JP3944510B2 - 無線通信システムのための単純で頑強性のある符号追跡ループ - Google Patents

Description

本発明は、無線通信の分野に関する。より詳細には、本発明は、スペクトラム拡散通信システムの分野のための改良された符号追跡システムおよび方法に関する。

符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）技術は、移動セルラ電話システムで広く使用されている。ＣＤＭＡ技術の利点の１つは、マルチパスのフェーディングが生じる可能性のある状況で非常に頑強性があることである。通例ＣＤＭＡの受信に用いられるレイク（rake）受信機は、相関器の群と合成器から構成される。各相関器あるいはレイクフィンガを使用して広帯域のフェーディングチャネルの最も強いマルチパス成分（フィンガ）の１つを個別に検出および復調し、合成器は、すべての相関器出力を合成して、それら最も強いマルチパス成分から合成されたエネルギーを得る。

マルチパス信号の数とそれら信号の位置は時間の経過とともに変化するので、各マルチパス成分の時間追跡が必要となる。この時間追跡のために、遅延ロックループ（ＤＬＬ）とも称される符号追跡ループ（ＣＴＬ：code-tracking loop）が通例使用される。従来のＣＴＬ設計では、電圧制御発振器（ＶＣＯ：voltage controlled oscillator）または数値制御発振器（ＮＣＯ：numerically controlled oscillator）が用いられていた。ＣＴＬは、コヒーレントである場合も、非コヒーレントである場合もある。コヒーレントと非コヒーレントは、逆拡散されたデータを合計して誤差信号を生成する方式に関連する。

本発明によれば、ワイヤレスのマルチパスフェーディングチャネルを介して送信されるスペクトラム拡散信号のマルチパス成分の時間追跡に、単純で頑強性のある符号追跡ループ（ＣＴＬ）が使用される。このＣＴＬは、擬似雑音シーケンスを使用してｅａｒｌｙデータサンプルおよびｌａｔｅデータサンプルを逆拡散すること、逆拡散により誤差信号を出力すること、複数のｏｎ−ｔｉｍｅ、ｅａｒｌｙ、およびｌａｔｅサンプルを調整すること、および誤差信号のデータレートの分数比例として制御信号のデータレートを決定することを含む。このＣＴＬは、単純に実施できる構造を有する。２つのマルチパスが互いに非常に近い場合に２つのマルチパス間の干渉を打ち消すためのジョイントＣＴＬも開示される。

図面を参照して本発明を説明する。図面中では同様の要素は同様の参照符号で表す。

図１は、無線通信リンクの図であり、この通信リンクは、１つまたは複数の基地局１１（図を簡潔にするために１つのみを示す）、および、１つまたは複数の無線送受信装置（ＷＴＲＵ：wireless transmit and receive unit）１２（図を簡潔にするために１つのみ示す）を含む。基地局は、送信機（図示せず）および受信機１３を含み、ＷＴＲＵ１２は、送信機（図示せず）と受信機１４を含む。基地局１１の少なくとも１つとＷＴＲＵ１２は送信機能を有し、アンテナ１７、１８で表すように、基地局１１とＷＴＲＵ１２の間に通信リンクが確立される。当業者には、本発明のＣＴＬ２１は、受信機１３または１４などの受信機中に実施されることが理解されよう。

ＣＴＬは、ｅａｒｌｙ信号およびｌａｔｅ信号（すなわちサンプル）を使用して、タイミング追跡のための誤差信号を生成する。ｅａｒｌｙサンプルとｌａｔｅサンプルは、ｏｎ−ｔｉｍｅの信号よりもそれぞれ１／２チップ（１／２チップ間隔）早いサンプルと、１／２チップ（１／２チップ間隔）遅いサンプルと定義される。１「チップ」は、拡散符号の１ビットを送信する時間間隔であり、半チップは、１チップ間隔の半分の時間間隔である。１チップ時間間隔の周波数は「チップレート」と呼ばれる。ＵＭＴＳ ＣＤＭＡおよびＣＤＭＡ２０００の標準では、チップレートは、３．８４ＭＨｚ／秒と規定される。

図２を参照すると、本発明によるＣＴＬ２１のブロック図を示す。入力は、チップレートの１６倍のサンプリングレートによるデータサンプルである。ここには具体的なデータデートを述べるが、このデータレートは単なる例として提供していることに留意されたい。例えば、データサンプルレートは様々に異なってよいが、８および１６のサンプリングレートが一般的なサンプルレートである。１６倍のサンプリングレートを使用する別の例では、１６サンプルごとにサンプルの１つが「ｏｎ−ｔｉｍｅ」の同期されたサンプルになり、そのサンプルが逆拡散、復調、およびレイク合成に用いられる。ＣＴＬ２１は、このタイミングを追跡し、このｏｎ−ｔｉｍｅサンプルを選択する。この目的を達成するために、ＣＴＬ２１は、ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルを使用する。

ＣＴＬ２１は、入力サンプルセレクタ２３、ｅａｒｌｙサンプル擬似雑音（ＰＮ）逆拡散器２５、ｌａｔｅサンプルＰＮ逆拡散器２６、ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器２７、積分およびダンプ回路２８、符号計算器２９、および加算器３０を含む。入力サンプルセレクタ２３は、ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルをＰＮ逆拡散器２５、２６に提供し、逆拡散器は、ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器２７に信号を提供する。ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器２７は、ｌａｔｅ二乗計算器２７ａ、ｅａｒｌｙ二乗計算器２７ｂ、および加算器２７ｃを含む。ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器２７の出力は、誤差信号であり、その信号は積分およびダンプ回路２８に提供される。積分およびダンプ回路２８の出力は、符号計算器２９に送られる。符号計算器２９は、加算器３０への入力である±１の信号を出力する。加算器３０は、この相対的なタイミング制御信号（すなわち−１／＋１）を、以前の結果を考慮に入れて絶対的なタイミング制御信号に変換する。加算器３０の出力は、入力サンプルセレクタ２３に送られてループを形成する。

