JP3929256B2 - Differential transformer signal processing device - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、差動トランスから測定信号を得るための信号処理装置に係り、特に、電気マイクロメータのような小型の変位測定器をインラインに組み込んで用いる際に適用するのに好適な、差動トランスの信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
測定対象の変位を測定する変位計として、電気マイクロメータが、図１に例示する如く、インラインの多点測定に用いられるようになっている。
【０００３】
図１において、１０は、差動トランスが内蔵された電気マイクロメータ、１２は測定ユニット、１２Ａは、オフセットやゲイン調整用のボリューム、１４は、ビルトイン方式のユニットケース、１４Ａはセレクタ、１４Ｂは確認用メータ、１６はパソコン（ＰＣ）である。
【０００４】
前記電気マイクロメータ１０は、図２に詳細に示す如く、プローブ２０を構成するスピンドル２２の変位が伝えられるコア２６と、該コア２６の機械的な中心位置（中立点と称する）に関して対称に設けられた、互いに直列接続されたセンサコイル２８、３０を含む差動トランスを用いて、コア２６の位置によるセンサコイル２８、３０のインビーダンスの変化を利用して、外部の発振器３２からセンサコイル２８、３０に電圧を掛けた時に、各センサコイル２８、３０の両端に発生する、図３に示すような電圧Ｅ１、Ｅ２の差（Ｅ１−Ｅ２）のコア２６の位置による変化に基づいて、スピンドル２２の変位を検出していた。
【０００５】
具体的には、図４に示す如く、発振器３２で発生した正弦波状の駆動信号を、例えばトランス４０を介して前記センサコイル２８、３０に印加し、前記センサコイル２８、３０の中立点の出力とゼロ調整（オフセット補正）用の可変抵抗器（ボリュームと称する）４２の出力を増幅器４６で増幅し、スパン調整（ゲイン補正）用のボリューム４８及びオフセット除去用のコンデンサ５０を介して同期整流器５２に入力し、該同期整流器５２により前記発振器３２出力の駆動信号との同期をとって半波又は全波整流した後、フィルタ５４により平滑化し、該フィルタ５４出力のアナログ信号をアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器５６によりデジタル信号に変化した後、例えば液晶表示器（ＬＣＤ）で構成される表示装置５８によりデジタル表示していた。図において、４４は抵抗である。
【０００６】
従って、高精度の測定を行うためには、発振器３２の周波数安定度及び発振安定度が高く、且つ、増幅器４６の増幅安定度が高く、低オフセットである必要がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、センサコイル２８、３０を駆動するための正弦波を発生する発振器３２に使用するコイルやコンデンサの部品精度が十分で無く、組み立て時やキャリプレーション時に発振周波数や振幅のトリマ用ボリュームによる調整が必要になり、又、温度変化で周波数や電圧が変化し易い。一方、高精度の部品は、価格が高く、しかも安定度を上げることは、やはり難しいという問題があった。
【０００８】
又、図５に示すような、原点をセットして零点を調整するためのオフセット補正や、図６に示すような、マスターワーク等を用いて測定スパンを調整するためのゲイン補正は、ボリューム( 可変抵抗器 )４２、４８により行っていたが、二つのボリュームが相互に影響を与えるため、調整が難しい。又、ボリュームを使用することで、温度変化や経年変化の影響を受け易い。更に、ボリュームの取付けスペースのために小型化が難しい等の問題点を有していた。
【０００９】
特に、インラインに組込んで多点測定を行う際に、プローブ毎にオフセット補正やゲイン補正を手作業で行うのは、実質上、不可能に近かった。
【００１０】
更に、前記同期整流器５２を用いた同期検波方式では、様々な種類のプローブや信号ケーブルの長さに対応する場合、図７（Ａ）（Ｂ）に示す如く、プローブへの出力信号とプローブからの入力信号に位相のずれを生じ、図７（Ｃ）の上段に示す如く、うまく同期整流ができず、波形が崩れてしまう場合があった。
【００１１】
又、前記Ａ／Ｄ変換器５６によりアナログ信号からデジタル信号に変換する際に、時定数の大きなフィルタを挿入しないと、図８及び図９に示す如く、表示のちらつきを抑えることが難しく、応答速度向上の妨げになっていた。これは、単に表示するだけでなく、インラインに組込んで自動制御に用いる場合には、致命的な問題点となり得る。
【００１２】
本発明は、前記従来の問題点を解決するべくなされたもので、温度変化や経時変化の影響を軽減し、組み立て時の無調整化やキャリブレーションの簡易化を図り、リニアエンコーダと同様に、インラインに組み込んで自動制御に使用可能な電気マイクロ製品を提供することを第１の課題とする。
