JP3937780B2

JP3937780B2 - Power supply

Info

Publication number: JP3937780B2
Application number: JP2001291649A
Authority: JP
Inventors: 紳司牧村; 大志城戸
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-09-25
Filing date: 2001-09-25
Publication date: 2007-06-27
Anticipated expiration: 2021-09-25
Also published as: JP2003102179A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置として、特開平9-149649号公報に示すものがある。この電源装置は、図７に示すように、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が直流電源Ｅに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、高周波発振回路ＯＳＣより出力される矩形波状の高周波信号がトランスＴを介して制御端子に入力されることによってオンオフ制御される。トランスＴは２個の２次巻線ｎ21，ｎ22を備え、駆動回路としての高周波発振回路ＯＳＣの出力電圧が1次巻線ｎ1に印加される。また、２次巻線ｎ21，ｎ22は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子への接続極性が互いに逆極性となるように制御端子に接続されている。従って、高周波発振回路ＯＳＣの出力によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフされる。
【０００３】
また、直流電源Ｅの負極側のスイッチング素子Ｑ２には、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１から成る直列共振回路ＲＳ１と負荷回路ＬＤとの直列回路が並列に接続されている。
【０００４】
そして、トランスＴの２次巻線ｎ21とスイッチング素子Ｑ１の制御端子との接続点と直流電源Ｅの負極側との間にインダクタＬ７とコンデンサＣ９とから成る高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ４が接続され、トランスＴの２次巻線ｎ22とスイッチング素子Ｑ２の制御端子との接続点と直流電源Ｅの負極側との間にインダクタＬ８とコンデンサＣ１０とから成る高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ５が接続されている。ここで、直列共振回路ＲＳ４，ＲＳ５は、駆動周波数に対して高インピーダンスであり、かつ、リンギング周波数に対しては低インピーダンスに設定されている。また、直列共振回路ＲＳ１の共振周波数は、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数にほぼ等しく設定されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を電流ゼロの状態でオン／オフさせることができ、スイッチング損失を低減することができる。
【０００５】
従って、リンギングにより生じた振動電流は、直列共振回路ＲＳ４，ＲＳ５に流れることによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子に入力されず、結果的にリンギングによる振動電圧の増加を抑制し、スイッチング損失を低減させることができ、電源装置としての変換効率の低下を抑制している。
【０００６】
また、従来の電力供給回路として、特開平8-275554号公報に示すものがある。この電力供給回路は、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のドライブ電圧を負側にシフトさせ、オン時間を狭めることでデッドタイムを増加させてスイッチング損失を低減し、高効率の動作を行うものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、特開平9-149649号公報に示す電源装置においては、高周波発振回路ＯＳＣの出力として矩形波状電圧を用いており、以下のような問題が発生する。
【０００８】
先ず、矩形波電圧は、フーリエ級数展開を行うと基本周波数以外にも多くの高調波成分から構成されているが、駆動周波数が高くなると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に入力される矩形波電圧の内、特に高調波成分にとってはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に寄生する入力容量が低インピーダンスとなり、それら高調波成分電圧はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動に寄与せず損失となってしまい、電源装置の効率が低下するという問題があった。
【０００９】
次に、トランスＴはその周波数特性により高周波域では高インピーダンスとなるため、矩形波電圧の高調波成分がトランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に伝達せずに損失となり、トランスＴの温度が増加すると共に、電源装置の効率が低下するという問題があった。
【００１０】
また、特開平8-275554号公報に示す電力供給回路においては、ドライブ電圧を負側にシフトする手段が複雑となり、コストアップするという問題があった。
【００１１】
本発明は、上記の問題点に鑑みて成されたものであり、その目的とするところは、複雑な手段を用いることなく、高効率で動作する電源回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の問題を解決するために、本発明にあっては、直流電源と、該直流電源の出力端子間に直列接続され、交互にオンオフされる２個のスイッチング素子で構成されるスイッチング回路と、１次巻線と電磁結合された２次巻線の出力を前記スイッチング回路の制御端子に入力して前記スイッチング回路をオンオフ制御する１次及び２次巻線を有するトランスとを有する高周波回路と、前記１次巻線に略正弦波信号を入力する駆動回路と、前記高周波回路からの高周波電圧が印加される負荷回路とを有する電源装置であって、コンデンサとインダクタの直列接続で構成され前記駆動回路から出力される信号の駆動周波数よりも高い周波数成分を有する高周波成分増加要素が、スイッチング素子のゲート、ソース端子間に設けられていることを特徴とする。これにより、スイッチング回路に入力される電圧波形を歪ませて、スイッチング回路がスレッショルド電圧を超えている時間、即ちオン時間を短くし、その結果オフ時間であるデッドタイムが長くなり、スイッチング回路での損失を低減することができる。
