされる。図４（ａ）は、図１のＡ−Ａ’方向に沿った工程断面図であるため、図示を省略しているが、第２絶縁膜３３上の他の部分には、同様に、出力用下部電極５３，５４が形成されることは勿論である。したがって、図２（ｃ）及び図３に示した３次の振動モードの節の位置（ｘ₁／ｌ＝０．３５６）に、出力用下部電極５３，５４の内側に位置するそれぞれの端部が存在するようにパターニングされる。なお、ドープド・ポリシリコン膜の代わりに、真空蒸着法、スパッタリング法、或いはＣＶＤ法等でＷ、Ｔｉ、Ｍｏ等の高融点金属を堆積し、この高融点金属をパターニングして、接続電極４１，４２、入力用下部電極５１，５２及び出力用下部電極５３，５４を形成しても良いことは勿論である。
【００３９】
（ロ） 次に、接続電極４１，４２、入力用下部電極５１，５２及び出力用下部電極５３，５４の上部に第１犠牲膜３４を堆積する。第１犠牲膜３４として、例えば、ＣＶＤ法によりシリコン酸化膜（ＳｉＯ₂膜）３４を形成すれば良い。そして、フォトリソグラフィ工程とＲＩＥ法を用いて、図４（ｂ）に示すようにパターニングし、接続電極４１，４２の一部露出させる。次にＣＶＤ法によりノンドープ・ポリシリコン膜を形成、次いで導電性を与えるために、³¹Ｐ⁺等の不純物イオンをイオン注入した後、図１の鳥瞰図及び図４（ｂ）の断面図に示すように、ＲＩＥによりパターニングして、入力用共振子７１及び出力用共振子７２と結合子１０を形成する。ノンドープ・ポリシリコン膜を形成後に不純物イオンをイオン注入して導電性にするのではなく、ＣＶＤ時にフォスフィン（ＰＨ₃）やアルシン（ＡｓＨ₃）等のドーパントガスを用いて、不純物元素を気相中からドープする方法で、ドープド・ポリシリコン膜を直接堆積しても良い。
【００４０】
（ハ） 次に、第２犠牲膜３５として、ＣＶＤ法によりＳｉＯ₂層を堆積する。次にＣＶＤ法によりドープド・ポリシリコン膜を形成、次いで導電性を与えるために不純物イオンをイオン注入した後、パターニングして、図４（ｃ）に示すように、入力用上部電極９１を形成する。即ち、３次の振動モードの節の位置（ｘ₁／ｌ＝０．３５６）に、入力用下部電極５１，５２と入力用上部電極９１との境界部が存在するように、電極配置をパターニングする。図４（ｃ）は、図１のＡ−Ａ’方向に沿った工程断面図であるため、図示を省略しているが、他の部分に位置する出力用共振子７２の上には、同様に出力用上部電極９２が形成されることは勿論である。したがって、３次の振動モードの節の位置（ｘ₁／ｌ＝０．３５６）に、出力用下部電極５３，５４と出力用上部電極９２との境界部が存在するように、電極配置をパターニングする。ノンドープ・ポリシリコン膜を形成後に不純物イオンをイオン注入して導電性にするのではなく、不純物元素を気相中からドープする方法で、ドープド・ポリシリコン膜を直接堆積しても良い。又、ドープド・ポリシリコン膜の代わりに、真空蒸着法、スパッタリング法、或いはＣＶＤ法等で、アルミニウム（Ａｌ）、銅（Ｃｕ）、若しくはＷ、Ｔｉ、Ｍｏ等の高融点金属等を用いても良いことは勿論である。
【００４１】
（ニ） 次に、フッ酸（ＨＦ）水溶液により第１犠牲膜３４及び第２犠牲膜３５としてのＳｉＯ₂膜を、図４（ｄ）に示すようにエッチング除去すれば、第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタが完成する。
【００４２】
以上のように、第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは極めて簡単な製造工程で製造可能である。
【００４３】
（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは、図５に示すように、入力用共振子７１と、この入力用共振子７１を高次の共振モードで振動させるように、入力用共振子７１に近接して配置された入力用駆動電極（５１，５２，９１）と、入力用共振子７１に接続された結合子１０と、この結合子１０に接続され、入力用共振子７１の振動により励振される出力用共振子７３と、この出力用共振子７３の振動を静電容量の変化により検知するための検出用電極（５５，９３）とを備え、入力用共振子７１の特定の高次のモードのみを利用して、特定の周波数のマイクロ波信号を通過させるマイクロメカニカルフィルタである。図１と重複する内容は説明を省略するが、第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタにおいては、入力用共振子７１と出力用共振子７３の構造及び寸法は互いに同一ではない。即ち、入力用共振子７１は最高次の３次共振モードを含む多モードの共振、出力用共振子７３は最高次の２次共振モードを含む多モードの共振をするものである。このため入力用共振子７１よりも出力用共振子７３の長さが短くなっており、入力用共振子７１の３次共振周波数ｆ₁₃と出力用共振子７３の２次共振周波数ｆ₂₂は目的とするマイクロメカニカルフィルタの通過周波数ｆ₀に一致するように設定されている。
【００４４】
第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタにおいては、図２に示す各々の共振における振動モードに対応して効率よく共振を起こせるように、入力用共振子７１に対し、入力用駆動電極として２つの入力用下部電極５１，５２と１つの入力用上部電極９１が配置されている。一方、出力用共振子７３に対しては、検出用電極として１つの出力用下部電極５５と１つの出力用上部電極９３が配置されている。第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタで説明したように、２次共振モードは１次共振モードの１．７倍、３次共振モードは１次共振モードの２．３倍の共振周波数であり、２次、３次の共振モードの共振周波数が整数倍に増大するものではない。このため、図６（ａ）に示す入力用共振子７１における１次共振モードの共振周波数ｆ₁₁，２次共振モードの共振周波数ｆ₁₂と、図６（ｂ）に示す出力用共振子７３における１次共振モードの共振周波数ｆ₂₁は一致することがない。
【００４５】
しかしながら、第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタでは、図６（ａ）に示す入力用共振子７１の３次モードの共振周波数ｆ₁₃と図６（ｂ）に示す出力用共振子７３の２次モードの共振周波数ｆ₂₂とが共振周波数が一致するように設計されている。入力信号ｖ₁に入力用共振子７１の１次と２次の共振周波数成分が含まれており、入力用共振子７１が多モードで共振したとしても、出力用共振子７３は入力用共振子７１の１次共振モードの共振周波数ｆ₁₁，２次共振モードの共振周波数ｆ₁₂とでは共振しないため、結局、素子全体としては両者の共振が一致する通過周波数ｆ₀＝ｆ₁₃＝ｆ₂₂でのみ信号が通過することになる。
【００４６】
第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタにおいては、第１の実施の形態と異なり、共振子と電極のギャップ長やバイアス電圧を設定し、静電気力の分布を制御することにより単一振動モードで励振するのではなく、多モードで振動する入力用共振子７１と出力用共振子７３の構造（形状）及び寸法を変えて、両者の低次共振周波数をずらすことにより目的以外の低次の共振の影響を無くしている。この様に多モードで振動する共振子を用いても、第１の実施の形態と単一振動モードで励振する振動子を用いたマイクロメカニカルフィルタと同様な、１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯域における動作を実現出来る。
【００４７】
第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタの製造方法の説明は、第１の実施の形態と重複するため省略する。
【００４８】
（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは、図７に示すように、両端をそれぞれ固定したドープド・ポリシリコンからなる円板状の入力用共振子７４及び出力用共振子７５と、入力用共振子７４と出力用共振子７５とを接続する結合子１０を備えている。入力用共振子７４と出力用共振子７５は図７（ａ）中、ｘ−ｙ平面内において広がり振動を行う。ここで、「広がり振動」とは、入力用共振子７４をなす円の半径ｒ１及び出力用共振子７５をなす円の半径ｒ２が変化するような２次元の伸縮振動である。
【００４９】
第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは、図７（ｂ）に示すように、Ｓｉ基板３１と、Ｓｉ基板３１の上部に配置された第１絶縁膜３２と、第１絶縁膜３２の上に配置された第２絶縁膜３３が配置された構造を基体としている。即ち、入力用共振子７４と出力用共振子７５のそれぞれの中央部を固定し円板状構造を実現する接続電極４５が、図８（ｄ）に示す第１絶縁膜３２と第２絶縁膜３３とからなる複合膜上に配置されている。第１絶縁膜３２と第２絶縁膜３３とからなる複合膜により、この上に配置された接続電極４５が、Ｓｉ基板３１と絶縁される。例えば、第１絶縁膜３２としてシリコン酸化膜（ＳｉＯ₂膜）、第２絶縁膜３３としてシリコン窒化膜（Ｓｉ₃Ｎ₄膜）を用いることが可能である。
【００５０】
接続電極４５は、導電性材料であれば、種々の材料が採用可能である。入力用共振子７４及び出力用共振子７５と同様にドープド・ポリシリコンを採用するのが、製造工程が容易になるので好ましい。接続電極４５の電気抵抗を下げ、電気機械変換効率η_eを向上するためには、金属が好ましく、製造工程を考慮すれば、Ｗ、Ｔｉ、Ｍｏ等の高融点金属が、接続電極４５として好ましい。或いは、接続電極４５として、高融点金属のシリサイド（ＷＳｉ_２，ＴｉＳｉ_２，ＭｏＳｉ_２）等が採用可能である。
【００５１】
図７（ａ）に示すように、入力用共振子７４の左右には微小な距離ｄを隔てて、入力用駆動電極６１，６２が形成されている。入力用駆動電極６１，６２と第２絶縁膜３３との間には図７（ｂ）に示すように、入力用下地電極５６，５７が形成されている。更に入力用共振子７４と対をなす出力用共振子７５に対しては、出力用検出電極６３，６４が図７（ａ）に示すように形成されている。図示を省略しているが、出力用検出電極６３，６４と第２絶縁膜３３との間には、図７（ｂ）に示すと同様に、出力用下地電極が形成されている。又、入力用共振子７４及び出力用共振子７５との間は、梁状の結合子１０により機械的に結合されている。
【００５２】
入力用駆動電極６１，６２、及び出力用検出電極６３，６４は、導電性材料であれば、種々の材料が採用可能であり、ドープド・ポリシリコン、高融点金属、高融点金属のシリサイド等が採用可能である。製造工程を考慮すると、入力用駆動電極６１，６２及び出力用検出電極６３，６４は、入力用共振子７４及び出力用共振子７５と同一材料であるのが便利である。入力用下地電極５６，５７と接続電極４５とは、同一材料であるのが製造工程を考慮すれば便利である。
【００５３】
第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタにおいては共振周波数を高くしやすい円板上の入力用共振子７４と出力用共振子７５を使用している。広がり振動の共振モードでは第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタのように、静電気力の分布を制御して、低次の共振モードの発生を無くすことは出来ない。このため第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタと同様に第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタにおいては入力用共振子７４と出力用共振子７５の寸法、即ち、円の半径ｒを変えてある。入力用共振子７４は２次共振モードを、出力用共振子７５は３次共振モードを利用しようとするものである。
【００５４】
このため入力用共振子７４よりも出力用共振子７５の半径が長くなっており、入力用共振子７４の２次共振周波数と出力用共振子７５の３次共振周波数は通過周波数ｆ₀に一致するように設定されている。
【００５５】
