JP3939350B2 - Light intensity balance in interferometric fiber optic gyroscope - Google Patents

Description

発明の背景
本発明は、カー効果低減機構を有する光ファイバ・システムに関し、具体的には、光ファイバ感知ループ内を相反する方向に伝播する電磁波の強度レベルを等化することによってカー効果低減に対処する構成に関する。
光ファイバ・ジャイロスコープは、そのようなジャイロスコープを支持する物体の回転を検知するための魅力的な手段である。そのようなジャイロスコープは、きわめて小型に製作することができ、激しい機械衝撃、温度変化、およびその他の過酷な環境条件に耐えるように構築することができる。光ジャイロスコープは可動部品がないため保守がほとんど必要なく、費用が経済的になる可能性を持っている。また、他の種類の光ジャイロスコープでは問題になることがある低い回転レートも検知することができる。
光ファイバ・ジャイロスコープは、それを巡る回転を検知するコアの軸を中心としてコア上に巻かれたコイル状光ファイバを有する。光ファイバの長さは典型的には１００〜２，０００メートル程度であり、閉じた光路の一部であって、その閉じた光路内には電磁波すなわち光波が導入されて１対の電磁波すなわち光波に分割され、コイルを相反する方向に伝播して両方とも最終的には光検出器に入射する。コアの検知軸すなわちコイル状光ファイバを中心とする回転によって、この２つの光波の一方について一方の回転方向で実効光路長が長くなり、他方の回転方向で光路長が短くなる。他方の回転方向ではこれと逆の結果が生じる。光波間のこのような光路長差によって、いずれの方向でもこの２つの光波の間に位相シフト、すなわちよく知られたサニャック効果が生じる。このジャイロスコープは、干渉光ファイバ・ジャイロ（ＩＦＯＧ）と呼ばれる。回転による位相差シフトの量、したがって出力信号は反対方向に伝播する２つの電磁波が通るコイルの光路全体の長さに依存するため、光ファイバが長ければ大きな位相差を得ることができるが、コイル状になっていることによりその長い光ファイバが占める体積が比較的小さくなるため、コイル状光ファイバの使用が望ましい。
相反する方向に伝播する電磁波がコイル状光ファイバを通過した後で光検出器システム・フォトダイオードに入射すると、それに応答する光検出器システム・フォトダイオードからの出力電流が二乗余弦関数に従う。すなわち、出力電流はその２つの電磁波の間の位相差の余弦に依存する。余弦関数は偶関数であるため、このような出力関数は位相差シフトの相対的方向に関する標識とはならず、したがって、コイル軸を中心とする回転の方向に関する標識とはならない。さらに、零相に近い余弦関数の変化率はきわめて小さく、そのためそのような出力関数は低い回転レートに対する感度がきわめて悪い。
このような不満足な特性のために、２つの相反する方向に伝播する電磁波間の位相差は、通常光位相変調器またはバイアス変調器と呼ばれることもある変調器をコイル状光ファイバの一方の側の光路に配置することによって変調される。回転検知感度を向上させるために、一般には、干渉計ループ内の相反する方向に伝播するビーム間の位相差を正弦変調することによってサニャック干渉計をバイアスさせる。その結果、それらの相反する方向に伝播する波のうちの一方の波がコイルに入る途中に変調器を通る一方、コイルを反対方向に伝播する他方の波はコイルを出るときに変調器を通る。
復調器システムの一部として機能する位相感知検出器を設けて、光検出器の出力電流を表す信号を受信する。位相変調器と位相感知検出器は両方とも、正弦信号発生器によっていわゆる「固有」周波数で動作させて変調器による振幅変調を少なくしたりまったくなくしたりすることができるが、同じ基本周波数の他の波形タイプを使用することもできる。周波数をより制御可能な値まで下げるために他の周波数を使用することもでき、実際にしばしば使用される。
その結果の位相感知検出器の信号出力は正弦関数に従う。すなわち、出力信号は、主として他の大きな望ましくない位相シフトが起こらない場合のコイルの軸を中心とした回転による位相シフトである、フォトダイオードに入射する２つの電磁波の間の位相差の正弦に依存する。正弦関数は、零相シフトで最大変化率を有する奇関数であり、したがって零相シフトの両側で代数符号を変化させる。したがって、位相感知検出器信号は、コイルの軸を中心とする回転がどちらの方向に発生しているかを示す標識となることができ、零回転レートに近い回転レートの関数としての信号値の最大変化率を示すことができる。すなわち、検出器は零に近い位相シフトに対する最大感度を有し、それによってその出力信号は低い回転レートに対する感度がきわめて高くなる。当然ながらこれが可能なのは、他の要因による位相シフト、すなわち誤差がきわめて小さい場合に限られる。さらに、これらの状況におけるこの出力信号は、比較的低い回転レートできわめて線形に近くなる。位相感知検出器の出力信号のこのような特性は、光位相変調のない光検出器の出力電流の特性に優る大幅な改良である。
従来技術のこのようなシステムの一例を第１図に示す。このシステムの光学部分には光路に沿っていくつかの機構が含まれ、それによってこのシステムが相互交換的であるように保証する。すなわち、後述するような非相互交換的位相差シフトの特定の導入を除き、相反する方向に伝播する電磁波のそれぞれについてほぼ同じ光路が生じるようにする。コイル状光ファイバ１０は、それを巡る回転を検知する軸を中心として巻かれた単一モード光ファイバを使用して、コアまたはスプールを中心としてコイル１０を形成する。単一モード・ファイバの使用によって、電磁波すなわち光波の経路を固有に確定することができ、さらに、そのように導かれた波の同位相波面も固有に確定することができる。これは、相互交換性を維持する大きな助けとなる。
さらに、光ファイバはいわゆる偏波保持ファイバとすることができる。偏波保持ファイバでは、ファイバ内できわめて大きな複屈折が形成され、その結果、避けられない機械応力、磁界におけるファラデー効果、またはその他の原因によって生じる偏波変動が比較的小さくなる。偏波変動があると、相反する方向に伝播する波の間の位相差シフトが変動する可能性がある。システム内の他の光学構成要素に応じて、屈折率の高い軸（すなわち伝播速度が遅い軸）かまたは屈折率が低い軸を、電磁波を伝播させるために選定する。
コイル１０を相反する方向に伝播する電磁波を、電磁波源すなわち第１図の光源１１から供給する。典型的にはこの光源は、８３０ナノメートル（ｎｍ）〜１５５０ｎｍの典型的な波長を有する典型的にはスペクトルの近赤外線部にある電磁波を出すレーザ・ダイオードなどの半導体光源である。コイル１０の散乱場所でのレイリーおよびフレネル散乱による２つの波の間の位相シフト差誤差を少なくするために、光源１１は放出光について短いコヒーレンス長を有していなければならない。コイル１０内の非線形カー効果のために、２つの相反する伝播波の強度が異なることによって、２つの波の間の位相シフトが異なる可能性がある。この状況は、適合する統計的特性を備えた光を放射する光源１１に短いコヒーレンス長を使用することによって克服することができる。
第１図には、レーザ・ダイオード１１と光ファイバ・コイル１０との間に、コイル１０を形成する光ファイバの両端を光路全体をいくつかの光路部分に分けるいくつかの光結合構成要素まで延長することによって形成された、光路配置構成が図示されている。光ファイバの一部は、レーザ・ダイオード１１からの発光が最適になる地点でレーザ・ダイオード１１に接して配置され、その地点から第１の光方向性結合器１２まで延びている。
光方向性結合器１２内には光伝送媒体があり、この光伝送媒体は媒体の各端部に２つずつある４つのポートから延びており、これは第１図の結合器１２の各端部に図示されている。これらのポートのうちの１つは、それに接して配置されたレーザ・ダイオード１１から延びる光ファイバを有する。光方向性結合器１２の検知端部にある他方のポートには、それに接して配置されたもう１本の光ファイバが図示されており、光検出システム１４に電気的に接続されたフォトダイオード１３に接して配置されるように延びている。
フォトダイオード１３は、それに接して配置された光ファイバの部分から入射する電磁波すなわち光波を検出し、信号成分選択手段３５に応答して光電流を出す。この光電流は、上記のように、２つのほぼコヒーレントな光波が入射する場合、光電流出力を出す際に余弦関数に従い、この光電流出力はそのような１対のほぼコヒーレントな光波の間の位相差の余弦に依存する。この光起電素子は、きわめて低いインピーダンスを生じさせ、入射する発光の一次関数である光電流を供給する。典型的にはｐ−ｉ−ｎフォトダイオードである。
光方向性結合器１２は、その偏光子１５へと延びる他方の端部にあるポートに接するもう１つの光ファイバを有する。結合器１２のそれと同じ側にある他方のポートには、無反射終端機構１６があり、光ファイバのもう一つの部分を含む。
光方向性結合器１２は、そのいずれかのポートで電磁波すなわち光を受け取ると、その光のほぼ半分が結合器１２の着信ポートのある端部とは反対側の端部にある結合器１２の２つのポートのそれぞれに現れるように光を伝搬する。一方、そのような電磁波または光は、結合器１２の着信光ポートと同じ端部にあるポートに伝搬される。
単一空間モード・ファイバの場合であっても、光はファイバを２つの偏光モードで伝播することができるため、偏光子１５を使用する。したがって、偏光子１５を設ける目的は、１つの偏光の伝播光を通過させ、それによって同じ偏光の時計回り（ｃｗ）の波と反時計回りの波（ｃｃｗ）とが感知ループ内に導かれ、ｃｗ波とｃｃｗ波について感知ループからの同じ偏光の光だけが検出器で干渉するようにすることである。しかし、偏光子１５は遮断しようとする１つの偏光状態の光を完全には遮断しない。これによっても、それを通過する２つの相反する方向に伝播する電磁波の間にわずかな非相互交換性が生じ、したがってその２つの電磁波の間にわずかな非相互交換的位相シフト差が生じ、その差は偏光子が配置されている環境条件と共に変化する可能性がある。なお、この場合も、前述のように、使用する光ファイバにおける高い複屈折率がこの結果の位相差を少なくするのに役立つ。
偏光子１５はその両端部にポートを有し、その間に配置された電磁波伝送媒体を含む。光方向性結合器１２に接続された端部の反対側の端部にあるポートに接して、もう１つの光ファイバ部分が配置され、結合器１２と同じ波伝播特性を持つ他の光双方向性結合器１７まで延びている。
偏光子１５に結合されている結合器１７のポートと同じ端部にある他のポートが、もう１つの光ファイバ部分を使用して無反射終端機構１８に接続されている。結合器１７の他方の端部にあるポートについて検討してみると、１つのポートがコイル１０内の光ファイバの一端からそこまで延びている光路の各部分にある他の光構成要素に接続されている。結合器１７の他方のポートは、光ファイバ１０の残りの端に直接結合されている。コイル１０と結合器１７の間の、コイル１０に直接接続されている側とは反対側に、光位相変調器１９が設けられている。光位相変調器１９は、第１図に図示されているように、光位相変調器１９の中に含まれている伝送媒体の両側に２つのポートを有する。コイル１０からの光ファイバは変調器１９のポートに接して配置されている。結合器１７から延びる光ファイバは、変調器１９の他方のポートに接して配置されている。
光変調器１９は電気信号を受信し、その中の１つまたは複数の伝送媒体の屈折率を変化させて光路長を変えることによって、変調器１９を伝播する電磁波に位相差を生じさせることができる。このような電気信号は、Ｃ₁ｓｉｎ（ω_gｔ）と等しくなるように意図された変調周波数ｆ_gで正弦電圧出力信号を発生するバイアス変調信号発生器２０によって、変調器１９に供給される（ただしω_gは変調周波数ｆ_gのラジアン周波数に相当する）。その他の適合する周期波形も代用することができる。
以上で、発生源１１によって放射された電磁波すなわち光波がたどる光路に沿って形成された第１図のシステムの光部分の説明は終わる。このような電磁波は、その発生源から光ファイバ部分を通って光方向性結合器１２に結合される。発生源１１から結合器１２に入射するこの波の一部は、その反対側の端部にあるポートに結合された無反射終端機構１６によって失われるが、その波の残りは偏光子１５を通って光方向性結合器１７まで伝搬される。
結合器１７はビームスプリット装置として機能し、偏光子１５から受け取ってそのポートに入った電磁波は約半分ずつに分かれ、その一方の部分は結合器１７の両端部にある２つのポートのそれぞれを通って出る。電磁波が結合器１７の反対側の端部にある１つのポートから出て光ファイバ・コイル１０と変調器１９とを通って結合器１７に戻る。そこで、この戻り電磁波の一部が結合器１７の偏光子１５接続端部にある他方のポートに接続された無反射機構１８で失われるが、その電磁波の残りの部分は結合器１７の他方のポートを通って偏光子１５に至り、結合器１２に至って、そこでその一部がフォトダイオード１３まで伝搬される。偏光子１５からコイル１０まで通過した波の他方の部分は、結合器１７のコイル１０端部にある他方のポートを出て変調器１９を通り、光ファイバ・コイル１０を通って再び結合器１７に入り、やはりその一部が他方の部分と同じ経路をたどって最終的にフォトダイオード１３に入射する。
前述のように、フォトダイオード１３はそれに入射する２つの電磁波すなわち光波の強度に比例する出力光電流ｉ_PD13を出力する。したがって出力光電流ｉ_PD13はこのダイオードに入射する２つの波の位相差の余弦に従うと予測され、以下の式に従って求められる。

