JP4009827B2 - 信号処理装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波信号とローカル信号とを混合して中間周波数信号（ＩＦ信号）に変換する際に生じるイメージ波の成分を除去するイメージリジェクションミキサ回路等の信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波）周波数を比較的低く設定するＩＦ受信装置は、ＩＦフィルタを半導体素子で構成することができるため、外付けのＳＡＷ(Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ：表面弾性波）フィルタが不要になるというメリットがある。しかしながら、ＩＦ周波数を低く設定するということは、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：無線周波）信号の周波数の比較的近くに、ＲＦ信号を周波数変換するために用いられる信号のローカル周波数を設けるということであるため、周波数軸上においてローカル周波数に対し、所望波と対象な位置にある非所望波(以下、「イメージ波」と称す)の周波数は所望波のそれに近くなり、ダウンコンバージョン前にイメージ波をフィルタで除去することが困難になる。したがって、ダウンコンバージョンミキサには、所望波のみをダウンコンバージョンし、イメージ波を抑圧するイメージリジェクションミキサが必要とされる。
【０００３】
図１６は、従来技術による典型的なイメージリジェクションミキサであるハートレー（Ｈａｒｔｌｅｙ）のイメージリジェクションミキサの構成を示すブロック図である。図１６に示す構成は、１９２８年の米国特許１、６６６、２０６号公報に記載され、既に広く知られている。図１６に示すように、このイメージリジェクションミキサは、入力端子１、４、５と、ミキサ２、３と、位相遅延手段としての移相器６と、加算器（加算手段）７と、出力端子３４とを備えており、入力端子１からＲＦ信号を入力し、出力端子３４からＩＦ信号を出力する。
【０００４】
このハートレーイメージリジェクションミキサの動作を以下に説明する。図１７は、図１６に示すハートレーイメージリジェクションミキサに入力される入力信号の周波数分布の一例を示すグラフである。図１７の横軸は、信号の周波数を示し、縦軸はその信号の大きさを示す。説明を簡単にするため、この入力信号は、周波数±ω₁をそれぞれ中心とする所望波信号成分１４、１５と、周波数±ω₂をそれぞれ中心とするイメージ波信号成分１６、１７のみを含む信号となっている。なお、所望波信号成分１４の周波数ω₁と、イメージ波信号成分１６の周波数ω₂と、ローカル周波数ω_LOとは、(ω₁＋ω₂)／２＝ω_LOという関係がある。
【０００５】
入力端子１に入力されるＲＦ信号は２つに分岐される。その一方は、入力端子４に入力されるローカル信号ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）（第１の周期信号）と、ミキサ２でミキシングされ、もう一方は、入力端子５に入力されるｓｉｎ（ω_LO×ｔ）（第２の周期信号）と、ミキサ３でミキシングされる。その結果、ミキサ２から、ダウンコンバージョンされた信号がＩ−信号として出力され、ミキサ３から、ダウンコンバージョンされた信号がＱ−信号として出力される。Ｑ−信号は、移相器６を通過することによって、位相が９０度遅延する。
【０００６】
図１８は、ミキサ２における、入力信号からＩ−信号へのダウンコンバージョンの様子を示す図である。図１８に示すように、ミキサ２では、所望波信号成分１４、１５がダウンコンバージョン（ＤＣ）され、ＤＣ所望波信号成分１８、１９が得られる。図１８では、所望波成分のダウンコンバージョンの対応関係が矢印で示される。全図において、所望波成分のダウンコンバージョンの対応関係は矢印で示される。なお、ＤＣ所望波信号成分１８、１９の周波数は、±（ω₁−ω_LO）となる。
【０００７】
さらに、ミキサ２では、イメージ波信号成分１６、１７がダウンコンバージョンされ、ＤＣイメージ波信号成分２０、２１が得られる。図１８では、イメージ波信号成分のダウンコンバージョンの対応関係は点線の矢印で示される。全図において、イメージ波成分のダウンコンバージョンの対応関係は点線の矢印で示される。なお、ＤＣ所望波信号成分１８、１９と、ＤＣイメージ波信号成分２１、２０とは、それぞれ周波数±（ω₁−ω_LO）の領域に重なるように現れている。
【０００８】
図１９は、ミキサ３における、入力信号からＱ−信号へのダウンコンバージョンの様子を示す図である。図１９には、移相器６によって位相が９０度遅れたダウンコンバージョンされた信号成分２２〜２５が示されている。
【０００９】
ミキサ３では、所望波成分１４、１５がダウンコンバージョン（ＤＣ）されてＤＣ所望波信号成分２２、２３がそれぞれ得られる。ＤＣ所望波信号成分２２、２３の周波数は、±（ω₁−ω_LO）となる。さらに、ミキサ３では、イメージ波成分１６、１７がダウンコンバージョンされてＤＣイメージ波信号成分２４、２５がそれぞれ得られる。この場合も、周波数±（ω₁−ω_LO）に、所望波をダウンコンバージョンして得られるＤＣ所望波信号成分２２、２３と、イメージ波をダウンコンバージョンして得られるＤＣイメージ波信号成分２５、２４とが現れる。 ただし、ミキサ２、３に入力される周波数ω_LOの信号（ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）、ｓｉｎ（ω_LO×ｔ））に９０度の位相差が設けられていることや、移相器（９０度位相シフタ）６によって、図１８に示すＩ−信号のそれらとは違って、ＤＣ所望波信号成分２２、２３の位相とＤＣイメージ波信号成分２４、２５との位相とは１８０度ずれている。図１９において、ダウンコンバージョンされたＤＣイメージ波信号成分２４、２５を下向きに示しているのは、それらの位相がＤＣ所望波信号成分２２、２３と１８０度ずれていることを示すためである。結果的に、図１８、図１９に示したダウンコンバージョンされたＩー信号とＱ−信号とを加算器７で加算すれば、図２０に示すように、ダウンコンバージョンされたＤＣイメージ波信号成分２０、２１、２４、２５はうち消され、ダウンコンバージョンされたＤＣ所望波信号成分２６、２７のみが得られるようになる。
【００１０】
しかしながら、ミキサ２から出力されたＩ−信号の経路の利得と、ミキサ３から出力されたＱ−信号の経路の利得とにばらつきがあると、加算器７でＩ−信号とＱ−信号とを加算する際に、イメージ波の信号が完全にはキャンセルされず、完全には抑圧されなくなる。また、移相器６で実行される９０度位相シフトの精度が充分に高くない場合や、ミキサ２とミキサ３とに入力される周波数ω_LOの信号（ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）とｓｉｎ（ω_LO×ｔ））の位相差が９０度からずれている場合にも、イメージ波信号の抑圧は不完全となる。
【００１１】
図２１は、イメージ波信号の抑圧が不完全な状態の一例を示す図である。図２１に示すように、ＤＣ所望波信号成分２６、２７とともに、ＤＣイメージ信号成分２８、２９が除去しきれずに残留している。無線システム等では、イメージ波の強度の方が所望波の強度よりも大きい場合も想定しておく必要がある。このような場合には、イメージリジェクションミキサにおけるイメージ波のイメージ除去比には、例えば、５０ｄＢ以上が要求される。しかしながら、イメージリジェクションミキサを構成するトランジスタや受動素子のばらつきや素子特性の温度による変動等を考慮すると、従来のイメージリジェクションミキサのイメージ除去比は３０ｄＢ程度にとどまる。
【００１２】
