JP3982948B2

JP3982948B2 - End detection device for conductive object

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Publication number: JP3982948B2
Application number: JP16475499A
Authority: JP
Inventors: 明霜鳥
Original assignee: Nireco Corp
Current assignee: Nireco Corp
Priority date: 1999-06-03
Filing date: 1999-06-11
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2019-06-11
Also published as: JP2001050704A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主に帯状をなした導電性物体、例えば金属の端部が検出装置を構成する電極部に入り込む量を検出する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、導電性帯状体の端部の位置を検出する目的のために、様々な手法が考案され、用いられてきた。例えば、光電的に検出するもの、画像情報を用いるもの、電磁的に検出するもの等がある。これらはそれぞれ得失があるため用途に応じて使い分けられてきた。
【０００３】
またこれらの方法とともに実用化されている方法に静電容量もしくはこれを媒介として得られる情報の変化を評価する手法がある。原理的に、静電容量を用いた手法は更に２種類に分類される。第１の方法は静電容量の変化そのものを評価する方法であり、その例を図１に示す。交流電源１０１を導電性帯状体１００と電極１０２との間に印加し電極１０２間に挿入された導電性帯状体１００の挿入量Ｘによって変化する静電容量を同調コイル１０４とともに形成される共振周波数の変化として捕らえ共振電流の変化を増幅器１０３で増幅し挿入量Ｘを検出する。
【０００４】
第２の方法は静電容量を介して伝達される信号、例えば高周波電圧が静電容量に挿入された導電性物体によって変調される度合いを評価する方法である。図２は第２の方法の一例を示す。交流電源１０１を送信電極１０２ａに印加し送信電極１０２ａと受信電極１０２ｂ間に挿入された導電性帯状体１００の挿入量Ｘによって変化する電流を増幅器１０３で増幅し挿入量Ｘを検出する。
【０００５】
第２の方法は入力端子および出力端子を持ち、両者の間に定義される関数の出力を導電性物体の挿入位置によって変化させるものである。第２の方法を簡単化した式で示す。
Ｙ＝Ｋ・Ｘ …（１）
ここにＹ：出力値，例えば電圧、Ｋ：係数、Ｘ：導電性物体の電極への挿入量
【０００６】
以下に記載する本発明は第２の方法の範疇に属するもので、以降第２の方法を「静電式３端子型」と呼ぶことにする。静電式３端子型の系で用いる励振電源は高周波の交流を用いることが多く、本発明でもこれを用いるが、これは単に実用的性能の実現のし易さから選択されるものであり、０を越えるいかなる周波数を用いても本発明は実現可能である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した（１）式に示すように、関数は導電性物体の電極への挿入量のみに感受性をもつことが望ましい。しかし、実際には各種の要因が介在し、係数に漂動が起る。次に示す（２）式は（１）式を実体に近い式にしたものである。
Ｙ＝（１＋α）・Ｋ・Ｘ …（２）
ここにα：係数の漂動
αは、例えば、空間の誘電率が温度や湿度、気圧などで複雑に変化したり、入出力電極間の物理的距離が変動したりすること、あるいは周囲の電気的反射や漏洩などで変化する。しかし、従来は、αの変動が無いかあるいは微小であるとして（２）式を用いていた。いうまでもなくこのことは実用上の大きな制限事項となり、応用範囲や利便性を損ねていた。
【０００８】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、周囲の状況に影響されないで導電性物体の電極への挿入量を検出する装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明における根本的概念は、（２）式のα、即ち各種の不都合が検出装置の物理的専有空間内では等分に起るであろうとの予測の上に成り立っている。解決手段を説明するにあたり、先ず静電式３端子型の共通基本原理を説明する。図３はこの原理を説明する図である。対向して設けられた送信電極２と受信電極３の間には導電性物体１がｘだけ挿入される。交流電源４より交流電圧が送信電極２に印加され両電極２，３の間には電気力線が形成される。ここでは一次近似についてのみ言及し静電容量の縁辺効果や電気力線の湾曲などについては説明の簡単化のため無視する。
【００１０】
この条件によって、電界傾度が同じとき電気力線は電極全体について等密度で分布する。図３に示すように、電気力線は収束して電流となって負荷抵抗５に流れる。もし静電容量を形成する部分のインピーダンスが負荷抵抗値に比し十分大きいなら、負荷抵抗５に生成される電圧は、受信電極３に集約される電気力線の総数に比例する。図３では電気力線は２つのグループに別れ、それぞれ抵抗負荷５と測定対象である導電性物体１に集約される様子を示す。電気力線の密度は、電界傾度に依存するため、受信電極３に流れるａグループと導電性物体１に流れるｂグループでは密度が異なるが、このシステムで評価の対象となるのは、ａグループの電気力線であるため、このことが測定に不都合を与えることはない。結局、負荷抵抗５に流れる電流は導電性物体１の挿入量ｘに依存し、その関係は第一次近似として直線的で、次の式で表される。
【００１１】
Ｉ_L＝ｋ・（１−ｘ）
ここで、Ｉ_L：負荷抵抗５を流れる電流、ｋ：比例定数、数字の１：両電極の長さ（導電性物体１の挿入方向の長さ）を１として表す。
なお、ａグループの電気力線の密度に影響を与えるあらゆる外乱要素は測定誤差の要因になるので、これを解決するのが本発明の目的である。
【００１２】
今まで、印加電圧、換言すれば電圧により生成される電気力線に関し、ただ１つの周波数だけが存在する場合を述べたが、ここで複数の周波数成分をもつ電気力線が混在している場合を考察する。特に周波数成分の数が２つ、ｆ₁，ｆ₂から成る場合で、それらの周波数の電気力線の密度が一次元的に次のような分布をなしているとする。
ＥＭｆ_1X＝ｘ …（３）
ＥＭｆ_2X＝（１−ｘ）…（４）
ここで、ＥＭｆ_1X：ｘ点における周波数ｆ₁の電気力線密度、ＥＭｆ_2X：ｘ点における周波数ｆ₂の電気力線密度、ｘ：導電性物体の電極への挿入量、数字の１：両電極の長さ（導電性物体１の挿入方向の長さ）を１として表す。
【００１３】
図４は電気力線の密度分布を矢印の長さに置き換えて表した図で、実線は（３）式で示す周波数ｆ₁の電気力線密度を示し、破線は周波数ｆ₂の電気力線密度を示す。負荷抵抗５を流れる電流は図３に示すように導電性物体１で遮断されないで受信電極に到達する電気力線の積分に比例する。ｘの範囲を（０＜ｘ＜１）とし、積分範囲をｘから１までとすると、電流は次の式で表される。