【００１６】
また、前記高周波成分増加要素は、前記スイッチング素子の制御端子と、前記２次巻線との間に接続しても良い。
【００１９】
また、前記高周波成分増加要素は、コンデンサとインダクタとを有する共振回路であり、前記駆動周波数は工業周波数帯であり、前記共振回路の共振周波数を工業周波数帯よりも大きくしても良く、これによりノイズ対策を緩和することができる。
【００２０】
また、前記高周波回路からの高周波電圧が、コンデンサとインダクタとを有する共振回路を介して前記負荷回路に印加され、前記共振回路の共振周波数を、前記駆動周波数に略等しく設定しても良く、これにより、スイッチング素子を電流ゼロの状態でオンオフさせることができ、スイッチング損失を低減することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図1は、第1の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置の基本構成は、従来例として図７に示す電源装置と同様であり、同一の機能を有する部分には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態に係る電源装置は、従来例として図７に示す電源装置において、トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子との接続点と直流電源Ｅの負極側との間にそれぞれ接続された直列共振回路ＲＳ４，ＲＳ５とに替えて、２次巻線ｎ21に並列に、インダクタＬ２とコンデンサＣ２との高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ２を接続し、２次巻線ｎ22に並列に、インダクタＬ３とコンデンサＣ３との高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ３を接続した構成である。そして、高周波発振回路ＯＳＣの出力波形を略正弦波とし、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数は、工業周波数帯（ＩＳＭバンド）の13.56ＭＨｚに設定し、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３の共振周波数を13.56ＭＨｚより大きく設定している。
【００２２】
なお、本実施の形態で用いられるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について図示されているが、これに限定されるものではなく、スイッチングを行うことができるものであればよく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ等も適用することができる。
【００２３】
以下、本実施の形態の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン／オフするとミラー効果によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子から負荷側を見た入力容量が過渡的に変化する。この為、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ切り替わり時に直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３に過渡電流が流れる。そして、この過渡電流は、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３の共振周波数に準じた振動電流となり、この振動電流の影響でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート−ソース端子間電圧波形には若干の歪みが生じ、基本波以外の周波数成分が増加するようになる。
【００２４】
例えば、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３が接続されていない場合には、図２の破線で示すように、略正弦波状の波形１のままであるが、図１に示す回路図では、図２の実線で示すように、波形２のように電圧波形の幅が狭くなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がスレッショルド電圧Ｖｔｈを超えている間、即ちオン時間が短くなる。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間は共に短くなるので、これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフである時間、即ちデッドタイムが長くなりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失が低減できる。
【００２５】
また、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数を工業周波数帯とすることによって、ノイズによる影響を緩和することができる。また、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３の共振周波数を13.56ＭＨｚよりも大きくすることにより、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３における損失を低減することができる。
【００２６】
（第２の実施の形態）
図３は、第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置は、第１の実施の形態として図１に示す電源装置において、負荷回路ＬＤを無電極放電ランプＬａとマッチング回路Ｍとで構成したものである。
【００２７】
無電極放電ランプＬａは、希ガスを含む放電ガスを封入したバルブＢと、バルブＢの内部空間に電磁的に結合する誘導コイルＣｏとを備え、誘導コイルＣｏに高周波電流を通電することにより形成される高周波電磁界をバルブＢの内部空間の放電ガスに作用させることによって、放電ガスを励起して発光させるものである。
【００２８】
また、マッチング回路Ｍは、直列共振回路ＲＳ１と誘導コイルＣｏとの間に挿入されたコンデンサＣ４と、直列共振回路ＲＳ１とコンデンサＣ４との接続点と直流電源Ｅの負極側との間に接続されたコンデンサＣ５とを備える。
【００２９】