第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタにおいても通過周波数ｆ₀より低い周波数では共振周波数は一致することがなく、入力用共振子７４の２次共振周波数と出力用共振子７５の３次共振周波数で初めて両者の共振が一致する。このため、結合子１０の伸縮振動（ｘ方向に棒の長さが変化するような振動）を介し、第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタと同様に、素子全体としては両者の共振が一致する共振周波数ｆ₀でのみ信号が通過することになる。第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタにおいては第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタと同様に共振子の形状を変えて両者の低次共振周波数をずらすことにより低次の共振の影響を無くすことが出来、第１の実施の形態と同様に、１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯域における動作を実現出来る。
【００５６】
図７（ａ）のＡ−Ａ’方向に沿った工程断面図である図８を用いて、第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタ製造方法を説明する。
【００５７】
（イ） まずＳｉ基板３１上に第１絶縁膜３２を形成し、更に、第１絶縁膜３２の上に、第２絶縁膜３３を形成する。例えば、第１絶縁膜３２としては、Ｓｉ基板３１を熱酸化した熱酸化膜（ＳｉＯ₂膜）、第２絶縁膜３３としてはＣＶＤ法で堆積したＳｉ₃Ｎ₄膜を用いることが可能である。次にＣＶＤ法によりノンドープ・ポリシリコン膜を堆積し、この多結晶シリコン膜に³¹Ｐ⁺等の不純物イオンを注入 し、更にアニールして、導電性のドープド・ポリシリコン膜を形成する。この後、フォトリソグラフィ工程とＲＩＥ法を用いて、ドープド・ポリシリコン膜をパターニングし、図８（ａ）に示すように接続電極４５、入力用下地電極５６，５７を形成する。図８（ａ）は、図７（ａ）のＡ−Ａ’方向に沿った工程断面図であるため、図示を省略しているが、第２絶縁膜３３上の他の部分には、同様に、出力用下地電極が形成されることは勿論である。なお、ドープド・ポリシリコン膜の代わりに、真空蒸着法、スパッタリング法、或いはＣＶＤ法等でＷ、Ｔｉ、Ｍｏ等の高融点金属を堆積し、この高融点金属をパターニングして、接続電極４５、入力用下地電極５６，５７及び出力用下地電極電極等を形成しても良いことは勿論である。
【００５８】
（ロ） 次に、接続電極４５、入力用下地電極５６，５７及び出力用下地電極（図示省略）の上部に犠牲膜３６を堆積する。犠牲膜３６として、例えば、ＣＶＤ法によりＳｉＯ₂膜３６を形成すれば良い。そして、フォトリソグラフィ工程とＲＩＥ法を用いて、図８（ｂ）に示すようにパターニングし、接続電極４５の一部、及び入力用下地電極５６，５７の一部を露出させる。
【００５９】
（ハ） 次にＣＶＤ法によりノンドープ・ポリシリコン膜を形成、次いで導電性を与えるために、不純物イオンを注入した後、図７（ａ）の平面図及び図８（ｃ）の工程断面図に示すように、ＲＩＥによりパターニングして、入力用共振子７４、出力用共振子７５、結合子１０、入力用駆動電極６１，６２、及び出力用検出電極６３，６４を形成する。ノンドープ・ポリシリコン膜を形成後に不純物イオンを注入して導電性にするのではなく、ＣＶＤ時にＰＨ₃やＡｓＨ₃等のドーパントガスを用いて、不純物元素を気相中からドープする方法で、ドープド・ポリシリコン膜を直接堆積しても良い。
【００６０】
（ニ） 次に、ＨＦ水溶液により犠牲膜３６を、図８（ｄ）に示すようにエッチング除去すれば、第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタが完成する。
【００６１】
以上のように、第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタは極めて簡単な製造工程で製造可能である。
【００６２】
（携帯型情報端末）
図９には、第１〜第３の実施の形態で説明したマイクロメカニカルフィルタを、高周波（ＲＦ）フィルタ１１及び中間周波数（ＩＦ）フィルタ１２として備える携帯型情報端末の受信回路を示す。
【００６３】
図９に示す携帯型情報端末の受信回路は、ＲＦフロントエンド部として、第１〜第３の実施の形態で説明したマイクロメカニカルフィルタを用いたＲＦフィルタ１１、ＲＦフィルタ１１に接続されたミキサ１８、ミキサ１８に接続された局部発振器１９を備える。ミキサ１８は、ＲＦフィルタ１１の出力するＲＦ信号と局部発振器１９の出力するＲＦ信号とを混合し、例えば２００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ）の信号を生成する。ＲＦフィルタ１１にはアンテナスイッチ１７を介して、第１アンテナ１５及び第２アンテナ１６が接続されている。図９において、２本の、第１アンテナ１５及び第２アンテナ１６が接続されているがこれは例示であり、アンテナの本数は２本に限定されない。ミキサ１８で混合された第１アンテナ１５及び第２アンテナ１６が受信したＲＦ信号と局部発振器１９の出力するＲＦ信号とは、第１〜第３の実施の形態で説明したマイクロメカニカルフィルタを用いたＩＦフィルタ１２に伝達される。
【００６４】
ＩＦフィルタ１２には、増幅器２０が接続され、増幅器２０には、Ｉ／Ｑ復調回路を備えるレシーバＬＳＩチップ３が接続されている。レシーバＬＳＩチップ３には、共振器２８を備えたＩＱ発信器２７が接続されている。ＩＦフィルタ１２により、第１アンテナ１５及び第２アンテナ１６が受信したＲＦ信号と局部発振器１９の出力するＲＦ信号との差の周波数が抽出され、増幅器２０により、差の周波数であるＩＦ信号が増幅され、安定化される。このＩＦ信号は、レシーバＬＳＩチップ３により直交位相復調され、互いに９０°位相がずれたＩ信号及びＱ信号が生成される。レシーバＬＳＩチップ３が備えるミキサ２１及びミキサ２２において、更に低周波、例えば１０ＭＨｚ以下のベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号がそれぞれ生成される。ベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、それぞれ、増幅器２３，２４で増幅された後、ベースバンドフィルタ１３，１４に入力される。ベースバンドフィルタ１３，１４を介したベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、更に、Ａ−Ｄ変換器２５，２６でディジタル信号に変換され、図示を省略したディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）に入力される。即ち、ベースバンドフィルタ１３及びベースバンドフィルタ１４を介してそれぞれ抽出されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、Ａ−Ｄ変換器２５及びＡ−Ｄ変換器２６により、ディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号となり、ディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）により信号処理される。
【００６５】
図１０は、携帯型情報端末の送信回路２を示す。送信回路２のベースバンド処理部にはディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）からのディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号をアナログ信号に変換するＤ−Ａ変換器６５，６６がそれぞれ備えられている。ディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、Ｄ−Ａ変換器６５及びＤ−Ａ変換器６６により、アナログのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号となり、ベースバンドフィルタ６１及びベースバンドフィルタ６２を介して、変調器ＬＳＩチップ５の増幅器８８，８９に入力される。
【００６６】
変調器ＬＳＩチップ５は、増幅器８８，８９と、増幅器８８，８９に接続されたミキサ８５，８６を備える。変調器ＬＳＩチップ５は、更に、発振器６０及び移相器８７を備える。ミキサ８５及びミキサ８６には、発振器６０からの搬送波のＲＦ周波数が、移相器８７により互いに９０°位相がずらされて供給される。増幅器８８，８９の出力は、ミキサ８５，８６において発振器６０からの搬送波のＲＦ周波数と混合され、変調される。変調器ＬＳＩチップ５は、更に、加算器８４及び加算器８４の出力に接続された増幅器８３を備える。ミキサ８５及びミキサ８６の出力は、加算器８４に入力され、加算器８４の出力は増幅器８３に入力される。増幅器８３の出力は、送信回路２のＲＦフロントエンド部を構成するＭＭＩＣ４に供給される。ＭＭＩＣ４には多段接続されたマイクロ波用パワートランジスタ８１，８２を備え、ＲＦ増幅後、アンテナスイッチ１７を介して、第１アンテナ１５及び第２アンテナ１６に供給される。
【００６７】
図９及び図１０に示す携帯型情報端末においては、空洞共振器やインダクタを用いたＬＣ回路の代わりに、小型のマイクロメカニカルフィルタを、ＲＦフィルタ１１及びＩＦフィルタ１２として用いているので、小型薄型、且つ低消費電力の１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯域で使用可能な携帯型情報端末が実現出来る。勿論、図９のベースバンドフィルタ１３，１４、或いは図１０のベースバンドフィルタ６１，６２等の、低周波領域におけるフィルタ等にも適用可能であるが、本発明のマイクロメカニカルフィルタの高周波特性を鑑みれば、３００ＭＨｚ以上、特に１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯域におけるフィルタに用いるのが好適である。
【００６８】
（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は第１〜第３の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【００６９】
例えば共振子の振動次数はここで示した２次及び３次に限定されない。又、使用する振動もここで示した両持ち梁のたわみ振動や円板の広がり振動に限定されない。例えば円板のたわみ振動などを利用しても良い。
【００７０】
この様に、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
【００７１】
【発明の効果】
本発明によれば、小型で、３００ＭＨｚ以上、特に１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯域における高周波特性に優れたマイクロメカニカルフィルタ及び携帯型情報端末を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタの構造図である。
【図２】高次の共振を説明するための図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するための図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタの製造方法を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタの構造図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタの動作を説明するための各振動モードを示す図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタの構造図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係るマイクロメカニカルフィルタの製造方法を示す図である。
【図９】第１〜第３の実施の形態で説明したマイクロメカニカルフィルタを、高周波（ＲＦ）フィルタ及び中間周波数（ＩＦ）フィルタとして備える携帯型情報端末の受信回路を示す模式図である。
【図１０】図９に対応する携帯型情報端末の送信回路を示す模式図である。
【図１１】従来のマイクロメカニカルフィルタの構造図である。
【符号の説明】
２…送信回路
３…レシーバＬＳＩチップ
４…ＭＭＩＣ
５…変調器ＬＳＩチップ
１０…結合子
１１…ＲＦフィルタ
１２…ＩＦフィルタ
１３，１４…ベースバンドフィルタ
１５…第１アンテナ
１６…第２アンテナ
１７…アンテナスイッチ
１９…局部発振器
２０…増幅器
２１，２２…ミキサ
２５，２６…Ａ−Ｄ変換器
２７…ＩＱ発信器
２８…共振器
３１…Ｓｉ基板
３２…第１絶縁膜
３３…第２絶縁膜
３４…第１犠牲膜
３５…第２犠牲膜
３６…犠牲膜
４１，４２，４５…接続電極
５１，５２…入力用下部電極
５３，５４，５５…出力用下部電極
５６，５７…入力用下地電極
６０…発振器
６１，６２…入力用駆動電極
６３，６４…出力用検出電極