積分およびダンプ回路２８の積分器によって行われる積分機能で、信号電力を累算し、信号対雑音比を改善する。定義された、あるいはあらかじめ決められた時間にわたって信号が積分されると、その積分値が出力される。次の期間にわたって信号を積分するために、まず積分器中の信号をクリアする。したがって、積分器が異なる期間の間で不連続的に信号を積分する手順を「積分およびダンプ」と称する。積分の間隔は、パイロットシンボルの間隔になるように選択される。好ましい実施形態では、パイロットシンボルの間隔は所定数のチップであり、この例示的実施形態では２５６チップである。

ＣＴＬ２１は、まずｅａｒｌｙサンプルとｌａｔｅサンプルを逆拡散することにより動作する。ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルは、受信機に既知のＰＮシーケンスによって逆拡散される。逆拡散されたデータを、それぞれｅａｒｌｙサンプルとｌａｔｅサンプルについてＳ_e（ｋ）およびＳ_l（ｋ）と表し、ここでＳ_e（ｋ）およびＳ_l（ｋ）は複素数であり、ｋは時間領域内でｋ番目のデータを表す。ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器２７は、逆拡散されたデータあるいはデータシンボルを使用して誤差信号を生成し、この誤差信号は式（１）を使用して非コヒーレントに得ることができる。

Ｅ_r（ｋ）＝｜Ｓ_e（ｋ）｜²−｜Ｓ_l（ｋ）｜² 式（１）

（Ｎ＞１）であるＮ個の誤差信号Ｅ_r（ｋ）それぞれについて、それらＮ個の誤差信号Ｅ_r（ｋ）の合計の符号に従って制御信号Ｃ₀が生成され、これを次のように表すことができる。

この制御信号Ｃ₀を使用して、すべてのｏｎ−ｔｉｍｅサンプル、ｅａｒｌｙサンプル、およびｌａｔｅサンプルを、Ｍサンプルだけ前方または後方に調整する。通例はＭ＝１または２、あるいはＭ／１６チップであり、後者の場合は通例１／１６チップまたは１／８チップである。したがって、この制御信号Ｃ₀のデータレートは、誤差信号Ｅ_r（ｋ）のデータレートの１／Ｎになる。

なお図２を参照すると、事例によっては送信されるデータを推定することができる。これが当てはまる場合（送信データを推定できる場合）、この推定は、初めに、逆拡散されたｅａｒｌｙ信号および逆拡散されたｌａｔｅ信号から変調データを除去することによって行われる。この結果、それぞれ

Ｓ_e（ｋ）^*ａ（ｋ）^* 式（３）
Ｓ_l（ｋ）^*ａ（ｋ）^* 式（４）

となり、ａ（ｋ）は、送信されるシンボルまたは送信信号の推定値であり、（ ）^*は、共役を表す。その後、データを除去したＮ₁個の逆拡散されたｅａｒｌｙ信号およびｌａｔｅ信号をコヒーレントに合計して、次のように誤差信号Ｅ_r（ｋ）を計算する。

逆拡散されたデータＳ_e（ｋ）およびＳ_l（ｋ）は、ＢＰＳＫ変調の場合は｛−１，＋１｝、またはＱＰＳＫ変調の場合は｛−１，＋１，−ｊ，＋ｊ｝である復調シンボルａ（ｋ）を含んでいる。式（３）および（４）のように逆拡散したデータＳ_e（ｋ）またはＳ_l（ｋ）にａ（ｋ）の共役を乗算すると、逆拡散したデータＳ_e（ｋ）またはＳ_l（ｋ）中のａ（ｋ）成分が「除去」される。

Ｎ₁個の逆拡散されたｅａｒｌｙ信号またはｌａｔｅ信号はすべて１つの誤差信号を生成するので、誤差信号Ｅ_r（ｋ）のデータレートは、逆拡散されたｅａｒｌｙまたはｌａｔｅ信号のデータレートの１／Ｎ₁になる。Ｎ＞１であるＮ個の信号Ｅ_r（ｋ）すべてについて、それらＮ個の誤差信号の和の符号に従って制御信号Ｃ₀が生成され、この制御信号Ｃ₀のデータレートは、誤差信号のデータレートの１／（Ｎ₁×Ｎ）になる。

いずれの場合も誤差信号Ｅ_r（ｋ）が生成される。式（１）は、１つの逆拡散データシンボルを使用して１つの誤差信号Ｅ_r（ｋ）を生成する。式（５）は、Ｎ₁個の逆拡散データシンボルを使用して１つの誤差信号Ｅ_r（ｋ）を生成する。したがって、誤差信号Ｅ_r（ｋ）のデータレートは、Ｎ₁倍単位で異なることになる。

本発明の一実施形態によれば、コヒーレントな手法と非コヒーレントな手法の両方が使用される。コヒーレントな検出では、式５における和のように（あるいは下記で詳細に説明するように、式７の内部和のように）コヒーレントに信号を加算する（すなわち複素数を直接合計する）。非コヒーレントな検出では、式６を参照して説明する和のように信号を非コヒーレントに加算する（すなわち複素数の二乗の和）。これら２つの手法の違いは、コヒーレントな検出の方が、非コヒーレントな検出よりも性能が優れていることである。しかし、コヒーレントな検出を使用してより優れた性能を得るためには、式５で行われるように、送信される信号ａ（ｋ）が分かるか、または推定しなければならない。

