JP4014405B2 - Receiver and millimeter-wave video transmission system including the same - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は受信機に関し、より詳しくは、ヘテロ接合バイポーラトランスファードエレクトロンデバイス（この明細書を通して、適宜「ＨＢＴＥＤ」と略称する。）を含む自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を備えて自己ヘテロダインダウンコンバートを行う受信機に関する。
【０００２】
また、この発明は、そのような受信機を用いるミリ波映像伝送システムに関する。
【０００３】
【従来の技術】
特開２００１−５３６４０号公報には、図１１に示すように、送信機から無線で変調信号（ＲＦ信号）１１１とともに局部発振信号（ＬＯ信号）１１２を送信し、それらの信号を受けた受信機で、２乗器を用いて自己ヘテロダインダウンコンバートして中間周波数信号（ＩＦ信号）１１３を得るようにした無線通信システムが開示されている。また、同公報には、２乗器に代えて、帯域ろ波器と注入同期型発振器（または単一同調増幅器）とミキサを用いた自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を用いた無線通信システムが記載されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、一般に自己ヘテロダインを行う場合、受信するＲＦ信号の帯域幅（ＲＦｍａｘ−ＲＦｍｉｎ）がＲＦの最低周波数とＬＯの周波数の差（ＲＦｍｉｎ−ＬＯ）より狭いのが望ましい。しかしながら、ミリ波帯通信システムのように帯域幅の広い信号を送受信しようとすると、この条件を満たすことができない。このため、図１１中に示すように、ＲＦ帯中の信号１１１が自己ミキシングして、ＩＦ帯に不要信号成分（最低周波数がゼロで、必要ＩＦ信号１１３の帯域幅と同じ帯域幅を持つ）１１４が発生する。ここで、上述のように２乗器を用いて自己ヘテロダインダウンコンバートを行う場合、ＬＯ信号１１２のパワーがＲＦ信号１１１のパワーと同程度であるため、ＩＦ帯の不要信号成分１１４のパワーが必要ＩＦ信号１１３のパワーに対して無視できないほど大きくなり、問題となる。
【０００５】
また、もう一方の、帯域ろ波器と注入同期型発振器とミキサを用いた受信回路は、構成が複雑で、単価が高く、構成要素の間のＬＯ帯整合インピーダンスが調整しにくいという問題がある。
【０００６】
そこで、この発明の課題は、自己ヘテロダインダウンコンバートを行う受信機であって 、簡単な回路構成で、特性の良好なものを提供することにある。
【０００７】
また、この発明の課題は、そのような受信機を用いるミリ波映像伝送システムを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明の受信機は、無線で送信された高周波信号（以下「ＲＦ信号」という。）と局部発振信号（以下「ＬＯ信号」という。）を受信する受信機であって、
受信されたＲＦ信号に基づく信号と、受信されたＬＯ信号に基づく信号とから、上記ＲＦ信号よりも低い周波数帯の中間周波数信号（以下「ＩＦ信号」という。）を生成するＨＢＴＥＤを含む自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を備え、
上記ＬＯ信号に基づく信号は、上記ＬＯ信号を上記ＨＢＴＥＤが内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅した信号であることを特徴とする。
【０００９】
ここで「ＨＢＴＥＤ」（ヘテロ接合バイポーラトランスファードエレクトロンデバイス）は、一体に形成された３端子型または４端子型の素子である。３端子型のものはヘテロ接合バイポーラガントリオードとも呼ばれ、また、４端子型のものは４端子ヘテロ接合バイポーラガンデバイスとも呼ばれる。
【００１０】
この発明の受信機によれば、ＨＢＴＥＤを含む自己ヘテロダインダウンコンバータ回路が、受信されたＲＦ信号に基づく信号と、受信されたＬＯ信号に基づく信号とから、上記ＲＦ信号よりも周波数帯が低いＩＦ信号を生成する。ＨＢＴＥＤを用いることにより簡単な回路構成で自己ヘテロダインダウンコンバートが可能となる。なお、特性が改善される点については、後述する。
【００１１】
また、この発明の受信機は、上記ＬＯ信号に基づく信号は、上記ＬＯ信号を上記ＨＢＴＥＤが内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅した信号であることを特徴とする。この自己ヘテロダインダウンコンバータ回路では、ＨＢＴＥＤは、ＬＯ信号をトランスファードエレクトロン効果によって増幅する機能と、その増幅されたＬＯ信号を上記ＲＦ信号に基づく信号とミキシングしてＩＦ信号を生成する機能とを実行する。このようなＨＢＴＥＤの動作モードを「増幅器・ミキサモード」と呼ぶ。
【００１２】
また、上記ＬＯ信号に基づく信号は、上記ＬＯ信号を受けて上記ＨＢＴＥＤが内部でトランスファードエレクトロン効果によって注入同期発振した信号であっても良い。この自己ヘテロダインダウンコンバータ回路では、ＨＢＴＥＤは、ＬＯ信号を受けてトランスファードエレクトロン効果によって注入同期発振する機能と、その注入同期発振されたＬＯ信号を上記ＲＦ信号に基づく信号とミキシングしてＩＦ信号を生成する機能とを実行する。このようなＨＢＴＥＤの動作モードを「発振器・ミキサモード」と呼ぶ。
【００１３】
さて、ＨＢＴＥＤは、高周波帯、特にミリ波帯では下記（１）〜（４）のような機能を持っている。なお、第４番目の機能（増幅器・ミキサモード）は、最近我々が発見した機能である。
（１）ミリ波帯で発振する機能（発振器モード）
（２）ミリ波帯で発振して、入力信号とミキシング（アップコンバートまたはダウンコンバート）する機能（発振器・ミキサモード）
（３）入力したミリ波帯信号を増幅する機能（増幅モード）
（４）入力したミリ波帯信号を単一同調増幅して、もう一つの入力した信号とミキシング（アップコンバートまたはダウンコンバート）する機能（増幅器・ミキサモード）
【００１４】
ＨＢＴＥＤについては、発振器・ミキサモード動作の物理と、増幅器・ミキサモード動作の物理が特に複雑になっている。発振や増幅の機構はトランスファードエレクトロン効果であって、トランスファードエレクトロン効果の電流依存性によってミキシングすることが可能になる。後述するように、適正に設計された構造を持つＨＢＴＥＤ、特に活性層のドーピング濃度のグラデーションが適正に設定されたＨＢＴＥＤに対して、所定範囲のバイアス電流やバイアス電圧を印加することによって、上述の発振器・ミキサモードの動作も、増幅器・ミキサモードの動作も可能になる。
【００１５】
図１と図２は、受信機の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路１５、２５にＨＢＴＥＤ１７、２７をそれぞれカソード接地型、ベース接地型で備えた態様を例示している。図１中のカソード接地ＨＢＴＥＤ１７または図２中のベース接地ＨＢＴＥＤ２７が発振器・ミキサモードで動作すると、図３中に示す帯域濾波器３４、発振器３５、ミキサ３６およびＩＦ信号増幅器３７のような等価機能を示す。
【００１６】
この発振器・ミキサモードでは、ＬＯ信号とＲＦ信号が受信アンテナ３１に受信されて、低雑音増幅器３２に増幅されて、ＨＢＴＥＤ３３の入力端子に入力される。ＨＢＴＥＤ３３の電流と電圧バイアスはこのＨＢＴＥＤ３３が発振するように設定されていて、その発振周波数は主にＨＢＴＥＤ３３の活性層の厚みと出力インピーダンスに依存する。ＨＢＴＥＤ３３と出力回路は、その発振周波数が受信するＬＯ信号の周波数とほぼ同じになるように予め設計されている。ＨＢＴＥＤ３３の入力端子にＬＯ信号が入ると、ＬＯ信号がＨＢＴＥＤ３３の発振周波数を注入同期させるので、その発振信号の周波数および位相は、入力信号であるＬＯ信号のそれらと同一になる。
【００１７】
同時に、ＨＢＴＥＤ３３の入力端子に入るＲＦ信号は非線形トランスファードエレクトロン効果で発振信号とミキシングして、ＨＢＴＥＤ３３の内部にＩＦ信号が現れる。このＩＦ信号の低い周波数では、ＨＢＴＥＤ３３は通常のトランジスタとしてＩＦ信号増幅器３７のように動作するので、ＩＦ信号が増幅される。
【００１８】
このようにしてＨＢＴＥＤは、発振器・ミキサモードで、図３中に示したような等価機能を示す。ＨＢＴＥＤを発振器・ミキサモードで動作させるためには、トランスファードエレクトロン効果による発振が起こりやすいようなバイアス電流と電圧設定が必要である。
【００１９】
ＨＢＴＥＤのバイアス電流かバイアス電圧が発振する範囲外であれば、発振は起こらないが、その発振周波数と同じ領域で増幅することは可能である。図１のカソード接地ＨＢＴＥＤと図２のベース接地ＨＢＴＥＤが増幅器・ミキサモード動作すると、図４中に示す帯域濾波器４４、増幅器４５、ミキサ４６およびＩＦ信号増幅器４７のような等価機能を示す。
【００２０】
この増幅器・ミキサモードではＬＯ信号とＲＦ信号が受信アンテナ４１に受信されて、低雑音増幅器４２に増幅されて、ＨＢＴＥＤ４３の入力端子に入力される。ＨＢＴＥＤ４４は発振せずに単一周波数増幅するようなバイアス電流と電圧に設定されている。増幅する周波数はＨＢＴＥＤ４４の活性層の厚みと回路の出力インピーダンスに依存する。ＨＢＴＥＤ４４と出力回路は、ＬＯ信号の増幅率がＲＦ信号の増幅率より高くなるように予め設計されている。このように設計することによりＨＢＴＥＤ４４の入力端子に入るＬＯ信号が増幅される。ＨＢＴＥＤ４４の入力端子に入るＲＦ信号が増幅されずに、増幅されたＬＯ信号と、非線形トランスファードエレクトロン効果で、ミキシングされてＩＦ信号を発生する。このＩＦ信号は周波数が低いので、ＨＢＴＥＤ４４は通常のトランジスタとしてＩＦ信号増幅器４７のように動作し、ＩＦ信号は増幅される。
【００２１】
このようにしてＨＢＴＥＤは、増幅器・ミキサモードＨＢＴＥＤは、図４に示したような等価機能を示す。増幅器・ミキサモードの動作は発振器・ミキサモードの動作に比べて、バイアス条件と出力回路インピーダンスへの依存性が少ないという利点がある。
【００２２】
増幅器・ミキサモードＨＢＴＥＤは電流をミキシングするデバイスである。ここで、ＩＦ信号の出力パワーが活性層に流れるＬＯ信号電流とＲＦ信号電流との積になるので、ＬＯ信号の周波数での電流増幅率が高いことは大切である。さらに、ＲＦ帯中の信号が自己ミキシングして、ＩＦ帯に不要信号成分が出ないように、ＬＯ信号の周波数での電流増幅率がＲＦ信号の周波数での電流増幅率より高いことは大切である。
【００２３】
図５は、単体ベース接地ＨＢＴＥＤについての、電流増幅率対周波数の特性測定結果を示している。なお、このＨＢＴＥＤはトランスファードエレクトロン効果によって、増幅モード動作を行うようなバイアス電流と電圧を有している。図５から分かるように、この電流増幅特性には周波数ｆ０＝５８ＧＨｚに急なピークがある。この電流増幅特性のピーク周波数をｆ０、電子の飽和速度をＶｓａｔ、活性層の厚みをｘとすると、それらの関係式は、
ｆ０＝Ｖｓａｔ／ｘ
で表される。このＨＢＴＥＤの活性層の材料はＧａＡｓ（電子の飽和速度はＶｓａｔ＝１０⁷ｃｍ・ｓ^-1）、活性層の厚みは１．７μｍであって、電流増幅のピークが５８ＧＨｚぐらいに発生する。ｆ０から離れた周波数での増幅率が低いから、このＨＢＴＥＤの特性は自己ヘテロダインダウンコンバータ回路への応用には最適である。
【００２４】
図６は、増幅器・ミキサモードで自己ヘテロダインドウンコンバートを行う単体カソード接地ＨＢＴＥＤについての、変換ロス対周波数の特性測定結果を示している。この測定では、入力ＬＯ信号のパワーが−２０ｄＢｍまたは−３０ｄＢｍで、ＬＯ信号の周波数が５９．０１ＧＨｚに設定されている。入力ＲＦ信号は、パワーがＬＯ信号と同じで、周波数が５９．４ＧＨｚから６２．６ＧＨｚまで振られた。このＨＢＴＥＤによって、ＬＯ信号が増幅され、増幅されたＬＯ信号がＲＦ信号とミキシングされ、発生したＩＦ信号が増幅される。発生した出力ＩＦ信号の周波数は０．３９ＧＨｚから３．６９ＧＨｚまでである。入力ＬＯ信号のパワーとＲＦ信号のパワーが低いのに、このＨＢＴＥＤの変換ロスは低い。このように、本発明の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路によれば、良好な特性が得られる。
【００２５】
上記の測定結果は単体のＨＢＴＥＤについての結果であり、ＨＢＴＥＤの入力端子、アノード端子には入力回路や出力回路が付加されていない状態のものである。しかしながら、ＨＢＴＥＤは電流をミキシングするデバイスであるから、入力されるＬＯ信号電流とＲＦ信号電流を最大化するためには入力回路を付けるほうが好ましい。そこで、一実施形態の受信機においては、上記自己ヘテロダインダウンコンバータ回路では、上記ＨＢＴＥＤのベース端子とカソード端子のうち一方の端子が接地され、上記ベース端子とカソード端子のうち他方の端子に入力される信号パワーが上記ＬＯ信号の周波数帯で高くなるように、上記他方の端子に受動回路（１６，２６，７６，８６，９６）が接続されていることを特徴とする。
【００２６】
