JP4026419B2 - コンデンサの充電装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス電源などに備える電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するためのコンデンサの充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッチと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアクトルを組み合わせたものがある。
【０００３】
このパルス電源は、例えば、図５に示す構成にされる。高圧充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ0を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ0の電圧を可飽和リアクトルＳＩ0を通してパルストランスＰＴの一次側に印加し、可飽和リアクトルＳＩ0の飽和動作（磁気スイッチ動作）によりコンデンサＣ0からパルストランスＰＴに放電させ、トランスＰＴの二次側に昇圧したパルス電流を発生させる。このパルス電流でコンデンサＣ1を充電し、可飽和リアクトルＳＩ1の飽和動作によりパルス圧縮した放電電流で次段のコンデンサＣ2を充電し、さらに可飽和リアクトルＳＩ2の飽和動作でパルス圧縮する。これらコンデンサと可飽和リアクトルの組として、最終段のコンデンサＣｎ（ピーキングコンデンサ）が高圧充電され、最終段の可飽和リアクトルＳＩｎの飽和動作により、負荷となるレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生させる。
【０００４】
ここで、負荷に供給するエネルギーは、１０数ｋＶ〜数１０ｋＶで数１０ｎｓ〜２００ｎｓのパルスエネルギーが必要となる。そして、スイッチＳＷの長寿命化や信頼性の向上（ミスファイアーの撲滅）を図るため、サイラトロンに代わってＧＴＯサイリスタやＩＧＢＴ等の電力用半導体素子を用いる場合、そのパルス通電能力（耐電圧や高いｄｉ／ｄｔ）不足を補うため、図５のように磁気回路を併用して昇圧やパルス幅圧縮を行う。
【０００５】
この場合、コンデンサＣ0の充電電圧としては、半導体スイッチＳＷの耐電圧の範囲内でできるだけ高くしたほうが初段のパルス幅が短くなり有利である。電力用半導体素子の耐電圧は、各種あるが、通常パルス電源に適用する場合は１２００Ｖ以上、なかでも３３００Ｖや４５００Ｖ耐圧などの高耐圧品を使用するケースが多い。それにともなって、コンデンサＣ0の定格充電電圧としても、２０００Ｖ〜３０００Ｖ以上に設定する例が多い。
【０００６】
しかるに、充電器の入力電源になる商用の交流電源電圧は、３相２００Ｖｒｍｓが一般的なため、充電器の小型・軽量化のため、充電器の入力段トランスを省き、交流電源からダイレクトに３相全波整流する構成とする場合、昇圧動作が不可欠である。この他、コンデンサの充電器として求められる要件として、以下の項目が挙げられる。
【０００７】
（１）所定の時間内にコンデンサＣ0の充電動作が完了すること。例えば、ｋＨZオーダーの高い繰り返しパルス電源用では、許容される充電時間も極端に短いものが要求される。
【０００８】
（２）同一の充電電圧指令値に対して充電電圧の再現性は、例えば±０.１〜±０.５％以内が好ましく、高い分解能が要求される。
【０００９】
（３）コンデンサＣ0の充電電圧は、広い範囲（例えば６０〜１００％）に対して優れた直線性をもつこと。
【００１０】
（４）交流電源の電圧変動などの外乱に対して、出力電圧等の特性が影響されないこと。
【００１１】
（５）電力変換効率が高いこと。
【００１２】
（６）装置が小型、軽量であること。
【００１３】
以上までの事情を考慮した充電装置としては、図６に示す主回路構成のものがある。交流電源を電源とする整流器と直流リアクトルとコンデンサ等により直流電源１が構成され、これを電圧形インバータ２、３の直流電源にする。
【００１４】
インバータ２、３は、パワートランジスタやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子とダイオードの組みをスイッチＳ１〜Ｓ４、Ｓ５〜Ｓ８としてブリッジ接続した主回路構成にされ、パルス幅制御（又はパルス幅変調）した交流電力を共振用コンデンサ５、６と共振用リアクトル７、８の直列接続になるＬＣ共振回路で決まる共振周波数を持って出力する共振形にされる。
【００１５】
出力トランス９、１０は、それぞれインバータ２、３からの交流出力電圧不足を補うよう一定の昇圧比で昇圧する。整流回路１１、１２は、ダイオードブリッジ接続で構成され、トランス９、１０の出力をそれぞれ交流入力とし、その全波整流を行い、整流出力を並列接続してコンデンサＣ0の充電出力を得る。
【００１６】
ここで、インバータ２はコンデンサＣ0の初期充電用であり、インバータ３は充電電圧微調整用である。これらインバータ２、３は、図７に示すように、コンデンサＣ0の初期充電にはインバータ２と３が同時に運転されてコンデンサＣ0を設定電圧近くまで充電し、この後はインバータ２を止めて微調整用インバータ３の運転により設定電圧まで徐々に精度良く充電して行く。
【００１７】
なお、微調整用インバータ３は、初期充電用インバータ２に比べ、スイッチング周波数を高くし、１サイクル当たりの充電電圧が小さくなるように設計される。
【００１８】
図８は、図６の変形例を示し、２つのトランス９、１０に代えて、３巻線構成の１つのトランス１３を設け、その出力巻線には初期充電用インバータ２の出力に微調整用インバータ３の出力を重畳させ、１つの整流回路１４の出力によりコンデンサＣ0の充電を行う。
【００１９】
以上に示した図６または図８の構成において、インバータ２、３を高周波化するのは、前記の（２）と（３）および（６）項への対策である。また、インバータ２、３を共振型としたのは、前記の（５）項への対策である。また、前記の（４）項についてはインバータ３の制御に際して、コンデンサＣ0の充電電圧を検出値とするフィードバック制御を行う。
【００２０】
