JP3981901B2

JP3981901B2 - Rotating synchronous machine with thrust control

Info

Publication number: JP3981901B2
Application number: JP05748698A
Authority: JP
Inventors: 篤蔵関山; 覚松原; 敏西田; 浩澁谷
Original assignee: 株式会社名機製作所
Priority date: 1998-02-23
Filing date: 1998-02-23
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2018-02-23
Also published as: JPH11243672A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、界磁巻線及び電機子巻線を固定子（ステータ）側に有する回転型同期機に係り、特に回転軸に沿った方向の推力を任意に制御することのできる推力制御可能な回転型同期機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機には、回転電機子形、回転界磁形、誘導子形などがある。回転電機子形同期電動機は固定子に設けられた界磁極と、回転子に巻回された電機子巻線とから構成される。回転界磁形同期電動機は、固定子に巻回された電機子巻線と、回転子に設けられた界磁極とから構成される。回転界磁形同期電動機における界磁極は回転子に永久磁石を取り付けたものや直流電流で励磁される界磁巻線で構成される。誘導子形同期電動機は、固定子に設けられた界磁極及び電機子巻線と、回転子に設けられた歯車状の凹凸の誘導子とから構成される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
回転界磁形同期電動機は、電機子巻線が固定子に設けられているので、機械的損傷や破損がなく、絶縁も容易であり、工作機械の主軸などの回転駆動力源として広く利用されている。
ところが、界磁極として回転子に永久磁石を設けたものは、永久磁石自体が高価であること、永久磁石が分離しないように回転子に強固に取り付けなければならないこと、及び界磁が一定なので大容量化が困難であるなどの欠点を有する。また、界磁極として回転子に界磁巻線を巻回したものは、界磁電流を回転子側に供給するためのスリップリングや回転トランスなどが必要であり、構造が複雑であるという欠点を有する。
【０００４】
一方、回転駆動力源は回転方向の力（トルク）は発生するが、回転軸方向の推力（スラスト）を発生することはない。そこで、従来は回転力と回転軸方向の推力が必要な場合には、回転駆動力源とは別個に推力発生用の直線駆動力源を設け、回転力と推力の両方をべつべつの動力源で制御することによって、回転力と推力の両方を制御するということを行っていた。この場合、少なくとも２つの動力源が必要であることから比較的大きなスペースが必要であった。基本的には回転動力源全体を直線駆動力源で駆動するとう構成のものが大部分である。
【０００５】
本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、１つの同期機で回転力も推力も同時に制御することのできる推力制御可能な回転型同期機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る推力制御可能な回転型同期機は、固定子と、前記固定子の内周面に沿って設けられ、回転軸を中心とした半径方向に延びたスロットに回転方向に沿って順次巻き回された電機子巻線を有する円筒状の電機子コアと、前記電機子コアの内周面との間で磁気的に結合された円筒帯状の磁性体の複数を回転方向に沿って磁気的に相互に分離して有する回転子と、前記電機子コアとは磁気的に分離し、前記回転子の円筒帯状の磁性体の一方の側面に対して磁気的に結合するように前記固定子に設けられ、回転磁極を発生するための界磁巻線を有する第１の界磁コアと、前記電機子コアとは磁気的に分離し、前記回転子の円筒帯状の磁性体の他方の側面に対して磁気的に結合するように前記固定子に設けられ、回転磁極を発生するための界磁巻線を有する第２の界磁コアと、前記第１及び第２の界磁コアに供給する界磁電流の大きさを制御することによって前記回転子に回転軸方向の推力を制御する電流制御手段とを備え、さらに、前記回転子の円筒帯状の磁性体のそれぞれの外周面に円筒帯状の永久磁石を設けるとともに、前記回転子の円筒帯状の磁性体の少なくとも一方の側面をテーパ状の円錐斜面で構成し、この円筒斜面に対して前記第１、第２の界磁コアが磁気的に結合することを特徴とする。
それゆえ、界磁コアを回転子の両側に設け、その界磁電流の大きさを適宜制御することによって、回転子の回転軸方向における移動位置を制御することが可能となる。また、両方の界磁コアに供給される電流を電流制御手段で制御することによって、回転子の回転軸方向における推力を制御できる。さらに、円筒帯状の永久磁石を設けたことにより、界磁電流を供給しなくても回転子は、電機子巻線に供給される電流に応じて回転するようになる。そして、界磁電流の大きさを制御することによって、回転力を制御すると共に回転軸方向の推力をも制御することができる。
また、磁性体の形状をテーパ状にしたことによって磁性体と界磁コアとの間のギャップよりも十分大きな軸方向の移動距離を確保することができ、励磁電流の低減と推力の特性改善を行うことができる。
【００１０】
請求項２に記載された本発明に係る推力制御可能な回転型同期機は、請求項１に記載の推力制御可能な回転型同期機を同一回転軸の軸方向に沿って複数段接続したものである。多段接続することによって、軸方向の推力を十分大きくすることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に従って詳細に説明する。図１、図２及び図３は本発明に係る推力制御可能な回転型同期機の一実施の形態である推力制御可能な回転形同期電動機の構成を示す図である。図１はこの回転形同期電動機の回転軸を含む断面構造を示す図である。図２は図１の回転形同期電動機におけるＡ−Ａ面の断面構造であり、特に界磁コア６の詳細構成を示す図である。図３は図１の回転形同期電動機におけるＢ−Ｂ面の断面構造を示す図である。
【００１２】
この回転形同期電動機は、磁極数が４極の３相交流駆動型の電動機である。この回転形同期電動機は円筒状収納部分を有する固定子枠１と、この固定子枠１に軸受２及び軸受３を介して回転自在に設けられた回転軸４とから構成される。回転軸４はこの軸受２及び軸受３を介して軸方向の推力に従って、摺動自在に移動するように構成されている。固定子枠１の円筒状収納部の内周面には電機子コア５が設けられ、その側平面部には２つの界磁コア６及び７が設けられ、回転軸４には磁性体８１〜８４と非磁性体８５〜８８から構成された回転子８が設けられている。
【００１３】
電機子コア５は固定子枠１の円筒状収納部の内周面に沿って設けられた円筒状の成層鉄心で構成され、その内周面側に図２に示すような回転軸を中心として半径方向に延びた２４個のスロットを有する。電機子コア５の各スロットには３相電機子巻線が回転軸４の回転方向に沿って順次巻回されている。電機子コア５の成層鉄心は薄いけい素鋼板を軸方向に沿って複数枚積み重ねて構成されたものである。
【００１４】
界磁コア６及び７は、回転子８の両端の固定子枠１の側平面部に設けられた平板形の環状鉄心で構成されている。図４は界磁コア単体の形状を示す図であり、図４（Ａ）は回転子８側から見た図であり、図４（Ｂ）はそのＣ−Ｃ面の断面構造を示す図である。なお、図４において界磁巻線は省略してある。界磁コア６及び７は、共に回転子８の側面に対向した部分に図４のような放射状に延びた２４個のスロットを有する。界磁コア６及び７の各スロットには２組の３相界磁巻線が回転軸４の回転方向に沿って順次巻回されている。界磁コア６及び７は薄いけい素鋼板からなるリングを回転軸を中心とする半径方向に複数枚積み重ねて構成されたものである。
【００１５】
電機子コア５に巻回されている３相電機子巻線はそれぞれ電気角で１２０度ずれた位置に巻回されたＵ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線から構成される。以下、明細書及び図面中では電機子巻線を大文字英数字で示し、界磁巻線を小文字英数字で示す。すなわち、電機子巻線のＵ相巻線は８つのスロットを介して巻線Ｕ１−巻線Ｕ２−巻線Ｕ３−巻線Ｕ４−巻線Ｕ５−巻線Ｕ６−巻線Ｕ７−巻線Ｕ８の順番で電機子コア５に巻回されている。Ｖ相巻線は８つのスロットを介して巻線Ｖ１−巻線Ｖ２−巻線Ｖ３−巻線Ｖ４−巻線Ｖ５−巻線Ｖ６−巻線Ｖ７−巻線Ｖ８の順番で電機子コア５に巻回されている。Ｗ相巻線は８つのスロットを介して巻線Ｗ１−巻線Ｗ２−巻線Ｗ３−巻線Ｗ４−巻線Ｗ５−巻線Ｗ６−巻線Ｗ７−巻線Ｗ８の順番で電機子コア５に巻回されている。Ｕ相巻線とＶ相巻線との間、Ｖ相巻線とＷ相巻線との間は、それぞれ電気角で１２０度ずれている。すなわち、図では各Ｕ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線は互いにスロットで４個分だけ時計方向にずれた位置に巻回されていることになる。これによって、各巻線は電気角で１２０度ずれるようになる。
【００１６】