また、出力回路に関しては、ＩＦ信号の周波数帯で電流増幅率が高くなるようにする回路が望ましい。さらに、変換ロスを更に改善するためには、ＩＦ出力パワーを最大化する出力回路インピーダンスが望ましい。そこで、一実施形態の受信機においては、上記自己ヘテロダインダウンコンバータ回路では、上記ＨＢＴＥＤが出力する信号パワーが上記ＩＦ信号の周波数帯で高くなるように、上記ＨＢＴＥＤのアノード端子に受動回路（１９，２９，８９，９９）が接続されていることを特徴とする。
【００２９】
ＨＢＴＥＤが発振器・ミキサモード動作するためのバイアス範囲は比較的狭くて、増幅器・ミキサモード動作するためのバイアス範囲は比較的広い。バイアス電流や電圧がトランスファードエレクトロン効果が起こるための範囲外であっても、ＨＢＴＥＤは通常のトランジスタとして動作することができる。普通のトランジスタとして動作するＨＢＴＥＤはＩＦ帯増幅器として使用することができる。
【００３０】
また、ＨＢＴＥＤを普通のトランジスタとして動作させるために、ＨＢＴＥＤの寸法をトランスファードエレクトロン効果が起こりにくいように設定することも可能である。文献"Demonstrationofa77-GHzHeterojunctionBipolarTransferredElectronDevice" (J.K.Twynam, M.Yagura, N.Takahashi, E.Suematsu, and H.Sato, IEEE Electron Device Lett. 21(01), pp.2-4, 2000)、特開2001−077444号公報、特願2001−078528号の明細書または図面、特開2001-284682号公報に書いてあるように、電流広がり（Current Spreading)効果のため、ＨＢＴＥＤの活性層には特別なドーピンググラデーションが必要である。ＨＢＴＥＤの最適なカソード幅は活性層のドーピンググラデーションの程度によって変わる。例えば、カソード幅が最適な幅に比較して非常に狭いデバイスは、トランスファードエレクトロン効果が起こらず、普通のトランジスタとして動作することがある。逆に、カソード幅が最適な幅に比較して非常に広いデバイスも、トランスファードエレクトロン効果が起こらず、普通のトランジスタとして動作することがある。たとえば、カソード幅が最適な幅よりかなり狭いデバイスを、ＨＢＴＥＤの入力信号を増幅するための低雑音増幅器として用いることも可能である。このカソード幅が狭いデバイスは、高周波数特性が良いので、低雑音増幅器として用いるのは望ましい。
【００３１】
本発明の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を具体化する際には、動作効率を高くしてコストを低くするために、上記ＨＢＴＥＤと上述の各受動回路とが同じ半導体基板上に一体に形成されているのが望ましい。
【００３２】
同様に、上記ＨＢＴＥＤを含む自己ヘテロダインダウンコンバータ回路のような受動回路と、上記ＨＢＴＥＤの層構造と同じ層構造を持つトランジスタからなる能動回路（ＩＦ帯増幅器や低雑音増幅器）とが、同じ半導体基板上に一体に形成されているのが望ましい。それらの受動回路と能動回路とは同じプロセスで同時に作製でき、したがって、ミリ波帯通信システムに用いられる受信機を安価に作製できるからである。
【００３３】
通信システムで実際に用いられるＬＯ信号の周波数に合わせて上記ＨＢＴＥＤの構造を設計する必要がある。ＨＢＴＥＤの活性層の厚みと半導体材料の組成を変化させることにより、ＨＢＴＥＤを広い周波数範囲で動作させることができる。より低い周波数とより高い周波数の動作は不可能ではないが、本発明の望ましい通信システムのＬＯ信号の周波数は３０ＧＨｚから１２０ＧＨｚまでである。さらに、最も望ましい通信システムのＬＯ周波数範囲は、コストが安いＧａＡｓＭＭＩＣ技術によって作製できる、５５ＧＨｚから８５ＧＨｚまでの範囲である。
【００３４】
色々なIII−Ｖ族化合物半導体を用いてＨＢＴＥＤを製造することができる（たとえば、ＧａＡｓ，ＩｎＧａＡｓ，ＩｎＰ，ＧａＮ，等）。ＨＢＴＥＤが半絶縁性ＧａＡｓ基板上に形成されＨＢＴＥＤの活性層がＧａＡｓであるものが望ましく、これはコストが安くて、パーフォーマンスが高いミリ波技術であって、量産にも適している。つまり、そのようなＨＢＴＥＤは、ミリ波帯アクティブデバイス（ミリ波トランジスタ等）に比べて、寸法が細かくなくて、製造がしやすくてコストが安いものである。
【００３５】
送信機から無線でＲＦ信号とＬＯ信号を送信し、それらの信号を受信機で受信し、その受信機で上述の増幅器・ミキサモードＨＢＴＥＤまたは発振器・ミキサモードＨＢＴＥＤを備えた自己ヘテロダインダウンコンバータ回路によってＩＦ信号を生成する通信システム、例えばテレビジョンのようなミリ波帯映像伝送システムが成り立つ。このような通信システムによれば、広いＩＦ帯域幅、具体的には最大周波数が最低周波数より２倍以上高いＩＦ帯域幅でも、実用に耐えることができる。また、ＨＢＴＥＤ回路の変換効率が高いので、受信機の消費電力を低減することができる。
【００３６】
また、この種のＨＢＴＥＤの入力インピーダンスは高いことが要求される。そこで、一実施形態の受信機においては、上記ＨＢＴＥＤは、半絶縁性基板上に少なくとも、アノード層と、活性層と、ベース層と、カソードグレーデッド層と、カソード層と、カソードバラスト層と、カソードバラストグレーデッド層と、カソードカップ層とを順に備えたＨＢＴＥＤにおいて、上記カソードグレーデッド層、カソード層、カソードバラスト層、カソードバラストグレーデッド層およびカソードカップ層は、上記ベース層よりも面積が小さい円形のパターン形状を持つことを特徴とする。円形のカソードは、公知の細長い長方形のカソードに比して、小型に形成され得る。したがって、入力インピーダンスを容易に高めることができる。また、円形のカソードは、活性層のドーピンググラデーション（電流広がり効果を抑えて、トランスファードエレクトロン効果を安定に起こさせるために必要とされる。小面積であれば、ドーピンググラデーションの程度が高いことが要求される。）の程度を、小面積の割に比較的低くすることができる。これにより、トランスファードエレクトロン効果を安定に起こさせることができ、ＨＢＴＥＤを容易に増幅器・ミキサモードまたは発振器・ミキサモードで動作させることができる。したがって、円形のカソードを持つＨＢＴＥＤは、ミリ波帯の受信機の自己ヘテロダインコンバータ回路の部品として適する。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００３８】
（第１実施形態）
図１は、受信機の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路１５にカソード接地ＨＢＴＥＤ１７を備えた実施形態を示している。この自己ヘテロダインドウンコンバート回路１５は、概して言って、無線で送信された信号（ＬＯ信号とＲＦ信号）１２を受けて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号１１０を出力する。カソード接地ＨＢＴＥＤ１７は増幅器・ミキサモードで動作するようにバイアス条件が設定されている。
【００３９】
詳しくは、送信機の送信アンテナ１１からＬＯ信号とＲＦ信号からなる送信信号１２が送信され、受信機の受信アンテナ１３に受信される。ＬＯ信号とＲＦ信号は低雑音増幅器１４によって増幅され、自己ヘテロダインダウンコンバータ回路１５に入る。入力整合回路１６の影響でカソード接地ＨＢＴＥＤ１７に入るＬＯ信号とＲＦ信号のパワーを高くできる。このＬＯ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ１７の内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅される。さらに、カソード接地ＨＢＴＥＤ１７の内部で、この増幅されたＬＯ信号とＲＦ信号とがミキシングされて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号が発生する。発生したＩＦ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ１７のトランジスタ動作によって、増幅される。出力回路のλ／4オープンスタブ１８（ＬＯ信号周波数の波長に対して長さが４分の１に設定されている。）の影響で、ＨＢＴＥＤ活性層中のＬＯ信号電流が最大化されて、ＬＯ信号があまり自己ヘテロダインダウンコンバート回路１５からは出力されない。また、出力ＩＦ整合回路１９の影響で、出力ＩＦ信号１１０のパワーを高くできる。
【００４０】
この実施形態では、ＬＯ信号周波数が５９．０１ＧＨｚで、ＲＦ信号周波数が５９．４ＧＨｚ−６２．５ＧＨｚで、ＩＦ信号周波数が０．３９ＧＨｚ−３．４９ＧＨｚである。ＩＦ信号の帯域幅は３．１ＧＨｚであって、ＩＦの最低周波数の０．３９ＧＨｚより大きいから、ＬＯ信号の増幅率が高いのは大切なことである。従来技術に関して図１１に示したように、ミキシングされるＬＯ信号１１２のパワーがＲＦ信号１１１のパワーと同程度であれば、ＩＦ帯の不要信号成分１１４のパワーが必要ＩＦ信号１１３のパワーに対して無視できないほど大きくなり、問題となる。これに対して、本実施形態では、図１２に示すように、ミキシングされるＬＯ信号（ＨＢＴＥＤ１７の内部で増幅されたもの）１２２のパワーがＲＦ信号１２１のパワーよりも大きいので、必要ＩＦ信号１２３のパワーがＩＦ帯の不要信号成分１２４のパワーより大きく上回って、ＩＦ帯の不要信号成分１２４が問題にならない。
【００４１】
ＨＢＴＥＤ１７のカソードは細長い長方形のパターン形状を持ち、カソード幅が４μｍで、カソード長さが２０μｍである。ＨＢＴＥＤ１７の活性層はＧａＡｓで、厚みが１．７μｍで、ドーピングされている。活性層のドーピング濃度には、アノード界面でのＮ_D＝１．７×１０¹⁶cm^-3からベース界面でのＮ_D＝３×１０¹⁶cm^-3までのグラデーションがある。このＨＢＴＥＤ１７の構造については、後に詳述する。
【００４２】
λ／4オープンスタッブ１８は、出力回路インピーダンスがＬＯ信号の周波数に対してほとんどゼロオームになるように設計されている。入力整合回路１６とλ／4オープンスタッブ１８は通常のマイクロストリップ線路またはコプレーナ線路で作られている。出力ＩＦ整合回路１９はＭＭＩＣ用の容量とインダクタで作られている。
【００４３】
（第２実施形態）
図２は、受信機の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路２５にベース接地ＨＢＴＥＤ２７を備えた実施形態を示している。この自己ヘテロダインドウンコンバート回路２５は、概して言って、無線で送信された信号（ＬＯ信号とＲＦ信号）２２を受けて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号２１０を出力する。ベース接地ＨＢＴＥＤ２７は増幅器・ミキサモードで動作するようにバイアス条件が設定されている。
【００４４】
詳しくは、送信機の送信アンテナ２１からＬＯ信号とＲＦ信号からなる送信信号２２が送信され、受信機の受信アンテナ２３に受信される。ＬＯ信号とＲＦ信号は低雑音増幅器２４によって増幅され、自己ヘテロダインドウンコンバート回路２５に入る。入力整合回路２６の影響でベース接地ＨＢＴＥＤ２７に入るＬＯ信号とＲＦ信号のパワーを高くできる。このＬＯ信号は、ベース接地ＨＢＴＥＤ２７の内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅される。さらに、ベース接地ＨＢＴＥＤ２７の内部で、この増幅されたＬＯ信号とＲＦ信号とがミキシングされて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号が発生する。発生したＩＦ信号は、ベース接地ＨＢＴＥＤ２７のトランジスタ動作によって、増幅される。出力回路のλ／4オープンスタッブ２８（ＬＯ信号周波数の波長に対して長さが４分の１に設定されている。）の影響で、ＨＢＴＥＤ活性層中のＬＯ信号電流が最大化されて、ＬＯ信号があまり自己ヘテロダインドウンコンバート回路２５からは出力されない。また、出力ＩＦ整合回路２９の影響で、出力ＩＦ信号２１０のパワーを高くできる。
【００４５】
この実施形態では、ＬＯ信号周波数が５９．０１ＧＨｚで、ＲＦ信号周波数が５９．４ＧＨｚ−６２．５ＧＨｚで、ＩＦ信号周波数が０．３９ＧＨｚ−３．４９ＧＨｚである。ＩＦ信号の帯域幅は３．１ＧＨｚであって、ＩＦの最低周波数の０．３９ＧＨｚより大きいから、ＬＯ信号の増幅率が高いのは大切なことである。本実施形態では、図１２に示すように、ミキシングされるＬＯ信号（ＨＢＴＥＤ２７の内部で増幅されたもの）１２２のパワーがＲＦ信号１２１のパワーよりも大きいので、必要ＩＦ信号１２３のパワーがＩＦ帯の不要信号成分１２４のパワーより大きく上回って、ＩＦ帯の不要信号成分１２４が問題にならない。
【００４６】
ＨＢＴＥＤ２７のカソードは細長い長方形のパターン形状を持ち、カソード幅が５μｍで、カソード長さが３０μｍである。ＨＢＴＥＤ２７の活性層はＧａＡｓで、厚みが１．７μｍで、ドーピングされている。活性層のドーピング濃度には、アノード界面でのＮ_D＝１．３×１０¹⁶cm^-3からベース界面でのＮ_D＝２×１０¹⁶cm^-3までのグラデーションがある。このＨＢＴＥＤ２７の構造については、後に詳述する。
【００４７】