本発明による、低サンプリングレートの入力データを使用したＣＴＬ３１の第２の実施形態を図３に示す。ＣＴＬ３１は、補間器３３、ｅａｒｌｙサンプルＰＮ逆拡散器３５、ｌａｔｅサンプルＰＮ逆拡散器３６、ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器３７、積分およびダンプ回路３８、符号計算器３９、および加算器４０を含む。補間器３３は、ｅａｒｌｙおよびｌａｔｅサンプルをＰＮ逆拡散器３５、３６に提供し、ＰＮ逆拡散器は、ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器３７に信号を提供する。ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器３７は、ｌａｔｅ信号二乗計算器３７ａ、ｅａｒｌｙ信号二乗計算器３７ｂ、および加算器３７ｃを含む。ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器３７の出力は誤差信号Ｅｒ（ｋ）であり、この信号が積分およびダンプ回路３８に提供される。積分およびダンプ回路３８の出力は、符号計算器３９に送られる。

符号計算器３９は、加算器４０に供給される±１信号を出力する。加算器４０は、相対的なタイミング制御信号（すなわち−１／＋１）を、以前の結果を考慮して絶対的なタイミング制御信号に変換する。加算器４０の出力は、補間器３３に送られて、図２に示すのと同様にループを形成する。

低サンプリングレートの入力データの場合、サンプリングレートは通例１チップにつき２サンプルである。ｏｎ−ｔｉｍｅのサンプルおよびｅａｒｌｙ／ｌａｔｅサンプルのタイミングを何分の１チップ（例えば１／１６チップまたは１／８チップ）だけ前または後ろに調節するために、補間器３３を使用して、以前のサンプルからそのような時間量だけオフセットされたすべてのｏｎ−ｔｉｍｅサンプル、およびｅａｒｌｙ／ｌａｔｅサンプルを生成する。

図から分かるように、入力データレートは、図２に示す入力サンプルセレクタ２３と、図３に示す補間器３３とで異なる。サンプルセレクタ２３は、使用すべき入力サンプルを制御信号Ｃ₀に従って選択する。補間器３３は、１チップにつき２入力サンプルしか有さないので、制御信号の入力に従って、必要とされるサンプルを再生成または補間しなければならない。

図２のＣＴＬ２１は、高速のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）を必要とする。図３のＣＴＬ３１は、価格の低い低速ＡＤＣを使用するが、ＣＴＬ３１は、要求されるサンプルを再生成するために余分な補間器も必要とする。ＣＴＬ２１では、高いデータレート（すなわち１６サンプル／チップ）が使用され、したがって高速のＡＤＣが必要となる。ＣＴＬ３１では、低データレート（すなわち２サンプル／チップ）が使用され、したがって低速のＡＤＣが必要となる。これら異なるデータレートは異なる実用例に必要とされる。例えば、図４では、２サンプル／チップと補間器５３を使用するので低速のＡＤＣが好ましい。

ＵＭＴＳ ＦＤＤ標準に対応する例示的実施形態では、アップリンク通信には、専用物理制御チャネルのすべてのスロットが１０個のシンボル（パイロットビット、送信電力制御ビット、およびＴＦＣＩビットを含む）を含む。それら１０シンボルの中で、パイロットシンボルは受信機に既知であるが、電力制御ビットおよびＴＦＣＩビットは受信機に既知ではない。ＳＥ_k,jおよびＳＬ_k,jが、ｋ番目のスロットのｊ番目のシンボルについての逆拡散されたｅａｒｌｙ信号およびｌａｔｅ信号を表すとする。ＣＴＬ３１を２フレーム（１フレームにつき１５スロット、および２フレームにつき３０スロットある）ごとに更新する場合、非コヒーレントな組合せを用いる積分およびダンプ回路３８の出力における制御信号Ｃ₀は、次のように表すことができる。

あるいは、ＣＴＬ３１は、１スロットからのいくつかのｅａｒｌｙ信号およびｌａｔｅ信号をコヒーレントに合計し、そして二乗と誤差信号Ｅｒ（ｋ）を計算する。ここでもＣＴＬ３１を２フレームごとに更新する場合、積分器の出力における制御信号Ｃ₀は次のように表すことができる。

ここでａ_k,jは、ｋ番目のスロットのｊ番目のシンボル中の既知のパイロットビットまたは推定される電力制御／ＴＦＣＩビットである。

以下の項目の各種組合せを実施することにより、いくつかのさらなる代替法が可能である。１）入力サンプルセレクタ２３（図２に示す高速ＡＤＣの場合）または補間器３３（図３に示す低速ＡＤＣの場合）を使用する、２）式１および６のように非コヒーレントな誤差信号の計算を用いるか、または式５および７のようなコヒーレントな誤差信号の計算を用いる、３）式１〜５、６、および７のように誤差信号の二乗を使用するか、式９のように誤差信号の絶対値を使用する。上述したように、図２では入力サンプルセレクタ、非コヒーレントな誤差信号計算、および誤差信号の二乗（式１）を使用し、図３では、補間器、非コヒーレントな誤差信号計算、および誤差信号の二乗（式１）を使用する。下記で説明する図４では、補間器、非コヒーレントな誤差信号計算、および誤差信号の絶対値を使用する。

上記で説明したように、式（６）および（７）は、上記のように誤差信号Ｅｒ（ｋ）を生成する２つの異なる方法を表す。式（６）は非コヒーレントな検出を使用し、式（１）の誤差信号生成を使用し、式（７）はコヒーレントな検出を使用し、式（５）の誤差信号生成を使用する。「ＳＩＧＮ」はタイミングを前方または後方に調整するために使用される。式（６）または（７）の符号が正である時はタイミングを後ろに調整し、一方、式（６）または（７）の符号が負である時はタイミングを前に調整する。