【００１３】
本発明は、又、多種類のプローブやケーブルの延長等にも対応を可能とすることを第２の課題とする。
【００１４】
本発明は、又、応答速度を向上させ、時定数の小さなフィルタでも表示のちらつき等を抑えることができるようにすることを第３の課題する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、差動トランスから測定信号を得るための差動トランスの信号処理装置において、差動トランスに印加する駆動信号をデジタルで発生する駆動信号発生手段と、前記駆動信号と前記差動トランスの出力信号の位相ずれをデジタルで補償する位相調整手段と、該位相調整手段の補償量を、差動トランスの出力がゼロ付近でなく大きい時に求める手段と、前記差動トランスの出力に対するオフセット補正及びゲイン補正をデジタルで行う出力補正手段と、を備えることにより、前記第１及び第２の課題を解決したものである。
【００１６】
又、前記駆動信号発生手段が、メモリに記憶した波形データを、水晶発振器の出力に同期して呼出すことにより、前記駆動信号をデジタル的に生成するようにしたものである。
【００１８】
更に又、前記オフセット補正及びゲイン補正を、外部で行うようにしたものである。
【００２０】
本発明は、又、前記差動トランスの出力信号から得た測定信号を表示するに際して、ヒステリシスを持たせて、表示のちらつきを防止することにより、前記第３の課題を解決したものである。
【００２１】
更に、電装ユニット間のデータ通信機能を備えたものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００２３】
先ず比較例について説明する。この比較例は、図１０に示す如く、クロック信号を発生する、周波数安定度が従来の発振器３２に比べて極めて高い水晶発振器６０と、該水晶発振器６０の出力に基づいて、本発明により正弦波状の駆動信号をデジタル的に発生するための、正弦波（ＳＩＮ）データが記憶されたリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）６４及び該ＲＯＭ６４の出力をアナログ信号に変換して出力するデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器６６を含む駆動信号発生用ＣＰＵ６２と、従来と同様のセンサコイル２８、３０の中点に発生した電圧を増幅するための、高精度の抵抗アレイ４４及び安定したゲインの増幅器６８と、例えば測定レンジを０．１μｍと１μｍで切り換えるための、増幅器７２、スイッチ７４、７６を含むレンジ切換回路７０と、該レンジ切換回路７０の出力を、前記水晶発振器６０出力のクロック信号と同期して整流する同期整流器７８と、該同期整流器７８の出力を平滑化するフィルタ５４と、該フィルタ５４の出力をデジタル信号に変換する、例えば１４ビットのＡ／Ｄ変換器５６と、本発明によりオフセット補正及びゲイン補正をデジタル的に行う補正処理部８２、表示処理部８４、オフセット・入出力処理部８６、Ｄ／Ａ出力部８８を含む信号処理用ＣＰＵ８０を含んで構成されている。
【００２４】
前記ＲＯＭ６４には、正弦波データが予め計算して格納されており、前記水晶発振器６０は、該ＲＯＭ６４の正弦波データの読み出しタイミングを発生させる。
【００２５】
前記補正処理部８２におけるオフセット補正及びゲイン補正は、次式により行われる。
【００２６】
【数１】

【００２７】
本比較例においては、従来のようにコイルやコンデンサを用いることなく、駆動信号発生用ＣＰＵ６２に内蔵したＲＯＭ６４に記憶した正弦波データを用いて水晶発振器６０の出力と同期して駆動信号を発生させるようにしているので、極めて安定した正弦波を得ることができ、トリム等による調整は不要である。
【００２８】
又、オフセット補正やゲイン補正も、従来のようにボリュームを用いることなく、信号処理用ＣＰＵ８０に内蔵した補正処理部８２で、前出（１）式のような計算により行うようにしているので、不安定なボリュームを用いる必要がなく、調整がきわめて容易であり、遠隔操作が可能で、インラインへの組み込みも容易である。
【００２９】
更に、ボリュームの取付けスペースも不要であり、小型化が可能になる。
【００３０】
次に、図１１を参照して、本発明の第１実施形態を詳細に説明する。
【００３１】
本実施形態は、比較例と同様の電気マイクロメータにおいて、水晶発振器６０から同期整流器７８に同期信号を直接与えるのではなく、図１１に示す如く、Ｄ／Ａ変換器６６から位相調整回路９０を介して同期整流器７８に同期信号を入力するようにしたものである。
【００３２】
前記位相調整回路９０は、図１２に詳細に示す如く、ゼロ付近でなく、出力が大きい時にキャリブレーションを行うための校正用スイッチ９２と、入力信号を記憶された所定量だけ遅延させるための、例えばバッテリによってバックアップされたメモリ９４とを備えている。
