JP4007693B2

JP4007693B2 - PWM inverter device

Info

Publication number: JP4007693B2
Application number: JP19664398A
Authority: JP
Inventors: 正志高木
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1998-06-26
Filing date: 1998-06-26
Publication date: 2007-11-14
Anticipated expiration: 2018-06-26
Also published as: JP2000014200A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電動機を制御するＰＷＭインバータ装置に関するもので、特に電圧指令をキャリアに同期させるＰＷＭ制御（以下、キャリア同期モードと称す）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２は、一従来例を示すブロック図であり、１はベクトル制御手段、２は誘導機、３は積分器、４は極座標変換器、５は加算器、６は変調率指令演算器、７はキャリア周波数演算器、８はキャリア比較手段、９は電力変換器である。以下、図２に従い動作を説明する。
【０００３】
ベクトル制御手段１は、磁束指令φ＊とトルク指令τ＊を入力し、ベクトル制御演算を実施し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を出力する。極座標変換器４は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊から数１を用いて、変調率指令大きさα０と制御位相角θＰＩを演算する。
【０００４】
【数１】

【０００５】
ここで、ＶＤＣはインバータ直流電圧である。
積分器３は、周波数指令ω＊を数２で積分し、磁束位相角θｆを出力する。
【０００６】
【数２】

【０００７】
加算器５は、極座標変換器の出力である制御位相角θＰＩと積分器の出力である磁束位相角θｆを数３に示すごとく、
【０００８】
【数３】

【０００９】
と加算し、変調率指令位相角θを出力する。
変調率指令演算器６は、変調率指令大きさα０と変調率指令位相角θから、変調率指令α＊を演算する。
キャリア周波数演算器７は、数４に従い、キャリア周波数ｆｃを演算する。
【００１０】
【数４】

【００１１】
ここで、ｎは変調率指令α＊の１周期に対するキャリア半周期の比である。
キャリア比較手段８は、キャリア周波数演算器７で演算されたキャリア周波数ｆｃで変調率指令α＊をキャリア比較し、スイッチングパルスＧを出力する。なお、キャリア周波数演算器７に入力されるキャリア切り替え信号ＳＷ１は、キャリア周波数を一定とするモードと、キャリア同期モードとを切り替える信号である。
スイッチングパルスＧは、電力変換器９に与えられ、誘導機２の速度、トルクを制御する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来技術においては、以下に示す問題点がある。
キャリア周波数ｆｃは、（５）式で演算されるが、（４）式によれば、（５）式中には制御位相角θＰＩの微分項が入ってくる。制御位相角θＰＩはベクトル制御手段１の出力から演算され、細かく振動することが予想される。
よって、細かく振動する制御位相角θＰＩを微分して得られるキャリア周波数ｆｃは、大きく振動するおそれがある。キャリア周波数ｆｃが大きく振動すれば、ＰＷＭインバータ負荷に供給される電圧が不安定となる。
本発明は上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、これらの欠点を解決し、ＰＷＭインバータ負荷に供給される電圧が不安定とならないＰＷＭインバータ装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前述の問題点を解決するために、本発明では以下の手段を施す。
請求項１においては、従来技術に対し、キャリア周波数演算器７に周波数指令ω＊を新たに入力する。
【００１４】
請求項２においては、磁束指令φ＊とトルク指令τ＊と検出速度ωｍとを入力し、周波数指令ω＊を演算する周波数演算器１０を追加する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例を示すブロック図である。ここでは、従来技術に対して変更した点のみを説明する。
キャリア周波数演算器７は、周波数指令ω＊を入力し、数５にてキャリア周波数ｆｃを演算する。
【００１６】
【数５】

【００１７】
なお、加算器５の出力である変調率指令位相角θを用いて、変調率指令１周期に対するキャリア半周期の比ｎを変えることによりキャリアと変調率指令α＊の位相合わせを行う。これにより、（６）式中には微分演算がなくなり、キャリア周波数ｆｃは安定となる。
周波数指令演算器１０では周波数指令ω＊を演算する。ここでは、周波数指令ω＊演算の一例を示す。最初に、磁束指令φ＊とトルク指令τ＊からすべり周波数指令ωｓ＊を数６で演算する。
【００１８】
【数６】