無電極放電ランプＬａを用いた場合、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数は数百ｋＨｚ〜数百ＭＨｚと非常に高い為、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失は比較的大きくなり易く、本実施の形態のようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデッドタイムを長くすることで効果的な効率改善を行うことができる。
【００３０】
（第３の実施の形態）
図４は、第３の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置は、第１の実施の形態として図１に示す電源装置において、直列共振回路ＲＳ１，ＲＳ２に替えて、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ドレイン端子間にインダクタＬ４とコンデンサＣ６との直列共振回路を接続し、スイッチング素子Ｑ２のゲート−ドレイン端子間にインダクタＬ５とコンデンサＣ７との直列共振回路を接続した構成である。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのゲート−ドレイン端子間に接続された直列共振回路の共振周波数は、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数よりも高く設定されている。
【００３１】
以下、本実施の形態の動作について説明する。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン状態に移行する際、インダクタＬ４とコンデンサＣ６との高周波成分増加要素としての直列共振回路、またはインダクタＬ５とコンデンサＣ７との高周波成分増加要素としての直列共振回路は、実質上トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に並列接続された状態になるので、先ず直列共振回路側に電流が流れコンデンサＣ６またはコンデンサＣ７を充電する。
【００３２】
コンデンサＣ６またはコンデンサＣ７が先に充電されることによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート−ソース間電圧は、図５の実線の波形３のように若干遅れて立ち上がり、電圧が歪んで結果的に高周波成分が増加する。その結果、実質上のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が短くなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失を低減することができる。
【００３３】
なお、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのゲート−ドレイン端子間にインダクタとコンデンサとの直列共振回路を接続したが、コンデンサのみを接続した場合においても同様にスイッチング素子での損失を低減することができる。但し、インダクタを挿入して積極的に共振させることにより、ゲート−ソース端子間電圧をより歪ませることができる。
【００３４】
（第４の実施の形態）
図６は、第４の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置は、第１の実施の形態として図１に示す電源装置において、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３に替えて、高周波発振回路ＯＳＣとトランスＴの１次巻線ｎ1との間にインダクタＬ６とコンデンサＣ８とから成る高周波成分増加要素としての並列共振回路を接続した構成である。ここで、並列共振回路の共振周波数は、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数よりも高く設定されている。
【００３５】
上述の全ての実施の形態においては、トランスＴの２次側に共振回路を設けるようにしたので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の２箇所に同様の共振回路を設ける必要があるのに対し、本実施の形態においてはトランスＴの１次側に共振回路を設けるようにしたので、一つの共振回路を設けるだけで上述の全ての実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
なお、本実施の形態においては、高周波発振回路ＯＳＣとトランスＴの１次巻線ｎ1との間にインダクタＬ６とコンデンサＣ８とから成る並列共振回路を接続するようにしたが、これに限定されるものではなく、例えばトランスＴの１次巻線ｎ1に並列にインダクタとコンデンサから成る高周波成分増加要素としての直列または並列共振回路を接続するようにしても良く、これらの部品定数を適当に選べば図６に示す回路と等価にすることができ、同様の効果をえることができる。
【００３７】
また、上述の全ての実施の形態においては、高周波発振回路からの信号として、略制限は信号を用いたが、これに限定されるものではなく、矩形波信号を用いてこれを略正弦波信号に歪ませるようにしても良い。
【００３８】
また、上述の全ての実施の形態においては、スイッチング素子として２個用いるようにしたが、１個のスイッチング素子により高周波電圧を発生させるようにしても良い。
【００３９】
【発明の効果】
本発明にあっては、直流電源と、該直流電源の出力端子間に直列接続され、交互にオンオフされる２個のスイッチング素子で構成されるスイッチング回路と、１次巻線と電磁結合された２次巻線の出力を前記スイッチング回路の制御端子に入力して前記スイッチング回路をオンオフ制御する１次及び２次巻線を有するトランスとを有する高周波回路と、前記１次巻線に略正弦波信号を入力する駆動回路と、前記高周波回路からの高周波電圧が印加される負荷回路とを有する電源装置であって、コンデンサとインダクタの直列接続で構成され前記駆動回路から出力される信号の駆動周波数よりも高い周波数成分を有する高周波成分増加要素が、スイッチング素子のゲート、ソース端子間に設けられていることを特徴とするので、スイッチング回路に入力される電圧波形を歪ませて、スイッチング回路がスレッショルド電圧を超えている時間、即ちオン時間を短くし、その結果オフ時間であるデッドタイムが長くなり、スイッチング回路での損失を低減することができ、複雑な手段を用いることなく、高効率で動作する電源回路を提供することができた。
【００４０】
また、前記高周波成分増加要素は、コンデンサとインダクタとを有する共振回路であり、前記駆動周波数は工業周波数帯であり、前記共振回路の共振周波数を工業周波数帯よりも大きくするようにすれば、ノイズ対策を緩和することができる。
【００４１】