入力整合回路２６とλ／4オープンスタブ２８は通常のマイクロストリップ線路またはコプレーナ線路で作られている。出力ＩＦ整合回路２９はＭＭＩＣ用の容量とインダクタで作られている。
【００４８】
（第３実施形態）
図７は、受信機の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路７５にカソード接地ＨＢＴＥＤ７７を備えた実施形態を示している。この自己ヘテロダインドウンコンバート回路７５は、概して言って、無線で送信された信号（ＬＯ信号とＲＦ信号）７２を受けて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号７１０を出力する。
【００４９】
詳しくは、送信機の送信アンテナ７１からＬＯ信号とＲＦ信号からなる送信信号７２が送信され、受信機の受信アンテナ７３に受信される。ＬＯ信号とＲＦ信号は低雑音増幅器７４によって増幅され、自己ヘテロダインダウンコンバータ回路７５に入る。入力整合回路７６の影響でカソード接地ＨＢＴＥＤ７７に入るＬＯ信号とＲＦ信号のパワーを高くできる。このＬＯ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ７７の内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅される。さらに、カソード接地ＨＢＴＥＤ７７の内部で、この増幅されたＬＯ信号とＲＦ信号とがミキシングされて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号が発生する。発生したＩＦ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ７７のトランジスタ動作によって、増幅される。出力回路のλ／8伝送線路７１１とλ／8オープンスタブ７１２（両方ともＬＯ信号周波数の波長に対して長さが８分の１に設定されている。）の影響でＨＢＴＥＤ活性層中のＬＯ信号電流が最大化されて、ＬＯ信号があまり自己ヘテロダインドウンコンバート回路７５からは出力されない。更に、λ／8伝送線路７１１とλ/8オープンスタッブ７１２の影響でＬＯ信号の２倍波の電流が抑えられて、ＩＦ信号の２倍波がほとんど発生しない。また、出力ＩＦ整合回路７９の影響で、出力ＩＦ信号７１０のパワーを高くできる。
【００５０】
この実施形態では、ＬＯ周波数が５９．０１ＧＨｚで、ＲＦ周波数が５９．４ＧＨｚ−６２．５ＧＨｚで、ＩＦ周波数が０．３９ＧＨｚ−３．４９ＧＨｚである。ＩＦ信号の帯域幅は３．１ＧＨｚであって、ＩＦ信号の最低周波数の０．３９ＧＨｚより大きいから、ＬＯ信号の増幅率が高いのは大切なことである。本実施形態では、図１２に示すように、ミキシングされるＬＯ信号（ＨＢＴＥＤ７７の内部で増幅されたもの）１２２のパワーがＲＦ信号１２１のパワーよりも大きいので、必要ＩＦ信号１２３のパワーがＩＦ帯の不要信号成分１２４のパワーより大きく上回って、ＩＦ帯の不要信号成分１２４が問題にならない。
【００５１】
カソード接地ＨＢＴＥＤ７７は増幅器・ミキサモードで動作するようにバイアス条件が設定されている。ＨＢＴＥＤ７７のカソードは細長い長方形のパターン形状を持ち、カソード幅が４μｍで、カソード長さが２０μｍである。ＨＢＴＥＤ７７の活性層はＧａＡｓで、厚みが１．７μｍで、ドーピングされている。活性層のドーピング濃度には、アノード界面でのＮ_D＝１．７×１０¹⁶cm^-3からベース界面でのＮ_D＝３×１０¹⁶cm^-3までのグラデーションがある。このＨＢＴＥＤ７７の構造については、後に詳述する。
【００５２】
入力整合回路７６とλ/8伝送線路７１１とλ/８オープンスタッブ７１２は通常のマイクロストリップ線路またはコプレーナ線路で作られている。出力ＩＦ整合回路７９はＭＭＩＣ用の容量とインダクタで作られている。
【００５３】
（第４実施形態）
図８は、受信機の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路８５にカソード接地ＨＢＴＥＤ８７を備えた実施形態を示している。この自己ヘテロダインドウンコンバート回路８５は、概して言って、無線で送信された信号（ＬＯ信号とＲＦ信号）８２を受けて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号８１０を出力する。カソード接地ＨＢＴＥＤ８７は増幅器・ミキサモードで動作するようにバイアス条件が設定されている。
【００５４】
詳しくは、送信機の送信アンテナ８１からＬＯ信号とＲＦ信号とからなる送信信号８２が送信され、受信機の受信アンテナ８３に受信される。ＬＯ信号とＲＦ信号は低雑音増幅器８４によって増幅され、自己ヘテロダインダウンコンバート回路８５に入る。入力整合回路８６の影響でカソード接地ＨＢＴＥＤ８７に入るＬＯ信号とＲＦ信号パワーを高くできる。このＬＯ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ８７の内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅される。さらに、カソード接地ＨＢＴＥＤ８７の内部で、この増幅されたＬＯ信号とＲＦ信号とがミキシングされて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号が発生する。発生したＩＦ信号はカソード接地ＨＢＴＥＤ８７のトランジスタ動作によって、増幅される。出力回路のλ/4オープンスタッブ８８（ＬＯ信号周波数の波長に対して長さが４分の１に設定されている。）の影響で、ＨＢＴＥＤ活性層中のＬＯ信号電流が最大化されて、ＬＯ信号があまり自己ヘテロダインダウンコンバート回路８５からは出力されない。出力ＩＦ整合回路８９の影響で、出力ＩＦ信号８１０のパワーを高くできる。出力ＩＦ整合回路８９の後段に設けられたＩＦ増幅器８１３の影響で、さらにＩＦ信号が増幅される。したがって、さらに出力ＩＦ信号８１０のパワーを高くできる。
【００５５】
この実施形態では、ＬＯ周波数が５９．０１ＧＨｚで、ＲＦ周波数が５９．４ＧＨｚ−６２．５ＧＨｚで、ＩＦ周波数が０．３９ＧＨｚ−３．４９ＧＨｚである。ＩＦ信号の帯域幅は３．１ＧＨｚであって、ＩＦ信号の最低周波数の０．３９ＧＨｚより大きいから、ＬＯ信号の増幅率が高いのは大切なことである。本実施形態では、図１２に示すように、ミキシングされるＬＯ信号（ＨＢＴＥＤ８７の内部で増幅されたもの）１２２のパワーがＲＦ信号１２１のパワーよりも大きいので、必要ＩＦ信号１２３のパワーがＩＦ帯の不要信号成分１２４のパワーより大きく上回って、ＩＦ帯の不要信号成分１２４が問題にならない。
【００５６】
ＨＢＴＥＤ８７のカソードは細長い長方形のパターン形状を持ち、カソード幅が４μｍで、カソード長さが２０μｍである。ＨＢＴＥＤ８７の活性層はＧａＡｓで、厚みが１．７μｍで、ドーピングされている。活性層のドーピング濃度には、アノード界面でのＮ_D＝１．７×１０¹⁶cm^-3からベース界面でのＮ_D＝３×１０¹⁶cm^-3までのグラデーションがある。このＨＢＴＥＤ８７の構造については、後に詳述する。
【００５７】
ＩＦ増幅器８１３は、ＨＢＴＥＤ８７の層構造と同じ層構造を持つトランジスタからなっている。このトランジスタは、ＨＢＴＥＤ８７と一体に、同じ半導体基板上に同じ製造プロセスで形成されている。言い換えれば、このトランジスタは、ＨＢＴＥＤをトランスファードエレクトロン効果が起こらないようなバイアス条件で使用したものである。
【００５８】
入力整合回路８６とλ/4オープンスタッブ８８は、通常のマイクロストリップ線路またはコプレーナ線路で作られている。出力ＩＦ整合回路８９はＭＭＩＣ用の容量とインダクタで作られている。
【００５９】
（第５実施形態）
図９は、受信機の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路９５にカソード接地ＨＢＴＥＤ９７を備えた実施形態を示している。この自己ヘテロダインドウンコンバート回路９５は、概して言って、無線で送信された信号（ＬＯ信号とＲＦ信号）９２を受けて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号９１０を出力する。カソード接地ＨＢＴＥＤ９７は発振器・ミキサモード動作するようにバイアス条件が設定されている。
【００６０】
詳しくは、送信機の送信アンテナ９１からＬＯ信号とＲＦ信号からなる送信信号９２が送信され、受信機の受信アンテナ９３に受信される。ＬＯ信号とＲＦ信号は自己ヘテロダインダウンコンバート回路９５に入って、初段の低雑音増幅器９１４によって増幅される。入力整合回路９６の影響でカソード接地ＨＢＴＥＤ９７に入るＬＯ信号とＲＦ信号パワーを高くできる。このＬＯ信号を受けたカソード接地ＨＢＴＥＤ９７は内部でトランスファードエレクトロン効果によって注入同期発振してＬＯ信号を生成する。カソード接地ＨＢＴＥＤ９７の内部で、この注入同期発振されたＬＯ信号とＲＦ信号とがミキシングされて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号が発生する。発生したＩＦ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ９７のトランジスタ動作によって、増幅される。出力回路のλ/4オープンスタッブ９８（ＬＯ信号周波数の波長に対して長さ４分の１に設定されている。）の影響で、ＨＢＴＥＤ活性層中のＬＯ信号電流が最大化されて、ＬＯ信号があまり自己ヘテロダインドウンコンバート回路９５からは出力されない。また、出力ＩＦ整合回路９９の影響で、出力ＩＦ信号９１０のパワーを高くできる。
【００６１】
この実施形態では、ＬＯ周波数が５９．０１ＧＨｚで、ＲＦ周波数が５９．４ＧＨｚ−６２．５ＧＨｚで、ＩＦ周波数が０．３９ＧＨｚ−３．４９ＧＨｚである。ＩＦ信号の帯域幅は３．１ＧＨｚであって、ＩＦ信号の最低周波数の０．３９ＧＨｚより大きいから、ＬＯ信号の増幅率が高いのは大切なことである。本実施形態では、図１２に示すように、ミキシングされるＬＯ信号（ＨＢＴＥＤ９７の内部で増幅されたもの）１２２のパワーがＲＦ信号１２１のパワーよりも大きいので、必要ＩＦ信号１２３のパワーがＩＦ帯の不要信号成分１２４のパワーより大きく上回って、ＩＦ帯の不要信号成分１２４が問題にならない。
【００６２】
ＨＢＴＥＤ９７のカソードは細長い長方形のパターン形状を持ち、カソード幅が４μｍで、カソード長さが２０μｍである。ＨＢＴＥＤ９７の活性層はＧａＡｓで、厚みが１．７μｍで、ドーピングされている。活性層のドーピング濃度には、アノード界面でのＮ_D＝１．７×１０¹⁶cm^-3からベース界面でのＮ_D＝３×１０¹⁶cm^-3までのグラデーションがある。このＨＢＴＥＤ９７の構造については、後に詳述する。
【００６３】
低雑音増幅器９１４は、ＨＢＴＥＤ９７の層構造と同じ層構造を持つトランジスタからなっている。このトランジスタは、ＨＢＴＥＤ８７と一体に、同じ半導体基板上に同じ製造プロセスで形成されている。言い換えれば、このトランジスタは、ＨＢＴＥＤをトランスファードエレクトロン効果が起こらないようなバイアス条件で使用したものである。このトランジスタはカソード幅が１μｍで、カソード長さが５μｍである。この寸法ならば、トランスファードエレクトロン効果が起こらない。
【００６４】
入力整合回路９６とλ/4オープンスタッブ９８は、通常のマイクロストリップ線路またはコプレーナ線路で作られている。出力ＩＦ整合回路９９はＭＭＩＣ用の容量とインダクタで作られている。
【００６５】
（第６実施形態）
図１０は、本発明の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路をミリ波帯受信機１０８に内蔵して構成された６０ＧＨｚ帯家庭内ミリ波映像伝送システムの実施形態を模式的に示している。
【００６６】
この実施形態では、日本のＢＳ（放送衛星）および／またはＣＳ（通信衛星）からの放送／通信信号１０２を家屋１０１の屋根に設けられたＢＳ／ＣＳアンテナ１０３で受信する。そのＢＳ／ＣＳアンテナ１０３にケーブルを介してミリ波帯アップコンバータ１０４が接続されている。このミリ波帯アップコンバータ１０４は、受信した放送／通信信号１０２をＩＦ信号とし、５９．０１ＧＨｚのＬＯ信号を使ってアップコンバートして、ミリ波帯のＲＦ信号を生成する。このミリ波帯ＲＦ信号は、５９．０１ＧＨｚのＬＯ信号と一緒に、ミリ波帯送信アンテナ１０５から家屋１０１内へ無線で送信される。
【００６７】
家屋１０１内のさまざまな場所に、通常のテレビ受像機１０９が配置されている。各テレビ受像機１０９には、自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を内蔵したミリ波帯受信機１０８と、ミリ波帯受信アンテナ１０７とがケーブルを介して接続されている。ミリ波帯アンテナ１０５から送信された信号（ミリ波帯ＲＦ信号とＬＯ信号）１０６は、ミリ波帯受信アンテナ１０７に受信される。そして、ミリ波帯受信機１０８は、ミリ波帯ＲＦ信号を、本発明の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を使ってダウンコンバートして、ＢＳとＣＳの元のＩＦ信号を再生する。これで、各テレビ受像機１０９に全てのＢＳとＣＳの信号が入ってきて、チャネルの選択が自由になる。
【００６８】
