JP3962942B2

JP3962942B2 - ΣΔ AD converter

Info

Publication number: JP3962942B2
Application number: JP2000378347A
Authority: JP
Inventors: 正巳和田
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2000-12-13
Filing date: 2000-12-13
Publication date: 2007-08-22
Anticipated expiration: 2020-12-13
Also published as: JP2002185329A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力信号に対応するパルス密度信号を出力するΣΔＡＤ変換器に関し、特にバッファを用いずに高入力インピーダンスを実現すると共に、抵抗値の測定を可能にするΣΔＡＤ変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のΣΔＡＤ変換器５９の構成を図７を用いて説明する。入力端子であるＶｉｎをオペアンプ５０の反転入力端子に接続し、オペアンプ５０からなる積分器５２とコンパレータ５４とフリップフロップ５６を直列に接続している。フリップフロップ５６の出力信号は１ビットのデジタル信号であり、通常は移動平均フィルタを通して、通常の多ビットのデジタル値を得るようになっている。
【０００３】
そのフリップフロップ５６の出力信号を出力端子側（図７の→ＤＡＴＡ）に接続すると共に、その出力信号をＤ／Ａ変換器５８を介してオペアンプ５０の反転入力端子に帰還している。ここで、Ｄ／Ａ変換器５８は、例えば、入力信号がＬｏｗ信号の時に＋Ｖｒｅｆ、Ｈｉｇｈ信号の時に−Ｖｒｅｆを出力するような、１ビットのＤ／Ａ変換器である。また、オペアンプは下記の式（１）を満足するように動作する。
【０００４】
【数１】

【０００５】
つぎに図７に示すΣΔＡＤ変換器の動作を説明する。まずＶｉｎからの入力信号はオペアンプ５０を介して積分器５２に入力され、その出力はコンパレータ５４に入力される。
【０００６】
コンパレータ５４の出力は、フリップフロップ５６に入力され、その出力は出力側（図７の→ＤＡＴＡ）に出力される。また、フリップフロップ５６には、ΣΔＡＤ変換器のサンプリング信号となる内部クロック信号ＣＬＫが接続され、その出力はＤ／Ａ変換器５８を介してオペアンプ５０の反転入力端子に入力される。
【０００７】
このような構成のΣΔＡＤ変換器５９では入力信号は積分器５２によって積分され、積分された出力信号はコンパレータ５４の既定値と比較される。比較後の出力信号はフリップフロップ５６に入力され、クロック信号ＣＬＫのタイミングによってハイ、ロウを繰り返し出力信号を出力する。そして、フリップフロップ５６の出力信号はＤ／Ａ変換器５８によってアナログ信号に変換された後、オペアンプ５０によってＶｉｎからの入力信号と加算される。
【０００８】
このような動作を繰り返すことによって、ΣΔＡＤ変換器５９は、Ｖｉｎからの入力信号に対応したパルス密度信号を出力することが可能である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７に示すΣΔＡＤ変換器５９の入力インピーダンスは抵抗Ｒ１であり、出力インピーダンスが大きい電圧の測定は困難である。そのために、図８に示すような入力インピーダンスが大きいオペアンプ８０からなるバッファを設けるのが一般的である。さらに、入力電圧に応じて電圧のレンジを切り替えるためには、抵抗Ｒ３又はＲ４の抵抗値をアナログマルチプレクサ等で切り替える必要がある。
【００１０】
本発明は上記の事情を背景としてなされたものであり、バッファを設けずに入力インピーダンスが大きくし、出力インピーダンスが大きい電圧の測定を可能にするΣΔＡＤ変換器を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、入力端子と、オペアンプからなる積分器と、コンパレータと、フリップフロップとが直列に接続され、前記フリップフロップの出力信号を出力端子に送出すると共にＤ／Ａ変換器を介して前記オペアンプに帰還して、入力信号に対応するパルス密度信号を出力するΣΔＡＤ変換器において、
前記フリップフロップと前記Ｄ／Ａ変換器との間に接続されて前記フリップフロップの出力信号のＤＵＴＹ比をコントロールするコントローラを備え、
前記入力端子が前記オペアンプの非反転入力端子に接続され、前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記オペアンプの反転入力端子に接続されることを特徴とする。
【００１２】
このような構成によれば、入力端子をオペアンプの非反転入力端子に接続することで入力インピーダンスを非常に大きくすることができ、出力インピーダンスが大きい電圧の測定も可能となるほか、ＤＵＴＹ比αをコントロールすることで測定するための入力電圧のレンジを可変とすることが可能になる。
【００１５】
さらに、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明に加え、複数の抵抗と前記オペアンプとの間にマルチプレクサが接続され、該マルチプレクサにより前記オペアンプに入力される電圧を切り換えることを特徴とする。
【００１６】
このような構成によれば、リファレンスとなる複数の抵抗を用いΣΔＡＤ変換器に入力される電圧をマルチプレクサで順次切り替え、オフセット及び基準電圧の影響を排除することで、更には、リファレンスとなる複数の抵抗に温度特性の優れた抵抗を用いることによって、周囲温度の影響を受けにくくすることができるとともに正確な温度特性を得ることができ、抵抗値測定に正確を期すことが可能になる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
つぎに本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は本発明に係るΣΔＡＤ変換器の構成図である。従来と同様に、オペアンプ１０からなる積分器１２とコンパレータ１４とフリップフロップ１６を直列に接続してあり、そのフリップフロップ１６の出力信号を出力端子側（図１の→ＤＡＴＡ）に接続すると共に、その出力信号をＤ／Ａ変換器１８を介してオペアンプ１０に帰還している。
【００１８】
従来と異なる構成は、入力端子であるＶｉｎがオペアンプ１０の非反転入力端子に接続し、Ｄ／Ａ変換器１８を介しているフリップフロップ１６の出力信号をオペアンプ１０の反転入力端子に接続していることである。
【００１９】
そのため、オペアンプ１０は以下に示す式（２）を満足するように動作する。
【００２０】
【数２】