また、前記の（１）、（２）項に対しては充電初期には低い分解能で高出力かつ高速充電を行い、充電末期には高い分解能にするために低出力の低速充電に切換るなど充電速度を可変にする制御方式とする。この制御は、図６では共振周波数が低く１サイクル当たりの出力エネルギーが大きいインバータ２と、共振周波数が高く１サイクル当たりの出力エネルギーが小さいインバータ３とからなる２台のインバータを切換え、図７に示すように充電初期には２台で運転し、充電末期には微調整用インバータ３のみを運転する。また、図８に示す構成の場合、両インバータ２、３は同じ共振周波数と出力エネルギーを有する２台のインバータ２、３を組み合わせ、充電初期には共振周波数の同期をとって同位相で運転し、充電が進むに伴って双方の位相をずらして充電末期にはほとんど逆位相による運転をすることで充電速度を可変にする。この位相制御方式のベクトル図を図９に示す。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロプロセッサやメモリなどの超ＬＳＩ素子の製造に用いられるリソグラフィ機器においては、生産性のスループットを上げるため、その光源であるエキシマレーザの高い繰り返し運転が要求されてきている。この繰り返し周波数とコンデンサＣ0の充電可能時間の関係は、単純に反比例しない。それは図１０に示す模式図のようになり、コンデンサＣ0の繰り返し周波数を２ｋＨZから４ｋＨZに倍増させると、充電禁止期間（次ぎサイクルの充電電圧設定値の演算等に必要な時間）の存在により充電可能期間は１／３程度まで短縮されてしまい、充電装置の責務は厳しくなってくる。このため、従来の充電装置構成では、高い繰り返し動作を可能とするには、装置が大型化する。
【００２２】
この対策として、本願出願人は、高周波インバータと昇圧チョッパで構成した充電装置を既に提案している（特願２０００−８１７７）。この提案では、図１１に例を示すように、１台のインバータ２の出力をトランス９で昇圧し、この出力を整流回路１１で全波整流し、この整流出力でコンデンサＣ0を充電するのに、チョッパ回路１５の制御でコンデンサ充電電圧を連続的に制御する。
【００２３】
しかし、この提案方式においても、電力変換のステージがインバータとチョッパ回路の２段縦列接続構成となるため、小型化には限界があった。
【００２４】
そこで、これらの問題を解決するために、本願出願人は、特願２００１−１４０１４において、図１２に示す充電器の装置を提案している。同図では、非絶縁形の昇圧チョッパ回路１６と全波整流器１７との間に半導体スイッチＱ1を設け、負荷であるコンデンサＣ0への充電動作終了後に、スイッチＱ1をオフ制御し、コンデンサＣ0を直流入力側から遮断させてパルス発生動作に影響を与えないようにしている。なお、リアクトルＬからコンデンサＣ0への充電のための充電電流路はダイオードＤ1の導通で形成する。
【００２５】
この方式では、装置の小型化のためにインバータ及びトランスを省略していて交流電源との絶縁がとれないことから、出力段のＰ側、Ｎ側とも非接地としている。それは充電器の入力は前記のように交流３相の２００Ｖをトランスレスで整流して直流入力部を作っているが、通常、３相のうち１相は接地されているため、Ｐ側，Ｎ側いずれかを接地すると二重接地になり、整流器１７が正常に動作しなくなるためである。
【００２６】
図１２の充電器構成において、負荷であるコンデンサＣ0の両極が非接地であることは、図５に示すパルス電源の構成例では、パルストランスＰＴの箇所で絶縁されているのでパルス電源の負荷の一極が接地されていることが必要であっても、直接的には不都合はない。しかしながら、パルス電源の用途によっては、エキシマレーザほど高電圧を要求されないものもあり、数ｋＶクラスの場合は、パルストランスＰＴを使用しない方が小型化でき、かつコストも安くて済む。その場合は、図１２の充電器のＰ側、Ｎ側いずれかを接地することが必要になる。この場合には、特願２００１−１４０１４の方式は採用できない。
【００２７】
次に、さらなる高繰り返し化にともなう特願２００１−１４０１４の問題点を記す。この方式のベースとなっている昇圧チョッパ回路１６の動作は、入力側の直流電圧源からいったんリアクトルＬに電磁エネルギーの形でエネルギーを蓄積させ、その電磁エネルギーを今度は負荷であるＣ0に移行させることで成り立っている。そのため、充電時間の短縮化には直流電圧を高くするか、リアクトルＬのインダクタンス値を下げるか、のいずれかである。どちらの方法が良いか回路シミュレータを用いて試作設計した結果を下表に示す。
【００２８】
【表１】
【００２９】
この試作設計では与えた充電条件（負荷静電容量、充電電圧、充電時間）に対して、直流入力電圧を２５０Ｖと７００Ｖの２種類について、必要なインダクタンス値、Ｌへのエネルギー蓄積が終了してＩＧＢＴ（Ｑ1）をターンオフさせるときの遮断電流、運転効率から比較するものである。この結果から、明らかに直流入力電圧を高くした方が有利なことが分かる。なお、実際には運転効率は下表ほど差がでないよラに、２５０Ｖ入力ならば等価損失抵抗がもっと小さくなるようにＬの巻線の線径を太くしたり、Ｑ1の並列個数を増やしたりするが、そうした対策は逆にコスト高になるから、直流入力電圧を上げた方がよいことに変わりはない。しかしながら、特願２００１−１４０１４の回路では、交流側の入力電圧は３相２００Ｖの場合、それを整流しても高々２５０Ｖ程度しか得られないという問題があった。
【００３０】
本発明の目的は、パルス発生回路のコンデンサの１極を接地した構成で、充電器さらにはパルス発生回路の小型化・軽量化・コスト低減を図って高速充電できるコンデンサの充電装置を提供することにある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記の課題を解決するため、１相が接地された３相３線式の交流電源から、Ｖ結線のダイオード整流器またはＰＷＭコンバータにより、交流電源の接地相および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得、この直流電力から非絶縁形の昇圧チョッパ回路で昇圧して電力用コンデンサに充電電流を供給する構成、または、３相４線式で中性点が接地された交流電源から、ダイオード整流器またはＰＷＭコンバータにより、交流電源の中性点および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得、この直流電力から非絶縁形の昇圧チョッパ回路で昇圧して電力用コンデンサに充電電流を供給する構成としたもので、以下の構成を特徴とする。
【００３２】
（１）一方の電極を接地した電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するためのコンデンサの充電装置であって、