本発明によるＵＭＴＳ ＦＤＤのためのＣＴＬの一実施形態を図４に示す。ＣＴＬ回路５１は、補間器５３、遅延回路５４、ｅａｒｌｙＰＮ逆拡散器５５およびｌａｔｅＰＮ逆拡散器５６、それぞれの信号の絶対値を計算する２つの絶対値計算回路５７、５８、および加算器５９を含む。積分およびダンプ回路６３、符号計算器６４、および第２の加算器６５も含まれる。補間器５３は、単一のｅａｒｌｙ／ｌａｔｅ出力を遅延回路５４に提供し、遅延回路５４は、ｅａｒｌｙ信号をｅａｒｌｙＰＮ逆拡散器５５に提供する。補間器５３の出力は、直接ｌａｔｅＰＮ逆拡散器５６に提供され、逆拡散器５５、５６の出力は、それぞれの絶対値計算回路５７、５８に提供される。

ｅａｒｌｙサンプルとｌａｔｅサンプルの間隔は正確に１チップ間隔であり、１サンプル遅延させることによりｌａｔｅサンプルからｅａｒｌｙサンプルを得ることができるので、図４の回路は、式（１）および（６）で説明した第１の誤差信号生成方法を用いる。さらに、図４では、ｅａｒｌｙ信号二乗計算器３７ａおよびｌａｔｅ信号二乗計算器３７ｂによって行われる二乗計算が、ハードウェアの複雑性を簡略化するために絶対値計算に置き換えられる。

式（９）と式（１）を比較すると、積分およびダンプ回路６３が式（６）に記載した加算を行い、符号計算器６４が式（６）に記載した符号（＋または−）を解決することに気づかれよう。この符号から相対的なタイミングの調整を生成するので、以前の絶対的なタイミングに新たに得られる相対的な調整を合計することにより、新しい絶対的なタイミング信号が生成される。これは加算器６５で行われる。

（絶対値計算回路５７、５８で計算されたｅａｒｌｙ逆拡散器５５およびｌａｔｅ逆拡散器５６の）絶対値は加算器５９に提供され、加算器５９は、誤差信号Ｅ_r（ｋ）を出力として積分およびダンプ回路６３に提供し、回路６３は、符号計算器６４に出力する。符号計算器６４からの出力は、±１信号にハード制限され、位相制御信号として補間器５３に供給されてループを形成する。

誤差信号Δ_k,jは、Ｅ_k,jの絶対値とＬ_k,jの絶対値の差分であり、これは次のように表すことができる。

Δ_k,j＝｜Ｅ_k,j｜−｜Ｌ_k,j｜ （式９）

積分およびダンプ回路６３は、誤差信号の絶対値を提供し、回路６３の出力は、合計された誤差信号の符号に応じて、符号計算器６４により＋１か−１のいずれかにハード制限される。この＋１または−１を使用して、すべての時間通りのサンプル、ｅａｒｌｙサンプル、およびｌａｔｅサンプルのタイミングを１／８チップだけ前または後ろに調整し、これは、補間器の位相を制御することにより実施される。この補間器の位相は、新しい入力データ（＋１または−１）を用いて１つ前の位相を減算することによって更新される。

補間器５３は、４サンプル（１／２チップ分のサンプリング間隔）を使用して時間通りのサンプルおよびｌａｔｅサンプルを生成する。位相制御信号（すなわち補間器の出力）とタイミングのオフセットと補間器の係数との関係を表１に示す。ｅａｒｌｙサンプルは、以前に生成されたｌａｔｅサンプルを１サンプル遅延させることによって生成される。時間通りのサンプルが位相「０」にある場合、ｌａｔｅサンプルは位相「２」にある。時間通りのサンプルが位相「ｘ」にある場合、ｌａｔｅサンプルは位相「ｘ＋２」にある。

積分およびダンプ回路６３は、定常追跡モードでは３０スロットごとにリセットされ、初期の引き込みモードでは１０スロットごとにリセットされる。始め、ＣＴＬ５１は、「大雑把な」タイミング位置にある。ＣＴＬ５１が迅速に反応して正しいタイミング位置を見つける（初期引き込みモード）ことが望ましく、ＣＴＬ５１は次いでその位置に固定し、タイミングの変化を追跡する（追跡モード）。ＣＴＬ５１にフィンガが割り当てられてから最初の５フレームはＣＴＬ５１は引き込みモードにあるものと想定し、６番目のフレーム以降は、ＣＴＬ５１は、追跡モードにあるものと想定する。

引き込みモードでは、ＣＴＬ５１は１０スロットごとに更新され、専用物理制御チャネル（ＰＤＣＣＨ：dedicated physical control channel）スロット１つにつき１０個のパイロットシンボルとデータシンボルがすべて使用される。この場合、累算器の出力Ｑは次のように表すことができる。

定常モードでは、ＣＴＬ５１は３０スロット（すなわち２フレーム）ごとに更新され、ＤＰＣＣＨスロット１つにつき１０個のパイロットシンボルおよびデータシンボルがすべて使用される。積分およびダンプ回路の出力６３は次のように表すことができる。