【００２１】
従って、ΣΔＡＤ変換器の出力（ＤＡＴＡ）は以下に示す式（３）で表せられる。
【００２２】
【数３】

【００２３】
つぎに図２はΣΔＡＤ変換器のフリップフロップ１６からＤ／Ａ変換器の途中に信号のＤＵＴＹをコントロールする回路（コントローラ２０）を追加した構成であり、他は図１の構成と同じである。そして、フリップフロップ１６とコントローラ２０とでマイクロプロセッサ２２の役割を果たす。
【００２４】
図３はコントローラ２０の動作を示すタイムチャートである。コントローラ２０では、Ｌｏｗ信号が入力されたときにＬｏｗ信号を出力する。そして、Ｈｉｇｈ信号が入力されたときには、所定の幅のＤＵＴＹ比αのＨｉｇｈ信号（波形）を出力する。また、Ｄ／Ａ変換器ではＬｏｗ信号が入力されたときに０を出力し、Ｈｉｇｈ信号が入力されたときにＶｒｅｆを出力する。
【００２５】
このような条件下では、オペアンプ１０は下記の式（４）で示されるように動作する。
【００２６】
【数４】

【００２７】
従って、ΣΔＡＤ変換器の出力は下記の式（５）で示すことができ、信号の分解能がＤＵＴＹ比αでコントロールすることができる。
【００２８】
【数５】

【００２９】
また、Ａ／Ｄ変換して得られるデジタル出力は、通常、マイクロプロセッサ２２により処理され、適切な出力形態に変換される。また、ＤＵＴＹ比αを決定するためのコントロール回路はマイクロプロセッサ２２へのプログラムの入力により実現することが容易である。つまり、Ａ／Ｄ変換して得られるデジタル出力を処理するマイクロプロセッサ２２をＤＵＴＹのコントロールに使用すれば、ＤＵＴＹをコントロールするハードウェアは不要となる。
【００３０】
つぎに抵抗値測定器４０を図４に示す。抵抗値測定器４０は図１及び図２に記載の入力端子であるＶｉｎの代わりに抵抗ＲＬとバイアス抵抗ＲＬに接続された測定対象である抵抗Ｒｓがオペアンプ１０の非反転入力端子に接続されている。そして、抵抗ＲＬ、電圧ＶＬ及び電圧Ｖｒｅｆが既知の場合、測定対象である抵抗Ｒｓの抵抗値を以下の式（６）で求めることができる。
【００３１】
【数６】