３相３線式で１相が接地された交流電源を入力とし、４アーム方式のダイオード整流器またはＰＷＭコンバータ回路構成で整流・平滑し、前記交流電源の接地相および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得るコンバータ部と、
前記コンバータ部の正負の直流出力でリアクトルに短絡電流を流す第１の半導体スイッチを有し、この半導体スイッチのオフ制御で該リアクトルから電力用コンデンサへの充電電流路形成用ダイオードを通して電力用コンデンサに昇圧した充電電流を供給する非絶縁形の昇圧チョッパ回路とを備えたことを特徴とする。
【００３５】
（２）前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ00、前記コンバータ部の出力電圧Ｅin、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ0＊、電力用コンデンサの容量Ｃ0、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
【００３６】
【数５】
【００３７】
または、移行効率ηを含めた、
【００３８】
【数６】
【００３９】
に従って前記第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチの導通時間ｔonを制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００４０】
（３）前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ00、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ0＊、電力用コンデンサの容量Ｃ0、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
【００４１】
【数７】
【００４２】
または、移行効率ηを含めた、
【００４３】
【数８】
【００４４】
に前記昇圧チョッパ回路のインダクタンスの短絡電流Ｉが一致するときに前記第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチをターンオフ制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００４５】
（４）前記リアクトルに蓄える電磁エネルギーが前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電するよりも若干多めになるよう前記導通時間ｔonまたは短絡電流Ｉを設定しておき、電力用コンデンサの電圧検出値が前記目標値に一致したときに、前記第２の半導体スイッチはオフ制御し、前記第１の半導体スイッチはオン制御のままにして、前記リアクトルに残留する電磁エネルギーを回路損失で吸収する手段を備えたことを特徴とする。
【００４６】
【発明の実施の形態】
図１〜図４は、本発明の実施形態１〜４を示す主回路結線図であり、コンデンサＣ0の両端電極のいずれか１極を接地し、３相２００Ｖ系列の交流入力にも高速充電するのに必要な高圧充電電圧を得るものである。
【００４７】
図１と図２は、３相３線式の交流入力で１相が接地された電源に適用する場合であり、いずれも、図１２の全波整流器１７に代えて、接地相に対して正負の直流出力を得るＶ結線（４アーム方式）のコンバータ１８または１９を設け、この接地相をコンデンサＣ０の片方の極（図示ではＮ極）にダイレクトに結線している。
【００４８】
また、図３と図４は３相４線式で中性点が接地された交流入力の電源に適用する場合であり、接地された交流電源の中性点に対して正負の直流出力を得るコンバータ２０または２１を設け、コンデンサＣ0の片方の極（図示ではＮ極）を接地相と同電位にしている。
【００４９】
また、図１と図２および図３と図４の違いは、コンバータ１８、２０をダイオード整流器とするのに対して、コンバータ１９、２１をＰＷＭコンバータとする点にある。
【００５０】
充電装置の基本動作としては、コンバータ１８〜２１の直流出力を電源として半導体スイッチＱ1，Ｑ2の同時オン制御で昇圧チョッパ回路１６のリアクトルＬに電磁エネルギーとして蓄積し、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の同時オフ制御でリアクトルＬ→ダイオードＤ2→コンデンサＣ0→ダイオードＤ1の経路でコンデンサＣ0を充電する。
【００５１】
また、コンデンサＣ0の充電電圧制御には、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間制御またはリアクトルＬに流す電流Ｉの制御でなされる。これら制御は、充電動作開始前のコンデンサＣ0の残留電圧Ｅ00、コンバータ出力電圧（直流電圧）Ｅin、充電電圧目標値Ｅ0＊、半導体スイッチＱ1，Ｑ2をターンオフさせる直前のリアクトルＬの電流Ｉ、コンデンサＣ0の容量をＣ0、リアクトルＬのインダクタンスをＬとして、回路損失を０とした場合、以下の関係式で表すことができる。
【００５２】
【数９】
【００５３】
上記の関係式から、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間ｔonを決定する。また、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間ｔonを決定する代わりに、上記の式に示すリアクトルＬに流す電流値Ｉを計算しておき、半導体スイッチＱ1，Ｑ2を導通させてリアクトルＬに流れる電流をセンサで検出し、目標の電流値Ｉに達したときに半導体スイッチＱ1，Ｑ2をターンオフさせる。
【００５４】
実際には、回路損失や半導体スイッチのターンオン・ターンオフ時間を考慮し、コンデンサＣ0へのエネルギー移行効率η（おおよそ０.８５〜０.９５）を含めた以下の関係式から半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間ｔon制御またはリアクトルＬの電流Ｉの検出から半導体スイッチＱ1，Ｑ2をターンオフ制御する。
【００５５】
【数１０】
【００５６】
上記のいずれの制御方式にしても、回路損失を正確に予測することは難しいため、コンデンサＣ0の充電電圧目標値に完全に合致させた高精度の充電電圧制御が困難となる。そこで、図１〜図４中に示すように、リアクトルＬの電磁エネルギーの全てをコンデンサＣ0の充電電流に充てるのに代えて、コンデンサＣ0の充電電圧が目標電圧に達したときに、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーを半導体スイッチＱ2を通して回路損失として吸収することで高精度の充電電圧制御が可能となる。