界磁コア６に巻回されている３相界磁巻線も３相電機子巻線と同様に、それぞれ電気角で１２０度ずれた位置に巻回されたｕ相巻線、ｖ相巻線及びｗ相巻線からなる。ｕ相巻線は、４つのスロットを介して巻線端ｕａから巻線端ｕｂに向かって界磁コア６に巻回されたものと、４つのスロットを介して巻線端ｕｃから巻線端ｕｄに向かって界磁コア６に巻回されたものとで構成される。ｖ相巻線は４つのスロットを介して巻線端ｖａから巻線端ｖｂに向かって界磁コア６に巻回されたものと、４つのスロットを介して巻線端ｖｃから巻線ｖｄに向かって界磁コア６に巻回されたものとで構成される。ｗ相巻線は４つのスロットを介して巻線端ｗａから巻線端ｗｂに向かって界磁コア６に巻回されたものと、４つのスロットを介して巻線端ｗｃから巻線端ｗｄに向かって界磁コア６に巻回されたものとで構成される。
【００１７】
界磁コア７に巻回されている３相界磁巻線は、界磁コア６に巻回されている３相界磁巻線が回転子８の軸に直交する面を対称面とするように巻回されている。そして、界磁コア６及び７にそれぞれ巻回されている３相界磁巻線は、電機子巻線に対して電気角で９０度ずつずれるように巻回されている。すなわち、界磁巻線のｕ相巻線は、電機子巻線のＵ相巻線に対してスロットで３個分（電気角で９０度）だけ時計方向にずれて巻回されている。同様に、ｖ相巻線及びｗ相巻線もＶ相巻線及びＷ相巻線に対してスロットで３個分（電気角で９０度）だけ時計方向にずれて巻回されている。なお、同期電動機の構造によっては正確に電気角９０度でなくても、これに近い角度であればよい。
【００１８】
回転子８は、回転軸４の外周面に沿って設けられており、全体的に円筒形状をしている。回転子８は、界磁コア６及び７に発生する磁極（Ｎ極及びＳ極）から出る磁束の方向（回転軸方向）に沿って設けられた４つの磁性体８１〜磁性体８４と、非磁性体８５〜非磁性体８８とから構成される。非磁性体８５〜非磁性体８８は磁性体８１〜磁性体８４が円周方向で磁気的に結合しないように分離している。磁性体８１〜磁性体８４は電機子コア５に対してはその外周面で磁気的に結合し、界磁コア６及び７に対してもその側平面で磁気的に結合している。具体的には、非磁性体８５〜非磁性体８８の間隔を約３〜１０ｍｍ程度とすると、磁性体８１〜磁性体８４と電機子コア５、界磁コア６及び７との間隔を約０．５〜３ｍｍ程度すればよい。また、磁性体８１〜磁性体８４が互いに非磁性体８５〜非磁性体８８によって磁気的に分離されていることによって、界磁コア６及び７のＮ極から出た磁束は磁性体８１〜磁性体８４を介して電機子コア５の方に容易に進入するようになる。
【００１９】
界磁コア６の３相界磁巻線には互いに位相角で１２０度ずつずれた次のような交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流される。
ｉｕ＝ｉｍ・ｓｉｎωｔ
ｉｖ＝ｉｍ・ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ｉｗ＝ｉｍ・ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
ここで、ｉｍは電流の最大値である。
界磁コア６の３相界磁巻線にこのような電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流されることによって図３に示すような回転子８の磁性体８２及び磁性体８４に向かう方向に磁束を発生する磁極（Ｎ極）、及び回転子８の磁性体８１及び磁性体８３から界磁コア６に向かう磁束を吸収する磁極（Ｓ極）がそれぞれ界磁コア６の回転子８の側平面上現れ、それが時計方向に回転するようになる。界磁コア７の３相界磁巻線にも同様の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流され、界磁コア６と同じような磁極（Ｎ極及びＳ極）が界磁コア７の回転子８の側平面部分に現れ、同じ方向に回転するようになる。
【００２０】
この３相界磁巻線によって生じた磁極（Ｎ極及びＳ極）における磁界の磁束分布は回転方向に沿って正弦波状となり、最大磁束をΦｍ、磁極中心をθ＝０とすると磁束は次のように表される。
Φ＝Φｍ・ｃｏｓθ
また、この３相界磁巻線に流される電流によって発生する磁界の磁極中心が、回転子８の最も磁化容易な面に合致するように界磁巻線に流れる電流を制御すると、回転子８は所定の方向に磁化され、その磁束密度は近似的に次のようになる。
Ｂ＝Ｂｍ・ｃｏｓθ
すなわち、界磁コア６及び７に発生した磁極（Ｎ極及びＳ極）に対応して、回転子８の磁性体８１〜磁性体８４は所定の方向に磁化されるようになる。例えば、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗによって、図示のように界磁コア６及び７の磁性体８２及び磁性体８４に対向する面にＮ極が発生し、磁性体８１及び磁性体８３に対向する面にＳ極が発生すると、これに応じて磁性体８２及び磁性体８４の界磁コア６及び７に対向する平面側がＳ極となり、磁性体８２及び磁性体８４の電機子コア５に対向する曲面側がＮ極となる。同様に、磁性体８１及び磁性体８３の界磁コア６及び７に対向する面はＮ極となり、磁性体８１及び磁性体８３の電機子コア５に対向する曲面側がＳ極となる。
【００２１】
すなわち、図１に示すように、界磁コア６の２つのＮ極から出た磁束Φ１は、磁性体８２及び８４のＳ極平面から磁性体８２及び８４内部に進入する。同様に界磁コア７の２つのＮ極から出た磁束Φ２は、磁性体８２及び８４のＳ極平面から磁性体８２及び８４内部に進入する。そして、磁性体８２及び磁性体８４内部に進入した磁束Φ１及びΦ２はそのＮ極外周曲面から電機子コア５に進入し、電機子コア５の外周部を通過して、磁性体８１及び８３のＳ極外周曲面から磁性体８１及び磁性体８３内部に進入する。そして、磁性体８１及び磁性体８３内部に進入した磁束Φ１及びΦ２はそのＮ極平面から界磁コア６及び７のＳ極平面に進入する。界磁コア６及び７に進入した磁束Φ１及びΦ２は、界磁コア６及び７内の円板内部を通過して、それぞれのＮ極に到達する。このように、この同期電動機では、界磁コア６及び７、回転子８及び電機子コア５によって所定の磁気閉回路が形成されている。
【００２２】
上述のような構成の同期電動機は、界磁コア６及び７の発生する磁束Φ１及びΦ２によって、磁性体８１〜８４と界磁コア６及び７との間の各対向面に吸引力を発生させる。この吸引力の大きさは磁束Φ１及びΦ２の大きさに依存する。従って、界磁コア６の発生する磁束Φ１の大きさと、界磁コア７の発生する磁束Φ２の大きさが共に等しい場合には、両対向面に発生する吸引力は互いに打ち消し合い、同期電動機には磁束Φ１及びΦ２に依存した回転トルクＴのみが発生することになる。
【００２３】
電機子コア５の３相電機子巻線には、次のような互いに位相角で１２０度ずつずれた３相の交流電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが流される。
ＩＵ＝Ｉｍ×ｓｉｎωｔ
ＩＶ＝Ｉｍ×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ＩＷ＝Ｉｍ×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
このとき、３相電機子巻線は界磁巻線に対して電気角で約９０度位相が進んでいるので、フレミングの法則により、トルクＴが発生し、回転子８（回転軸４）は回転する。なお、このトルクＴの大きさを制御するには、界磁巻線及び電機子巻線に流す電流の大きさを制御するだけでよくなる。なお、電機子電流によっても磁束を生じるが、その磁束方向の回転子の磁気抵抗は大きくしてあり、磁化されにくくなっているので、その影響は少ない。
【００２４】
一方、界磁コア６の発生する磁束Φ１の大きさと、界磁コア７の発生する磁束Φ２の大きさが互いに異なる場合には、その磁束Φ１とΦ２の大小関係に応じて、回転子８（回転軸４）に軸方向の推力が発生する。すなわち、界磁コア６の発生する磁束Φ１の大きさが、界磁コア７の発生する磁束Φ２の大きさよりも小さい場合、回転子８（回転軸４）には＋Ｚ方向の推力が発生する。逆に界磁コア６の発生する磁束Φ１の大きさが、界磁コア７の発生する磁束Φ２の大きさよりも大きい場合、回転子８（回転軸４）には−Ｚ方向の推力が発生する。
【００２５】
つまり、推力の大きさは、界磁コア６に供給される界磁電流ＩｆＬと界磁コア７に供給される界磁電流ＩｆＲの差分値、すなわち磁束Φ１及びΦ２との差分値に応じて決定されるようになる。従って、界磁電流ＩｆＬ及びＩｆＲの大きさを調節することによって軸方向の推力を制御することができる。また、この界磁電流ＩｆＬ及びＩｆＲを制御することによって、トルクＴを制御できることはいうまでもない。また、トルクＴを一定のまま、軸方向推力の大きさを制御することも可能である。この場合には、磁束Φ１及びΦ２の合計値を一定のまま、磁束Φ１と磁束Φ２の大きさを制御してやればよい。
【００２６】
なお、回転軸４の軸方向における位置決めは、固定子枠１と回転軸４との間の相対的な位置関係を検出可能な直線位置検出器をこの同期電動機に設け、その位置信号に基づいて界磁電流ＩｆＬ及びＩｆＲを調整するようにすれば、軸方向の位置決め制御も行うことが可能となる。このときに、トルクＴを一定に保持するように界磁電流ＩｆＬ及びＩｆＲを制御することが重要である。
【００２７】
このように、この実施の形態のような同期電動機を構成することによって、推力発生用の特別な構成要素を付加することなく、回転トルクを制御する界磁コイルに供給する界磁電流を制御することによって、回転力並びに推力を同時に制御することができるという優れた効果がある。
【００２８】
図５は電機子巻線と界磁巻線の結線方法を示す図である。図２のように、界磁巻線と電機子巻線とが電気角で９０度位相ずれとなるように機械的に巻回されている場合には、このように電機子巻線と界磁巻線を直巻にすることができ、１つのインバータで直巻特性のＡＣモータとして制御することができるようになる。なお、この場合には、界磁巻線に推力制御用の巻線を別途設け、両側の界磁巻線の界磁電流の大きさをそれぞれ制御することによって所望の推力を発生することができる。また、界磁巻線と電機子巻線とが電気角で９０度位相ずれることなく同位相となるように機械的に別々に巻回されている場合には、別々のインバータで界磁電流と電機子電流との位相が９０度ずれるように制御すればよい。この場合には両側の界磁巻線の界磁電流の大きさをそれぞれ制御することによって、所望の推力を発生することができる。