【００１９】
ここで、Ｒ２は誘導機２の二次抵抗値である。その後、検出速度ωｍとすべり周波数指令ωｓ＊を数７に示すように、
【００２０】
【数７】

【００２１】
で加算して周波数指令ω＊を得る。このように、周波数指令ω＊を磁束指令φ＊とトルク指令τ＊と検出速度ωｍより演算することにより、周波数指令ω＊が安定し、キャリア周波数ｆｃは安定する。
【００２２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、キャリア同期ＰＷＭ制御において、安定したキャリア周波数が得られる。また、キャリア周波数が安定することにより、ＰＷＭインバータ負荷に安定した電圧を与えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ベクトル制御手段
２誘導機
３積分器
４極座標変換器
５加算器
６変調率指令演算器
７キャリア周波数演算器
８キャリア比較手段
９電力変換器
１０周波数指令演算器
φ＊磁束指令
τ＊トルク指令
ωｍ検出速度
ｆｃキャリア周波数
Ｖｄ＊ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊ｑ軸電圧指令
ω＊周波数指令
α０変調率指令の大きさ
θＰＩ制御位相角
θｆ磁束位相角
θ 変調率指令位相角
α＊変調率指令
Ｇスイッチングパルス
ＳＷ１キャリア切り替え信号
ＶＤＣインバータ直流電圧
ｎ変調率指令１周期に対するキャリア半周期の比
ωｓ＊すべり周波数指令
Ｒ２二次抵抗値[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a PWM inverter device for controlling an AC motor, and more particularly to PWM control for synchronizing a voltage command with a carrier (hereinafter referred to as carrier synchronization mode).
[0002]
[Prior art]
FIG. 2 is a block diagram showing a conventional example. 1 is a vector control means, 2 is an induction machine, 3 is an integrator, 4 is a polar coordinate converter, 5 is an adder, 6 is a modulation rate command calculator, 7 Is a carrier frequency calculator, 8 is a carrier comparison means, and 9 is a power converter. The operation will be described below with reference to FIG.
[0003]
The vector control means 1 receives the magnetic flux command φ * and the torque command τ *, performs a vector control calculation, and outputs a d-axis voltage command Vd * and a q-axis voltage command Vq *. The polar coordinate converter 4 calculates the modulation factor command magnitude α0 and the control phase angle θPI using Equation 1 from the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq *.
[0004]
[Expression 1]

[0005]
Here, VDC is an inverter DC voltage.
The integrator 3 integrates the frequency command ω * by Equation 2 and outputs the magnetic flux phase angle θf.
[0006]
[Expression 2]

[0007]
The adder 5 represents the control phase angle θPI that is the output of the polar coordinate converter and the magnetic flux phase angle θf that is the output of the integrator as shown in Equation 3,
[0008]
[Equation 3]

[0009]
And the modulation factor command phase angle θ is output.
The modulation rate command calculator 6 calculates the modulation rate command α * from the modulation rate command size α0 and the modulation rate command phase angle θ.
The carrier frequency calculator 7 calculates the carrier frequency fc according to Equation 4.
[0010]
[Expression 4]

[0011]
Here, n is the ratio of the carrier half cycle to one cycle of the modulation rate command α *.
The carrier comparison means 8 compares the modulation rate command α * with the carrier frequency fc calculated by the carrier frequency calculator 7 and outputs a switching pulse G. The carrier switching signal SW1 input to the carrier frequency calculator 7 is a signal for switching between a mode in which the carrier frequency is constant and a carrier synchronization mode.
The switching pulse G is given to the power converter 9 and controls the speed and torque of the induction machine 2.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, the prior art has the following problems.
The carrier frequency fc is calculated by the equation (5). According to the equation (4), the differential term of the control phase angle θPI is included in the equation (5). The control phase angle θPI is calculated from the output of the vector control means 1 and is expected to vibrate finely.
Accordingly, the carrier frequency fc obtained by differentiating the control phase angle θPI that vibrates finely may vibrate greatly. If the carrier frequency fc vibrates greatly, the voltage supplied to the PWM inverter load becomes unstable.
The present invention was devised in view of the above points, and its object is to solve these drawbacks and provide a PWM inverter device in which the voltage supplied to the PWM inverter load does not become unstable. is there.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the present invention takes the following means.
In claim 1, compared with the prior art, a frequency command ω * is newly input to the carrier frequency calculator 7.
[0014]
In Claim 2, the magnetic flux command φ *, the torque command τ *, and the detection speed ωm are input, and the frequency calculator 10 for calculating the frequency command ω * is added.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. Here, only the points changed from the prior art will be described.
The carrier frequency calculator 7 receives the frequency command ω * and calculates the carrier frequency fc according to Equation 5.
[0016]
[Equation 5]