【００３２】
ここで、Ｒｓが小さいときにはＲｓの両端に発生する電圧が小さいため、電圧を正確に測定するためにはΣΔＡＤ変換器の分解能を上げる必要がある。このときマイクロプロセッサ内のプログラムによりＤＵＴＹ比αをコントロールして小さくし（図５参照）、小さな電圧でも高分解能で測定できる。マイクロプロセッサをコントロールすることにより小さな抵抗値でも正確に測定することができる。
【００３３】
図４において、オペアンプ１０のオフセット電圧をＶｏｓとすると以下の式（７）により抵抗Ｒｓの抵抗値を求めることができる。また、下記の式（７）より明らかなようにオペアンプ１０のオフセット電圧が抵抗Ｒｓの抵抗値に大きく影響してくる。
【００３４】
【数７】

【００３５】
ところで、ΣΔＡＤ変換器の特性は直線性が非常に優れるものの、オペアンプ１０のオフセット電圧が主な原因となりオフセットが生じる。また、Ｄ／Ａ変換器の基準電圧Ｖｒｅｆ、Ｒｓにバイアスするための電圧ＶＬ、バイアス抵抗ＲＬの影響でΣΔＡＤ変換器の特性の傾きも変化する。さらに、ΣΔＡＤ変換器の周囲温度が変化すると、上記に示したオフセット及び傾きが共に変化してしまい正確な抵抗値測定が困難となる。
【００３６】
図６にオフセットとΣΔＡＤ変換器の特性の傾きとを補正し、正確な抵抗値測定を可能にする抵抗測定回路を示す。図６ではリファレンスとなる複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ４と測定対象である抵抗Ｒｓとが並列に接続してある。具体的には、リファレンスとなる抵抗Ｒ２〜Ｒ４と、リファレンスとなる抵抗Ｒ１及び測定対象である抵抗Ｒｓとが並列に接続されている。
【００３７】
そして、並列に接続された抵抗を経てＡＤ変換回路に入力する電圧を順次切り替えるためのマルチプレクサ６０が配置されている。マルチプレクサ６０でＶ３、Ｖ４及びＶｓの各点の電圧を測定する。そして、Ｖ３で測定したときの出力値をＤ３とし、Ｖ４で測定したときの出力値をＤ４とし、Ｖｓで測定したときの出力値をＤｓとすると下記の式（８）を導くことができる。
【００３８】
【数８】

【００３９】
式（８）は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の関数で表わされ、オペアンプ１０のオフセット電圧、基準電圧Ｖｒｅｆの影響が排除される。その結果、オフセット等に影響されずに測定対象である抵抗Ｒｓの抵抗値を求めることができる。更に、抵抗Ｒ１〜Ｒ４に温度特性の優れたものを使用すれば、ΣΔＡＤ変換器の周囲温度の影響をきわめて小さくできる。
【００４０】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、バッファを用いずにΣΔＡＤ変換器の入力端子をオペアンプの非反転入力端子に接続し、Ｄ／Ａ変換器の出力を反転入力端子に接続することにより高入力インピーダンスのΣΔＡＤ変換器を実現した。
【００４１】
請求項２に記載の発明によれば、マイクロプロセッサを用いて信号をコントロールすることで信号のＤＵＴＹ比αを決定することができ、測定レンジを可変とすることができる。また、マイクロプロセッサでＤＵＴＹ比αを決定するため処理が行われるためＤＵＴＹ比αを決定するハードウェアは不要となる。
【００４２】
請求項３に記載の発明によれば、リファレンスとなる複数の抵抗とマルチプレクサを用いることで、オペアンプのオフセット電圧、基準電圧の影響を受けずに正確な抵抗値測定を行うことができる。またリファレンスとなる抵抗Ｒ１〜Ｒ４に温度特性の優れた抵抗を用いれば周囲温度に影響されない抵抗値測定が可能になる。そして、オフセットドリフトのよいオペアンプ、温度特性のよい基準電源を用いることになるとコストが高くなるが、温度特性のよい抵抗を用いることで回路を構成することによってコストを低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の一例を示すΣΔＡＤ変換器の回路図である。
【図２】本発明の他の実施の形態の一例を示すΣΔＡＤ変換器の回路図である。
【図３】図２に示すΣΔＡＤ変換器のコントローラの動作を示すタイムチャートである。
【図４】図２に示すΣΔＡＤ変換器を用いた抵抗値測定器の回路図である。
【図５】図４に示す抵抗値測定器のコントローラの動作を示すタイムチャートである。
【図６】本発明の他の実施の形態の一例を示すΣΔＡＤ変換器の回路図である。
【図７】従来のΣΔＡＤ変換器の回路図である。
【図８】従来の他の形態のΣΔＡＤ変換器の回路図である。
【符号の説明】
１０オペアンプ
１２積分器
１４コンパレータ
１６フリップフロップ
１８Ｄ／Ａ変換器
２０コントローラ
２２マイクロプロセッサ
６０マルチプレクサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a ΣΔ AD converter that outputs a pulse density signal corresponding to an input signal, and more particularly to a ΣΔ AD converter that realizes a high input impedance without using a buffer and enables measurement of a resistance value.
[0002]
[Prior art]
The configuration of the conventional ΣΔ AD converter 59 will be described with reference to FIG. Vin, which is an input terminal, is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 50, and an integrator 52, a comparator 54, and a flip-flop 56 composed of the operational amplifier 50 are connected in series. The output signal of the flip-flop 56 is a 1-bit digital signal, and a normal multi-bit digital value is usually obtained through a moving average filter.
[0003]
The output signal of the flip-flop 56 is connected to the output terminal side (→ DATA in FIG. 7), and the output signal is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier 50 via the D / A converter 58. Here, the D / A converter 58 is, for example, a 1-bit D / A converter that outputs + Vref when the input signal is a low signal and −Vref when the input signal is a high signal. The operational amplifier operates to satisfy the following expression (1).
[0004]
[Expression 1]