【００２９】
図６及び図７は、図２の４極形回転子８の他の実施の形態を示す図である。図６の回転子８ａは、界磁巻線の発生する磁束の通過方向（回転軸方向）に沿って設けられた磁性体８１〜磁性体８４が非磁性体８Ａ〜非磁性体８Ｆによって回転方向に沿ってさらに細かく磁気的に分離されている。なお、磁性体８２〜磁性体８４を分離している非磁性体については符号を省略してある。但し、この磁気的分離の程度は図２の非磁性体８５〜非磁性体８８のものよりも極めて小さい。すなわち、非磁性体８５〜非磁性体８８の円周方向における厚さ（ギャップ）が３〜１０ｍｍ程度であるとすれば、この非磁性体８Ａ〜非磁性体８Ｆの円周方向における厚さ（ギャップ）は０．３〜３ｍｍ程度に設定される。この回転子８ａによれば、電機子電流によって生じる磁束の影響、すなわち電機子反作用を取り除くことができる。
【００３０】
図７の回転子８ｂは、界磁巻線の発生する磁束の通過方向（回転軸方向）に沿って設けられた磁性体８１〜磁性体８４を、非磁性体８Ｇ〜８Ｌによって回転方向に沿ってさらに細かく磁気的に分離している点では図６のものと同じである。この回転子８ｂが回転子８ａと異なる点は、非磁性体８Ｇ〜非磁性体８Ｌによって分離された磁性体８１〜磁性体８４の回転方向における厚さが界磁コアによって発生する磁束の正弦波状の分布密度に対応している点である。なお、磁性体８２〜磁性体８４を分離している非磁性体については符号を省略してある。すなわち、回転子８ａの場合は非磁性体８Ａ〜非磁性体８Ｆによって分離された磁性体８２〜磁性体８４の回転方向における厚さは全て同じであるが、回転子８ｂの場合は、非磁性体８Ｇ〜非磁性体８Ｌによって分離された磁性体８１〜磁性体８４の回転方向における厚さが正弦波状の磁束分布密度に対応して、各非磁性体８５〜非磁性体８８間の中央付近では厚く、各非磁性体８５〜非磁性体８８近傍では薄くなっている。すなわち、非磁性体８Ｇ、非磁性体８Ｊ、非磁性体８Ｊの順番で徐々に薄くなり、非磁性体８Ｉ、非磁性体８Ｋ、非磁性体８Ｌの順番で徐々に厚くなるように構成されている。この回転子８ｂによれば、界磁電流によって生じた正弦波状の磁束分布に対応した磁極（Ｎ極及びＳ極）をその外周面上に形成することができるので、回転特性を飛躍的に向上させることができる。
【００３１】
図８は、図１の同期電動機を軸方向にシリーズに接続した場合における実施の形態を示す図である。図から明らかなように同期電動機自体の構成は図１のものと同じである。このような図１の同期電動機を複数個シリーズに接続したものにおける推力制御も図１の場合と同様にして行われる。なお、２個の同期電動機をシリーズに接続する場合について説明したが、図１のような同期電動機を３個以上シリーズに接続してもよいことはいうまでもない。接続する個数に応じて制御可能な推力及び回転力を大きくすることができる。
【００３２】
図９は、本発明に係る推力制御可能な同期電動機の他の実施の形態を示す図である。この実施の形態に係る推力制御可能な同期電動機が図１のものと異なる点は、回転子８の各磁性体８１〜８４の外周面に沿って円筒帯状（円筒の一部を帯状に切り抜いたもの）の永久磁石９がそれぞれ設けられている点である。回転子８の磁性体８１及び８３に接して設けられる円筒帯状の永久磁石９は回転子８に接する内周面側がＮ極、電機子コア５に接する外周面側がＳ極に磁化されている。従って、回転子８の磁性体８１及び８３の界磁コア６及び７に接する部分はＮ極になる。同じく回転子８の磁性体８２及び８４に接して設けられる円筒帯状の永久磁石９は回転子８に接する内周面側がＳ極、電機子コア５に接する外周面側がＮ極に磁化されている。従って、回転子８の磁性体８２及び８４の界磁コア６及び７に接する部分はＳ極になる。
【００３３】
このように永久磁石９を磁性体８１〜磁性体８４の外周に沿って設けることによって、界磁巻線に界磁電流を流さなくても回転子８を回転することができるようになる。しかしながら、この場合の回転トルクは永久磁石９の磁極の強さ及び電機子電流の大きさに依存するため、広範囲に渡って最適なトルク制御を行うことはできない。そこで、本発明の同期電動機のように構成し、界磁巻線に流される電流の大きさを適宜制御することによって永久磁石による磁束に、さらに界磁巻線から発生した磁束の大きさを適宜制御することによって磁極の強さを制御することのできるハイブリッド形の回転子８を構成することができ、回転トルクを広範囲に制御することが可能となる。なお、図１０のように、図２の回転子８の磁性体８１〜磁性体８４と、回転軸４との間に、磁性体８１及び磁性体８３に対してＳ極が対向し、磁性体８２及び磁性体８４に対してＮ極が対向するような永久磁石８５Ａ〜８８Ａを非磁性体８５〜非磁性体８８の代わりに設けてもよいことはいうまでもない。
【００３４】
図９の場合には、界磁コア６及び７の界磁電流が位相角で９０度異なるように励磁されている。すなわち、図のように界磁コア６の回転子８に接する部分がＮ極の場合には、その反対側の界磁コア７の対向部分はＳ極となるように、界磁コア６の回転子８に接する部分がＳ極の場合には、その反対側の界磁コア７の対向部分はＮ極となるように、それぞれの界磁コア６及び７は励磁される。これによって、回転子８と界磁コア７との間には反発力が発生し、回転子８と界磁コア６との間には吸引力が発生する。このときに回転子８が界磁コア６又は７に接触又は近い状態にあれば、励磁電流なしで永久磁石９による吸引力による推力を維持することができる。また、軸のスラスト方向の位置決めは図１の構造と同様に、界磁電流ＩｆＬとＩｆＲを調整することによって行えば良く、推力自体の制御も同様に界磁電流ＩｆＬとＩｆＲを調整することによって行える。また、図９のような同期電動機を図８のように多段に組み合わせて大きなトルクや推力を得るようにしてもよい。
＄＄
図１１は、本発明の同期電動機のさらに他の実施の形態を示す図である。この実施の形態に係る推力制御可能な同期電動機が図１のものと異なる点は、界磁コア６Ｃ及び７Ｃと接して吸引力を発生する回転子８Ｃの側面形状が回転軸に対して所定の角度で傾斜、すなわちテーパー構造になっている点である。このように回転子８Ｃの側面がテーパー構造になっていることによって、回転子８Ｃと界磁コア６Ｃ及び７Ｃとの間の磁気回路上におけるギャップ長ｄと回転軸方向の移動距離ｚとの間に、移動距離ｚがギャップ長ｄよりも大きいという関係、すなわちｚ＞ｄがある。従って、短いギャップ長ｄでそれよりも長い移動距離ｚを確保することが可能であり、励磁電流の低減と推力の特性改善を共に行うことができるものである。図１２は、図１の同期電動機のように回転子８Ｃの側面が回転軸に垂直な場合と図９の同期電動機のように回転子８Ｃの側面がテーパー構造になっている場合とにおける移動距離ｚと推力Ｆｚとの関係を示す図である。図１２から明らかなように、回転子８Ｃの側面が回転軸に垂直な構造（図１の同期電動機）の場合には、移動距離ｚが大きくなるに従って推力Ｆｚは激減する。これに対してテーパー構造の場合には、移動距離ｚが大きくなった場合でも垂直構造のものに比べて推力Ｆｚの減少は少なく、推力Ｆｚは移動距離に対して緩やかに減少するという特性を示す。これは、前述のように、ギャップ距離ｄが同じ場合に、垂直構造のものに比べてテーパー構造の方が移動距離ｚが大きいからである。
【００３５】
図１１に示すように回転子８Ｃと界磁コア６Ｃ及び７Ｃとの間に働く力、すなわち吸引力Ｆは、回転子８Ｃの側面、すなわちテーパー部分の表面に垂直な方向に発生する。この吸引力Ｆはスラスト方向の力Ｆｚ（推力）とラジアル方向の力Ｆｘに分力される。ラジアル方向の力Ｆｚは互いに打ち消し合うが、スラスト方向の力Ｆｚ（推力）は一方向にまとまり、その大きさは回転子８Ｃの側面が回転軸に垂直な構造の場合とほとんど変わらない。従って、界磁コア６Ｃ及び７Ｃによって生成される磁束Φ１及びΦ２の大きさを制御することによって、図１１の同期電動機は磁気軸受けとしてスラスト方向、ラジアル方向の両方向に効果のある軸受けとして機能することができるという効果を有する。なお、図１１では、回転子の両側をテーパ構造にする場合を示したが、いずれか一方だけをテーパ構造にしてもよい。
【００３６】
図１３は、本発明の同期電動機を利用したＡＣサーボモータシステムのブロック構成を示す図である。ここでは、同期電動機の電機子巻線及び界磁巻線が、電気角で９０度位相ずれることなく同位相となるように機械的に別々に巻回されており、界磁巻線及び電機子巻線に互いに９０度位相となるような界磁電流と電機子電流とが供給される場合について説明する。
【００３７】
同期電動機の回転軸には、回転速度と磁極位置を検出するための検出器２６（例えばロータリエンコーダやロータリレゾルバなど）が結合されている。従って、検出器２６からは、同期電動機の回転速度を示す信号Ｓ２が速度アンプ２１に、同期電動機の界磁の回転位置すなわち磁極位置を示す信号Ｓ６が電機子ＰＷＭアンプ２３ａ及び界磁ＰＷＭアンプ２３ｆにフィードバックされる。速度アンプ２１は回転速度指令Ｓ１と検出器２６からの同期電動機の回転速度信号Ｓ２とを入力し、両者の速度偏差を求め、この速度偏差に応じた電機子電流指令信号（トルク信号）Ｓ３を電機子電流アンプ２２ａに出力する。電機子電流アンプ２２ａは、電流検出アイソレータ２５ａで検出された電流フィードバック信号（Ｕ相検出電流とＶ相検出電流）Ｓ４と、速度アンプ２１ａからの電機子電流指令信号Ｓ３との差を増幅し、それを電機子ＰＷＭアンプ２３ａの入力信号Ｓ５として出力する。電機子ＰＷＭアンプ２３ａは、電機子電流アンプ２２ａからの入力信号Ｓ５と、検出器２６からの界磁の磁極位置信号Ｓ６とに基づいて３相のＰＷＭ信号すなわちインバータ制御信号Ｓ７を電機子インバータ２４ａに出力する。電機子インバータ２４ａはインバータ制御信号Ｓ７に応じて駆動され、同期電動機の電機子巻線の各相に電機子電流を供給する。