これは、電流がフォトダイオード１３に入射する２つのほぼコヒーレントな波の結果の光強度に依存するためであり、この光強度は２つの波の間に強めあう干渉または弱めあう干渉がどれだけ発生するかに応じてピーク値Ｉ₀からより小さな値まで変化することになる。軸を中心としてコイル１０を形成するコイル状光ファイバの回転によって２つの波の間に位相差シフトψＲが生じるため、この波の干渉はその回転と共に変化する。さらに、ｃｏｓ（ω_gｔ）に比例して変化するように意図された振幅値ψｍを有する変調器１９によってこのフォトダイオード出力電流にもう１つの可変位相シフトが生じる。
光位相変調器１９は上述のような種類のものであり、前述のように余弦関数に従う光検出システム１４の出力信号を正弦関数に従う信号に変換する復調システムの一部としての位相感知検出器と組み合わせて使用される。このような正弦関数に従うことによって、前述のようにその出力信号で回転レートとコイル１０の軸を中心とする回転方向の両方に関する情報を提供する。
したがって、フォトダイオード１３を含む光検出システム１４からの出力信号は、電圧に変換され、その電圧を増幅する増幅器２１を介し、フィルタ２２を通してそのような位相感知検出器手段２３に供給される。光検出システムと、増幅器２１とフィルタ２２と、位相感知検出器２３とは、信号成分選択手段を構成する。位相復調システムの一部として機能する位相感知検出器２３は周知の装置である。このような位相感知検出器は、フィルタリングされたフォトダイオード・システム出力信号の基本振動すなわち変調信号発生器２０の基本周波数の振幅を抽出して、フォトダイオード１３に入射する電磁波の相対位相を示す標識を提供する。この情報は、位相感知検出器２３によって正弦関数に従う出力信号の形で提供される。すなわち、この出力信号はフォトダイオード１３に入射する２つの電磁波間の位相差の正弦に従う。
バイアス変調信号発生器２０は、前述の周波数ｆ_gで光路内の光を変調する際に、光検出システム１４内の再結合された電磁波によって高調波が発生されるようにする。フィルタ２２は、増幅器２１によって増幅された後の光検出器１４の出力信号の変調周波数成分すなわち基本振動を通過させる帯域フィルタである。
動作中、回転による光路内のコイル１０を通る２つの相反する方向に伝播する電磁波の位相差の変化は、変調器１９による位相差の変化と比較してゆっくりと変動する。回転、すなわちサニャック効果によるどのような位相差が生じても、２つの電磁波間の位相差が単にシフトするに過ぎない。フィルタ２２の出力に現れる光検出システム１４の出力信号の変調周波数成分の振幅倍率は、ａ）変調器１９と発生器２０とによるこれら２つの波の位相変調の振幅値と、ｂ）システム全体の様々な利得を表す定数の係数によってのみさらに修正される、この位相差の正弦によって設定されると予測される。次に、この信号成分における発生器２０と変調器１９によるこの正弦変調の周期的効果は、位相感知検出器２３を含むシステムにおける復調によって除去されて、その振幅倍率にのみ依存する復調器システム（検出器）出力信号が残ると予測される。
したがって、増幅器２１の出力における電圧は典型的には以下のようになる。
Ｖ_21-out＝ｋ｛１＋ｃｏｓ［ψ_R＋ψ_mｃｏｓ（ω_gｔ＋θ）］｝
定数ｋは増幅器２１の出力までのシステムの利得を表す。記号θは、発生器２０によって供給される信号の位相を基準にした増幅器２１の出力信号における付加的な位相遅延を表す。この位相シフトの一部は光検出システム１４で生じ、一部は、発生器２０によって供給された信号の位相と変調器１９がその中の媒体の屈折率またはその長さあるいはその両方をそれに応じて変化させる応答との間の、変調器１９両端間の位相シフトなどの他の原因によって生じる。上記の式で使用されているその他の記号は前掲の最初の式と同じ意味を持つ。
上記の式は、ベッセル級数展開式に展開して以下のように表すことができる。
Ｖ_21-out＝ｋ［１＋Ｊ₀（ψ_m）ｃｏｓψ_R］
−２ｋＪ₁（ψ_m）ｓｉｎψ_Rｃｏｓ（ω_gｔ＋θ）
−２ｋＪ₂（ψ_m）ｃｏｓψ_Rｃｏｓ２（ω_gｔ＋θ）
＋２ｋＪ₃（ψ_m）ｓｉｎψ_Rｃｏｓ３（ω_gｔ＋θ）