【００５７】
この充電制御には、図１〜図４に示すように、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーを半導体スイッチＱ2からダイオードＤ1を介してリアクトルＬに循環させるためのダイオードＤ3を設けておく。また、リアクトルＬに蓄える電磁エネルギーは回路損失見込み分よりも若干多めになるように半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間もしくはリアクトルＬの電流値Ｉを設定する。そして、リアクトルＬからコンデンサＣ0へのエネルギー移行中に、コンデンサＣ0電圧が目標値に達した（電圧センサで検出）とき、半導体スイッチＱ1はオフのまま、半導体スイッチＱ2のみを導通させ、リアクトルＬの残留エネルギーをＬ→Ｑ2→Ｄ3→Ｄ1のループで電流を循環させることにより、コンデンサＣ0の充電をストップさせる。
【００５８】
なお、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーは、リアクトルＬや半導体スイッチＱ2に内在する損失分で吸収させて、もしくはダイオードＤ3に直列に介挿する抵抗器によって吸収させて、次の充電サイクルまでに消滅させる。
【００５９】
なお、図２と図４では、コンバータ部１９、２１をＰＷＭコンバータとしている。これらＰＷＭコンバータ方式の場合、図１または図３のダイオード整流器に較べて、直流電圧を高く設定でき、高速充電に適する。また、交流入力電圧の変動に拘わらず、直流電圧を一定電圧に制御できるため、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間もしくはリアクトルＬの電流値Ｉを計算する際の入力パラメータである直流電圧Ｅinが定数となるため演算が簡単になり、より高速な充電に適する。また、交流入力電流の高調波も抑制できるという利点もある。ただし、交流入力ラインにリアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが必要なこと、自己消弧素子が４〜６アーム分必要なため、ゲート駆動回路も必要で、コスト的に不利である。したがって、交流入力電圧が４００Ｖ系で、高速充電がそれほど厳しく求められない用途では、図１または図３の回路が適する。
【００６０】
なお、各実施形態では、コンデンサＣ0のＮ極側を接地する場合を示すが、Ｐ極側を接地する構成にして同等の作用効果を得ることができる。
【００６１】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、図１〜図４の回路構成とすることで、交流入力が１相接地の３相３線式の２００Ｖ／４００Ｖ系、もしくは中性点接地の３相４線式の２００Ｖ／４００Ｖ系においても．充電装置に変圧器を使用せずに負荷コンデンサの１極を接地でき、これによりコンデンサに蓄えられた電荷をエネルギー源とするパルス発生器が昇圧を必要としない場合においては、パルストランスで絶縁をとる必要がなくなり、パルス発生器を小型・軽量化、さらにコストを下げることができる。
【００６２】
また、充電装置の入力部のＡＣ／ＤＣ変換部にＰＷＭコンバータを採用した回路においては、直流電圧部が昇圧されるため、昇圧チョッパ回路の責務が軽減され、これにより昇圧チョッパ回路部分の小型・軽量化、コスト低減に効果がある。さらに、直流電圧部は昇圧されると同時に定電圧に制御されるため、充電量の演算に際して、直流入力電圧を定数として扱えるため演算が容易になる。このため、充電量を制御するための演算時間のオーバーヘッド部分が縮減されるため、充電動作に割り当てる時間が増大して昇圧チョッパの責務が軽減され、さらにこの回路部分の小型・軽量化、コスト低減に効果をもたらす。また、充電電圧の精度も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図２】本発明の実施形態２を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図３】本発明の実施形態３を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図４】本発明の実施形態４を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図５】パルス電源の構成例。
【図６】従来のコンデンサ充電装置（その１）。
【図７】２台のインバータによる充電特性。
【図８】従来のコンデンサ充電装置（その２）。
【図９】従来装置の位相制御方式の動作説明図。
【図１０】高繰り返しになるほど充電可能な時間が短くなることの説明図。
【図１１】従来のコンデンサ充電装置（その３）。
【図１２】従来のコンデンサ充電装置（その４）。
【符号の説明】
１６…昇圧チョッパ回路
１７…整流回路
１８…ダイオード整流器構成のＶ結線コンバータ
１９…ＰＷＭ構成のＶ結線コンバータ
２０…ダイオード整流器構成のコンバータ
２１…ＰＷＭ構成のコンバータ
Ｃ0…電力用コンデンサ
Ｌ…リアクトル
Ｑ1，Ｑ2…半導体スイッチ
Ｄ1〜Ｄ3…ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス電源などに備える電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するためのコンデンサの充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッチと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアクトルを組み合わせたものがある。
【０００３】
このパルス電源は、例えば、図５に示す構成にされる。高圧充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ0を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ0の電圧を可飽和リアクトルＳＩ0を通してパルストランスＰＴの一次側に印加し、可飽和リアクトルＳＩ0の飽和動作（磁気スイッチ動作）によりコンデンサＣ0からパルストランスＰＴに放電させ、トランスＰＴの二次側に昇圧したパルス電流を発生させる。このパルス電流でコンデンサＣ1を充電し、可飽和リアクトルＳＩ1の飽和動作によりパルス圧縮した放電電流で次段のコンデンサＣ2を充電し、さらに可飽和リアクトルＳＩ2の飽和動作でパルス圧縮する。これらコンデンサと可飽和リアクトルの組として、最終段のコンデンサＣｎ（ピーキングコンデンサ）が高圧充電され、最終段の可飽和リアクトルＳＩｎの飽和動作により、負荷となるレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生させる。