【００３８】
一方、界磁電流の制御系は、電機子電流制御系の速度アンプ２１を省略した形であり、界磁電流アンプ２２ｆ、界磁ＰＷＭアンプ２３ｆ、界磁インバータ２４ｆ及び界磁電流検出アイソレータ２５ｆから構成される。従って、界磁電流アンプ２２ｆには界磁電流指令信号ＦＳが直接入力されるようになっている。なお、図１３では１つの界磁電流の制御系のみが示されているが、両側の界磁巻線に対して同様の制御系を２系列分設けら必要があることは言うまでもない。また、回転同期電動機の推力は界磁電流指令信号ＦＳの大きさに応じて適宜制御されることになる。
【００３９】
図１３に示すようなＡＣサーボモータシステムを構成することによって、本発明の同期電動機はＡＣサーボモータとして動作し、所望の回転速度で回転するようになると共に所定の推力で直線移動するようになる。また、回転軸がどの位置にあっても回転軸の磁極中心と回転磁界の磁界中心とが一致するように回転軸の回転位置を検出し３相界磁電流の位相を制御しているので、常に最大トルクで効率的に回転させることができる。
【００４０】
磁性体は、鉄系材料（純鉄・軟鉄・炭素鋼、鋳鋼、磁性鋼帯、無方向性けい素鋼帯、方向性けい素鋼帯など）、鉄−ニッケル合金（パーマロイ、イソパーム、パーミンバーなど）、圧粉磁心（カーボニル圧粉磁心、パーマロイ圧粉磁心、センダスト圧粉磁心など）、フェライト（スピネル系フェライト、複合フェライト（Ｍｎ−Ｚｎフェライト、Ｃｕ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｚｎフェライト、Ｃｕ−Ｚｎ−Ｍｇフェライト）など）で構成される。
【００４１】
図１及び図１１の実施の形態では、界磁コアを回転子の両側に設ける場合について説明したが、いずれか一方に設けてもよい。図８のように多段接続した場合もいずれか一方向だけに界磁コアを設けてもよい。なお、界磁コアを一方側に設けた場合には、回転軸方向における位置決めはできないが、一方向のみの推力を発生することは可能である。また、図１又は図１１の回転子を軸受２だけで支持してもよい。特に、図１１の場合には、ラジアル方向に吸引力が作用しているので、軸受として有効である。
【００４２】
上述の実施の形態では、同期電動機を例に説明したが、回転子の回転位置に対応した電流を界磁巻線に流すことによって、電機子巻線に誘導起電力が発生するので、それを取り出すことによって同期発電機として利用することができる。このとき回転子の回転位置を検出するための回転位置検出装置を回転子と同じ回転軸に設け、その回転位置に応じて界磁電流を制御すればよい。
【００４３】
上述の実施の形態では、４極２４スロット又は２極１２スロットの同期機について説明したが、極数とスロット数との関係はこれに限定されるものではなく、任意の組み合わせを適宜採用することができることはいうまでもない。また、図３では、界磁巻線を単層重巻を例に説明したが、これに限らず、２層重巻にしてもよい。
【００４４】
また、上述の実施の形態では、回転子が電機子コアの内側に存在する場合について説明したが、これに限らず、回転子が電機子コアの外側に存在する、いわゆるアウターロータの場合にも同様に適用できることは言うまでもない。
【００４５】
【発明の効果】
本発明の回転同期機によれば、１つの同期機で回転力も推力も同時に制御することができるという優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る推力制御可能な回転型同期機の一実施の形態である推力制御可能な回転形同期電動機の回転軸を含む断面構造を示す図である。
【図２】図１の回転形同期電動機におけるＡ−Ａ面の断面構造を示す図である。
【図３】図１の回転形同期電動機におけるＢ−Ｂ面の断面構造を示す図である。
【図４】図１の界磁コア単体の形状を示す図である。
【図５】図１の回転形同期電動機を構成する電機子巻線と界磁巻線の結線方法を示す図である。
【図６】図２の４極形回転子の他の実施の形態を示す図である。
【図７】図２の４極形回転子のさらに他の実施の形態を示す図である。
【図８】図１の同期電動機を軸方向にシリーズに接続した場合における実施の形態を示す図である。
【図９】本発明に係る推力制御可能な同期電動機の他の実施の形態を示す図である。
【図１０】図２の４極形回転子の他の例を示す図である。
【図１１】図１の実施の形態に係る推力制御可能な回転型同期機の他の実施の形態を示す図である。
【図１２】図１の同期電動機のように回転子の側面が回転軸に垂直な場合と図９の同期電動機のように回転子の側面がテーパー構造になっている場合とにおける移動距離と推力との関係を示す図である。
【図１３】本発明の同期電動機を利用したＡＣサーボモータシステムのブロック構成を示す図である。
【符号の説明】
１，７１…固定子枠、２，３…軸受、４…回転軸、５，５Ａ，５Ｂ…電機子コア、６，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ…界磁コア、８，８ａ，８Ｃ…回転子、８１〜８４…磁性体、８５〜８８，８Ａ〜８Ｆ，８Ｇ〜８Ｌ…非磁性体、９，８５Ａ〜８８Ａ…永久磁石[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotary synchronous machine having a field winding and an armature winding on a stator (stator) side, and in particular, thrust control capable of arbitrarily controlling thrust in a direction along a rotation axis is possible. The present invention relates to a rotary synchronous machine.
[0002]
[Prior art]
Synchronous motors include rotating armature, rotating field, and inductor types. A rotary armature type synchronous motor includes a field pole provided on a stator and an armature winding wound around the rotor. The rotating field type synchronous motor is composed of an armature winding wound around a stator and a field pole provided on the rotor. The field pole in the rotary field type synchronous motor is composed of a permanent magnet attached to the rotor or a field winding excited by a direct current. The inductor-type synchronous motor includes a field pole and an armature winding provided on a stator, and a gear-shaped uneven inductor provided on a rotor.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
Rotating field type synchronous motors are widely used as rotational driving force sources for machine tool spindles, etc., because armature windings are provided on the stator, so there is no mechanical damage or breakage, and insulation is easy. ing.
However, a permanent magnet provided on the rotor as a field pole is expensive because the permanent magnet itself is expensive, must be firmly attached to the rotor so that the permanent magnet is not separated, and the field is constant. It has drawbacks such as difficulty in capacity. In addition, a field winding wound around a rotor as a field pole requires a slip ring or a rotating transformer for supplying a field current to the rotor side, which has the disadvantage that the structure is complicated. Have.