ここでＩ_Lf_1Xは周波数ｆ₁の電気力線により負荷抵抗５を流れる電流であり、Ｉ_Lf_2Xは周波数ｆ₂の電気力線により負荷抵抗５を流れる電流である。
【００１４】
ここで、Ｉ_Lf_2XとＩ_Lf_1Xとの比を求めると次式で表される。
Ｉ_Lf_2X／Ｉ_Lf_1X＝（１−ｘ）／（１＋ｘ）…（５）
この比は１から極限値としての０までの連続した値をとる。
【００１５】
図５はこの電流の比と挿入量ｘとの関係を示す。縦軸が電流比Ｉ_Lf_2X／Ｉ_Lf_1Xを示し、横軸が正規化された挿入量ｘを示す。図５は理論計算結果であり、ｘ＝１となる極限値では０／０の不定形となるが、ｘがとり得る最大値を制限する（例えば0 .8）ことにより、実用上の問題はない。この電流の比が決まれば、ｘの値は一意に決まるので、ｘに対する測定系が成立し、電導性物体の電極への挿入量ｘを検出できる。ここで特筆すべきは、両周波数成分の電流の比を求めることにより、ｋの項目が消去されたことである。すなわち、ｋに影響を与える諸要素、例えば、励振電源電圧、空間誘電率、送信電極と受信電極間距離、電気力線総数に影響を与える電極寸法などは、一次近似としては測定値に影響を与えない。なお、図５の非直線性が問題になるような応用では、直線化手段、例えば非線形増幅器やルックアップテーブル等を適用することにより修正可能である。
【００１６】
さらに、別の処理として次の演算を行う。
Ｉ_Lf_1XとＩ_Lf_2Xとの和Ｉ_LAを求める。
Ｉ_LA＝１／２・ｋ（１−ｘ)(( １＋ｘ）＋（１−ｘ))＝ｋ（１−ｘ）
また、Ｉ_Lf_1XとＩ_Lf_2Xとの差Ｉ_LDを求める。
Ｉ_LD＝Ｉ_Lf_1X−Ｉ_Lf_2X＝１／２・ｋ（１−ｘ)(( １＋ｘ）−（１−ｘ))
＝ｋ（１−ｘ）ｘ
【００１７】
ここで、受信系に対し可変増幅率の増幅器を導入すれば、ｖを増幅器の増幅率としたとき
Ｉ_LA＝ｖｋ（１−ｘ）
となる。
ｖを適宜調整することによりＩ_LAを常に任意に定めた固定値Ｃに保つようにすると、
ｋ（１−ｘ）＝Ｃより電流の差Ｉ_LDは、
Ｉ_LD＝Ｃ・ｘ
ｘ＝Ｉ_LD／Ｃ…（６）
【００１８】
このように出力電流の差Ｉ_LDと導電性物体の電極への挿入量ｘは直接比例関係を保つことができ、しかもｋに依存しない系が構成される。この場合もｘが１となる極限状態ではＩ_LAをＣに保つためのｖは発散するので、ｘの最大値は具体的な設計上の許し得る範囲、例えば0 .8以下に制限することが望ましい。
【００１９】
以上に説明したように、本発明では、送信電極と受信電極間に生成する電気力線の密度分布を図４に示すように電極端部から単調増加するものと、この逆の分布をするものとを発生させ、電極端部から導電性物体をｘ挿入したときに受信電極に発生する電流を演算処理することにより、環境定数に依存せず、常に安定した測定値ｘを得ることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
電極間に発生する電気力線の密度ρは次式に示すように、電極間の電圧ｅ、電極間の距離Ｌ、及び電極間に存在する空間の誘電率εに依存する。
ρ＝ｋｅε／Ｌ…（７）
そこで、電気力線を所望の密度で分布させることは、これらの要素ｅ，ε，Ｌを調整することにより実現される。
【００２１】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
図６は本発明の第１実施形態の構成を示す図である。導電性物体１の挿入方向に平行に送信電極２と受信電極３が対向して設けられている。送信電極２は第１電極２ａと第２電極２ｂからなり、並行して配置され、実質的に等しい形状をなし、抵抗体もしくは使用周波数において有効なインピーダンスを呈する物体、例えばインダクタンスで構成されている。受信電極３は導体で構成され、どの部分の電位も実質的に一様であり、受信電極３に集約される電気力線による電流は電気力線の積分に比例する。受信電極３には負荷抵抗５が接続され、この負荷抵抗５より出力電圧を取り出す。なお、受信電極３の構成は以降の実施形態でも同じである。周波数ｆ１の交流信号Ｓ１を発生する第１電源４ａは第１電極２ａの導電性物体１が挿入される側（以下挿入端と称する）の反対端（以下反対端と称する）に接続され、挿入端は接地されている。周波数ｆ２の交流信号Ｓ２を発生する第２電源４ｂは第２電極２ｂの挿入端に接続され、反対端は接地されている。また、交流信号Ｓ１とＳ２の電圧Ｅ１とＥ２は互いに等しくＥｔに設定される。
【００２２】
かかる構成により、第１電極２ａでは挿入端で０、反対端でＥｔとなる直線的に変化する電圧分布が得られる。また、第２電極２ｂでは挿入端でＥｔ、反対端で０となる直線的に変化する電圧分布が得られる。この電圧の変化形状は送信電極２の抵抗もしくはインピーダンス（以降、インピーダンスとは純抵抗も含めるものとする）分布に依存することは明らかであり、送信電極２のインピーダンス分布が一様であるならば、電気力線の密度分布は図４に示した分布と等しくなる。本構成は本発明の根本的要件である電気力線の密度分布を意図にかなった形状にするという目的を達成している。本実施形態では受信電極３から取り出される信号のｆ１成分とｆ２成分の合成は空間及び受信電極３で行われる。第１電極２ａ、第２電極２ｂの幾何学的相似性及び第１電極２ａ、第２電極２ｂのそれぞれに対する受信電極３の対面の公平性は重要である。
【００２３】
一方において、第１電極２ａ及び／または第２電極２ｂのインピーダンス分布を意図的に制御された状態に置くならば、図４に相当する電気力線の密度分布に非直線性を持たせられることは明らかである。そこでインピーダンス分布を図５の出力特性（（５）式に示す電流比）を補整するように設定することによって、爾後の信号処理における既述の非線形補整は不必要となり便利である。
【００２４】
図７は出力特性を直線化する処理を行なうための要件を概念的に説明する図である。軸１の縦目盛りは導電性物体１の電極への挿入量ｘの基準化された位置を示し、その他の軸の目盛りはこの位置と対応して示される。軸２は送信電極２の基準化したインピーダンス分布を示し、直線的に変化するから、目盛りは軸１と同じである。軸３は、無処理時の基準化出力（（５）式に示す電流比）を示す。なお、軸１は図５の横軸を示し、軸３は縦軸を示す。導電性物体１の電極への挿入量ｘと基準化出力ｐとは、（５）式と同じ関係が成り立つ。
ｐ＝（１−ｘ）／（１＋ｘ）
この式から任意のｐに対するｘの位置は次の式で表される。
ｘ＝（１−ｐ）／（１＋ｐ）
【００２５】
そこで、最終的に軸４に示すような直線的な出力特性を得るためには、軸２のような直線的インピーダンス分布に代えて軸５に示すインピーダンス分布にすればよいことがわかる。このような非線形インピーダンス分布を作り出す実際の手法は、電極材料やインピーダンス作成の具体的手法に依存し、本発明の主旨とは無関係ではあるが、例えば、電極材料に抵抗体を使うのであれば、電極の厚みを変化させることによって単位長さ当りの抵抗値を変えたり、インピーダンスの作成にインダクタンスを使うのであれば、その巻き線ピッチを場所によって変えるなど、格別の困難はない。本件の実施は実際の設計において、送信電極に非線形インピーダンス分布を持たせることと、非線形補整手段を装着することとの経済性を比較して決定すればよい。