６５，６６…Ｄ−Ａ変換器
７１，７４…入力用共振子
７２，７３，７５…出力用共振子
８１，８２…マイクロ波用パワートランジスタ
８３…増幅器
８４…加算器
８５，８６…ミキサ
８７…移相器
８８，８９…増幅器
９１…入力用上部電極
９２，９３…出力用上部電極
１０１ａ…固定電極
１０１ｂ…固定電極
１０２ａ，１０２ｂ…共振子
１０３…結合子
１０４ａ…入力用電極
１０４ｂ…出力用電極
Ｒ1，Ｒ2…終端抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a micromechanical filter operable in a microwave band and a portable information terminal using the micromechanical filter.
[0002]
[Prior art]
In recent years, wireless communication technology has made remarkable progress, and development aimed at high-speed transmission of information is being promoted. With the introduction of PHS systems, third-generation mobile communications, wireless LANs, etc., the frequency band used in wireless communication technology uses the microwave band around 2 GHz, and the number of subscribers, the number of terminals, etc. are dramatically increasing. . The frequency of the carrier wave has been further increased, and commercialization of the wireless LAN system in the 5 GHz band has also started.
[0003]
High frequency communication devices using such wireless communication technology in the microwave band are required to be smaller and lighter. In particular, when a high-frequency communication device is used for a portable information terminal, an RF front-end unit that processes a high-frequency (RF) signal in a microwave band performs filtering using the passband characteristics of a cavity resonator or an LC circuit. For this reason, there has been a limit to reducing the size and thickness of the device. In particular, it is difficult to reduce the size of a coil (inductor) used in an LC circuit. Furthermore, since the coil (inductor) has a resistance loss, there is a drawback that agile filter characteristics cannot be obtained.
[0004]
On the other hand, in recent years, micro electro mechanical system (MEMS) technology, in which a fine mechanical structure is integrated with an electronic circuit by using a semiconductor microfabrication technology, has attracted attention. There are various applications of MEMS technology, and one of them is a micro mechanical filter (hereinafter referred to as “micro mechanical filter”). Such a micro mechanical filter is expected to be applied to the communication field because it is small and can be integrated.
[0005]
As an example of a micromechanical filter using such a MEMS technology, a micromechanical filter using polycrystalline silicon as shown in FIG. 11 has been reported (for example, see Non-Patent Document 1). In FIG. 11, Si_ThreeN_FourLayers and SiO₂Fixed electrodes 101a and 101b made of polycrystalline silicon (hereinafter referred to as "doped polysilicon") with an impurity added to a Si substrate (not shown) on which an insulating layer made of layers is formed are fulcrums on both sides. The resonators 102a and 102b made of doped polysilicon are formed in a doubly supported beam shape. An input electrode 104a is formed below the both-end beam resonator 102a with a minute distance d, and an output electrode 104b is formed below the both-end beam resonator 102b. Further, the doubly-supported beam resonators 102 a and 102 b are mechanically coupled by a connector 103. In the micromechanical filter shown in FIG. 11, the conductive doubly-supported beam resonators 102a and 102b are connected to the voltage V through the fixed electrode 101b._pAnd the AC signal v is applied to the input electrode 104a.₁, An electrostatic force in the z direction is generated between the double-supported beam resonator 102a. AC signal v₁Is equal to the resonance frequency of the double-supported beam resonator 102 a, the double-supported beam resonator 102 a is flexibly vibrated in the z direction, and the vibration is transmitted to the double-supported beam resonator 102 b through the coupler 103. If the cantilever resonator 102 b has the same structure as the doubly-supported resonator 102 a, the resonance frequency is also the same, so that the cantilever resonator 102 b resonates due to the vibration transmitted by the connector 103. As a result, the capacitance between the doubly-supported beam resonator 102b and the output electrode 104b changes, and an alternating current i2 flows. As a result, the input AC voltage v₁The output AC current i2 can be obtained only when the frequency is close to the resonance frequency of the double-supported beam resonators 102a and 102b. Therefore, this element is connected to the resonance frequency f of the resonator.₀Can be regarded as a band-pass filter having a center frequency. The band of this filter is mainly determined by the dimensions of the doubly-supported beam resonators 102a and 102b.₁, Set the output end to an appropriate value R₂Must be terminated by
[0006]
[Non-Patent Document 1]
Clark T. C. Clark TC Nguyen: Institute of Electronics and Electrical Engineers (IEEE) Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 47, No. 8, August 1999, p. . 1486
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional micromechanical filter as shown in FIG. 11 has a big problem as described below. In order to use the micromechanical filter in the microwave band of 300 MHz or higher, the resonance frequency f of the resonator is used.₀Needs to be high, that is, the size of the resonator needs to be small. If the length of the double-supported beam resonator is l, the thickness is h, and the width is w, the resonance frequency f of the double-supported beam resonator₀Is given by the following equation (1). That is,
f₀  Ｈ h / l²         (1)
However, in order for the doubly-supported beam resonator to bend and vibrate,
h <l (2)
w <l (3)
Need to be.