また、前記高周波回路からの高周波電圧が、コンデンサとインダクタとを有する共振回路を介して前記負荷回路に印加され、前記共振回路の共振周波数を、前記駆動周波数に略等しく設定するようにすれば、スイッチング素子を電流ゼロの状態でオンオフさせることができ、スイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第1の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図２】第1の実施の形態に係る電源装置のスイッチング素子の端子間電圧波形図である。
【図３】第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図４】第３の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図５】第３の実施の形態に係る電源装置のスイッチング素子の端子間電圧波形図である。
【図６】第４の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図７】従来例に係る電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｅ直流電源
ＯＳＣ高周波発振回路
ＬＤ負荷回路
Ｔトランス
ｎ1 １次巻線
ｎ21,ｎ22 ２次巻線
Ｑ１,Ｑ２スイッチング素子
Ｌ１〜Ｌ８インダクタ
Ｃ１〜Ｃ１０コンデンサ
ＲＳ１〜ＲＳ５直列共振回路
１〜３波形
Ｌａ無電極放電ランプ
Ｍマッチング回路
Ｂバルブ
Ｃｏ誘導コイル[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device.
[0002]
[Prior art]
A conventional power supply device is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 9-149649. In this power supply device, a series circuit of two switching elements Q1 and Q2 is connected to a DC power supply E as shown in FIG. The switching elements Q1 and Q2 are controlled to be turned on / off when a rectangular-wave high-frequency signal output from the high-frequency oscillation circuit OSC is input to the control terminal via the transformer T. The transformer T includes two secondary windings n21 and n22, and an output voltage of a high-frequency oscillation circuit OSC as a drive circuit is applied to the primary winding n1. The secondary windings n21 and n22 are connected to the control terminals so that the connection polarities of the switching elements Q1 and Q2 to the control terminals are opposite to each other. Accordingly, the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on and off by the output of the high-frequency oscillation circuit OSC.
[0003]
In addition, a series circuit of a series resonance circuit RS1 including an inductor L1 and a capacitor C1 and a load circuit LD is connected in parallel to the switching element Q2 on the negative electrode side of the DC power supply E.
[0004]
A series resonant circuit RS4 as a high-frequency component increasing element comprising an inductor L7 and a capacitor C9 between the connection point between the secondary winding n21 of the transformer T and the control terminal of the switching element Q1 and the negative side of the DC power supply E. Is connected between the connection point of the secondary winding n22 of the transformer T and the control terminal of the switching element Q2 and the negative side of the DC power supply E, and the series resonance as a high frequency component increasing element composed of the inductor L8 and the capacitor C10. A circuit RS5 is connected. Here, the series resonant circuits RS4 and RS5 are set to have a high impedance with respect to the driving frequency and to a low impedance with respect to the ringing frequency. Further, the resonance frequency of the series resonance circuit RS1 is set substantially equal to the drive frequency of the high-frequency oscillation circuit OSC. As a result, the switching elements Q1, Q2 can be turned on / off in a state where the current is zero, and the switching loss can be reduced.