【００２６】
図８は受信電極３で得られた電流を処理する構成を示す。受信電極３に集約された電流は増幅器１１により実用的な電圧に変換される。次に周波数ｆ１に同調したバンドパスフィルタ１２ａ、周波数ｆ２に同調したバンドパスフィルタ１２ｂを通して、ｆ１成分とｆ２成分に分離され、整流器１３ａ、整流器１３ｂによって直流信号に変換され、アナログ割算器１４に導かれ、（５）式で示した方法で導電性物体１の電極２，３への挿入量ｘが検出される。その後必要に応じて図５で示した非線形を非線形補正器１５で線形に補正して最終出力とする。
【００２７】
図９は受信電極３で得られた電流をデジタル素子で処理する装置を示す。整流器１３ａ，１３ｂまでは図８と同じで、その後Ａ／Ｄ変換器１６ａ，１６ｂでデジタルデータに変換し、デジタル割算器１７に導かれ、導電性物体１の電極２，３への挿入量ｘが算出される。その後必要に応じて出力をルックアップテーブル１８を用いて直線に補正して最終出力とする。
【００２８】
図１０は図９で示したデジタル処理系において、デジタル割算器１７とルックアップテーブル１８を１つの２ポート型ルックアップテーブルに置き換えることにより、より簡単化した回路例を示す。このルックアップテーブル１９は２つのポートの信号のあらゆる組合せに対し、任意の信号に変換して出力できるので、図９の２つのブロック１７，１８で行なう演算を１個のブロックに置き換えることができる。ルックアップテーブル１９のサイズについては、Ａ／Ｄ変換後のデータを８ビットとすれば、アドレスビット数１６、即ち６４キロバイト＝５１２キロビットのＲＯＭで実現でき、十分に実用的である。なお、ルックアップテーブル１９は割算のみの機能を持つものでもよい。また、図９，図１０の回路では、Ａ／Ｄ変換後の処理はコンピュータなどのソフトウエア的手法を用いることによってこれに代えることができる。
【００２９】
次に第２実施形態について説明する。第１実施形態の図８〜図１０に示す装置では導電性物体１の電極への挿入量ｘを（５）式に基づいて電流比から求めたが、第２実施形態では、電流の和と差を求め（６）式に基づき挿入量ｘを求める。図１１は第２実施形態の構成を示す図である。受信電極３に発生した電流は可変増幅率増幅器２１で増幅され、バンドパスフィルタ２２ａ，２２ｂにより周波数ｆ１とｆ２の成分に分離され、それぞれ整流器２３ａ，２３ｂで整流された後、減算器２４と加算器２５で減算および加算される。制御信号発生器２６は加算器２５の出力と固定値設定器２７で設定された固定値Ｃが一致するように可変増幅率増幅器２１の増幅率を決定する。減算器２４の出力が導電性物体１の電極への挿入量ｘとなるべき最終出力である。
【００３０】
加算器２５の出力は固定値Ｃと比較され、両者の差に基づいた制御信号で可変増幅率増幅器２１の増幅率が制御される結果、加算器２５の出力は常に一定値に保たれる。このとき、減算器２４の出力は（６）式に示すように導電性物体１の電極への挿入量ｘに直接比例する。制御信号発生器２６の出力は加算器２５の出力と固定値Ｃとの差に基づき作成されるが、その手法は任意であり、例えば、Ｐ動作、ＰＩ動作、ＰＩＤ動作などが用いられる。本実施形態はフィードバック制御を用いているが、他の制御方法も可能である。すなわち周波数ｆ１とｆ２の検出信号の和の値が評価可能でさえあれば、これによって差の値を後段で再評価し導電性物体１の電極への挿入量ｘを知るフィードフォワード処理も可能である。
【００３１】
図１２はフィードフォワード制御を用いた実施形態であり、図１１に示す実施形態の拡張で、実質的には図１１の装置に含まれる装置である。受信電極３に発生した電流は増幅器１１で増幅され、バンドパスフィルタ２２ａ，２２ｂにより周波数ｆ１とｆ２の電流に分離され、それぞれ整流器２３ａ，２３ｂで整流された後、減算器２４と加算器２５で減算および加算される。加算器２５の出力は反転器２８で逆数が算出されこの逆数と減算器２４の出力が掛算器２９で掛算され、この値が導電性物体１の電極への挿入量ｘとなる。
【００３２】
次に第３実施形態を図１３を参照して説明する。第３実施形態は送信電極２を１個のインピーダンスで構成し、反対端に第１電源４ａの電圧Ｅｔを印加し、挿入端に第２電源４ｂの電圧Ｅｔを印加する。これにより挿入量ｘの位置での周波数ｆ１の電圧はｘＥｔ、周波数ｆ２の電圧は（１−ｘ）Ｅｔとなり、電気力線の密度分布は図４に示した実線と破線の成分を合成したものが得られる。本実施形態におけるｆ１成分とｆ２成分の合成は送信電極内で行われる。本実施形態においても電気力線密度を意図にかなった形状で分布させるという目的に合致する。さらに本実施形態においても、図７で説明したように、送信電極２のインピーダンスの変化曲線を出力特性の非直線性を補整するように分布させることにより非線形補整回路が不要になることは明らかである。なお、受信電極３以降の構成は、図８〜図１２の何れかの構成が用いられる。
【００３３】
次に第４実施形態を図１４、図１５を参照して説明する。第４実施形態は（７）式において、電極間の距離Ｌを調整して電気力線の密度分布を所望の分布にする方法である。導電性物体１の挿入方向に平行に受信電極３が設けられている。送信電極２は第１電極２ａと第２電極２ｂからなり、第１電極２ａは受信電極３との距離が挿入端で離れ反対端で近づくように直線状に傾斜し、第２電極２ｂは受信電極３に対して第１電極２ａと反対の形状に配置されている。両電極２ａ，２ｂは、実質的に等しい形状をなし、導体で構成されている。受信電極３は導体で構成され、どの部分の電位も実質的に一様である。第１電極２ａには第１電源４ａより周波数ｆ１の電圧Ｅｔが印加され、第２電極２ｂには第２電源４ｂより周波数ｆ２の電圧Ｅｔが印加されており、両電極２ａ，２ｂのどの位置の電圧も電源電圧Ｅｔとなっている。なお、受信電極３以降の構成は、図８〜図１２の何れかの構成が用いられる。
【００３４】
かかる構成により、周波数ｆ１およびｆ２の成分の電気力線の密度分布は図４に準じた分布が得られる。ただし送信電極２と受信電極３との距離Ｌの変化に対し電気力線密度分布は直線的ではなく、直角双曲線の一部をなして変化するので、受信電極３で得られる電流の比は図５に示す曲線とは異なる傾向を示す。
【００３５】
図１５は送信電極２（第１電極２ａ，第２電極２ｂ）と受信電極３との距離を平面的に表している。導電性物体１の電極２，３への挿入量ｘにおける周波数ｆ１とｆ２の電気力線密度、ＥＭｆ_1XとＥＭｆ_2Xはｙ＝１−ｘとして次の式で表される。
ＥＭｆ_1X＝ｋ／Ｌ１＝ｋ／（ｐｙ＋Ｇ）
ＥＭｆ_2X＝ｋ／Ｌ２＝ｋ／（ｐｘ＋Ｇ）
ここでｋは係数で周囲環境の影響を受けて変動する。
従って導電性物体１によって遮断される電気力線の積分は次のようになる。
（ｋ／ｐ）log(ｐｙ＋Ｇ）
（ｋ／ｐ）log(ｐｘ＋Ｇ）
導電性物体１が挿入されないときの電気力線の積分は、周波数ｆ１とｆ２の電気力線とも同一で（ｋ／ｐ）log(ｐ＋Ｇ）である。従ってｘだけ遮蔽したときの残留電気力線の積分は次のようになる。
（ｋ／ｐ）log(ｐ＋Ｇ）−（ｋ／ｐ）log(ｐｙ＋Ｇ）
（ｋ／ｐ）log(ｐ＋Ｇ）−（ｋ／ｐ）log(ｐｘ＋Ｇ）
両者の比Ｉ_LDは次のようになる。
【００３６】
【数１】