[0017]
The carrier and the modulation rate command α * are phase-matched by changing the ratio n of the carrier half cycle to the modulation rate command 1 cycle using the modulation rate command phase angle θ which is the output of the adder 5. Thereby, there is no differential operation in the equation (6), and the carrier frequency fc becomes stable.
The frequency command calculator 10 calculates the frequency command ω *. Here, an example of the frequency command ω * calculation is shown. First, the slip frequency command ωs * is calculated by Equation 6 from the magnetic flux command φ * and the torque command τ *.
[0018]
[Formula 6]

[0019]
Here, R2 is the secondary resistance value of the induction machine 2. After that, as shown in Equation 7, the detection speed ωm and the slip frequency command ωs * are as follows:
[0020]
[Expression 7]

[0021]
To obtain the frequency command ω *. Thus, by calculating the frequency command ω * from the magnetic flux command φ *, the torque command τ *, and the detection speed ωm, the frequency command ω * is stabilized and the carrier frequency fc is stabilized.
[0022]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a stable carrier frequency can be obtained in carrier synchronous PWM control. Further, since the carrier frequency is stabilized, a stable voltage can be given to the PWM inverter load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Vector control means 2 Induction machine 3 Integrator 4 Polar coordinate converter 5 Adder 6 Modulation rate command calculator 7 Carrier frequency calculator 8 Carrier comparison means 9 Power converter 10 Frequency command calculator φ * Magnetic flux command τ * Torque command ωm Detection speed fc Carrier frequency Vd * d-axis voltage command Vq * q-axis voltage command ω * frequency command α0 magnitude of modulation rate command θPI control phase angle θf magnetic flux phase angle θ modulation rate command phase angle α * modulation rate command G switching pulse SW1 Carrier switching signal VDC Inverter DC voltage n Ratio of carrier half cycle to one modulation rate command cycle ωs * Slip frequency command R2 Secondary resistance value

Claims

磁束指令とトルク指令を入力しｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を出力するベクトル制御手段と、前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令を入力し変調率指令大きさと制御位相角を出力する極座標変換器と、周波数指令を入力し磁束位相角を出力する積分器と、前記制御位相角と前記磁束位相角を加算し変調率指令位相角を出力する加算器と、前記変調率指令大きさと前記変調率指令位相角を入力し変調率指令を出力する変調率指令演算器と、前記変調率指令位相角を入力しキャリア周波数を出力するキャリア周波数演算器と、前記変調率指令と前記キャリア周波数を入力しスイッチングパルスを出力するキャリア比較手段と、前記スイッチングパルスを入力する電力変換器とから構成されるＰＷＭインバータ装置において、
前記キャリア周波数演算器の入力に前記周波数指令を追加することを特徴とするＰＷＭインバータ装置。Vector control means for inputting a magnetic flux command and a torque command and outputting a d-axis voltage command and a q-axis voltage command; inputting the d-axis voltage command and the q-axis voltage command; and outputting a modulation factor command magnitude and a control phase angle A polar coordinate converter, an integrator that inputs a frequency command and outputs a magnetic flux phase angle, an adder that adds the control phase angle and the magnetic flux phase angle and outputs a modulation rate command phase angle, and the modulation rate command size A modulation rate command calculator for inputting the modulation rate command phase angle and outputting a modulation rate command, a carrier frequency calculator for inputting the modulation rate command phase angle and outputting a carrier frequency, the modulation rate command and the carrier frequency In a PWM inverter device composed of carrier comparison means for inputting a switching pulse and outputting a switching pulse, and a power converter for inputting the switching pulse,
The PWM inverter device, wherein the frequency command is added to an input of the carrier frequency calculator.

前記周波数指令を前記磁束指令と前記トルク指令と検出速度とから演算する周波数指令演算器を追加することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。The PWM inverter device according to claim 1, further comprising a frequency command calculator for calculating the frequency command from the magnetic flux command, the torque command, and a detected speed.