定常モードにおけるＣＴＬ５１による追跡結果のシミュレーションを行った。シミュレーションパラメータは以下である。
１）時間ドリフトと周波数ドリフトはともに０．６１３ｐｐｍ
２）チャネルはＡＷＧＮチャネル
３）目標ＳＮＲ＝−２４ｄＢ
４）ＣＴＬ５１は２フレーム（３０スロット）ごとに更新される
５）ＣＴＬ５１の更新ごとに、１／８チップの前方または後方への調整を適用する
６）最大のタイミング誤差を計算する
７）平均二乗タイミング誤差（ＲＭＳＥ）の平方根を計算する
８）非コヒーレント、コヒーレント両方の組合せを考慮する
９）非コヒーレントの組合せでは、１スロットにつき１０シンボルが使用され、誤差信号の計算は式（６）と同じである
１０）コヒーレントな組合せでは、１スロットにつき３パイロットシンボルのみを使用し、誤差信号の計算は式（７）と同じで、Ｎ１＝３である
１１）簡略化した方式をシミュレートし、この方式では、ｅａｒｌｙ信号およびｌａｔｅ信号の二乗の代わりに絶対値を用いる。

図５は、コヒーレントな検出を使用した、ＳＮＲ＝−２４ｄＢでシミュレートしたタイミング追跡を示すグラフである。式（７）を適用することにより、１スロット当たり１０個のパイロットシンボルの非コヒーレントな組合せが達成される。図６は、非コヒーレントな検出を使用した、ＳＮＲ＝−２４ｄＢでシミュレートしたタイミング追跡を示すグラフである。

図７は、本発明による、式（１１）を使用した簡略化した誤差信号計算の結果を示す。式（６）の非コヒーレントな組合せと式（７）のコヒーレントな組合せ誤差信号計算ではどちらも複素数の二乗を計算する必要があり、この二乗計算は、ハードウェア実装が非常に複雑になる。ハードウェアの複雑性を軽減するために、二乗計算の代わりに絶対値計算を使用する。

各スロットで非コヒーレントな組合せに１０個のパイロットシンボルおよびデータシンボルすべてを使用し、ＣＴＬを２フレーム（３０スロット）ごとに更新する場合、累算器の出力は、次のように表すことができる。

各スロットで最初の３パイロットシンボルのみをコヒーレントな組合せに使用し、ＣＴＬを２フレーム（３０スロット）ごとに更新する場合、累算器出力は次のように表すことができる。

表２は、差分ＣＴＬ方式のＲＭＳＥの性能の比較の集合である。この表では、３つのＣＴＬ方式を比較している。１番目の方式は、１スロットにつき１０シンボルを使用した非コヒーレントな組合せ、２番目は、１スロットにつき３パイロットシンボルを使用したコヒーレントな組合せ、３番目は、１スロットにつき１０シンボルを使用した簡略化した非コヒーレントな組合せである。目標ＳＮＲ＝２４ｄＢの場合、これら３方式の性能はあまり差がない。ＳＮＲ＝−３４ｄＢになると、使用されるシンボルが減るので、コヒーレントな組合せの性能が最も悪くなる。この簡略化した方式は、簡略化しないバージョンよりも性能が悪い。

各ＣＴＬは、１つのフィンガを独立して追跡する。１．５チップ中に２つのマルチパス（すなわちフィンガ）がある場合、２つのフィンガに対応する２つのＣＴＬは、相互と干渉し合い、したがってＣＭ追跡の性能を低下させる。本発明の特定の態様によれば、ジョイントＣＴＬ方式を使用して相互からの干渉を低減する。一般性を失うことなく、２つのマルチパスがある方式をとることが可能である。受信信号ｒ（ｔ）は、次のように表すことができ、

ｒ（ｔ）＝ｈ₁（ｔ）ｓ（ｔ）＋ｈ₂（ｔ）ｓ（ｔ−τ） 式（１４）

ｓ（ｔ）は有効な信号であり、

であり、ａ_kは情報シンボルであり、ｇ（ｔ）は信号波形である。ｈ₁（ｔ）は、第１のパスのチャネル利得であり、ｈ₂（ｔ）は、第２のパスのチャネル利得である。τは２つのフィンガ間の相対的な遅延である。式（１４）では、付加的なガウス雑音は考慮しないことに留意されたい。

２つの隣接するフィンガ間の相対的な遅延が１．５チップ未満である場合は、２つの独立したＣＴＬは、図８に示すように相互と干渉する。三角波形は実証のためのみに使用しており、実際には必ずしも使用されないことに留意されたい。この干渉のために、２つのＣＴＬの性能は低下する。第１のフィンガのｌａｔｅ信号のサンプルは、第２のフィンガからの干渉ｈ₂ｇ（τ−Ｔ／２）を含み、第２のフィンガのｅａｒｌｙ信号のサンプルは、第１のフィンガからの干渉ｈ₁ｇ（τ−Ｔ／２）を含んでいる。第１のフィンガのｌａｔｅ信号のサンプルＳ_l ^1st（ｋ）は、

となり、
第２のフィンガのｅａｒｌｙ信号のサンプルＳ_e ^2nd（ｋ）は、

となる。

図９は、ジョイントＣＴＬ方式１００のブロック図である。構成要素は図４と同様であるが、２つのＣＴＬ回路１０３、１０４の一部として動作するジョイント誤差信号計算器１０２を有する。

ＣＴＬ回路１０３は、補間器１１３、遅延回路１１４、ｅａｒｌｙＰＮ逆拡散器１１５およびｌａｔｅＰＮ逆拡散器１１６、それぞれの信号の絶対値を計算する絶対値計算回路１１７、１１８、および加算器１１９を含む。積分およびダンプ回路１２３、符号計算器１２４、および第２の加算器１２５も含まれる。補間器１１３は、遅延回路１１４に単一のｅａｒｌｙ／ｌａｔｅ出力を提供し、遅延回路１１４は、ｅａｒｌｙＰＮ逆拡散器１１５にｅａｒｌｙ信号を提供する。補間器１１３の出力は直接ｌａｔｅＰＮ逆拡散器１１６に提供され、逆拡散器１１５、１１６の出力は、それぞれの絶対値計算回路１１７、１１８に提供される。ＣＴＬ回路１０４は、補間器１３３、遅延回路１３４、ｅａｒｌｙＰＮ逆拡散器１３５およびｌａｔｅＰＮ逆拡散器１３６、それぞれの信号の絶対値を計算する２つの絶対値計算回路１３７、１３８、および加算器１３９を含む。積分およびダンプ回路１４３、符号計算器１４４、および第２の加算器１４５も含まれる。補間器１３３は、単一のｅａｒｌｙ／ｌａｔｅ出力を遅延回路１３４に提供し、遅延回路１３４は、ｅａｒｌｙＰＮ逆拡散器１３５にｅａｒｌｙ信号を提供する。補間器１３３の出力は、直接ｌａｔｅＰＮ逆拡散器１３６に提供され、逆拡散器１３５、１３６の出力は、それぞれの絶対値計算回路１３７、１３８に提供される。