イメージリジェクションミキサのイメージ除去比の不足分を補うための従来技術として、ダウンコンバージョンミキサの前にイメージ除去フィルタを挿入する方法がある。しかしながら、前述のＩＦ周波数が比較的低く設定されているＩＦ受信装置では、所望波の周波数とイメージ波の周波数とが近接しているため、所望波に対する前述のフィルタによるロスも大きくなり、受信装置の特性を劣化させてしまうという問題がある。また、このようなイメージ除去フィルタは、対象信号の周波数帯がＲＦ信号帯となるので、半導体チップに集積化することが不可能であり、小型化や低コスト化の点で問題がある。
【００１３】
さらに、もう１つの従来技術として、ミキサ２、３や移相器（位相シフタ）６の特性を外部からチューニングできるようにしておき、イメージ抑圧比をフィードバック量としてフィードバック制御を実行し、イメージ抑圧比が高くなるようにそれらの特性をチューニングする方法がある。しかしながら、この方法は、無線機の中でイメージ抑圧比を動的に把握することが困難であることや、温度変化に伴う素子特性の変化まで補償することが困難であることや、フィードバック制御のために新たに付加した制御回路等の部品に要求される動作精度が高いこと等の理由により、高コストであったり、分留りが劣化したり、そもそも実用に供するだけの特性や動作安定性を得ることが難しいなどの問題を有している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、従来のイメージリジェクションミキサでは、信号処理の過程で、回路の特性によって不要なイメージ波信号成分が残留し、所望波信号成分に重畳されてしまうという問題点があった。
【００１５】
また、イメージ波信号成分の残留（漏れ）を抑制するための従来技術では、結果的に装置の性能劣化やコスト高や消費電力増加が生じたり、場合によっては充分機能しなかったりするという欠点があった。
【００１６】
本発明は、信号処理の過程で発生する不要なイメージ信号波成分の所望波信号成分への重畳を抑制することができる信号処理装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の信号処理装置は、
所定の周波数を有する第１の周期信号によって入力信号の周波数を変換する第１の周波数変換手段と、前記所定の周波数を有し、前記第１の周期信号との位相差が略９０度である第２の周期信号によって前記入力信号の周波数を変換する第２の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段によって変換された信号と前記第２の周波数変換手段によって変換された信号との位相差をπ／２増加させる位相遅延手段と、該位相遅延手段によって位相差が増加した各信号の和信号を出力する加算手段とを備える信号処理装置において、
前記第１の周波数変換手段によって変換された信号と前記位相遅延手段によって遅延した信号との差信号を出力する減算手段と、
前記和信号か前記差信号のいずれか一方の信号を第１の信号とし、他方の信号を第２の信号として、該第２の信号に含まれるイメージ信号の成分を、前記第１の信号および前記第２の信号の相関と前記第１の信号とを用いて前記第２の信号から前記第１の信号および前記第２の信号の相関の大きさに応じて前記第１の信号を減算することで除去する信号処理部とをさらに備えることを特徴とする。
【００１８】
本発明の信号処理装置では、上述の信号処理部を備えることによって、第２の信号に含まれるイメージ波の残留成分を完全に除去することができるようになるため、信号処理の過程で発生する不要なイメージ波信号成分の所望信号成分への重畳を抑制することが可能となる。
【００１９】
本発明の信号処理装置の実施態様では、前記信号処理部は、
前記第１の信号を２乗した値の低周波成分に対する、前記第１の信号と前記第２の信号との相関値の低周波成分の比率である第１の比率を求める処理を実行し、
前記第１の信号を前記第１の比率だけ増幅した信号を、前記第２の信号から減算したときの減算値を求める処理を実行する。本実施態様では、前記信号処理部は、前記第１の信号の位相をπ／２遅延させてから前記各処理を実行するようにしてもよい。
【００２０】
また、本発明の信号処理装置の他の実施態様では、前記信号処理部は、
前記第１の信号を２乗した値の低周波成分に対する、前記第１の信号と前記第２の信号との相関値の低周波成分の比率である第１の比率を求めて前記第１の信号を前記第１の比率で増幅する処理を実行し、
前記第１の信号を２乗した値の低周波成分に対する、前記第１の信号をπ／２だけ遅延した信号と前記第２の信号との相関値の低周波成分の比率である第２の比率を求めて前記第１の信号をπ／２だけ遅延した信号を前記第２の比率で増幅する処理を実行し、
前記第１の比率で増幅された信号と前記第２の比率で増幅された信号との和信号を、前記第２の信号から減算したときの減算値を求める処理を実行するようにしてもよい。
【００２１】
これらの実施態様では、前記第１の比率は、
前記第１の信号と前記第２の信号との乗算信号の低周波成分の対数値から、前記第１の信号を２乗した値の低周波成分の対数値を減算した値であってもよく、
前記第２の比率は、
前記第１の信号をπ／２だけ遅延した信号と前記第２の信号との乗算信号の低周波成分の対数値から、前記第１の信号を２乗した値の低周波成分の対数値を減算した値であってもよい。
【００２２】
また、本発明の他の信号処理装置では、
前記第２の信号は和信号であって、前記信号処理部は、前記減算値を出力するか、前記第２の信号を出力するかを切り替えるための切り替え手段を有する。
【００２３】
本発明の信号処理装置の実施態様では、前記信号処理部は、
前記第１の信号の強度を検出する第１の強度検出手段と、
前記第２の信号の強度を検出する第２の強度検出手段とを備え、
前記第１の信号の強度に対する、前記第２の信号の強度の比がしきい値を越えた場合には、前記第２の信号を出力する側に前記切り替え手段を切り替える。
【００２４】
このようにすれば、イメージ波の強度がさほど強くない場合には、出力を従来と同様にすることによって、不必要なイメージ波抑制による所望波の受信特性の低下を防止することができる。
【００２５】
また、本発明の信号処理装置では、信号処理部より出力された信号のエラーレートを検出し、そのエラーレートが小さくなる方向に切り替え手段を切り替えたり、前述のしきい値を変更したりしてもよい。
【００２６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の一実施形態の信号処理装置について図面を参照して詳細に説明する。
【００２７】
（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態の信号処理装置について説明する。図１は、本実施形態の信号処理装置の全体構成を示すブロック図である。図１に示すように、本実施形態の信号処理装置は、図１６に示す従来のイメージリジェクションミキサの構成に加え、減算器（減算手段）８と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９、１０と、ＡＤ変換器１１、１２と、信号処理部１３とを備えている。本実施形態では、バンドパスフィルタ９，１０がそれぞれ第２、第１のフィルタとなり、ＡＤ変換器１１、１２がそれぞれ第２、第１のＡＤ変換器となる。
【００２８】
本実施形態の信号処理装置では、バンドパスフィルタ９、１０の出力を、それぞれＡＤ変換器１１、１２でディジタル信号に変換する。したがって、信号処理装置１３では、ディジタル演算処理が実行される。また、入力端子１には、図２に示す信号が入力されるものとする。説明を簡単にするために、この信号は、周波数±ω₁をそれぞれ中心とする所望波信号成分１４、１５と、周波数±ω₂をそれぞれ中心とするイメージ波信号成分１６、１７のみを含む信号となっているが、実際には、その信号は、図２に示す信号以外の周波数帯の不要信号も含んでいる。なお、所望波信号成分１４の周波数ω₁と、イメージ波信号成分１６の周波数ω₂と、ローカル周波数ω_LOとには、(ω₁＋ω₂)／２＝ω_LOという関係がある。