[0008]
On the other hand, on the input side of the micromechanical filter shown in FIG. 11, an electrostatic conversion transducer for voltage → force conversion is formed, and on the output side, an electrostatic conversion transducer for vibration speed → current conversion is configured. Therefore, the termination resistor R shown in FIG.₁And R₂Is the electromechanical conversion efficiency η of the electrostatic transducer formed between the doubly-supported beam resonator and the input / output electrodes_eInversely proportional to the square of. That is,
R₁, R₂  ∝ 1 / η_e ²     (4)
It is. Electrode width w_eThe capacitance of the electrostatic transducer
C₀  ≒ w ・ w_e/ D (5)
The electromechanical conversion efficiency η of the electrostatic transducer_eIs
η_e  = V_p・ C₀/ D (6)
Given in. From the above, the resonance frequency f₀If the length l of the resonator is reduced to increase the width, the width w of the resonator must be reduced accordingly, and the width w of the electrode_eIs less than l, so the capacitance C₀It turns out that becomes small. As a result, electromechanical conversion efficiency η_eBecomes smaller and η_eTermination resistance R inversely proportional to the square of₁, R₂It can be seen that the value of becomes very large. However, the termination resistance R allowed from the condition of impedance matching with the element connected to the micromechanical filter₁, R₂The value of is typically about 50Ω to 2 kΩ, which prevents the high frequency of the micromechanical filter. The conventionally reported passing frequency of the micromechanical filter is at most 100 MHz to 200 MHz, which is higher than 300 MHz. Operation in the microwave band is difficult.
[0009]
The present invention has been made to eliminate the above-described drawbacks of the prior art, and an object of the present invention is to provide a micromechanical filter and a portable information terminal that are small in size and excellent in high-frequency characteristics in a microwave band. The purpose is to provide.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the first feature of the present invention is that (a) an input resonator and (b) an input resonator so as to vibrate the input resonator in a higher-order resonance mode. (C) a coupler connected to the input resonator, and (d) an output connected to the coupler and excited by the vibration of the input resonator. A resonator and (e) a detection electrode for detecting the vibration of the output resonator by a change in capacitance, and using only a specific higher-order mode of the input resonator The gist of the present invention is that it is a micromechanical filter that allows a microwave signal having a predetermined frequency to pass therethrough. As is well known, “microwave” means an electromagnetic wave of 300 MHz to 30 GHz in a narrow sense, but the present invention is suitable for a microwave of about 300 MHz to 5 GHz, particularly in a microwave region of about 1 GHz to 5 GHz. “Higher-order mode of the input resonator” means a higher-order mode than the first-order resonance mode in which nodes (nodes) exist only at both ends of the input resonator shown in FIG. is there. That is, as shown in FIGS. 2B and 2C, a vibration mode in which one or more nodes exist inside the input resonator is a “high-order mode of the input resonator”.
[0011]
In the method using the higher order vibration mode (high order mode), for example, when the third order resonance mode is used, the frequency component near the frequency of the first and second order resonance modes of the input signal also passes. It is necessary to consider. For this reason, in order to suppress other vibration modes using only a specific higher-order mode, specifically, the following may be performed. That is,
The input drive electrode is arranged based on the node of the higher order resonance mode so that the input resonator vibrates only in a specific higher order resonance mode, and the output resonator has the same structure as the input resonator. If the detection electrode is arranged with respect to the output resonator in the same positional relationship as the input resonator and the input drive electrode, only a specific higher-order mode can be excited. In other words, the electrostatic force distribution is designed with reference to the nodes of the resonance mode, and the dimensions and position of the input drive electrode and the bias voltage are controlled, thereby generating a lower-order resonance mode than the higher-order resonance mode used. It can be suppressed.
[0012]
Alternatively, the output resonator has a structure different from that of the input resonator, vibrates in a second higher-order resonance mode having a different order from the first higher-order resonance mode in which the input resonator vibrates, and Even if the detection electrodes are arranged so that the resonance frequencies of the first and second higher-order resonance modes match, it is possible to pass only the frequency of a specific higher-order mode. That is, by making the output resonator and the input resonator constituting the micromechanical filter different from each other, and matching the resonance frequencies in the resonance modes of different orders, the resonance of both of the elements as a whole matches. A signal can be passed only at the pass frequency.
[0013]
Since the influence of resonance lower than the resonance frequency to be used can be eliminated in this way, the frequency can be increased to a microwave region of about 300 MHz to 5 GHz without reducing the size of the micromechanical filter. Moreover, in such a microwave region, the electromechanical conversion efficiency η due to the decrease in capacitance_eThere is no problem of lowering the resistance or increasing the termination resistance.
[0014]
The input resonator and the output resonator may each bend and vibrate flexibly, or may have a disk shape with different radii and spread in the radial direction.
[0015]
The second feature of the present invention is that (a) an antenna, (b) an input resonator, an output resonator, and a coupler connecting the input resonator and the output resonator are provided. A micromechanical filter that passes a microwave signal supplied from an antenna using only a specific higher-order mode of the resonator and the output resonator, (c) a local oscillator, and (d) a micromechanical filter The gist of the present invention is that it is a portable information terminal comprising a mixer that mixes the processed signal and the signal of the local oscillator. Here, “the higher-order modes of the input resonator and the output resonator” means that one or more of the input resonator and the output resonator are present inside the input resonator and the output resonator, as shown in FIGS. This is a vibration mode in which there are knots.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, first to third embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals. However, it should be noted that the drawings are schematic, and the relationship between the thickness and the planar dimensions, the ratio of the thickness of each layer, and the like are different from the actual ones. Therefore, specific thicknesses and dimensions should be determined in consideration of the following description. Moreover, it is a matter of course that portions having different dimensional relationships and ratios are included between the drawings.
[0017]
The first to third embodiments described below exemplify apparatuses and methods for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention is the component parts. The material, shape, structure, arrangement, etc. are not specified below. The technical idea of the present invention can be variously modified within the scope of the claims.
[0018]
(First embodiment)
As shown in FIG. 1, the micromechanical filter according to the first embodiment of the present invention includes an input resonator 71 and an input resonator so as to vibrate the input resonator 71 in a higher-order resonance mode. An input drive electrode (51, 52, 91) disposed in the vicinity of the resonator 71, a coupler 10 connected to the input resonator 71, and the input resonator 71 connected to the coupler 10. The output resonator 72 is excited by the vibration of the output resonator, and the detection electrodes (53, 54, 92) for detecting the vibration of the output resonator 72 based on the change in capacitance. This is a micromechanical filter that passes a microwave signal having a specific frequency by using only 71 specific higher-order modes. As shown in FIG. 1, the input resonator 71 and the output resonator 72 have a doubly-supported beam structure made of doped polysilicon having both ends fixed.
[0019]
Although not shown in FIG. 1, this micromechanical filter includes a Si substrate 31, a first insulating film 32 disposed on the Si substrate 31, and a first as shown in FIG. A structure in which the second insulating film 33 disposed on the insulating film 32 is disposed is used as a base. That is, the connection electrodes 41 and 42 that realize both end support structures by fixing both ends of the input resonator 71 and the output resonator 72 are connected to the first insulating film 32 and the second insulation shown in FIG. The film 33 is disposed on a composite film composed of the film 33. The connection electrodes 41 and 42 disposed thereon are insulated from the Si substrate 31 by the composite film composed of the first insulating film 32 and the second insulating film 33. For example, as the first insulating film 32, a silicon oxide film (SiO₂Film) and the second insulating film 33 as a silicon nitride film (Si_ThreeN_FourFilm).
[0020]
The connection electrodes 41 and 42 can employ various materials as long as they are conductive materials. As in the case of the input resonator 71 and the output resonator 72, it is preferable to use doped polysilicon because the manufacturing process becomes easy. The electrical resistance of the connection electrodes 41 and 42 is lowered, and the electromechanical conversion efficiency η_eIn order to improve the above, a metal is preferable, and a high melting point metal such as tungsten (W), titanium (Ti), and molybdenum (Mo) is preferable as the connection electrodes 41 and 42 in consideration of the manufacturing process. Alternatively, the refractory metal silicide (WSi) is used as the connection electrodes 41 and 42.₂, TiSi₂, MoSi₂) Etc. can be adopted.
[0021]
As shown in FIG. 1, input lower electrodes 51 and 52 and an input upper electrode 91 are formed as input drive electrodes with a minute distance d above and below the input resonator 71. Further, for the output resonator 72 paired with the input resonator 71, output lower electrodes 53 and 54 and an output upper electrode 92 are formed as detection electrodes as shown in FIG. . The input resonator 71 and the output resonator 72 are mechanically coupled by a beam-shaped connector 10.
[0022]
The input lower electrodes 51 and 52, the input upper electrode 91, the output lower electrodes 53 and 54, and the output upper electrode 92 can be made of various materials as long as they are conductive materials, such as doped polysilicon, A refractory metal, a refractory metal silicide, or the like can be used. Considering the manufacturing process, it is convenient that the input lower electrodes 51 and 52 and the output lower electrodes 53 and 54 are made of the same material as the connection electrodes 41 and 42.