【０００４】
ここで、負荷に供給するエネルギーは、１０数ｋＶ〜数１０ｋＶで数１０ｎｓ〜２００ｎｓのパルスエネルギーが必要となる。そして、スイッチＳＷの長寿命化や信頼性の向上（ミスファイアーの撲滅）を図るため、サイラトロンに代わってＧＴＯサイリスタやＩＧＢＴ等の電力用半導体素子を用いる場合、そのパルス通電能力（耐電圧や高いｄｉ／ｄｔ）不足を補うため、図５のように磁気回路を併用して昇圧やパルス幅圧縮を行う。
【０００５】
この場合、コンデンサＣ0の充電電圧としては、半導体スイッチＳＷの耐電圧の範囲内でできるだけ高くしたほうが初段のパルス幅が短くなり有利である。電力用半導体素子の耐電圧は、各種あるが、通常パルス電源に適用する場合は１２００Ｖ以上、なかでも３３００Ｖや４５００Ｖ耐圧などの高耐圧品を使用するケースが多い。それにともなって、コンデンサＣ0の定格充電電圧としても、２０００Ｖ〜３０００Ｖ以上に設定する例が多い。
【０００６】
しかるに、充電器の入力電源になる商用の交流電源電圧は、３相２００Ｖｒｍｓが一般的なため、充電器の小型・軽量化のため、充電器の入力段トランスを省き、交流電源からダイレクトに３相全波整流する構成とする場合、昇圧動作が不可欠である。この他、コンデンサの充電器として求められる要件として、以下の項目が挙げられる。
【０００７】
（１）所定の時間内にコンデンサＣ0の充電動作が完了すること。例えば、ｋＨZオーダーの高い繰り返しパルス電源用では、許容される充電時間も極端に短いものが要求される。
【０００８】
（２）同一の充電電圧指令値に対して充電電圧の再現性は、例えば±０.１〜±０.５％以内が好ましく、高い分解能が要求される。
【０００９】
（３）コンデンサＣ0の充電電圧は、広い範囲（例えば６０〜１００％）に対して優れた直線性をもつこと。
【００１０】
（４）交流電源の電圧変動などの外乱に対して、出力電圧等の特性が影響されないこと。
【００１１】
（５）電力変換効率が高いこと。
【００１２】
（６）装置が小型、軽量であること。
【００１３】
以上までの事情を考慮した充電装置としては、図６に示す主回路構成のものがある。交流電源を電源とする整流器と直流リアクトルとコンデンサ等により直流電源１が構成され、これを電圧形インバータ２、３の直流電源にする。
【００１４】
インバータ２、３は、パワートランジスタやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子とダイオードの組みをスイッチＳ１〜Ｓ４、Ｓ５〜Ｓ８としてブリッジ接続した主回路構成にされ、パルス幅制御（又はパルス幅変調）した交流電力を共振用コンデンサ５、６と共振用リアクトル７、８の直列接続になるＬＣ共振回路で決まる共振周波数を持って出力する共振形にされる。
【００１５】
出力トランス９、１０は、それぞれインバータ２、３からの交流出力電圧不足を補うよう一定の昇圧比で昇圧する。整流回路１１、１２は、ダイオードブリッジ接続で構成され、トランス９、１０の出力をそれぞれ交流入力とし、その全波整流を行い、整流出力を並列接続してコンデンサＣ0の充電出力を得る。
【００１６】
ここで、インバータ２はコンデンサＣ0の初期充電用であり、インバータ３は充電電圧微調整用である。これらインバータ２、３は、図７に示すように、コンデンサＣ0の初期充電にはインバータ２と３が同時に運転されてコンデンサＣ0を設定電圧近くまで充電し、この後はインバータ２を止めて微調整用インバータ３の運転により設定電圧まで徐々に精度良く充電して行く。
【００１７】
なお、微調整用インバータ３は、初期充電用インバータ２に比べ、スイッチング周波数を高くし、１サイクル当たりの充電電圧が小さくなるように設計される。
【００１８】
図８は、図６の変形例を示し、２つのトランス９、１０に代えて、３巻線構成の１つのトランス１３を設け、その出力巻線には初期充電用インバータ２の出力に微調整用インバータ３の出力を重畳させ、１つの整流回路１４の出力によりコンデンサＣ0の充電を行う。
【００１９】
以上に示した図６または図８の構成において、インバータ２、３を高周波化するのは、前記の（２）と（３）および（６）項への対策である。また、インバータ２、３を共振型としたのは、前記の（５）項への対策である。また、前記の（４）項についてはインバータ３の制御に際して、コンデンサＣ0の充電電圧を検出値とするフィードバック制御を行う。
【００２０】
また、前記の（１）、（２）項に対しては充電初期には低い分解能で高出力かつ高速充電を行い、充電末期には高い分解能にするために低出力の低速充電に切換るなど充電速度を可変にする制御方式とする。この制御は、図６では共振周波数が低く１サイクル当たりの出力エネルギーが大きいインバータ２と、共振周波数が高く１サイクル当たりの出力エネルギーが小さいインバータ３とからなる２台のインバータを切換え、図７に示すように充電初期には２台で運転し、充電末期には微調整用インバータ３のみを運転する。また、図８に示す構成の場合、両インバータ２、３は同じ共振周波数と出力エネルギーを有する２台のインバータ２、３を組み合わせ、充電初期には共振周波数の同期をとって同位相で運転し、充電が進むに伴って双方の位相をずらして充電末期にはほとんど逆位相による運転をすることで充電速度を可変にする。この位相制御方式のベクトル図を図９に示す。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロプロセッサやメモリなどの超ＬＳＩ素子の製造に用いられるリソグラフィ機器においては、生産性のスループットを上げるため、その光源であるエキシマレーザの高い繰り返し運転が要求されてきている。この繰り返し周波数とコンデンサＣ0の充電可能時間の関係は、単純に反比例しない。それは図１０に示す模式図のようになり、コンデンサＣ0の繰り返し周波数を２ｋＨZから４ｋＨZに倍増させると、充電禁止期間（次ぎサイクルの充電電圧設定値の演算等に必要な時間）の存在により充電可能期間は１／３程度まで短縮されてしまい、充電装置の責務は厳しくなってくる。このため、従来の充電装置構成では、高い繰り返し動作を可能とするには、装置が大型化する。