図から分かるように、２つのフィンガ間の相対的な遅延τは、２つのＣＴＬから得ることができる。図４の回路の場合がそうであるように、図９の回路は、ｅａｒｌｙサンプルとｌａｔｅサンプルの間隔がちょうど１チップ間隔であり、１サンプル遅延させることによりｌａｔｅサンプルからｅａｒｌｙサンプルを得ることができるので、式（１）および（６）で説明した第１の誤差信号生成法を使用する。ハードウェアの複雑性を簡略化するために、絶対値の計算が用いられる。

本発明の特定の態様によれば、干渉を打ち消すために以下の２つの方式が有効である。

方法１：チャネル利得ｈ₁（ｔ）およびｈ₂（ｔ）が分かっている場合は、有効な信号から干渉を減算することにより干渉が打ち消される。誤差信号は次のように生成される。

式（２）を使用して制御信号Ｃ₀が計算される。

方法２：チャネル利得ｈ₁およびｈ₂が分からず、２つのフィンガの電力が分かっている場合は、それらは、チャネル利得｜ｈ₁｜²および｜ｈ₂｜²と、Ｅ｜ｈ₁｜²およびＥ｜ｈ₂｜²の平均である。その理由は次による。

次のように、干渉を除去して制御信号Ｃ₀を計算する。

本発明は、セルラ携帯電話システムで有用である。好ましい一実施形態では、本発明は、無線ネットワークコントローラまたはノードＢ送信コントローラによって制御される基地局の送信として実施される。ただし、本発明は、幅広いスペクトラム拡散通信の送信に使用することができることを理解されたい。

無線通信リンクの図である。 高サンプリング入力データを使用したＣＴＬのブロック図である。 低サンプリングレートの入力データを使用したＣＴＬのブロック図である。 ＵＭＴＳ ＦＤＤシステムの１つのＣＴＬ設計のブロック図である。 信号対雑音比ＳＮＲ＝−２４ｄＢでシミュレートしたタイミング追跡を示すグラフである。 ＳＮＲ＝−２４ｄＢでシミュレートしたタイミング追跡を示すグラフである。 ＳＮＲ＝−２４ｄＢでシミュレートしたタイミング追跡を示すグラフである。 ２つの隣接するＣＴＬの間隔が１．５チップ未満である場合のそれらＣＴＬ間の干渉を示すグラフである。 ジョイントＣＴＬ方式のブロック図である。

Claims (34)