増幅器２１の出力におけるこの信号をフィルタ２２の入力に供給する。
フィルタ２２は、前述のように最後の等式のうちから第一に基本振動、すなわち変調周波数成分を通過させる。その結果、フィルタ２２の出力信号は以下のように書くことができる。
Ｖ_22-out＝−２ｋＪ₁（ψ_m）ｓｉｎψ_Rｃｏｓ（ω_gｔ＋θ＋ψ₁）
さらに現れている位相遅延項Ψ₁は、フィルタ２２を通過した結果として加えられた基本振動項における追加の位相シフトである。この追加された位相シフトは、ほぼ一定していると予測され、フィルタ２２の既知の特性である。
フィルタ２２からのこの信号は次に位相感知検出器２３に供給され、バイアス変調信号発生器２０からの信号も同様に供給される。後者はこの場合もＣ₁ｓｉｎ（ω_gｔ）と等しいものと意図され、ω_gは変調周波数ｆ_gに相当するラジアン周波数である。位相感知検出器２３によってその基準信号にθ＋Ψ₁に等しい位相シフトを加えることができると仮定すると、そのような信号発生器２０の出力信号でのこの検出器の出力は以下のようになる。
Ｖ_23-out＝ｋ’Ｊ₁（ψ_m）ｓｉｎψ_R
定数ｋ’は、位相感知検出器２３によるシステム利得である。
この式からわかるように、位相感知検出器２３の出力はバイアス変調発生器２０によって操作されたバイアス変調器１９によって供給される振幅Φｍに依存する。バイアス変調発生器２０を使用して、コイル１０の軸を中心とした所与の回転レートについて位相感知検出器２３の出力における信号の値を設定することができる。すなわち、その回転レートについて少なくとも可能な値の範囲内でジャイロスコープの倍率を設定することができる。
しかし、これらの予測結果は第１図のシステムでは得ることができない。予測結果を得ることができない１つの理由は、バイアス変調信号発生器２０が位相変調器１９を通して前述の周波数ｆ_gで光路内の光を変調する結果、再結合された電磁波によって光検出システム１４内で高調波成分が発生するだけでなく、発生器２０と変調器１９の両方で非線形性が生じるために変動する光路位相における何らかの高調波成分が直接供給されるためである。
すなわち、第１の可能性として、変調発生器２０によってその出力で供給される出力信号には、周波数ｆ_gの基本信号だけでなく、そのかなりの高調波も含まれる。そのような高調波のない信号を供給することができたとしても、位相変調器１９における非線形成分特性とヒステリシスの結果、それによって光路にもたらされる変動する位相に高調波が持ち込まれる。このような高調波によって、光ファイバ・ジャイロスコープの出力信号にかなりのレート・バイアス誤差が生じる。したがって、変調システムによるそのような誤差が低減または解消される干渉光ファイバ・ジャイロスコープが望ましい。
他方の波を変調させて一方の波を１８０度位相外れに変調させる周波数となるように「固有」周波数を選定する。２つの波の間に１８０度の位相差を生じさせるこの変調は、結果の光検出器信号の変調器による振幅変調をなくす効果がある。「固有」周波数の値は、光ファイバの長さとそれに相当する屈折率とから求めることができる。
位相感知復調器のその結果の信号出力は正弦関数に従う。すなわち、出力信号は、主としてコイルの軸を中心とする回転による位相シフトであるフォトダイオードに入射する２つの電磁波間の位相差の正弦に依存する。正弦関数は、ゼロでその最大変化率を有する奇関数であり、したがってゼロの両側で代数符号を変化させる。したがって、位相感知復調器信号は、コイルの軸を中心とする回転がどちらの方向に発生しているかを示す標識となることができるだけでなく、ゼロ回転レート付近の回転レートの関数としての信号値の最大変化率を示す。すなわち、零位相シフト付近でその最大感度を有し、その結果、その出力信号は低い回転レートに対する感度がきわめて高い。これは、当然、他の原因による位相シフト、すなわち誤差をきわめて小さくした場合にのみ可能である。さらに、これらの状況におけるこの出力信号は比較的低い回転レートできわめて線形に近くなる。位相感知復調器の出力信号のこのような特性は光検出器の出力電流の特性に対する大幅な向上である。
それにもかかわらず、位相感知復調器の出力は、正弦関数に従う結果、ゼロから離れた回転レートの出力は次第に線形でなくなる。正弦関数のピークの１つを超えるのに十分な振幅の回転レートの場合、周期的であることによる出力応答値はどの回転レートが発生しているかに関してあいまいになる。したがって、位相感知復調器の出力信号がゼロ回転レート値付近の線形領域内に留まるようにジャイロスコープを動作せることが強く望まれる。
これは、コイル状光ファイバを伝播する相反する方向の電磁波が光検出器に達するまで使用する光路部分のコイルの近くに、もう１つの位相変調器すなわち周波数シフト器を付加することによって実現することができる。この位相変調器すなわち周波数シフト器は、光検出器システムからの帰還ループで動作し、位相変調器による位相変化がコイル状光ファイバの軸を中心とする回転の結果生じる相反する方向に伝播する電磁波の間の位相シフト差を相殺するのにちょうど十分であるように、十分な負帰還を生じさせる。その結果、遷移回転レート変化を除けば、光検出器では位相シフト差はほとんど発生せず、位相感知復調器によって検知される位相シフトはほとんどなくなる。したがって、この位相感知復調器の出力信号は常にゼロ付近またはゼロである。位相感知復調器に接続され、回転による位相シフトを相殺するのに十分な特定の位相シフトを生じさせるように変調器に指示する信号を供給することによって、この追加の位相変調器を動作させる信号発生器からの信号は、その信号内または関連する信号内に回転レートの大きさと方向に関する情報を含む。
この追加の光位相変調器を動作させる帰還ループ内の位相感知復調器に接続された信号発生器からの出力信号にはいくつかの形態が提案されている。１つの一般的で適切な選択肢は、光位相変調器に鋸歯状信号を供給するセロダイン発生器を使用することである。鋸歯または鋸歯状信号を選定するのは、２π位相振幅の理想的な鋸歯信号が、単波側帯変調器に変調された電磁波の純粋な周波数変換をどれだけ与えるかを示すことができるためである。その結果、そのような鋸歯信号によって作動される位相変調器を通過する光は、鋸歯信号の周波数と等しい量だけ変換された周波数で変調器から出ることになる。理想からずれた鋸歯信号は純粋な周波数変換を生じさせず、その代わりに追加の高調波が発生する。この高調波は鋸歯形にきわめて近い波形を供給することと、変調器の適切な設計とによって小さく維持することができる。
このように動作させた光位相変調器をコイル状光ファイバの一方の側に配置することによって、一方の電磁波はコイルに入ると周波数が変換され、他方の電磁波はコイルを出るまで周波数が変換されない。したがって、一方の電磁波は他方の電磁波よりも高い周波数でループを伝播し（だたし、両方の電磁波は光検出器に達したときには同じ周波数を有する）、その結果、固定した変調器（またはセロダイン発生器）周波数の場合、光検出器において鋸歯の周波数と２πτΔｆのファイバの性質とによって設定された量で一方の電磁波が他方の電磁波に対して位相シフトを有することになる。ここで、Δｆは変調器または発生器の周波数であり、τはコイルを通る光波の遷移時間である。変調器が設けられた負帰還ループのため、この位相シフトは回転によって生じる光波間の位相シフトを打ち消す働きをする。したがって、鋸歯、または鋸歯状信号発生の出力器信号の周波数は、回転レートを示す標識となり、鋸歯の極性は回転の方向を示す。
これを第２図に示す。位相感知検出器２３からの信号は、第１図の回転レート表示器にではなく、第２図に組み込まれたサーボ電子機構２４に進む。この信号は、ビーム間の位相差の大きさと符号を示す。このような位相差に応答して、サーボ電子機構２４は位相ランプ信号２５を出力し、その信号が加算増幅器２７に送られ、加算増幅器２７は信号２８でバイアス変調信号もこの位相変調器に供給する。セロダイン変調の場合の鋸歯の周波数などのビームを同相に戻すのに必要な帰還信号は、感知ループ１０の回転レートを示す標識である。この閉じたループの場合、鋸歯または二重ランプ形三角波とすることができる所望の位相ランプ信号の必要な高周波成分に対応するために、選定する変調器は典型的には集積光チップ（ＩＯＣ）上の位相変調器である。回転を示す信号２５は次に回転レート表示器２６に供給される。回転レート表示器はループ１０の回転レートを示す好都合で容易に使用できる標識を表示する。
発明の概要
本発明は、光ファイバ・ジャイロスコープの感知ループにおいて相反する方向に伝播する光線の強度が等しくないことによってカー効果が生じ、それによって誤った回転レートが示される問題に対する解決策である。これらの相反する方向に伝播する光線の強度が等しい場合、ジャイロスコープにおけるカー効果の根本原因が実質的に解消される。本発明は、波長と共に分割比が変化する波長感知スプリッタと、ジャイロスコープの感知ループ内の相反する方向に伝播する光線の強度を等しくするように光波長を変えるために光源に信号を供給する帰還回路とを組み込む。
米国特許ＵＳ−Ａ−４７７３７５９号に、光源から放射された光を変調して所定の波長にすることによってカー効果を補償する干渉光ファイバ・ジャイロスコープが記載されている。しかし、この参照特許は、光が波長感知光強度スプリッタに入射する前に光の波長を修正して時計回りの光と反時計回りの光の比を変更し、それによって強度差をなくすことを提案していない。
【図面の簡単な説明】
第１図は、関連技術の開ループ干渉光ファイバ・ジャイロスコープを示す図である。
第２図は、関連技術の閉ループ干渉光ファイバ・ジャイロスコープを示す図である。
第３図は、光ファイバ・ジャイロスコープにおける本発明の実施形態を示す図である。
実施形態の説明
第３図の光ファイバ・ジャイロスコープの構成１５０は、波長感知スプリッタ１０６と、感知ループ１０４内の相反する方向に伝播する光線１１１および１１２の強度をバランスさせる帰還回路とを有する。広帯域光源１０２が光線１１０を放射し、その光線がスプリッタ１０８を通り、その光線の一部がスプリッタ１０８の無反射終端機構１１４で失われる。光線１１０の残りの部分はスプリッタ１０６に入り、スプリッタ１０６は光線１１０を光線１１１と１１２に分割する。光線１１１はループ１０４を時計回りの方向に伝播し、光線１１２はループ１０４を反時計回りの方向に伝播する。光線１１２はループ１０４に入るときにバイアス位相変調され、光線１１１はループ１０４を出るときにバイアス位相変調される。光線１１１および１１２のバイアス位相変調は、発振器または変調器ドライバ１１８からの周波数ｆ_mを使用して位相変調器１１６によって行われる。戻った光線１１１と１１２はスプリッタ１０６に入って結合される。結合された光の１部はスプリッタ１０６の無反射終端機構１２０で失われる。光線１１１と１１２との組合せの残りの部分はスプリッタ１０８に入り、光線１１１と１１２との組合せの残りの一部はファイバ１２２に入る。ファイバ１２２は光線１１１と１１２の前記部分を光検出器１２４に伝搬する。光検出器はその光線を電気信号１２６に変換し、その信号１２６が復調器１２８に伝播する。
光線１１１と１１２は同相でループ１０４に入り、ループを相反する方向に伝播し、ループ内のそれぞれの光路の長さが等しければ、ループから同相で出る。ループの中心と交わる線によって表すことができ、ループを含む平面に対して垂直の、ループの軸を中心とするループの回転がある場合、光線１１１と１１２の光路はサニャック効果のために異なる。ループ１０４が静止している場合であっても光線１１１と１１２の光路の長さを異ならせる可能性のあるもう１つの点は、両光路間の屈折率の相違によるものである。光線は、異なる屈折率を有する媒体を異なる速度で伝播する。両方の光線の経路のファイバが同じ場合であっても、各光線の屈折率は、それぞれの光線の相対的な強度に部分的に依存する。光線１１１と１１２が２つの異なる強度レベルを有する場合、媒体は一般に一方の波について他方とは異なる伝搬定数を有することになる。以下の式によると、それぞれｃｗ方向とｃｃｗ方向のカー効果であるβ_K1とβ_K2による伝搬定数の変化は、それぞれｃｗの強度Ｉ₁（ｚ，ｔ）とｃｃｗの強度Ｉ₂（ｚ，ｔ）が異なるために等しくならない。

上記の式は、強度と、したがって伝搬定数とが、ファイバ・ループを巡る位置と共に変化する可能性があり、振幅変調を加えた光源の場合、時間と共に変化する可能性があるという事実を反映している。変数ｚはループの長さに沿った部分を表し、ｃｗ波が結合器１０６の出力でループに入る位置によってｚ＝０が規定され、ｃｃｗ波が長さＬのループに入る位置でｚ＝Ｌが同様に規定される。
上記の式で、光の波長をλで与え、コイル媒体のインピーダンスをη、コイル・ファイバのカー計数をｎ₂で与え、δはファイバの横断面全体の光の分布に関する係数を表す。上記の２つの式からわかるよりに、所与の時点でループ内の所与の地点でＩ₁とＩ₂が等しくない場合、β_K1とβ_K2はその瞬間にファイバ内のその地点で異なる。一般に光源には振幅変調が加えられ、それによってＩ₁（ｔ，ｚ）とＩ₂（ｔ，ｚ）が時間と共に変化する。また、Ｉ₁（ｔ，ｚ＝０）≠Ｉ₂（ｔ，ｚ＝Ｌ）の場合、ループに入る２つの光波は異なる振幅を有し、それによってβ_K1とβ_K2との間に差が生じる。
式１で、β_K1はそれ自体の強度Ｉ₁（ｔ，ｚ）に依存し、反対方向に伝播する波の強度Ｉ₂（ｔ，ｚ）に２倍依存することに留意されたい。すなわち、β_K1が反対方向に伝播する波に依存する度合すなわち相互効果は、それ自体の強度に対する依存度すなわち自己効果の２倍の強さである。β_K2についても同様である。２つの依存度が等しい場合は、β_K1はβ_K2に等しくなるはずである。この関係のために、Ｉ₁とＩ₂との不均衡によって、一般にはループを巡る光位相シフトが等しくなくなる。したがって、各光線は、他方の光線とは異なる長さの光路を伝播することになる。そのような場合、ループ１０４が回転していなくても、光線１１１と１１２はループ１０４から互いに対して位相外れで出る。光線１１１と１１２が同相の場合は強め合う干渉があり、その結果、検出器１２４に対して最大のタイプの光信号が送られる。この光信号は、光線１１１と１１２が同相になることを示す対応する電気信号１２６を有し、したがってループ１０４が回転していないことを示す。しかし、光線１１１と１１２の強度が異なり位相外れである場合、検出器１２４からの電気信号１２６は、ループ１０４が実際には静止しているときにループ１０４の回転を誤って示す。この偽の表示は、光媒体の屈折率が媒体内を伝播する光線の強度から完全には独立していないことによって生じる光カー効果による誤差である。回転Ω_eの偽の表示は以下の式によって求められる。

上式で、Ｄは検知コイルの直径であり、Ｉ₀（ｔ）はＩ₁とＩ₂とに分割されて検知コイルに入る時点ｔにおける光源強度であり、ｃは真空中の光の速度であり、Ｕはループ結合器の分割比であり、すなわちＩ₂＝ＵＩ₀およびＩ₁＝（１−Ｕ）Ｉ₀である。括弧＜＞はそれに囲われた数量の時間平均を示し、一般には時間に依存する。一定の強度＜Ｉ₀ ²（ｔ）＞＝＜Ｉ₀（ｔ）＞²を有する単色光源の場合について、括弧［］内の項を−＜Ｉ₀＞に等しくし、Ｕ≠０．５の場合の誤差に対処する。この場合、この状況では５０％のオン／オフ・デューティ・サイクルによる光源波強度Ｉ₀の方形波変調を使用してこの効果をなくす。これによって、＜Ｉ₀ ²（ｔ）＞＝２＜Ｉ₀（ｔ）＞²になり、したがって式３の括弧［］内の項はゼロになる。Ｕのすべての値についてこのカー効果の解消を行う。これは、自己効果が常に存在するのに対して、２つの光波が半分の時間しか重なり合わないため式１および２の相互効果の大きさを本質的に半分にすることによって実現される。この実施態様では、変調周波数ｆ_mはコイル遷移時間τの逆数より大きくなければならず、この誤差低減技法の利点を最大限に得るためには典型的には１／τの１０倍である。一般に、＜Ｉ₀ ²（ｔ）＞とＩ₀（ｔ）＞²との関係は光源によって異なる。干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用途では、感知ループ内の光の後方散乱と感知ループ内の偏光の望ましくない第２の状態の光の伝播とによるドリフトをなくす手段として、最初はスーパールミネセント・ダイオードなどの広帯域光源が求められた。広帯域光源の場合、＜Ｉ₀ ²（ｔ）＞と２＜Ｉ₀（ｔ）＞²との関係は光源の付勢の仕方に依存し、一般に定振幅の単色光源の場合とは異なる。これらの相違は、広スペクトル源を含む独立した各発振器の瞬間的なうなりの結果生じる強度の変動によるものである。したがって、特定の広帯域光源と励起方法に応じて、広帯域光源を使用したジャイロのカー効果が違ってくる。解決策は、光線１１１と１１２の強度レベルを互いに実質的に等しくすることによって、カー効果がゼロになるようにすることである。このため、Ω_eを以下のように表すことによって式（３）を簡略化することができる。
Ω_e＝ｋ₁（１−２Ｕ）＜Ｉ_o（ｔ）＞＝ｋ₁（１−２Ｕ）Ｉ_o（ｔ）（４）
上式で、