このような通信システムによれば、広いＩＦ帯域幅、具体的には最大周波数が最低周波数より２倍以上高いＩＦ帯域幅でも、実用に耐えることができる。また、ＨＢＴＥＤ回路の変換効率が高いので、受信機の消費電力を低減することができる。また、ＨＢＴＥＤの高機能動作の影響で、受信機１０８の回路の多くが一体の半導体基板に製造されるので、製造コストが安い。
【００６９】
（第７実施形態）
図１４は、上述の各実施形態で用いられるＨＢＴＥＤの断面構造を示している。このＨＢＴＥＤのカソードは細長い長方形のパターン形状を持ち、カソード幅が４μｍで、カソード長さが２０μｍに設定されている。
【００７０】
具体的には、このＨＢＴＥＤは、半絶縁性ＧａＡｓ基板１４１上にＧａＡｓアノード層（厚さ５００ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝５×１０¹⁸ｃｍ^-3）１４２を備えている。このＧａＡｓアノード層１４２上の一部の領域に、Ｉｎ_0.49Ｇａ_0.51Ｐアノード層（厚さ２０ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝３×１０¹⁸ｃｍ^-3）１４３と、ＧａＡｓ活性層（厚さ１７００ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝１．４×１０¹⁶ｃｍ^-3→３×１０¹⁶ｃｍ^-3）１４４と、ＧａＡｓベース層（厚さ１５０ｎｍ，アクセプタのドーピング濃度Ｎ_A＝４×１０¹⁹ｃｍ^-3）１４５とが、この順に同じパターンで積層されている。さらに、このＧａＡｓベース層１４５上の一部の領域に、Ａｌ_xＧａ_1-xＡｓカソードグレーデッド層（厚さ２０ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝５×１０¹⁷ｃｍ^-3，混晶比ｘ＝０．２→０．３５）１４６と、Ａｌ_0.35Ｇａ_0.65Ａｓカソード層（厚さ４０ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝５×１０¹⁷ｃｍ^-3）１４７と、Ａｌ_0.35Ｇａ_0.65Ａｓカソードバラスト層（厚さ１５０ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝１×１０¹⁷ｃｍ^-3）１４８と、Ａｌ_xＧａ_1-xＡｓカソードバラストグレーデッド層（厚さ５０ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝５×１０¹⁷ｃｍ^-3，混晶比ｘ＝０．３５→０．０）１４９と、ＧａＡｓカソードカップ層（厚さ２００ｎｍ，ドナーのドーピング濃度Ｎ_D＝５×１０¹⁸ｃｍ^-3）１４１０とが、この順に同じパターンで積層されている。１４１１はＡｕＧｅ／Ｎｉ／Ａｕアノードオーミツク電極、１４１２はＴｉ／Ｐｔ／Ａｕベースオーミック電極、１４１３はＡｕＧｅ／Ｎｉ／Ａｕカソードオーミック電極をそれぞれ示している。
【００７１】
上述のドーピング濃度、混晶比における矢印「→」は、図１４中の下から上へ向かうにつれて値が変化することを表している。ＧａＡｓ活性層１４４におけるドナーのドーピング濃度Ｎ_Dがアノード界面での１．４×１０¹⁶ｃｍ^-3からベース界面での３×１０¹⁶ｃｍ^-3まで変化していることが注目される。このＨＢＴＥＤの測定を行って、既に説明した図５および図６と、次に説明する図１３の結果が得られた。
【００７２】
図１３は、ベース接地ＨＢＴＥＤの最大電流利得のバイアス依存性を示している。この測定の入力インピーダンスと出力インピーダンスは５０Ωである。この図１３には、アノード電流対アノード・ベース電圧の平面内に設定された幾つかの測定点（それぞれ記号「◇」で表す。）での、ベース接地ＨＢＴＥＤの電流利得の測定値が記入されている。ここで、電流利得は図５に示したような強い周波数依存性を示す。図１３の各測定点に記入された値は、周波数を変化させて得られた最も高い電流利得の値である。ベース接地の場合は、通常のトランジスタ動作による電流利得が０ｄＢ以下であるので、図１３に示した高い電流利得の結果はトランスファードエレクトロン効果によると言える。最も高い電流利得が５７ＧＨｚから６ＯＧＨｚまでの範囲に起こる。図１３中に記号「○」で示したように、バイアス条件によっては、ＨＢＴＥＤがトランスファードエレクトロン効果による発振を行うことがある。このトランスファードエレクトロン効果による発振は、発振発振数が５７ＧＨｚから６ＯＧＨｚまでの範囲で起こる。このように、同一のＨＢＴＥＤがバイアス条件に応じて増幅器・ミキサモードと発振器・ミキサモードで動作する。
【００７３】
（第８実施形態）
図１５は、受信機の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路１６５にカソード接地ＨＢＴＥＤ１６７を備えた実施形態を示している。この自己ヘテロダインドウンコンバート回路１６５は、概して言って、無線で送信された信号（ＬＯ信号とＲＦ信号）１６２を受けて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号１６１０を出力する。カソード接地ＨＢＴＥＤ１６７は増幅器・ミキサモードで動作するようにバイアス条件が設定されている。後に詳述するが、この実施形態は、ＨＢＴＥＤ１６７のカソードが円形のパターン形状を持つ点に特徴がある。
【００７４】
既述の例えば第１実施形態と同様に、送信機の送信アンテナ１６１からＬＯ信号とＲＦ信号からなる送信信号１６２が送信され、受信機の受信アンテナ１６３に受信される。ＬＯ信号とＲＦ信号は低雑音増幅器１６４によって増幅され、自己ヘテロダインダウンコンバータ回路１６５に入る。入力整合回路１６６の影響でカソード接地ＨＢＴＥＤ１６７に入るＬＯ信号とＲＦ信号のパワーを高くできる。このＬＯ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ１６７の内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅される。さらに、カソード接地ＨＢＴＥＤ１６７の内部で、この増幅されたＬＯ信号とＲＦ信号とがミキシングされて、ＲＦ信号よりも低い周波数帯のＩＦ信号が発生する。発生したＩＦ信号は、カソード接地ＨＢＴＥＤ１６７のトランジスタ動作によって、増幅される。出力回路のλ／4オープンスタブ１６８（ＬＯ信号周波数の波長に対して長さが４分の１に設定されている。）の影響で、ＨＢＴＥＤ活性層中のＬＯ信号電流が最大化されて、ＬＯ信号があまり自己ヘテロダインダウンコンバート回路１６５からは出力されない。また、出力ＩＦ整合回路１６９の影響で、出力ＩＦ信号１６１０のパワーを高くできる。
【００７５】
この実施形態では、ＬＯ信号周波数が５９．０１ＧＨｚで、ＲＦ信号周波数が５９．４ＧＨｚ−６２．５ＧＨｚで、ＩＦ信号周波数が０．３９ＧＨｚ−３．４９ＧＨｚである。ＩＦ信号の帯域幅は３．１ＧＨｚであって、ＩＦの最低周波数の０．３９ＧＨｚより大きいから、ＬＯ信号の増幅率が高いのは大切なことである。本実施形態では、図１２に示すように、ミキシングされるＬＯ信号（ＨＢＴＥＤ１７の内部で増幅されたもの）１２２のパワーがＲＦ信号１２１のパワーよりも大きいので、必要ＩＦ信号１２３のパワーがＩＦ帯の不要信号成分１２４のパワーより大きく上回って、ＩＦ帯の不要信号成分１２４が問題にならない。
【００７６】
ＨＢＴＥＤ１６７は、図１４に示したＨＢＴＥＤの層構造と同じ層構造を有している。ＨＢＴＥＤ１６７の活性層はＧａＡｓで、厚みが１．７μｍで、ドーピングされている。活性層のドーピング濃度には、アノード界面でのＮ_D＝１．０×１０¹⁶cm^-3からベース界面でのＮ_D＝３×１０¹⁶cm^-3までのグラデーションがある。このＨＢＴＥＤ１６７のカソードは、長方形ではなく、円形のパターン形状を持っている。円形のカソードは、公知の細長い長方形のカソードに比して、小型に形成され得る。したがって、入力インピーダンスを容易に高めることができる。また、円形のカソードは、活性層のドーピンググラデーション（電流広がり効果を抑えて、トランスファードエレクトロン効果を安定に起こさせるために必要とされる。小面積であれば、ドーピンググラデーションの程度が高いことが要求される。）の程度を、小面積の割に比較的低くすることができる。これにより、トランスファードエレクトロン効果を安定に起こさせることができ、ＨＢＴＥＤを容易に増幅器・ミキサモードまたは発振器・ミキサモードで動作させることができる。このように、円形のカソードを持つＨＢＴＥＤは、ミリ波帯の受信機の自己ヘテロダインコンバータ回路の部品として適する。
【００７７】
λ／4オープンスタッブ１６８は、出力回路インピーダンスがＬＯ信号の周波数に対してほとんどゼロオームになるように設計されている。入力整合回路１６６とλ／4オープンスタッブ１６８は通常のマイクロストリップ線路またはコプレーナ線路で作られている。出力ＩＦ整合回路１６９はＭＭＩＣ用の容量とインダクタで作られている。
【００７８】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明の受信機は、ＨＢＴＥＤを含む自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を備えて、簡単な回路構成で、良好な特性を示すことができる。
【００７９】
また、この発明のミリ波映像伝送システムは、そのような受信機を用いているので、広いＩＦ帯域幅、具体的には最大周波数が最低周波数より２倍以上高いＩＦ帯域幅でも、実用に耐えることができる。また、ＨＢＴＥＤ回路の変換効率が高いので、受信機の消費電力を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明のカソード接地ＨＢＴＥＤ自己ヘテロダイン受信機の実施形態を示す図である。
【図２】 この発明のベース接地ＨＢＴＥＤ自己ヘテロダイン受信機の実施形態を示す図である。
【図３】 自己ヘテロダインダウンコンバータ回路に入っている発振器・ミキサモードＨＢＴＥＤの等価機能を示す図である。
【図４】 自己ヘテロダインダウンコンバータ回路に入っている増幅器・ミキサモードＨＢＴＥＤの等価機能を示す図である。
【図５】 測定した増幅器モードの単体ベース接地ＨＢＴＥＤの電流利得対周波数特性を示す図である。
【図６】 測定した増幅器モードの単体カソード接地ＨＢＴＥＤの変換ロス対周波数特性を示す図である。
【図７】 この発明のカソード接地ＨＢＴＥＤ自己ヘテロダイン受信機の実施形態を示す図である。
【図８】 この発明のカソード接地ＨＢＴＥＤとＩＦ増幅器とが一体に形成された自己ヘテロダイン受信機の実施形態を示す図である。
【図９】 この発明のカソード接地ＨＢＴＥＤと低雑音増幅器とが一体に形成された自己ヘテロダイン受信機の実施形態を示す図である。
【図１０】 本発明の自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を含むミリ波帯受信機を用いた６０ＧＨｚ帯家庭内ミリ波映像伝送システムの実施形態を示す図である。
【図１１】 ミリ波帯通信システムのように帯域幅の広い信号を送受信しようとするとき、ＩＦ帯に不要信号成分が発生する問題を説明する図である。
【図１２】 ミリ波帯通信システムのように帯域幅の広い信号を送受信しようとするとき、本発明により、必要ＩＦ信号に対してＩＦ帯の不要信号成分が相対的に小さくなった状態を示す図である。
【図１３】 ベース接地ＨＢＴＥＤの最大電流利得のバイアス依存性を示すとともに、同じＨＢＴＥＤがバイアス条件に応じて増幅器・ミキサモードと発振器・ミキサモードで動作することを示す図である。
【図１４】 本発明の各実施形態で用いられるＨＢＴＥＤの断面構造を示す図である。
【図１５】 本発明の一実施形態の円形カソードを持つＨＢＴＥＤを備えた自己ヘテロダインコンバータ回路を用いる受信機の実施形態を示す図である。
【符号の説明】
１１，２１，７１，８１，９１ 送信アンテナ
１２，２２，７２，８２，９２ 送信したＬＯ信号とＲＦ信号
１３，２３，７３，８３，９３ 受信アンテナ
１４，２４，７４，８４，９４ 低雑音増幅器
１５，２５，７５，８５，９５ 自己ヘテロダインダウンコンバータ回路
１６，２６，７６，８６，９６ 入力整合回路
１７，７７，８７，９７ カソード接地ＨＢＴＥＤ
２７ ベース接地ＨＢＴＥＤ
１８，２８，７８，８８，９８ λ／４オープンスタッブ
１９，２９，７９，８９，９９ ＩＦ出力整合回路
１１０，２１０，７１０，８１０，９１０ ＩＦ出力信号
７１１ λ／８伝送線路
７１２ λ／８オープンスタッブ
８１３ 一体化されたＩＦ増幅器
９１４ 一体化された低雑音増幅器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  This inventionReceiving machineMore specifically, a heterojunction bipolar transferred electron device (referred to as “HBTED” where appropriate throughout this specification).Including self-heterodyne downconverter circuit includingPerform self-heterodyne down-conversionReceiving machineAbout.