[0005]
Therefore, the oscillating current generated by the ringing is not input to the control terminals of the switching elements Q1 and Q2 by flowing through the series resonant circuits RS4 and RS5. As a result, an increase in the oscillating voltage due to the ringing is suppressed and the switching loss is reduced. Therefore, a decrease in conversion efficiency as a power supply device is suppressed.
[0006]
Further, as a conventional power supply circuit, there is one disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 8-275554. This power supply circuit shifts the drive voltage of the high-side and low-side switching elements to the negative side, shortens the on time, increases dead time, reduces switching loss, and performs highly efficient operation. is there.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the power supply device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 9-149649, a rectangular wave voltage is used as the output of the high-frequency oscillation circuit OSC, and the following problems occur.
[0008]
First, when the Fourier series expansion is performed, the rectangular wave voltage is composed of many harmonic components in addition to the fundamental frequency. However, when the driving frequency is increased, the rectangular wave voltage is included in the rectangular wave voltages input to the switching elements Q1 and Q2. In particular, for the harmonic component, the input capacitance parasitic on the switching elements Q1 and Q2 has a low impedance, and the harmonic component voltage does not contribute to the driving of the switching elements Q1 and Q2, resulting in a loss. There was a problem of lowering.
[0009]
Next, because the transformer T has high impedance in the high frequency range due to its frequency characteristics, the harmonic component of the rectangular wave voltage is lost without being transmitted to the secondary windings n21 and n22 of the transformer T, and the temperature of the transformer T There has been a problem that the efficiency of the power supply device decreases as the number increases.
[0010]
Further, the power supply circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-275554 has a problem that the means for shifting the drive voltage to the negative side becomes complicated and the cost increases.
[0011]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power supply circuit that operates with high efficiency without using complicated means.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, in the present invention, a DC power supply and a switching circuit composed of two switching elements connected in series between the output terminals of the DC power supply and alternately turned on and off , A high-frequency circuit having a transformer having primary and secondary windings that inputs and outputs the output of the secondary winding electromagnetically coupled to the primary winding to the control terminal of the switching circuit and controls the switching circuit on and off; A power supply device having a drive circuit for inputting a substantially sine wave signal to the primary winding and a load circuit to which a high-frequency voltage from the high-frequency circuit is applied, comprising a series connection of a capacitor and an inductor. JP that high-frequency components increase element having a frequency component higher than the driving frequency of the signal output from the circuit, the gate of the switching element, is provided between the source terminal To. As a result, the voltage waveform input to the switching circuit is distorted, and the time when the switching circuit exceeds the threshold voltage, that is, the on-time is shortened. As a result, the dead time that is the off-time is lengthened. Loss can be reduced.
[0016]
The high frequency component increasing element may be connected between a control terminal of the switching element and the secondary winding.
[0019]
The high frequency component increasing element is a resonance circuit having a capacitor and an inductor, the drive frequency is an industrial frequency band, and the resonance frequency of the resonance circuit may be larger than the industrial frequency band. Noise countermeasures can be relaxed.
[0020]
The high frequency voltage from the high frequency circuit may be applied to the load circuit via a resonance circuit having a capacitor and an inductor, and the resonance frequency of the resonance circuit may be set to be approximately equal to the drive frequency. Thus, the switching element can be turned on / off in a state of zero current, and the switching loss can be reduced.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a power supply device according to the first embodiment. The basic configuration of the power supply device according to the present embodiment is the same as that of the power supply device shown in FIG. 7 as a conventional example, and portions having the same functions are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The power supply device according to the present embodiment is a power supply device shown in FIG. 7 as a conventional example, and the connection point between the secondary windings n21 and n22 of the transformer T and the control terminals of the switching elements Q1 and Q2 and the negative electrode of the DC power supply E. In place of the series resonant circuits RS4 and RS5 connected to each other, a series resonant circuit RS2 as a high frequency component increasing element of the inductor L2 and the capacitor C2 is connected in parallel with the secondary winding n21, In this configuration, a series resonance circuit RS3 as a high frequency component increasing element of an inductor L3 and a capacitor C3 is connected in parallel with the secondary winding n22. The output waveform of the high-frequency oscillation circuit OSC is a substantially sine wave, the drive frequency of the high-frequency oscillation circuit OSC is set to 13.56 MHz in the industrial frequency band (ISM band), and the resonance frequency of the series resonance circuits RS2 and RS3 is set to 13.56 MHz. It is set larger.