であり、式（４）の＜＞をやめて、ここからはＩ₀（ｔ）はＩ₀（ｔ）の平均値のみを指す。しかし、Ｉ₀（ｔ）の平均値はここではゆっくりと、しかしｔよりははるかに長い時間枠で変動するものと考える。したがって、式３および式５の＜＞は、ｔよりかなり長い時間にわたる意図された平均であった。次に、光検出器／プリアンプの組合せ１２４からの出力信号１２６を以下の式で求める。
Ｖ₁₂₆＝ｋ｛１＋ｃｏｓ［φ_R＋φ_e＋φ_m＋ｃｏｓ（ω_gｔ＋Θ）］｝（６）
上式で、

であり、上式のＬはループ長、Ｄは感知ループの直径、ｋは光源強度Ｉ₀と光検出器の利得と光回路の損失とを含む定数である。
復調器１２８は信号１２６を受け取ってその信号を発振器または位相変調器１１８からの基準信号を基準にして周波数ｆ_mで復調する。以下の復調器１２８の出力信号１３２
Ｖ₁₃₂＝ｋ’Ｊ₁（φ_m）ｓｉｎ（φ_R＋φ_e）（８）
が位相信号サーボ電子機構１３５に送られる。上式でｋ’はｋと復調器利得を含む定数である。
ゼロから離れた回転レートで必要な出力の線形性を実現するため、すなわち、式８の正弦関数の線形部分を使用するために、ジャイロを閉ループ式に動作させる。信号１３２を使用して、波１１１と１１２との間の位相差を示すサーボ誤差信号を表す。位相信号サーボ電子機構１３３は、信号１３２を受け取るとセロダイン変調に従って鋸歯形の電圧ランプを発生し、それが増幅器１４８でバイアス変調で総和される。次に電圧ランプが集積光位相変調器に供給され、集積光位相変調器は感知ループ内で鋸歯位相ランプを生じさせる。この位相ランプはＶ₁₃₂をナル条件に復元するために波１１１と１１２との間の別の光位相差Φ_fを生じさせる。位相ランプ信号１３３内には、回転レートの大きさと方向に関する情報が含まれることになる。したがって信号１３３は回転レート表示器１３１に供給され、回転情報を抽出してその結果を出力する。閉ループ動作では、新しい形の信号１３２が以下の式で与えられる。
Ｖ’₁₃₂＝ｋ’Ｊ₁（φ_m）ｓｉｎ（φ_R＋φ_e＋φ_f）
上式でΦ_R、Φ_e、およびΦ_fはそれぞれ回転とカー効果と印加された位相ランプによる光位相差である。
本発明は、光カー効果による誤った回転表示をなくす装置を提供する。光１１０は、変調器１３４によって強度変調され、光源１０２に変調信号１３６が供給される。変調信号１３６の周波数はｆ_kであり、これは発振器または変調器ドライバ１３８によって供給される。したがって、光波１１０の強度は以下のように表すことができる。
Ｉ₀（ｔ）＝Ｉ₀₀＋Ｉ₀₁ｃｏｓω_kｔ （ω_k＜＜１／τ）（９）
上式で、ω_k＝２πｆ_kであり、Ｉ₀₀は平均強度の定数部であり、Ｉ₀₁は変調振幅である。光線１１１および１１２は光１１０から分離したため、この強度変調は光線１１１および１１２に固有のものでもある。スプリッタ１０６および１０８とファイバ１２２を介して光検出器に戻る光線１１１および１１２は、周波数ｆ_kの強度変調を持つ。ここで電気信号１２６は以下の式によって明示的に求められる。

上式で、ｋ₀は定数ｋを光源強度で割った商であり、これには光源から検出器までの光損失と、検出器１２４の伝達関数が含まれる。
信号１３２は光線１１および１１２の特性を伝え、復調器１２８を通る。復調器１２８はループ１０４内で周波数ｆ_mで位相変調器１１６によって行われた光の位相変調を基準にして信号を復調する。復調器１２８からの信号１３２は、光源１０２の周波数ｆ_kで強度変調器１３４によって行われた変調を依然として有している。ここで信号１３２は以下の式によって求められる。

上式で、ｋ’₀はｋ₀と復調器利得とに比例した定数である。回転検知のためにｆ_kのＶ’₁₃₂のＡＣ成分を位相信号サーボ電子機構１３５でフィルタして取り除き、ｆ_kの信号が位相ランプまたは信号１３３の合成に影響を与えないようにすることができる。この場合、ｆ_kはフィルタ処理を容易または最適にするように選定することができる。信号１３２は以下のように書き表すことができる。

