JP3971979B2

JP3971979B2 - Air conditioner

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Publication number: JP3971979B2
Application number: JP2002267546A
Authority: JP
Inventors: 雄八高倉; 幸雄川端; 保夫能登原; 純一高木; 浩二加藤; 一弘須藤; 建司田村; 裕治船山
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2002-09-13
Filing date: 2002-09-13
Publication date: 2007-09-05
Anticipated expiration: 2022-09-13
Also published as: KR20040024447A; JP2004101151A; KR100564193B1; CN1482734A; CN1255933C

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和装置であって、特に圧縮機用電動機の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石型の同期電動機を可変速制御する一般的な方法が、例えば（非特許文献１）に示されている。
【０００３】
電動機の回転速度を上昇させるには、電力変換器から電動機に加える周波数を増加させると共に電圧を同時に増加させる必要がある。回転子の角速度に比例して固定子に発生する誘起電圧が増加するため、電動機に電流を流して回転トルクを発生させるためには、誘起電圧より高い電圧を加えなければならない。よって、高速度で回転させるためには、高電圧を発生させる電力変換器が必要となるが、電力変換器のコスト増やノイズ発生等の問題につながる。
【０００４】
一方、電力変換器から供給する電圧を変えずに同期電動機を可変速制御する方法として、ベクトル制御を用いた弱め磁束制御がある。負のｄ軸電流を流すことで生じる減磁作用により、電動機に加える電圧の上昇を抑制することができる。この制御を用いれば、電動機に加える電圧を所定の範囲内に抑えながら、高速度で回転させることができる。
【非特許文献１】
「電気工学ハンドブック」第５９４頁〜第５９６頁（２００１年２月２０日、電気学会発行）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
空気調和機の圧縮機を駆動する電動機は、熱負荷が小さいときや室温が平衡しているときは数百回転程度の低速回転で運転され、急速冷房や急速暖房時は数千回転の高速回転で運転される。
【０００６】
このように電動機を低速度から高速度まで制御する必要がある場合、低い電圧で高速度まで回転できるように電動機の巻き線数を少なく調整する。しかし、同じ負荷で駆動させた場合、巻き線数が多い電動機に比較して、少ない電動機の電動機電流が多くなる。このため、電動機の効率を考慮した場合、巻き線数を多くして回転数設計点を低くする。
【０００７】
しかし、回転数設計点が低い電動機を高速度まで制御するには、従来の技術で述べたように、電動機を駆動する電力変換回路で高電圧を加えるか、又はベクトル制御による弱め磁束制御を用いる必要がある。
【０００８】
電力変換回路で電動機に高電圧を印加する場合、さらに速度を上昇させたい場合、高価な回路としなければならない。特に家庭用空気調和機で高価な回路を付加することは困難である。また、ベクトル制御による弱め磁束制御を行う場合、電動機巻き線の巻き数を増やすと比較的低速で弱め磁束制御に入ってしまい、負のｄ軸電流が増えると電動機の巻き線に流れる電流が増えて、電動機の損失が増加するといった問題がある。
【０００９】
本発明の目的は、空気調和機の冷凍サイクルに用いられる電動機を、あまりコストを上昇させずに損失の発生を抑えつつ低速度から高速度まで制御可能な空気調和機を提供することにある。
【００１０】
また、この際、各運転状態において効率よく電動機を制御することで空気調和機の効率低下を抑えた空気調和機を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、
冷凍サイクル中に配置された圧縮機を動作させる電動機と、直流を交流に変換しこの電動機を駆動するインバータとを備えた空気調和装置において、
前記インバータの直流電圧を上昇させる手段と、
前記電動機がベクトル制御されるように前記インバータにスイッチング信号を付与し弱め磁束制御可能な制御手段と、を備え、
前記電動機の速度を上昇させる場合において、前記弱め磁束制御に優先して前記インバータの直流電圧を上昇させるとき、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、入力電流に応じて前記インバータの直流電圧を上昇させるモードを切替える空気調和装置により達成される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る空気調和機用電動機の制御装置の回路構成の実施形態を示す図である。図において、１は商用電源、２は力率改善リアクタ、３は整流ダイオード、４は整流回路切替えスイッチ、５，６，７は平滑コンデンサ、８は電流検出用抵抗、９は入力電流検出コイル、１０は整流ダイオード、１１，１２はＡＤ変換器、１３，１４，１５はドライバ、１６は演算処理装置、１７はＡＤ変換器、１８は同期電動機（直流ブラシレスモータ）、１９は３相インバータブリッジ回路、２０はマイコン、２１，２２，２３，２４は抵抗、２５はコンパレータ、２６は電源ゼロクロス検出回路、２７はスイッチング素子、Ｖｓは商用電源、Ｉｓは入力電流、Ｖｄｃは直流電圧、Ｉｄｃは直流電流、Ｓｚはゼロクロス信号、Ｓｒスイッチ切替え信号、ＰＷＭ１はコンバータのスイッチング素子駆動信号、ＰＷＭ２はインバータのスイッチング素子駆動信号である。
【００１４】
この回路の動作について説明する。商用電源１からの交流電力Ｖｓは、整流ダイオード３と平滑コンデンサ５，６，７によって、直流電力に変換される。インバータブリッジ回路１９には直流電力が供給され、インバータブリッジ回路１９を構成する６個のスイッチング素子を駆動信号ＰＷＭ２によって駆動し、直流電動機１８を速度制御する。この直流電動機１８は図示しない密閉チャンバ内に圧縮機構と共に収納され、直流電動機１８の回転運動が圧縮機構の圧縮動作に変換される。この圧縮作用によって冷媒が圧縮され、冷凍サイクル中に流れることによって空気調和器として冷房、暖房、除湿を行う。
【００１５】
整流回路切り替えスイッチ４によって全波整流回路と倍電圧整流回路が切り替えられ、電動機を高速度で駆動する場合は、倍電圧整流回路に切り替えてインバータブリッジ回路１９の直流側に高い電圧が印加され、この直流電圧をチョッピングすることによって得られる交流が電動機に加えられる。
【００１６】
２７はコンバータ用のスイッチング素子であって、１０の整流回路の出力を駆動信号ＰＷＭ１によって短絡し、２の力率改善用リアクタとの組み合わせで入力電流Ｉｓを整形し、電源力率を改善すると共に直流電圧Ｖｄｃの高さを制御する。２６は電源ゼロクロス信号を生成する回路であって、電源Ｖｓの両端電圧を抵抗２１，２２，２３，２４で分圧し，分圧した電圧をコンパレータ２５に入力して比較することにより、電源半周期ごとに反転するゼロクロス信号Ｓｚを生成する。ゼロクロス信号Ｓｚはマイコン２０で参照し、ゼロクロス信号Ｓｚの反転タイミングに応じて駆動信号ＰＷＭ１を出力する。これらの部分を交流電力から直流電力に変換する第１の電力変換回路とする。９は入力電流Ｉｓのレベルを検出するコイルであり、１７のＡＤ変換器で検出した値は４の整流回路切替えスイッチの切替え条件等に用いる。
【００１７】
直流電圧ＶｄｃはＡＤ変換器１１で検出し、整流回路の出力電圧を制御する際に用いる。直流電流ＩｄｃはＡＤ変換器１２で検出し、電動機をベクトル制御する際に参照する。１９は６個のスイッチング素子からなるインバータブリッジ回路であり、マイコン２０から出力する駆動信号ＰＷＭ２によって、直流電動機１８を回転駆動させる。これらの部分を直流電力から交流電力に変換する第２の電力変換回路とする。
【００１８】
次に、図２を用いてベクトル制御演算について説明する。３１はモータ電圧方程式演算、３２は２相→３相変換演算、３３は位相演算、３４は３相→２相変換演算、３５は相電流再現演算、３６は２相→３相変換演算、１２，１５，１６は図１と同一である。Ｉｄ＊はｄ軸電流指令、ｆ＊は周波数指令、Ｖｄ＊はｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊はｑ軸電圧指令、θは電圧位相、ＩｕはＵ相電動機電流、ＩｗはＷ相電動機電流、Ｉｑはｑ軸電動機電流、Ｉｄはｄ軸電動機電流、Ｉｕ'はＩｕの前回値、Ｉｗ'はＩｗの前回値、Ｉｄｃは８の電流検出用抵抗に流れる直流電流、ＶｕはＵ相モータ電圧、ＶｖはＶ相モータ電圧、ＶｗはＷ相モータ電圧である。
【００１９】
ベクトル制御演算の内容について説明する。図２はベクトル制御演算として一般的な計算ブロックを示したものである。ベクトル制御は、ｄ軸電流指令、周波数指令、電流フィードバック値である実ｑ軸電流に基づいてインバータブリッジ回路１９を構成するスイッチング素子に付与するパルス列を演算するし、電動機を制御するものである。各演算ブロックの計算式は電気工学ハンドブック等に示されているので説明は省略する。
【００２０】
２０のモータ電圧方程式演算は、Ｉｄ＊のｄ軸電流指令、ｆ＊の周波数指令、Ｉｑのｑ軸電動機電流に基づいてＶｄ＊のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊のｑ軸電圧指令を算出する。２２の位相演算は、ｆ＊の周波数指令に比例させてモータ電圧位相を進め、モータ電圧位相の瞬時値を算出してθに格納する。２１の２相→３相変換演算は電圧位相θを参照して、Ｖｄ＊のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊のｑ軸電圧指令より、ＶｕのＵ相モータ電圧、ＶｖのＶ相モータ電圧、ＶｗのＷ相モータ電圧を算出する。２４の相電流再現演算は、１２のＡＤ変換器によって８の電流検出用抵抗に流れる直流電流Ｉｄｃを読込み、ＩｕのＵ相電動機電流、ＩｗのＷ相電動機電流を算出する。２３の３相→２相変換演算は、ＩｕのＵ相電動機電流、ＩｗのＷ相電動機電流からＩｑのｑ軸電動機電流、Ｉｄのｄ軸電動機電流を算出する。２５の２相→３相変換演算は電圧位相θを参照して、Ｉｑのｑ軸電動機電流、Ｉｄのｄ軸電動機電流からＩｕ'のＩｕ前回値、Ｉｗ'のＩｗ前回値を算出する。Ｉｕ'のＩｕ前回値、Ｉｗ'のＩｗ前回値は、２４の相電流再現演算にて相電流が再現できなかった場合に、相電流の前回算出した値を今回の値として代用するために用いる。高効率を目的とする場合、或いは高速運転を目的とする場合などに応じてｄ，ｑ軸の電流をそれぞれ調整する。