【００３３】
従って、入力信号が十分大きい時にバックアップメモリ９４に記憶したタイミングだけ遅延したタイミングで、同期検波用の基準信号が出力されるので、使用環境やケーブル長、プローブの種類の違い等により、寄生容量やセンサコイルのインピーダンスが変化した場合にも、該位相調整回路９０による遅延量を調整することによって、容易に対応できる。
【００３４】
他の点については、比較例と同様であるので説明は省略する。
【００３５】
プローブの種類による位相の変化を前出図７（Ａ）に、ケーブル長の違いによる位相の変化を図７（Ｂ）に示す。このように位相がずれた信号をそのまま同期整流すると、図７（Ｃ）の上段に示す如く、不整形の整流信号となり、正確な出力が得られないのに対し、本発明によれば、図７（Ｃ）の下段に示すような良好な整流信号が得られる。
【００３６】
本実施形態においては、バックアップメモリを用いているので、電源を切っても遅延量が記憶される。なお、電源が入る度に調整するようにして、バックアップを省略することも可能である。又、プローブやケーブルを交換した環境変化時に、自動セットされるようにすることもできる。更に、他の方法で位相ずれを検出できれば、校正スイッチ９２は省略可能である。
【００３７】
次に、図１３を参照して、本発明の第２実施形態を詳細に説明する。
【００３８】
本実施形態は、第１実施形態の信号処理用ＣＰＵ８０に、図１３に示す如く、更に、デジタルフィルタ９６を加えて、Ａ／Ｄ変換器５６の出力にヒステリシスを持たせたものである。
【００３９】
即ち、デジタルフィルタ９６が無く、ヒステリミスが無い場合には、図９に示した如く、判定レベル近傍の信号のふらつきにより表示がちらつくのに対して、ヒステリシスを持たせて、判定レベル近傍での信号のふらつきにより変位表示が変化しにくくなるようにした場合には、安定した表示を得ると共に、近似的に平均化された測定データを得ることができる。
【００４０】
ヒステリシスの処理の手順を図１４に示す。ここでヒステリシス量Ｎは、安定性を優先する場合には大きくし、速さを優先する場合には小さくすることができる。
【００４１】
Ｎ＝１の場合の表示値の変化例を図１５に実線Ａで示す。同じく破線Ｂで示す従来例と比べて、表示のちらつきが小さくなっていることが明らかである。
【００４２】
前記実施形態にかかる差動トランスを用いた多点測定システムの例を図１６に示す。
【００４３】
図において、１１０は、前記実施形態にかかる差動トランスを用いた電気マイクロメータ、１１２は、その出力を計数処理するカウンタ、１１４は、リンク用コネクタ１１２Ａを用いて、該カウンタ間を接続するリンクケーブル、１１６は、ＲＳ−２３２Ｃ等の通信用コネクタ１１２Ｂを用いて、例えば先頭のカウンタとパソコン（ＰＣ）１１８を接続するＲＳ−２３２Ｃ等の通信ケーブルである。
【００４４】
ここで、例えば原点オフセット値、スパン値、基準値からなる各差動トランスの３つのキャリブレーションデータは、予め検出してパソコン１１８に格納しておくことができる。
【００４５】
測定に測しては、開始前処理として、パソコン１１８から各差動トランスのキャリブレーションデータが呼び出されて、各カウンタ１１２に送信される。
【００４６】
測定を開始すると、各カウンタ１１２は前出（１）式の演算を行い、測定値を得て、パソコン１１８へデータ出力する。なお、カウンタ値をそのままパソコン１１８へ出力し、パソコン１１８内で各差動トランスのキャリブレーションデータを呼出して（１）式の演算を行い、リモートキャリブレーションにより測定値を得るように構成することもできる。この場合は、各カウンタ１１２の構成を簡単化できる。
【００４７】
更に、キャリブレーションのための専用コマンドとして、ゼロ測定コマンド、スパン測定コマンド、基準値測定コマンドを用意して、これらのコマンドをパソコン１１８で実行した後、各コマンドに応じた測定を各差動トランスに対して行い、それぞれの値を取込んでパソコン内部に格納することができる。
【００４８】
なお、前記実施形態においては、いずれも、本発明が電気マイクロメータに適用されていたが、本発明の適用対象はこれに限定されず、他の電気マイクロ製品や、差動トランスを用いた一般の測定器にも同様に適用できることは明らかである。
【００４９】
【発明の効果】
本発明によりボリュームを不要としたので、温度変化や経時変化の影響を軽減し、組み立て時の無調整化やキャリブレーションの簡易化を図ると共に、ボリューム取付けスペース分の削減による小型化が可能になり、多くの台数をインラインに組み込んで、自動制御に用いることが可能となる。
【００５０】
又、出力信号とプローブからの入力信号の位相ずれを補償する回路を設けたので、多種類のプローブやケーブルの延長等にも容易に対応可能となる。
【００５１】