[0004]
On the other hand, the rotational driving force source generates a rotational force (torque), but does not generate a thrust (thrust) in the rotational axis direction. Therefore, conventionally, when rotational force and thrust in the direction of the rotational axis are required, a linear drive force source for thrust generation is provided separately from the rotational drive force source, and both rotational force and thrust are separately supplied. Controlling both the rotational force and the thrust by controlling with. In this case, since at least two power sources are required, a relatively large space is required. Basically, most of the configuration is such that the entire rotational power source is driven by a linear driving force source.
[0005]
The present invention has been made in view of the above-described points, and an object of the present invention is to provide a thrust-controllable synchronous machine capable of simultaneously controlling rotational force and thrust with a single synchronous machine.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above-mentioned object, a thrust type controllable synchronous machine according to the present invention is provided along a stator and an inner peripheral surface of the stator, and extends in a radial direction around a rotation axis. A cylindrical belt-shaped magnetic body magnetically coupled between a cylindrical armature core having an armature winding wound around a slot sequentially in a rotation direction and an inner peripheral surface of the armature core A rotor having a plurality of magnetically separated members along the rotational direction and the armature core are magnetically separated from each other and magnetically applied to one side surface of the cylindrical belt-shaped magnetic body of the rotor. A first field core having a field winding for generating a rotating magnetic pole and the armature core are magnetically separated from each other, and the rotor cylinder is coupled to the stator. Provided in the stator so as to be magnetically coupled to the other side of the belt-like magnetic body; Rotating the rotor by controlling the magnitude of the field current supplied to the first and second field cores, with a second field core having field windings for generating the rotating poles Current control means for controlling the thrust in the axial direction, and further, a cylindrical belt-shaped permanent magnet is provided on each outer peripheral surface of the cylindrical belt-shaped magnetic body of the rotor, and the cylindrical belt-shaped magnetic body of the rotor At least one of the side surfaces is formed by a tapered conical slope, and the first and second field cores are magnetically coupled to the cylindrical slope.
  Therefore, by providing the field cores on both sides of the rotor and appropriately controlling the magnitude of the field current, the moving position of the rotor in the direction of the rotation axis can be controlled. Moreover, the thrust in the rotating shaft direction of the rotor can be controlled by controlling the current supplied to both field cores by the current control means. Furthermore, the provision of the cylindrical belt-like permanent magnet allows the rotor to rotate according to the current supplied to the armature winding without supplying a field current. Then, by controlling the magnitude of the field current, it is possible to control the rotational force and the thrust in the direction of the rotational axis.
  In addition, by making the shape of the magnetic body tapered, it is possible to secure a moving distance in the axial direction that is sufficiently larger than the gap between the magnetic body and the field core, thereby reducing the excitation current and improving the thrust characteristics. It can be carried out.
[0010]
  Claim 2A rotary synchronous machine capable of thrust control according to the present invention described in the above is a rotary synchronous machine capable of thrust control according to claim 1 connected in a plurality of stages along the axial direction of the same rotary shaft. By connecting in multiple stages, the axial thrust can be made sufficiently large.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. FIGS. 1, 2 and 3 are diagrams showing the configuration of a thrust-controllable rotary synchronous motor which is an embodiment of the thrust-controllable rotary synchronous machine according to the present invention. FIG. 1 is a view showing a cross-sectional structure including a rotating shaft of the rotary synchronous motor. FIG. 2 is a cross-sectional structure of the AA plane in the rotary synchronous motor of FIG. 1, and particularly shows a detailed configuration of the field core 6. FIG. 3 is a view showing a cross-sectional structure of the BB plane in the rotary synchronous motor of FIG.
[0012]
This rotary synchronous motor is a three-phase AC drive type motor having four magnetic poles. This rotary synchronous motor includes a stator frame 1 having a cylindrical housing portion, and a rotating shaft 4 that is rotatably provided on the stator frame 1 via a bearing 2 and a bearing 3. The rotating shaft 4 is configured to move slidably through the bearings 2 and 3 according to the axial thrust. The armature core 5 is provided on the inner peripheral surface of the cylindrical housing portion of the stator frame 1, the two field cores 6 and 7 are provided on the side plane portion thereof, and the magnetic body 81 to the rotating shaft 4. A rotor 8 composed of 84 and nonmagnetic materials 85 to 88 is provided.
[0013]
The armature core 5 is composed of a cylindrical stratified iron core provided along the inner peripheral surface of the cylindrical housing portion of the stator frame 1, and the inner peripheral surface side is centered on a rotation axis as shown in FIG. It has 24 slots extending radially. Three-phase armature windings are sequentially wound in the slots of the armature core 5 along the rotation direction of the rotary shaft 4. The stratified iron core of the armature core 5 is formed by stacking a plurality of thin silicon steel plates along the axial direction.
[0014]
The field cores 6 and 7 are constituted by flat plate-shaped annular cores provided on the side plane portions of the stator frame 1 at both ends of the rotor 8. FIG. 4 is a view showing the shape of a single field core, FIG. 4 (A) is a view seen from the rotor 8 side, and FIG. 4 (B) is a view showing a cross-sectional structure of the CC plane. is there. In FIG. 4, the field winding is omitted. Each of the field cores 6 and 7 has 24 slots extending radially as shown in FIG. 4 at a portion facing the side surface of the rotor 8. Two sets of three-phase field windings are sequentially wound in the slots of the field cores 6 and 7 along the rotation direction of the rotary shaft 4. The field cores 6 and 7 are configured by stacking a plurality of rings made of thin silicon steel plates in the radial direction with the rotation axis as the center.
[0015]
The three-phase armature windings wound around the armature core 5 are each composed of a U-phase winding, a V-phase winding, and a W-phase winding wound at positions shifted by 120 degrees in electrical angle. Hereinafter, in the specification and drawings, the armature winding is indicated by uppercase alphanumeric characters and the field winding is indicated by lowercase alphanumeric characters. That is, the U-phase winding of the armature winding is formed of winding U1-winding U2-winding U3-winding U4-winding U5-winding U6-winding U7-winding U8 through eight slots. It is wound around the armature core 5 in order. The V-phase winding is connected to the armature core 5 through eight slots in the order of winding V1-winding V2-winding V3-winding V4-winding V5-winding V6-winding V7-winding V8. It is wound. The W-phase winding passes through eight slots to the armature core 5 in the order of winding W1-winding W2-winding W3-winding W4-winding W5-winding W6-winding W7-winding W8. It is wound. There is an electrical angle of 120 degrees between the U-phase winding and the V-phase winding and between the V-phase winding and the W-phase winding. That is, in the figure, each U-phase winding, V-phase winding, and W-phase winding are wound at positions that are offset in the clockwise direction by four slots. As a result, each winding is shifted by 120 degrees in electrical angle.
[0016]
Similarly to the three-phase armature winding, the three-phase field windings wound around the field core 6 are respectively u-phase windings and v-phase windings wound at positions shifted by 120 degrees in electrical angle. And w-phase winding. The u-phase winding is wound around the field core 6 from the winding end ua to the winding end ub via the four slots, and from the winding end uc to the winding end via the four slots. It is comprised by what was wound by the field core 6 toward ud. The v-phase winding is wound around the field core 6 from the winding end va to the winding end vb via the four slots, and from the winding end vc to the winding vd via the four slots. It is comprised with what was wound by the field core 6 toward. The w-phase winding is wound around the field core 6 from the winding end wa to the winding end wb through the four slots, and from the winding end wc to the winding end wd through the four slots. It is comprised with what was wound by the field core 6 toward.
[0017]
The three-phase field winding wound around the field core 7 is such that the plane perpendicular to the axis of the rotor 8 is symmetrical with respect to the three-phase field winding wound around the field core 6. It is wound around. The three-phase field windings wound around the field cores 6 and 7 are wound so as to be shifted by 90 degrees in electrical angle with respect to the armature winding. That is, the u-phase winding of the field winding is wound in a clockwise direction by three slots (90 degrees in electrical angle) with respect to the U-phase winding of the armature winding. Similarly, the v-phase winding and the w-phase winding are also wound around the V-phase winding and the W-phase winding in the clockwise direction by three slots (90 degrees in electrical angle). Note that, depending on the structure of the synchronous motor, the angle may be close to this even if the electrical angle is not exactly 90 degrees.
[0018]
The rotor 8 is provided along the outer peripheral surface of the rotating shaft 4 and has a generally cylindrical shape. The rotor 8 includes four magnetic bodies 81 to 84 provided along the direction (rotational axis direction) of magnetic flux emitted from the magnetic poles (N pole and S pole) generated in the field cores 6 and 7, It is composed of a magnetic body 85 to a nonmagnetic body 88. The nonmagnetic bodies 85 to 88 are separated so that the magnetic bodies 81 to 84 are not magnetically coupled in the circumferential direction. The magnetic bodies 81 to 84 are magnetically coupled to the armature core 5 on the outer peripheral surface thereof, and are also magnetically coupled to the field cores 6 and 7 on the side plane thereof. Specifically, when the interval between the nonmagnetic body 85 and the nonmagnetic body 88 is about 3 to 10 mm, the interval between the magnetic body 81 to the magnetic body 84 and the armature core 5 and the field cores 6 and 7 is about 0. What is necessary is just about 5-3 mm. In addition, since the magnetic bodies 81 to 84 are magnetically separated from each other by the nonmagnetic bodies 85 to 88, the magnetic flux emitted from the N poles of the field cores 6 and 7 is reduced from the magnetic bodies 81 to magnetic. It easily enters the armature core 5 via the body 84.