【００２９】
入力端子１に入力されるＲＦ信号は、２つに分岐される。その一方は入力端子４に入力されるローカル信号ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）とミキサ２でミキシングされ、もう一方は入力端子５に入力されるローカル信号ｓｉｎ（ω_LO×ｔ）とミキサ３でミキシングされる。本実施形態では、ミキサ２でのローカル信号とミキサ３でのローカル信号とは位相が９０度（π／２）ずれている。その結果、ミキサ２から、ダウンコンバージョンされた信号がＩ−信号として出力され、ミキサ３から、ダウンコンバージョンされた信号がＱ−信号として出力される。Ｑ−信号は、移相器６を通過することによって、位相が９０度遅延する。なお、ローカル信号として、ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）とｓｉｎ（ω_LO×ｔ）とを用いる代わりに、ミキサ２、３で用いるローカル信号を両方ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）とし、ミキサ３に入力されるＲＦ信号を、ミキサ２に入力されるＲＦ信号に較べてπ／２だけ遅延させてもよい。
【００３０】
加算器７では、Ｉ−信号とＱ−信号とが加算される。バンドパスフィルタ９は、この加算された信号から不要な周波数帯域の信号をカットする。仮に、Ｉ−信号の経路の利得とＱ−信号の経路の利得とが完全につり合いを保っており、ミキサ２、３に入力される周波数ω_LO（ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）およびｓｉｎ（ω_LO×ｔ））の信号の位相差が完全に９０度になっており、移相器（位相シフタ）６における９０度位相シフトが理想的に動作し、その他のＩ−信号の伝達経路とＱ−信号の伝達経路の寄生的な位相回転量も完全に一致しているとすると、バンドパスフィルタ９の出力には、所望信号成分のみが現れる。しかし、実際には、Ｉ−信号の伝達経路の利得や位相とＱ−信号の伝達経路の利得や位相とは、つり合いがとれておらず、移相器６による位相シフト量や周波数ω_LOの信号の位相差には完全に９０度ではないため、バンドパスフィルタ９の出力には、所望波信号成分と、減衰したイメージ波信号成分との和が現れる。ここで、所望波信号成分をＸ（ｔ）、イメージ波信号成分をＹ（ｔ）、入力端子１からバンドパスフィルタ９に至る経路のイメージ抑圧比をａ（第１の比率）とすると、バンドパスフィルタ９の出力信号（第２の信号）を、
Ｘ（ｔ）＋ａＹ（ｔ） （１）
と表すことができる。なお、厳密には、バンドパスフィルタ９の出力信号には、入力端子１の入力からバンドパスフィルタ９の出力に至る伝達経路の利得と、位相回転を反映した係数が含まれるが、式（１）では、単純化のためにこれらが省略して記述されている。
【００３１】
図３は、バンドパスフィルタ９から出力される出力信号を示す図である。図３に示すように、本実施形態の信号処理装置では、所望波信号成分１４、１５は、ＤＣ所望波信号成分２６、２７（Ｘ（ｔ））にそれぞれダウンコンバージョンされ、イメージ波信号成分１６、１７は、抑圧されずに残留するＤＣイメージ信号成分２８、２９（ａＹ（ｔ）)にそれぞれダウンコンバージョンされている。
【００３２】
なお、残留したイメージ信号ａＹ（ｔ）の位相は、イメージ信号Ｙ（ｔ）のそれと一致しているとは限らない。つまり、ａは複素数となる。入力端子１からバンドパスフィルタ９の出力に至る伝達経路の構成は、前述のように、従来技術として知られているハートレー型イメージリジェクションミキサの構成と同じであるため、ａの絶対値の典型的な値は、−３０ｄＢ程度となる。
【００３３】
一方、減算器８では、Ｉ−信号からＱ−信号を減算した差信号が出力される。この差信号は、バンドパスフィルタ９と同じ遮断特性を有するバンドパスフィルタ１０に入力され、バンドパスフィルタ１０から、差信号から不要な周波数帯域の成分がカットされた信号が出力される。
【００３４】
仮に、Ｉ−信号の経路の利得とＱ−信号の経路の利得とが完全につり合いがとれていて、ミキサ２、３に入力される周波数ω_LOの信号の位相差が完全に９０度となっていて、移相器（位相シフタ）６における９０度位相シフトが理想的に動作していて、その他のＩ−信号の伝達経路とＱ−信号の伝達経路の寄生的な位相回転量も完全に一致しているとすると、バンドパスフィルタ１０の出力にはイメージ波信号成分のみが現れる。しかし、実際には、Ｉ−信号の伝達経路の利得と、Ｑ−信号の伝達経路の利得とには、位相の不つり合いがあり、９０度位相シフトや周波数ω_LOの信号の位相差にも不完全性があるため、バンドパスフィルタの１０の出力にはイメージ波信号成分と、減衰した所望波信号成分との和が現れる。ここで、所望波信号成分をＸ（ｔ）、イメージ波信号成分をＹ（ｔ）、入力端子１からバンドパスフィルタ１０に至る伝達経路のイメージ抑圧比をｂ（第２の比率）とすると、バンドパスフィルタ１０の出力信号を、
Ｙ（ｔ）＋ｂＸ（ｔ） （２）
と表すことができる。
【００３５】
図４は、バンドパスフィルタ１０から出力される出力信号を示す図である。図４に示すように、所望波信号成分１４、１５は、ＤＣ所望波信号成分３３、３２（ｂＸ（ｔ））にそれぞれダウンコンバージョンされ、イメージ波信号成分１６、１７は、抑圧しきれずに残留したＤＣイメージ波信号成分３０、３１（Ｙ（ｔ）)にダウンコンバージョンされる。なお、残留した所望信号ｂＸ（ｔ）の位相は、元の所望波信号Ｘ（ｔ）のそれと一致しているとは限らない。つまり、ｂは複素数となる。入力端子１からバンドパスフィルタ１０に至る伝達経路の構成は、従来技術として知られているハートレー型イメージリジェクションミキサの一変形として知られている。したがって、ｂの絶対値の典型的な値も−３０ｄＢ程度となる。
【００３６】
バンドパスフィルタ９の出力信号は、ＡＤ変換器１１でディジタル信号に変換される。同様に、バンドパスフィルタ１０の出力信号はＡＤ変換器１２でディジタル信号に変換される。ＡＤ変換器１１、１２の出力ディジタル信号は、信号処理部１３に入力される。
【００３７】
信号処理部１３は、ＡＤ変換器１１の出力ディジタル信号を第２の信号とし、ＡＤ変換器１２の出力ディジタル信号を第１の信号として、第２の信号に含まれるイメージ信号の成分を、第１の信号および第２の信号の相関と第１の信号とを用いて除去する。
【００３８】
図５は、信号処理部１３の具体的構成の一例を示す回路図である。信号処理部１３の構成要素は、全てディジタル信号を処理するものである。ここでは、所望波信号の２乗Ｘ（ｔ）²の時間平均値を｜Ｘ｜²と表し、イメージ波信号の２乗Ｙ（ｔ）²の時間平均値を｜Ｙ｜²と表すことにする。信号処理部１３は、ＡＤ変換器１１の出力を入力する入力端子５４と、ＡＤ変換器１２の出力を入力する入力端子５５とを備えている。図１では、入力端子５４、５５にはそれぞれ一本の線が繋がっているように示されているが、実際には、入力端子５４、５５には、ＡＤ変換器１１、１２から出力されるパラレル出力のディジタル信号を入力する複数のビット線が接続されている。
【００３９】
まず、始めに、イメージ波信号の絶対値｜Ｙ｜が所望波信号の絶対値｜Ｘ｜よりも１０ｄＢ程度大きい場合、あるいは、イメージ波信号の絶対値｜Ｙ｜が所望波信号の絶対値｜Ｘ｜よりも１０ｄＢ以上程度大きい場合について考える。
【００４０】