【００３７】
（８）式ではｋは消去さているため、安定な検出ができる。ただし本実施形態においてはｐとＧが単独で変動することは許されない。受信電極３に発生する電流の比Ｉ_LDは（８）式で示すように対数曲線となり直線とはならない。しかし図６、図１３に示した実施形態における処置に準じ、これを補整するような曲率を持つ電極を用いて解決できる。なお、本実施形態においては交流信号Ｓ１，Ｓ２を電気的に混合した後に送信するならば、受信電極と送信電極は互いに交換可能である。
【００３８】
次に第５実施形態を図１６〜１８を参照して説明する。第５実施形態は（７）式において、電極間の誘電率εを調整して電気力線の密度分布を所望の分布にする。導電性物体１の挿入方向に平行に送信電極２と受信電極３が対向して設けられている。送信電極２は第１電極２ａと第２電極２ｂからなり、並行して配置され、実質的に等しい形状をなし、導体で構成されている。周波数ｆ１の交流信号Ｓ１を発生する第１電源４ａは第１電極２ａに接続され、第１電極２ａを周波数ｆ１、電圧Ｅｔで駆動する。周波数ｆ２の交流信号Ｓ２を発生する第２電源４ｂは第２電極２ｂに接続され、第２電極２ｂを周波数ｆ２、電圧Ｅｔで駆動する。
【００３９】
図１７は電極２，３間に設けられる誘電率変化体６の構造を示す。誘電率変化体６は、例えば、誘電率の異なる複数の誘電体の粉末を長さ方向に合成誘電率が直線状に変化するように分布させながら混合し焼成することによって得られる。図１７の誘電率変化体６は黒丸により誘電率の高い誘電体の分布を模式的に表したものである。図１７Ａは第１電極２ａと受信電極３の間に誘電率変化体６を配置した状態を示す。誘電率変化体６はその誘電率が挿入端で低く、反対端で高くなるように配置される。図１７Ｂは第２電極２ｂと受信電極３の間に誘電率変化体６を配置した状態を示す。誘電率変化体６の配置を第１電極２ａの場合と逆にしたもので、その誘電率が挿入端で高く、反対端で低くなるように配置される。なお誘電率変化体６は送信電極２と受信電極３の間に配置され、導電性物体１に当たらないよういずれかの電極２，３に近づけて、または接触させて配置される。かかる構成により送信電極２と受信電極３との間に図４に示した密度分布の電気力線を発生することができる。
【００４０】
図１８は別の誘電率変化体を示す。誘電体をくさび状に加工したもので、長さ方向に合成誘電率が直線状に変化するようにしたものである。図１８Ａは第１電極２ａと受信電極３の間に誘電率変化体６を配置した状態を示す。誘電率変化体６は第１くさび６ａと第２くさび６ｂからなり、両者は同一形状のくさびよりなる。第１くさび６ａは誘電率の高い誘電体で構成され、第２くさび６ｂは誘電率の低い誘電体で構成されている。この組み合わせによって、誘電率変化体６はその合成変化率が挿入端で低く、反対端で高くなる。両くさび６ａ，６ｂは図１８Ａに示すように向かい合せ厚みが同じになるように結合されている。図１８Ｂは第２電極２ｂと受信電極３の間に誘電率変化体６を配置した状態を示す。誘電率変化体６の配置を第１電極２ａの場合と逆にしたもので、その合成誘電率が挿入端で高く、反対端で低くなるように配置される。かかる構成により送信電極２と受信電極３との間に図４に示した密度分布の電気力線を発生することができる。なお、上の説明では２個のくさびを組み合わせて用いたが、いずれか一方のくさびのみを用いてもよい。
【００４１】
次に第６実施形態を図１９を参照して説明する。第１〜５実施形態ではいずれも励振源として２つの周波数ｆ１とｆ２を同時に、つまり１つの時間帯で用いたが、第６実施形態では１つの周波数を２つの時間帯で用いる。この方法はいずれの実施形態にも適用可能であるが、図１３に示した第３実施形態に適用した場合を説明する。
【００４２】
図１９において、周波数ｆ１の交流信号Ｓ１を発生する第１電源４ａに転換スイッチ７を接続し、この転換スイッチ７を送信電極２に接続する。これにより送信電極２の一端を第１電源４ａに接続し、他端を接地する接続と、この逆の接続を転換スイッチ７により行なうことができる。受信電極３には増幅器１１、Ａ／Ｄ変換器１６、メモリ３０、デジタル割算器１７が接続されている。
【００４３】
かかる構成により、第１電源２ａを投入すると、送信電極２と受信電極３間には図４の実線（または破線）で示す電気力線の密度分布が得られる。この時収集されたデータはＡ／Ｄ変換された後、一旦メモリ３０に蓄えられる。その後転換スイッチ７を転換すると、電気力線密度分布は図４の破線（または実線）で示すようになる。このときのデータをＡ／Ｄ変換しメモリ３０に蓄えられたデータとともにデジタル割算器１７で処理することにより、導電性物体１の電極２，３への挿入量ｘを算出することができる。本実施形態は、電源、バンドパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換器はそれぞれ１個でよいので、経済的に優れており、また現在一般的となったコンピュータでの信号処理にも向いている。
【００４４】
以上に説明した実施形態では、ｘ＝１となる極限状態では基本的に演算が実施困難であり、ｘの範囲を、例えば、０＜ｘ＜0 .8となるように制限すべきであると説明した。このことは実用上決定的な問題点とはならないが、できれば改良されることが望ましい。図２０はこの問題点を解決した実施形態の１つである。電極２，３は図１３で説明した装置が用いられており、送信電極２の反対端にバイアスインピーダンス８を介して第１電源４ａが接続されている。このバイアスインピーダンス８の値を、送信電極２の２つの給電点間のインピーダンスの例えば１／４に設定する。これにより図４に相当する電気力線密度分布は図２１に示す１点鎖線より下の部分だけが生成される。一方受信電極３に発生した電流は増幅器１１で実用的な電圧に変換される。次に周波数ｆ１に同調したバンドパスフィルタ１２ａ、周波数ｆ２に同調したバンドパスフィルタ１２ｂを通して、ｆ１成分とｆ２成分に分離され、整流器１３ａ、整流器１３ｂによって直流信号に変換され、それぞれ加算器３１ａ，３１ｂに導かれ、Ｂ１，Ｂ２なる固定電圧が加算される。このＢ１，Ｂ２の値はそれぞれ図２１の１点鎖線より上の部分の実線及び破線で示した電気力線の積分に相当する値に設定してある。この加算したそれぞれの値を割算器１４で割算することより、挿入量ｘが得られる。この構成では、見掛け上、導電性物体１を電極２の最深部まで挿入されたとしても、構成全体の信号処理の流れからみれば、ｘ＜0 .8の条件が保たれているため、導電性物体１のいかなる挿入位置においても演算が困難または不可能になることはない。ｘがとることを許される最大値（今までの説明では0 .8）は主に、実際のシステムが遭遇する信号と雑音の比から決定するとよい。
【００４５】
【発明の効果】
以上の説明より明らかなように、本発明によれば、静電式３端子型導電性物体端部検出装置が持つ、本質的な不安定性、即ち、電圧、電極間距離、誘電率等の変化に代表される外部要因による測定値の変動を解消した装置を構成することが可能になる。なお、信号源として実施形態では２つの周波数による構成例を示したが、実用上、２を越える周波数を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】導電性物体の挿入量を静電容量の変化により検出する装置の基本回路図である。
【図２】導電性物体の挿入量を電気力線の変化により検出する装置の基本回路図である。
【図３】静電式３端子型検出器の基本動作を示す概念図である。
【図４】本発明の基本要件となる電気力線の密度分布を示す図である。
【図５】本発明の導電性物体の端部位置と出力信号との関係を示す理論的曲線を示す図である。
【図６】第１実施形態の構成を示す図である。
【図７】出力（電流比）の非直線性を矯正するための送信電極に対する要件を説明する図である。
【図８】受信電極で得られた信号を処理するブロック図である。
【図９】受信電極で得られた信号をデジタル信号に変換して処理するブロック図である。
【図１０】図９のブロック図を改良しデジタル増幅器とルックアップテーブルを１個のルックアップテーブルに置き換えたブロック図である。
【図１１】第２実施形態の構成を示す図で、受信電極で得られる電流の和と差から挿入量ｘを検出するブロック図である。
【図１２】図１１のブロック図を変形したブロック図である。
【図１３】第３実施形態の構成を示す図である。
【図１４】第４実施形態の構成を示す図である。
【図１５】送信電極と受信電極との距離の変化を示す図である。
【図１６】第５実施形態の構成を示す図である。
【図１７】送信電極と受信電極間の合成誘電率を連続的に変化させる方法を示す図である。
【図１８】送信電極と受信電極間の合成誘電率を連続的に変化させる別の方法を示す図である。
【図１９】第６実施形態の構成を示す図である。
【図２０】挿入量ｘが１に近づき演算が不安定になる領域を回避する方法を示す図である。
【図２１】送信電極と受信電極間の電気力線の密度分布を示す図である。
【符号の説明】
１導電性物体
２送信電極
２ａ第１電極
２ｂ第２電極
３受信電極
４ａ第１電源
４ｂ第２電源
５負荷抵抗
６誘電率変化体
６ａ第１くさび
６ｂ第２くさび
７転換スイッチ
８バイアスインピーダンス
１１増幅器
１２ａ，１２ｂ，２２ａ，２２ｂバンドパスフィルタ
１３ａ，１３ｂ，２３ａ，２３ｂ整流器
１４アナログ割算器
１５非線形補正器
１６，１６ａ，１６ｂＡ／Ｄ変換器
１７デジタル割算器
１８，１９ルックアップテーブル
２１可変増幅率増幅器
２４減算器
２５加算器
２６制御信号発生器
２７固定値設定器
２８反転器
２９掛算器
３０メモリ
３１ａ，３１ｂ加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an apparatus for detecting an amount of a conductive object mainly having a band shape, for example, an end of a metal entering an electrode part constituting the detection apparatus.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, various techniques have been devised and used for the purpose of detecting the position of the end of the conductive belt. For example, there are those that detect photoelectrically, those that use image information, and those that detect electromagnetically. Each of these has its advantages and disadvantages, and has been properly used depending on the application.
[0003]
In addition to these methods, there is a method for evaluating changes in capacitance or information obtained through the method as a method that has been put into practical use. In principle, the technique using capacitance is further classified into two types. The first method is a method for evaluating the change in capacitance itself, and an example thereof is shown in FIG. Resonance frequency formed with the tuning coil 104 by applying an AC power source 101 between the conductive strip 100 and the electrode 102 and changing the capacitance according to the insertion amount X of the conductive strip 100 inserted between the electrodes 102. The change of the resonance current is amplified by the amplifier 103 and the insertion amount X is detected.
[0004]
The second method is a method for evaluating the degree to which a signal transmitted through the capacitance, for example, a high frequency voltage is modulated by a conductive object inserted in the capacitance. FIG. 2 shows an example of the second method. The AC power supply 101 is applied to the transmission electrode 102a, and the amplifier 103 amplifies a current that changes depending on the insertion amount X of the conductive strip 100 inserted between the transmission electrode 102a and the reception electrode 102b, and detects the insertion amount X.
[0005]
The second method has an input terminal and an output terminal, and changes the output of a function defined between the two according to the insertion position of the conductive object. The second method is shown by a simplified formula.
Y = K · X (1)
Where Y: output value, for example, voltage, K: coefficient, X: amount of insertion of conductive object into electrode
[0006]
The present invention described below belongs to the category of the second method, and hereinafter, the second method will be referred to as “electrostatic three-terminal type”. The excitation power source used in the electrostatic three-terminal type system often uses high-frequency alternating current, and this is also used in the present invention, but this is simply selected based on the ease of realizing practical performance, The present invention can be realized by using any frequency exceeding zero.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
As shown in the above equation (1), it is desirable that the function is sensitive only to the amount of insertion of the conductive object into the electrode. However, in reality, various factors intervene and the coefficient drifts. The following equation (2) is obtained by making equation (1) close to the substance.
Y = (1 + α) · K · X (2)
Where α: coefficient drift
α varies, for example, when the dielectric constant of the space changes complicatedly with temperature, humidity, pressure, etc., the physical distance between the input and output electrodes varies, or the surrounding electrical reflections and leakage . However, conventionally, the formula (2) is used on the assumption that α does not vary or is minute. Needless to say, this has become a practical limitation, and the application range and convenience have been impaired.
[0008]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an apparatus that detects the amount of insertion of a conductive object into an electrode without being affected by surrounding conditions.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The fundamental concept of the present invention is based on the prediction that α in equation (2), that is, various inconveniences, will occur equally in the physical exclusive space of the detection apparatus. In describing the solution, first, the common basic principle of the electrostatic three-terminal type will be described. FIG. 3 is a diagram for explaining this principle. Between the transmitting electrode 2 and the receiving electrode 3 provided to face each other, the conductive object 1 is inserted by x. An AC voltage is applied from the AC power source 4 to the transmission electrode 2, and electric lines of force are formed between the