[0023]
In the micromechanical filter shown in FIG. 1, a conductive input resonator 71 and an output resonator 72 are connected to a voltage V via a connection electrode 42._pThe AC signal v is applied to the upper electrode 91 for input.₁Is input, an electrostatic force in the z direction is generated between the input resonator 71 and the input resonator 71. AC signal v₁The input resonator 71 largely bends and vibrates in the z direction when the frequency of the input signal 71 coincides with the resonance frequency of the input resonator 71, and the vibration is transmitted to the output resonator 72 through the coupler 10. Since the output resonator 72 has the same structure as that of the input resonator 71, the resonance frequency thereof is also the same. Therefore, the output resonator 72 also resonates due to the vibration transmitted by the coupler 10. As a result, the capacitance between the output resonator 72 and the output upper electrode 92 changes, and the alternating current i₂Will flow. As a result, the input AC voltage v₁Output AC current i only when the input frequency is close to the resonance frequency of the input resonator 71 and the output resonator 72.₂Will be obtained. Therefore, the frequency f common to the input resonator 71 and the output resonator 72 is f.₀Can be regarded as a band-pass filter having a pass frequency.
[0024]
The micromechanical filter according to the first embodiment includes the input lower electrodes 51 and 52 and the input upper electrode 91 at the positions of the nodes of the third-order vibration mode shown in FIGS. The electrode arrangement is designed so that there is a boundary. Similarly, the electrode arrangement is designed so that the boundary between the output lower electrodes 53 and 54 and the output upper electrode 92 exists at the position of the node of the third vibration mode. With such an electrode arrangement, as will be apparent from the following description, it is possible to realize a micromechanical filter that prevents primary and secondary resonances and uses only third order resonance, and achieves high frequency. The
[0025]
FIG. 2 shows vibration modes at the time of resonance from the first order to the third order. The secondary resonance shown in FIG. 2 (b) is 1.7 times the primary resonance shown in FIG. 2 (a), and the tertiary resonance shown in FIG. 2 (c) is the primary resonance shown in FIG. 2 (a). 2.3 times the frequency. In particular, the micromechanical filter according to the first embodiment has a boundary between the input lower electrodes 51 and 52 and the input upper electrode 91, and the output lower electrode 53, so that only third-order resonance can be used. The position of the boundary between the output electrode 54 and the output upper electrode 92 is designed so that frequency components near the primary and secondary resonance frequencies of the input signal do not pass.
[0026]
FIG. 3 is a diagram for explaining the vibration of the third-order vibration mode of the input resonator 71 and the output resonator 72. In FIG. 3, reference numerals corresponding to the output resonators 72 are given in parentheses, but the operation is basically the same between the input resonator 71 and the output resonator 72. In order to simplify the description, the input resonator 71 (output resonator 72) is set to zero potential, and the input lower electrodes 51 and 52 (output lower electrodes 53 and 54) are connected to the DC voltage V._bBiased, the input upper electrode 91 (output upper electrode 92) is V_aBiased by the input voltage v₁Is applied. The gap between the input resonator 71 (output resonator 72) and the input upper electrode 91 (output upper electrode 92) is d._aThe gap between the input resonator 71 (output resonator 72) and the input lower electrodes 51 and 52 (output lower electrodes 53 and 54) is d._bAnd If the coordinate in the length direction of the input resonator 71 (output resonator 72) at this time is x, and a distributed force of Q (x) exp (jωt) per unit length is applied in the x direction, The displacement in the z direction of the input resonator 71 and the output resonator 72 is ξ (x), and ξ (x) is expressed by the following equation as a forced vibration solution of the flexural vibration of the double-supported beam structure based on a well-known relationship in vibration theory. Given in.
[0027]
[Expression 1]
ξ (x) = ΣA_m・ Ξ_m(X) · exp (jωt) / (ω_m ²−ω²(7)
Where ω_mAnd nephew_m(X) are an angular frequency and a standard eigenfunction in m-th order resonance (m = 1, 2, 3,...), Respectively. E is the Young's modulus of the input resonator 71 (output resonator 72), and I is the second-order moment (= wh) of the cross section of the input resonator 71 (output resonator 72).^Three/ 12), ρ is the density of the input resonator 71 (output resonator 72), and A is the cross-sectional area (= wh) of the input resonator 71 (output resonator 72). M-th order resonance angular frequency ω of (output resonator 72)_mIs given by equation (8):
ω_m= (Α_m/ L)²(EI / ρA)^1/2 (8)
Constant α in equation (8)_mIs given as the solution of equation (9) below:
cosα_m・ Coshα_m= 1 (9)
If X = x / l, the m-th order standard eigenfunction の of the input resonator 71 (output resonator 72)_m(x) is given by the following equation (10):
[Expression 2]
Ξ_m(x) = {(sinα_m−sinhα_m) (Cosα_mX-coshα_mX)-(cosα_m−coshα_m) (Sinα_mX-sinhα_mX)} / (sinα_m−sinhα_m) (10)
A in equation (7)_mIs the distribution eigenfunction Q (x)_m(X) is a coefficient in the case of Fourier expansion display, and is given by the following equation (11).
[0028]
A_m= ∫Q (x) Ξ_m(X) dx / M (11)
In Expression (11), M is the mass of the input resonator 71 (output resonator 72). When the arrangement of the electrodes 51, 52, 91 (53, 54, 92) is as shown in FIG. 3, the distribution force Q (x) is as long as the displacement ξ of the input resonator 71 (output resonator 72) is small. It is given by the following equations (12a) and (12b).
[0029]
[Equation 3]
Q (x) = ε₀・ W ・ V_a/ D_a ²・ V₁  (X₁<X <1-x₁(12a)
= Ε₀・ W ・ V_b/ D_b ²・ V₁(0 <x <x₁, 1-x₁<X <l) (12b)
Where ε₀Is the dielectric constant of the vacuum.
[0030]
When the equations (10), (12a) and (12b) are substituted into the equation (11) and calculated, the coefficient A of Fourier expansion display is obtained._mIs
[Expression 4]
A_m= (Ε₀・ W ・ v₁/ ΡA) [(V_a/ D_a ²∫_IIΞ_m(X) dx
-(V_b/ D_b ²∫_{I + III}Ξ_m(X) dx] (13)
It becomes. Where I is 0 <x <x₁, II is x₁<X <1-x₁, III is 1-x₁Indicates integration with <x <l. When m = 2, the standard eigenfunction Ξ_mSince (x) is antisymmetric with respect to x = 1/2, all integrals in equation (13) are zero. That is, Fourier expansion display coefficient A₂= 0.
[0031]
On the other hand, when m = 1,
[Equation 5]
A₁= (Ε₀・ W ・ v₁/ ΡA) [(V_a/ D_a ²∫_IIΞ₁(X) dx
-(V_b/ D_b ²∫_{I + III}Ξ₁(X) dx] (14)
Substituting Equation (10) into x₁If you choose /l=0.356,
[Formula 6]
A₁= (Ε₀・ W ・ v₁/ ΡA) [0.400 (V_a/ D_a ²) -0.4311 (V_b/ D_b ²]] (15)
It becomes. x₁/L=0.356 is a so-called knot position where the displacement ξ (x) becomes 0 in the third-order vibration mode shown in FIG. x₁By selecting /l=0.356, the third order resonance can be efficiently generated.
[0032]
In this way, the coordinates x indicating the arrangement of the electrodes 51, 52, 91 (53, 54, 92) in particular.₁X₁In the case of selecting /l=0.356, the coefficient A of Fourier expansion display₁There is a condition that can be set to zero. For example, the gap d between the input resonator 71 (output resonator 72) and the input lower electrodes 51 and 52 (output lower electrodes 53 and 54)._bAnd the gap d between the input resonator 71 (output resonator 72) and the input upper electrode 91 (output upper electrode 92)._aAre the same, from equation (15), V_a/ V_b= 0.927 when A₁Becomes 0. d_a= D_bThe conditions are convenient because the micromechanical filter manufacturing process described later is facilitated.
[0033]
V_a= V_bThat is, when the bias voltages for the input lower electrodes 51 and 52 (output lower electrodes 53 and 54) and the input upper electrode 91 (output upper electrode 92) are made the same in order to reduce the number of DC power supplies, d_a/ D_b= 1.04 when A₁Becomes 0.
[0034]
As described above, the coefficient A of the Fourier expansion display under a certain condition₁And A₂Can be set to 0 means that the input signal v₁The angular frequency ω of the primary resonance₁And the angular frequency ω of the secondary resonance₂This means that resonance does not occur even if this component is included. Therefore, the position of the node (x in the third-order vibration mode shown in FIGS.₁/L=0.356) so that there is a boundary between the input lower electrodes 51 and 52 (output lower electrodes 53 and 54) and the input upper electrode 91 (output upper electrode 92). Is designed, a first-order and second-order resonance does not occur by adjusting the bias voltage, and a micromechanical filter using only the third-order resonance can be realized.
[0035]
In practice, V is constant when the gap is constant._a/ V_b≒ 1 and d when bias voltage is constant_a/ D_bSince ≈1, the bias voltage is V_p= V_a= V_b, The gap is d = d_a= D_bIt is also good. The structural example of FIG. 1 is this case.
[0036]
According to the first embodiment of the present invention, since lower-order resonance does not occur, higher-order vibration can be used, and the size of the micromechanical filter is made smaller than the limit of the current microfabrication technology. High frequency can be achieved without any problem. For example, an operation in a microwave band of about 1 to 5 GHz or a higher frequency microwave band can be realized. Furthermore, in the microwave band of about 1 to 5 GHz, the electromechanical conversion efficiency η due to the decrease in capacitance_eTermination resistance R₁, R₂Can be avoided. The first embodiment is an example of a micromechanical filter that uses third-order resonance, but a micromechanical filter that uses another higher-order resonance can be realized by a similar method. For example, in the case of the fifth-order vibration mode, the boundary between three input lower electrodes (output lower electrodes) and two input upper electrodes (output upper electrodes) at the node of the fifth-order vibration mode Should be designed to exist.