[0019]
The following AC currents iu, iv, iw flowing through the three-phase field windings of the field core 6 that are shifted from each other by 120 degrees in phase angle are supplied.
iu = im · sinωt
iv = im · sin (ωt−2π / 3)
iw = im · sin (ωt−4π / 3)
Here, im is the maximum value of current.
When such currents iu, iv and iw are passed through the three-phase field windings of the field core 6, magnetic flux is generated in the direction toward the magnetic body 82 and the magnetic body 84 of the rotor 8 as shown in FIG. Magnetic poles (N poles) and magnetic poles 81 of the rotor 8 and magnetic poles (S poles) that absorb magnetic flux from the magnetic bodies 83 toward the field core 6 appear on the side plane of the rotor 8 of the field core 6 respectively. And it will rotate clockwise. The same currents iu, iv, iw are also passed through the three-phase field windings of the field core 7, and the same magnetic poles (N pole and S pole) as the field core 6 have the rotor 8 of the field core 7. Appear in the side plane portion of the, and rotate in the same direction.
[0020]
The magnetic flux distribution of the magnetic field (N pole and S pole) generated by the three-phase field winding is sinusoidal along the rotation direction. When the maximum magnetic flux is Φm and the magnetic pole center is θ = 0, the magnetic flux is It is expressed as follows.
Φ = Φm · cosθ
Further, when the current flowing through the field winding is controlled so that the magnetic pole center of the magnetic field generated by the current flowing through the three-phase field winding coincides with the most easily magnetized surface of the rotor 8, the rotor 8 Is magnetized in a predetermined direction, and its magnetic flux density is approximately as follows.
B = Bm · cos θ
That is, corresponding to the magnetic poles (N pole and S pole) generated in the field cores 6 and 7, the magnetic bodies 81 to 84 of the rotor 8 are magnetized in a predetermined direction. For example, N poles are generated on the surfaces of the field cores 6 and 7 facing the magnetic body 82 and the magnetic body 84 by the currents iu, iv, and iw, and the surfaces facing the magnetic body 81 and the magnetic body 83 as shown in the figure. When the S pole is generated, the plane side of the magnetic body 82 and the magnetic body 84 facing the field cores 6 and 7 correspondingly becomes the S pole, and the curved surface of the magnetic body 82 and the magnetic body 84 facing the armature core 5. Side is N pole. Similarly, the surfaces of the magnetic body 81 and the magnetic body 83 facing the field cores 6 and 7 are N poles, and the curved surface side of the magnetic body 81 and the magnetic body 83 facing the armature core 5 is the S pole.
[0021]
That is, as shown in FIG. 1, the magnetic flux Φ1 emitted from the two N poles of the field core 6 enters the magnetic bodies 82 and 84 from the S pole plane of the magnetic bodies 82 and 84. Similarly, the magnetic flux Φ2 emitted from the two N poles of the field core 7 enters the magnetic bodies 82 and 84 from the S pole plane of the magnetic bodies 82 and 84. The magnetic fluxes Φ1 and Φ2 that have entered the magnetic body 82 and the magnetic body 84 enter the armature core 5 from the N pole outer peripheral curved surface, pass through the outer peripheral portion of the armature core 5, and The magnetic body 81 and the magnetic body 83 enter from the S pole outer peripheral curved surface. The magnetic fluxes Φ1 and Φ2 that have entered the magnetic body 81 and the magnetic body 83 enter the S-pole plane of the field cores 6 and 7 from the N-pole plane. The magnetic fluxes Φ1 and Φ2 that have entered the field cores 6 and 7 pass through the inside of the disks in the field cores 6 and 7, and reach the respective N poles. Thus, in this synchronous motor, a predetermined magnetic closed circuit is formed by the field cores 6 and 7, the rotor 8 and the armature core 5.
[0022]
The synchronous motor configured as described above generates an attractive force on each facing surface between the magnetic bodies 81 to 84 and the field cores 6 and 7 by the magnetic fluxes Φ1 and Φ2 generated by the field cores 6 and 7. . The magnitude of this attractive force depends on the magnitudes of the magnetic fluxes Φ1 and Φ2. Therefore, when the magnitude of the magnetic flux Φ1 generated by the field core 6 and the magnitude of the magnetic flux Φ2 generated by the field core 7 are both equal, the attractive forces generated on both opposing surfaces cancel each other, and the synchronous motor Therefore, only the rotational torque T depending on the magnetic fluxes Φ1 and Φ2 is generated.
[0023]
The three-phase armature windings of the armature core 5 are supplied with the following three-phase AC currents IU, IV, IW that are shifted by 120 degrees in phase angle.
IU = Im × sinωt
IV = Im × sin (ωt−2π / 3)
IW = Im × sin (ωt−4π / 3)
At this time, since the phase of the three-phase armature winding is advanced by about 90 degrees in electrical angle with respect to the field winding, torque T is generated according to Fleming's law, and the rotor 8 (rotating shaft 4) Rotate. In order to control the magnitude of the torque T, it is only necessary to control the magnitude of the current flowing through the field winding and the armature winding. Magnetic flux is also generated by the armature current, but the magnetic resistance of the rotor in the direction of the magnetic flux is increased and is not easily magnetized.
[0024]
On the other hand, when the magnitude of the magnetic flux Φ1 generated by the field core 6 and the magnitude of the magnetic flux Φ2 generated by the field core 7 are different from each other, depending on the magnitude relationship between the magnetic fluxes Φ1 and Φ2, the rotor 8 ( An axial thrust is generated on the rotating shaft 4). That is, when the magnitude of the magnetic flux Φ1 generated by the field core 6 is smaller than the magnitude of the magnetic flux Φ2 generated by the field core 7, thrust in the + Z direction is generated on the rotor 8 (rotating shaft 4). Conversely, when the magnitude of the magnetic flux Φ1 generated by the field core 6 is larger than the magnitude of the magnetic flux Φ2 generated by the field core 7, a thrust in the −Z direction is generated on the rotor 8 (rotating shaft 4). .
[0025]
That is, the magnitude of the thrust is determined according to the difference value between the field current IfL supplied to the field core 6 and the field current IfR supplied to the field core 7, that is, the difference value between the magnetic fluxes Φ1 and Φ2. Will come to be. Therefore, the axial thrust can be controlled by adjusting the magnitudes of the field currents IfL and IfR. Needless to say, the torque T can be controlled by controlling the field currents IfL and IfR. It is also possible to control the magnitude of the axial thrust while keeping the torque T constant. In this case, the magnitudes of the magnetic flux Φ1 and the magnetic flux Φ2 may be controlled while keeping the total value of the magnetic fluxes Φ1 and Φ2 constant.
[0026]
The positioning of the rotating shaft 4 in the axial direction is performed by providing a linear position detector capable of detecting the relative positional relationship between the stator frame 1 and the rotating shaft 4 in the synchronous motor, based on the position signal. If the field currents IfL and IfR are adjusted, positioning control in the axial direction can be performed. At this time, it is important to control the field currents IfL and IfR so as to keep the torque T constant.
[0027]
Thus, by configuring the synchronous motor as in this embodiment, the field current supplied to the field coil for controlling the rotational torque is controlled without adding a special component for generating thrust. Thus, there is an excellent effect that the rotational force and the thrust can be controlled simultaneously.
[0028]
FIG. 5 is a diagram showing a method of connecting the armature winding and the field winding. As shown in FIG. 2, when the field winding and the armature winding are mechanically wound so that the electrical angle is 90 degrees out of phase, the armature winding and the field The winding can be wound directly, and can be controlled as a direct winding AC motor with one inverter. In this case, it is possible to generate a desired thrust by separately providing a winding for thrust control in the field winding and controlling the magnitude of the field current of the field windings on both sides. . In addition, when the field winding and the armature winding are mechanically wound separately so as to be in the same phase without being 90 degrees out of phase in electrical angle, the field current and Control may be performed so that the phase with the armature current is shifted by 90 degrees. In this case, a desired thrust can be generated by controlling the magnitudes of the field currents of the field windings on both sides.
[0029]
6 and 7 are diagrams showing another embodiment of the quadrupole rotor 8 of FIG. In the rotor 8a of FIG. 6, the magnetic bodies 81 to 84 provided along the passage direction (rotation axis direction) of the magnetic flux generated by the field winding are rotated in the direction of rotation by the nonmagnetic bodies 8A to 8F. Are further finely separated magnetically. In addition, the code | symbol is abbreviate | omitted about the nonmagnetic material which isolate | separated the magnetic body 82-magnetic body 84. FIG. However, the degree of magnetic separation is much smaller than that of the non-magnetic body 85 to the non-magnetic body 88 of FIG. That is, if the thickness (gap) in the circumferential direction of the nonmagnetic body 85 to nonmagnetic body 88 is about 3 to 10 mm, the thickness in the circumferential direction of the nonmagnetic body 8A to nonmagnetic body 8F ( The gap) is set to about 0.3 to 3 mm. According to this rotor 8a, the influence of the magnetic flux generated by the armature current, that is, the armature reaction can be removed.