[0005]
Next, the operation of the ΣΔ AD converter shown in FIG. 7 will be described. First, an input signal from Vin is input to the integrator 52 via the operational amplifier 50, and its output is input to the comparator 54.
[0006]
The output of the comparator 54 is input to the flip-flop 56, and the output is output to the output side (→ DATA in FIG. 7). The flip-flop 56 is connected to an internal clock signal CLK which is a sampling signal of the ΣΔ AD converter, and its output is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 50 via the D / A converter 58.
[0007]
In the ΣΔ AD converter 59 having such a configuration, the input signal is integrated by the integrator 52, and the integrated output signal is compared with a predetermined value of the comparator 54. The output signal after comparison is input to the flip-flop 56, and the output signal is repeatedly output high and low according to the timing of the clock signal CLK. The output signal of the flip-flop 56 is converted to an analog signal by the D / A converter 58 and then added to the input signal from Vin by the operational amplifier 50.
[0008]
By repeating such an operation, the ΣΔ AD converter 59 can output a pulse density signal corresponding to the input signal from Vin.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, the input impedance of the ΣΔ AD converter 59 shown in FIG. 7 is the resistor R1, and it is difficult to measure a voltage with a large output impedance. For this purpose, it is common to provide a buffer composed of an operational amplifier 80 having a large input impedance as shown in FIG. Furthermore, in order to switch the voltage range according to the input voltage, it is necessary to switch the resistance value of the resistor R3 or R4 by an analog multiplexer or the like.
[0010]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a ΣΔ AD converter that can measure a voltage having a large input impedance and a large output impedance without providing a buffer.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, an input terminal, an integrator composed of an operational amplifier , a comparator, and a flip-flop are connected in series, and an output signal of the flip-flop is output to the output terminal. delivered then co to be fed back to the operational amplifier via the D / a converter, in ΣΔAD converter for outputting a pulse density signal corresponding to the input signal,
A controller connected between the flip-flop and the D / A converter for controlling a DUTY ratio of an output signal of the flip-flop;
Wherein the input terminal is connected to the non-inverting input terminal of said operational amplifier, the output of the D / A converter and said Rukoto is connected to the inverting input terminal of said operational amplifier.
[0012]
According to such a configuration, the input impedance can be made very large by connecting the input terminal to the non-inverting input terminal of the operational amplifier, a voltage with a large output impedance can be measured , and the DUTY ratio α can be set as follows. By controlling, it becomes possible to make the range of the input voltage for measurement variable.
[0015]
The present invention as described in claim 2, in addition to the invention of claim 1, the multiplexer is connected between the plurality of resistors the operational amplifier, by the multiplexer to switch the voltage input to the operational amplifier Features.
[0016]
According to such a configuration, the voltage input to the ΣΔ AD converter is sequentially switched by the multiplexer using a plurality of resistors serving as a reference, and the influence of the offset and the reference voltage is eliminated. By using a resistor having excellent temperature characteristics as a resistor, it is possible to make it less susceptible to the influence of the ambient temperature, obtain accurate temperature characteristics, and to accurately measure resistance values.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of a ΣΔ AD converter according to the present invention. Similarly to the prior art, an integrator 12 comprising an operational amplifier 10, a comparator 14 and a flip-flop 16 are connected in series, and the output signal of the flip-flop 16 is connected to the output terminal side (→ DATA in FIG. 1). The output signal is fed back to the operational amplifier 10 via the D / A converter 18.
[0018]
In the configuration different from the conventional one, the input terminal Vin is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 10, and the output signal of the flip-flop 16 via the D / A converter 18 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 10. It is that you are.
[0019]
Therefore, the operational amplifier 10 operates so as to satisfy the following expression (2).
[0020]
[Expression 2]