1. 擬似雑音シーケンスを使用することによりｅａｒｌｙデータサンプルおよびｌａｔｅデータサンプルを逆拡散するように構成された逆拡散器と、
   前記逆拡散器の出力から誤差信号を生成するように構成されたｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器と、
   複数のｏｎ−ｔｉｍｅサンプル、ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルについてのタイミングの追跡を提供し、かつ、前記生成された誤差信号の累算の大きさではなく、制御信号のデータレートが前記生成された誤差信号のデータレートの分数比例となるような、符号ベースの制御信号に基づいた調整を提供するように構成されたフィードバックループと
   を備えたことを特徴とするデジタル符号追跡ループ。
2. 前記逆拡散器は、逆拡散されるｅａｒｌｙデータサンプルＳ _e （ｋ）およびｌａｔｅデータサンプルＳ _l （ｋ）を含む逆拡散されるデータサンプルを逆拡散するように構成され、ここでＳ_e（ｋ）およびＳ_l（ｋ）は複素数として提供され、ｋは時間領域でｋ番目のデータを表し、
   前記ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器は、
   Ｅ_r（ｋ）＝｜Ｓ_e（ｋ）｜²−｜Ｓ_l（ｋ）｜²
   に従うＥ _r （ｋ）として前記誤差信号を生成するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のデジタル符号追跡ループ。
3. 前記ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出器は、ｏｎ−ｔｉｍｅの値よりも０．５チップ間隔早い値およびｏｎ−ｔｉｍｅの値より０．５チップ間隔遅い値としてそれぞれ定義された前記ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルを検出するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のデジタル符号追跡ループ。
4. Ｎサンプル（Ｎはチップあたりのサンプル数）ごとに、逆拡散、復調、およびレイク合成に使用されるｏｎ−ｔｉｍｅを選択するように構成されたことを特徴とする請求項３に記載のデジタル符号追跡ループ。
5. 前記符号追跡ループは、予め定められたタイムスロットフレームフォーマット内で送信されるワイヤレス通信で機能するように構成され、
   前記逆拡散器は、専用物理制御チャネルの複数のスロットから、各スロットに含まれるパイロットビット、送信電力制御ビット、およびＴＦＣＩビットを提供する１０シンボルを逆拡散するように構成され、
   前記符号追跡ループは２フレームごとに更新されるタイミングの追跡を提供するように構成されたことを特徴とする請求項３に記載のデジタル符号追跡ループ。
6. 前記調整は、ワイヤレスのマルチパスフェーディングチャネルを通じた直接拡散信号の複数のマルチパス成分のタイミングの追跡を提供するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のデジタル符号追跡ループ。
7. デジタル追跡ループを実施するように構成された無線コントローラであって、
   擬似雑音シーケンスを用いてｅａｒｌｙデータサンプルおよびｌａｔｅデータサンプルを逆拡散するように構成された逆拡散回路と、
   前記逆拡散回路の出力から誤差信号出力を生成するように構成されたｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出回路と、
   前記生成された誤差信号の累算の大きさではなく、符号ベースの制御信号を、前記誤差信号のデータレートの分数比例であるデータレートで生成するように構成された回路と、
   前記制御信号に基づいて、複数のｏｎ−ｔｉｍｅサンプルと、ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルを調整するように構成された回路と
   を備えたことを特徴とする無線コントローラ。
8. 前記逆拡散回路は、逆拡散されるｅａｒｌｙデータサンプルＳ _e （ｋ）およびｌａｔｅデータサンプルＳ _l （ｋ）を含む逆拡散されるデータサンプルを逆拡散するように構成され、ここでＳ_e（ｋ）およびＳ_l（ｋ）は複素数として提供され、ｋは、時間領域でｋ番目のデータを表し、
   前記ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出回路は、
   Ｅ_r（ｋ）＝｜Ｓ_e（ｋ）｜²−｜Ｓ_l（ｋ）｜²
   に従うＥ _r （ｋ）として前記誤差信号を生成するように構成されたことを特徴とする請求項７に記載の無線コントローラ。
9. 前記ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出回路は、ｏｎ−ｔｉｍｅの値よりも０．５チップ間隔早い値およびｏｎ−ｔｉｍｅの値より０．５チップ間隔遅い値としてそれぞれ定義された前記ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルを検出するように構成されたことを特徴とする請求項７に記載の無線コントローラ。
10. Ｎサンプル（Ｎはチップあたりのサンプル数）ごとに、逆拡散、復調、およびレイク合成に使用されるｏｎ−ｔｉｍｅを選択するように構成されたことを特徴とする請求項９に記載の無線コントローラ。
11. 前記無線コントローラは、予め定められたタイムスロットフレームフォーマット内で送信されるワイヤレス通信で機能するように構成され、
    前記逆拡散回路は、専用物理制御チャネルの複数のスロットから、各スロットに含まれるパイロットビット、送信電力制御ビット、およびＴＦＣＩビットを提供する１０シンボルを逆拡散するように構成され、
    前記符号追跡ループは２フレームごとに更新されるタイミングの追跡を提供するように構成されたことを特徴とする請求項９に記載の無線コントローラ。
12. 前記符号追跡ループは、ワイヤレスのマルチパスフェーディングチャネルを通じた直接拡散信号の複数のマルチパス成分のタイミングの追跡を提供するように構成されたことを特徴とする請求項７に記載の無線コントローラ。
13. 前記ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ検出回路として提供され、前記デジタル符号追跡ループについての前記誤差信号を生成するように構成されたジョイント誤差信号計算器回路であって、さらに第２のデジタル符号追跡ループについての誤差信号を生成するように構成された前記ジョイント誤差信号計算器回路を備えたことを特徴とする請求項７に記載の無線コントローラ。
14. 前記ジョイント誤差信号計算器は、合成信号の２つの異なるマルチパス成分間の相対的遅延τの指示を提供するように構成されたことを特徴とする請求項１３に記載の無線コントローラ。
15. 前記ジョイント誤差信号計算器は、前記２つの異なるマルチパス成分間の相対的遅延τを、信号の干渉計算のための遅延の指示として提供するように構成されたことを特徴とする請求項１４に記載の無線コントローラ。
16. デジタル符号追跡ループを提供することによりスペクトラム拡散信号を送信する方法であって、
    擬似雑音シーケンスを使用することにより、ｅａｒｌｙデータサンプルおよびｌａｔｅデータサンプルを逆拡散するステップと、
    前記逆拡散するステップによって生成された出力から誤差信号を生成するステップと、