[0037]
The micromechanical filter manufacturing method according to the first embodiment will be described with reference to FIG. 4 which is a process cross-sectional view along the A-A ′ direction of FIG. 1.
[0038]
(A) First, the first insulating film 32 is formed on the Si substrate 31, and further, the second insulating film 33 is formed on the first insulating film 32. For example, as the first insulating film 32, a thermal oxide film (SiO2) obtained by thermally oxidizing the Si substrate 31 is used.₂Film) and the second insulating film 33 as a nitride film (Si_ThreeN_FourFilm). Next, a non-doped (non-impurity added) polycrystalline silicon film (non-doped polysilicon film) is deposited by CVD, and phosphorous (³¹P⁺) And the like, and further annealed to form a conductive doped polysilicon film. Thereafter, the doped polysilicon film is patterned by using a photolithography process and a reactive ion etching (RIE) method, and connection electrodes 41 and 42 and input lower electrodes 51 and 52 are formed as shown in FIG. Form. Therefore, the position of the node (x in the third-order vibration mode shown in FIGS.₁/L=0.356), patterning is performed so that the respective end portions located inside the input lower electrodes 51 and 52 exist. FIG. 4A is a process cross-sectional view along the direction AA ′ in FIG. 1, and is not shown. However, in the other part on the second insulating film 33, output is similarly performed. Of course, the lower electrodes 53 and 54 are formed. Therefore, the position of the node (x in the third-order vibration mode shown in FIGS.₁/L=0.356), patterning is performed so that the respective end portions located inside the output lower electrodes 53 and 54 exist. Instead of the doped polysilicon film, a refractory metal such as W, Ti, Mo or the like is deposited by vacuum evaporation, sputtering, CVD, or the like, and the refractory metal is patterned to form the connection electrode 41, Of course, the input lower electrodes 51 and 52 and the output lower electrodes 53 and 54 may be formed.
[0039]
(B) Next, the first sacrificial film 34 is deposited on the connection electrodes 41, 42, the input lower electrodes 51, 52 and the output lower electrodes 53, 54. As the first sacrificial film 34, for example, a silicon oxide film (SiO 2) is formed by a CVD method.₂Film) 34 may be formed. Then, using the photolithography process and the RIE method, patterning is performed as shown in FIG. 4B to partially expose the connection electrodes 41 and 42. Next, to form a non-doped polysilicon film by CVD, and then to provide conductivity,³¹P⁺As shown in the bird's-eye view of FIG. 1 and the cross-sectional view of FIG. 4B, patterning is performed by RIE, and the input resonator 71, the output resonator 72, and the connector 10 are formed. Form. Rather than forming non-doped polysilicon film and implanting impurity ions to make it conductive, phosphine (PH_Three) And Arsine (AsH_ThreeThe doped polysilicon film may be directly deposited by a method of doping an impurity element from the gas phase using a dopant gas such as
[0040]
(C) Next, as the second sacrificial film 35, SiO is formed by a CVD method.₂Deposit layers. Next, a doped polysilicon film is formed by a CVD method, and then impurity ions are ion-implanted to give conductivity, followed by patterning to form an input upper electrode 91 as shown in FIG. . That is, the position of the node of the third vibration mode (x₁/L=0.356), the electrode arrangement is patterned so that the boundary between the input lower electrodes 51 and 52 and the input upper electrode 91 exists. FIG. 4C is a process cross-sectional view along the direction AA ′ in FIG. 1, and is not shown. However, the same applies to the output resonator 72 located in the other part. Of course, the output upper electrode 92 is formed. Therefore, the node position (x₁/L=0.356), the electrode arrangement is patterned so that the boundary between the output lower electrodes 53 and 54 and the output upper electrode 92 exists. The doped polysilicon film may be directly deposited by a method of doping the impurity element from the gas phase, instead of implanting impurity ions to make the conductive after forming the non-doped polysilicon film. Also, instead of the doped polysilicon film, aluminum (Al), copper (Cu), or a refractory metal such as W, Ti, or Mo may be used by vacuum deposition, sputtering, or CVD. Of course it is good.
[0041]
(D) Next, SiO as the first sacrificial film 34 and the second sacrificial film 35 is obtained with a hydrofluoric acid (HF) aqueous solution.₂If the film is removed by etching as shown in FIG. 4D, the micromechanical filter according to the first embodiment is completed.
[0042]
As described above, the micromechanical filter according to the first embodiment can be manufactured by an extremely simple manufacturing process.
[0043]
(Second Embodiment)
As shown in FIG. 5, the micromechanical filter according to the second embodiment of the present invention includes an input resonator 71 and an input resonator so as to vibrate the input resonator 71 in a higher-order resonance mode. An input drive electrode (51, 52, 91) disposed in the vicinity of the resonator 71, a coupler 10 connected to the input resonator 71, and the input resonator 71 connected to the coupler 10. The output resonator 73 is excited by the vibration of the output resonator, and the detection electrodes (55, 93) for detecting the vibration of the output resonator 73 by a change in capacitance. This is a micromechanical filter that passes a microwave signal of a specific frequency by using only a specific higher-order mode. Although the description overlapping with FIG. 1 is omitted, in the micromechanical filter according to the second embodiment, the structures and dimensions of the input resonator 71 and the output resonator 73 are not the same. That is, the input resonator 71 performs multimode resonance including the highest order third resonance mode, and the output resonator 73 performs multimode resonance including the highest order secondary resonance mode. Therefore, the length of the output resonator 73 is shorter than that of the input resonator 71, and the third-order resonance frequency f of the input resonator 71 is reduced.₁₃And the secondary resonance frequency f of the output resonator 73_{twenty two}Is the pass frequency f of the desired micromechanical filter.₀Is set to match.
[0044]
In the micromechanical filter according to the second embodiment, the input resonator 71 has two input drive electrodes so that it can efficiently resonate in accordance with the vibration mode in each resonance shown in FIG. Two input lower electrodes 51 and 52 and one input upper electrode 91 are arranged. On the other hand, for the output resonator 73, one output lower electrode 55 and one output upper electrode 93 are arranged as detection electrodes. As explained in the micromechanical filter according to the first embodiment, the secondary resonance mode is 1.7 times the primary resonance mode and the third resonance mode is 2.3 times the resonance frequency of the primary resonance mode. Yes, the resonance frequency of the second and third resonance modes does not increase by an integral multiple. Therefore, the resonance frequency f of the primary resonance mode in the input resonator 71 shown in FIG.₁₁, The resonance frequency f of the secondary resonance mode₁₂And the resonance frequency f of the primary resonance mode in the output resonator 73 shown in FIG._{twenty one}Never match.
[0045]
However, in the micromechanical filter according to the second embodiment, the third-order mode resonance frequency f of the input resonator 71 shown in FIG.₁₃And the resonance frequency f of the secondary mode of the output resonator 73 shown in FIG._{twenty two}Are designed so that the resonance frequencies coincide with each other. Input signal v₁Includes the primary and secondary resonance frequency components of the input resonator 71, and even if the input resonator 71 resonates in multiple modes, the output resonator 73 has the primary resonance of the input resonator 71. Resonance frequency f of resonance mode₁₁, The resonance frequency f of the secondary resonance mode₁₂Therefore, as a whole, the overall frequency of the element is equal to the resonance frequency f.₀= F₁₃= F_{twenty two}The signal passes only at.
[0046]
In the micromechanical filter according to the second embodiment, unlike the first embodiment, the gap length and the bias voltage between the resonator and the electrode are set, and the electrostatic force distribution is controlled to control the single vibration mode. In this case, the structures (shapes) and dimensions of the input resonator 71 and the output resonator 73 that vibrate in multiple modes are changed, and the low-order resonance frequencies of both are shifted to shift the low-order resonance frequency other than the intended one. The effect of resonance is eliminated. Even when a resonator that vibrates in multiple modes is used in this manner, in the microwave band of about 1 to 5 GHz, which is the same as that of the first embodiment and the micromechanical filter using the vibrator excited in the single vibration mode. Operation can be realized.
[0047]
The description of the method for manufacturing the micromechanical filter according to the second embodiment is omitted because it overlaps with the first embodiment.
[0048]
(Third embodiment)
As shown in FIG. 7, the micromechanical filter according to the third embodiment of the present invention includes a disk-shaped input resonator 74 and output resonator 75 made of doped polysilicon each having both ends fixed. The coupler 10 that connects the input resonator 74 and the output resonator 75 is provided. The input resonator 74 and the output resonator 75 spread and vibrate in the xy plane in FIG. Here, “spreading vibration” is two-dimensional stretching vibration in which the radius r1 of the circle forming the input resonator 74 and the radius r2 of the circle forming the output resonator 75 change.