electrodes

2 and 3. Here, only the first-order approximation will be mentioned, and the edge effect of capacitance and the curvature of electric lines of force will be ignored for simplicity of explanation.
[0010]
Under this condition, when the electric field gradient is the same, the lines of electric force are distributed with equal density over the entire electrode. As shown in FIG. 3, the electric lines of force converge to form a current and flow through the load resistor 5. If the impedance of the portion forming the capacitance is sufficiently larger than the load resistance value, the voltage generated at the load resistance 5 is proportional to the total number of electric lines of force collected at the receiving electrode 3. In FIG. 3, the lines of electric force are divided into two groups and are shown as being concentrated on the resistive load 5 and the conductive object 1 that is the measurement target. Since the density of the electric field lines depends on the electric field gradient, the density of the a group flowing through the receiving electrode 3 is different from that of the b group flowing through the conductive object 1, but this system is subject to evaluation of the a group. This does not cause any inconvenience for the measurement because of the electric field lines. After all, the current flowing through the load resistor 5 depends on the insertion amount x of the conductive object 1, and the relationship is linear as a first approximation and is expressed by the following equation.
[0011]
I _L = K · (1-x)
Where I _L : Current flowing through the load resistor 5, k: proportional constant, number 1: the length of both electrodes (the length in the insertion direction of the conductive object 1) is represented as 1.
It should be noted that any disturbance element that affects the density of the electric field lines of the a group causes measurement errors, and it is an object of the present invention to solve this.
[0012]
Up to now, the case where only one frequency exists regarding the applied voltage, in other words, the electric lines of force generated by the voltage has been described, but here, electric lines of force having a plurality of frequency components are mixed. Is considered. In particular, the number of frequency components is 2, f ₁ , F ₂ And the density of the electric field lines at those frequencies is one-dimensionally distributed as follows.
EMf _1X = X (3)
EMf _2X = (1-x) (4)
Where EMf _1X : Frequency f at point x ₁ Electric field line density, EMf _2X : Frequency f at point x ₂ X is the amount of insertion of the conductive object into the electrode, and the numeral 1: the length of both electrodes (the length in the direction of insertion of the conductive object 1) is 1.
[0013]
FIG. 4 is a diagram in which the density distribution of electric lines of force is replaced with the length of the arrow, and the solid line indicates the frequency f indicated by equation (3). ₁ The broken line indicates the frequency f ₂ The electric field line density is shown. The current flowing through the load resistor 5 is proportional to the integral of the electric lines of force that reach the receiving electrode without being interrupted by the conductive object 1 as shown in FIG. When the range of x is (0 <x <1) and the integration range is from x to 1, the current is expressed by the following equation.

Where I _L f _1X Is the frequency f ₁ Current flowing through the load resistor 5 due to _L f _2X Is the frequency f ₂ Current flowing through the load resistor 5 by the electric lines of force.
[0014]
Where I _L f _2X And I _L f _1X The ratio is calculated by the following equation.
I _L f _2X / I _L f _1X = (1-x) / (1 + x) (5)
This ratio takes a continuous value from 1 to 0 as a limit value.
[0015]
FIG. 5 shows the relationship between the current ratio and the insertion amount x. The vertical axis is the current ratio I _L f _2X / I _L f _1X And the horizontal axis represents the normalized insertion amount x. FIG. 5 shows a theoretical calculation result. The limit value where x = 1 is 0/0 indefinite, but by limiting the maximum value x can take (for example, 0.8), the practical problem is Absent. If the ratio of this current is determined, the value of x is uniquely determined, so that a measurement system for x is established, and the insertion amount x of the conductive object into the electrode can be detected. What should be noted here is that the item k is eliminated by obtaining the ratio of the currents of both frequency components. That is, factors that affect k, such as excitation power supply voltage, spatial dielectric constant, distance between transmitter and receiver electrodes, electrode dimensions that affect the total number of lines of electric force, etc., affect the measured value as a primary approximation. Don't give. In an application where the non-linearity of FIG. 5 becomes a problem, it can be corrected by applying a linearizing means such as a nonlinear amplifier or a lookup table.
[0016]
Further, the following calculation is performed as another process.
I _L f _1X And I _L f _2X Sum I _LA Ask for.
I _LA = 1/2 · k (1-x) ((1 + x) + (1-x)) = k (1-x)
I _L f _1X And I _L f _2X Difference I _LD Ask for.
I _LD = I _L f _1X -I _L f _2X = 1/2 · k (1-x) ((1 + x)-(1-x))
= K (1-x) x
[0017]
Here, if an amplifier with a variable amplification factor is introduced into the receiving system, v is the amplification factor of the amplifier.
I _LA = Vk (1-x)
It becomes.
By adjusting v appropriately, I _LA Is always kept at an arbitrarily fixed value C,
Current difference I from k (1-x) = C _LD Is
I _LD = C · x
x = I _LD /C...(6)
[0018]
Thus, the output current difference I _LD And the insertion amount x of the conductive object into the electrode can maintain a direct proportional relationship, and a system independent of k is configured. Again, in the extreme state where x is 1, I _LA Since v for keeping C diverges, the maximum value of x is preferably limited to a specific design allowable range, for example, 0.8 or less.
[0019]
As described above, in the present invention, the density distribution of the lines of electric force generated between the transmission electrode and the reception electrode increases monotonously from the end of the electrode as shown in FIG. 4 and the reverse distribution. And the current generated in the receiving electrode when x is inserted from the end of the electrode is processed, so that a stable measurement value x can always be obtained without depending on the environmental constant.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The density ρ of the lines of electric force generated between the electrodes depends on the voltage e between the electrodes, the distance L between the electrodes, and the dielectric constant ε of the space existing between the electrodes, as shown in the following equation.
ρ = keε / L (7)
Therefore, the distribution of the electric lines of force at a desired density is realized by adjusting these elements e, ε, and L.
[0021]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the first embodiment of the present invention. A transmitting electrode 2 and a receiving electrode 3 are provided to face each other in parallel with the insertion direction of the conductive object 1. The transmission electrode 2 includes a first electrode 2a and a second electrode 2b, which are arranged in parallel, have substantially the same shape, and are composed of a resistor or an object that exhibits an effective impedance at a use frequency, for example, an inductance. . The receiving electrode 3 is composed of a conductor, and the electric potential of any part is substantially uniform, and the current generated by the electric lines of force collected on the receiving electrode 3 is proportional to the integral of the electric lines of force. A load resistor 5 is connected to the receiving electrode 3, and an output voltage is taken out from the load resistor 5. The configuration of the receiving electrode 3 is the same in the following embodiments. The first power source 4a that generates the AC signal S1 having the frequency f1 is connected to the opposite end (hereinafter referred to as the opposite end) of the first electrode 2a on the side where the conductive object 1 is inserted (hereinafter referred to as the insertion end). The end is grounded. The second power source 4b that generates the AC signal S2 having the frequency f2 is connected to the insertion end of the second electrode 2b, and the opposite end is grounded. Further, the voltages E1 and E2 of the AC signals S1 and S2 are set equal to each other.
[0022]
With this configuration, a linearly changing voltage distribution is obtained with the first electrode 2a being 0 at the insertion end and Et at the opposite end. Further, in the second electrode 2b, a linearly changing voltage distribution is obtained which is Et at the insertion end and 0 at the opposite end. It is clear that the change shape of this voltage depends on the resistance or impedance distribution of the transmission electrode 2 (hereinafter, impedance is assumed to include pure resistance), and if the impedance distribution of the transmission electrode 2 is uniform The density distribution of the electric lines of force is equal to the distribution shown in FIG. This configuration achieves the purpose of making the density distribution of the electric field lines, which is a fundamental requirement of the present invention, into a shape suitable for the purpose. In the present embodiment, the synthesis of the f1 component and the f2 component of the signal extracted from the reception electrode 3 is performed in the space and the reception electrode 3. The geometric similarity of the first electrode 2a and the second electrode 2b and the fairness of the facing of the receiving electrode 3 with respect to each of the first electrode 2a and the second electrode 2b are important.
[0023]
On the other hand, if the impedance distribution of the first electrode 2a and / or the second electrode 2b is intentionally controlled, the density distribution of the electric lines of force corresponding to FIG. 4 can be made non-linear. Is clear. Therefore, by setting the impedance distribution so as to compensate the output characteristics of FIG. 5 (the current ratio shown in the equation (5)), the above-described nonlinear compensation in the signal processing after that is unnecessary and convenient.
[0024]
FIG. 7 is a diagram conceptually illustrating the requirements for performing the process of linearizing the output characteristics. The vertical scale of the axis 1 indicates the normalized position of the insertion amount x of the conductive object 1 into the electrode, and the scales of the other axes are shown corresponding to this position. Since the axis 2 shows the normalized impedance distribution of the transmission electrode 2 and changes linearly, the scale is the same as that of the axis 1. The axis 3 shows the standardized output (current ratio shown in equation (5)) when no processing is performed. In addition, the axis | shaft 1 shows the horizontal axis | shaft of FIG. 5, and the axis | shaft 3 shows a vertical axis | shaft. The insertion amount x of the conductive object 1 into the electrode and the standardized output p have the same relationship as the equation (5).
p = (1-x) / (1 + x)
From this equation, the position of x with respect to an arbitrary p is expressed by the following equation.
x = (1-p) / (1 + p)
[0025]
Thus, in order to finally obtain a linear output characteristic as shown by the axis 4, it is understood that the impedance distribution shown by the axis 5 may be used instead of the linear impedance distribution shown by the axis 2. The actual method of creating such a nonlinear impedance distribution depends on the specific method of electrode material and impedance creation, and is not related to the gist of the present invention. For example, if a resistor is used for the electrode material, If the resistance value per unit length is changed by changing the thickness of the electrode, or if the inductance is used to create the impedance, there is no particular difficulty such as changing the winding pitch depending on the location. In the actual design, the implementation of this case may be determined by comparing the economics of providing the transmission electrode with a nonlinear impedance distribution and mounting the nonlinear correction means.
[0026]
FIG. 8 shows a configuration for processing the current obtained at the receiving electrode 3. The current collected at the receiving electrode 3 is converted into a practical voltage by the amplifier 11. Next, the signal is separated into the f1 component and the f2 component through the bandpass filter 12a tuned to the frequency f1 and the bandpass filter 12b tuned to the frequency f2, and converted into a DC signal by the rectifier 13a and the rectifier 13b. Then, the insertion amount x of the conductive object 1 into the