[0030]
The rotor 8b in FIG. 7 has magnetic bodies 81 to 84 provided along the passage direction (rotation axis direction) of the magnetic flux generated by the field winding along the rotation direction by the nonmagnetic bodies 8G to 8L. 6 is the same as that of FIG. 6 in that it is further magnetically separated. The difference between the rotor 8b and the rotor 8a is that the thickness of the magnetic bodies 81 to 84 separated by the nonmagnetic body 8G to nonmagnetic body 8L in the rotational direction is a sinusoidal shape of magnetic flux generated by the field core. This corresponds to the distribution density of. In addition, the code | symbol is abbreviate | omitted about the nonmagnetic material which isolate | separated the magnetic body 82-magnetic body 84. FIG. That is, in the case of the rotor 8a, the thicknesses in the rotation direction of the magnetic bodies 82 to 84 separated by the nonmagnetic bodies 8A to 8F are all the same, but in the case of the rotor 8b, they are nonmagnetic. The thicknesses of the magnetic bodies 81 to 84 separated by the bodies 8G to 8L correspond to the sinusoidal magnetic flux distribution density in the vicinity of the center between the nonmagnetic bodies 85 to 88, respectively. Is thicker and thinner near each non-magnetic body 85 to non-magnetic body 88. That is, the non-magnetic material 8G, the non-magnetic material 8J, and the non-magnetic material 8J are gradually thinned in the order, and the non-magnetic material 8I, the non-magnetic material 8K, and the non-magnetic material 8L are gradually thickened. Yes. According to the rotor 8b, the magnetic poles (N pole and S pole) corresponding to the sinusoidal magnetic flux distribution generated by the field current can be formed on the outer peripheral surface, so that the rotational characteristics are dramatically improved. Can be made.
[0031]
FIG. 8 is a diagram showing an embodiment when the synchronous motor of FIG. 1 is connected in series in the axial direction. As is apparent from the figure, the configuration of the synchronous motor itself is the same as that of FIG. The thrust control in the case where a plurality of the synchronous motors of FIG. 1 are connected in series is also performed in the same manner as in FIG. Although the case where two synchronous motors are connected to the series has been described, it is needless to say that three or more synchronous motors as shown in FIG. 1 may be connected to the series. The controllable thrust and rotational force can be increased according to the number of connections.
[0032]
FIG. 9 is a diagram showing another embodiment of the synchronous motor capable of thrust control according to the present invention. The synchronous motor capable of thrust control according to this embodiment is different from that shown in FIG. 1 in that a cylindrical belt shape (a part of the cylinder is cut into a belt shape) along the outer peripheral surface of each magnetic body 81 to 84 of the rotor 8. 1) permanent magnets 9 are provided. The cylindrical belt-like permanent magnet 9 provided in contact with the magnetic bodies 81 and 83 of the rotor 8 is magnetized with an N pole on the inner peripheral surface side in contact with the rotor 8 and an S pole on the outer peripheral surface side in contact with the armature core 5. Therefore, the portions of the magnetic bodies 81 and 83 of the rotor 8 that are in contact with the field cores 6 and 7 have N poles. Similarly, the cylindrical belt-shaped permanent magnet 9 provided in contact with the magnetic bodies 82 and 84 of the rotor 8 is magnetized as an S pole on the inner peripheral surface side in contact with the rotor 8 and an N pole on the outer peripheral surface side in contact with the armature core 5. . Accordingly, the portions of the magnetic bodies 82 and 84 of the rotor 8 that are in contact with the field cores 6 and 7 are S poles.
[0033]
Thus, by providing the permanent magnet 9 along the outer circumferences of the magnetic bodies 81 to 84, the rotor 8 can be rotated without passing a field current through the field winding. However, since the rotational torque in this case depends on the strength of the magnetic pole of the permanent magnet 9 and the magnitude of the armature current, optimal torque control cannot be performed over a wide range. Therefore, it is configured as the synchronous motor of the present invention, and the magnitude of the magnetic flux generated from the field winding is appropriately set to the magnetic flux generated by the permanent magnet by appropriately controlling the magnitude of the current passed through the field winding. By controlling, the hybrid rotor 8 that can control the strength of the magnetic pole can be configured, and the rotational torque can be controlled over a wide range. As shown in FIG. 10, the S pole is opposed to the magnetic body 81 and the magnetic body 83 between the magnetic body 81 to the magnetic body 84 of the rotor 8 of FIG. Needless to say, permanent magnets 85 </ b> A to 88 </ b> A whose N poles face 82 and the magnetic body 84 may be provided instead of the nonmagnetic body 85 to the nonmagnetic body 88.
[0034]
In the case of FIG. 9, the field currents of the field cores 6 and 7 are excited so as to be different by 90 degrees in phase angle. That is, when the portion of the field core 6 in contact with the rotor 8 is N pole as shown in the figure, the rotation of the field core 6 is such that the opposite portion of the field core 7 on the opposite side is S pole. When the portion in contact with the child 8 is an S pole, the field cores 6 and 7 are excited so that the opposite portion of the opposite field core 7 becomes an N pole. As a result, a repulsive force is generated between the rotor 8 and the field core 7, and an attractive force is generated between the rotor 8 and the field core 6. At this time, if the rotor 8 is in contact with or close to the field core 6 or 7, the thrust by the attraction force by the permanent magnet 9 can be maintained without exciting current. Further, the axial positioning of the shaft may be performed by adjusting the field currents IfL and IfR, similarly to the structure of FIG. 1, and the thrust itself is similarly controlled by adjusting the field currents IfL and IfR. Yes. Further, a synchronous motor as shown in FIG. 9 may be combined in multiple stages as shown in FIG. 8 to obtain a large torque or thrust.
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FIG. 11 is a diagram showing still another embodiment of the synchronous motor of the present invention. The synchronous motor capable of thrust control according to this embodiment differs from that shown in FIG. 1 in that the side surface shape of the rotor 8C that generates an attractive force in contact with the field cores 6C and 7C is predetermined with respect to the rotation axis. It is a point inclined at an angle, that is, a tapered structure. Since the side surface of the rotor 8C has a tapered structure in this way, the gap length d on the magnetic circuit between the rotor 8C and the field cores 6C and 7C and the movement distance z in the rotation axis direction are between. There is a relationship that the moving distance z is larger than the gap length d, that is, z> d. Therefore, it is possible to secure a longer moving distance z with a short gap length d, and it is possible to both reduce the excitation current and improve the thrust characteristics. FIG. 12 shows the distance traveled when the side surface of the rotor 8C is perpendicular to the rotation axis as in the synchronous motor of FIG. 1 and when the side surface of the rotor 8C has a tapered structure as in the synchronous motor of FIG. It is a figure which shows the relationship between z and thrust Fz. As is clear from FIG. 12, in the case where the side surface of the rotor 8C is perpendicular to the rotation axis (synchronous motor in FIG. 1), the thrust Fz drastically decreases as the moving distance z increases. On the other hand, in the case of the taper structure, even when the movement distance z increases, the thrust Fz decreases less than the vertical structure, and the thrust Fz gradually decreases with respect to the movement distance. . This is because, as described above, when the gap distance d is the same, the moving distance z is larger in the tapered structure than in the vertical structure.
[0035]
As shown in FIG. 11, a force acting between the rotor 8C and the field cores 6C and 7C, that is, an attractive force F is generated in a direction perpendicular to the side surface of the rotor 8C, that is, the surface of the tapered portion. This suction force F is divided into a thrust force Fz (thrust) and a radial force Fx. The radial force Fz cancels each other, but the thrust force Fz (thrust) is gathered in one direction, and the magnitude thereof is almost the same as in the case where the side surface of the rotor 8C is perpendicular to the rotation axis. Therefore, by controlling the magnitudes of the magnetic fluxes Φ1 and Φ2 generated by the field cores 6C and 7C, the synchronous motor of FIG. 11 functions as a bearing that is effective in both the thrust direction and the radial direction as a magnetic bearing. Has the effect of being able to. Although FIG. 11 shows a case where both sides of the rotor have a tapered structure, only one of them may have a tapered structure.
[0036]
FIG. 13 is a diagram showing a block configuration of an AC servo motor system using the synchronous motor of the present invention. Here, the armature winding and the field winding of the synchronous motor are mechanically wound separately so as to have the same phase without causing a phase shift of 90 degrees in terms of electrical angle. A case where a field current and an armature current are supplied to the windings so as to have a phase of 90 degrees will be described.