【００２１】
例えば電動機１８を高速度で運転する場合、弱め磁束制御により負のｄ軸電流を流すことで生じる減磁作用によって、電動機に加える電圧の上昇を抑制することができる。この制御を用いることにより、電動機に加える電圧を所定の範囲内に抑えながら、高速度で回転させることができる。
【００２２】
次に、図３を用いて力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路の力率改善制御について説明する。Ｔｓは電源周期、Ｖｓは商用電源、Ｓｚはゼロクロス信号、ＰＷＭ１はコンバータのスイッチング素子駆動信号、Ｉｓは電源電流、ＰｏｎはＰＷＭ１がオフからオンに切替わるタイミング、ＰｏｆｆはＰＷＭ１がオンからオフに切替わるタイミング、ｔ１はＳｚのゼロクロス信号が変化した時刻からＰＷＭ１がオンするまでのディレイ時間、ｔ２はＰＷＭ１がオンしている時間を示す。交流電力を直流電力に変換する電力変換回路は、図１に示す整流回路１０とスイッチング素子２７、及び力率改善リアクタ２によって構成する。スイッチング素子２７は短絡回路であり、電源電圧の位相がＰｏｎの時にスイッチング素子２７の駆動信号ＰＷＭ１をオンし、電源電圧の位相がＰｏｆｆの時にＰＷＭ１をオフする。このＰｏｎとＰｏｆｆの位相を変えることにより、電源電流Ｉｓの波形を整形して力率を改善すると共に、昇圧スイッチング動作による直流電圧Ｖｄｃの制御を行うことができる。
【００２３】
マイコン２０は、ゼロクロス信号Ｓｚを基準にして、時間ｔ１とｔ２を設定することにより駆動信号ＰＷＭ１位相Ｐｏｎでオン、位相Ｐｏｆｆでオフさせる。時間ｔ２を拡大するとスイッチング素子がオンする時間が長くなり、同時に短絡電流が流れる時間が長くなる。短絡電流を流すことによって力率が向上するが、ｔ２を長くしすぎると短絡電流のピークが伸びて、過電流などの問題が生じるので、適切な範囲で調整する。また、短絡電流を流すことによって入力電力が増えるので、直流電圧Ｖｄｃを昇圧制御することができる。
【００２４】
次に、力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、同期電動機のベクトル制御の機能を有する、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路の動作によって直流電動機を速度制御する方法について説明する。図４に直流電動機の制御モードと各制御信号及び制御量との関係について示す。制御モードは０から３までの４種類がある。各モード毎に、ｄ軸電流指令Ｉｄ*、直流電圧Ｖｄｃ、スイッチ切替え信号Ｓｒ、コンバータのスイッチング素子駆動信号ＰＷＭ１を制御する。電源電流Ｉｓを参照して各モードを切替える。
【００２５】
モード０は、Ｉｄ*を０近傍として弱め磁束制御を行わずに、かつＶｄｃをＶｄｃ１に制御して全波整流電圧程度の値とし、かつＳｒをオフして整流回路を全波整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行わない。このモードでは、入力電流Ｉｓが小さいので力率改善制御を行う必要がなく、よってスイッチング素子の駆動信号ＰＷＭ１を出力しないことによりスイッチング損失をなくことができる。力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路のスイッチング動作は行わずに、全波整流電圧を直流電力を交流電力に変換する電力変換回路に加えて電動機を可変速制御する。
【００２６】
モード１は、Ｉｄ*を０近傍として弱め磁束制御を行わずに、かつＶｄｃをＶｄｃ２に制御して全波整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とし、かつＳｒをオフして整流回路を全波整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行って直流電圧Ｖｄｃの制御を行う。このモードは、入力電流ＩｓがＩｓ１以上Ｉｓ２未満の場合に作動させる。入力電流が所定の値以上になると、力率改善制御を行って電流波形を整形することにより効率を向上させることができる。よって、力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路のスイッチング動作を行い直流電圧Ｖｄｃを制御して、全波整流電圧を直流電力を交流電力に変換する電力変換回路に加えて電動機を可変速制御する。
【００２７】
ここで入力電流Ｉｓ１の選定について図８を用いて説明する。Ｔｓは電源電圧の周期を示す。力率改善制御を行わない場合の入力電流Ｉｓの波形をa及びｂで示す。入力電流が増えるに従って、ａの波形からｂの波形のように電流のピークが尖端状となり力率が低下する。また、電流による回路損失は電流値の２乗に比例するので、電流のピークが伸びることにより損失の発生が増大する。そこで、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路のスイッチング動作を行うことにより、ｃの波形のように力率を改善して電流のピークを抑え、ｂの波形に対してｃの波形の損失を低減できる。一方、スイッチング動作を行うことによって、スイッチング素子２７で損失が発生する。よって、入力電流のピーク値を抑えることによって損失を低減できた分とスイッチングによって生じた損失のトレードオフによって回路の損失が増減する。
【００２８】
ここで、図９を用いて、スイッチングを行った場合とそうでない場合の損失について比較する。ｄの実線はスイッチングを行わない場合の回路損失を示し、ｅの点線はスイッチングを行った場合の損失を示す。入力電流Ｉｓが小さい場合は、電流の波高値が小さいため、スイッチングにる電流ピーク値の抑制効果は小さい。一方、スイッチングによる損失が発生するので、トータルとしての回路損失はスイッチングを行ったｅの方が、スイッチングを行わないｄより大きくなる場合がある。次に、入力電流Ｉｓが大きくなると、スイッチングによって電流のピークを抑えた場合とそうでない場合の効率差が顕著に現れ、スイッチングを行ったｅの方が、スイッチングを行わないｄより損失を抑えることができる。そこで、所定のＩｓを基準にしてモードｎとモードｎ＋１に区分し、より損失が低くなるようにスイッチングを行う場合とそうでない場合に分けて制御する。これにより、モードｎではｄの実線、モードｎ＋１ではｅの点線で示す損失にすることができる。モード境界の入力電流Ｉｓ１は、実線ｄに相当するスイッチング行わない場合の損失と、点線ｅに相当するスイッチング行う場合の損失を実測して求める。尚、回路構成や回路定数によっては、実線ｄと点線ｅの交差が発生しない場合が考えられるので、このような場合は、損失の低い方のモードに固定する。
【００２９】
モード２は、Ｉｄ*を０近傍として弱め磁束制御を行わずに、かつＶｄｃをＶｄｃ３に制御して倍電圧整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とし、かつＳｒをオンして整流回路を倍電圧整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行って直流電圧Ｖｄｃの制御を行う。このモードは、入力電流ＩｓがＩｓ２以上Ｉｓ３未満の場合に作動させる。電動機を高速度まで回転させるため、電動機に加える電圧を高くする必要があり、整流回路を全波整流回路から倍電圧整流回路に切り替える。電動機を高速度まで回転する場合を、入力電流が所定の値以上の場合として判断し、整流回路切替えの判断基準とする。
【００３０】
ここで、全波整流回路と倍電圧整流回路における損失について図１０と図１１を参照して説明する。図１０は全波整流の回路、図１１は倍電圧整流の回路構成をそれぞれ示す。図１０の全波整流回路では、スイッチ４が開いているので、電源電流Ｉｓは、整流ダイオード３ｃと３ｂ或いは３ａと３ｄの組み合わせで流れ、常に２つのダイオードを電源電流が流れる構成になる。図１１の倍電圧整流回路では、スイッチ４が閉じているので、電源電流Ｉｓは、整流ダイオード３ａ、或いは３ｃの組み合わせで流れ、常に１つのダイオードを電源電流が流れる構成になる。各々のダイオードで生じる損失を同じとすれば、図１０の方が、電流が流れるダイオード数が２倍になるので、ダイオード損失も２倍になる。よって、全波整流の損失が大きい。一方、直流電動機の損失は、直流電圧Ｖｄｃが低い場合の方が低損失の場合がある。直流電圧Ｖｄｃが高ければ、電動機電流のＰＷＭチョッパ毎に断続する電流振幅が広がり、うず電流等により電動機の鉄損が増えること、更に電動機電流のＰＷＭチョッパ毎のピーク電流値が伸びることによって銅損が増えることによって電動機損失が増加する場合が考えられる。よって、回路損失と電動機損失まで含めた総合損失は、全波整流から倍電圧整流に切り替えることによって減少した回路損失と、増加した電動機損失のトレードオフによって総合損失が増減する。図９を用いて先述したように、所定のＩｓを基準にしてモードｎとモードｎ＋１に区分し、より損失が低くなるように全波整流と倍電圧整流に分けて制御する。モード境界の入力電流Ｉｓ２は、実線ｄに相当する全波整流時の損失と、点線ｅに相当する倍電圧整流時の損失を実測して求める。尚、回路構成や回路定数によっては、実線ｄと点線ｅの交差が発生しない場合が考えられるので、このような場合は、損失の低い方のモードに固定する。また、直流電圧Ｖｄｃはなるべく低い値の方が総合損失が低くなるので、Ｖｄｃ２は力率向上が可能な範囲内でなるべく低い値に設定する。実際には全波整流電圧Ｖｄｃ１に若干のオフセット電圧を加えた値とする。同様にＶｄｃ３は力率向上が可能な範囲内でなるべく低い値に設定する。実際には倍電圧整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とする。
【００３１】
モード３は、Ｉｄ*を負の値にして弱め磁束制御を行い、かつＶｄｃをＶｄｃ３に制御して倍電圧整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とし、かつＳｒをオンして整流回路を倍電圧整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行って直流電圧Ｖｄｃの制御を行う。このモードは、入力電流ＩｓがＩｓ３以上の場合に作動させる。電動機を高速度まで回転させるため、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路の電圧変調率が所定の値に至った場合、Ｉｄ*を負の値にして弱め磁束制御を行い電動機の回転数を制御する。このモードは、入力電流が非常に大きく、弱め磁束制御によって電動機を制御する必要がある場合に作動させる。弱め磁束制御を動作させる判断は、直流電力から交流電力に変換する電源変換回路の電圧変調率が予め定めた所定値に至ったか否かで行う。