[0002]
  The invention also provides suchReceiverThe present invention relates to a millimeter-wave video transmission system to be used.
[0003]
[Prior art]
  In Japanese Patent Laid-Open No. 2001-53640, as shown in FIG. 11, a transmitter that transmits a modulated signal (RF signal) 111 and a local oscillation signal (LO signal) 112 wirelessly from a transmitter and receives those signals. On the other hand, a wireless communication system is disclosed in which an intermediate frequency signal (IF signal) 113 is obtained by self-heterodyne down-conversion using a squarer. The publication also describes a wireless communication system using a self-heterodyne down-converter circuit using a bandpass filter, an injection-locked oscillator (or a single tuning amplifier), and a mixer instead of a squarer. Yes.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
  By the way, in general, when performing self-heterodyne, it is desirable that the bandwidth (RFmax−RFmin) of the received RF signal is narrower than the difference between the lowest RF frequency and the LO frequency (RFmin−LO). However, this condition cannot be satisfied when a signal having a wide bandwidth is transmitted / received as in a millimeter wave communication system. For this reason, as shown in FIG. 11, the signal 111 in the RF band is self-mixed, and an unnecessary signal component is present in the IF band (the minimum frequency is zero and the bandwidth is the same as the bandwidth of the necessary IF signal 113). 114 occurs. Here, when performing self-heterodyne down-conversion using a squarer as described above, the power of the unnecessary signal component 114 in the IF band is necessary because the power of the LO signal 112 is approximately the same as the power of the RF signal 111. The power of the IF signal 113 becomes so large that it cannot be ignored, which is a problem.
[0005]
  Another receiving circuit using a bandpass filter, an injection locked oscillator and a mixer has a problem that the configuration is complicated, the unit price is high, and the LO band matching impedance between components is difficult to adjust. .
[0006]
  Therefore, the subject of the present invention isA receiver that performs self-heterodyne down-conversion. ,Simple circuit configuration and good characteristicsthingIs to provide.
[0007]
  Moreover, the subject of this invention is suchReceiverIt is to provide a millimeter wave video transmission system to be used.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above problems, the present inventionReceiving machineReceives a radio frequency signal (hereinafter referred to as “RF signal”) and a local oscillation signal (hereinafter referred to as “LO signal”) transmitted wirelessly.Receiving machineBecause
  HBTED that generates an intermediate frequency signal (hereinafter referred to as “IF signal”) in a frequency band lower than the RF signal from a signal based on the received RF signal and a signal based on the received LO signal.Includes self-heterodyne downconverter circuit including
  The signal based on the LO signal is a signal obtained by amplifying the LO signal by the transferred electron effect inside the HBTED.
[0009]
  Here, “HBTED” (heterojunction bipolar transfer electron device) is a three-terminal or four-terminal element formed integrally. The three terminal type is also called a heterojunction bipolar gantry, and the four terminal type is also called a four terminal heterojunction bipolar gun device.
[0010]
  Of this inventionReceiving machineAccording to HBTEDIncluding self-heterodyne downconverter circuitGenerates an IF signal having a frequency band lower than that of the RF signal from the signal based on the received RF signal and the signal based on the received LO signal. By using HBTED, self-heterodyne down-conversion can be performed with a simple circuit configuration. The point where the characteristics are improved will be described later.
[0011]
  The receiver of the present inventionThe signal based on the LO signal is a signal obtained by amplifying the LO signal by the transferred electron effect inside the HBTED. In this self-heterodyne down converter circuit, the HBTED performs a function of amplifying the LO signal by the transferred electron effect and a function of generating the IF signal by mixing the amplified LO signal with the signal based on the RF signal. To do. Such an operation mode of HBTED is called “amplifier / mixer mode”.
[0012]
  Also,The signal based on the LO signal is a signal in which the HBTED is injected and oscillated internally by the transferred electron effect in response to the LO signal.May be. In this self-heterodyne down-converter circuit, the HBTED receives the LO signal and performs injection locking oscillation by the transferred electron effect, and mixes the injection locking oscillation LO signal with the signal based on the RF signal to generate the IF signal. Execute the function to generate. Such an HBTED operation mode is referred to as an “oscillator / mixer mode”.
[0013]
  Now, HBTED has the following functions (1) to (4) in the high frequency band, particularly in the millimeter wave band. The fourth function (amplifier / mixer mode) is a function that we recently discovered.
(1) Function to oscillate in millimeter wave band (oscillator mode)
(2) Function to oscillate in the millimeter wave band and mix (up-convert or down-convert) the input signal (oscillator / mixer mode)
(3) Function to amplify input millimeter waveband signal (amplification mode)
(4) A function to amplify the input millimeter-wave band signal and to mix (up-convert or down-convert) it with another input signal (amplifier / mixer mode)
[0014]
  Regarding HBTED, the physics of the oscillator / mixer mode operation and the physics of the amplifier / mixer mode operation are particularly complicated. The mechanism of oscillation and amplification is the transferred electron effect, which can be mixed by the current dependence of the transferred electron effect. As will be described later, by applying a predetermined range of bias current and bias voltage to HBTED having a properly designed structure, particularly HBTED in which the gradation of the doping concentration of the active layer is appropriately set, The operation in the oscillator / mixer mode and the operation in the amplifier / mixer mode can be performed.
[0015]
  1 and 2 show a receiver self-heterodyne downconverter circuit.15, 253 illustrates an example in which HBTEDs 17 and 27 are provided as a cathode grounding type and a base grounding type, respectively. When the cathode grounded HBTED 17 in FIG. 1 or the base grounded HBTED 27 in FIG. Show.
[0016]
  In this oscillator / mixer mode, the LO signal and the RF signal are received by the receiving antenna 31, amplified by the low noise amplifier 32, and input to the input terminal of the HBTED 33. The current and voltage bias of the HBTED 33 are set so that the HBTED 33 oscillates, and the oscillation frequency mainly depends on the thickness of the active layer of the HBTED 33 and the output impedance. The HBTED 33 and the output circuit are designed in advance so that the oscillation frequency is substantially the same as the frequency of the LO signal received. When the LO signal is input to the input terminal of the HBTED 33, the LO signal injection locks the oscillation frequency of the HBTED 33, so that the frequency and phase of the oscillation signal are the same as those of the LO signal that is the input signal.
[0017]
  At the same time, the RF signal entering the input terminal of the HBTED 33 is mixed with the oscillation signal by the nonlinear transferred electron effect, and an IF signal appears inside the HBTED 33. At the low frequency of the IF signal, the HBTED 33 operates like an IF signal amplifier 37 as a normal transistor, so that the IF signal is amplified.
[0018]
  Thus, HBTED shows an equivalent function as shown in FIG. 3 in the oscillator / mixer mode. In order to operate HBTED in the oscillator / mixer mode, it is necessary to set a bias current and a voltage so that oscillation due to the transferred electron effect is likely to occur.
[0019]
  If the HBTED bias current or bias voltage is outside the oscillation range, oscillation does not occur, but it is possible to amplify in the same region as the oscillation frequency. When the cathode grounded HBTED in FIG. 1 and the grounded base HBTED in FIG. 2 operate in the amplifier / mixer mode, equivalent functions such as the bandpass filter 44, the amplifier 45, the mixer 46, and the IF signal amplifier 47 shown in FIG.
[0020]
  In this amplifier / mixer mode, the LO signal and the RF signal are received by the receiving antenna 41, amplified by the low noise amplifier 42, and input to the input terminal of the HBTED 43. The HBTED 44 is set to a bias current and voltage that amplify a single frequency without oscillation. The frequency to be amplified depends on the thickness of the active layer of the HBTED 44 and the output impedance of the circuit. The HBTED 44 and the output circuit are designed in advance so that the amplification factor of the LO signal is higher than the amplification factor of the RF signal. By designing in this way, the LO signal entering the input terminal of the HBTED 44 is amplified. The RF signal entering the input terminal of the HBTED 44 is not amplified, but is mixed by the amplified LO signal and the nonlinear transferred electron effect to generate an IF signal. Since this IF signal has a low frequency, the HBTED 44 operates like an IF signal amplifier 47 as a normal transistor, and the IF signal is amplified.
[0021]
  Thus, HBTED shows the equivalent function as shown in FIG. 4 in the amplifier / mixer mode HBTED. The operation in the amplifier / mixer mode has an advantage that the dependency on the bias condition and the output circuit impedance is less than the operation in the oscillator / mixer mode.
[0022]
  The amplifier / mixer mode HBTED is a device for mixing current. Here, since the output power of the IF signal is the product of the LO signal current flowing through the active layer and the RF signal current, it is important that the current amplification factor at the frequency of the LO signal is high. Furthermore, it is important that the current amplification factor at the LO signal frequency is higher than the current amplification factor at the RF signal frequency so that signals in the RF band are self-mixed and unnecessary signal components are not generated in the IF band. is there.
[0023]
  FIG. 5 shows the measurement results of the current amplification factor vs. frequency characteristics for the single base grounded HBTED. The HBTED has a bias current and a voltage for performing an amplification mode operation due to the transferred electron effect. As can be seen from FIG. 5, this current amplification characteristic has a sharp peak at a frequency f0 = 58 GHz. When the peak frequency of this current amplification characteristic is f0, the saturation rate of electrons is Vsat, and the thickness of the active layer is x, the relational expression thereof is
    f0 = Vsat / x
It is represented by The material of the active layer of this HBTED is GaAs (the electron saturation rate is Vsat = 10⁷cm · s^-1), The thickness of the active layer is 1.7 μm, and a current amplification peak occurs at about 58 GHz. Since the amplification factor at a frequency away from f0 is low, this HBTED characteristic is optimal for application to a self-heterodyne downconverter circuit.
[0024]
  FIG. 6 shows a measurement result of conversion loss vs. frequency for a single cathode grounded HBTED that performs self-heterodyne down conversion in the amplifier / mixer mode. In this measurement, the power of the input LO signal is set to -20 dBm or -30 dBm, and the frequency of the LO signal is set to 59.01 GHz. The input RF signal had the same power as the LO signal, and the frequency was swung from 59.4 GHz to 62.6 GHz. By this HBTED, the LO signal is amplified, the amplified LO signal is mixed with the RF signal, and the generated IF signal is amplified. The frequency of the generated output IF signal is from 0.39 GHz to 3.69 GHz. Although the power of the input LO signal and the power of the RF signal are low, this HBTED conversion loss is low. Thus, according to the self-heterodyne down converter circuit of the present invention, good characteristics can be obtained.
[0025]
  The above measurement results are for a single HBTED, and the input and output circuits are not added to the input and anode terminals of the HBTED. However, since HBTED is a device that mixes current, it is preferable to provide an input circuit in order to maximize the input LO signal current and RF signal current. So, in one embodimentAt the receiverIsIn the self-heterodyne down converter circuit, one terminal of the base terminal and the cathode terminal of the HBTED is grounded, and the other terminal of the base terminal and the cathode terminal is connected.So that the signal power input to becomes higher in the frequency band of the LO signal.To the other terminalPassive circuits (16, 26, 76, 86, 96) are connected.
[0026]
  Regarding the output circuit, it is desirable that the current amplification factor be high in the IF signal frequency band. Furthermore, an output circuit impedance that maximizes the IF output power is desirable to further improve conversion loss. So, in one embodimentAt the receiverIsIn the above self-heterodyne downconverter circuit,A passive circuit (19, 29) is connected to the anode terminal of the HBTED so that the signal power output by the HBTED is high in the frequency band of the IF signal.,89, 99) are connected.
[0029]
  The bias range for the HBTED to operate in the oscillator / mixer mode is relatively narrow, and the bias range for the amplifier / mixer mode operation is relatively wide. Even if the bias current or voltage is outside the range for causing the transferred electron effect, the HBTED can operate as a normal transistor. HBTED operating as a normal transistor can be used as an IF band amplifier.