２乗平均計算ブロック５９は、ＡＤ変換器１２から出力される信号（第１の信号）の２乗平均値を計算する。ＡＤ変換器１２の出力は、Ｙ（ｔ）＋ｂＸ（ｔ）であるので、これを２乗した結果は、Ｙ（ｔ）²＋２ｂＸ（ｔ）Ｙ（ｔ）＋｛ｂＸ（ｔ）｝²となる。一般に、Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）とは無相関であることから、２ｂＸ（ｔ）Ｙ（ｔ） の時間平均値は０になる。したがって ２乗平均計算ブロック５９の出力は、｜Ｙ｜²＋｛｜ｂ｜｜Ｘ｜｝²となる。なお、｜ｂ｜は、ｂの絶対値を表す。ここで、｜ｂ｜の典型的な値が−３０ｄＢ程度であることを考慮すると、｜Ｘ｜が｜Ｙ｜と同程度かそれ以下であれば、２乗平均計算ブロック５９の出力は近似して｜Ｙ｜²とすることができる。ここで考慮されているのは、｜Ｙ｜が｜Ｘ｜よりも１０ｄＢ程度大きい場合、若しくは｜Ｙ｜が｜Ｘ｜よりも１０ｄＢ以上大きい場合なので、この近似は充分成り立つ。
【００４１】
ミキサ５６では、ＡＤ変換器１１の出力とＡＤ変換器１２の出力との乗算、すなわち第２の信号と第１の信号との乗算が実行される。なお、ミキサ５６は、実際には、ディジタルミキサ、すなわちマルチプライヤである。ミキサ５６の出力は、｛Ｘ（ｔ）＋ａＹ（ｔ）｝×｛Ｙ（ｔ）＋ｂＸ（ｔ）｝＝ｂＸ（ｔ）²＋（1＋ａｂ）Ｘ（ｔ）Ｙ（ｔ）＋ａＹ（ｔ）²となる。
【００４２】
平均計算ブロック５７は、ミキサ５６の出力の時間平均値を計算する。一般に、Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）とは無相関であるため、Ｘ（ｔ）Ｙ（ｔ） の時間平均値は０となる。また、ここでは、｜Ｙ｜が｜Ｘ｜よりも１０ｄＢかあるいはそれ以上に大きい場合を仮定しており、｜ａ｜と｜ｂ｜は、同程度であると考えられることから、平均計算ブロック５７の出力を、Ｒｅ（ａ）｜Ｙ｜²と近似することができる。なお、Ｒｅ（ａ）は、ａの実部を表す。
【００４３】
ミキサ７０では、ＡＤ変換器１２の出力（第１の信号）の位相をディジタル領域の移相器（位相シフタ）６９で９０度遅延させた信号と、ＡＤ変換器１１の出力（第２の信号）との乗算が実行される。平均計算ブロック７１は、ミキサ７０の出力の時間平均値を計算する。Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）は無相関であること、｜ａ｜と｜ｂ｜が同程度であること、｜Ｙ｜が｜Ｘ｜よりも１０ｄＢかあるいはそれ以上に大きい場合を仮定していることを考慮すると、平均計算ブロック７１の出力は、Ｉｍ（ａ）｜Ｙ｜²となる。なお、Ｉｍ（ａ）はａの虚部を表す。
【００４４】
各平均計算ブロック５７、５９、７１の出力は、それぞれ対数圧縮回路５８、６０、７２で対数値に変換される。つまり、対数圧縮回路５８、６０、７２の出力は、それぞれｌｏｇ ｛Ｒｅ（ａ）｜Ｙ｜²｝、ｌｏｇ｛｜Ｙ｜²｝、ｌｏｇ｛Ｉｍ（ａ）｜Ｙ｜²｝となる。
【００４５】
減算器６１は、対数圧縮回路５８の出力ｌｏｇ ｛Ｒｅ（ａ）｜Ｙ｜²｝と対数圧縮回路６０の出力ｌｏｇ｛｜Ｙ｜²｝との差を出力する。つまり、減算器６１の出力は、ｌｏｇ｛Ｒｅ（ａ）｝となる。減算器７３は、対数圧縮回路７２の出力と対数圧縮回路６０の出力との差を出力する。つまり、減算器７３の出力は、ｌｏｇ｛Ｉｍ（ａ）｝となる。
【００４６】
可変利得増幅器６２、７４は、減算器６１、７３の出力値の入力によってその利得が制御されるディジタル可変増幅器である。可変利得増幅器６２は、ＡＤ変換器１２の出力（第１の信号）を、減算器６１の出力のエクスポネンシャル倍に増幅する。したがって、増幅器６２の出力は、Ｒｅ（ａ）｛Ｙ（ｔ）＋ｂＸ（ｔ）｝となる。同様に、増幅器７４の出力は、Ｊ・Ｉｍ（ａ）｛Ｙ（ｔ）＋ｂＸ（ｔ）｝となる。
【００４７】
なお、対数圧縮回路５８、６０、減算器６１を除算器で置き換え、対数圧縮回路６０、７２、減算器７３をもう１つの除算器で置き換え、可変利得増幅器６２、７４をディジタル領域のミキサ、すなわち乗算器で置き換えても、同様の機能が実現される。
【００４８】
加算器７５では、可変利得増幅器６２の出力と可変利得増幅器７４の出力の和が得られる。したがって、加算器７５の出力は、ａ｛Ｙ（ｔ）＋ｂＸ（ｔ）｝となる。減算器６３では、ＡＤ変換器１１の出力（第２の信号）から、加算器７５の出力が差し引かれる。したがって、減算器６３の出力は、｛Ｘ（ｔ）＋ａＹ（ｔ）｝−ａ｛Ｙ（ｔ）＋ｂＸ（ｔ）｝＝Ｘ（ｔ）−ａｂＸ（ｔ）となる。つまり、第２の信号からイメージ信号波成分Ｙ（ｔ）が除去された信号が減算器６３から出力され、スイッチ６７が減算器６３側に投入されている場合には、この信号が出力端子６８から外部に出力される。
【００４９】
信号処理部１３の作用、すなわち出力信号にイメージ成分として含まれる信号成分を除去するの作用についての上記説明は、｜Ｙ｜が｜Ｘ｜よりもある程度以上(上記の説明では１０ｄＢ)大きい場合についてのものである。
【００５０】
これに対し、例えば、｜Ｙ｜が｜Ｘ｜と同程度か、それ以下である場合、上述した信号処理部１３での信号処理では、イメージ抑圧比をかえって劣化させる。信号処理部１３には、このような場合に対応する仕組みも組み込まれている。以下、その仕組みについて説明する。
【００５１】
２乗平均計算ブロック６４（第２の強度検出手段）は、ＡＤ変換器１１から出力される信号（第２の信号）の２乗平均値を計算して出力する。Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）は無相関であることを考慮すると、ＡＤ変換器１１の出力Ｘ（ｔ）＋ａＹ（ｔ）を２乗平均した結果は｜Ｘ｜²＋｛｜ａ｜｜Ｙ｜｝²となる。対数圧縮回路６５は、これを対数に変換して出力する。つまり、対数圧縮回路６５の出力は、ｌｏｇ｛｜Ｘ｜²＋｛｜ａ｜｜Ｙ｜｝²｝となる。一方、前述のように、２乗平均ブロック５９（第１の強度検出手段）、対数圧縮回路６０により、ＡＤ変換器１２の出力信号（第１の信号）は、２乗平均化され、対数化されて出力される。対数圧縮回路６０の出力は、ｌｏｇ｛｜Ｙ｜²＋｛｜ｂ｜｜Ｘ｜｝²｝となる。減算器７７では、計算ブロック６５の出力ｌｏｇ｛｜Ｘ｜²＋｛｜ａ｜｜Ｙ｜｝²｝と計算ブロック６０の出力ｌｏｇ｛｜Ｙ｜²＋｛｜ｂ｜｜Ｘ｜｝²｝との差が得られる。つまり、減算器７７の出力は、ｌｏｇ［［｜Ｘ｜²＋｛｜ａ｜｜Ｙ｜｝²］／［｜Ｙ｜²＋｛｜ｂ｜｜Ｘ｜｝²］］となる。｜ａ｜と｜ｂ｜の典型的な値が−３０ｄＢ程度であることを考慮すると、｜Ｘ｜の強度が｜Ｙ｜の強度＋３０ｄＢよりも大きい場合は、減算器７７の出力はほぼｌｏｇ｛１／｜ｂ｜²｝となり、これをｄＢに換算すると＋３０ｄＢとなる。一方、｜Ｘ｜と｜Ｙ｜の強度比が−３０ｄＢから＋３０ｄＢの範囲では、減算器７７の出力は、ｌｏｇ｛｜Ｘ｜²／｜Ｙ｜²｝に近似することができる。また、｜Ｘ｜の強度が｜Ｙ｜の強度−３０ｄＢよりも小さいとすると、減算器７７の出力は、ほぼｌｏｇ｛｜ａ｜₂｝となり、ｄＢに換算すると−３０ｄＢとなる。つまり、減算器７７の出力は、その出力値の上限がｌｏｇ｛１／｜ａ｜²｝で、下限がｌｏｇ｛｜ａ｜²｝で飽和するものの、基本的には｜Ｘ｜と｜Ｙ｜の強度比、すなわち所望波とイメージ波（妨害波）との強度比をｄＢに換算した数値となる。この減算器７７の出力はコンパレータ６６に入力され、減算器７７の出力があるしきい値を越える場合には、スイッチ６７は、入力端子５４へ直結する方に切り替えられ、そうでないときにはスイッチ６７を減算器６３に繋がる方に切り替えられる。なお、このしきい値は、−３０ｄＢ以上３０ｄＢ以下であるのが望ましい。
【００５２】
以上述べたように、本実施形態の信号処理装置によれば、所望波の強度と妨害波の強度の比が、あるしきい値を越える場合には、ＡＤ変換器１１の出力、つまり、従来技術であるハートレー型イメージリジェクションミキサの出力をそのまま信号処理部１３の出力端子６８から外部に出力することができる。この場合には、所望波と妨害波の強度比がある程度以上となっているので、従来技術であるハートレー型イメージリジェクションミキサにおいて得られる程度のイメージ抑圧比でも、その後の復調ブロック等での信号処理に差し支えない程度のＳ／Ｎ比を得ることができる。