である。式１１で、Φ_e0で表されたカー効果誤差のＤＣ成分が本発明によって解消される誤差である。ΔΦ_eによって大きさが表されたＡＣまたは変調されたカー効果誤差を使用して、以下で概略を示すようにΦｅ₀をなくす。
式１１は、ｆ_kの周波数成分に展開することができる。対象となる成分は、以下のように、Ｖ’₁₃₂（ｄｃ）によって与えられるＤＣの成分とＶ’₁₃₂（ｆ_k）によって与えられるｆ_kの成分である。
Ｖ’₁₃₂（ｄｃ）＝−２ｋ’₀Ｊ₁（φ_m）
（Ｉ₀₀ｓｉｎφ₀Ｊ₀（Δφ_e）＋Ｉ₀₁ｃｏｓφ₀Ｊ₁（Δφ_e）］
（１５）
Ｖ’₁₃₂（ｆ_k）＝−２Ｊ₁（φ_m）ｋ’₀ｃｏｓω_kｔ
［２Ｉ₀₀Ｊ₁（Δφ_e）ｃｏｓφ₀＋Ｉ₀₁ｓｉｎφ₀（Ｊ₀（Δφ_e）＋Ｊ₂（Δφ_e）］
（１６）
上式で、Ｊ₀、Ｊ₁、およびＪ₂はベッセル関数である。
Ｖ’₁₃₂（ｄｃ）は信号１３３での位相ランプの生成と回転レートの判断にとって重要である。ｎｆ_kでのＶ’₁₃₂の信号成分（ただしｎ≧２）は対象外であり、フィルタアウトする。Ｖ’₁₃₂（ｆ_k）によって求められるｆ_kのＶ’₁₃₂を使用して、以下のようにしてカー効果をなくす。
信号１３２を、発振器または変調器ドライバ１３８からの周波数ｆ_kの光線１１１と１１２の強度変調を示す基準信号を基準にして復調する。復調器１４０からの信号１４２は、感知ループ内のカー効果によるバイアスの強度に比例する。すなわち、光波１１１と１１２の光強度の差に比例する。信号１４２は以下の式によって求められる。
Ｖ’₁₄₂＝−２Ｊ₁（φ_m）ｋ’₀ｋ₂
［２Ｉ₀₀Ｊ₁（Δφ_e）ｃｏｓφ₀＋Ｉ₀₁ｓｉｎφ₀（Ｊ₀（Δφ_e）＋Ｊ₂（Δφ_e）］
（１７）
上式で、ｋ₂は復調器１４０の利得を表し、ΔΦ_eとΦ₀には光波強度の差に関する情報が含まれる。
光源波長サーボ１４４が信号１４２と、もしある場合には光線１１１と１１２の強度の差を表す情報とを受け取る。光線１１１と１１２の強度レベルに差がある場合、すなわち強度レベルが等しくない場合、光源波長サーボ１４４は光源１０２に対して信号１４６を出力し、光線１１０の波長を変える。この波長の変化は波長感知スプリッタ１０６に作用してスプリッタ１０６の分割比を変更し、それによって光線１１１および１１２の強度レベルを変える。光線１１１と１１２の強度レベルの差を示す帰還信号１４２は、光源１０２からの光線１１０の波長に作用するようになっており、それがスプリッタ１０６の分割比に作用して光線１１１と１１２の強度レベルの差が最小化またはゼロに向かって減少する。その結果、相反する方向に伝播する光線１１１と１１２はほぼ等しい強度を有するようになる。このサーボ操作は、位相ランプ回転サーボがＶ’₁₃₂（ＤＣ）＝０を生じさせ、波長サーボがＶ₁₄₂＝０を生じさせることに注目すればわかる。この２つの条件は、式１５と式１７から書き直すことができ、以下のようになる。
Ｉ₀₀ｓｉｎφ₀＝−Ｉ₀₁Δφ_eｃｏｓφ₀ （１８）
および
Δφ_e２Ｉ₀₀ｃｏｓφ₀＝−Ｉ₀₁ｓｉｎφ₀ （１９）
上式では、ΔΦ_e＜＜πであるため、Ｊ₀（ΔΦ_e）≒１、Ｊ₁（ΔΦ_e）≒ΔΦ_e、Ｊ₂（ΔΦ_e）≒０であるものと仮定している。
この式１８と式１９の同時解は以下のようになる。
φ₀＝０＝φ_R＋φ_f＋φ_e0＝φ_R＋φ_f＋β（１−２Ｕ）Ｉ₀₀ （２０）
および
Δφ_e＝０＝β（１−２Ｕ）Ｉ₀₁ （２１）
式２１から波長サーボによってＵ＝０．５が設定されることが明らかであり、したがって、式２０でΦ_e0＝０でありΦ_f＝−Φ_Rである。したがっって、Ｕ＝０．５にすることによってカー効果のＤＣ成分Φ_e0と変調された成分がゼロに設定される。したがって、光線１１１と１１２は等しい強度を有し、それぞれの光路で同じ屈折率を受け、その結果、光カー効果は生じない。
相反する方向に伝播する光線のバイアス位相変調に使用する位相変調器１１６は、信号１３３に光線１１１と１１２の位相関係をゼロに調整させるためにも使用することができる。したがって、加算増幅器１４８で信号１３３を発振器またはバイアス位相変調器ドライバ１１８からのバイアス位相変調のための信号と加算することができる。
感知ループ１０４内に配置されたＩＯＣ変調器１１６における異なる光強度によるカー効果は、式１ないし式２１で無視されたことに留意されたい。ＩＯＣ変調器長が典型的には合計ループ長の１０^-4未満であり、カー効果の正確な強度をごくわずかしか変えないため、これは適切な近似計算（しかも有用な簡略化）である。本発明の意図は、一方の光波の強度を他方の強度と等しく設定することによってカー効果をゼロにすることであるため、本発明はこの結果をそれにもかかわらず達成することになる。実際に、集積光回路によるループ内に等しくない損失がある場合、本発明によって合計カー効果がゼロになり、それによって時計回り方向と反時計回り方向の２つの光波の実効平均強度が調整される。この一般的な事例では、Ｕは光線１１１と１１２の間の実効強度分割比と解釈される。サーボ・ループは合計カー効果をゼロにする役割を果たし、したがって２つの相反する方向に伝播する強度が実質的に等化される。 Background of the Invention
The present invention relates to an optical fiber system having a Kerr effect reduction mechanism, and more specifically, a configuration for coping with Kerr effect reduction by equalizing intensity levels of electromagnetic waves propagating in opposite directions in an optical fiber sensing loop. About.
A fiber optic gyroscope is an attractive means for detecting the rotation of an object that supports such a gyroscope. Such gyroscopes can be made very small and can be constructed to withstand severe mechanical shocks, temperature changes, and other harsh environmental conditions. Optical gyroscopes have few moving parts and therefore require little maintenance, potentially cost-effective. It can also detect low rotation rates, which can be a problem with other types of optical gyroscopes.
An optical fiber gyroscope has a coiled optical fiber wound on a core about the axis of the core that senses rotation about it. The length of the optical fiber is typically about 100 to 2,000 meters, and is part of a closed optical path. An electromagnetic wave, that is, a light wave is introduced into the closed optical path, and a pair of electromagnetic waves, that is, a light wave. Both propagate in opposite directions and eventually enter the photodetector. The rotation about the detection axis of the core, that is, the coiled optical fiber, increases the effective optical path length in one rotational direction and shortens the optical path length in the other rotational direction for one of the two light waves. The opposite result occurs in the other direction of rotation. Such an optical path length difference between the light waves causes a phase shift, i.e. the well-known Sagnac effect, between the two light waves in either direction. This gyroscope is called an interferometric fiber optic gyro (IFOG). Since the amount of phase difference shift due to rotation, and therefore the output signal depends on the length of the entire optical path of the coil through which two electromagnetic waves propagating in opposite directions pass, a large phase difference can be obtained if the optical fiber is long. Since the volume occupied by the long optical fiber is relatively small due to the shape, it is desirable to use a coiled optical fiber.
When electromagnetic waves propagating in opposite directions enter the photodetector system photodiode after passing through the coiled optical fiber, the output current from the photodetector system photodiode in response follows a square cosine function. That is, the output current depends on the cosine of the phase difference between the two electromagnetic waves. Since the cosine function is an even function, such an output function is not a sign for the relative direction of the phase difference shift, and thus is not a sign for the direction of rotation about the coil axis. Furthermore, the rate of change of the cosine function near zero phase is very small, so such output functions are very insensitive to low rotation rates.
Because of these unsatisfactory characteristics, the phase difference between two electromagnetic waves propagating in two opposite directions is usually referred to as an optical phase modulator or bias modulator, and a modulator on one side of the coiled optical fiber. Are modulated by placing them in the optical path. To improve rotation detection sensitivity, the Sagnac interferometer is typically biased by sinusoidally modulating the phase difference between the beams propagating in opposite directions within the interferometer loop. As a result, one of those waves propagating in opposite directions passes through the modulator while entering the coil, while the other wave propagating in the opposite direction passes through the modulator as it exits the coil. .
A phase sensitive detector that functions as part of the demodulator system is provided to receive a signal representative of the output current of the photodetector. Both phase modulators and phase sensitive detectors can be operated at a so-called “natural” frequency by a sine signal generator to reduce or eliminate amplitude modulation by the modulator, but other Waveform types can also be used. Other frequencies can be used to reduce the frequency to a more controllable value and are often used in practice.
The resulting signal output of the phase sensitive detector follows a sine function. That is, the output signal depends mainly on the sine of the phase difference between the two electromagnetic waves incident on the photodiode, which is a phase shift due to rotation about the axis of the coil when no other large undesirable phase shift occurs. To do. The sine function is an odd function that has a maximum rate of change in the zero phase shift, and thus changes the algebraic sign on both sides of the zero phase shift. Thus, the phase sensitive detector signal can be an indicator of in which direction rotation about the coil axis is occurring, and the maximum of the signal value as a function of the rotation rate close to zero rotation rate. The rate of change can be shown. That is, the detector has a maximum sensitivity to phase shifts close to zero, so that its output signal is very sensitive to low rotation rates. Of course, this is only possible if the phase shift due to other factors, ie the error is very small. Furthermore, this output signal in these situations becomes very linear at a relatively low rotation rate. This characteristic of the output signal of the phase sensitive detector is a significant improvement over the characteristic of the output current of the photodetector without optical phase modulation.
An example of such a prior art system is shown in FIG. The optical part of the system includes several mechanisms along the optical path, thereby ensuring that the system is interchangeable. That is, except for the specific introduction of non-interchangeable phase difference shift as described later, substantially the same optical path is generated for each electromagnetic wave propagating in opposite directions. The coiled optical fiber 10 forms a coil 10 around a core or spool using a single mode optical fiber wound around an axis that senses rotation around it. By using a single mode fiber, the path of the electromagnetic wave, i.e., the light wave, can be uniquely determined, and the in-phase wavefront of the wave so guided can be uniquely determined. This is a great help to maintain interchangeability.
Furthermore, the optical fiber can be a so-called polarization maintaining fiber. Polarization-maintaining fibers create very large birefringence within the fiber, resulting in relatively small polarization fluctuations caused by unavoidable mechanical stress, Faraday effect in magnetic fields, or other causes. If there is polarization variation, the phase difference shift between waves propagating in opposite directions may vary. Depending on the other optical components in the system, the axis with the higher refractive index (ie the axis with the lower propagation velocity) or the axis with the lower refractive index is selected for propagating the electromagnetic waves.
An electromagnetic wave propagating in the opposite direction of the coil 10 is supplied from an electromagnetic wave source, that is, the light source 11 of FIG. Typically, this light source is a semiconductor light source such as a laser diode that emits electromagnetic waves having a typical wavelength between 830 nanometers (nm) and 1550 nm, typically in the near infrared portion of the spectrum. In order to reduce the phase shift difference error between the two waves due to Rayleigh and Fresnel scattering at the scattering location of the coil 10, the light source 11 must have a short coherence length for the emitted light. Due to the non-linear Kerr effect in the coil 10, the phase shift between the two waves can be different due to the different intensities of the two opposing propagating waves. This situation can be overcome by using a short coherence length for the light source 11 that emits light with suitable statistical properties.
In FIG. 1, between the laser diode 11 and the optical fiber coil 10, both ends of the optical fiber forming the coil 10 are extended to several optical coupling components that divide the entire optical path into several optical path parts. The optical path arrangement structure formed by doing so is shown. A part of the optical fiber is disposed in contact with the laser diode 11 at a point where light emission from the laser diode 11 is optimal, and extends from the point to the first optical directional coupler 12.
Within the optical directional coupler 12 is an optical transmission medium that extends from four ports, two at each end of the medium, which are connected to each end of the coupler 12 of FIG. Is shown in the figure. One of these ports has an optical fiber extending from a laser diode 11 placed in contact therewith. The other port at the sensing end of the optical directional coupler 12 is illustrated with another optical fiber placed in contact therewith, and a photodiode 13 electrically connected to the light detection system 14. It extends so as to be in contact with.
The photodiode 13 detects an electromagnetic wave, that is, a light wave incident from an optical fiber portion disposed in contact with the photodiode 13 and outputs a photocurrent in response to the signal component selection unit 35. This photocurrent follows a cosine function in producing a photocurrent output when two nearly coherent light waves are incident as described above, and this photocurrent output is between such a pair of nearly coherent light waves. Depends on the cosine of the phase difference. This photovoltaic element produces a very low impedance and supplies a photocurrent that is a linear function of incident light emission. A p-i-n photodiode is typical.
The optical directional coupler 12 has another optical fiber that contacts the port at the other end that extends to the polarizer 15. On the other port on the same side of the coupler 12, there is a non-reflective termination mechanism 16, which includes another part of the optical fiber.
When the optical directional coupler 12 receives electromagnetic waves or light at any of its ports, the optical directional coupler 12 has approximately half of the light at the end of the coupler 12 at the opposite end of the coupler 12 from the incoming port. Light propagates to appear at each of the two ports. On the other hand, such an electromagnetic wave or light is propagated to a port at the same end as the incoming light port of the coupler 12.
Even in the case of a single spatial mode fiber, a polarizer 15 is used because light can propagate through the fiber in two polarization modes. Thus, the purpose of providing the polarizer 15 is to allow one polarization of propagating light to pass, thereby leading the same polarized clockwise (cw) and counterclockwise (ccw) waves into the sensing loop, For cw and ccw waves, only light of the same polarization from the sensing loop will interfere with the detector. However, the polarizer 15 does not completely block light of one polarization state to be blocked. This also creates a slight non-interchangeability between the two electromagnetic waves propagating through it, thus creating a slight non-interchangeable phase shift difference between the two electromagnetic waves, The difference can vary with the environmental conditions in which the polarizer is located. In this case as well, as described above, the high birefringence in the optical fiber used helps to reduce the resulting phase difference.
The polarizer 15 has ports at both ends thereof, and includes an electromagnetic wave transmission medium disposed therebetween. Another optical fiber portion is disposed in contact with the port at the end opposite to the end connected to the optical directional coupler 12, and has the same wave propagation characteristics as the coupler 12. It extends to the sex coupler 17.
Another port at the same end as the port of the coupler 17 that is coupled to the polarizer 15 is connected to the reflection-free termination mechanism 18 using another optical fiber section. Considering the port at the other end of the coupler 17, one port is connected to the other optical components in each part of the optical path that extends from one end of the optical fiber in the coil 10. ing. The other port of the coupler 17 is directly coupled to the remaining end of the optical fiber 10. An optical phase modulator 19 is provided between the coil 10 and the coupler 17 on the side opposite to the side directly connected to the coil 10. The optical phase modulator 19 has two ports on both sides of a transmission medium included in the optical phase modulator 19 as shown in FIG. The optical fiber from the coil 10 is disposed in contact with the port of the modulator 19. The optical fiber extending from the coupler 17 is disposed in contact with the other port of the modulator 19.
The optical modulator 19 receives an electrical signal and changes the refractive index of one or more transmission media therein to change the optical path length, thereby causing a phase difference in the electromagnetic wave propagating through the modulator 19. it can. Such an electrical signal is C₁sin (ω_gmodulation frequency f intended to be equal to t)_gIs supplied to modulator 19 by a bias modulation signal generator 20 which generates a sinusoidal voltage output signal at_gIs the modulation frequency f_gOf radians). Other suitable periodic waveforms can be substituted.
This concludes the description of the optical portion of the system of FIG. 1 formed along the optical path followed by the electromagnetic wave radiated by the source 11, i.e., the light wave. Such electromagnetic waves are coupled from the source to the optical directional coupler 12 through the optical fiber portion. A portion of this wave incident on the coupler 12 from the source 11 is lost by the reflection-free termination mechanism 16 coupled to the port at the opposite end, but the remainder of the wave passes through the polarizer 15. Is propagated to the optical directional coupler 17.
The coupler 17 functions as a beam splitting device, and the electromagnetic wave received from the polarizer 15 and entering the port is divided by about half, one part of which passes through each of the two ports at both ends of the coupler 17. Get out. The electromagnetic wave exits from one port at the opposite end of the coupler 17 and returns to the coupler 17 through the optical fiber coil 10 and the modulator 19. Therefore, a part of the return electromagnetic wave is lost by the non-reflection mechanism 18 connected to the other port at the connection end of the polarizer 15 of the coupler 17, but the remaining part of the electromagnetic wave is lost to the other side of the coupler 17. It passes through the port to the polarizer 15 and to the coupler 12, where part of it is propagated to the photodiode 13. The other part of the wave that has passed from the polarizer 15 to the coil 10 exits the other port at the end of the coil 10 of the coupler 17, passes through the modulator 19, passes through the optical fiber coil 10, and is again coupled to the coupler 17. Then, a part of the light also enters the photodiode 13 finally following the same path as the other part.
As described above, the photodiode 13 has an output photocurrent i that is proportional to the intensity of two electromagnetic waves incident thereon, that is, light waves._PD13Is output. Therefore, the output photocurrent i_PD13Is expected to follow the cosine of the phase difference of the two waves incident on this diode and is determined according to the following equation:

This is because the current depends on the light intensity resulting from the two nearly coherent waves incident on the photodiode 13, and this light intensity generates how much interference between the two waves is strengthened or weakened. Peak value I depending on whether₀To a smaller value. The rotation of the coiled optical fiber that forms the coil 10 about the axis causes a phase shift ψR between the two waves, so that the interference of the waves changes with the rotation. In addition, cos (ω_gAnother variable phase shift is produced in this photodiode output current by the modulator 19 having an amplitude value ψm intended to vary in proportion to t).
The optical phase modulator 19 is of the type described above, and as described above, a phase sensitive detector as part of a demodulation system that converts the output signal of the photodetection system 14 according to the cosine function into a signal according to the sine function. Used in combination. By following such a sine function, the output signal provides information regarding both the rotation rate and the direction of rotation about the axis of the coil 10 as described above.
Thus, the output signal from the photodetection system 14 including the photodiode 13 is converted into a voltage and supplied to such phase sensitive detector means 23 through a filter 22 via an amplifier 21 that amplifies the voltage. The light detection system, the amplifier 21, the filter 22, and the phase sensitive detector 23 constitute a signal component selection means. The phase sensitive detector 23 that functions as part of the phase demodulation system is a well-known device. Such a phase sensitive detector extracts the fundamental oscillation of the filtered photodiode system output signal, i.e. the amplitude of the fundamental frequency of the modulation signal generator 20, and indicates the relative phase of the electromagnetic wave incident on the photodiode 13. I will provide a. This information is provided by the phase sensitive detector 23 in the form of an output signal that follows a sine function. That is, this output signal follows the sine of the phase difference between the two electromagnetic waves incident on the photodiode 13.
The bias modulation signal generator 20 has the frequency f described above._gWhen modulating the light in the optical path, harmonics are generated by the recombined electromagnetic waves in the light detection system 14. The filter 22 is a bandpass filter that passes the modulation frequency component, that is, the fundamental vibration of the output signal of the photodetector 14 after being amplified by the amplifier 21.
During operation, the change in phase difference of electromagnetic waves propagating in two opposite directions through the coil 10 in the optical path due to rotation fluctuates slowly compared to the change in phase difference due to the modulator 19. Whatever phase difference is caused by rotation, that is, the Sagnac effect, the phase difference between the two electromagnetic waves is merely shifted. The amplitude magnification of the modulation frequency component of the output signal of the light detection system 14 that appears at the output of the filter 22 is a) the amplitude value of the phase modulation of these two waves by the modulator 19 and the generator 20, and b) the overall system. It is expected to be set by the sine of this phase difference, further modified only by a constant coefficient representing various gains. Next, the periodic effect of this sinusoidal modulation by generator 20 and modulator 19 on this signal component is eliminated by demodulation in a system including phase sensitive detector 23 and a demodulator system that depends only on its amplitude magnification ( Detector) the output signal is expected to remain.
Thus, the voltage at the output of amplifier 21 is typically:
V_21-out= K {1 + cos [ψ_R+ Ψ_mcos (ω_gt + θ)]}
The constant k represents the gain of the system up to the output of the amplifier 21. The symbol θ represents the additional phase delay in the output signal of the amplifier 21 relative to the phase of the signal supplied by the generator 20. Part of this phase shift occurs in the light detection system 14 and partly depends on the phase of the signal supplied by the generator 20 and the modulator 19 according to the refractive index of the medium therein and / or its length. Caused by other causes, such as a phase shift across the modulator 19, between changing responses. Other symbols used in the above formula have the same meaning as the first formula above.
The above expression can be expanded into a Bessel series expansion expression and expressed as follows.
V_21-out= K [1 + J₀(Ψ_m) Cosψ_R]
-2 kJ₁(Ψ_m) Sinψ_Rcos (ω_gt + θ)
-2 kJ₂(Ψ_m) Cosψ_Rcos2 (ω_gt + θ)
+2 kJ_Three(Ψ_m) Sinψ_Rcos3 (ω_gt + θ)

This signal at the output of amplifier 21 is supplied to the input of filter 22.
The filter 22 first passes the fundamental vibration, that is, the modulation frequency component, from the last equation as described above. As a result, the output signal of the filter 22 can be written as:
V_22-out= -2kJ₁(Ψ_m) Sinψ_Rcos (ω_gt + θ + ψ₁)
Further appearing phase delay term Ψ₁Is an additional phase shift in the fundamental vibration term added as a result of passing through the filter 22. This added phase shift is expected to be approximately constant and is a known characteristic of the filter 22.
This signal from filter 22 is then provided to phase sensitive detector 23, and the signal from bias modulation signal generator 20 is also provided. The latter is again C₁sin (ω_gt) equal to ω_gIs the modulation frequency f_gIs a radian frequency corresponding to. The phase detection detector 23 applies θ + Ψ to the reference signal.₁Assuming that a phase shift equal to can be applied, the output of this detector at the output signal of such a signal generator 20 is:
V_23-out= K’J₁(Ψ_m) Sinψ_R
The constant k ′ is the system gain by the phase sensitive detector 23.
As can be seen from this equation, the output of the phase sensitive detector 23 depends on the amplitude Φm supplied by the bias modulator 19 operated by the bias modulation generator 20. The bias modulation generator 20 can be used to set the value of the signal at the output of the phase sensitive detector 23 for a given rotation rate about the axis of the coil 10. That is, the magnification of the gyroscope can be set within at least a possible value range for the rotation rate.
However, these prediction results cannot be obtained by the system shown in FIG. One reason why the prediction result cannot be obtained is that the bias modulation signal generator 20 passes through the phase modulator 19 and the frequency f described above._gAs a result of modulating the light in the optical path, not only harmonic components are generated in the light detection system 14 by the recombined electromagnetic wave, but also fluctuations occur due to nonlinearity in both the generator 20 and the modulator 19. This is because some harmonic component in the optical path phase is directly supplied.
That is, as a first possibility, the output signal supplied at its output by the modulation generator 20 has a frequency f_gIn addition to the fundamental signal, the significant harmonics are also included. Even if such a harmonic-free signal can be supplied, the nonlinear component characteristics and hysteresis in the phase modulator 19 result in harmonics being introduced into the fluctuating phase introduced into the optical path. Such harmonics cause significant rate bias errors in the output signal of the fiber optic gyroscope. Accordingly, an interferometric fiber optic gyroscope in which such errors due to the modulation system are reduced or eliminated is desirable.
The “natural” frequency is selected to be the frequency that modulates the other wave and modulates one wave 180 degrees out of phase. This modulation, which produces a 180 degree phase difference between the two waves, has the effect of eliminating amplitude modulation by the modulator of the resulting photodetector signal. The value of the “natural” frequency can be determined from the length of the optical fiber and the corresponding refractive index.
The resulting signal output of the phase sensitive demodulator follows a sine function. That is, the output signal depends mainly on the sine of the phase difference between the two electromagnetic waves incident on the photodiode, which is a phase shift due to rotation about the axis of the coil. The sine function is an odd function with its maximum rate of change at zero, thus changing the algebraic sign on both sides of zero. Thus, the phase sensitive demodulator signal can not only be an indication of which direction rotation about the coil axis is occurring, but also the signal value as a function of the rotation rate near zero rotation rate. Indicates the maximum rate of change. That is, it has its maximum sensitivity near zero phase shift, so that the output signal is very sensitive to low rotation rates. This is naturally possible only when the phase shift due to other causes, ie the error is made very small. Furthermore, this output signal in these situations becomes very linear at a relatively low rotation rate. This characteristic of the output signal of the phase sensitive demodulator is a significant improvement over the characteristic of the output current of the photodetector.
Nevertheless, the output of the phase sensitive demodulator follows a sine function so that the output of the rotation rate away from zero becomes increasingly non-linear. For a rotation rate of sufficient amplitude to exceed one of the sinusoidal peaks, the output response value due to periodicity is ambiguous as to which rotation rate is occurring. Therefore, it is highly desirable to operate the gyroscope so that the output signal of the phase sensitive demodulator stays in the linear region near the zero rotation rate value.
This is achieved by adding another phase modulator or frequency shifter in the vicinity of the coil in the optical path portion to be used until electromagnetic waves in opposite directions propagating through the coiled optical fiber reach the photodetector. Can do. This phase modulator or frequency shifter operates in a feedback loop from the photodetector system, and the phase change due to the phase modulator propagates in opposite directions resulting from rotation about the axis of the coiled optical fiber. Enough negative feedback to occur, just enough to cancel out the phase shift difference between the two. As a result, with the exception of the transition rotation rate change, there is little phase shift difference in the photodetector and there is almost no phase shift detected by the phase sensitive demodulator. Therefore, the output signal of this phase sensitive demodulator is always near zero or zero. A signal connected to the phase sensitive demodulator to operate this additional phase modulator by providing a signal that instructs the modulator to produce a specific phase shift sufficient to cancel out the phase shift due to rotation The signal from the generator contains information about the magnitude and direction of the rotation rate in that signal or in the associated signal.
Several forms have been proposed for the output signal from the signal generator connected to the phase sensitive demodulator in the feedback loop that operates this additional optical phase modulator. One common and appropriate option is to use a serodyne generator that provides a sawtooth signal to the optical phase modulator. The sawtooth or sawtooth signal is chosen because it can indicate how much an ideal sawtooth signal of 2π phase amplitude gives a pure frequency conversion of the modulated electromagnetic wave to the single wave sideband modulator. . As a result, light passing through a phase modulator activated by such a sawtooth signal will exit the modulator at a frequency converted by an amount equal to the frequency of the sawtooth signal. A non-ideal sawtooth signal does not cause a pure frequency conversion, but instead generates additional harmonics. This harmonic can be kept small by providing a waveform very close to a sawtooth and by proper design of the modulator.
By placing the optical phase modulator thus operated on one side of the coiled optical fiber, the frequency of one electromagnetic wave is converted when it enters the coil, and the frequency of the other electromagnetic wave is not converted until it exits the coil. . Thus, one electromagnetic wave propagates through the loop at a higher frequency than the other electromagnetic wave (but both electromagnetic waves have the same frequency when they reach the photodetector), resulting in a fixed modulator (or serrodyne). For generator frequency, one electromagnetic wave will have a phase shift relative to the other electromagnetic wave in an amount set by the sawtooth frequency and the fiber properties of 2πτΔf in the photodetector. Where Δf is the frequency of the modulator or generator and τ is the light wave transition time through the coil. Due to the negative feedback loop provided with the modulator, this phase shift serves to cancel the phase shift between the light waves caused by the rotation. Thus, the frequency of the sawtooth or output signal of the sawtooth signal generation provides an indication of the rotation rate, and the polarity of the sawtooth indicates the direction of rotation.
This is shown in FIG. The signal from the phase sensitive detector 23 goes to the servo electronics 24 incorporated in FIG. 2 rather than to the rotation rate indicator of FIG. This signal indicates the magnitude and sign of the phase difference between the beams. In response to such a phase difference, servo electronics 24 outputs a phase ramp signal 25 that is sent to summing amplifier 27, which also provides a bias modulation signal with this signal 28 to this phase modulator. To do. The feedback signal required to bring the beam back in phase, such as the sawtooth frequency in the case of serodyne modulation, is an indicator that indicates the rotation rate of the sensing loop 10. For this closed loop, the modulator chosen is typically an integrated optical chip (IOC) to accommodate the required high frequency components of the desired phase ramp signal, which can be a sawtooth or double ramp triangular wave. The top phase modulator. A signal 25 indicating rotation is then supplied to a rotation rate indicator 26. The rotation rate indicator displays a convenient and easy-to-use indicator that indicates the rotation rate of the loop 10.
Summary of the Invention
The present invention is a solution to the problem that the Kerr effect is caused by unequal intensities of rays propagating in opposite directions in the sensing loop of a fiber optic gyroscope, thereby indicating an incorrect rotation rate. If the intensities of light rays propagating in these opposite directions are equal, the root cause of the Kerr effect in the gyroscope is substantially eliminated. The present invention provides a wavelength sensitive splitter whose split ratio varies with wavelength and a feedback that provides a signal to the light source to change the light wavelength to equalize the intensity of rays propagating in opposite directions within the gyroscope's sensing loop. Incorporate the circuit.
U.S. Pat. No. 4,773,759 describes an interferometric fiber optic gyroscope that compensates for the Kerr effect by modulating the light emitted from a light source to a predetermined wavelength. However, this reference patent corrects the wavelength of the light before it enters the wavelength-sensitive light intensity splitter to change the ratio of clockwise and counterclockwise light, thereby eliminating the intensity difference. Not proposed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a related art open loop interferometric fiber optic gyroscope.
FIG. 2 shows a related art closed loop interferometric fiber optic gyroscope.
FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of the present invention in an optical fiber gyroscope.
Description of embodiment
The fiber optic gyroscope configuration 150 of FIG. 3 includes a wavelength sensing splitter 106 and a feedback circuit that balances the intensities of light rays 111 and 112 propagating in opposite directions within the sensing loop 104. The broadband light source 102 emits a light beam 110 that passes through the splitter 108 and a portion of the light beam is lost at the non-reflective termination mechanism 114 of the splitter 108. The remaining portion of ray 110 enters splitter 106, which splits ray 110 into rays 111 and 112. Ray 111 propagates through loop 104 in a clockwise direction, and ray 112 propagates through loop 104 in a counterclockwise direction. Ray 112 is biased phase modulated as it enters loop 104, and ray 111 is biased phase modulated as it exits loop 104. The bias phase modulation of the rays 111 and 112 is dependent on the frequency f from the oscillator or modulator driver 118._mIs performed by the phase modulator 116. The returned rays 111 and 112 enter the splitter 106 and are combined. Part of the combined light is lost at the non-reflective termination mechanism 120 of the splitter 106. The remaining portion of the combination of rays 111 and 112 enters splitter 108 and the remaining portion of the combination of rays 111 and 112 enters fiber 122. The fiber 122 propagates the portions of the light rays 111 and 112 to the photodetector 124. The photodetector converts the light beam into an electrical signal 126 that propagates to the demodulator 128.
Rays 111 and 112 enter loop 104 in phase, propagate through the loop in opposite directions, and exit the loop in phase if the lengths of the respective optical paths in the loop are equal. If there is a rotation of the loop around the axis of the loop, which can be represented by a line intersecting the center of the loop and perpendicular to the plane containing the loop, the light paths of rays 111 and 112 are different due to the Sagnac effect. Another point that may cause the lengths of the light paths 111 and 112 to differ even when the loop 104 is stationary is due to the difference in refractive index between the two light paths. Light rays propagate at different velocities in media with different refractive indices. Even if the fibers in both ray paths are the same, the refractive index of each ray depends in part on the relative intensity of the respective ray. If the rays 111 and 112 have two different intensity levels, the medium will generally have a different propagation constant for one wave than the other. According to the following equations, β is the Kerr effect in the cw direction and the ccw direction, respectively._K1And β_K2The change in the propagation constant due to₁(Z, t) and ccw intensity I₂Since (z, t) is different, they are not equal.