[0030]
  Further, in order to operate HBTED as a normal transistor, it is possible to set the dimension of HBTED so that the transferred electron effect does not easily occur. Literature "Demonstrationofa77-GHzHeterojunctionBipolarTransferredElectronDevice" (JKTwynam, M.Yagura, N.Takahashi, E.Suematsu, and H.Sato, IEEE Electron Device Lett. 21 (01), pp.2-4, 2000), JP2001- As described in the specification or drawing of Japanese Patent Application No. 077444, Japanese Patent Application No. 2001-078528, or Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-284682, the HBTED active layer has a special doping gradation due to the current spreading effect. is required. The optimum cathode width of HBTED depends on the degree of doping gradation of the active layer. For example, a device with a very narrow cathode width compared to the optimum width may not operate as a transferred electron and may operate as a normal transistor. Conversely, a device having a very wide cathode width compared to the optimum width may not operate as a transferred electron and may operate as a normal transistor. For example, a device whose cathode width is much narrower than the optimum width can be used as a low noise amplifier for amplifying the input signal of HBTED. Since this device having a narrow cathode width has good high frequency characteristics, it is desirable to use it as a low noise amplifier.
[0031]
  When embodying the self-heterodyne downconverter circuit of the present invention, the HBTED and the passive circuits described above are integrally formed on the same semiconductor substrate in order to increase the operating efficiency and reduce the cost. Is desirable.
[0032]
  Similarly, a passive circuit such as a self-heterodyne downconverter circuit including the HBTED and an active circuit (an IF band amplifier or a low noise amplifier) composed of transistors having the same layer structure as the HBTED layer structure are formed on the same semiconductor substrate. It is desirable to be integrally formed on the top. This is because the passive circuit and the active circuit can be simultaneously manufactured in the same process, and therefore, a receiver used in the millimeter wave band communication system can be manufactured at low cost.
[0033]
  It is necessary to design the structure of the HBTED in accordance with the frequency of the LO signal actually used in the communication system. By changing the thickness of the HBTED active layer and the composition of the semiconductor material, the HBTED can be operated in a wide frequency range. Although lower and higher frequency operation is not impossible, the frequency of the LO signal in the preferred communication system of the present invention is from 30 GHz to 120 GHz. Furthermore, the LO frequency range of the most desirable communication system is the range from 55 GHz to 85 GHz, which can be produced by low cost GaAs MMIC technology.
[0034]
  HBTED can be manufactured using various III-V compound semiconductors (for example, GaAs, InGaAs, InP, GaN, etc.). HBTED is formed on a semi-insulating GaAs substrate, and the active layer of HBTED is GaAs.IsThis is a low-cost, high-performance millimeter-wave technology that is also suitable for mass production. In other words, such HBTED is not small in size, easy to manufacture, and low in cost as compared with a millimeter wave band active device (millimeter wave transistor or the like).
[0035]
  RF signal and LO signal are transmitted wirelessly from a transmitter, and these signals are received by a receiver. By the receiver, the self-heterodyne downconverter circuit having the above-described amplifier / mixer mode HBTED or oscillator / mixer mode HBTED is used. A communication system for generating an IF signal, for example, a millimeter-wave band video transmission system such as a television is established. According to such a communication system, even a wide IF bandwidth, specifically, an IF bandwidth whose maximum frequency is twice or more higher than the minimum frequency can be practically used. In addition, since the conversion efficiency of the HBTED circuit is high, the power consumption of the receiver can be reduced.
[0036]
  Further, this type of HBTED is required to have a high input impedance. Therefore,In the receiver of one embodimentIsThe above HBTED isAt least an anode layer, an active layer, a base layer, a cathode graded layer, a cathode layer, a cathode ballast layer, a cathode ballast graded layer, and a cathode cup layer were sequentially provided on a semi-insulating substrate. In HBTED, the cathode graded layer, the cathode layer, the cathode ballast layer, the cathode ballast graded layer, and the cathode cup layer have a circular pattern shape having an area smaller than that of the base layer. The circular cathode can be formed smaller than the known elongated rectangular cathode. Therefore, the input impedance can be easily increased. In addition, the circular cathode is necessary for the active layer doping gradation (in order to suppress the current spreading effect and to stably cause the transferred electron effect. If the area is small, the degree of doping gradation is high. Required)) can be relatively low for a small area. Thereby, the transferred electron effect can be caused stably, and HBTED can be easily operated in the amplifier / mixer mode or the oscillator / mixer mode. Therefore, the HBTED having a circular cathode is suitable as a component of a self-heterodyne converter circuit of a millimeter wave band receiver.
[0037]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.
[0038]
  (First embodiment)
  FIG. 1 shows an embodiment in which the receiver's self-heterodyne downconverter circuit 15 is provided with a common cathode HBTED 17. In general, the self-heterodyne conversion circuit 15 receives signals (LO signal and RF signal) 12 transmitted by radio and outputs an IF signal 110 having a frequency band lower than that of the RF signal. The bias condition is set so that the cathode ground HBTED 17 operates in the amplifier / mixer mode.
[0039]
  Specifically, a transmission signal 12 including an LO signal and an RF signal is transmitted from the transmission antenna 11 of the transmitter and received by the reception antenna 13 of the receiver. The LO signal and RF signal are amplified by a low noise amplifier 14 and enter a self-heterodyne downconverter circuit 15. Due to the influence of the input matching circuit 16, the power of the LO signal and the RF signal entering the cathode grounded HBTED 17 can be increased. This LO signal is amplified by the transferred electron effect inside the grounded cathode HBTED17. Further, the amplified LO signal and the RF signal are mixed in the cathode grounded HBTED 17 to generate an IF signal having a frequency band lower than that of the RF signal. The generated IF signal is amplified by the transistor operation of the common cathode HBTED 17. The LO signal current in the HBTED active layer is maximized by the influence of the λ / 4 open stub 18 of the output circuit (the length is set to a quarter of the wavelength of the LO signal frequency). The LO signal is not output from the self-heterodyne down-conversion circuit 15 so much. Further, the power of the output IF signal 110 can be increased due to the influence of the output IF matching circuit 19.
[0040]
  In this embodiment, the LO signal frequency is 59.01 GHz, the RF signal frequency is 59.4 GHz-62.5 GHz, and the IF signal frequency is 0.39 GHz-3.49 GHz. Since the IF signal bandwidth is 3.1 GHz, which is greater than the lowest IF frequency of 0.39 GHz, it is important that the LO signal has a high amplification factor. As shown in FIG. 11 regarding the prior art, if the power of the LO signal 112 to be mixed is approximately the same as the power of the RF signal 111, the power of the unnecessary signal component 114 in the IF band is higher than the power of the necessary IF signal 113. It becomes so large that it cannot be ignored. On the other hand, in the present embodiment, as shown in FIG. 12, the power of the LO signal 122 to be mixed (amplified inside the HBTED 17) 122 is larger than the power of the RF signal 121. Therefore, the IF band unnecessary signal component 124 does not cause a problem.
[0041]
  The cathode of HBTED17 has an elongated rectangular pattern shape, the cathode width is 4 μm, and the cathode length is 20 μm. The active layer of HBTED17 is GaAs and has a thickness of 1.7 μm and is doped. The doping concentration of the active layer includes N at the anode interface._D= 1.7 × 10¹⁶cm^-3To N at base interface_D= 3 × 10¹⁶cm^-3There is a gradation up to. The structure of this HBTED 17 will be described in detail later.
[0042]
  The λ / 4 open stub 18 is designed so that the output circuit impedance is almost zero ohms with respect to the frequency of the LO signal. The input matching circuit 16 and the λ / 4 open stub 18 are made of ordinary microstrip lines or coplanar lines. The output IF matching circuit 19 is made of a capacitor for MMIC and an inductor.
[0043]
  (Second Embodiment)
  FIG. 2 shows an embodiment in which the receiver's self-heterodyne downconverter circuit 25 includes a grounded base HBTED 27. In general, the self-heterodyne conversion circuit 25 receives signals (LO signal and RF signal) 22 transmitted by radio and outputs an IF signal 210 in a frequency band lower than that of the RF signal. The bias condition is set so that the grounded base HBTED 27 operates in the amplifier / mixer mode.
[0044]
  Specifically, a transmission signal 22 composed of an LO signal and an RF signal is transmitted from the transmission antenna 21 of the transmitter and received by the reception antenna 23 of the receiver. The LO signal and the RF signal are amplified by a low noise amplifier 24 and enter a self-heterodyne conversion circuit 25. Due to the influence of the input matching circuit 26, the power of the LO signal and the RF signal entering the grounded base HBTED 27 can be increased. This LO signal is amplified by the transferred electron effect inside the grounded base HBTED 27. Further, the amplified LO signal and the RF signal are mixed inside the grounded base HBTED 27, and an IF signal having a frequency band lower than that of the RF signal is generated. The generated IF signal is amplified by the transistor operation of the common base HBTED27. The LO signal current in the HBTED active layer is maximized by the influence of the λ / 4 open stub 28 of the output circuit (the length is set to a quarter of the wavelength of the LO signal frequency). The LO signal is not output from the self-heterodyne down conversion circuit 25 so much. Further, the power of the output IF signal 210 can be increased due to the influence of the output IF matching circuit 29.
[0045]
  In this embodiment, the LO signal frequency is 59.01 GHz, the RF signal frequency is 59.4 GHz-62.5 GHz, and the IF signal frequency is 0.39 GHz-3.49 GHz. Since the IF signal bandwidth is 3.1 GHz, which is greater than the lowest IF frequency of 0.39 GHz, it is important that the LO signal has a high amplification factor. In this embodiment, as shown in FIG. 12, the power of the LO signal 122 to be mixed (amplified inside the HBTED 27) 122 is larger than the power of the RF signal 121. Therefore, the unnecessary signal component 124 in the IF band does not matter.
[0046]
  The cathode of HBTED27 has an elongated rectangular pattern shape, the cathode width is 5 μm, and the cathode length is 30 μm. The active layer of HBTED27 is GaAs and has a thickness of 1.7 μm and is doped. The doping concentration of the active layer includes N at the anode interface._D= 1.3 × 10¹⁶cm^-3To N at base interface_D= 2 × 10¹⁶cm^-3There is a gradation up to. The structure of this HBTED 27 will be described in detail later.
[0047]
  The input matching circuit 26 and the λ / 4 open stub 28 are made of ordinary microstrip lines or coplanar lines. The output IF matching circuit 29 is made of a capacitor for MMIC and an inductor.
[0048]
  (Third embodiment)
  FIG. 7 shows an embodiment in which the receiver's self-heterodyne down-converter circuit 75 includes a grounded cathode HBTED 77. In general, the self-heterodyne conversion circuit 75 receives wirelessly transmitted signals (LO signal and RF signal) 72 and outputs an IF signal 710 having a frequency band lower than that of the RF signal.
[0049]
  Specifically, a transmission signal 72 including an LO signal and an RF signal is transmitted from the transmission antenna 71 of the transmitter and received by the reception antenna 73 of the receiver. The LO and RF signals are amplified by a low noise amplifier 74 and enter a self-heterodyne downconverter circuit 75. Due to the influence of the input matching circuit 76, the power of the LO signal and the RF signal entering the cathode grounded HBTED 77 can be increased. This LO signal is amplified by the transferred electron effect inside the grounded cathode HBTED77. Further, the amplified LO signal and the RF signal are mixed inside the grounded cathode HBTED 77, and an IF signal having a frequency band lower than that of the RF signal is generated. The generated IF signal is amplified by the transistor operation of the common cathode HBTED77. The LO in the HBTED active layer is affected by the λ / 8 transmission line 711 and the λ / 8 open stub 712 of the output circuit (both are set to 1/8 the length of the wavelength of the LO signal frequency). Since the signal current is maximized, the LO signal is not output from the self-heterodyne conversion circuit 75. Further, the current of the second harmonic of the LO signal is suppressed by the influence of the λ / 8 transmission line 711 and the λ / 8 open stub 712, and the second harmonic of the IF signal is hardly generated. Further, the power of the output IF signal 710 can be increased due to the influence of the output IF matching circuit 79.
[0050]
  In this embodiment, the LO frequency is 59.01 GHz, the RF frequency is 59.4 GHz-62.5 GHz, and the IF frequency is 0.39 GHz-3.49 GHz. Since the IF signal bandwidth is 3.1 GHz, which is greater than the lowest IF signal frequency of 0.39 GHz, it is important that the LO signal has a high gain. In the present embodiment, as shown in FIG. 12, the power of the LO signal 122 to be mixed (amplified inside the HBTED 77) 122 is larger than the power of the RF signal 121. Therefore, the unnecessary signal component 124 in the IF band does not matter.
[0051]
  The bias condition is set so that the cathode ground HBTED 77 operates in the amplifier / mixer mode. The cathode of HBTED77 has an elongated rectangular pattern shape, the cathode width is 4 μm, and the cathode length is 20 μm. The active layer of HBTED77 is GaAs and has a thickness of 1.7 μm and is doped. The doping concentration of the active layer includes N at the anode interface._D= 1.7 × 10¹⁶cm^-3To N at base interface_D= 3 × 10¹⁶cm^-3There is a gradation up to. The structure of this HBTED 77 will be described in detail later.