【００５３】
一方、所望波の強度と妨害波の強度との比が、あるしきい値を下回る場合には、ＡＤ変換器１１の出力（第２の信号）とＡＤ変換器１２の出力（第１の信号）を利用して、イメージ抑圧比を高めた信号が、信号処理部１３の出力端子６８から外部に出力される。なお、この動作は、所望波に比べイメージ波（妨害波）の強度がある程度以上大きく、従来技術であるハートレー型イメージリジェクションミキサでは、イメージ抑圧比が不充分な場合において有効となる。
【００５４】
また、イメージ波の強度が所望波の強度よりも大きい場合に、従来のハートレー型イメージリジェクションミキサでは、イメージ除去比が不足する。この場合も、本実施形態の信号処理装置では、イメージ抑圧比が高められた信号が、信号処理部１３の出力端子６８から外部に出力される。さらに、イメージ波の強度がさほど強くない場合に関しては、ハートレー型イメージリジェクションミキサと同じとしても充分対応することができるため、本実施形態の信号処理装置は従来のハートレー型イメージリジェクションミキサの出力と同じように、加算器７（図１）の出力（和信号、すなわち第２の信号）がそのまま出力されるので、やはり充分なイメージ抑圧比が得られる。
【００５５】
本実施形態の信号処理装置によれば、イメージリジェクションミキサを構成するトランジスタや受動素子のばらつき、さらには素子特性の温度変動等を考慮した場合に、イメージ除去比が３０ｄＢ程度にとどまってしまうという問題を解決することができる。
【００５６】
また、前述のように、他の従来技術として紹介した、ダウンコンバージョンミキサの前にイメージ除去フィルタを入れる方法では、所望波の周波数とイメージ波の周波数とが近接しているため、イメージ波に対するロスとともに所望波に対するロスも大きくなり、受信装置の特性を劣化させるという問題がある。また、このようなイメージ除去フィルタは、対象信号の周波数帯がＲＦ信号帯となるので、半導体チップに集積化することが不可能であり、小型化や低コスト化の点で問題がある。本実施形態の信号処理装置では、このような問題は本質的には発生しない。
【００５７】
さらに、別の従来技術として紹介した、ミキサや位相シフタの特性を外部からチューニングできるようにしておき、イメージ抑圧比が高くなるようにフィードバック制御する方法では、そもそも無線機の中でイメージ抑圧比を動的に把握することが困難であること、温度変化に伴う素子特性の変化まで補償することが困難であること、フィードバック制御のために新たに付加した部品に要求される動作精度が高いこと等の理由により、高コストであったり、分留りが劣化したり、またそもそも実用に供するだけの特性を得ることが難しいなどの問題がある。本実施形態の信号処理装置では以上のような問題点も発生しない。
【００５８】
なお、本実施形態では、図１に示すように、ミキサ２、３に入力されるローカル信号として、位相差が９０度あるｃｏｓω_LDｔとｓｉｎω_LDｔとを用いたが、ミキサ２、３に入力されるローカル信号の位相差を同じとし、ミキサ２、３にそれぞれ入力されるＲＦ信号の位相差を９０度としてもよい。
【００５９】
また、本実施形態では、図１に示すように、位相遅延手段として移相器６を備えることとしたが、ミキサ２によって変換されたＩ−信号の位相をα度だけ進ませる移相器と、ミキサ３によって変換されたＱ−信号の位相を９０−α度だけ遅らせる移相器とで位相遅延手段を構成するようにしてもよい。このとき、αを０度とすれば、図１と等価となり、αを９０度とすれば、逆に、Ｉ−信号を９０度進ませることになる。
【００６０】
（第２の実施形態）
以上、第１の実施形態では、本発明の最も好ましい実施形態であるディジタル信号処理を実行する信号処理装置について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、アナログ信号処理を実行する信号処理装置にも適用することができる。以下、第２〜第４の実施形態では、アナログ信号処理を実行する本発明の信号処理装置の実施形態について説明する。
【００６１】
まず、本発明の第２の実施形態の信号処理装置について説明する。図６は、本実施形態の信号処理装置の構成を示すブロック図である。図６に示すように、入力端子１に加えられる信号は２つに分岐され、一方はミキサ２において端子４に入力されるローカル信号ｃｏｓ（ω_LO×ｔ）とミキシングされる。ミキサ２でダウンコンバージョンされた信号がＩ−信号となる。もう一方の入力信号は、ミキサ５において端子５に加えられるｓｉｎ（ω_LO×ｔ）とミキシングされる。ミキサ５でダウンコンバージョンされた信号がＱ−信号となる。Ｑ−信号は、移相器６を通過することによって、位相が９０度遅れる。
【００６２】
加算器７ではＩ−信号とＱ−信号とが加算される。この加算された信号（第２の信号）をバンドパスフィルタ９に通過させ、その信号から不要な周波数帯域の信号成分をカットする。バンドパスフィルタ９の出力としては、所望波信号成分と減衰したイメージ波信号成分との和が得られる。減算器８では、Ｉ−信号とＱ−信号の差が得られる。この差信号（第１の信号）をバンドパスフィルタ９と同じ遮断特性を有するバンドパスフィルタ１０に通過させることによって、その差信号から不要な周波数帯域の信号成分をカットする。バンドパスフィルタ１０の出力としては、イメージ波信号成分と減衰した所望波信号成分との和が得られる。なお、本実施形態の信号処理装置では、アナログ信号がそのまま処理されるため、ＡＤ変換器は挿入されていない。
【００６３】
２乗平均計算ブロック４３、３８は、バンドパスフィルタ９、１０が出力する信号（第２の信号と第１の信号）の２乗平均値、すなわち平均電力をそれぞれ計算して出力する。ミキサ３５では、バンドパスフィルタ９の出力とバンドパスフィルタ１０の出力との乗算が実行される。ローパスフィルタ３６は、ミキサ３５の出力成分のうち、直流付近の成分（低周波成分）だけを出力する。ローパスフィルタ３６、２乗平均計算ブロック３８、４３の各出力は、それぞれ対数圧縮回路３７、３９、４４で対数値に変換される。減算器４０は、対数圧縮回路３７の出力値から対数圧縮回路３９の出力値の差を求める。減算器４０の出力値にしたがって、可変利得増幅器４１の利得は制御される。可変利得増幅器４１は、その利得が、ローパスフィルタ３６の出力値を２乗平均計算ブロック３８の出力値で除算した値に等しくなるように設計されている。つまり、可変利得増幅器４１は、減算器４０の出力する対数値を入力し、これをｄＢで記述した利得に線形に写像する機能を有している。減算器４２では、バンドパスフィルタ９の出力（第２の信号）から、可変利得増幅器４１の出力が差し引かれる。減算器８４は、対数圧縮回路４４の出力値と対数圧縮回路３９の出力値との差を出力する。減算器８４の出力はコンパレータ４５に入力される。減算器８４の出力値が予め定められたコンパレータ４５のしきい値を越えた場合、スイッチ４６は、バンドパスフィルタ９の出力側に切り替えられ、そうでない場合には、減算器４２側に切り替えられる。出力端子４７は、スイッチ４６から出力された信号を外部に出力する。
【００６４】
例えば、９０度の移相器６の精度が高く、ミキサ２、３に与えるローカル信号の位相差の精度が高く、入力端子１から加算器７の直前までの伝達経路の利得と、入力端子１から減算器８の直前までの伝達経路の利得とに差がある場合には、バンドパスフィルタ９の出力に含まれるイメージ波信号成分の位相と、バンドパスフィルタ１０の出力に含まれるイメージ波信号成分の位相は同相、もしくは逆相になる。本実施形態の信号処理装置は、このような場合におけるイメージ抑圧比の改善に特に有効である。