[0049]
As shown in FIG. 7B, the micromechanical filter according to the third embodiment includes a Si substrate 31, a first insulating film 32 disposed on the Si substrate 31, and a first insulating film 32. A structure in which the second insulating film 33 disposed on the substrate is disposed is used as a base. That is, the connection electrode 45 that fixes the central portions of the input resonator 74 and the output resonator 75 and realizes a disk-like structure is formed by the first insulating film 32 and the second insulating film shown in FIG. 33 on the composite membrane. The connection electrode 45 disposed thereon is insulated from the Si substrate 31 by the composite film composed of the first insulating film 32 and the second insulating film 33. For example, as the first insulating film 32, a silicon oxide film (SiO₂Film) and the second insulating film 33 as a silicon nitride film (Si_ThreeN_FourFilm).
[0050]
Various materials can be used for the connection electrode 45 as long as it is a conductive material. As in the case of the input resonator 74 and the output resonator 75, it is preferable to use doped polysilicon because the manufacturing process becomes easy. The electrical resistance of the connection electrode 45 is lowered and the electromechanical conversion efficiency η_eIn order to improve the above, a metal is preferable, and a high melting point metal such as W, Ti, or Mo is preferable as the connection electrode 45 in consideration of the manufacturing process. Alternatively, the connection electrode 45 may be a refractory metal silicide (WSi).₂, TiSi₂, MoSi₂) Etc. can be adopted.
[0051]
As shown in FIG. 7A, input drive electrodes 61 and 62 are formed on the left and right sides of the input resonator 74 with a minute distance d therebetween. As shown in FIG. 7B, input base electrodes 56 and 57 are formed between the input drive electrodes 61 and 62 and the second insulating film 33. Further, for the output resonator 75 paired with the input resonator 74, output detection electrodes 63 and 64 are formed as shown in FIG. Although not shown, an output base electrode is formed between the output detection electrodes 63 and 64 and the second insulating film 33 as shown in FIG. 7B. The input resonator 74 and the output resonator 75 are mechanically coupled by a beam-shaped connector 10.
[0052]
The input drive electrodes 61 and 62 and the output detection electrodes 63 and 64 can be made of various materials as long as they are conductive materials, such as doped polysilicon, refractory metal, refractory metal silicide, and the like. It can be adopted. Considering the manufacturing process, it is convenient that the input drive electrodes 61 and 62 and the output detection electrodes 63 and 64 are made of the same material as the input resonator 74 and the output resonator 75. It is convenient that the input base electrodes 56 and 57 and the connection electrode 45 are made of the same material in consideration of the manufacturing process.
[0053]
In the micromechanical filter according to the third embodiment, an input resonator 74 and an output resonator 75 on a disk that easily increase the resonance frequency are used. In the resonance mode of the spread vibration, unlike the micromechanical filter according to the first embodiment, the distribution of the electrostatic force cannot be controlled and the generation of the low-order resonance mode cannot be eliminated. Therefore, similarly to the micromechanical filter according to the second embodiment, in the micromechanical filter according to the third embodiment, the dimensions of the input resonator 74 and the output resonator 75, that is, the radius r of the circle are set. It has changed. The input resonator 74 uses the secondary resonance mode, and the output resonator 75 uses the tertiary resonance mode.
[0054]
For this reason, the radius of the output resonator 75 is longer than that of the input resonator 74, and the secondary resonance frequency of the input resonator 74 and the tertiary resonance frequency of the output resonator 75 are the pass frequency f.₀Is set to match.
[0055]
Also in the micromechanical filter according to the third embodiment, the pass frequency f₀At lower frequencies, the resonance frequencies do not coincide with each other, and the resonances of the input resonator 74 and the output resonator 75 do not coincide with each other for the first time. For this reason, both of the resonances of the entire element are caused by stretching vibration of the connector 10 (vibration in which the length of the rod changes in the x direction) as in the micromechanical filter according to the second embodiment. Matching resonance frequency f₀The signal passes only at. In the micromechanical filter according to the third embodiment, similarly to the micromechanical filter according to the second embodiment, the shape of the resonator is changed and the low-order resonance frequencies of both are shifted to influence the low-order resonance. As in the first embodiment, the operation in the microwave band of about 1 to 5 GHz can be realized.
[0056]
A micromechanical filter manufacturing method according to the third embodiment will be described with reference to FIG. 8 which is a process cross-sectional view along the A-A ′ direction in FIG.
[0057]
(A) First, the first insulating film 32 is formed on the Si substrate 31, and further, the second insulating film 33 is formed on the first insulating film 32. For example, as the first insulating film 32, a thermal oxide film (SiO2) obtained by thermally oxidizing the Si substrate 31 is used.₂Film) and the second insulating film 33 are Si deposited by the CVD method._ThreeN_FourA membrane can be used. Next, a non-doped polysilicon film is deposited by the CVD method.³¹P⁺Impurity ions such as those are implanted and further annealed to form a conductive doped polysilicon film. Thereafter, the doped polysilicon film is patterned using a photolithography process and an RIE method to form connection electrodes 45 and input base electrodes 56 and 57 as shown in FIG. FIG. 8A is a process cross-sectional view along the AA ′ direction in FIG. 7A, and is not shown. However, the other parts on the second insulating film 33 are the same. Of course, an output base electrode is formed. In place of the doped polysilicon film, a refractory metal such as W, Ti, Mo or the like is deposited by a vacuum evaporation method, a sputtering method, a CVD method or the like, and the refractory metal is patterned to obtain a connection electrode 45, It goes without saying that the input base electrodes 56 and 57, the output base electrode electrodes, and the like may be formed.
[0058]
(B) Next, a sacrificial film 36 is deposited on top of the connection electrode 45, the input base electrodes 56 and 57, and the output base electrode (not shown). As the sacrificial film 36, for example, SiO is formed by a CVD method.₂The film 36 may be formed. Then, using the photolithography process and the RIE method, patterning is performed as shown in FIG. 8B to expose part of the connection electrode 45 and part of the input base electrodes 56 and 57.
[0059]
(C) Next, after forming a non-doped polysilicon film by the CVD method and then implanting impurity ions to give conductivity, the plan view of FIG. 7A and the process cross-sectional view of FIG. As shown, patterning is performed by RIE to form an input resonator 74, an output resonator 75, a coupler 10, input drive electrodes 61 and 62, and output detection electrodes 63 and 64. Rather than implanting impurity ions after forming a non-doped polysilicon film to make it conductive, the PH during CVD_ThreeAnd AsH_ThreeThe doped polysilicon film may be directly deposited by a method of doping an impurity element from the gas phase using a dopant gas such as.
[0060]
(D) Next, if the sacrificial film 36 is removed by etching with an HF aqueous solution as shown in FIG. 8D, the micromechanical filter according to the third embodiment is completed.
[0061]
As described above, the micromechanical filter according to the third embodiment can be manufactured by an extremely simple manufacturing process.
[0062]
(Portable information terminal)
FIG. 9 shows a receiving circuit of a portable information terminal provided with the micromechanical filter described in the first to third embodiments as a high frequency (RF) filter 11 and an intermediate frequency (IF) filter 12.
[0063]
The receiving circuit of the portable information terminal shown in FIG. 9 includes an RF filter 11 using the micromechanical filter described in the first to third embodiments as an RF front end unit, and a mixer 18 connected to the RF filter 11. A local oscillator 19 connected to the mixer 18. The mixer 18 mixes the RF signal output from the RF filter 11 and the RF signal output from the local oscillator 19 to generate a signal having an intermediate frequency (IF) of 200 MHz to 500 MHz, for example. A first antenna 15 and a second antenna 16 are connected to the RF filter 11 via an antenna switch 17. In FIG. 9, two first antennas 15 and second antennas 16 are connected, but this is an example, and the number of antennas is not limited to two. The RF signal received by the first antenna 15 and the second antenna 16 mixed by the mixer 18 and the RF signal output from the local oscillator 19 are the micromechanical filters described in the first to third embodiments. It is transmitted to the IF filter 12.
[0064]
An amplifier 20 is connected to the IF filter 12, and a receiver LSI chip 3 including an I / Q demodulation circuit is connected to the amplifier 20. An IQ transmitter 27 including a resonator 28 is connected to the receiver LSI chip 3. The IF filter 12 extracts the difference frequency between the RF signal received by the first antenna 15 and the second antenna 16 and the RF signal output from the local oscillator 19, and the amplifier 20 amplifies the IF signal that is the difference frequency. And stabilized. This IF signal is quadrature demodulated by the receiver LSI chip 3 to generate an I signal and a Q signal that are 90 ° out of phase with each other. In the mixer 21 and the mixer 22 included in the receiver LSI chip 3, a baseband I signal and a baseband Q signal having a lower frequency, for example, 10 MHz or less, are respectively generated. The baseband I signal and the baseband Q signal are respectively amplified by the amplifiers 23 and 24 and then input to the baseband filters 13 and 14. The baseband I signal and the baseband Q signal that have passed through the baseband filters 13 and 14 are further converted into digital signals by the A / D converters 25 and 26 and input to a digital baseband processor (DBBP) (not shown). Is done. That is, the baseband I signal and the baseband Q signal extracted through the baseband filter 13 and the baseband filter 14 are converted into digital baseband I signals by the AD converter 25 and the AD converter 26, respectively. And a baseband Q signal, which is processed by a digital baseband processor (DBBP).