[0052]
  The input matching circuit 76, the λ / 8 transmission line 711, and the λ / 8 open stub 712 are made of ordinary microstrip lines or coplanar lines. The output IF matching circuit 79 is made of a capacitor for MMIC and an inductor.
[0053]
  (Fourth embodiment)
  FIG. 8 shows an embodiment in which the receiver's self-heterodyne down-converter circuit 85 includes a grounded cathode HBTED 87. In general, the self-heterodyne conversion circuit 85 receives wirelessly transmitted signals (LO signal and RF signal) 82 and outputs an IF signal 810 having a frequency band lower than that of the RF signal. The bias condition is set so that the cathode ground HBTED 87 operates in the amplifier / mixer mode.
[0054]
  Specifically, a transmission signal 82 composed of an LO signal and an RF signal is transmitted from the transmission antenna 81 of the transmitter and received by the reception antenna 83 of the receiver. The LO signal and RF signal are amplified by a low noise amplifier 84 and enter a self-heterodyne down conversion circuit 85. Due to the influence of the input matching circuit 86, the LO signal and RF signal power entering the cathode grounded HBTED 87 can be increased. This LO signal is amplified by the transferred electron effect inside the cathode grounded HBTED 87. Further, the amplified LO signal and the RF signal are mixed inside the grounded cathode HBTED 87, and an IF signal having a frequency band lower than that of the RF signal is generated. The generated IF signal is amplified by the transistor operation of the common cathode HBTED87. The LO signal current in the HBTED active layer is maximized by the influence of the λ / 4 open stub 88 of the output circuit (the length is set to a quarter of the wavelength of the LO signal frequency). The LO signal is not output from the self-heterodyne down-conversion circuit 85 so much. Due to the influence of the output IF matching circuit 89, the power of the output IF signal 810 can be increased. The IF signal is further amplified by the influence of the IF amplifier 813 provided at the subsequent stage of the output IF matching circuit 89. Therefore, the power of the output IF signal 810 can be further increased.
[0055]
  In this embodiment, the LO frequency is 59.01 GHz, the RF frequency is 59.4 GHz-62.5 GHz, and the IF frequency is 0.39 GHz-3.49 GHz. Since the IF signal bandwidth is 3.1 GHz, which is greater than the lowest IF signal frequency of 0.39 GHz, it is important that the LO signal has a high gain. In the present embodiment, as shown in FIG. 12, the power of the LO signal 122 to be mixed (amplified inside the HBTED 87) 122 is larger than the power of the RF signal 121. Therefore, the unnecessary signal component 124 in the IF band does not matter.
[0056]
  The cathode of HBTED87 has an elongated rectangular pattern shape, the cathode width is 4 μm, and the cathode length is 20 μm. The active layer of HBTED87 is GaAs and has a thickness of 1.7 μm and is doped. The doping concentration of the active layer includes N at the anode interface._D= 1.7 × 10¹⁶cm^-3To N at base interface_D= 3 × 10¹⁶cm^-3There is a gradation up to. The structure of this HBTED 87 will be described in detail later.
[0057]
  The IF amplifier 813 includes a transistor having the same layer structure as that of the HBTED 87. This transistor is integrally formed with the HBTED 87 on the same semiconductor substrate by the same manufacturing process. In other words, this transistor uses HBTED under a bias condition in which the transferred electron effect does not occur.
[0058]
  The input matching circuit 86 and the λ / 4 open stub 88 are made of ordinary microstrip lines or coplanar lines. The output IF matching circuit 89 is made of a capacitor for MMIC and an inductor.
[0059]
  (Fifth embodiment)
  FIG. 9 shows an embodiment in which the receiver's self-heterodyne downconverter circuit 95 includes a grounded cathode HBTED97. In general, the self-heterodyne conversion circuit 95 receives wirelessly transmitted signals (LO signal and RF signal) 92 and outputs an IF signal 910 having a frequency band lower than that of the RF signal. The bias condition is set so that the cathode ground HBTED97 operates in the oscillator / mixer mode.
[0060]
  Specifically, a transmission signal 92 composed of an LO signal and an RF signal is transmitted from the transmission antenna 91 of the transmitter and received by the reception antenna 93 of the receiver. The LO signal and the RF signal enter the self-heterodyne down-conversion circuit 95 and are amplified by the first stage low noise amplifier 914. The LO signal and RF signal power entering the grounded cathode HBTED 97 can be increased by the influence of the input matching circuit 96. The grounded cathode HBTED 97 that has received the LO signal internally generates an LO signal by performing injection locking oscillation by the transferred electron effect. Inside the cathode grounded HBTED 97, the LO signal and the RF signal that have been subjected to the injection locking oscillation are mixed with each other, and an IF signal having a frequency band lower than that of the RF signal is generated. The generated IF signal is amplified by the transistor operation of the common cathode HBTED97. The LO signal current in the HBTED active layer is maximized by the influence of the λ / 4 open stub 98 of the output circuit (set to a quarter length with respect to the wavelength of the LO signal frequency). A signal is not output from the self-heterodyne down conversion circuit 95 so much. Further, the power of the output IF signal 910 can be increased due to the influence of the output IF matching circuit 99.
[0061]
  In this embodiment, the LO frequency is 59.01 GHz, the RF frequency is 59.4 GHz-62.5 GHz, and the IF frequency is 0.39 GHz-3.49 GHz. Since the IF signal bandwidth is 3.1 GHz, which is greater than the lowest IF signal frequency of 0.39 GHz, it is important that the LO signal has a high gain. In the present embodiment, as shown in FIG. 12, the power of the LO signal 122 to be mixed (amplified inside the HBTED 97) 122 is larger than the power of the RF signal 121, so the power of the necessary IF signal 123 is the IF band. Therefore, the unnecessary signal component 124 in the IF band does not matter.
[0062]
  The cathode of HBTED97 has an elongated rectangular pattern shape, the cathode width is 4 μm, and the cathode length is 20 μm. The active layer of HBTED97 is GaAs and has a thickness of 1.7 μm and is doped. The doping concentration of the active layer includes N at the anode interface._D= 1.7 × 10¹⁶cm^-3To N at base interface_D= 3 × 10¹⁶cm^-3There is a gradation up to. The structure of this HBTED97 will be described in detail later.
[0063]
  The low noise amplifier 914 includes a transistor having the same layer structure as that of the HBTED97. This transistor is integrally formed with the HBTED 87 on the same semiconductor substrate by the same manufacturing process. In other words, this transistor uses HBTED under a bias condition in which the transferred electron effect does not occur. This transistor has a cathode width of 1 μm and a cathode length of 5 μm. With this size, the transferred electron effect does not occur.
[0064]
  The input matching circuit 96 and the λ / 4 open stub 98 are made of ordinary microstrip lines or coplanar lines. The output IF matching circuit 99 is made of a capacitor for MMIC and an inductor.
[0065]
  (Sixth embodiment)
  FIG. 10 schematically shows an embodiment of a 60 GHz band domestic millimeter wave video transmission system configured by incorporating the self-heterodyne down converter circuit of the present invention in the millimeter wave band receiver 108.
[0066]
  In this embodiment, a broadcast / communication signal 102 from a BS (broadcast satellite) and / or a CS (communication satellite) in Japan is received by a BS / CS antenna 103 provided on the roof of a house 101. The millimeter wave band up converter 104 is connected to the BS / CS antenna 103 via a cable. This millimeter-wave band up-converter 104 uses the received broadcast / communication signal 102 as an IF signal and up-converts it using a 59.01 GHz LO signal to generate a millimeter-wave band RF signal. This millimeter-wave band RF signal is wirelessly transmitted from the millimeter-wave band transmitting antenna 105 into the house 101 together with the 59.01 GHz LO signal.
[0067]
  Ordinary television receivers 109 are arranged at various locations in the house 101. Each television receiver 109 is connected to a millimeter wave band receiver 108 incorporating a self-heterodyne down converter circuit and a millimeter wave band reception antenna 107 via a cable. A signal (millimeter wave band RF signal and LO signal) 106 transmitted from the millimeter wave band antenna 105 is received by the millimeter wave band receiving antenna 107. Then, the millimeter wave band receiver 108 down-converts the millimeter wave band RF signal by using the self-heterodyne down converter circuit of the present invention, and reproduces the original IF signal of BS and CS. As a result, all BS and CS signals are input to each television receiver 109, and channel selection is free.
[0068]
  According to such a communication system, even a wide IF bandwidth, specifically, an IF bandwidth whose maximum frequency is twice or more higher than the minimum frequency can be practically used. In addition, since the conversion efficiency of the HBTED circuit is high, the power consumption of the receiver can be reduced. In addition, because of the influence of the high-function operation of HBTED, many of the circuits of the receiver 108 are manufactured on an integrated semiconductor substrate, so that the manufacturing cost is low.
[0069]
  (Seventh embodiment)
  FIG. 14 shows a cross-sectional structure of HBTED used in each of the above-described embodiments. The cathode of this HBTED has an elongated rectangular pattern shape, the cathode width is set to 4 μm, and the cathode length is set to 20 μm.
[0070]
  Specifically, this HBTED is formed on a semi-insulating GaAs substrate 141 with a GaAs anode layer (thickness 500 nm, donor doping concentration N_D= 5 × 10¹⁸cm^-3142). In a region on the GaAs anode layer 142, In_0.49Ga_0.51P anode layer (thickness 20 nm, donor doping concentration N_D= 3 × 10¹⁸cm^-3143 and a GaAs active layer (thickness 1700 nm, donor doping concentration N)_D= 1.4 × 10¹⁶cm^-3→ 3 × 10¹⁶cm^-3144 and a GaAs base layer (thickness 150 nm, acceptor doping concentration N)_A= 4 × 10¹⁹cm^-3145) are stacked in the same pattern in this order. Further, in a partial region on the GaAs base layer 145, Al_xGa_1-xAs cathode graded layer (thickness 20 nm, donor doping concentration N_D= 5 × 10¹⁷cm^-3, Mixed crystal ratio x = 0.2 → 0.35) 146, Al_0.35Ga_0.65As cathode layer (thickness 40 nm, donor doping concentration N_D= 5 × 10¹⁷cm^-3147 and Al_0.35Ga_0.65As cathode ballast layer (thickness 150 nm, donor doping concentration N_D= 1 x 10¹⁷cm^-3148 and Al_xGa_1-xAs cathode ballast graded layer (thickness 50 nm, donor doping concentration N_D= 5 × 10¹⁷cm^-3, Mixed crystal ratio x = 0.35 → 0.0) 149 and GaAs cathode cup layer (thickness 200 nm, donor doping concentration N)_D= 5 × 10¹⁸cm^-31410 are stacked in the same pattern in this order. Reference numeral 1411 denotes an AuGe / Ni / Au anode ohmic electrode, 1412 denotes a Ti / Pt / Au base ohmic electrode, and 1413 denotes an AuGe / Ni / Au cathode ohmic electrode.
[0071]
  The arrow “→” in the above-described doping concentration and mixed crystal ratio indicates that the value changes from the bottom to the top in FIG. Donor doping concentration N in GaAs active layer 144_D1.4 × 10 at the anode interface¹⁶cm^-3To 3 × 10 at base interface¹⁶cm^-3It is noticed that it has changed. This HBTED measurement was performed, and the results shown in FIGS. 5 and 6 described above and FIG. 13 described next were obtained.
[0072]
  FIG. 13 shows the bias dependence of the maximum current gain of the grounded base HBTED. The input impedance and output impedance of this measurement are 50Ω. FIG. 13 shows the measured current gain of the grounded base HBTED at several measurement points (represented by the symbol “「 ”) set in the plane of anode current vs. anode base voltage. ing. Here, the current gain exhibits a strong frequency dependence as shown in FIG. The value entered at each measurement point in FIG. 13 is the highest current gain value obtained by changing the frequency. In the case of grounded base, the current gain due to the normal transistor operation is 0 dB or less, so it can be said that the result of the high current gain shown in FIG. 13 is due to the transferred electron effect. The highest current gain occurs in the range from 57 GHz to 6 OGHz. As indicated by the symbol “◯” in FIG. 13, depending on the bias condition, HBTED may oscillate due to the transferred electron effect. Oscillation due to the transferred electron effect occurs when the oscillation frequency ranges from 57 GHz to 6 OHz. Thus, the same HBTED operates in the amplifier / mixer mode and the oscillator / mixer mode in accordance with the bias condition.
[0073]
  (Eighth embodiment)
  FIG. 15 illustrates an embodiment in which the receiver's self-heterodyne downconverter circuit 165 includes a grounded cathode HBTED 167. Generally speaking, this self-heterodyne conversion circuit 165 receives wirelessly transmitted signals (LO signal and RF signal) 162 and outputs an IF signal 1610 having a frequency band lower than that of the RF signal. The bias condition is set so that the cathode ground HBTED 167 operates in the amplifier / mixer mode. As will be described in detail later, this embodiment is characterized in that the cathode of HBTED 167 has a circular pattern shape.