【００６５】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態の信号処理装置について説明する。図７は、本実施形態の信号処理装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の信号処理装置は、バンドパスフィルタ１０の出力直後に入力した信号を９０度遅延させる移相器４８が挿入されている点が、第２の実施形態の信号処理装置と異なっている。
【００６６】
例えば、入力端子１から加算器７の直前までの伝達経路の利得と、入力端子１から減算器８の直前までの伝達経路の利得とはバランスよくつり合っているが、９０度の移相器６の精度や、ミキサ２、３に与えるローカル信号の位相差の精度が悪い場合には、バンドパスフィルタ９の出力に含まれるイメージ波信号成分の位相と、バンドパスフィルタ１０の出力に含まれるイメージ波信号成分の位相とは９０度ずれる。本実施形態の信号処理装置は、このような場合におけるイメージ抑圧比の改善に特に有効である。
【００６７】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態の信号処理装置について説明する。図８は、本実施形態の信号処理装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の信号処理装置は、９０度の移相器４８と、ミキサ４９と、ローパスフィルタ５０と、対数圧縮回路５１と、減算器７６と、可変利得増幅器５２と、加算器５３とさらに備えている点が、図６に示す第２の実施形態の信号処理装置と異なっている。
【００６８】
このうち、ミキサ４９と、ローパスフィルタ５０と、対数圧縮回路５１と、減算器７６と、可変利得増幅器５２とで構成されているブロック（図８では、点線で示されている）は、図６に示すミキサ３５と、ローパスフィルタ３６と、対数圧縮回路３７と、減算器４０と、可変利得増幅器４１とで構成されるブロックと同じ構成であり、それらと同じ様に動作する。
【００６９】
可変利得増幅器４１は、バンドパスフィルタ９の出力に含まれるイメージ波信号成分のうち、バンドパスフィルタ１０の出力に含まれるイメージ波信号成分と同位相、もしくは逆位相の成分をうち消すための信号を出力する。
【００７０】
一方、図８の構成で追加された可変利得増幅器５２は、その入力部に移相器４８が挿入されていることから、バンドパスフィルタ９の出力に含まれるイメージ波信号成分のうちの、バンドパスフィルタ１０の出力に含まれるイメージ波信号成分と９０度の位相差を有する成分をうち消すための信号を出力する。可変利得増幅器４１の出力と可変利得増幅器５２の出力とは加算器５３で加算される。得られた和信号を減算器４２でバンドパスフィルタ９の出力信号から差し引くことによって、バンドパスフィルタ９の出力信号に含まれるイメージ波信号成分の除去が実行される。本実施形態の信号処理装置では、バンドパスフィルタ９の出力信号に含まれるイメージ波の信号成分の位相が、どれだけ回転しているかに関係なく、イメージ除去比の改善が可能である。
【００７１】
（第５の実施形態）
以上、第２〜第４の実施形態の信号処理装置において、アナログ信号処理を実行する本発明の信号処理装置の実施形態について説明した。以降、第５〜第１１の実施形態において、第１の実施形態において説明したディジタル信号処理を実行する信号処理装置の他の実施形態について説明する。第５〜第１１の実施形態の信号処理装置は、信号処理部１３の構成および動作のみが異なっている。
【００７２】
まず、本発明の第５の実施形態について説明する。図９は、本実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。図９に示す信号処理部１３の構成要素は、全てディジタル信号を処理するものである。信号処理部１３は、入力端子５４、５５という２つの信号入力端子を備えている。第１の実施形態と同様に、ＡＤ変換器１１の出力（第２の信号）は、入力端子５４に入力され、ＡＤ変換器１２の出力（第１の信号）は入力端子５５に入力されている。２乗平均計算ブロック６４は、入力端子５４から入力された入力信号（第２の信号）の２乗平均値を計算して出力し、２乗平均計算ブロック５９は、入力端子５５から入力された入力信号（第１の信号）の２乗平均値を計算して出力する。
【００７３】
ミキサ５６では、前述の２つの入力信号の乗算が実行される。平均計算ブロック５７は、ミキサ５６の出力の時間平均値を出力して出力する。平均計算ブロック５７、２乗平均計算ブロック５９、６４の出力は、対数圧縮回路５８、６０、６５で対数値に変換される。減算器６１は、対数圧縮回路５８の出力値から対数圧縮回路６０の出力値の差を求めて出力する。減算器６１の出力値に応じて、ディジタル領域の可変利得増幅器６２の利得が制御される。なお、対数圧縮回路５８、６０、減算器６１で構成されるブロックを除算器で置き換え、可変利得増幅器６２を乗算器で置き換えても同様の機能が実現される。減算器６３は、入力端子５４から入力された入力信号（第２の信号）から、可変利得増幅器６２の出力を差し引いて出力する。減算器７７は、対数圧縮回路６５の出力値から対数圧縮回路６０の出力値の差を求めて出力する。減算器７７の出力は、コンパレータ６６に入力され、減算器７７の出力値がコンパレータ６６における所定のしきい値を越えた場合には、スイッチ６７は、入力端子５４側に接続され、そうでない場合は、減算器６３側に接続される。出力端子６８は、スイッチ６７から出力された信号を出力する。本実施形態における信号処理装置は、図６に示す第２の実施形態のアナログの信号処理装置と同様に、入力端子５４より入力される信号に含まれるイメージ波信号成分の位相と、入力端子５５より入力される信号に含まれるイメージ波信号成分の位相とが同相、もしくは逆相になる場合におけるイメージ抑圧比の改善に特に有効である。
【００７４】
（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態について説明する。図１０は、本実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。本実施形態の信号処理装置における信号処理部１３は、入力端子５５の直後に、ディジタル領域の９０度の移相器６９が設けられている点が、図９に示す信号処理部１３と異なっている。本実施形態の信号処理装置は、図７に示す第３の実施形態のアナログの信号処理装置と同様に、入力端子５４より入力される信号（第２の信号）に含まれるイメージ波信号成分と、入力端子５５より入力される信号（第１の信号）に含まれるイメージ波信号成分とが９０度の位相差を有する場合におけるイメージ抑圧比の改善に特に有効である。
【００７５】
（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態について説明する。図１１は、本実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。この信号処理部１３は、図９に示した実施形態の構成に加えて、９０度の移相器６９と、ミキサ７０と、ローパスフィルタ７１と、対数圧縮回路７２と、減算器７３と、可変利得増幅器７４と、加算器７５とが追加された構成となっている。信号処理部１３の動作は、図８に示した第４の実施形態の、バンドパスフィルタ９、１０より後のブロックの動作を、ディジタル領域で実現したものである。したがって、本実施形態の信号処理装置は、図８に示す第４の実施形態と同様に、入力端子５４から入力される信号に含まれるイメージ波信号成分の位相が、どれだけ回転しているかに関係なく、イメージ除去比の改善が可能である。
【００７６】
（第８の実施形態）
次に、本発明の第８の実施形態について説明する。図１２は、本実施形態の信号処理装置における信号処理部の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、この信号処理部１３は、入力端子７８に外部から入力される信号でスイッチ６７を制御する点が、図１１に示す信号処理部１３と異なっている。そのため、この信号処理部１３には、図１１に示す信号処理部１３の構成要素であるスイッチ６７を制御するための２乗平均計算ブロック６４と、対数圧縮回路６５と、コンパレータ６６と、減算器７７とが省略されている。