【００３２】
次に、図５を用いて直流電力から交流電力に変換する電源変換回路の電圧変調率と動作モードの切替えについて説明する。図４において電源電流Ｉｓを判定基準値として各動作モードの切り替えを説明したが、図５では各動作モードの内容は図４で説明した内容と同一であるが、電圧変調率ｋｈｖ１を各動作モードの切替え判定基準とする。モード０からモード１の切替え及びモード１からモード２の切替えは、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値ｋｈｖ１（ｍａｘ）に至った時点で切り替える。また、モード３において電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値ｋｈｖ１（ｍａｘ）に至った時点で弱め磁束制御を開始する。
【００３３】
ここで、図１２を用いて電圧変調率と弱め磁束制御について説明する。図１２はマイコン２０においてＰＷＭ１を作成する内部信号波形を示したもので、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは電動機各相の正弦波電圧信号、Ｖｃはチョッパ信号であり、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗとＶｃを比較することによって各相のＰＷＭ信号を得る。ＰＷＭ信号の振幅は、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅αに比例する。振幅の最大値をβとすれば、電圧変調率ｋｈｖ１はβに占めるαの割合となる。αがβと同じ値に至った時にｋｈｖ１は１００％となり、電動機への電圧をこれ以上、上昇させることができない。よって、電圧変調率が１００％に至った時点で電動機の速度を上昇させるには、弱め磁束制御を用いる。
【００３４】
ここで、図１３を用いて弱め磁束制御と電動機の損失について説明する。図は直流電動機の電圧ベクトルを示すものであり、Ｖｍは電動機電圧、ωは回転速度、Ｌは巻き線インダクタンス値、ｒは巻き線抵抗値、Ｅ０は誘起電圧、Ｉｑはｑ軸電流、Ｉｄはｄ軸電流、Ｉｍは電動機電流、φはｑ軸とＩｍのなす角度、δはｑ軸とＶｍのなす角度、ｑはｑ軸、ｄはｄ軸を示す。電動機の巻き線で生じる電圧は、インダクタンス分のω・Ｌ・Ｉｍと、抵抗分のｒ・Ｉｍと、誘起電圧分のＥ０であり、これらの電圧ベクトルの合計が電動機の端子電圧となる。弱め磁束制御を行う場合は、ｄ軸電流Ｉｄを負の値にして制御する。ＩｑとＩｄのベクトル和がＩｍであり、電圧ベクトルのｒ・ＩｍはＩｍと平行になるが、Ｉｄを負の値にして、Ｅ０に対するＶｍのなす角δが拡大するように制御すれば、負のｄ軸電流を流すことで生じる減磁作用により、電動機に加える電圧Ｖｍの上昇を抑制することができる。この制御を用いれば、電動機に加える電圧Ｖｍを所定の範囲内に抑えながら、高速度で回転させることができる。弱め磁束制御を行わない場合はｄ軸電流Ｉｄを０近傍に制御することにより、損失を少なくして速度制御を行うのに対し、弱め磁束制御を行う場合は、負のｄ軸電流が増えると電動機の巻き線に流れる電流が増えて、電動機の損失が増加する。よって、効率の良い運転を行うためには、前記したように運転モードを設定して、なるべく弱め磁束制御を行わないように、直流電圧ＶｄｃをＶｄｃ１，Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ３に適宜制御する。
【００３５】
モード０からモード１への遷移、モード１からモード２への遷移、モード２からモード３への遷移は、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値になったことに基づいて行われる。ベクトル制御のプログラム上、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値になったとき弱め磁束制御が開始されるように組まれている。例えば、モード１からモード２への遷移を考えた場合、電圧変調率ｋｈｖ１が、所定の最大値に到達したとき、このままでは弱め磁束制御が開始されてしまう。弱め磁束制御は、前述のように、電動機損失が増大する運転である。従ってここではまだ、弱め磁束制御を投入したくない。何故なら、このモード１は、効率よく高速度を達成する手段が残っているからである。すなわちここでは、全波整流から倍電圧整流に切替えることで、弱め磁束制御を行うことなく効率よく更なる高速度を望むことができる。
【００３６】
すなわち、本実施例における制御の考え方として、現在のＰＷＭ制御ではこれ以上電動機を高速化させることができないとき、弱め磁束制御の他に電動機を高速化可能な手段が残っている場合、弱め磁束制御に優先させて他の手段を選択するようにする。例えば、モード０において、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値に達し、更なる高速度を望む場合、弱め磁束制御の他に電動機を高速にする手段として、インバータの直流電圧を上昇させる手段が残されており、中でもスイッチング素子２７をＰＷＭ制御させることと、スイッチＳｒを投入して全波整流から倍電圧整流に切替える２種類の手段が残っている。この場合、スイッチング素子２７をＰＷＭ制御させる方を優先して選択している。なお、直流側を短絡して直流電圧を上昇させるＰＡＭ用スイッチング素子を設けた場合も考え方は同様である。
【００３７】
換言すると、本実施例では、電動機の速度上昇手段として、直流電圧を上昇させることで電動機速度を上昇させる手段と、弱め磁束制御を投入して電動機速度を上昇させる手段が存在する場合、弱め磁束制御に優先して直流電圧を上昇させる手段を選択する。これにより、電動機の効率低下を抑えつつ速度上昇を行なうことができる。
【００３８】
以上、図４では入力電流Ｉｓを参照して負荷に応じた運転モードの切替によって効率を向上させる運転モードの切替えを説明し、図５では電圧変調率ｋｈｖ１を参照して弱め磁束制御をなるべく行わないようして効率を向上させる運転モードの切替えを説明した。これら２つの運転モードの切替えを組み合わせることによって、電動機を速度制御する方法について説明する。図６は図４及び図５で説明した運転モードの遷移図である。図７は運転モードの遷移条件を図表に示したものである。図６に示した記号▲１▼，▲２▼，▲３▼，▲４▼，▲５▼，▲６▼，▲７▼は、図７の記号と対応している。図６において、電動機の始動時をイニシャルとし、運転状態に応じてモード０から３まで運転モードを切り替える。各モードの切替え条件は、記号▲１▼から▲７▼で示している。例えば、モード０から１に切り替える場合の条件は▲１▼であり、モード１から０に切り替える場合の条件は▲２▼である。電動機を停止させて再起動させる場合は、モード０から運転を開始する。モード０から1に切り替える条件は、図４で説明したモード０から１に切り替える条件と、図５で説明したモード０から１に切り替える条件のいずれかに該当する場合とする。モード１から２に切り替える条件は、図４で説明したモード１から２に切り替える条件と、図５で説明したモード１から２に切り替える条件のいずれかに該当する場合とする。モード２から３に切り替える条件は、図４で説明した条件と同一とする。モード１から０に切り替える条件は、図４で説明したモード０から１に切り替える条件に該当しなくなった場合、かつ図５で説明したモード０から１に切り替える条件に該当しなくなった場合とする。モード２から１に切り替える条件は、図４で説明したモード２から１に切り替える条件に該当しなくなった場合、かつ図５で説明したモード２から１に切り替える条件に該当しなくなった場合とする。モード３から２に切り替える条件は、図４で説明した条件に該当しなくなった場合とする。このようにモード切り替えの条件設定を行うことにより、交流電力から直流電力に変換する第１の電力変換回路で効率や力率が低下しない条件と、直流から交流に変換する第２の電力変換回路において、弱め磁束制御をなるべく行わないようして効率を向上させる条件を同時に満たすことができ、効率の良い直流電動機の運転ができる。
【００３９】
以上本実施例によれば、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を備え、第１の変換回路は力率を向上させるように第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電流の波形を制御する手段を備え、第２の電力変換回路は、電動機電流に基づいて回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸における電動機電流を算出し、直交するｄ、ｑ軸における各電流指令値と周波数指令値とに基づいて交流電力を出力する手段を備え、これらの手段から構成する同期電動機のインバータ装置において、前記第１の電力変換回路は、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように制御し、又は、前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように動作するので、電力変換回路で発生する電力損失を抑制することができる。
【００４０】
また、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように制御する際に、スイッチング動作を行った場合の効率又は力率が、スイッチング動作を行わない場合の効率又は力率より高くなる入力電流の値を以って入力電流の予め定めた所定値とし、又は前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように制御する際に、電圧変調率の最大値を以って予め定めた所定値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４１】
更に、第１の電力変換回路は、整流回路を全波整流回路と倍電圧整流回路に切替える手段を備え、入力電力を直流電力に変換する際は、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御し、又は、前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御するので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４２】