[0074]
  Similar to the first embodiment described above, for example, the transmission signal 162 including the LO signal and the RF signal is transmitted from the transmission antenna 161 of the transmitter and received by the reception antenna 163 of the receiver. The LO and RF signals are amplified by low noise amplifier 164 and enter self-heterodyne downconverter circuit 165. Due to the influence of the input matching circuit 166, the power of the LO signal and the RF signal entering the cathode grounded HBTED 167 can be increased. This LO signal is amplified by the transferred electron effect inside the cathode grounded HBTED 167. Further, the amplified LO signal and the RF signal are mixed in the cathode grounded HBTED 167, and an IF signal having a frequency band lower than that of the RF signal is generated. The generated IF signal is amplified by the transistor operation of the common cathode HBTED167. The LO signal current in the HBTED active layer is maximized by the influence of the λ / 4 open stub 168 of the output circuit (the length is set to a quarter of the wavelength of the LO signal frequency). The LO signal is not output from the self-heterodyne down-conversion circuit 165 so much. Further, due to the influence of the output IF matching circuit 169, the power of the output IF signal 1610 can be increased.
[0075]
  In this embodiment, the LO signal frequency is 59.01 GHz, the RF signal frequency is 59.4 GHz-62.5 GHz, and the IF signal frequency is 0.39 GHz-3.49 GHz. Since the IF signal bandwidth is 3.1 GHz, which is greater than the lowest IF frequency of 0.39 GHz, it is important that the LO signal has a high amplification factor. In the present embodiment, as shown in FIG. 12, the power of the LO signal 122 to be mixed (amplified inside the HBTED 17) 122 is larger than the power of the RF signal 121. Therefore, the unnecessary signal component 124 in the IF band does not matter.
[0076]
  The HBTED 167 has the same layer structure as the layer structure of the HBTED shown in FIG. The active layer of HBTED 167 is GaAs and has a thickness of 1.7 μm and is doped. The doping concentration of the active layer includes N at the anode interface._D= 1.0 × 10¹⁶cm^-3To N at base interface_D= 3 × 10¹⁶cm^-3There is a gradation up to. The cathode of this HBTED 167 has a circular pattern shape, not a rectangular shape. The circular cathode can be formed smaller than the known elongated rectangular cathode. Therefore, the input impedance can be easily increased. In addition, the circular cathode is necessary for the active layer doping gradation (in order to suppress the current spreading effect and to stably cause the transferred electron effect. If the area is small, the degree of doping gradation is high. Required)) can be relatively low for a small area. Thereby, the transferred electron effect can be caused stably, and HBTED can be easily operated in the amplifier / mixer mode or the oscillator / mixer mode. Thus, the HBTED having a circular cathode is suitable as a component of a self-heterodyne converter circuit of a millimeter wave band receiver.
[0077]
  The λ / 4 open stub 168 is designed so that the output circuit impedance is almost zero ohms with respect to the frequency of the LO signal. The input matching circuit 166 and the λ / 4 open stub 168 are made of ordinary microstrip lines or coplanar lines. The output IF matching circuit 169 is made of a capacitor for MMIC and an inductor.
[0078]
【The invention's effect】
  As is clear from the above, the present inventionThe receiver comprises a self-heterodyne downconverter circuit including HBTED,Can show good characteristics with simple circuit configuration.
[0079]
  Also, the millimeter wave video transmission system of the present invention has such aReceiverSince it is used, even a wide IF bandwidth, specifically, an IF bandwidth whose maximum frequency is twice or more higher than the minimum frequency can withstand practical use. In addition, since the conversion efficiency of the HBTED circuit is high, the power consumption of the receiver can be reduced.
[Brief description of the drawings]
1 is a cathode grounded HBTED self-heterodyne of the present invention;Receiving machineIt is a figure which shows this embodiment.
FIG. 2 shows a grounded base HBTED self-heterodyne according to the present invention;Receiving machineIt is a figure which shows this embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing an equivalent function of an oscillator / mixer mode HBTED included in a self-heterodyne down converter circuit;
FIG. 4 is a diagram showing an equivalent function of an amplifier / mixer mode HBTED included in a self-heterodyne down converter circuit;
FIG. 5 is a diagram showing a current gain vs. frequency characteristic of a single base grounded HBTED in an amplifier mode that is measured.
FIG. 6 is a diagram showing conversion loss vs. frequency characteristics of a single-unit cathode-grounded HBTED in the amplifier mode that is measured.
FIG. 7 shows a cathode grounded HBTED self-heterodyne of the present invention.Receiving machineIt is a figure which shows this embodiment.
FIG. 8 shows a self-heterodyne in which a cathode grounded HBTED and an IF amplifier according to the present invention are integrally formed.Receiving machineIt is a figure which shows this embodiment.
FIG. 9 is a self-heterodyne in which a grounded cathode HBTED and a low noise amplifier according to the present invention are integrally formed;Receiving machineIt is a figure which shows this embodiment.
FIG. 10 is a self-heterodyne down converter circuit of the present invention.includingMillimeter wave receiverUsed1 is a diagram illustrating an embodiment of a 60 GHz band home millimeter-wave video transmission system. FIG.
FIG. 11 is a diagram for explaining a problem that an unnecessary signal component is generated in the IF band when a signal having a wide bandwidth is transmitted / received as in the millimeter wave band communication system.
FIG. 12 shows a state in which an unnecessary signal component in an IF band is relatively small with respect to a necessary IF signal according to the present invention when transmitting and receiving a signal having a wide bandwidth as in a millimeter wave band communication system. FIG.
FIG. 13 is a diagram showing the bias dependence of the maximum current gain of the base-grounded HBTED, and also showing that the same HBTED operates in the amplifier / mixer mode and the oscillator / mixer mode according to the bias condition.
FIG. 14 is a diagram showing a cross-sectional structure of HBTED used in each embodiment of the present invention.
FIG. 15 uses a self-heterodyne converter circuit with HBTED with a circular cathode of one embodiment of the present invention.Receiving machineIt is a figure which shows this embodiment.
[Explanation of symbols]
  11, 21, 71, 81, 91 Transmitting antenna
  12, 22, 72, 82, 92 The transmitted LO signal and RF signal
  13, 23, 73, 83, 93 Receiving antenna
  14, 24, 74, 84, 94 Low noise amplifier
  15, 25, 75, 85, 95 Self-heterodyne down converter circuit
  16, 26, 76, 86, 96 Input matching circuit
  17, 77, 87, 97 Grounded cathode HBTED
  27 Base grounded HBTED
  18, 28, 78, 88, 98 λ / 4 open stub
  19, 29, 79, 89, 99 IF output matching circuit
  110, 210, 710, 810, 910 IF output signal
  711 λ / 8 transmission line
  712 λ / 8 open stub
  813 Integrated IF amplifier
  914 Integrated Low Noise Amplifier

Claims (12)

無線で送信された高周波信号と局部発振信号を受信する受信機であって、
受信された高周波信号に基づく信号と、受信された局部発振信号に基づく信号とから、上記高周波信号よりも低い周波数帯の中間周波数信号を生成するＨＢＴＥＤを含む自己ヘテロダインダウンコンバータ回路を備え、
上記局部発振信号に基づく信号は、上記局部発振信号を上記ＨＢＴＥＤが内部でトランスファードエレクトロン効果によって増幅した信号であることを特徴とする受信機。A receiver for receiving a radio frequency signal and a local oscillation signal transmitted wirelessly,
A self-heterodyne downconverter circuit including an HBTED that generates an intermediate frequency signal in a frequency band lower than the high frequency signal from a signal based on the received high frequency signal and a signal based on the received local oscillation signal;
The signal based on the local oscillation signal is a signal obtained by amplifying the local oscillation signal by the HBTED by the transferred electron effect. 請求項１に記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤがIII−Ｖ族化合物半導体によって形成され、
上記III族の元素としてＩｎ、Ｇａ、Ａｌのうちの少なくとも一つが含まれ、上記Ｖ族の元素としてＡｓ、Ｐ、Ｎ、Ｓｂのうちの少なくとも一つ含まれることを特徴とする受信機。The receiver of claim 1,
The HBTED is formed of a III-V group compound semiconductor,
Above for group III element In, Ga, include at least one of Al, receiver, characterized in that it contains at least one of the elements of the group V As, P, N, Sb. 請求項１または２に記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤが半絶縁性ＧａＡｓ基板上に形成されていることを特徴とする受信機。The receiver according to claim 1 or 2,
A receiver characterized in that the HBTED is formed on a semi-insulating GaAs substrate. 請求項１乃至３のいずれか一つに記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤがベース接地になっていることを特徴とする受信機。The receiver according to any one of claims 1 to 3,
A receiver characterized in that the HBTED is grounded at the base. 請求項１乃至３のいずれか一つに記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤがカソード接地になっていることを特徴とする受信機。The receiver according to any one of claims 1 to 3,
A receiver characterized in that the HBTED is grounded on the cathode. 請求項１乃至３のいずれか一つに記載の受信機において、
上記自己ヘテロダインダウンコンバータ回路では、上記ＨＢＴＥＤのベース端子とカソード端子のうち一方の端子が接地され、上記ベース端子とカソード端子のうち他方の端子に入力される信号パワーが上記局部発振信号の周波数帯で高くなるように、上記他方の端子に受動回路（１６，２６，７６，８６，９６）が接続されていることを特徴とする受信機。The receiver according to any one of claims 1 to 3,
In the self-heterodyne down converter circuit, one of the base terminal and the cathode terminal of the HBTED is grounded, and the signal power input to the other terminal of the base terminal and the cathode terminal is a frequency band of the local oscillation signal. A receiver, wherein a passive circuit (16, 26, 76, 86, 96) is connected to the other terminal so as to be higher. 請求項１乃至５のいずれか一つに記載の受信機において、
上記自己ヘテロダインダウンコンバータ回路では、上記ＨＢＴＥＤが出力する信号パワーが上記中間周波数信号の周波数帯で高くなるように、上記ＨＢＴＥＤのアノード端子に受動回路（１９，２９，８９，９９）が接続されていることを特徴とする受信機。The receiver according to any one of claims 1 to 5,
In the self-heterodyne down converter circuit, a passive circuit (19, 29, 89, 99) is connected to the anode terminal of the HBTED so that the signal power output by the HBTED is high in the frequency band of the intermediate frequency signal. A receiver characterized by being. 請求項６または７に記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤと上記受動回路が半導体基板上に一体に形成されていることを特徴とする受信機。The receiver according to claim 6 or 7 ,
A receiver, wherein the HBTED and the passive circuit are integrally formed on a semiconductor substrate. 請求項１乃至７のいずれか一つに記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤと、このＨＢＴＥＤが生成した中間周波数信号を増幅するためのＩＦ信号増幅器とが、同じ半導体基板上に一体に形成され、
上記ＩＦ信号増幅器は、上記ＨＢＴＥＤの層構造と同じ層構造を持つ少なくとも１個のトランジスタで構成されていることを特徴とする受信機。The receiver according to any one of claims 1 to 7 ,
The HBTED and the IF signal amplifier for amplifying the intermediate frequency signal generated by the HBTED are integrally formed on the same semiconductor substrate,
The IF signal amplifier is constituted by at least one transistor having the same layer structure as the HBTED layer structure. 請求項１乃至７のいずれか一つに記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤと、このＨＢＴＥＤに入力される信号を増幅するための低雑音増幅器とが、同じ半導体基板上に一体に形成され、
上記低雑音増幅器は、上記ＨＢＴＥＤの層構造と同じ層構造を持つ少なくとも１個のトランジスタで構成されていることを特徴とする受信機。The receiver according to any one of claims 1 to 7 ,
The HBTED and a low noise amplifier for amplifying a signal input to the HBTED are integrally formed on the same semiconductor substrate,
The low-noise amplifier includes at least one transistor having the same layer structure as that of the HBTED layer structure. 請求項１乃至１０のいずれか一つに記載の受信機を用いるミリ波映像伝送システム。Millimeter wave video transmission system using the receiver according to any one of claims 1 to 10. 請求項１乃至１０のいずれか一つに記載の受信機において、
上記ＨＢＴＥＤは、半絶縁性基板上に少なくとも、アノード層と、活性層と、ベース層と、カソードグレーデッド層と、カソード層と、カソードバラスト層と、カソードバラストグレーデッド層と、カソードカップ層とを順に備え、
上記カソードグレーデッド層、カソード層、カソードバラスト層、カソードバラストグレーデッド層およびカソードカップ層は、上記ベース層よりも面積が小さい円形のパターン形状を持つことを特徴とする受信機。The receiver according to any one of claims 1 to 10 ,
The HBTED includes at least an anode layer, an active layer, a base layer, a cathode graded layer, a cathode layer, a cathode ballast layer, a cathode ballast graded layer, and a cathode cup layer on a semi-insulating substrate. In order,
The cathode graded layer, cathode layer, cathode ballast layer, cathode ballast graded layer and cathode cup layer have a circular pattern shape having a smaller area than the base layer.

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