    複数のｏｎ−ｔｉｍｅサンプル、ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルについてのタイミングの追跡を提供するための調整を提供するステップであって、前記調整が、前記生成された誤差信号の累算の大きさではなく、符号ベースの制御信号に基づいて決定され、前記制御信号のデータレートが、前記誤差信号のデータレートの分数比例である前記ステップと
    を含むことを特徴とする方法。
17. 前記逆拡散されるデータサンプルは、逆拡散されるｅａｒｌｙデータサンプルＳ _e （ｋ）およびｌａｔｅデータサンプルＳ _l （ｋ）を含み、ここでＳ_e（ｋ）およびＳ_l（ｋ）は複素数として提供され、ｋは時間領域でｋ番目のデータを表し、
    前記誤差信号は、
    Ｅ_r（ｋ）＝｜Ｓ_e（ｋ）｜²−｜Ｓ_l（ｋ）｜²
    に従うＥ _r （ｋ）として提供されることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. 前記逆拡散するステップにおいて、前記ｅｒａｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルは、ｏｎ−ｔｉｍｅの値よりも０．５チップ間隔早い値およびｏｎ−ｔｉｍｅの値より０．５チップ間隔遅い値としてそれぞれ定義されることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
19. Ｎサンプル（Ｎはチップあたりのサンプル数）ごとに、１サンプルが、逆拡散、復調、およびレイク合成に使用されるｏｎ−ｔｉｍｅの同期されたサンプルを提供し、前記符号追跡ループは、前記ｏｎ−ｔｉｍｅサンプルを選択することを特徴とする請求項１８に記載の方法。
20. 前記方法は、予め定められたタイムスロットフレームフォーマット内で送信されるワイヤレス通信使用され、
    前記逆拡散するステップは、専用物理制御チャネルの複数のスロットからのデータサンプルを逆拡散し、前記スロットがそれぞれ１０シンボルを含み、前記１０シンボルは、パイロットビット、送信電力制御ビット、およびＴＦＣＩビットを提供し、
    前記符号追跡ループは２フレームごとに更新されたタイミングの追跡を提供することを特徴とする請求項１８に記載の方法。
21. 低サンプリングレートの入力データの場合は、ｏｎ−ｔｉｍｅサンプルおよびｅａｒｌｙ／ｌａｔｅサンプルのタイミングを数分の１チップだけ前方または後方に調整するステップと、
    補間器を使用して、１つ前のサンプルから得られる時間量だけオフセットしたｏｎ−ｔｉｍｅサンプル、およびｅａｒｌｙ／ｌａｔｅサンプルを生成するステップと
    を備えることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
22. 前記タイミングの追跡を提供するための調整は、前記ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルを、それぞれ、ｏｎ−ｔｉｍｅの値よりも０．５チップ間隔早い値およびｏｎ−ｔｉｍｅ値より０．５チップ間隔遅い値と定義し、１チップ間隔を、拡散符号の１ビットを送信する時間間隔として設定し、
    １チップ間隔の周波数は、約３．８４ＭＨｚ／秒に選択されることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
23. 前記調整は、ワイヤレスのマルチパスフェーディングチャネルを通じた直接拡散信号のマルチパス成分の時間追跡を提供することを特徴とする請求項１６に記載の方法。
24. 前記誤差信号を生成するステップは、複数の符号追跡ループのための前記誤差信号をジョイントして計算することによって行われることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
25. 前記ジョイントした誤差信号の計算は、合成信号の２つの異なるマルチパス成分間の相対的遅延τの指示を提供することを特徴とする請求項２４に記載の方法。
26. 前記２つの異なるマルチパス成分間の相対的遅延τは、信号の干渉計算についての遅延の指示を提供することを特徴とする請求項２５に記載の方法。
27. デジタル符号追跡ループを実施する無線コントローラであって、
    それぞれが擬似雑音シーケンスを用いることによりｅａｒｌｙデータサンプルおよびｌａｔｅデータサンプルを逆拡散するように構成された複数の逆拡散回路と、
    前記複数の逆拡散回路によって行われる逆拡散で生成される逆拡散されたサンプルから誤差信号を生成するように構成された回路と、
    前記複数の逆拡散回路に対応し、前記生成された誤差信号の累算の大きさではなく、制御信号のデータレートが前記生成された誤差信号のデータレートの分数比例となるような、符号ベースの制御信号を提供するように構成された複数の回路と、
    複数のｏｎ−ｔｉｍｅサンプル、ｅａｒｌｙサンプルおよびｌａｔｅサンプルについてのタイミングの追跡を提供するように構成された前記制御信号によって定義された調整を提供する回路と
    を備えたことを特徴とする無線コントローラ。
28. 前記複数の逆拡散回路は、広帯域チャネルの複数のマルチパス成分間の相対的遅延τの指示を提供するように構成され、
    前記複数のマルチパス成分間の相対的遅延τは、信号の干渉計算についての遅延の指示を提供することを特徴とする請求項２７に記載の無線コントローラ。
29. 前記複数の逆拡散回路は、逆拡散されるｅａｒｌｙデータサンプルＳ _e （ｋ）および逆拡散されるｌａｔｅデータサンプルＳ _l （ｋ）を含むデータサンプルを逆拡散し、ここでＳ_e（ｋ）およびＳ_l（ｋ）は複素数として提供され、ｋは、時間領域でｋ番目のデータを表し、
    前記誤差信号を提供する前記回路は、
    Ｅ_r（ｋ）＝｜Ｓ_e（ｋ）｜²−｜Ｓ_l（ｋ）｜²
    に従うＥ _r （ｋ）として前記誤差信号を提供するように構成されたことを特徴とする請求項２７に記載の無線コントローラ。
30. 前記調整を提供する回路は、ｏｎ−ｔｉｍｅの値よりそれぞれ０．５チップ間隔早い値としての前記ｅａｒｌｙサンプルと０．５チップ間隔遅い値としての前記ｌａｔｅサンプルを提供するように、タイミング追跡を提供ように構成されたことを特徴とする請求項２７に記載の無線コントローラ。
31. 前記無線コントローラは、予め定められたタイムスロットフレームフォーマット内で送信されるワイヤレス通信で動作するように構成され、
    前記逆拡散回路は、専用物理制御チャネルの複数のスロットからのデータサンプルを逆拡散し、前記スロットがそれぞれ１０シンボルを含み、前記１０シンボルが、パイロットビット、送信電力制御ビット、およびＴＦＣＩビットを提供するように構成され、
    前記符号追跡ループは２フレームごとに更新されたタイミングの追跡を提供するように構成されたことを特徴とする請求項３０に記載の無線コントローラ。
32. 前記デジタル符号追跡ループの少なくとも２つについての前記誤差信号を提供するように構成された回路として提供されるジョイント誤差信号計算器回路を備えることを特徴とする請求項２７に記載の無線コントローラ。
33. 前記ジョイント誤差信号計算器は、合成信号の複数のマルチパス成分間の相対的遅延τの指示を提供するように構成されたことを特徴とする請求項３２に記載の無線コントローラ。
34. 前記ジョイント誤差信号計算器は、前記複数のマルチパス成分間の相対的遅延τを、信号の干渉計算のための遅延の指示として提供するように構成されたことを特徴とする請求項３３に記載の無線コントローラ。

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