更に、第１の電力変換回路は、整流回路を全波整流回路に切替えて制御する際は、入力電力を直流電力に変換した値が予め定めた所定の値となるように、第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電力を制御し、かつ効率又は力率が最も高くなる直流電圧の値を以って、予め定めた所定の値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４３】
更に、入力電力を直流電力に変換する際は、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御する際は、倍電圧整流回路に切替えた場合の効率又は力率が、全波整流回路に切替えた場合の効率又は力率より高くなる入力電流の値を以って、入力電流の予め定めた所定値とし、又は、前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御する際に、電圧変調率の最大値を以って予め定めた所定値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４４】
更に、第１の電力変換回路は、整流回路を倍電圧整流回路に切替えて制御する際は、入力電力を直流電力に変換した値が予め定めた所定の値となるように、第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電力を制御し、かつ、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、前記電動機電の回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸におけるｄ軸の電流指令値を増減させて電動機の出力を制御するので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４５】
更に、入力電力を直流電力に変換した値が予め定めた所定の値となるように、第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電力を制御する際は、効率又は力率が最も高くなる直流電圧の値を以って、予め定めた所定の値とし、かつ、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、前記電動機電の回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸におけるｄ軸の電流指令値を増減させて電動機の出力を制御する際は、電圧変調率の最大値を以って予め定めた所定値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上本発明によれば、空気調和機の冷凍サイクルに用いられる電動機を、あまりコストを上昇させずに損失の発生を抑えつつ低速度から高速度まで制御可能な空気調和機を提供することができる。
【００４７】
また、この際、各運転状態において効率よく電動機を制御することで空気調和機の効率低下を抑えた空気調和機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるインバータ装置の一実施例の回路図である。
【図２】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図３】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図４】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図５】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図６】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図７】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図８】本発明によるインバータ装置の一実施例の電流波形の例を示す図である。
【図９】本発明によるインバータ装置の一実施例の損失を示す図である。
【図１０】本発明によるインバータ装置の一実施例の回路図である。
【図１１】本発明によるインバータ装置の一実施例の回路図である。
【図１２】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図１３】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【符号の説明】
１…商用電源、２…力率改善リアクタ、３…整流ダイオード、４…整流回路切替えスイッチ、５，６，７…平滑コンデンサ、８…電流検出用抵抗、９…入力電流検出コイル、１０…整流ダイオード、１１，１２…ＡＤ変換器、１３，１４，１５…ドライバ、１６…演算処理装置、１７…ＡＤ変換器、１８…同期電動機、１９…３相インバータブリッジ回路、２０…マイコン、２１，２２，２３，２４…抵抗、２５…コンパレータ、２６…電源ゼロクロス検出回路、２７…スイッチング素子、Ｖｓ…商用電源、Ｉｓ…入力電流、Ｖｄｃ…直流電圧、Ｉｄｃ…直流電流、Ｓｚ…ゼロクロス信号、Ｓｒ…スイッチ切替え信号、ＰＷＭ１…コンバータのスイッチング素子駆動信号、ＰＷＭ２…インバータのスイッチング素子駆動信号、３１…モータ電圧方程式演算、３２…２相→３相変換演算、３３…位相演算、３４…３相→２相変換演算、３５…相電流再現演算、３６…２相→３相変換演算、Ｉｄ＊…ｄ軸電流指令、ｆ＊…周波数指令、Ｖｄ＊…ｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊…ｑ軸電圧指令、θ…電圧位相、Ｉｕ…Ｕ相電動機電流、Ｉｗ…Ｗ相電動機電流、Ｉｑ…ｑ軸電動機電流、Ｉｄ…ｄ軸電動機電流、Ｉｕ'…Ｉｕの前回値、Ｉｗ'…Ｉｗの前回値、Ｉｄｃ…８の電流検出用抵抗に流れる直流電流、Ｖｕ…Ｕ相モータ電圧、Ｖｖ…Ｖ相モータ電圧、Ｖｗ…Ｗ相モータ電圧、Ｔｓ…電源周期、Ｖｓ…商用電源、Ｓｚ…ゼロクロス信号、ＰＷＭ１…コンバータのスイッチング素子駆動信号、Ｉｓ…電源電流、Ｐｏｎ…ＰＷＭ１がオフからオンに切替わるタイミング、Ｐｏｆｆ…ＰＷＭ１がオンからオフに切替わるタイミング、ｔ１…Ｓｚのゼロクロス信号が変化した時刻からＰＷＭ１がオンするまでのディレイ時間、ｔ２…ＰＷＭ１がオンしている時間。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an air conditioner, and more particularly to control of an electric motor for a compressor.
[0002]
[Prior art]
A general method for variable speed control of a permanent magnet type synchronous motor is disclosed in, for example, (Non-Patent Document 1).
[0003]
In order to increase the rotation speed of the electric motor, it is necessary to increase the frequency applied to the electric motor from the power converter and simultaneously increase the voltage. Since the induced voltage generated in the stator increases in proportion to the angular velocity of the rotor, a voltage higher than the induced voltage must be applied in order to generate a rotational torque by passing a current through the motor. Therefore, in order to rotate at a high speed, a power converter that generates a high voltage is required, but this leads to problems such as an increase in cost of the power converter and generation of noise.
[0004]
On the other hand, as a method for variable speed control of the synchronous motor without changing the voltage supplied from the power converter, there is a flux weakening control using vector control. Due to the demagnetizing action caused by flowing a negative d-axis current, an increase in voltage applied to the motor can be suppressed. If this control is used, the motor can be rotated at a high speed while suppressing the voltage applied to the electric motor within a predetermined range.
[Non-Patent Document 1]
"Electrical Engineering Handbook" pages 594 to 596 (February 20, 2001, published by the Institute of Electrical Engineers of Japan)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
The electric motor that drives the compressor of the air conditioner is operated at a low speed of several hundreds of revolutions when the heat load is small or the room temperature is balanced, and at a high speed of several thousand revolutions during rapid cooling or heating. It is driven by.