[0037]
A detector 26 (for example, a rotary encoder or a rotary resolver) for detecting the rotational speed and the magnetic pole position is coupled to the rotary shaft of the synchronous motor. Therefore, from the detector 26, the signal S2 indicating the rotational speed of the synchronous motor is sent to the speed amplifier 21, and the signal S6 indicating the rotational position of the magnetic field of the synchronous motor, that is, the magnetic pole position, is sent to the armature PWM amplifier 23a and the field PWM amplifier 23f. Feedback. The speed amplifier 21 receives the rotational speed command S1 and the rotational speed signal S2 of the synchronous motor from the detector 26, obtains a speed deviation between them, and outputs an armature current command signal (torque signal) S3 corresponding to the speed deviation. Output to the armature current amplifier 22a. The armature current amplifier 22a amplifies the difference between the current feedback signal (U-phase detection current and V-phase detection current) S4 detected by the current detection isolator 25a and the armature current command signal S3 from the speed amplifier 21a. It is output as an input signal S5 of the armature PWM amplifier 23a. The armature PWM amplifier 23a generates a three-phase PWM signal, that is, an inverter control signal S7 based on the input signal S5 from the armature current amplifier 22a and the field magnetic pole position signal S6 from the detector 26 as an armature inverter 24a. Output to. The armature inverter 24a is driven according to the inverter control signal S7 and supplies an armature current to each phase of the armature winding of the synchronous motor.
[0038]
On the other hand, the field current control system has a form in which the speed amplifier 21 of the armature current control system is omitted, and includes a field current amplifier 22f, a field PWM amplifier 23f, a field inverter 24f, and a field current detection isolator 25f. Composed. Therefore, the field current command signal FS is directly input to the field current amplifier 22f. Although only one field current control system is shown in FIG. 13, it goes without saying that the same control system must be provided for two series of field windings on both sides. Further, the thrust of the rotary synchronous motor is appropriately controlled according to the magnitude of the field current command signal FS.
[0039]
By configuring the AC servo motor system as shown in FIG. 13, the synchronous motor of the present invention operates as an AC servo motor, and rotates at a desired rotational speed and linearly moves with a predetermined thrust. . In addition, the rotational position of the rotating shaft is detected and the phase of the three-phase field current is controlled so that the magnetic pole center of the rotating shaft and the magnetic field center of the rotating magnetic field coincide with each other regardless of the position of the rotating shaft. It can always be rotated efficiently with maximum torque.
[0040]
Magnetic materials include ferrous materials (pure iron / soft iron / carbon steel, cast steel, magnetic steel strip, non-oriented silicon steel strip, directional silicon steel strip, etc.), iron-nickel alloys (permalloy, isopalm, permin bar, etc.) ), Dust core (carbonyl dust core, permalloy dust core, sendust dust core, etc.), ferrite (spinel ferrite, composite ferrite (Mn-Zn ferrite, Cu-Zn ferrite, Ni-Zn ferrite, Cu-Zn) -Mg ferrite).
[0041]
In the embodiment of FIG. 1 and FIG. 11, the case where the field core is provided on both sides of the rotor has been described, but it may be provided on either side. In the case of multi-stage connection as shown in FIG. 8, the field core may be provided only in one direction. When the field core is provided on one side, positioning in the direction of the rotation axis cannot be performed, but thrust in only one direction can be generated. Moreover, you may support the rotor of FIG. 1 or FIG. In particular, in the case of FIG. 11, the suction force is acting in the radial direction, so that it is effective as a bearing.
[0042]
In the above-described embodiment, the synchronous motor has been described as an example. However, an induced electromotive force is generated in the armature winding by causing a current corresponding to the rotational position of the rotor to flow in the field winding. By taking it out, it can be used as a synchronous generator. At this time, a rotational position detector for detecting the rotational position of the rotor may be provided on the same rotational axis as the rotor, and the field current may be controlled in accordance with the rotational position.
[0043]
In the above-described embodiment, the 4-pole 24-slot or 2-pole 12-slot synchronous machine has been described. However, the relationship between the number of poles and the number of slots is not limited to this, and any combination may be adopted as appropriate. Needless to say, you can. Further, in FIG. 3, the field winding is described as an example of a single layer double winding. However, the field winding is not limited to this and may be a two layer double winding.
[0044]
Further, in the above-described embodiment, the case where the rotor is present inside the armature core has been described. However, the present invention is not limited to this, and also in the case of a so-called outer rotor where the rotor is present outside the armature core. It goes without saying that the same applies.
[0045]
【The invention's effect】
According to the rotary synchronous machine of the present invention, there is an excellent effect that both the rotational force and the thrust can be controlled simultaneously by one synchronous machine.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a cross-sectional structure including a rotating shaft of a rotary synchronous motor capable of thrust control, which is an embodiment of a rotary synchronous machine capable of thrust control according to the present invention;
2 is a view showing a cross-sectional structure of the AA plane in the rotary synchronous motor of FIG. 1;
3 is a view showing a cross-sectional structure of a BB plane in the rotary synchronous motor shown in FIG. 1;
4 is a diagram showing the shape of a single field core in FIG. 1. FIG.
5 is a diagram showing a method of connecting armature windings and field windings constituting the rotary synchronous motor shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 6 is a diagram showing another embodiment of the quadrupole rotor of FIG.
FIG. 7 is a view showing still another embodiment of the quadrupole rotor of FIG.
FIG. 8 is a diagram showing an embodiment when the synchronous motor of FIG. 1 is connected in series in the axial direction.
FIG. 9 is a view showing another embodiment of a synchronous motor capable of thrust control according to the present invention.
10 is a diagram showing another example of the quadrupole rotor of FIG. 2; FIG.
11 is a diagram showing another embodiment of a rotary synchronous machine capable of thrust control according to the embodiment of FIG. 1; FIG.
12 shows the moving distance and thrust when the rotor side surface is perpendicular to the rotation axis as in the synchronous motor of FIG. 1 and when the rotor side surface has a tapered structure as in the synchronous motor of FIG. It is a figure which shows the relationship.
FIG. 13 is a diagram showing a block configuration of an AC servo motor system using the synchronous motor of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,71 ... Stator frame, 2, 3 ... Bearing, 4 ... Rotating shaft, 5, 5A, 5B ... Armature core, 6, 6A, 6B, 6C, 7, 7A, 7B, 7C ... Field core, 8 8a, 8C ... rotor, 81-84 ... magnetic material, 85-88, 8A-8F, 8G-8L ... non-magnetic material, 9, 85A-88A ... permanent magnet

Claims

固定子と、前記固定子の内周面に沿って設けられ、回転軸を中心とした半径方向に延びたスロットに回転方向に沿って順次巻き回された電機子巻線を有する円筒状の電機子コアと、前記電機子コアの内周面との間で磁気的に結合された円筒帯状の磁性体の複数を回転方向に沿って磁気的に相互に分離して有する回転子と、前記電機子コアとは磁気的に分離し、前記回転子の円筒帯状の磁性体の一方の側面に対して磁気的に結合するように前記固定子に設けられ、回転磁極を発生するための界磁巻線を有する第１の界磁コアと、前記電機子コアとは磁気的に分離し、前記回転子の円筒帯状の磁性体の他方の側面に対して磁気的に結合するように前記固定子に設けられ、回転磁極を発生するための界磁巻線を有する第２の界磁コアと、前記第１及び第２の界磁コアに供給する界磁電流の大きさを制御することによって前記回転子に回転軸方向の推力を制御する電流制御手段とを備え、
さらに、前記回転子の円筒帯状の磁性体のそれぞれの外周面に円筒帯状の永久磁石を設けるとともに、前記回転子の円筒帯状の磁性体の少なくとも一方の側面をテーパ状の円錐斜面で構成し、この円筒斜面に対して前記第１、第２の界磁コアが磁気的に結合することを特徴とする推力制御可能な回転型同期機。A stator, provided we are along the inner peripheral surface of the stator, a cylindrical shape having a successively wound armature winding in the rotation direction in the slot extending in a radial direction around the rotation axis A rotor having a plurality of cylindrical belt-shaped magnetic bodies magnetically coupled between the armature core of the armature core and the inner peripheral surface of the armature core, and magnetically separated from each other along the rotation direction; A field for generating a rotating magnetic pole is provided on the stator so as to be magnetically separated from the armature core and to be magnetically coupled to one side of the cylindrical belt-shaped magnetic body of the rotor The first field core having a magnetic winding and the armature core are magnetically separated and fixed so as to be magnetically coupled to the other side surface of the cylindrical belt-shaped magnetic body of the rotor. A second field core provided on the child and having a field winding for generating a rotating magnetic pole; And a current control means for controlling the thrust of the rotating shaft direction to said rotor by controlling the magnitude of the field current supplied to the second field core,
Further, a cylindrical belt-shaped permanent magnet is provided on each outer peripheral surface of the cylindrical belt-shaped magnetic body of the rotor, and at least one side surface of the cylindrical belt-shaped magnetic body of the rotor is configured with a tapered conical slope, A rotary synchronous machine capable of thrust control , wherein the first and second field cores are magnetically coupled to the cylindrical slope .

推力制御可能な回転型同期機を同一回転軸の軸方向に沿って複数段接続したことを特徴とする請求項１記載の推力制御可能な回転型同期機。 Thrust controllable rotating synchronous machine thrust controllable rotating synchronous machine according to claim 1, characterized in that a plurality of stages connected in the axial direction of the same rotating shaft.