【００７７】
（第９の実施形態）
次に、本発明の第９の実施形態について説明する。図１３は、本実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。本実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成は、コンパレータ６６のしきい値を、入力端子８２を介して外部から入力可能である点以外は、図１１に示す第７の実施形態における信号処理部１３の構成と同じである。
【００７８】
（第１０の実施形態）
次に、本発明の第１０の実施形態の信号処理装置について説明する。図１４は、本実施形態における信号処理装置における信号処理部１３を含むディジタル信号処理を実行する部分を示す図である。この信号処理部１３の構成は、図１２に示す信号処理部１３の構成と同じである。本実施形態では、信号処理部１３の出力端子６８に、信号処理回路７９（第１の信号処理回路）が接続されている。この信号処理回路７９では、出力端子６８から出力された信号の復調処理とエラーレートの検出処理とエラー訂正処理とが実行される。信号処理回路７９で復調・エラー訂正された信号は、出力端子８１から外部に出力される。
【００７９】
信号処理回路７９で検出されたエラーレートは、信号処理回路７９のもう１つの出力端子から出力され、他の信号処理回路８０（第２の信号処理回路）に入力される。信号処理回路８０は、エラーレートがあるしきい値を越えた場合に、スイッチ６７を切り替える信号を、入力端子７８を介してスイッチ６７に入力する。また、信号処理回路８０は、スイッチ６７の切り替え後のエラーレートをモニタし、切り替え前より切り替え後の方が、エラーレートが上がった場合には、スイッチ６７を元に戻す信号を発生する。その後、信号処理回路８０は、所定の時間内は、エラーレートがしきい値を越えてもスイッチ６７の切り替えを行う。
【００８０】
本実施形態の信号処理装置は、信号処理回路７９、８０を用いてスイッチ６７の切り替えを行うことによって、受信信号のエラーレートが低くなるようなイメージ除去機能のオン／オフ制御を実行することができるようになる。
【００８１】
（第１１の実施形態）
次に、本発明の第１１の実施形態の信号処理装置について説明する。図１５は、本実施形態における信号処理部１３を含むディジタル信号処理部を示す図である。図１５に示すように、信号処理装置１３の構成は、図１３に示す信号処理部１３と同じ構成となっている。本実施形態では、信号処理部１３の出力端子６８に、信号処理回路７９（第１の信号処理回路）が接続されており、信号処理回路８０（第２の信号処理回路）が入力端子８２を介してコンパレータ６６と接続されている。
【００８２】
信号処理回路７９では、出力端子６８から出力された信号の復調処理とエラーレートの検出処理とエラー訂正処理とが実行される。信号処理回路７９で復調・エラー訂正された信号は出力端子８１から外部に出力される。信号処理回路７９で検出されたエラーレートは、信号処理回路７９のもう１つの出力端子から出力され、他の信号処理装置８０に入力される。信号処理回路８０は、コンパレータ６６のしきい値を常に微小量だけ変更していき、その時点におけるエラーレートの変動をモニタする。そして、信号処理回路８０は、コンパレータ６６のしきい値の時間平均値を、エラーレートが最小になるように常に制御する。ただし、信号処理回路８０は、エラーレートが、所定の値よりも小さくなった場合には、コンパレータ６６のしきい値の微小量変更処理としきい値の最適化処理とを停止する。
【００８３】
本実施形態の信号処理装置では、信号処理回路７９、８０を用いてスイッチ６７の切り替えを行うことによって、受信信号のエラーレートが低くなるようにコンパレータ６６のしきい値を動的に最適化することができるようになる。
【００８４】
なお、第１〜第１２の実施形態では、第２の信号を加算器７から出力された信号とし、第１の信号を減算器８から出力された信号としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、第２の信号が減算器８から出力された信号で、第１の信号が加算器７から出力された信号であってもよい。つまり、減算器８から出力された信号から、各信号の相関と加算器７から出力された信号とに基づいて、イメージ波の成分を除去するような構成であってもよい。
【００８５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の信号処理装置では、イメージ波が抑圧された第１の信号における所望波に対するイメージ波のイメージ抑圧比を算出し、所望波が抑圧された第１の信号にそのイメージ波抑圧比を乗算した信号を第２の信号から減算することによって得られる信号を出力する信号処理回路を備える。こうすることによって、第２の信号に含まれるイメージ波の残留成分を完全に除去することができるようになるため、信号処理の過程で発生する、不要なイメージ信号成分の所望信号成分への重畳を抑制することができる。
【００８６】
また、本発明の信号処理装置では、第２の信号の２乗平均の対数値と、第１の信号の２乗平均の対数値との差、すなわち所望波の強度とイメージ波の強度との比が所定の値を越える場合には、加算手段の出力をそのまま出力する。このようにすれば、イメージ波の強度がさほど強くない場合には、出力を従来と同様にすることによって、不必要なイメージ波抑制による所望波の受信特性の低下を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の信号処理装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の信号処理装置に入力される信号を示す図である。
【図３】バンドパスフィルタ９から出力される出力信号を示す図である。
【図４】バンドパスフィルタ１０から出力される出力信号を示す図である。
【図５】信号処理部１３の具体的構成の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施形態の信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施形態の信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第５の実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第６の実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第７の実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第８の施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の第９の実施形態の信号処理装置における信号処理部１３の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第１０の実施形態における信号処理装置における信号処理部１３を含むディジタル信号処理を実行する部分を示す図である。
【図１５】本発明の第１１の実施形態における信号処理部１３を含むディジタル信号処理部を示す図である。
【図１６】従来技術による典型的なイメージリジェクションミキサであるハートレー（Ｈａｒｔｌｅｙ）のイメージリジェクションミキサの構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６に示すハートレーイメージリジェクションミキサに入力される入力信号の周波数分布の一例を示すグラフである。