[0006]
Thus, when it is necessary to control the motor from a low speed to a high speed, the number of windings of the motor is adjusted to be small so that the motor can be rotated to a high speed with a low voltage. However, when driven by the same load, the motor current of a small motor increases compared to a motor with a large number of windings. For this reason, when the efficiency of the motor is taken into consideration, the number of windings is increased to lower the rotational speed design point.
[0007]
However, to control an electric motor with a low rotational speed design point to a high speed, as described in the prior art, a high voltage is applied by a power conversion circuit that drives the electric motor, or a weak flux control by vector control is used. There is a need.
[0008]
When a high voltage is applied to an electric motor by a power conversion circuit, if it is desired to further increase the speed, the circuit must be an expensive circuit. In particular, it is difficult to add an expensive circuit in a home air conditioner. In addition, when performing flux-weakening control by vector control, if the number of turns of the motor winding is increased, flux-weakening control is entered at a relatively low speed, and if the negative d-axis current increases, the current flowing through the winding of the motor increases. Thus, there is a problem that the loss of the motor increases.
[0009]
An object of the present invention is to provide an air conditioner capable of controlling an electric motor used in a refrigeration cycle of an air conditioner from a low speed to a high speed while suppressing generation of loss without significantly increasing cost.
[0010]
In addition, at this time, an object is to provide an air conditioner that suppresses a decrease in efficiency of the air conditioner by efficiently controlling the electric motor in each operation state.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
  The above purpose is
  In an air conditioner including an electric motor that operates a compressor disposed in a refrigeration cycle, and an inverter that converts direct current into alternating current and drives the electric motor,
  Means for increasing the DC voltage of the inverter;
  Control means capable of giving a switching signal to the inverter and controlling the magnetic flux weakening so that the electric motor is vector-controlled,
  In increasing the speed of the electric motor, when increasing the DC voltage of the inverter in preference to the flux-weakening control, the means for increasing the DC voltage of the inverter increases the DC voltage of the inverter according to the input current. This is achieved by an air conditioner that switches the mode to be raised.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a circuit configuration of a control device for an air conditioner motor according to the present invention. In the figure, 1 is a commercial power source, 2 is a power factor improving reactor, 3 is a rectifier diode, 4 is a rectifier circuit changeover switch, 5, 6 and 7 are smoothing capacitors, 8 is a current detection resistor, 9 is an input current detection coil, 10 is a rectifier diode, 11 and 12 are AD converters, 13, 14 and 15 are drivers, 16 is an arithmetic processing unit, 17 is an AD converter, 18 is a synchronous motor (DC brushless motor), and 19 is a three-phase inverter bridge circuit , 20 is a microcomputer, 21, 22, 23, and 24 are resistors, 25 is a comparator, 26 is a power supply zero cross detection circuit, 27 is a switching element, Vs is a commercial power supply, Is is an input current, Vdc is a DC voltage, and Idc is a DC current. , Sz is the zero cross signal, Sr switch switching signal, PWM1 is the switching element drive signal of the converter, and PWM2 is the switch of the inverter. Packaging element as a driving signal.
[0014]
The operation of this circuit will be described. AC power Vs from the commercial power source 1 is converted into DC power by the rectifier diode 3 and the smoothing capacitors 5, 6, and 7. DC power is supplied to the inverter bridge circuit 19, the six switching elements constituting the inverter bridge circuit 19 are driven by the drive signal PWM 2, and the speed of the DC motor 18 is controlled. The DC motor 18 is housed together with a compression mechanism in a sealed chamber (not shown), and the rotational motion of the DC motor 18 is converted into the compression operation of the compression mechanism. The refrigerant is compressed by this compression action, and flows through the refrigeration cycle, thereby cooling, heating, and dehumidifying as an air conditioner.
[0015]
When the full-wave rectifier circuit and the voltage doubler rectifier circuit are switched by the rectifier circuit changeover switch 4 and the motor is driven at high speed, a high voltage is applied to the DC side of the inverter bridge circuit 19 by switching to the voltage doubler rectifier circuit, An alternating current obtained by chopping the direct current voltage is applied to the motor.
[0016]
Reference numeral 27 denotes a converter switching element. The output of 10 rectifier circuits is short-circuited by the drive signal PWM1, and the input current Is is shaped in combination with the power factor improving reactor of 2, thereby improving the power source power factor. Controls the height of the DC voltage Vdc. Reference numeral 26 denotes a circuit for generating a power supply zero-cross signal, in which the voltage across the power supply Vs is divided by resistors 21, 22, 23, and 24, and the divided voltage is input to the comparator 25 for comparison to thereby compare the power supply half cycle. A zero cross signal Sz that is inverted every time is generated. The zero cross signal Sz is referred to by the microcomputer 20, and the drive signal PWM1 is output according to the inversion timing of the zero cross signal Sz. Let these parts be a first power conversion circuit that converts AC power into DC power. Reference numeral 9 denotes a coil for detecting the level of the input current Is. The value detected by the 17 AD converter is used as a switching condition for the rectifier circuit changeover switch 4.
[0017]
The DC voltage Vdc is detected by the AD converter 11 and used when controlling the output voltage of the rectifier circuit. The DC current Idc is detected by the AD converter 12 and is referred to when the electric motor is vector-controlled. Reference numeral 19 denotes an inverter bridge circuit including six switching elements, and the DC motor 18 is rotationally driven by a drive signal PWM 2 output from the microcomputer 20. Let these portions be a second power conversion circuit that converts DC power into AC power.
[0018]
Next, the vector control calculation will be described with reference to FIG. 31 is a motor voltage equation calculation, 32 is a two-phase → three-phase conversion calculation, 33 is a phase calculation, 34 is a three-phase → two-phase conversion calculation, 35 is a phase current reproduction calculation, 36 is a two-phase → three-phase conversion calculation, 12 , 15 and 16 are the same as those in FIG. Id * is d-axis current command, f * is frequency command, Vd * is d-axis voltage command, Vq * is q-axis voltage command, θ is voltage phase, Iu is U-phase motor current, Iw is W-phase motor current, Iq Is the q-axis motor current, Id is the d-axis motor current, Iu ′ is the previous value of Iu, Iw ′ is the previous value of Iw, Idc is the DC current flowing through the current detection resistor of 8, Vu is the U-phase motor voltage, Vv Is a V-phase motor voltage, and Vw is a W-phase motor voltage.
[0019]
The contents of the vector control calculation will be described. FIG. 2 shows a general calculation block as a vector control operation. In the vector control, a pulse train to be applied to the switching elements constituting the inverter bridge circuit 19 is calculated based on a d-axis current command, a frequency command, and an actual q-axis current that is a current feedback value, thereby controlling the electric motor. Since the calculation formulas of the respective calculation blocks are shown in the electrical engineering handbook and the like, description thereof will be omitted.
[0020]
The motor voltage equation calculation of 20 calculates the d-axis voltage command of Vd * and the q-axis voltage command of Vq * based on the d-axis current command of Id *, the frequency command of f *, and the q-axis motor current of Iq. The phase calculation of 22 advances the motor voltage phase in proportion to the frequency command of f *, calculates the instantaneous value of the motor voltage phase, and stores it in θ. 21 2 phase → 3 phase conversion calculation, referring to voltage phase θ, Vu U phase motor voltage, Vv V phase motor voltage, Vw from Vd * d axis voltage command, Vq * q axis voltage command The W-phase motor voltage is calculated. In the 24 phase current reproduction calculation, the DC current Idc flowing through the current detection resistor 8 is read by the 12 AD converters, and the U phase motor current of Iu and the W phase motor current of Iw are calculated. 23, the three-phase to two-phase conversion calculation calculates the Iq q-axis motor current and the Id d-axis motor current from the Iu U-phase motor current and the Iw W-phase motor current. 25 two-phase → three-phase conversion calculation refers to the voltage phase θ, and calculates the Iu previous value of Iu ′ and the previous Iw value of Iw ′ from the q-axis motor current of Iq and the d-axis motor current of Id. The previous Iu value of Iu ′ and the previous Iw value of Iw ′ are used to substitute the previously calculated value of the phase current as the current value when the phase current cannot be reproduced by the phase current reproduction calculation of 24. . The d- and q-axis currents are respectively adjusted according to the purpose of high efficiency or the purpose of high-speed operation.
[0021]
For example, when the electric motor 18 is operated at a high speed, an increase in voltage applied to the electric motor can be suppressed by a demagnetizing action caused by flowing a negative d-axis current by the magnetic flux weakening control. By using this control, it is possible to rotate at a high speed while suppressing the voltage applied to the electric motor within a predetermined range.