[0022]
The switching elements Q1 and Q2 used in the present embodiment are illustrated with respect to the case where a MOSFET is used. However, the present invention is not limited to this, and any switching element may be used. Bipolar transistors and IGBTs can also be applied.
[0023]
Hereinafter, the operation of the present embodiment will be described. When the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off, the input capacitance viewed from the gate side of the switching elements Q1 and Q2 transiently changes due to the mirror effect. For this reason, a transient current flows through the series resonant circuits RS2 and RS3 when the switching elements Q1 and Q2 are switched on / off. This transient current becomes an oscillating current according to the resonance frequency of the series resonant circuits RS2 and RS3, and the distortion between the gate-source terminal voltage waveforms of the switching elements Q1 and Q2 occurs due to the oscillating current. Frequency components other than the fundamental wave increase.
[0024]
For example, when the series resonant circuits RS2 and RS3 are not connected, the waveform 1 remains substantially sinusoidal as shown by the broken line in FIG. 2, but in the circuit diagram shown in FIG. 1, the solid line in FIG. As shown by, the width of the voltage waveform becomes narrow as shown by waveform 2, and the on-time is shortened while the switching elements Q1 and Q2 exceed the threshold voltage Vth. As a result, both of the ON times of the switching elements Q1 and Q2 are shortened. Therefore, the time during which both the switching elements Q1 and Q2 are OFF, that is, the dead time is lengthened, and the loss in the switching elements Q1 and Q2 can be reduced.
[0025]
Further, the influence of noise can be mitigated by setting the drive frequency of the high-frequency oscillation circuit OSC to the industrial frequency band. Moreover, the loss in series resonance circuit RS2, RS3 can be reduced by making the resonance frequency of series resonance circuit RS2, RS3 larger than 13.56 MHz.
[0026]
(Second Embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing a power supply device according to the second embodiment. The power supply device according to the present embodiment is the power supply device shown in FIG. 1 as the first embodiment, wherein the load circuit LD is composed of an electrodeless discharge lamp La and a matching circuit M.
[0027]
The electrodeless discharge lamp La includes a bulb B filled with a discharge gas containing a rare gas and an induction coil Co that is electromagnetically coupled to the internal space of the bulb B, and is formed by passing a high-frequency current through the induction coil Co. By causing the high frequency electromagnetic field to act on the discharge gas in the internal space of the bulb B, the discharge gas is excited to emit light.
[0028]
The matching circuit M is connected between a capacitor C4 inserted between the series resonance circuit RS1 and the induction coil Co, a connection point between the series resonance circuit RS1 and the capacitor C4, and the negative electrode side of the DC power supply E. And a capacitor C5.
[0029]
When the electrodeless discharge lamp La is used, the driving frequency of the high-frequency oscillation circuit OSC is very high, from several hundred kHz to several hundred MHz, so that the loss in the switching elements Q1, Q2 tends to be relatively large. As described above, the efficiency can be effectively improved by increasing the dead time of the switching elements Q1 and Q2.
[0030]
(Third embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram showing a power supply device according to the third embodiment. The power supply device according to the present embodiment is the same as the power supply device shown in FIG. 1 as the first embodiment, but instead of the series resonance circuits RS1 and RS2, the inductor L4 and the capacitor C6 are connected between the gate and drain terminals of the switching element Q1. And a series resonance circuit of an inductor L5 and a capacitor C7 are connected between the gate and drain terminals of the switching element Q2. Note that the resonance frequency of the series resonance circuit connected between the gate and drain terminals of the switching elements Q1 and Q2 is set higher than the drive frequency of the high-frequency oscillation circuit OSC.