又、表示にヒステリシスを持たせた場合には、応答速度を向上することができ、時定数の小さなフィルタでも表示のちらつきを抑えることが可能となり、高速応答が要求される自動制御にも用いることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 リニアエンコーダを用いて行われている従来の多点測定の例を示す構成図
【図２】 電気マイクロメータで用いられている差動トランスの原理を示す構成図
【図３】 同じくセンサコイル出力の例を示す線図
【図４】 従来の電気マイクロメータの構成例を示す回路図
【図５】 従来例におけるオフセット補正の様子を示す線図
【図６】 同じくゲイン補正の様子を示す線図
【図７】 センサ種類やケーブル長が異なる時の位相の変化例を示す線図
【図８】 従来例で表示のちらつきが生じている状態を示す線図
【図９】 ヒステリシスの考え方を示す線図
【図１０】 比較例の構成を示す回路図
【図１１】 本発明の第１実施形態の構成を示す回路図
【図１２】 第１実施形態で用いられている位相調整回路の具体的構成を示す回路図
【図１３】 本発明の第２実施形態の構成を示す回路図
【図１４】 第２実施形態で用いられているデジタルフィルタ内におけるヒステリシス処理の手順を示す流れ図
【図１５】 従来例と第２実施形態における表示値の変化状態を比較して示す線図
【図１６】 前記実施形態にかかる差動トランスを用いた多点測定システムの例を示す構成図[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a signal processing apparatus for obtaining a measurement signal from a differential transformer, and in particular, a differential which is suitable for application when a small displacement measuring instrument such as an electric micrometer is incorporated in-line. The present invention relates to a signal processing apparatus for a transformer.
[0002]
[Prior art]
As a displacement meter for measuring the displacement of a measurement object, an electric micrometer is used for in-line multipoint measurement as illustrated in FIG.
[0003]
In FIG. 1, 10 is an electric micrometer with a built-in differential transformer, 12 is a measurement unit, 12A is a volume for adjusting an offset or gain, 14 is a built-in unit case, 14A is a selector, and 14B is a confirmation. The meter 16 is a personal computer (PC).
[0004]
As shown in detail in FIG. 2, the electric micrometer 10 is provided symmetrically with respect to a core 26 to which displacement of the spindle 22 constituting the probe 20 is transmitted and a mechanical center position (referred to as a neutral point) of the core 26. By using the differential transformer including the sensor coils 28 and 30 connected in series to each other and using the change in the impedance of the sensor coils 28 and 30 according to the position of the core 26, the sensor coil is supplied from the external oscillator 32. Based on the change due to the position of the core 26 of the difference between the voltages E1 and E2 (E1 to E2) as shown in FIG. The displacement of the spindle 22 was detected.