[0022]
Next, power factor improvement control of the first power conversion circuit that converts AC power into DC power and that has a power factor improvement function will be described with reference to FIG. Ts is a power supply cycle, Vs is a commercial power supply, Sz is a zero cross signal, PWM1 is a switching element drive signal of the converter, Is is a power supply current, Pon is a timing at which PWM1 is switched from OFF to ON, Poff is PWM1 from OFF to ON The switching timing, t1 indicates a delay time from the time when the zero cross signal of Sz changes until the PWM1 is turned on, and t2 indicates the time during which the PWM1 is turned on. A power conversion circuit that converts alternating current power into direct current power includes the rectifier circuit 10, the switching element 27, and the power factor correction reactor 2 shown in FIG. 1. The switching element 27 is a short circuit, and turns on the drive signal PWM1 of the switching element 27 when the phase of the power supply voltage is Pon, and turns off PWM1 when the phase of the power supply voltage is Poff. By changing the phases of Pon and Poff, the power factor can be improved by shaping the waveform of the power supply current Is, and the DC voltage Vdc can be controlled by the step-up switching operation.
[0023]
The microcomputer 20 sets the times t1 and t2 with reference to the zero cross signal Sz, thereby turning on the drive signal PWM1 phase Pon and turning it off at the phase Poff. When the time t2 is increased, the time during which the switching element is turned on becomes longer, and at the same time, the time during which the short-circuit current flows becomes longer. The power factor is improved by passing a short-circuit current, but if t2 is set too long, the peak of the short-circuit current extends and problems such as overcurrent occur, so adjustment is made within an appropriate range. Further, since the input power is increased by passing a short-circuit current, the DC voltage Vdc can be boosted.
[0024]
Next, the DC motor is operated by the operation of a power conversion circuit that converts AC power into DC power, which has a power factor improvement function, and a power conversion circuit that converts DC power into AC power, which has a function of vector control of a synchronous motor. A method for controlling the speed will be described. FIG. 4 shows the relationship between the control mode of the DC motor, each control signal, and the control amount. There are four control modes from 0 to 3. For each mode, the d-axis current command Id *, the DC voltage Vdc, the switch switching signal Sr, and the converter switching element drive signal PWM1 are controlled. Each mode is switched with reference to the power supply current Is.
[0025]
In mode 0, Id * is close to 0 without weakening magnetic flux control, and Vdc is controlled to Vdc1 to a value about the full-wave rectified voltage, and Sr is turned off to make the rectifier circuit a full-wave rectifier circuit. Also, PWM1 is not output. In this mode, since the input current Is is small, it is not necessary to perform power factor correction control. Therefore, the switching loss can be eliminated by not outputting the drive signal PWM1 of the switching element. The power conversion circuit that converts AC power to DC power, which has a power factor improvement function, does not perform the switching operation, but adds the full-wave rectified voltage to the power conversion circuit that converts DC power to AC power, making the motor variable speed. Control.
[0026]
Mode 1 is set to a value obtained by adding Id * to a value near 0 without weakening the magnetic flux control, controlling Vdc to Vdc2 and adding a slight offset voltage to the full-wave rectified voltage, and turning off Sr to A full-wave rectifier circuit is used, and PWM 1 is output to control the DC voltage Vdc. This mode is activated when the input current Is is greater than or equal to Is1 and less than Is2. When the input current exceeds a predetermined value, the efficiency can be improved by performing power factor correction control and shaping the current waveform. Therefore, a power conversion circuit that performs a switching operation of a power conversion circuit that converts AC power into DC power and controls DC voltage Vdc and converts a full-wave rectified voltage into DC power from AC power having a power factor improvement function In addition, the motor is controlled at a variable speed.
[0027]
Here, selection of the input current Is1 will be described with reference to FIG. Ts indicates the cycle of the power supply voltage. The waveforms of the input current Is when the power factor correction control is not performed are indicated by a and b. As the input current increases, the peak of the current becomes pointed like the waveform from a to b, and the power factor decreases. In addition, since the circuit loss due to the current is proportional to the square of the current value, the occurrence of loss increases as the current peak increases. Therefore, by performing a switching operation of the power conversion circuit that converts AC power to DC power, the power factor is improved as in the waveform of c to suppress the current peak, and the loss of the waveform of c relative to the waveform of b. Can be reduced. On the other hand, a loss occurs in the switching element 27 by performing the switching operation. Therefore, the loss of the circuit increases or decreases due to the trade-off between the loss that can be reduced by suppressing the peak value of the input current and the loss caused by switching.
[0028]
Here, FIG. 9 is used to compare the loss when switching is performed and when the switching is not performed. The solid line d indicates the circuit loss when switching is not performed, and the dotted line e indicates the loss when switching is performed. When the input current Is is small, since the peak value of the current is small, the effect of suppressing the current peak value due to switching is small. On the other hand, since a loss due to switching occurs, the total circuit loss may be greater when switching e is performed than when switching is not performed. Next, when the input current Is increases, the difference in efficiency between when the current peak is suppressed by switching and when it is not so is significant, and switching e suppresses losses more than d without switching. Can do. Therefore, the control is divided into the mode n and the mode n + 1 based on the predetermined Is, and the control is performed separately when switching is performed so as to reduce the loss and when it is not. Thus, the loss indicated by the solid line d in mode n and the dotted line e in mode n + 1 can be achieved. The input current Is1 at the mode boundary is obtained by actually measuring the loss when the switching corresponding to the solid line d is not performed and the loss when the switching corresponding to the dotted line e is performed. Depending on the circuit configuration and circuit constants, there may be a case where the intersection of the solid line d and the dotted line e does not occur. In such a case, the mode with the lower loss is fixed.
[0029]
Mode 2 is to weaken Id * near 0, do not perform magnetic flux control, control Vdc to Vdc3, add a slight offset voltage to the double voltage rectified voltage, and turn on Sr to turn on the rectifier circuit. The voltage doubler rectifier circuit is used, and the PWM voltage 1 is output to control the DC voltage Vdc. This mode is activated when the input current Is is greater than or equal to Is2 and less than Is3. In order to rotate the motor to a high speed, it is necessary to increase the voltage applied to the motor, and the rectifier circuit is switched from the full-wave rectifier circuit to the voltage doubler rectifier circuit. The case where the motor is rotated to a high speed is determined as a case where the input current is equal to or greater than a predetermined value, and is used as a criterion for switching the rectifier circuit.
[0030]
Here, the loss in the full-wave rectifier circuit and the voltage doubler rectifier circuit will be described with reference to FIGS. FIG. 10 shows a full-wave rectification circuit, and FIG. 11 shows a circuit configuration for voltage doubler rectification. In the full-wave rectifier circuit of FIG. 10, since the switch 4 is open, the power source current Is flows in a combination of the rectifier diodes 3c and 3b or 3a and 3d, and the power source current always flows through the two diodes. In the voltage doubler rectifier circuit of FIG. 11, since the switch 4 is closed, the power supply current Is flows in a combination of the rectifier diodes 3a or 3c, and the power supply current always flows through one diode. If the loss generated in each diode is the same, the number of diodes through which current flows is doubled in FIG. 10, so that the diode loss is also doubled. Therefore, the loss of full wave rectification is large. On the other hand, the loss of the DC motor may be lower when the DC voltage Vdc is lower. If the DC voltage Vdc is high, the intermittent current amplitude increases for each PWM chopper of the motor current, the iron loss of the motor increases due to eddy current, etc., and the peak current value for each PWM chopper of the motor current increases, resulting in copper loss. It is conceivable that the motor loss increases due to an increase in. Therefore, the total loss including the circuit loss and the motor loss increases or decreases due to the trade-off between the circuit loss reduced by switching from full wave rectification to voltage doubler rectification and the increased motor loss. As described above with reference to FIG. 9, the control is divided into the mode n and the mode n + 1 based on the predetermined Is, and the control is divided into full-wave rectification and voltage doubler rectification so that the loss is further reduced. The input current Is2 at the mode boundary is obtained by actually measuring the loss during full-wave rectification corresponding to the solid line d and the loss during double voltage rectification corresponding to the dotted line e. Depending on the circuit configuration and circuit constants, there may be a case where the intersection of the solid line d and the dotted line e does not occur. In such a case, the mode with the lower loss is fixed. Further, since the DC loss Vdc is as low as possible, the total loss is low, so Vdc2 is set as low as possible within the range where the power factor can be improved. Actually, a value obtained by adding a slight offset voltage to the full-wave rectified voltage Vdc1 is used. Similarly, Vdc3 is set to a value as low as possible within a range where the power factor can be improved. Actually, it is a value obtained by adding a slight offset voltage to the double voltage rectified voltage.