[0031]
Hereinafter, the operation of the present embodiment will be described. When each switching element Q1, Q2 shifts to the ON state, a series resonant circuit as a high frequency component increasing element of the inductor L4 and the capacitor C6, or a series resonant circuit as a high frequency component increasing element of the inductor L5 and the capacitor C7, Since the secondary windings n21 and n22 of the transformer T are substantially connected in parallel, first, a current flows to the series resonant circuit side to charge the capacitor C6 or the capacitor C7.
[0032]
When the capacitor C6 or the capacitor C7 is charged first, the gate-source voltage of the switching elements Q1 and Q2 rises with a slight delay as shown by the solid line waveform 3 in FIG. Will increase. As a result, the on-time of the switching elements Q1, Q2 is substantially shortened, and the loss in the switching elements Q1, Q2 can be reduced.
[0033]
In the present embodiment, a series resonant circuit of an inductor and a capacitor is connected between the gate and drain terminals of switching elements Q1 and Q2. However, when only a capacitor is connected, the switching element Loss can be reduced. However, the voltage between the gate and source terminals can be further distorted by inserting an inductor and actively resonating.
[0034]
(Fourth embodiment)
FIG. 6 is a circuit diagram showing a power supply device according to the fourth embodiment. The power supply device according to the present embodiment is different from the power supply device shown in FIG. 1 as the first embodiment in that the high-frequency oscillation circuit OSC and the primary winding n1 of the transformer T are replaced with the series resonance circuits RS2 and RS3. In this configuration, a parallel resonance circuit as a high-frequency component increasing element composed of an inductor L6 and a capacitor C8 is connected between them. Here, the resonance frequency of the parallel resonance circuit is set higher than the drive frequency of the high-frequency oscillation circuit OSC.
[0035]
In all the above-described embodiments, since the resonance circuit is provided on the secondary side of the transformer T, it is necessary to provide a similar resonance circuit at two locations of the switching elements Q1 and Q2. In this embodiment, since the resonance circuit is provided on the primary side of the transformer T, it is possible to obtain the same effects as those of all the above-described embodiments by providing only one resonance circuit.
[0036]
In the present embodiment, a parallel resonant circuit including an inductor L6 and a capacitor C8 is connected between the high-frequency oscillation circuit OSC and the primary winding n1 of the transformer T. However, the present invention is not limited to this. For example, a series or parallel resonant circuit as a high-frequency component increasing element composed of an inductor and a capacitor may be connected in parallel with the primary winding n1 of the transformer T, and if these component constants are appropriately selected. The circuit can be equivalent to the circuit shown in FIG. 6, and the same effect can be obtained.
[0037]
In all the embodiments described above, a signal is used as a signal from the high-frequency oscillation circuit. However, the signal is not limited to this, and is not limited to this. You may make it distort.
[0038]
In all the embodiments described above, two switching elements are used. However, a high frequency voltage may be generated by one switching element.
[0039]
【The invention's effect】
In the present invention, a DC power source, a switching circuit composed of two switching elements connected in series between the output terminals of the DC power source and alternately turned on and off, and the primary winding are electromagnetically coupled. A high-frequency circuit having a transformer having primary and secondary windings that inputs and outputs the output of the secondary winding to the control terminal of the switching circuit to control the switching circuit on and off, and a substantially sine wave in the primary winding A power supply device having a drive circuit for inputting a signal and a load circuit to which a high-frequency voltage from the high-frequency circuit is applied, the drive frequency of the signal output from the drive circuit configured by connecting a capacitor and an inductor in series high-frequency components increase elements having higher frequency components than is the gate of the switching element, so is characterized in that provided between the source terminal, the switching times Distorts the voltage waveform input to the switching circuit, shortens the time that the switching circuit exceeds the threshold voltage, that is, the on-time, and as a result, the dead time, which is the off-time, is lengthened and the loss in the switching circuit is reduced. Therefore, it is possible to provide a power supply circuit that operates with high efficiency without using complicated means.