[0005]
Specifically, as shown in FIG. 4, a sinusoidal drive signal generated by the oscillator 32 is applied to the sensor coils 28 and 30 via, for example, a transformer 40, and the neutral point output of the sensor coils 28 and 30 is output. The output of a variable resistor (referred to as a volume) 42 for zero adjustment (offset correction) is amplified by an amplifier 46, and a synchronous rectifier 52 is passed through a volume 48 for span adjustment (gain correction) and a capacitor 50 for offset removal. Is synchronized with the drive signal of the output of the oscillator 32 by the synchronous rectifier 52, and then half-wave or full-wave rectified, and then smoothed by the filter 54, and the analog signal of the filter 54 output is analog-digital (A / D) After being converted into a digital signal by the converter 56, a digital table is displayed by a display device 58 constituted by, for example, a liquid crystal display (LCD). It was. In the figure, 44 is a resistor.
[0006]
Therefore, in order to perform highly accurate measurement, it is necessary that the frequency stability and oscillation stability of the oscillator 32 are high, the amplification stability of the amplifier 46 is high, and the offset is low.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, the accuracy of the components of the coil and capacitor used in the oscillator 32 that generates the sine wave for driving the sensor coils 28 and 30 is not sufficient, and adjustment of the oscillation frequency and amplitude by the trimmer volume during assembly and calibration In addition, the frequency and voltage are likely to change due to temperature changes. On the other hand, there is a problem that high-precision parts are expensive and it is difficult to increase the stability.
[0008]
Further, as shown in FIG. 5, the offset correction and for adjusting the zero point by setting the origin, as shown in FIG. 6, the gain correction for adjusting the measurement span using the master workpiece or the like, the volume ( (Variable resistors ) 42 and 48, but the two volumes affect each other, making adjustment difficult. In addition, by using the volume, it is easy to be affected by temperature change and secular change. Further, there is a problem that it is difficult to reduce the size because of the space for mounting the volume.
[0009]
In particular, when performing multi-point measurement by incorporating in-line, it is practically impossible to manually perform offset correction and gain correction for each probe.
[0010]
Furthermore, in the synchronous detection method using the synchronous rectifier 52, when corresponding to various types of probes and signal cable lengths, as shown in FIGS. As shown in the upper part of FIG. 7C, there is a case where the synchronous rectification cannot be performed well and the waveform is broken.
[0011]
Further, when the A / D converter 56 converts an analog signal into a digital signal, unless a filter having a large time constant is inserted, it is difficult to suppress display flicker as shown in FIGS. It was a hindrance to speed improvement. This can be a fatal problem when not only displaying but also incorporating in-line for automatic control.
[0012]
The present invention has been made to solve the above-mentioned conventional problems, reduces the effects of temperature changes and changes over time, makes adjustments at the time of assembly and simplifies calibration, and, like a linear encoder, It is a first object to provide an electrical micro product that can be incorporated into an in-line and used for automatic control.
[0013]
The second object of the present invention is to make it possible to cope with various types of probes and cable extensions.
[0014]
It is a third object of the present invention to improve response speed and to suppress display flicker and the like even with a filter having a small time constant.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
The present invention relates to a signal processing apparatus for a differential transformer for obtaining a measurement signal from a differential transformer, a drive signal generating means for digitally generating a drive signal applied to the differential transformer, the drive signal and the differential transformer. Phase adjusting means for digitally compensating for the phase shift of the output signal of the output, means for determining the compensation amount of the phase adjusting means when the output of the differential transformer is large, not near zero, and offset correction for the output of the differential transformer And an output correction means for digitally correcting the gain, the first and second problems are solved.
[0016]
Further, the drive signal generating means digitally generates the drive signal by calling the waveform data stored in the memory in synchronization with the output of the crystal oscillator.
[0018]
Furthermore, the offset correction and gain correction, in which to perform externally.
[0020]
The present invention also solves the third problem by providing a hysteresis when displaying the measurement signal obtained from the output signal of the differential transformer to prevent display flicker.