[0065]
FIG. 10 shows the transmission circuit 2 of the portable information terminal. The baseband processing unit of the transmission circuit 2 is provided with DA converters 65 and 66 for converting the digital baseband I signal and the baseband Q signal from the digital baseband processor (DBBP) into analog signals, respectively. . The digital baseband I signal and baseband Q signal are converted into analog baseband I signal and baseband Q signal by the DA converter 65 and DA converter 66, and the baseband filter 61 and the baseband filter 62. To the amplifiers 88 and 89 of the modulator LSI chip 5.
[0066]
The modulator LSI chip 5 includes amplifiers 88 and 89 and mixers 85 and 86 connected to the amplifiers 88 and 89. The modulator LSI chip 5 further includes an oscillator 60 and a phase shifter 87. The RF frequency of the carrier wave from the oscillator 60 is supplied to the mixer 85 and the mixer 86 with a phase shift of 90 ° from each other by the phase shifter 87. The outputs of the amplifiers 88 and 89 are mixed with the RF frequency of the carrier wave from the oscillator 60 in the mixers 85 and 86 and modulated. The modulator LSI chip 5 further includes an adder 84 and an amplifier 83 connected to the output of the adder 84. The outputs of the mixer 85 and the mixer 86 are input to the adder 84, and the output of the adder 84 is input to the amplifier 83. The output of the amplifier 83 is supplied to the MMIC 4 constituting the RF front end unit of the transmission circuit 2. The MMIC 4 includes power transistors for microwaves 81 and 82 connected in multiple stages. After RF amplification, the MMIC 4 is supplied to the first antenna 15 and the second antenna 16 via the antenna switch 17.
[0067]
In the portable information terminal shown in FIGS. 9 and 10, small micromechanical filters are used as the RF filter 11 and the IF filter 12 instead of the LC circuit using the cavity resonator and the inductor. In addition, a portable information terminal that can be used in a microwave band of about 1 to 5 GHz with low power consumption can be realized. Of course, the present invention can also be applied to a filter in the low frequency region such as the baseband filters 13 and 14 in FIG. 9 or the baseband filters 61 and 62 in FIG. 10, but in view of the high frequency characteristics of the micromechanical filter of the present invention. For example, it is preferably used for a filter in a microwave band of 300 MHz or higher, particularly about 1 to 5 GHz.
[0068]
(Other embodiments)
As described above, the present invention has been described according to the first to third embodiments. However, it should not be understood that the description and drawings constituting a part of this disclosure limit the present invention. From this disclosure, various alternative embodiments, examples and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.
[0069]
For example, the vibration order of the resonator is not limited to the second and third orders shown here. Further, the vibration to be used is not limited to the flexural vibration of the both-end supported beam and the spreading vibration of the disc shown here. For example, a flexural vibration of a disk may be used.
[0070]
As described above, the present invention naturally includes various embodiments not described herein. Therefore, the technical scope of the present invention is defined only by the invention specifying matters according to the scope of claims reasonable from the above description.
[0071]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a micromechanical filter and a portable information terminal that are small in size and excellent in high-frequency characteristics in a microwave band of 300 MHz or higher, particularly about 1 to 5 GHz.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a structural diagram of a micromechanical filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining higher-order resonance.
FIG. 3 is a diagram for explaining the effect of the first exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a method for manufacturing the micromechanical filter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a structural diagram of a micromechanical filter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing each vibration mode for explaining the operation of the micromechanical filter according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a structural diagram of a micromechanical filter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a method for manufacturing a micromechanical filter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a schematic diagram showing a receiving circuit of a portable information terminal including the micro mechanical filter described in the first to third embodiments as a high frequency (RF) filter and an intermediate frequency (IF) filter.
10 is a schematic diagram showing a transmission circuit of a portable information terminal corresponding to FIG. 9;
FIG. 11 is a structural diagram of a conventional micromechanical filter.
[Explanation of symbols]
2 ... Transmission circuit
3. Receiver LSI chip
4 ... MMIC
5. Modulator LSI chip
10 ... Connector
11 ... RF filter
12 ... IF filter
13, 14 ... Baseband filter
15 ... 1st antenna
16 ... second antenna
17 ... Antenna switch
19 ... Local oscillator
20 ... Amplifier
21,22 ... Mixer
25, 26 ... A-D converter
27 ... IQ transmitter
28: Resonator
31 ... Si substrate
32. First insulating film
33. Second insulating film
34. First sacrificial film
35. Second sacrificial film
36 ... Sacrificial film
41, 42, 45 ... connecting electrodes
51, 52 ... Lower electrode for input
53, 54, 55 ... Lower electrode for output
56, 57... Base electrode for input
60 ... Oscillator
61, 62 ... Input drive electrodes
63, 64 ... output detection electrode
65, 66 ... DA converter
71, 74 ... input resonators
72, 73, 75 ... output resonators
81, 82 ... microwave power transistors
83 ... Amplifier
84 ... Adder
85, 86 ... Mixer
87 ... Phase shifter
88, 89 ... amplifier
91 ... Upper electrode for input
92, 93 ... Upper electrode for output
101a ... fixed electrode
101b ... fixed electrode
102a, 102b ... resonators
103 ... Connector
104a ... Input electrode
104b ... Output electrode
R1, R2 ... Terminating resistors

Claims (4)

入力用共振子と、
該入力用共振子を第１の高次の共振モードで振動させるように、前記入力用共振子に近接して配置された入力用駆動電極と、
前記入力用共振子に接続された結合子と、
該結合子に接続され、前記入力用共振子の振動により励振され、前記第１の高次の共振モードとは異なる次数の第２の高次の共振モードで振動するように、前記入力用共振子とは異なる構造をなす出力用共振子と、
該出力用共振子の振動を静電容量の変化により検知するための検出用電極
とを備え、互いに異なる次数の共振モードで振動している前記入力用共振子と前記出力用共振子の共振周波数が一致するように、前記検出用電極の位置関係を配置し、前記一致した共振周波数のマイクロ波信号を通過させることを特徴とするマイクロメカニカルフィルタ。An input resonator;
An input drive electrode disposed proximate to the input resonator so as to vibrate the input resonator in a first higher-order resonance mode;
A coupler connected to the input resonator;
The input resonance is connected to the coupler, excited by the vibration of the input resonator, and oscillated in a second higher-order resonance mode having a different order from the first higher-order resonance mode. An output resonator having a different structure from the child;
A detection electrode for detecting the vibration of the output resonator by a change in capacitance, and the resonance frequency of the input resonator and the output resonator oscillating in resonance modes of different orders The micromechanical filter is characterized in that the positional relationship of the detection electrodes is arranged so that they coincide with each other, and the microwave signal having the coincident resonance frequency is passed. 前記入力用共振子及び前記出力用共振子は、それぞれ両持ち梁構造のたわみ振動をすることを特徴とする請求項１記載のマイクロメカニカルフィルタ。  2. The micromechanical filter according to claim 1, wherein each of the input resonator and the output resonator performs a flexural vibration of a double-supported beam structure. 前記入力用共振子及び前記出力用共振子は、互いに半径の異なる円板形状であり、それぞれ半径方向に拡がり振動をすることを特徴とする請求項１記載のマイクロメカニカルフィルタ。2. The micromechanical filter according to claim 1, wherein the input resonator and the output resonator have disk shapes with different radii, and each oscillates in a radial direction. アンテナと、
入力用共振子、該入力用共振子を第１の高次の共振モードで振動させるように、前記入力用共振子に近接して配置された入力用駆動電極、前記入力用共振子に接続された結合子、該結合子に接続され、前記入力用共振子の振動により励振され、前記第１の高次の共振モードとは異なる次数の第２の高次の共振モードで振動するように、前記入力用共振子とは異なる構造をなす出力用共振子、該出力用共振子の振動を静電容量の変化により検知するための検出用電極を有し、前記アンテナから供給されるマイクロ波信号を通過させるマイクロメカニカルフィルタと、
局部発振器と、
前記マイクロメカニカルフィルタを通過した信号と前記局部発振器の信号とを混合するミキサ
とを備え、前記マイクロメカニカルフィルタは、互いに異なる次数の共振モードで振動している前記入力用共振子と前記出力用共振子の共振周波数が一致するように、前記検出用電極の位置関係を配置し、前記一致した共振周波数のマイクロ波信号を通過させることを特徴とする携帯型情報端末。An antenna,
An input resonator, an input drive electrode disposed close to the input resonator, and connected to the input resonator so as to vibrate the input resonator in a first higher-order resonance mode Coupled to the coupler , excited by the vibration of the input resonator, and oscillated in a second higher-order resonance mode having a different order from the first higher-order resonance mode, A microwave signal supplied from the antenna, having an output resonator having a structure different from that of the input resonator, a detection electrode for detecting vibration of the output resonator by a change in capacitance A micromechanical filter that passes through,
A local oscillator,
The micromechanical filter a signal that has passed through the e Bei a mixer for mixing the signal of the local oscillator, the micromechanical filter, for the output and the input resonator is vibrating varies in order resonance mode of each other as the resonant frequency of the resonator coincide, portable information terminal, wherein the positional relationship between the detection electrode disposed, characterized Rukoto passed through a microwave signal of the matched resonant frequency.

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