electrodes

2 and 3 is detected by the method shown in the equation (5). Thereafter, if necessary, the nonlinearity shown in FIG. 5 is linearly corrected by the nonlinear corrector 15 to obtain a final output.
[0027]
FIG. 9 shows an apparatus for processing the current obtained at the receiving electrode 3 with a digital element. The steps up to the

rectifiers

13a and 13b are the same as those in FIG. 8, and then converted into digital data by the A /

D converters

16a and 16b, led to the digital divider 17 and inserted into the

electrodes

2 and 3 of the conductive object 1. x is calculated. Thereafter, if necessary, the output is corrected to a straight line using the lookup table 18 to obtain the final output.
[0028]
FIG. 10 shows an example of a circuit simplified in the digital processing system shown in FIG. 9 by replacing the digital divider 17 and the look-up table 18 with one 2-port look-up table. Since this look-up table 19 can convert any combination of signals of the two ports into an arbitrary signal and output it, the operation performed in the two

blocks

17 and 18 in FIG. 9 can be replaced with one block. . Regarding the size of the lookup table 19, if the data after A / D conversion is 8 bits, it can be realized by a ROM having 16 address bits, that is, 64 kilobytes = 512 kilobits, which is sufficiently practical. Note that the lookup table 19 may have only a division function. In the circuits of FIGS. 9 and 10, the processing after A / D conversion can be replaced by using a software method such as a computer.
[0029]
Next, a second embodiment will be described. In the apparatus shown in FIGS. 8 to 10 of the first embodiment, the insertion amount x of the conductive object 1 into the electrode is obtained from the current ratio based on the equation (5). However, in the second embodiment, The difference is obtained and the insertion amount x is obtained based on the equation (6). FIG. 11 is a diagram showing the configuration of the second embodiment. The current generated in the reception electrode 3 is amplified by the variable amplification factor amplifier 21, separated into frequency f1 and f2 components by the

bandpass filters

22a and 22b, rectified by the

rectifiers

23a and 23b, respectively, and then added to the subtractor 24. Subtracter 25 adds and adds. The control signal generator 26 determines the gain of the variable gain amplifier 21 so that the output of the adder 25 matches the fixed value C set by the fixed value setter 27. The output of the subtractor 24 is the final output that should be the amount of insertion x into the electrode of the conductive object 1.
[0030]
The output of the adder 25 is compared with a fixed value C. As a result of controlling the amplification factor of the variable amplification factor amplifier 21 with a control signal based on the difference between them, the output of the adder 25 is always kept at a constant value. At this time, the output of the subtractor 24 is directly proportional to the insertion amount x of the conductive object 1 into the electrode as shown in the equation (6). The output of the control signal generator 26 is created based on the difference between the output of the adder 25 and the fixed value C. However, the method is arbitrary, and for example, P operation, PI operation, PID operation, etc. are used. Although this embodiment uses feedback control, other control methods are possible. That is, as long as the sum value of the detection signals of the frequencies f1 and f2 can be evaluated, a feedforward process can be performed in which the difference value is reevaluated later and the insertion amount x of the conductive object 1 into the electrode is known. is there.
[0031]
FIG. 12 shows an embodiment using feedforward control, which is an extension of the embodiment shown in FIG. 11 and is substantially included in the apparatus of FIG. The current generated in the receiving electrode 3 is amplified by the amplifier 11, separated into currents of the frequencies f1 and f2 by the

bandpass filters

22a and 22b, rectified by the

rectifiers

23a and 23b, respectively, and then subtracted by the subtractor 24 and the adder 25. Subtracted and added. The reciprocal of the output of the adder 25 is calculated by the inverter 28, and the reciprocal is multiplied by the output of the subtractor 24 by the multiplier 29, and this value becomes the insertion amount x into the electrode of the conductive object 1.
[0032]
Next, a third embodiment will be described with reference to FIG. In the third embodiment, the transmission electrode 2 is configured with one impedance, the voltage Et of the first power supply 4a is applied to the opposite end, and the voltage Et of the second power supply 4b is applied to the insertion end. As a result, the frequency f1 voltage at the position of the insertion amount x is xEt, the frequency f2 voltage is (1-x) Et, and the density distribution of the lines of electric force is a combination of the solid line and broken line components shown in FIG. Is obtained. The synthesis of the f1 component and the f2 component in this embodiment is performed in the transmission electrode. This embodiment also meets the purpose of distributing the electric field line density in an intended shape. Furthermore, in this embodiment, as described with reference to FIG. 7, it is clear that the nonlinear correction circuit is not required by distributing the impedance change curve of the transmission electrode 2 so as to compensate the nonlinearity of the output characteristics. is there. In addition, the structure after the receiving electrode 3 uses any structure of FIGS.
[0033]
Next, a fourth embodiment will be described with reference to FIGS. The fourth embodiment is a method of adjusting the distance L between the electrodes in Equation (7) to make the density distribution of the electric lines of force a desired distribution. A receiving electrode 3 is provided in parallel with the insertion direction of the conductive object 1. The transmission electrode 2 is composed of a first electrode 2a and a second electrode 2b. The first electrode 2a is linearly inclined so that the distance from the reception electrode 3 is separated at the insertion end and approaches at the opposite end, and the second electrode 2b is received. The electrode 3 is disposed in a shape opposite to that of the first electrode 2a. Both

electrodes

2a and 2b have substantially the same shape and are made of a conductor. The receiving electrode 3 is made of a conductor, and the potential of any part is substantially uniform. The voltage Et of the frequency f1 is applied to the first electrode 2a from the first power source 4a, and the voltage Et of the frequency f2 is applied to the second electrode 2b from the second power source 4b. Is also the power supply voltage Et. In addition, the structure after the receiving electrode 3 uses any structure of FIGS.
[0034]
With this configuration, the density distribution of the electric lines of force of the components of the frequencies f1 and f2 can be obtained according to FIG. However, the electric force line density distribution is not linear with respect to the change in the distance L between the transmitting electrode 2 and the receiving electrode 3, but changes as a part of a right-angled hyperbola. 5 shows a tendency different from the curve shown in FIG.
[0035]
FIG. 15 shows the distance between the transmission electrode 2 (the first electrode 2a and the second electrode 2b) and the reception electrode 3 in a plan view. Electric force line density at frequencies f1 and f2 at the insertion amount x of the conductive object 1 into the

electrodes

2 and 3, EMf _1X And EMf _2X Is represented by the following equation where y = 1−x.
EMf _1X = K / L1 = k / (py + G)
EMf _2X = K / L2 = k / (px + G)
Here, k is a coefficient and varies under the influence of the surrounding environment.
Therefore, the integration of the electric lines of force blocked by the conductive object 1 is as follows.
(K / p) log (py + G)
(K / p) log (px + G)
The integral of the electric lines of force when the conductive object 1 is not inserted is the same as the electric lines of force at the frequencies f1 and f2, and is (k / p) log (p + G). Accordingly, the integral of the residual electric field lines when only x is shielded is as follows.
(K / p) log (p + G)-(k / p) log (py + G)
(K / p) log (p + G)-(k / p) log (px + G)
Ratio I of both _LD Is as follows.
[0036]
[Expression 1]