[0021]
Furthermore, it has a data communication function between the electrical units.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0023]
First, a comparative example will be described. In this comparative example , as shown in FIG. 10, a crystal oscillator 60 that generates a clock signal and whose frequency stability is extremely higher than that of the conventional oscillator 32, and the output of the crystal oscillator 60, is a sinusoidal waveform according to the present invention. Read-only memory (ROM) 64 storing sine wave (SIN) data and digital / analog (D / A) for converting the output of the ROM 64 into an analog signal and outputting the analog signal ) A drive signal generating CPU 62 including a converter 66, a high-precision resistor array 44 and a stable gain amplifier 68 for amplifying the voltage generated at the midpoint of the sensor coils 28 and 30 as in the prior art; For example, a range switching circuit 70 including an amplifier 72 and switches 74 and 76 for switching the measurement range between 0.1 μm and 1 μm, and the range switching circuit A synchronous rectifier 78 for rectifying the output of 70 in synchronization with the clock signal of the output of the crystal oscillator 60, a filter 54 for smoothing the output of the synchronous rectifier 78, and converting the output of the filter 54 into a digital signal. For example, a 14-bit A / D converter 56, a correction processing unit 82 that digitally performs offset correction and gain correction according to the present invention, a display processing unit 84, an offset / input / output processing unit 86, and a D / A output unit 88 are provided. The signal processing CPU 80 is included.
[0024]
In the ROM 64, sine wave data is calculated and stored in advance, and the crystal oscillator 60 generates a read timing of the sine wave data in the ROM 64.
[0025]
The offset correction and gain correction in the correction processing unit 82 are performed by the following equations.
[0026]
[Expression 1]

[0027]
In this comparative example , a drive signal is generated in synchronism with the output of the crystal oscillator 60 using sine wave data stored in the ROM 64 built in the drive signal generating CPU 62 without using a coil or a capacitor as in the prior art. Therefore, an extremely stable sine wave can be obtained, and adjustment by trimming or the like is not necessary.
[0028]
In addition, offset correction and gain correction are also performed by the calculation shown in the above equation (1) by the correction processing unit 82 built in the signal processing CPU 80 without using a volume as in the prior art. There is no need to use an unstable volume, adjustment is extremely easy, remote control is possible, and incorporation into an inline is easy.
[0029]
Furthermore, a volume mounting space is not required, and the size can be reduced.
[0030]
Next, a first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG.
[0031]
In the present embodiment, in the same electric micrometer as in the comparative example , a synchronization signal is not directly supplied from the crystal oscillator 60 to the synchronous rectifier 78, but a phase adjustment circuit 90 is provided from the D / A converter 66 as shown in FIG. Thus, a synchronous signal is input to the synchronous rectifier 78.
[0032]
As shown in detail in FIG. 12, the phase adjustment circuit 90 includes a calibration switch 92 for performing calibration when the output is large, not near zero, and a delay for an input signal by a predetermined amount. For example, a memory 94 backed up by a battery is provided.
[0033]
Therefore, since the reference signal for synchronous detection is output at a timing delayed by the timing stored in the backup memory 94 when the input signal is sufficiently large, the parasitic capacitance or the cable length depends on the usage environment, cable length, probe type, etc. Even when the impedance of the sensor coil changes, it can be easily handled by adjusting the delay amount by the phase adjustment circuit 90.
[0034]
The other points are the same as in the comparative example, and thus the description thereof is omitted.
[0035]
FIG. 7A shows the change in phase depending on the type of probe, and FIG. 7B shows the change in phase due to the difference in cable length. If a signal whose phase is shifted in this way is synchronously rectified as it is, an unshaped rectified signal is obtained as shown in the upper part of FIG. 7C, and an accurate output cannot be obtained. A good rectified signal can be obtained as shown in the lower part of FIG.
[0036]
In the present embodiment, since the backup memory is used, the delay amount is stored even when the power is turned off. It is also possible to omit the backup by adjusting each time the power is turned on. It can also be automatically set when the environment changes after the probe or cable is replaced. Furthermore, if the phase shift can be detected by another method, the calibration switch 92 can be omitted.
[0037]
Next, a second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG.
[0038]
In the present embodiment, as shown in FIG. 13, a digital filter 96 is further added to the signal processing CPU 80 of the first embodiment so that the output of the A / D converter 56 has hysteresis.
[0039]
That is, when there is no digital filter 96 and there is no hysteresis, the display flickers due to the fluctuation of the signal near the judgment level as shown in FIG. When the displacement display is made difficult to change due to the wobbling, it is possible to obtain a stable display and to obtain approximately averaged measurement data.