[0040]
Further, the high frequency component increasing element is a resonance circuit having a capacitor and an inductor, the driving frequency is in an industrial frequency band, and if the resonance frequency of the resonance circuit is made larger than the industrial frequency band, noise is generated. Measures can be relaxed.
[0041]
Further, when a high frequency voltage from the high frequency circuit is applied to the load circuit via a resonance circuit having a capacitor and an inductor, and the resonance frequency of the resonance circuit is set to be approximately equal to the drive frequency, The switching element can be turned on / off in a state of zero current, and the switching loss can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a power supply device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a voltage waveform diagram between terminals of a switching element of the power supply device according to the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a power supply device according to a second embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a power supply device according to a third embodiment.
FIG. 5 is a voltage waveform diagram between terminals of a switching element of a power supply device according to a third embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a power supply device according to a fourth embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a power supply device according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
E DC power supply OSC High frequency oscillation circuit LD Load circuit T Transformer n1 Primary winding n21, n22 Secondary winding Q1, Q2 Switching elements L1-L8 Inductors C1-C10 Capacitors RS1-RS5 Series resonant circuit 1-3 Waveform La No electrode Discharge lamp M Matching circuit B Valve Co Induction coil

Claims

直流電源と、該直流電源の出力端子間に直列接続され、交互にオンオフされる２個のスイッチング素子で構成されるスイッチング回路と、１次巻線と電磁結合された２次巻線の出力を前記スイッチング回路の制御端子に入力して前記スイッチング回路をオンオフ制御する１次及び２次巻線を有するトランスとを有する高周波回路と、前記１次巻線に略正弦波信号を入力する駆動回路と、前記高周波回路からの高周波電圧が印加される負荷回路とを有する電源装置であって、コンデンサとインダクタの直列接続で構成され前記駆動回路から出力される信号の駆動周波数よりも高い周波数成分を有する高周波成分増加要素が、スイッチング素子のゲート、ソース端子間に設けられていることを特徴とする電源装置。A DC power supply, a switching circuit composed of two switching elements connected in series between the output terminals of the DC power supply and alternately turned on and off, and an output of a secondary winding electromagnetically coupled to the primary winding A high-frequency circuit having a transformer having primary and secondary windings that are input to a control terminal of the switching circuit to control on / off of the switching circuit; and a drive circuit that inputs a substantially sine wave signal to the primary winding; A power supply device having a load circuit to which a high-frequency voltage from the high-frequency circuit is applied, the power supply device including a capacitor and an inductor connected in series and having a frequency component higher than a drive frequency of a signal output from the drive circuit A power supply device, wherein the high-frequency component increasing element is provided between the gate and source terminals of the switching element .

前記高周波成分増加要素は、前記スイッチング素子の制御端子と、前記２次巻線との間に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。The high frequency component increased element has a control terminal of the switching element, the power supply device according to claim 1, characterized in that it is connected between the secondary winding.

前記高周波成分増加要素は、コンデンサとインダクタとを有する共振回路であり、前記駆動周波数は工業周波数帯であり、前記共振回路の共振周波数を工業周波数帯よりも大きくしたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。2. The high-frequency component increasing element is a resonance circuit having a capacitor and an inductor, the drive frequency is in an industrial frequency band, and the resonance frequency of the resonance circuit is made larger than the industrial frequency band. Or the power supply device of Claim 2.

前記高周波回路からの高周波電圧が、コンデンサとインダクタとを有する共振回路を介して前記負荷回路に印加され、前記共振回路の共振周波数は、前記駆動周波数に略等しく設定されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３記載の電源装置。A high-frequency voltage from the high-frequency circuit is applied to the load circuit via a resonance circuit having a capacitor and an inductor, and a resonance frequency of the resonance circuit is set to be approximately equal to the drive frequency. It claims 1 to power supply device according to claim 3, wherein.