The above equation reflects the fact that the intensity, and hence the propagation constant, can change with position around the fiber loop, and for light sources with amplitude modulation, it can change with time. ing. The variable z represents the portion along the length of the loop, where z = 0 is defined by the position where the cw wave enters the loop at the output of the coupler 106, and z = L where the ccw wave enters the loop of length L. Are similarly defined.
In the above equation, the wavelength of light is given by λ, the impedance of the coil medium is η, and the Kerr count of the coil fiber is n.₂And δ represents a coefficient relating to the light distribution over the entire cross section of the fiber. Rather than knowing from the above two equations, at a given point in the loop at a given point I₁And I₂Β are not equal_K1And β_K2Is different at that point in the fiber at that moment. In general, the light source is subjected to amplitude modulation, whereby I₁(T, z) and I₂(T, z) changes with time. I₁(T, z = 0) ≠ I₂In the case of (t, z = L), the two light waves entering the loop have different amplitudes, so that β_K1And β_K2A difference occurs between
In Equation 1, β_K1Is its own strength I₁The intensity I of the wave propagating in the opposite direction, depending on (t, z)₂Note that it depends twice on (t, z). That is, β_K1The degree or mutual effect that depends on the wave propagating in the opposite direction is twice as strong as its dependence on its own intensity or self-effect. β_K2The same applies to. If the two dependencies are equal, β_K1Is β_K2Should be equal to Because of this relationship, I₁And I₂In general, the optical phase shifts around the loops are not equal. Accordingly, each light beam propagates through an optical path having a length different from that of the other light beam. In such a case, even though the loop 104 is not rotating, the rays 111 and 112 exit the loop 104 out of phase with respect to each other. When the rays 111 and 112 are in phase, there is constructive interference, and as a result, the largest type of optical signal is sent to the detector 124. This optical signal has a corresponding electrical signal 126 indicating that the rays 111 and 112 are in phase, thus indicating that the loop 104 is not rotating. However, if the intensities of the rays 111 and 112 are different and out of phase, the electrical signal 126 from the detector 124 erroneously indicates the rotation of the loop 104 when the loop 104 is actually stationary. This false display is an error due to the optical Kerr effect caused by the fact that the refractive index of the optical medium is not completely independent of the intensity of light propagating in the medium. Rotation Ω_eIs expressed by the following equation.

Where D is the diameter of the sensing coil and I₀(T) is I₁And I₂And c is the speed of light in vacuum and U is the split ratio of the loop coupler, i.e. I₂= UI₀And I₁= (1-U) I₀It is. The parenthesis <> indicates the time average of the quantity enclosed in it, and generally depends on time. Constant strength <I₀ ²(T)> = <I₀(T)>²For the case of a monochromatic light source having₀> And address the error when U ≠ 0.5. In this case, in this situation, the source wave intensity I with 50% on / off duty cycle₀Use square wave modulation to eliminate this effect. As a result, <I₀ ²(T)> = 2 <I₀(T)>²Thus, the term in parentheses [] in Equation 3 is zero. This Kerr effect is eliminated for all values of U. This is achieved by essentially halving the magnitude of the mutual effects of Equations 1 and 2 because the two light waves overlap for only half the time, while the self-effect always exists. In this embodiment, the modulation frequency f_mMust be greater than the reciprocal of the coil transition time τ and is typically 10 times 1 / τ to maximize the benefits of this error reduction technique. In general, <I₀ ²(T)> and I₀(T)>²The relationship between and depends on the light source. For interferometric fiber optic gyroscope applications, the first is a superluminescent diode as a means of eliminating drift due to light backscattering in the sensing loop and the propagation of unwanted second state light in the sensing loop. A broadband light source was demanded. For broadband light sources, <I₀ ²(T)> and 2 <I₀(T)>²Is dependent on how the light source is energized, and is generally different from the case of a monochromatic light source having a constant amplitude. These differences are due to intensity variations resulting from the instantaneous beat of each independent oscillator, including a broad spectrum source. Therefore, the Kerr effect of a gyro using a broadband light source varies depending on the specific broadband light source and the excitation method. The solution is to make the Kerr effect zero by making the intensity levels of rays 111 and 112 substantially equal to each other. For this reason, Ω_e(3) can be simplified by expressing as follows.
Ω_e= K₁(1-2U) <I_o(T)> = k₁(1-2U) I_o(T) (4)
Where

And stop <> in formula (4), and from here I₀(T) is I₀Only the average value of (t) is indicated. But I₀The average value of (t) is considered to vary slowly here but over a much longer time frame than t. Thus, <> in Equation 3 and Equation 5 was the intended average over a much longer time than t. Next, the output signal 126 from the photodetector / preamplifier combination 124 is determined by the following equation.
V₁₂₆= K {1 + cos [φ_R+ Φ_e+ Φ_m+ Cos (ω_gt + Θ)]} (6)
Where

Where L is the loop length, D is the diameter of the sensing loop, and k is the light source intensity I₀, The gain of the photodetector and the loss of the optical circuit.
Demodulator 128 receives signal 126 and uses the frequency f with reference to a reference signal from oscillator or phase modulator 118._mDemodulate with. Output signal 132 of demodulator 128 below
V₁₃₂= K’J₁(Φ_m) Sin (φ_R+ Φ_e(8)
Is sent to the phase signal servo electronics 135. Where k 'is a constant including k and the demodulator gain.
To achieve the required output linearity at a rotational rate away from zero, ie, to use the linear portion of the sine function of Equation 8, the gyro is operated in a closed loop manner. Signal 132 is used to represent a servo error signal indicating the phase difference between waves 111 and 112. When phase signal servo electronics 133 receives signal 132, it generates a sawtooth voltage ramp according to serodyne modulation, which is summed with bias modulation by amplifier 148. A voltage ramp is then supplied to the integrated optical phase modulator, which produces a sawtooth phase ramp in the sensing loop. This phase ramp is V₁₃₂To restore the null condition to another optical phase difference Φ between the waves 111 and 112_fGive rise to The phase ramp signal 133 contains information about the magnitude and direction of the rotation rate. Therefore, the signal 133 is supplied to the rotation rate indicator 131, and the rotation information is extracted and the result is output. In closed loop operation, a new form of signal 132 is given by:
V ’₁₃₂= K’J₁(Φ_m) Sin (φ_R+ Φ_e+ Φ_f)
Φ in the above equation_R, Φ_e, And Φ_fAre the optical phase difference due to rotation, Kerr effect and applied phase ramp, respectively.
The present invention provides an apparatus that eliminates erroneous rotation display due to the optical Kerr effect. The light 110 is intensity-modulated by the modulator 134, and a modulation signal 136 is supplied to the light source 102. The frequency of the modulation signal 136 is f_kWhich is provided by an oscillator or modulator driver 138. Therefore, the intensity of the light wave 110 can be expressed as follows.
I₀(T) = I₀₀+ I₀₁cosω_kt (ω_k<< 1 / τ) (9)
Where ω_k= 2πf_kAnd I₀₀Is the constant part of the average intensity, I₀₁Is the modulation amplitude. This intensity modulation is also intrinsic to rays 111 and 112 since rays 111 and 112 are separated from light 110. Rays 111 and 112 returning to the photodetector through splitters 106 and 108 and fiber 122 have frequency f_kWith intensity modulation. Here, the electric signal 126 is explicitly obtained by the following equation.

Where k₀Is a quotient obtained by dividing the constant k by the light source intensity.
Signal 132 conveys the characteristics of rays 11 and 112 and passes through demodulator 128. The demodulator 128 has a frequency f in the loop 104._mThe signal is demodulated based on the phase modulation of the light performed by the phase modulator 116. The signal 132 from the demodulator 128 is the frequency f of the light source 102._kStill have the modulation performed by the intensity modulator 134. Here, the signal 132 is obtained by the following equation.