【００２２】
この対策として、本願出願人は、高周波インバータと昇圧チョッパで構成した充電装置を既に提案している（特願２０００−８１７７）。この提案では、図１１に例を示すように、１台のインバータ２の出力をトランス９で昇圧し、この出力を整流回路１１で全波整流し、この整流出力でコンデンサＣ0を充電するのに、チョッパ回路１５の制御でコンデンサ充電電圧を連続的に制御する。
【００２３】
しかし、この提案方式においても、電力変換のステージがインバータとチョッパ回路の２段縦列接続構成となるため、小型化には限界があった。
【００２４】
そこで、これらの問題を解決するために、本願出願人は、特願２００１−１４０１４において、図１２に示す充電器の装置を提案している。同図では、非絶縁形の昇圧チョッパ回路１６と全波整流器１７との間に半導体スイッチＱ1を設け、負荷であるコンデンサＣ0への充電動作終了後に、スイッチＱ1をオフ制御し、コンデンサＣ0を直流入力側から遮断させてパルス発生動作に影響を与えないようにしている。なお、リアクトルＬからコンデンサＣ0への充電のための充電電流路はダイオードＤ1の導通で形成する。
【００２５】
この方式では、装置の小型化のためにインバータ及びトランスを省略していて交流電源との絶縁がとれないことから、出力段のＰ側、Ｎ側とも非接地としている。それは充電器の入力は前記のように交流３相の２００Ｖをトランスレスで整流して直流入力部を作っているが、通常、３相のうち１相は接地されているため、Ｐ側，Ｎ側いずれかを接地すると二重接地になり、整流器１７が正常に動作しなくなるためである。
【００２６】
図１２の充電器構成において、負荷であるコンデンサＣ0の両極が非接地であることは、図５に示すパルス電源の構成例では、パルストランスＰＴの箇所で絶縁されているのでパルス電源の負荷の一極が接地されていることが必要であっても、直接的には不都合はない。しかしながら、パルス電源の用途によっては、エキシマレーザほど高電圧を要求されないものもあり、数ｋＶクラスの場合は、パルストランスＰＴを使用しない方が小型化でき、かつコストも安くて済む。その場合は、図１２の充電器のＰ側、Ｎ側いずれかを接地することが必要になる。この場合には、特願２００１−１４０１４の方式は採用できない。
【００２７】
次に、さらなる高繰り返し化にともなう特願２００１−１４０１４の問題点を記す。この方式のベースとなっている昇圧チョッパ回路１６の動作は、入力側の直流電圧源からいったんリアクトルＬに電磁エネルギーの形でエネルギーを蓄積させ、その電磁エネルギーを今度は負荷であるＣ0に移行させることで成り立っている。そのため、充電時間の短縮化には直流電圧を高くするか、リアクトルＬのインダクタンス値を下げるか、のいずれかである。どちらの方法が良いか回路シミュレータを用いて試作設計した結果を下表に示す。
【００２８】
【表１】
この試作設計では与えた充電条件（負荷静電容量、充電電圧、充電時間）に対して、直流入力電圧を２５０Ｖと７００Ｖの２種類について、必要なインダクタンス値、Ｌへのエネルギー蓄積が終了してＩＧＢＴ（Ｑ1）をターンオフさせるときの遮断電流、運転効率から比較するものである。この結果から、明らかに直流入力電圧を高くした方が有利なことが分かる。なお、実際には運転効率は下表ほど差がでないよラに、２５０Ｖ入力ならば等価損失抵抗がもっと小さくなるようにＬの巻線の線径を太くしたり、Ｑ1の並列個数を増やしたりするが、そうした対策は逆にコスト高になるから、直流入力電圧を上げた方がよいことに変わりはない。しかしながら、特願２００１−１４０１４の回路では、交流側の入力電圧は３相２００Ｖの場合、それを整流しても高々２５０Ｖ程度しか得られないという問題があった。
【００３０】
本発明の目的は、パルス発生回路のコンデンサの１極を接地した構成で、充電器さらにはパルス発生回路の小型化・軽量化・コスト低減を図って高速充電できるコンデンサの充電装置を提供することにある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記の課題を解決するため、１相が接地された３相３線式の交流電源から、Ｖ結線のダイオード整流器またはＰＷＭコンバータにより、交流電源の接地相および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得、この直流電力から非絶縁形の昇圧チョッパ回路で昇圧して電力用コンデンサに充電電流を供給する構成、または、３相４線式で中性点が接地された交流電源から、ダイオード整流器またはＰＷＭコンバータにより、交流電源の中性点および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得、この直流電力から非絶縁形の昇圧チョッパ回路で昇圧して電力用コンデンサに充電電流を供給する構成としたもので、以下の構成を特徴とする。
【００３２】
（１）一方の電極を接地した電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するためのコンデンサの充電装置であって、
３相３線式で１相が接地された交流電源を入力とし、４アーム方式のダイオード整流器またはＰＷＭコンバータ回路構成で整流・平滑し、前記交流電源の接地相および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得るコンバータ部と、
前記コンバータ部の正負の直流出力でリアクトルに短絡電流を流す第１の半導体スイッチを有し、この半導体スイッチのオフ制御で該リアクトルから電力用コンデンサへの充電電流路形成用ダイオードを通して電力用コンデンサに昇圧した充電電流を供給する非絶縁形の昇圧チョッパ回路とを備えたことを特徴とする。
【００３５】
（２）前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ00、前記コンバータ部の出力電圧Ｅin、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ0＊、電力用コンデンサの容量Ｃ0、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
【００３６】
【数５】
または、移行効率ηを含めた、
【００３８】
【数６】