[0021]
Therefore, the output (DATA) of the ΣΔ AD converter is expressed by the following equation (3).
[0022]
[Equation 3]

[0023]
Next, FIG. 2 shows a configuration in which a circuit (controller 20) for controlling the DUTY of a signal is added in the middle of the D / A converter from the flip-flop 16 of the ΣΔ AD converter, and the other configuration is the same as that of FIG. The flip-flop 16 and the controller 20 serve as a microprocessor 22.
[0024]
FIG. 3 is a time chart showing the operation of the controller 20. The controller 20 outputs a Low signal when a Low signal is input. When a High signal is input, a High signal (waveform) with a DUTY ratio α having a predetermined width is output. The D / A converter outputs 0 when a Low signal is input, and outputs Vref when a High signal is input.
[0025]
Under such conditions, the operational amplifier 10 operates as shown by the following equation (4).
[0026]
[Expression 4]

[0027]
Therefore, the output of the ΣΔ AD converter can be expressed by the following equation (5), and the resolution of the signal can be controlled by the DUTY ratio α.
[0028]
[Equation 5]

[0029]
Further, the digital output obtained by A / D conversion is usually processed by the microprocessor 22 and converted into an appropriate output form. Further, the control circuit for determining the DUTY ratio α can be easily realized by inputting a program to the microprocessor 22. That is, if the microprocessor 22 for processing the digital output obtained by A / D conversion is used for DUTY control, hardware for controlling the DUTY is not necessary.
[0030]
Next, the resistance value measuring device 40 is shown in FIG. In the resistance value measuring device 40, a resistance Rs to be measured connected to the resistance RL and the bias resistance RL is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 10 instead of Vin as the input terminal shown in FIGS. Yes. And when resistance RL, voltage VL, and voltage Vref are known, the resistance value of resistance Rs which is a measuring object can be calculated by the following formula (6).
[0031]
[Formula 6]

[0032]
Here, when Rs is small, the voltage generated at both ends of Rs is small. Therefore, in order to accurately measure the voltage, it is necessary to increase the resolution of the ΣΔ AD converter. At this time, the DUTY ratio α is controlled and reduced by a program in the microprocessor (see FIG. 5), and even a small voltage can be measured with high resolution. By controlling the microprocessor, even a small resistance value can be measured accurately.
[0033]
In FIG. 4, when the offset voltage of the operational amplifier 10 is Vos, the resistance value of the resistor Rs can be obtained by the following equation (7). As is clear from the following equation (7), the offset voltage of the operational amplifier 10 greatly affects the resistance value of the resistor Rs.
[0034]
[Expression 7]

[0035]
By the way, although the characteristic of the ΣΔ AD converter is very excellent in linearity, offset is caused mainly by the offset voltage of the operational amplifier 10. Further, the slope of the characteristic of the ΣΔ AD converter also changes due to the influence of the voltage VL for biasing to the reference voltages Vref and Rs of the D / A converter and the bias resistor RL. Further, when the ambient temperature of the ΣΔ AD converter changes, both the offset and the inclination shown above change, and it becomes difficult to accurately measure the resistance value.
[0036]
FIG. 6 shows a resistance measurement circuit that corrects the offset and the slope of the characteristic of the ΣΔ AD converter and enables accurate resistance value measurement. In FIG. 6, a plurality of resistors R1 to R4 serving as a reference and a resistor Rs to be measured are connected in parallel. Specifically, the reference resistors R2 to R4, the reference resistor R1, and the measurement target resistor Rs are connected in parallel.
[0037]
A multiplexer 60 for sequentially switching the voltage input to the AD conversion circuit via the resistors connected in parallel is arranged. The voltage at each point of V3, V4 and Vs is measured by the multiplexer 60. When the output value measured at V3 is D3, the output value measured at V4 is D4, and the output value measured at Vs is Ds, the following equation (8) can be derived.
[0038]
[Equation 8]