[0031]
In mode 3, the flux weakening control is performed by setting Id * to a negative value, and Vdc is controlled to Vdc3 to obtain a value obtained by adding a slight offset voltage to the double voltage rectified voltage. The voltage doubler rectifier circuit is used, and the PWM voltage 1 is output to control the DC voltage Vdc. This mode is activated when the input current Is is equal to or greater than Is3. When the voltage modulation factor of the power conversion circuit that converts DC power into AC power reaches a predetermined value in order to rotate the motor to a high speed, Id * is set to a negative value, and the flux is controlled by performing flux weakening control. To control. This mode is activated when the input current is very large and it is necessary to control the motor by flux-weakening control. The determination of operating the flux-weakening control is made based on whether or not the voltage modulation rate of the power conversion circuit that converts DC power to AC power has reached a predetermined value.
[0032]
Next, switching of the voltage modulation rate and the operation mode of the power conversion circuit that converts DC power to AC power will be described with reference to FIG. In FIG. 4, the switching of each operation mode has been described using the power supply current Is as the determination reference value. In FIG. 5, the contents of each operation mode are the same as those described in FIG. This is the switching criterion. Switching from mode 0 to mode 1 and from mode 1 to mode 2 is performed when the voltage modulation factor khv1 reaches a predetermined maximum value khv1 (max). In mode 3, when the voltage modulation factor khv1 reaches a predetermined maximum value khv1 (max), the flux-weakening control is started.
[0033]
Here, the voltage modulation rate and the flux weakening control will be described with reference to FIG. FIG. 12 shows an internal signal waveform for creating PWM1 in the microcomputer 20. Vu, Vv, Vw are sine wave voltage signals of motor phases, Vc is a chopper signal, and Vu, Vv, Vw and Vc are compared. By doing so, the PWM signal of each phase is obtained. The amplitude of the PWM signal is proportional to the amplitude α of Vu, Vv, and Vw. When the maximum value of the amplitude is β, the voltage modulation rate khv1 is the ratio of α to β. When α reaches the same value as β, khv1 becomes 100%, and the voltage to the motor cannot be increased any more. Therefore, in order to increase the speed of the electric motor when the voltage modulation rate reaches 100%, the flux weakening control is used.
[0034]
Here, the flux weakening control and the loss of the motor will be described with reference to FIG. The figure shows the voltage vector of a DC motor, where Vm is the motor voltage, ω is the rotation speed, L is the winding inductance value, r is the winding resistance value, E0 is the induced voltage, Iq is the q-axis current, and Id is d-axis current, Im is motor current, φ is an angle formed by q-axis and Im, δ is an angle formed by q-axis and Vm, q is q-axis, and d is d-axis. The voltage generated in the winding of the motor is ω · L · Im for the inductance, r · Im for the resistance, and E0 for the induced voltage, and the sum of these voltage vectors becomes the terminal voltage of the motor. When the flux weakening control is performed, the d-axis current Id is controlled to a negative value. The vector sum of Iq and Id is Im, and the voltage vector r · Im is parallel to Im. However, if Id is set to a negative value and the angle δ formed by Vm with respect to E0 is controlled to be negative, Due to the demagnetizing action caused by flowing the d-axis current, an increase in the voltage Vm applied to the motor can be suppressed. If this control is used, the voltage Vm applied to the electric motor can be rotated at a high speed while being kept within a predetermined range. When the flux-weakening control is not performed, the d-axis current Id is controlled to be near 0 so that the speed is controlled by reducing the loss. On the other hand, when the flux-weakening control is performed, the negative d-axis current increases. The current flowing through the winding of the motor increases and the loss of the motor increases. Therefore, in order to perform an efficient operation, the operation mode is set as described above, and the DC voltage Vdc is appropriately controlled to Vdc1, Vdc2, and Vdc3 so that the flux-weakening control is not performed as much as possible.
[0035]
The transition from mode 0 to mode 1, the transition from mode 1 to mode 2, and the transition from mode 2 to mode 3 are performed based on the voltage modulation factor khv1 reaching a predetermined maximum value. According to the vector control program, the magnetic flux weakening control is started when the voltage modulation rate khv1 reaches a predetermined maximum value. For example, when considering the transition from mode 1 to mode 2, when the voltage modulation factor khv1 reaches a predetermined maximum value, the flux-weakening control is started as it is. As described above, the flux-weakening control is an operation in which the motor loss increases. Therefore, we do not want to apply weak flux control yet. This is because this mode 1 still has a means to achieve high speed efficiently. That is, here, by switching from full-wave rectification to voltage doubler rectification, it is possible to efficiently achieve a higher speed without performing flux-weakening control.
[0036]
That is, as a control concept in the present embodiment, when the current PWM control cannot increase the speed of the motor any more, if there is a remaining means capable of speeding up the motor in addition to the weak flux control, the weak flux control Prioritize and select other means. For example, in mode 0, when the voltage modulation factor khv1 reaches a predetermined maximum value and further higher speed is desired, in addition to the magnetic flux weakening control, there remains a means for increasing the DC voltage of the inverter as a means for speeding up the motor. In particular, there remain two types of means for switching the switching element 27 to PWM and switching on the switch Sr to switch from full wave rectification to voltage doubler rectification. In this case, the switching element 27 is selected with priority given to PWM control. The concept is the same when a switching element for PAM that increases the DC voltage by short-circuiting the DC side is provided.
[0037]
In other words, in this embodiment, when there are means for increasing the motor speed by increasing the DC voltage and means for increasing the motor speed by applying the weakening magnetic flux control as the speed increasing means for the motor, A means for increasing the DC voltage is selected in preference to the control. As a result, the speed can be increased while suppressing a decrease in the efficiency of the electric motor.
[0038]
As described above, FIG. 4 illustrates the operation mode switching for improving the efficiency by switching the operation mode according to the load with reference to the input current Is, and FIG. 5 refers to the voltage modulation factor khv1 and performs the flux weakening control as much as possible. The operation mode switching to improve the efficiency was explained. A method for controlling the speed of the electric motor by combining the switching of these two operation modes will be described. FIG. 6 is a transition diagram of the operation mode described in FIGS. 4 and 5. FIG. 7 is a chart showing the transition conditions of the operation mode. Symbols (1), (2), (3), (4), (5), (6), and (7) shown in FIG. 6 correspond to the symbols in FIG. In FIG. 6, when the motor is started, the operation mode is switched from mode 0 to mode 3 according to the operation state. The switching conditions for each mode are indicated by symbols (1) to (7). For example, the condition for switching from mode 0 to 1 is (1), and the condition for switching from mode 1 to 0 is (2). When the motor is stopped and restarted, the operation is started from mode 0. Assume that the condition for switching from mode 0 to 1 corresponds to either the condition for switching from mode 0 to 1 described in FIG. 4 or the condition for switching from mode 0 to 1 described in FIG. Assume that the condition for switching from mode 1 to 2 corresponds to either the condition for switching from mode 1 to mode 2 described in FIG. 4 or the condition for switching from mode 1 to mode 2 described in FIG. The conditions for switching from mode 2 to mode 3 are the same as those described in FIG. It is assumed that the condition for switching from mode 1 to 0 does not correspond to the condition for switching from mode 0 to 1 described in FIG. 4 and the condition for switching from mode 0 to 1 described in FIG. The condition for switching from mode 2 to 1 is the case where the condition for switching from mode 2 to 1 described in FIG. 4 no longer applies, and the condition for switching from mode 2 to 1 described in FIG. 5 is no longer applicable. Assume that the condition for switching from mode 3 to 2 is no longer the condition described in FIG. Thus, by setting the conditions for mode switching, the first power conversion circuit that converts AC power to DC power does not decrease the efficiency and power factor, and the second power conversion circuit that converts DC to AC Therefore, it is possible to satisfy the conditions for improving the efficiency by avoiding the flux-weakening control as much as possible, and to operate the DC motor efficiently.
[0039]
As described above, according to the present embodiment, the first power conversion circuit and the second power conversion circuit are provided, and the first conversion circuit has a waveform of the input current by the switching operation of the first switching element so as to improve the power factor. The second power conversion circuit calculates motor currents in the d and q axes orthogonal to each other on the rotor coordinate axes based on the motor current, and each current command value in the orthogonal d and q axes and In the inverter device for a synchronous motor comprising the means for outputting AC power based on the frequency command value, the first power conversion circuit is configured such that the input current is equal to or greater than a predetermined value. Performing the switching operation of the first switching element, and controlling the switching operation of the first switching element to be stopped when the input current is equal to or less than a predetermined value, or The first power conversion circuit performs the switching operation of the first switching element when the voltage modulation rate for converting from direct current power to alternating current power in the second power conversion circuit is equal to or greater than a predetermined value, When the voltage modulation rate is equal to or lower than a predetermined value, the switching operation of the first switching element is stopped so that the power loss generated in the power conversion circuit can be suppressed.