【図１８】ミキサ２における、入力信号からＩ−信号へのダウンコンバージョンの様子を示す図である。
【図１９】ミキサ３における、入力信号からＱ−信号へのダウンコンバージョンの様子を示す図である。
【図２０】ダウンコンバージョンされた信号の成分を示す図である。
【図２１】イメージ信号の抑圧が不完全な状態の一例を示す図である。
【符号の説明】
１、４、５ 入力端子
２、３ ミキサ
６ 移相器
７ 加算器
８ 減算器
９、１０ バンドパスフィルタ
１１、１２ ＡＤ変換器
１３ 信号処理部
１４、１５ 所望波信号成分
１６、１７ イメージ波信号成分
１８、１９、２２、２３、 ダウンコンバージョン（ＤＣ）所望波成分
２０、２１、２４、２５、３０、３１ ＤＣイメージ波成分
２６、２７、２８、２９、３２、３３ ＤＣ所望波成分
３４ 出力端子
３５、４９、５６、７０ ミキサ
３６、５０ ローパスフィルタ
３７、３９、４４、５１、５８、６０、６５、７２ 対数圧縮回路
３８、４３、５９、６４ ２乗平均計算ブロック
４０、４２、６１、６３、７３、７６、８４ 減算器
４１、５２、６２、７４ 可変利得増幅器
４５、６６ コンパレータ
４６、６７ スイッチ
４７、６８、８１ 出力端子
４８、６９ 移相器
５４、５５、７８、８２ 入力端子
５７、７１ 平均計算ブロック
７５ 加算器
７９、８０ 信号処理回路

Claims (21)

1. 所定の周波数を有する第１の周期信号によって入力信号の周波数を変換する第１の周波数変換手段と、前記所定の周波数を有し、前記第１の周期信号との位相差が略９０度である第２の周期信号によって前記入力信号の周波数を変換する第２の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段によって変換された信号と前記第２の周波数変換手段によって変換された信号との位相差をπ／２増加させる位相遅延手段と、該位相遅延手段によって位相差が増加した各信号の和信号を出力する加算手段とを備える信号処理装置において、
   前記第１の周波数変換手段によって変換された信号と前記位相遅延手段によって遅延した信号との差信号を出力する減算手段と、
   前記和信号か前記差信号のいずれか一方の信号を第１の信号とし、他方の信号を第２の信号として、該第２の信号に含まれるイメージ信号の成分を、前記第１の信号および前記第２の信号の相関と前記第１の信号とを用いて前記第２の信号から前記第１の信号および前記第２の信号の相関の大きさに応じて前記第１の信号を減算することで除去する信号処理部とをさらに備えることを特徴とする信号処理装置。
2. 前記信号処理部は、前記第１の信号を２乗した値の低周波成分に対する、前記第１の信号と前記第２の信号との相関値の低周波成分の比率である第１の比率を求める処理を実行し、前記第１の信号を前記第１の比率だけ増幅した信号を、前記第２の信号から減算したときの減算値を求める処理を実行する請求項１記載の信号処理装置。
3. 前記信号処理部は、前記第１の信号の位相をπ／２遅延させてから前記各処理を実行する請求項１または２記載の信号処理装置。
4. 前記信号処理部は、前記第１の信号を２乗した値の低周波成分に対する、前記第１の信号と前記第２の信号との相関値の低周波成分の比率である第１の比率を求めて前記第１の信号を前記第１の比率で増幅する処理を実行し、前記第１の信号を２乗した値の低周波成分に対する、前記第１の信号をπ／２だけ遅延した信号と前記第２の信号との相関値の低周波成分の比率である第２の比率を求めて前記第１の信号をπ／２だけ遅延した信号を前記第２の比率で増幅する処理を実行し、前記第１の比率で増幅された信号と前記第２の比率で増幅された信号との和信号を、前記第２の信号から減算したときの減算値を求める処理を実行する請求項１記載の信号処理装置。
5. 前記第１の比率は、前記第１の信号と前記第２の信号との乗算信号の低周波成分の対数値から、前記第１の信号を２乗した値の低周波成分の対数値を減算した値である請求項２から４のいずれか１項記載の信号処理装置。
6. 前記第２の比率は、前記第１の信号をπ／２だけ遅延した信号と前記第２の信号との乗算信号の低周波成分の対数値から、前記第１の信号を２乗した値の低周波成分の対数値を減算した値である請求項４または５記載の信号処理装置。
7. 前記第２の信号は和信号であって、前記信号処理部は、前記減算値を出力するか、前記第２の信号を出力するかを切り替えるための切り替え手段を有する請求項２から６のいずれか１項記載の信号処理装置。
8. 前記信号処理部は、前記切り替え手段を切り替えるための信号が入力される入力端子をさらに有する請求項７記載の信号処理装置。
9. 前記信号処理部より出力された信号のエラーレートを検出する第１の信号処理回路と、
   前記エラーレートを監視し、前記エラーレートが小さくなる方に前記切り替え手段を切り替える信号を前記入力端子に入力する第２の信号処理回路とをさらに有する請求項８記載の信号処理装置。
10. 前記信号処理部は、
    前記第１の信号の強度を検出する第１の強度検出手段と、
    前記第２の信号の強度を検出する第２の強度検出手段とを備え、
    前記第１の信号の強度に対する、前記第２の信号の強度の比がしきい値を越えた場合には、前記第２の信号を出力する側に前記切り替え手段を切り替える請求項７記載の信号処理装置。
11. 前記信号処理部は、前記しきい値を変更するための信号が入力される入力端子をさらに有する請求項１０記載の信号処理装置。
12. 前記信号処理部より出力された信号のエラーレートを検出する第１の信号処理回路と、
    前記エラーレートを監視し、前記エラーレートが最小となるように前記しきい値を変更するための信号を前記入力端子に入力する第２の信号処理回路とをさらに有する請求項１１記載の信号処理装置。
13. 前記しきい値は、−６０ｄＢ以上３０ｄＢ以下である請求項１０から１２のいずれか１項記載の信号処理装置。
14. 前記第１の信号が前記信号処理部に入力される前に前記第１の信号をディジタル変換する第１のＡＤ変換器と、
    前記第２の信号が前記信号処理部に入力される前に前記第２の信号をディジタル変換する第２のＡＤ変換器とをさらに備え、
    前記信号処理部は、ディジタル演算で各処理を実行する請求項１から１３のいずれか１項記載の信号処理装置。
15. 前記第１の信号から不要な周波数帯域の信号成分をカットする第１のフィルタと、
    前記第２の信号から不要な周波数帯域の信号成分をカットする第２のフィルタとをさらに備える請求項１から１４のいずれか１項記載の信号処理装置。
16. 前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタは、特定帯域の成分を通過させるバンドパスフィルタである請求項１５記載の信号処理装置。
17. 前記第２の周期信号は、前記第１の周期信号とは位相がπ／２だけ遅延している請求項１から１６のいずれか１項記載の信号処理装置。
18. 前記第１の周波数変換手段に入力される入力信号と、前記第２の周波数変換手段に入力される入力信号との位相差をπ／２とする位相遅延手段をさらに備える請求項１から１６のいずれか１項記載の信号処理装置。
19. 前記位相遅延手段は、
    前記第１の周波数変換手段によって変換された信号の位相を、α進ませる移相器と、
    前記第２の周波数変換手段によって変換された信号の位相を、（π／２−α）遅らせる移相器とから構成されている請求項１から１８のいずれか１項記載の信号処理装置。
20. αは０である請求項１９記載の信号処理装置。
21. αはπ／２である請求項１９記載の信号処理装置。

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