に従って前記第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチの導通時間ｔonを制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００４０】
（３）前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ00、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ0＊、電力用コンデンサの容量Ｃ0、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
【００４１】
【数７】
または、移行効率ηを含めた、
【００４３】
【数８】
に前記昇圧チョッパ回路のインダクタンスの短絡電流Ｉが一致するときに前記第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチをターンオフ制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００４５】
（４）前記リアクトルに蓄える電磁エネルギーが前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電するよりも若干多めになるよう前記導通時間ｔonまたは短絡電流Ｉを設定しておき、電力用コンデンサの電圧検出値が前記目標値に一致したときに、前記第２の半導体スイッチはオフ制御し、前記第１の半導体スイッチはオン制御のままにして、前記リアクトルに残留する電磁エネルギーを回路損失で吸収する手段を備えたことを特徴とする。
【００４６】
【発明の実施の形態】
図１〜図４は、本発明の実施形態１〜４を示す主回路結線図であり、コンデンサＣ0の両端電極のいずれか１極を接地し、３相２００Ｖ系列の交流入力にも高速充電するのに必要な高圧充電電圧を得るものである。
【００４７】
図１と図２は、３相３線式の交流入力で１相が接地された電源に適用する場合であり、いずれも、図１２の全波整流器１７に代えて、接地相に対して正負の直流出力を得るＶ結線（４アーム方式）のコンバータ１８または１９を設け、この接地相をコンデンサＣ０の片方の極（図示ではＮ極）にダイレクトに結線している。
【００４８】
また、図３と図４は３相４線式で中性点が接地された交流入力の電源に適用する場合であり、接地された交流電源の中性点に対して正負の直流出力を得るコンバータ２０または２１を設け、コンデンサＣ0の片方の極（図示ではＮ極）を接地相と同電位にしている。
【００４９】
また、図１と図２および図３と図４の違いは、コンバータ１８、２０をダイオード整流器とするのに対して、コンバータ１９、２１をＰＷＭコンバータとする点にある。
【００５０】
充電装置の基本動作としては、コンバータ１８〜２１の直流出力を電源として半導体スイッチＱ1，Ｑ2の同時オン制御で昇圧チョッパ回路１６のリアクトルＬに電磁エネルギーとして蓄積し、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の同時オフ制御でリアクトルＬ→ダイオードＤ2→コンデンサＣ0→ダイオードＤ1の経路でコンデンサＣ0を充電する。
【００５１】
また、コンデンサＣ0の充電電圧制御には、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間制御またはリアクトルＬに流す電流Ｉの制御でなされる。これら制御は、充電動作開始前のコンデンサＣ0の残留電圧Ｅ00、コンバータ出力電圧（直流電圧）Ｅin、充電電圧目標値Ｅ0＊、半導体スイッチＱ1，Ｑ2をターンオフさせる直前のリアクトルＬの電流Ｉ、コンデンサＣ0の容量をＣ0、リアクトルＬのインダクタンスをＬとして、回路損失を０とした場合、以下の関係式で表すことができる。
【００５２】
【数９】
上記の関係式から、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間ｔonを決定する。また、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間ｔonを決定する代わりに、上記の式に示すリアクトルＬに流す電流値Ｉを計算しておき、半導体スイッチＱ1，Ｑ2を導通させてリアクトルＬに流れる電流をセンサで検出し、目標の電流値Ｉに達したときに半導体スイッチＱ1，Ｑ2をターンオフさせる。
【００５４】
実際には、回路損失や半導体スイッチのターンオン・ターンオフ時間を考慮し、コンデンサＣ0へのエネルギー移行効率η（おおよそ０.８５〜０.９５）を含めた以下の関係式から半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間ｔon制御またはリアクトルＬの電流Ｉの検出から半導体スイッチＱ1，Ｑ2をターンオフ制御する。
【００５５】
【数１０】
上記のいずれの制御方式にしても、回路損失を正確に予測することは難しいため、コンデンサＣ0の充電電圧目標値に完全に合致させた高精度の充電電圧制御が困難となる。そこで、図１〜図４中に示すように、リアクトルＬの電磁エネルギーの全てをコンデンサＣ0の充電電流に充てるのに代えて、コンデンサＣ0の充電電圧が目標電圧に達したときに、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーを半導体スイッチＱ2を通して回路損失として吸収することで高精度の充電電圧制御が可能となる。
【００５７】
この充電制御には、図１〜図４に示すように、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーを半導体スイッチＱ2からダイオードＤ1を介してリアクトルＬに循環させるためのダイオードＤ3を設けておく。また、リアクトルＬに蓄える電磁エネルギーは回路損失見込み分よりも若干多めになるように半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間もしくはリアクトルＬの電流値Ｉを設定する。そして、リアクトルＬからコンデンサＣ0へのエネルギー移行中に、コンデンサＣ0電圧が目標値に達した（電圧センサで検出）とき、半導体スイッチＱ1はオフのまま、半導体スイッチＱ2のみを導通させ、リアクトルＬの残留エネルギーをＬ→Ｑ2→Ｄ3→Ｄ1のループで電流を循環させることにより、コンデンサＣ0の充電をストップさせる。
【００５８】
なお、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーは、リアクトルＬや半導体スイッチＱ2に内在する損失分で吸収させて、もしくはダイオードＤ3に直列に介挿する抵抗器によって吸収させて、次の充電サイクルまでに消滅させる。