Where k '₀Is k₀And a constant proportional to the demodulator gain. F for rotation detection_kV ’₁₃₂Are filtered out by the phase signal servo electronics 135 and f_kMay not affect the synthesis of the phase ramp or signal 133. In this case, f_kCan be selected to facilitate or optimize filtering. The signal 132 can be written as follows:

It is. In Equation 11, Φ_e0The DC component of the Kerr effect error expressed as follows is an error eliminated by the present invention. ΔΦ_eUsing the AC or modulated Kerr effect error, expressed in magnitude by Φe, as outlined below₀Is lost.
Equation 11 is f_kCan be expanded into frequency components. The target component is V ′ as follows:₁₃₂DC component given by (dc) and V '₁₃₂(F_kF given by_kIt is a component.
V ’₁₃₂(Dc) =-2k '₀J₁(Φ_m)
(I₀₀sinφ₀J₀(Δφ_e) + I₀₁cosφ₀J₁(Δφ_e]]
(15)
V ’₁₃₂(F_k) =-2J₁(Φ_m) K ’₀cosω_kt
[2I₀₀J₁(Δφ_e) Cosφ₀+ I₀₁sinφ₀(J₀(Δφ_e) + J₂(Δφ_e]]
(16)
Where J₀, J₁, And J₂Is a Bessel function.
V ’₁₃₂(Dc) is important for the generation of the phase ramp in signal 133 and the determination of the rotation rate. nf_kV ’₁₃₂Signal components (where n ≧ 2) are out of scope and are filtered out. V ’₁₃₂(F_kF)_kV ’₁₃₂To eliminate the car effect as follows:
The signal 132 is received at a frequency f from an oscillator or modulator driver 138._kThe reference signal indicating the intensity modulation of the light beams 111 and 112 is demodulated. The signal 142 from the demodulator 140 is proportional to the intensity of the bias due to the Kerr effect in the sensing loop. That is, it is proportional to the difference in light intensity between the light waves 111 and 112. The signal 142 is obtained by the following equation.
V ’₁₄₂= -2J₁(Φ_m) K ’₀k₂
[2I₀₀J₁(Δφ_e) Cosφ₀+ I₀₁sinφ₀(J₀(Δφ_e) + J₂(Δφ_e]]
(17)
Where k₂Represents the gain of the demodulator 140 and ΔΦ_eAnd Φ₀Contains information on the difference in light wave intensity.
The light source wavelength servo 144 receives the signal 142 and information representing the difference in intensity between the rays 111 and 112, if any. If there is a difference between the intensity levels of the light beams 111 and 112, that is, the intensity levels are not equal, the light source wavelength servo 144 outputs a signal 146 to the light source 102 to change the wavelength of the light beam 110. This change in wavelength acts on the wavelength sensitive splitter 106 to change the split ratio of the splitter 106, thereby changing the intensity levels of the rays 111 and 112. The feedback signal 142 indicating the difference in the intensity level between the light beams 111 and 112 acts on the wavelength of the light beam 110 from the light source 102, which acts on the split ratio of the splitter 106 and the intensity of the light beams 111 and 112. The level difference is minimized or decreased toward zero. As a result, the light beams 111 and 112 propagating in opposite directions have substantially the same intensity. In this servo operation, the phase ramp rotation servo is V '₁₃₂(DC) = 0, and the wavelength servo is V₁₄₂Notice that it produces = 0. These two conditions can be rewritten from Equation 15 and Equation 17, and are as follows.
I₀₀sinφ₀= -I₀₁Δφ_ecosφ₀        (18)
and
Δφ_e2I₀₀cosφ₀= -I₀₁sinφ₀      (19)
In the above equation, ΔΦ_e<< Because π, J₀(ΔΦ_e) ≒ 1, J₁(ΔΦ_e) ≒ ΔΦ_e, J₂(ΔΦ_e) ≈0.
The simultaneous solution of Equation 18 and Equation 19 is as follows.
φ₀= 0 = φ_R+ Φ_f+ Φ_e0= Φ_R+ Φ_f+ Β (1-2U) I₀₀  (20)
and
Δφ_e= 0 = β (1-2U) I₀₁              (21)
From equation 21, it is clear that U = 0.5 is set by the wavelength servo, so in equation 20, Φ_e0= 0 and Φ_f= -Φ_RIt is. Therefore, by setting U = 0.5, the DC component Φ of the Kerr effect_e0And the modulated component is set to zero. Thus, the rays 111 and 112 have equal intensities and receive the same refractive index in their respective optical paths, so that no optical Kerr effect occurs.
The phase modulator 116 used for bias phase modulation of rays propagating in opposite directions can also be used to cause the signal 133 to adjust the phase relationship between the rays 111 and 112 to zero. Thus, the summing amplifier 148 can add the signal 133 with the signal for bias phase modulation from the oscillator or bias phase modulator driver 118.
Note that the Kerr effect due to different light intensities in the IOC modulator 116 located in the sensing loop 104 was ignored in Equations 1-21. The IOC modulator length is typically 10 times the total loop length.^-FourThis is a good approximation calculation (and also a useful simplification) because it changes the exact intensity of the Kerr effect very little. Since the intent of the present invention is to null the Kerr effect by setting the intensity of one light wave equal to the intensity of the other, the present invention will nevertheless achieve this result. In fact, if there are unequal losses in the loop due to the integrated optical circuit, the present invention nulls the total Kerr effect, thereby adjusting the effective average intensity of the two light waves in the clockwise and counterclockwise directions. . In this general case, U is interpreted as the effective intensity split ratio between rays 111 and 112. The servo loop serves to zero the total Kerr effect, so that the intensity propagating in two opposite directions is substantially equalized.

Claims (5)

光源（１０２）と、
前記光源に接続された第１のスプリッタ（１０８）と、
光ファイバ感知ループ（１０４）と、
前記第１のスプリッタに接続された検出器（１２４）と、
前記第１のスプリッタを前記光ファイバ感知ループに結合させ、それによって前記光源からのビーム（１１０）を相反する方向に伝播する２つのビーム（１１１、１１２）に分割する波長感知光強度スプリッタ（１０６）と、
前記光ファイバ感知ループに接続された位相信号変調器（１１６）と、
前記位相信号変調器に結合されたバイアス変調周波数発生源（１１８）と、
前記検出器と前記バイアス変調周波数発生源とに接続された位相信号復調器（１２８）と、
前記光源に接続された光強度変調器（１３４）と、
前記光強度変調器に接続された光強度変調周波数発生源（１３８）と、
前記位相信号復調器と前記光強度変調周波数発生源とに接続され、前記２つのビームの強度の差に比例する出力信号（１４２）を発生することができる光強度信号復調器（１４０）と、
前記光源に接続された光源波長サーボ電子機構（１４４）であって、前記光強度信号復調器からの出力信号が前記光源波長サーボ電子機構によって光源波長制御信号に変換されて前記光源に伝播し、前記光源の波長を２つのビームの強度が等しくなるまで調整する光源波長サーボ電子機構（１４４）とを含む干渉光ファイバ・ジャイロスコープ。A light source (102);
A first splitter (108) connected to the light source;
A fiber optic sensing loop (104);
A detector (124) connected to the first splitter ;
A wavelength sensitive light intensity splitter (106 ) that couples the first splitter to the fiber optic sensing loop , thereby splitting the beam (110) from the light source into two beams (111, 112) that propagate in opposite directions. )When,
A phase signal modulator (116) connected to the fiber optic sensing loop;
A bias modulation frequency source (118) coupled to the phase signal modulator;
A phase signal demodulator (128) connected to the detector and the bias modulation frequency source;
A light intensity modulator (134) connected to the light source;
A light intensity modulation frequency source (138) connected to the light intensity modulator;
A light intensity signal demodulator (140) connected to the phase signal demodulator and the light intensity modulation frequency source and capable of generating an output signal (142) proportional to the difference in intensity between the two beams ;
A light source wavelength servo electronic mechanism (144) connected to the light source , wherein an output signal from the light intensity signal demodulator is converted into a light source wavelength control signal by the light source wavelength servo electronic mechanism and propagated to the light source; An interferometric fiber optic gyroscope including a light source wavelength servo electronics (144) for adjusting the wavelength of the light source until the intensities of the two beams are equal. 前記波長感知光強度スプリッタが、強度分割比を有し、前記光源からの光を前記ファイバ感知ループ内を相反する方向に回る２つの光線に分割し、光強度分割比が前記光源の波長に依存し、それによって、前記光源の波長を調整するにつれて２つの光線の強度が等しい大きさに近づき、
２つの光線が前記光ファイバ感知ループから出て、前記波長感知光強度スプリッタ内で結合され、前記第１のスプリッタと前記検出器とに伝播し、
前記検出器が２つの光線を検出してそれらを光検出器を介して対応する電気信号に変換し、これらの電気信号が前記位相信号復調器によって前記バイアス変調周波数発生源の第１の周波数を基準にして復調され、前記位相信号復調器からの出力信号が２つの光線間の位相関係を示し、前記位相関係がさらに前記光ファイバ感知ループの回転レートを示し、
前記位相信号復調器からの出力信号が前記光強度信号復調器によって前記光強度変調周波数発生源の第２の周波数を基準にして復調され、前記光強度信号復調器からの出力信号が２つの光線の強度を示すことを特徴とする請求項１に記載のジヤイロスコープ。The wavelength sensing light intensity splitter has an intensity division ratio and divides the light from the light source into two light beams that rotate in opposite directions in the fiber sensing loop, and the light intensity division ratio depends on the wavelength of the light source. So that as the wavelength of the light source is adjusted, the intensity of the two rays approaches the same magnitude,
Two rays exit the fiber optic sensing loop and are combined in the wavelength sensing light intensity splitter and propagate to the first splitter and the detector;
The detector detects two light beams and converts them to corresponding electrical signals via a photodetector, and these electrical signals are converted by the phase signal demodulator into a first frequency of the bias modulation frequency source. Demodulated with reference, the output signal from the phase signal demodulator indicates the phase relationship between two rays, the phase relationship further indicates the rotation rate of the optical fiber sensing loop,
The output signal from the phase signal demodulator is demodulated by the light intensity signal demodulator with reference to the second frequency of the light intensity modulation frequency source, and the output signal from the light intensity signal demodulator is two light beams. The gyroscope according to claim 1, wherein the gyroscope exhibits a high intensity. 前記位相信号復調器と前記位相信号変調器とに接続された位相信号サーボ電子機構をさらに備える請求項１に記載のジャイロスコープ。The gyroscope of claim 1, further comprising a phase signal servo electronics coupled to the phase signal demodulator and the phase signal modulator. 前記波長感知光強度スプリッタが、強度分割比を有し、前記光源からの光を前記ファイバ感知ループ内を相反する方向に回る２つの光線に分割し、光強度分割比が前記光源の波長に依存し、それによって、前記光源の波長を調整するにつれて２つの光線の強度が等しい大きさに近づき、
２つの光線が前記光ファイバ感知ループから出て前記波長感知光強度スプリッタ内で結合し、前記第１のスプリッタと前記検出器に伝播し、
前記検出器が２つの光線を検出してそれらを光検出器を介して対応する電気信号に変換し、
これらの電気信号が前記位相信号復調器によって前記バイアス変調周波数発生源の第１の周波数を基準にして復調され、前記位相信号復調器からの出力信号が２つの光線間の位相関係を示し、
前記位相信号変調器からの出力信号が、前記位相信号サーボ電子機構によってある大きさを有する位相シフト信号に変換されて前記位相信号変調器に伝播し、２つの光線間の位相関係を調整し、それによって位相関係が２つの光線間の位相差の第１の値に近づくようにし、
前記位相シフト信号のある大きさが前記光ファイバ感知ループの回転レートを示し、
前記位相信号復調器からの出力信号が前記光強度信号復調器によって前記光強度変調周波数発生源の第２の周波数を基準にして復調され、前記光強度信号復調器からの出力信号が２つの光線の強度を示すことを特徴とする請求項３に記載のジャイロスコープ。The wavelength sensing light intensity splitter has an intensity division ratio and divides the light from the light source into two light beams that rotate in opposite directions in the fiber sensing loop, and the light intensity division ratio depends on the wavelength of the light source. So that as the wavelength of the light source is adjusted, the intensity of the two rays approaches the same magnitude,
Two rays exit the fiber optic sensing loop and combine in the wavelength sensing light intensity splitter and propagate to the first splitter and the detector;
The detector detects two rays and converts them into corresponding electrical signals via the photodetector;
These electrical signals are demodulated by the phase signal demodulator with reference to the first frequency of the bias modulation frequency source, and the output signal from the phase signal demodulator indicates the phase relationship between the two rays,
The output signal from the phase signal modulator is converted to a phase shift signal having a certain magnitude by the phase signal servo electronics and propagated to the phase signal modulator to adjust the phase relationship between the two rays, So that the phase relationship approaches the first value of the phase difference between the two rays,
Magnitude of the phase shift signal indicates the rotation rate of the optical fiber sensing loop,
The output signal from the phase signal demodulator is demodulated by the light intensity signal demodulator with reference to the second frequency of the light intensity modulation frequency source, and the output signal from the light intensity signal demodulator is two light beams. The gyroscope according to claim 3, wherein the gyroscope exhibits a strength of ２つの光線間の位相差の第１の値がゼロであることを特徴とする請求項４に記載のジャイロスコープ。5. The gyroscope according to claim 4, wherein the first value of the phase difference between the two rays is zero.

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