[0037]
In equation (8), k is eliminated, so that stable detection can be performed. However, in this embodiment, p and G are not allowed to fluctuate independently. Ratio I of current generated in the receiving electrode 3 _LD Becomes a logarithmic curve as shown by the equation (8) and does not become a straight line. However, this can be solved by using an electrode having a curvature that compensates for the treatment in the embodiment shown in FIGS. In the present embodiment, if the AC signals S1 and S2 are transmitted after being electrically mixed, the reception electrode and the transmission electrode are interchangeable.
[0038]
Next, a fifth embodiment will be described with reference to FIGS. In the fifth embodiment, in equation (7), the dielectric constant ε between the electrodes is adjusted so that the density distribution of the electric lines of force is a desired distribution. A transmitting electrode 2 and a receiving electrode 3 are provided to face each other in parallel with the insertion direction of the conductive object 1. The transmission electrode 2 includes a first electrode 2a and a second electrode 2b, is arranged in parallel, has substantially the same shape, and is made of a conductor. A first power source 4a that generates an AC signal S1 having a frequency f1 is connected to the first electrode 2a, and drives the first electrode 2a at a frequency f1 and a voltage Et. The second power source 4b that generates the AC signal S2 having the frequency f2 is connected to the second electrode 2b, and drives the second electrode 2b at the frequency f2 and the voltage Et.
[0039]
FIG. 17 shows the structure of the dielectric constant changing body 6 provided between the

electrodes

2 and 3. The dielectric constant changing body 6 can be obtained, for example, by mixing and firing a plurality of dielectric powders having different dielectric constants while distributing the composite dielectric constant in the length direction so as to change linearly. The dielectric constant changing body 6 in FIG. 17 schematically shows the distribution of dielectrics having a high dielectric constant by black circles. FIG. 17A shows a state in which the dielectric constant changing body 6 is disposed between the first electrode 2 a and the receiving electrode 3. The dielectric constant changing body 6 is arranged such that the dielectric constant is low at the insertion end and high at the opposite end. FIG. 17B shows a state where the dielectric constant changing body 6 is disposed between the second electrode 2 b and the receiving electrode 3. The arrangement of the dielectric constant changing body 6 is reversed to that of the first electrode 2a, and the dielectric constant is high at the insertion end and low at the opposite end. The dielectric constant changing body 6 is disposed between the transmission electrode 2 and the reception electrode 3 and is disposed close to or in contact with any of the

electrodes

2 and 3 so as not to contact the conductive object 1. With this configuration, electric lines of force having the density distribution shown in FIG. 4 can be generated between the transmission electrode 2 and the reception electrode 3.
[0040]
FIG. 18 shows another dielectric constant changing body. A dielectric is processed into a wedge shape, and the composite dielectric constant changes linearly in the length direction. FIG. 18A shows a state in which the dielectric constant changing body 6 is disposed between the first electrode 2 a and the receiving electrode 3. The dielectric constant changing body 6 includes a first wedge 6a and a second wedge 6b, both of which have the same shape. The first wedge 6a is made of a dielectric having a high dielectric constant, and the second wedge 6b is made of a dielectric having a low dielectric constant. With this combination, the composite change rate of the dielectric constant change body 6 is low at the insertion end and high at the opposite end. Both

wedges

6a and 6b are connected to face each other and have the same thickness as shown in FIG. 18A. FIG. 18B shows a state in which the dielectric constant changing body 6 is disposed between the second electrode 2 b and the receiving electrode 3. The arrangement of the dielectric constant changing body 6 is reversed from that of the first electrode 2a, and the dielectric constant is arranged so that the combined dielectric constant is high at the insertion end and low at the opposite end. With this configuration, electric lines of force having the density distribution shown in FIG. 4 can be generated between the transmission electrode 2 and the reception electrode 3. In the above description, two wedges are used in combination, but only one of the wedges may be used.
[0041]
Next, a sixth embodiment will be described with reference to FIG. In each of the first to fifth embodiments, two frequencies f1 and f2 are used simultaneously as an excitation source, that is, in one time zone. In the sixth embodiment, one frequency is used in two time zones. Although this method can be applied to any of the embodiments, the case where it is applied to the third embodiment shown in FIG. 13 will be described.
[0042]
In FIG. 19, a conversion switch 7 is connected to a first power supply 4 a that generates an AC signal S <b> 1 having a frequency f <b> 1, and this conversion switch 7 is connected to the transmission electrode 2. As a result, one end of the transmission electrode 2 can be connected to the first power source 4a and the other end can be grounded, and vice versa. An amplifier 11, an A / D converter 16, a memory 30, and a digital divider 17 are connected to the reception electrode 3.
[0043]
With this configuration, when the first power supply 2a is turned on, a density distribution of electric lines of force indicated by a solid line (or a broken line) in FIG. 4 is obtained between the transmission electrode 2 and the reception electrode 3. The data collected at this time is A / D converted and then temporarily stored in the memory 30. Thereafter, when the changeover switch 7 is changed, the electric force line density distribution becomes as indicated by a broken line (or a solid line) in FIG. The data x at this time is A / D converted and processed by the digital divider 17 together with the data stored in the memory 30, whereby the insertion amount x of the conductive object 1 into the

electrodes

2 and 3 can be calculated. In the present embodiment, since only one power source, band-pass filter, and A / D converter are required, this embodiment is economically superior and is also suitable for signal processing in computers that are now common.
[0044]
In the embodiment described above, the calculation is basically difficult in the limit state where x = 1, and the range of x should be limited so that, for example, 0 <x <0.8. explained. This is not a critical problem in practice, but it is desirable to improve it if possible. FIG. 20 shows one embodiment that solves this problem. For the

electrodes

2 and 3, the apparatus described in FIG. 13 is used, and the first power supply 4 a is connected to the opposite end of the transmission electrode 2 via the bias impedance 8. The value of the bias impedance 8 is set to, for example, 1/4 of the impedance between the two feeding points of the transmission electrode 2. As a result, only the portion below the one-dot chain line shown in FIG. 21 is generated in the electric force line density distribution corresponding to FIG. On the other hand, the current generated in the receiving electrode 3 is converted into a practical voltage by the amplifier 11. Next, the signal is separated into the f1 component and the f2 component through the bandpass filter 12a tuned to the frequency f1 and the bandpass filter 12b tuned to the frequency f2, and converted into a DC signal by the rectifier 13a and the rectifier 13b, and the adders 31a and 31b, respectively. And the fixed voltages B1 and B2 are added. The values of B1 and B2 are set to values corresponding to the integral of the electric lines of force indicated by the solid line and the broken line in the portion above the one-dot chain line in FIG. By dividing each added value by the divider 14, the insertion amount x is obtained. In this configuration, even if the conductive object 1 is apparently inserted to the deepest part of the electrode 2, the condition of x <0.8 is maintained in view of the signal processing flow of the entire configuration. The calculation does not become difficult or impossible at any insertion position of the sex object 1. The maximum value that x is allowed to take (0.8 in the above description) is mainly determined from the signal to noise ratio encountered by the actual system.
[0045]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, according to the present invention, the intrinsic instability of the electrostatic three-terminal type conductive object end detection device, that is, changes in voltage, distance between electrodes, dielectric constant, etc. It is possible to configure a device that eliminates fluctuations in measured values caused by external factors such as In the embodiment, the configuration example using two frequencies is shown as the signal source, but a frequency exceeding two may be used practically.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a basic circuit diagram of an apparatus for detecting an insertion amount of a conductive object by a change in capacitance.
FIG. 2 is a basic circuit diagram of an apparatus for detecting an insertion amount of a conductive object by a change in electric lines of force.
FIG. 3 is a conceptual diagram showing the basic operation of an electrostatic three-terminal detector.
FIG. 4 is a diagram showing a density distribution of electric field lines, which is a basic requirement of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a theoretical curve showing a relationship between an end position of a conductive object of the present invention and an output signal.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of the first embodiment.
FIG. 7 is a diagram illustrating requirements for a transmission electrode for correcting non-linearity of output (current ratio).
FIG. 8 is a block diagram for processing a signal obtained by a receiving electrode.
FIG. 9 is a block diagram for processing a signal obtained by a receiving electrode by converting it into a digital signal.
FIG. 10 is a block diagram in which the block diagram of FIG. 9 is improved and the digital amplifier and the lookup table are replaced with one lookup table.
FIG. 11 is a diagram showing the configuration of the second embodiment, and is a block diagram for detecting an insertion amount x from the sum and difference of currents obtained at receiving electrodes.
12 is a block diagram obtained by modifying the block diagram of FIG.
FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a third embodiment.
FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of a fourth embodiment.
FIG. 15 is a diagram showing a change in the distance between a transmission electrode and a reception electrode.
FIG. 16 is a diagram showing a configuration of a fifth embodiment.
FIG. 17 is a diagram illustrating a method of continuously changing a composite dielectric constant between a transmission electrode and a reception electrode.
FIG. 18 is a diagram showing another method for continuously changing the composite dielectric constant between the transmission electrode and the reception electrode.
FIG. 19 is a diagram showing a configuration of a sixth embodiment.
FIG. 20 is a diagram illustrating a method of avoiding a region where the insertion amount x approaches 1 and the calculation becomes unstable.
FIG. 21 is a diagram showing a density distribution of electric lines of force between a transmission electrode and a reception electrode.
[Explanation of symbols]
1 Conductive object
2 Transmitter electrode
2a First electrode
2b Second electrode
3 Receiver electrode
4a First power supply
4b Second power supply
5 Load resistance
6 Dielectric constant change body
6a 1st wedge
6b 2nd wedge
7 changeover switch
8 Bias impedance
11 Amplifier
12a, 12b, 22a, 22b Band pass filter
13a, 13b, 23a, 23b Rectifier
14 Analog divider
15 Nonlinear corrector
16, 16a, 16b A / D converter
17 Digital divider
18, 19 Look-up table
21 Variable gain amplifier
24 Subtractor
25 Adder
26 Control signal generator
27 Fixed value setter
28 Inverter
29 Multiplier
30 memory
31a, 31b Adder