[0039]
Expression (8) is expressed as a function of the resistors R1 to R4, and the influence of the offset voltage of the operational amplifier 10 and the reference voltage Vref is eliminated. As a result, the resistance value of the resistance Rs to be measured can be obtained without being affected by the offset or the like. Furthermore, if resistors having excellent temperature characteristics are used for the resistors R1 to R4, the influence of the ambient temperature of the ΣΔ AD converter can be extremely reduced.
[0040]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, the input terminal of the ΣΔ AD converter is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier without using a buffer, and the output of the D / A converter is connected to the inverting input terminal. A ΣΔ AD converter of input impedance was realized.
[0041]
According to the second aspect of the present invention, the signal DUTY ratio α can be determined by controlling the signal using a microprocessor, and the measurement range can be made variable. Further, since processing is performed to determine the DUTY ratio α by the microprocessor, hardware for determining the DUTY ratio α is not necessary.
[0042]
According to the third aspect of the present invention, by using a plurality of resistors and a multiplexer serving as a reference, accurate resistance measurement can be performed without being affected by the offset voltage and reference voltage of the operational amplifier. In addition, if resistances having excellent temperature characteristics are used as the reference resistors R1 to R4, resistance values that are not affected by the ambient temperature can be measured. The cost increases when an operational amplifier with good offset drift and a reference power supply with good temperature characteristics are used, but the cost can be kept low by configuring the circuit by using resistors with good temperature characteristics.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a ΣΔ AD converter showing an example of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a ΣΔ AD converter showing an example of another embodiment of the present invention.
3 is a time chart showing the operation of the controller of the ΣΔ AD converter shown in FIG. 2;
4 is a circuit diagram of a resistance value measuring device using the ΣΔ AD converter shown in FIG. 2. FIG.
5 is a time chart showing the operation of the controller of the resistance value measuring instrument shown in FIG. 4. FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram of a ΣΔ AD converter showing an example of another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional ΣΔ AD converter.
FIG. 8 is a circuit diagram of another conventional ΣΔ AD converter.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Operational amplifier 12 Integrator 14 Comparator 16 Flip-flop 18 D / A converter 20 Controller 22 Microprocessor 60 Multiplexer

Claims

入力端子と、オペアンプからなる積分器と、コンパレータと、フリップフロップとが直列に接続され、前記フリップフロップの出力信号を出力端子に送出すると共にＤ／Ａ変換器を介して前記オペアンプに帰還して、入力信号に対応するパルス密度信号を出力するΣΔＡＤ変換器において、
前記フリップフロップと前記Ｄ／Ａ変換器との間に接続されて前記フリップフロップの出力信号のＤＵＴＹ比をコントロールするコントローラを備え、
前記入力端子が前記オペアンプの非反転入力端子に接続され、前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記オペアンプの反転入力端子に接続されることを特徴とするΣΔＡＤ変換器。An input terminal, an integrator composed of an operational amplifier, a comparator, a flip-flop are connected in series, the delivery Then share the output signal of the flip-flop to the output terminal via a D / A converter is fed back to the operational amplifier In the ΣΔ AD converter that outputs a pulse density signal corresponding to the input signal,
A controller connected between the flip-flop and the D / A converter for controlling a DUTY ratio of an output signal of the flip-flop;
ΣΔAD converter the input terminal is connected to the non-inverting input terminal of said operational amplifier, the output of the D / A converter and said Rukoto is connected to the inverting input terminal of said operational amplifier.

複数の抵抗と前記オペアンプとの間にマルチプレクサが接続され、該マルチプレクサにより前記オペアンプに入力される電圧を切り換えることを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。Multiplexer is connected between the plurality of resistors and the operational amplifier, ?? AD converter according to claim 1, characterized in that switch the voltage input to the operational amplifier by the multiplexer.