[0040]
When the input current is equal to or greater than a predetermined value, the switching operation of the first switching element is performed. When the input current is equal to or smaller than the predetermined value, the switching operation of the first switching element is stopped. When the switching operation is performed, the predetermined value of the input current is determined by the input current value at which the efficiency or power factor when the switching operation is performed is higher than the efficiency or power factor when the switching operation is not performed. Or when the voltage modulation rate for converting the direct current power into the alternating current power in the second power conversion circuit is equal to or greater than a predetermined value, the first power conversion circuit performs the switching operation of the first switching element. When the voltage modulation rate is equal to or lower than a predetermined value, the maximum voltage modulation rate is controlled when the switching operation of the first switching element is stopped. The so a predetermined value a predetermined I than, it is possible to suppress power loss of the power conversion circuit and the motor.
[0041]
Further, the first power conversion circuit includes means for switching the rectifier circuit to a full-wave rectifier circuit and a voltage doubler rectifier circuit, and when the input power is converted to DC power, the input current is equal to or greater than a predetermined value. Switches the rectifier circuit to a voltage doubler rectifier circuit, and controls to switch the rectifier circuit to a full-wave rectifier circuit when the input current is equal to or less than a predetermined value, or the first power converter circuit When the voltage modulation rate for converting from DC power to AC power in the second power conversion circuit is equal to or greater than a predetermined value, the rectifier circuit is switched to a voltage doubler rectifier circuit, and the voltage modulation rate is equal to or lower than the predetermined value. In this case, since the control is performed so that the rectifier circuit is switched to the full-wave rectifier circuit, power loss of the power conversion circuit and the electric motor can be suppressed.
[0042]
Further, when the first power conversion circuit is controlled by switching the rectifier circuit to the full-wave rectifier circuit, the first switching circuit is configured so that the value obtained by converting the input power into the DC power becomes a predetermined value. The input power is controlled by the switching operation of the element, and the DC voltage value with the highest efficiency or power factor is set to a predetermined value, thereby suppressing power loss of the power conversion circuit and the motor. be able to.
[0043]
Furthermore, when converting input power to DC power, if the input current is greater than or equal to a predetermined value, the rectifier circuit is switched to a voltage doubler rectifier circuit, and if the input current is less than or equal to a predetermined value, rectification is performed. When controlling the circuit to switch to a full-wave rectifier circuit, the value of the input current is such that the efficiency or power factor when switching to a voltage doubler rectifier circuit is higher than the efficiency or power factor when switching to a full-wave rectifier circuit. Thus, the input current is set to a predetermined value, or the first power conversion circuit has a predetermined voltage modulation rate for converting DC power into AC power in the second power conversion circuit. If the voltage modulation rate is equal to or greater than the value, the rectifier circuit is switched to a voltage doubler rectifier circuit. Predetermined value with a maximum value Since, it is possible to suppress the power loss of the power conversion circuit and the motor.
[0044]
Further, when the first power conversion circuit is controlled by switching the rectifier circuit to the voltage doubler rectifier circuit, the first switching is performed so that the value obtained by converting the input power into the DC power becomes a predetermined value. When the input power is controlled by the switching operation of the element and the voltage modulation rate for converting the DC power to the AC power in the second power conversion circuit is equal to or greater than a predetermined value, the rotor coordinate axis of the motor Since the output of the motor is controlled by increasing / decreasing the d-axis current command value in the d- and q-axes orthogonal to each other, power loss of the power conversion circuit and the motor can be suppressed.
[0045]
Further, when the input power is controlled by the switching operation of the first switching element so that the value obtained by converting the input power into the DC power becomes a predetermined value, the DC voltage with the highest efficiency or power factor is obtained. If the voltage modulation rate for converting the DC power to the AC power in the second power conversion circuit is equal to or greater than a predetermined value, the electric motor power When the motor output is controlled by increasing / decreasing the d-axis current command values in the d and q axes orthogonal to each other on the rotor coordinate axis, the voltage modulation factor is set to a predetermined value in advance. The power loss of the power conversion circuit and the electric motor can be suppressed.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide an air conditioner that can control an electric motor used in a refrigeration cycle of an air conditioner from a low speed to a high speed while suppressing the occurrence of loss without significantly increasing cost. .
[0047]
At this time, it is possible to provide an air conditioner that suppresses a decrease in efficiency of the air conditioner by efficiently controlling the electric motor in each operation state.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 2 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 3 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 4 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 5 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 6 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 7 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing an example of a current waveform of an embodiment of the inverter device according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a loss of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 12 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
FIG. 13 is a control diagram of an embodiment of an inverter device according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Commercial power source, 2 ... Power factor improvement reactor, 3 ... Rectifier diode, 4 ... Rectifier circuit changeover switch, 5, 6, 7 ... Smoothing capacitor, 8 ... Current detection resistor, 9 ... Input current detection coil, 10 ... Rectification Diode, 11, 12 ... AD converter, 13, 14, 15 ... driver, 16 ... arithmetic processing unit, 17 ... AD converter, 18 ... synchronous motor, 19 ... three-phase inverter bridge circuit, 20 ... microcomputer, 21, 22 , 23, 24 ... resistors, 25 ... comparators, 26 ... power supply zero cross detection circuit, 27 ... switching element, Vs ... commercial power supply, Is ... input current, Vdc ... DC voltage, Idc ... DC current, Sz ... zero cross signal, Sr ... Switch switching signal, PWM1 ... converter switching element drive signal, PWM2 ... inverter switching element drive signal, 31 ... motor power Equation calculation 32 ... 2 phase → 3 phase conversion calculation, 33 ... phase calculation, 34 ... 3 phase → 2 phase conversion calculation, 35 ... phase current reproduction calculation, 36 ... 2 phase → 3 phase conversion calculation, Id * ... d axis Current command, f * ... frequency command, Vd * ... d-axis voltage command, Vq * ... q-axis voltage command, θ ... voltage phase, Iu ... U-phase motor current, Iw ... W-phase motor current, Iq ... q-axis motor current , Id ... d-axis motor current, Iu '... Iu previous value, Iw' ... Iw previous value, Idc ... DC current flowing through the current detection resistor, Vu ... U-phase motor voltage, Vv ... V-phase motor voltage , Vw ... W-phase motor voltage, Ts ... power supply cycle, Vs ... commercial power supply, Sz ... zero cross signal, PWM1 ... converter switching element drive signal, Is ... power supply current, Pon ... timing at which PWM1 is switched from OFF to ON, Poff ... PWM1 is on to off Time switched timing, the delay time until t1 ... time from PWM1 zero cross signal is changed in Sz is turned, the t2 ... PWM1 is on.

Claims

冷凍サイクル中に配置された圧縮機を動作させる電動機と、直流を交流に変換しこの電動機を駆動するインバータとを備えた空気調和装置において、
前記インバータの直流電圧を上昇させる手段と、
前記電動機がベクトル制御されるように前記インバータにスイッチング信号を付与し弱め磁束制御可能な制御手段と、を備え、
前記電動機の速度を上昇させる場合において、前記弱め磁束制御に優先して前記インバータの直流電圧を上昇させるとき、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、入力電流に応じて前記インバータの直流電圧を上昇させるモードを切替える空気調和装置。In an air conditioner including an electric motor that operates a compressor disposed in a refrigeration cycle, and an inverter that converts direct current into alternating current and drives the electric motor,
Means for increasing the DC voltage of the inverter;
Control means capable of giving a switching signal to the inverter and controlling the magnetic flux weakening so that the electric motor is vector-controlled ,
In the case of increasing the speed of the electric motor, when in preference to the flux-weakening control to increase the DC voltage of the inverter, means for raising the DC voltage of the inverter, the DC voltage of the inverter in response to the input current An air conditioner that switches the mode to be raised .

請求項１において、
前記モードの切替えは、交流を直流に変換する整流回路を全波整流から倍電圧整流に切替えることで行われることを特徴とする空気調和装置。In claim 1 ,
The air conditioner is characterized in that the mode switching is performed by switching a rectifier circuit for converting alternating current into direct current from full wave rectification to voltage doubler rectification.

請求項１において、
前記モードの切替えは、電源を短絡することで行われることを特徴とする空気調和装置。In claim 1 ,
An air conditioning apparatus characterized in that switching of the mode is performed by shorting the power.

請求項１において、
前記モードの切替えは、交流を直流に変換する整流回路を全波整流から倍電圧整流に切替えること及び電源を短絡することで行われることを特徴とする空気調和装置。In claim 1 ,
Wherein the mode switching, the air conditioning apparatus according to claim rectifier circuit for converting alternating current into direct current that is performed by shorting the and power switch to voltage doubler rectification from the full-wave rectification.