【００５９】
なお、図２と図４では、コンバータ部１９、２１をＰＷＭコンバータとしている。これらＰＷＭコンバータ方式の場合、図１または図３のダイオード整流器に較べて、直流電圧を高く設定でき、高速充電に適する。また、交流入力電圧の変動に拘わらず、直流電圧を一定電圧に制御できるため、半導体スイッチＱ1，Ｑ2の導通時間もしくはリアクトルＬの電流値Ｉを計算する際の入力パラメータである直流電圧Ｅinが定数となるため演算が簡単になり、より高速な充電に適する。また、交流入力電流の高調波も抑制できるという利点もある。ただし、交流入力ラインにリアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが必要なこと、自己消弧素子が４〜６アーム分必要なため、ゲート駆動回路も必要で、コスト的に不利である。したがって、交流入力電圧が４００Ｖ系で、高速充電がそれほど厳しく求められない用途では、図１または図３の回路が適する。
【００６０】
なお、各実施形態では、コンデンサＣ0のＮ極側を接地する場合を示すが、Ｐ極側を接地する構成にして同等の作用効果を得ることができる。
【００６１】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、図１〜図４の回路構成とすることで、交流入力が１相接地の３相３線式の２００Ｖ／４００Ｖ系、もしくは中性点接地の３相４線式の２００Ｖ／４００Ｖ系においても．充電装置に変圧器を使用せずに負荷コンデンサの１極を接地でき、これによりコンデンサに蓄えられた電荷をエネルギー源とするパルス発生器が昇圧を必要としない場合においては、パルストランスで絶縁をとる必要がなくなり、パルス発生器を小型・軽量化、さらにコストを下げることができる。
【００６２】
また、充電装置の入力部のＡＣ／ＤＣ変換部にＰＷＭコンバータを採用した回路においては、直流電圧部が昇圧されるため、昇圧チョッパ回路の責務が軽減され、これにより昇圧チョッパ回路部分の小型・軽量化、コスト低減に効果がある。さらに、直流電圧部は昇圧されると同時に定電圧に制御されるため、充電量の演算に際して、直流入力電圧を定数として扱えるため演算が容易になる。このため、充電量を制御するための演算時間のオーバーヘッド部分が縮減されるため、充電動作に割り当てる時間が増大して昇圧チョッパの責務が軽減され、さらにこの回路部分の小型・軽量化、コスト低減に効果をもたらす。また、充電電圧の精度も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図２】本発明の実施形態２を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図３】本発明の実施形態３を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図４】本発明の実施形態４を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図５】パルス電源の構成例。
【図６】従来のコンデンサ充電装置（その１）。
【図７】２台のインバータによる充電特性。
【図８】従来のコンデンサ充電装置（その２）。
【図９】従来装置の位相制御方式の動作説明図。
【図１０】高繰り返しになるほど充電可能な時間が短くなることの説明図。
【図１１】従来のコンデンサ充電装置（その３）。
【図１２】従来のコンデンサ充電装置（その４）。
【符号の説明】
１６…昇圧チョッパ回路
１７…整流回路
１８…ダイオード整流器構成のＶ結線コンバータ
１９…ＰＷＭ構成のＶ結線コンバータ
２０…ダイオード整流器構成のコンバータ
２１…ＰＷＭ構成のコンバータ
Ｃ0…電力用コンデンサ
Ｌ…リアクトル
Ｑ1，Ｑ2…半導体スイッチ
Ｄ1〜Ｄ3…ダイオード
Claims (4)
- 一方の電極を接地した電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するためのコンデンサの充電装置であって、
３相３線式で１相が接地された交流電源を入力とし、４アーム方式のダイオード整流器またはＰＷＭコンバータ回路構成で整流・平滑し、前記交流電源の接地相および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得るコンバータ部と、
前記コンバータ部の正負の直流出力でリアクトルに短絡電流を流す第１の半導体スイッチを有し、この半導体スイッチのオフ制御で該リアクトルから電力用コンデンサへの充電電流路形成用ダイオードを通して電力用コンデンサに昇圧した充電電流を供給する非絶縁形の昇圧チョッパ回路とを備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。 - 前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ00、前記コンバータ部の出力電圧Ｅin、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ0＊、電力用コンデンサの容量Ｃ0、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
- 前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ00、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ0＊、電力用コンデンサの容量Ｃ0、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
- 前記リアクトルに蓄える電磁エネルギーが前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電するよりも若干多めになるよう前記導通時間ｔonまたは短絡電流Ｉを設定しておき、電力用コンデンサの電圧検出値が前記目標値に一致したときに、前記第２の半導体スイッチはオフ制御し、前記第１の半導体スイッチはオン制御のままにして、前記リアクトルに残留する電磁エネルギーを回路損失で吸収する手段を備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。
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