Claims

導電性物体の端部の移動方向に対し傾斜して配置された導体よりなる第１電極と、前記移動方向に対し前記第１電極とは逆方向に傾斜して配置された導体よりなる第２電極と、により構成された送信電極と、
前記導電性物体を挟んで前記送信電極に対向して配置された受信電極と、
前記第１電極には第１周波数の第１交流信号を、前記第２電極には第２周波数の第２交流信号を、それぞれ印加する電源と、
前記第１電極に前記第１交流信号を印加することにより前記受信電極に発生する前記第１周波数の第１電流と、前記第２電極に前記第２交流信号を印加することにより前記受信電極に発生する前記第２周波数の第２電流と、により前記導電性物体の端部の前記送信電極と前記受信電極の間への挿入量を検出する検出手段と、
を備え、
前記第１電極の前記傾斜は前記第１電極と前記受信電極との距離が前記導電性物体の挿入方向に変化し、前記第２電極の前記傾斜は前記第２電極と前記受信電極との距離が前記導電性物体の挿入方向に前記第１電極の場合と逆に変化するように、前記第１及び第２電極を配置したことにより、
前記第１交流信号により前記第１電極から発生する電気力線は導電性物体の端部移動方向に連続的にかつ単調増加する密度分布とし、前記第２交流信号により前記第２電極から発生する電気力線は前記第１交流信号により発生する電気力線の密度分布と逆形状の密度分布とすることを特徴とする導電性物体の端部検出装置。A first electrode made of a conductor arranged to be inclined with respect to the moving direction of the end portion of the conductive object, and a second electrode made of a conductor arranged to be inclined in a direction opposite to the first electrode with respect to the moving direction. An electrode, and a transmission electrode configured by :
A receiving electrode disposed opposite the transmitting electrode across the conductive object;
A power supply for applying a first AC signal having a first frequency to the first electrode and a second AC signal having a second frequency to the second electrode ;
A first current of the first frequency generated in the receiving electrode by applying the first AC signal to the first electrode, and a second current signal applied to the receiving electrode by applying the second AC signal to the second electrode. a second current of the second frequency for generating a detection means for detecting the insertion amount into between the transmission electrode and the reception electrode end of the conductive object from two,
With
The inclination of the first electrode changes the distance between the first electrode and the reception electrode in the insertion direction of the conductive object, and the inclination of the second electrode indicates the distance between the second electrode and the reception electrode. By disposing the first and second electrodes so that changes in the insertion direction of the conductive object in the opposite direction to the case of the first electrode,
The lines of electric force generated from the first electrode by the first AC signal have a density distribution that continuously and monotonously increases in the direction of movement of the end of the conductive object, and are generated from the second electrode by the second AC signal. An apparatus for detecting an end portion of a conductive object, wherein the lines of electric force have a density distribution opposite to the density distribution of the electric lines of force generated by the first AC signal .

導電性物体の端部の移動方向に対し平行に配置された導体よりなる第１電極と、該第１電極に並んで配置された導体よりなる第２電極と、により構成された送信電極と、
前記導電性物体を挟んで前記送信電極に対向して配置された受信電極と、
前記第１電極には第１周波数の第１交流信号を、前記第２電極には第２周波数の第２交流信号を、それぞれ印加する電源と、
前記第１電極に前記第１交流信号を印加することにより前記受信電極に発生する前記第１周波数の第１電流と、前記第２電極に前記第２交流信号を印加することにより前記受信電極に発生する前記第２周波数の第２電流と、により前記導電性物体の端部の前記送信電極と前記受信電極の間への挿入量を検出する検出手段と、
を備え、
前記第１電極と前記受信電極との間には合成誘電率の大きさが前記導電性物体の移動方向に直線状に変化する第１誘電率変化体を設け、前記第２電極と前記受信電極との間には合成誘電率の大きさが前記導電性物体の移動方向に前記第１誘電率変化体と逆に変化する第２誘電率変化体を設けたことにより、
前記第１交流信号により前記第１電極から発生する電気力線は導電性物体の端部移動方向に連続的にかつ単調増加する密度分布とし、前記第２交流信号により前記第２電極から発生する電気力線は前記第１交流信号により発生する電気力線の密度分布と逆形状の密度分布とすることを特徴とする導電性物体の端部検出装置。 A transmission electrode composed of a first electrode made of a conductor arranged in parallel to the moving direction of the end of the conductive object, and a second electrode made of a conductor arranged in parallel with the first electrode;
A receiving electrode disposed opposite the transmitting electrode across the conductive object;
A power supply for applying a first AC signal having a first frequency to the first electrode and a second AC signal having a second frequency to the second electrode;
A first current of the first frequency generated in the receiving electrode by applying the first AC signal to the first electrode, and a second current signal applied to the receiving electrode by applying the second AC signal to the second electrode. Detecting means for detecting an insertion amount of the end portion of the conductive object between the transmitting electrode and the receiving electrode by the generated second current of the second frequency;
With
A first dielectric constant changing body is provided between the first electrode and the receiving electrode, the magnitude of the synthetic dielectric constant changing linearly in the moving direction of the conductive object, and the second electrode and the receiving electrode. By providing a second dielectric constant change body in which the magnitude of the synthetic dielectric constant changes in the direction opposite to the first dielectric constant change body in the moving direction of the conductive object,
The lines of electric force generated from the first electrode by the first AC signal have a density distribution that continuously and monotonously increases in the direction of movement of the end of the conductive object, and are generated from the second electrode by the second AC signal. An apparatus for detecting an end portion of a conductive object, wherein the lines of electric force have a density distribution opposite to the density distribution of the electric lines of force generated by the first AC signal .

前記検出手段は前記第１電流と前記第２電流との比から前記導電性物体の端部の挿入量を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の導電性物体の端部検出装置。 The end detection of the conductive object according to claim 1, wherein the detection unit detects an insertion amount of the end of the conductive object from a ratio between the first current and the second current. apparatus.

前記検出手段は前記第１電流と前記第２電流とをデジタルデータに変換しテーブルにより両者の比を求め、この比から前記導電性物体の端部の挿入量を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の導電性物体の端部検出装置。 The detection means converts the first current and the second current into digital data, obtains a ratio of the two by a table, and detects the insertion amount of the end of the conductive object from the ratio. Item 3. An end detection device for a conductive object according to Item 1 or 2 .

前記検出手段は前記第１電流と前記第２電流との和が常に一定値となるように前記第１及び第２電流を共通の増幅率で増幅し得られた２つの電流の差から前記導電性物体の端部の挿入量を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の導電性物体の端部検出装置。 The detecting means determines the conductivity from the difference between two currents obtained by amplifying the first and second currents with a common amplification factor so that the sum of the first current and the second current is always a constant value. The end detection device for a conductive object according to claim 1, wherein the insertion amount of the end of the conductive object is detected.

前記第１周波数と前記第２周波数を同一または異なった周波数とし、
前記第１電極に前記第１交流信号を印加する時間と、前記第２電極に前記第２交流信号を印加する時間と、を異なった時間とし、
前記検出手段は、前記第１及び第２電流のうち、前記第１及び第２交流信号のうち最初に前記送信電極に印加された信号に基づく電流を、後から前記送信電極に印加された信号に基づく電流が得られるまで保持し、両電流より前記導電性物体の端部の挿入量を検出することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の導電性物体の端部検出装置。 The first frequency and the second frequency are the same or different frequencies,
The time for applying the first AC signal to the first electrode and the time for applying the second AC signal to the second electrode are different times,
The detection means is a signal applied to the transmission electrode later, based on a signal that is first applied to the transmission electrode among the first and second AC signals among the first and second currents. 6. The end of the conductive object according to claim 1, wherein an insertion amount of the end of the conductive object is detected from both currents until a current based on the current is obtained. Detection device.