[0040]
FIG. 14 shows the procedure of hysteresis processing. Here, the hysteresis amount N can be increased when priority is given to stability, and can be reduced when priority is given to speed.
[0041]
A change example of the display value when N = 1 is shown by a solid line A in FIG. It is clear that the display flicker is smaller than that of the conventional example, which is also indicated by the broken line B.
[0042]
An example of a multipoint measurement system using the differential transformer according to the embodiment is shown in FIG.
[0043]
In the figure, 110 is an electric micrometer using the differential transformer according to the embodiment, 112 is a counter that counts the output, and 114 is a link that connects the counters using a link connector 112A. A cable 116 is a communication cable such as RS-232C that connects, for example, a leading counter and a personal computer (PC) 118 using a communication connector 112B such as RS-232C.
[0044]
Here, for example, three calibration data of each differential transformer including an origin offset value, a span value, and a reference value can be detected in advance and stored in the personal computer 118.
[0045]
In measurement, as a pre-start process, calibration data of each differential transformer is called from the personal computer 118 and transmitted to each counter 112.
[0046]
When the measurement is started, each counter 112 performs the calculation of the above equation (1), obtains the measured value, and outputs the data to the personal computer 118. The counter value may be output to the personal computer 118 as it is, the calibration data of each differential transformer is called in the personal computer 118, the calculation of equation (1) is performed, and the measurement value is obtained by remote calibration. it can. In this case, the configuration of each counter 112 can be simplified.
[0047]
In addition, zero measurement commands, span measurement commands, and reference value measurement commands are prepared as dedicated commands for calibration. After these commands are executed on the personal computer 118, measurement according to each command is performed for each differential transformer. Can be taken and stored in the personal computer.
[0048]
In any of the above-described embodiments, the present invention is applied to an electric micrometer. However, the application target of the present invention is not limited to this, and other electric micro products and general transformers using a differential transformer are used. Obviously, this can be applied to other measuring instruments.
[0049]
【The invention's effect】
Having eliminated the volume by the present invention, to reduce the effect of time and temperature change, there is ensured the adjustment-free and simplified calibration during assembly, it can be miniaturized by reducing the volume mounting space min A large number of units can be incorporated in-line and used for automatic control.
[0050]
In addition, since a circuit for compensating for the phase shift between the output signal and the input signal from the probe is provided, it is possible to easily cope with various types of probes and cable extensions.
[0051]
In addition, when the display has hysteresis, the response speed can be improved, and even a filter with a small time constant can suppress flickering of the display, and it can also be used for automatic control that requires high-speed response. Is possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a conventional multipoint measurement performed using a linear encoder. FIG. 2 is a block diagram showing the principle of a differential transformer used in an electric micrometer. Diagram showing an example of sensor coil output [Fig. 4] Circuit diagram showing a configuration example of a conventional electric micrometer [Fig. 5] Diagram showing an offset correction in a conventional example [Fig. 6] Similarly, gain correction Diagram showing [Fig. 7] Diagram showing an example of phase change when the sensor type and cable length are different [Fig. 8] Diagram showing the state of flickering in the conventional example [Fig. 9] Concept of hysteresis circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of a circuit diagram 11 present invention shows a diagram 10 shows a comparison example structure showing the Figure 12 of the phase adjusting circuit used in the first embodiment Circuit diagram showing specific configuration [FIG. 13] Circuit diagram showing a configuration of a second embodiment of the invention Figure 14 displays value according to a second flow [15] showing the procedure of a hysteresis processing in a digital filter used in the embodiment conventional example and the second embodiment FIG. 16 is a configuration diagram showing an example of a multipoint measurement system using the differential transformer according to the embodiment.

Claims (5)

差動トランスから測定信号を得るための差動トランスの信号処理装置において、
差動トランスに印加する駆動信号をデジタルで発生する駆動信号発生手段と、
前記駆動信号と前記差動トランスの出力信号の位相ずれをデジタルで補償する位相調整手段と、
該位相調整手段の補償量を、差動トランスの出力がゼロ付近でなく大きい時に求める手段と、
前記差動トランスの出力に対するオフセット補正及びゲイン補正をデジタルで行う出力補正手段と、
を備えたことを特徴とする差動トランスの信号処理装置。In the signal processing apparatus of the differential transformer for obtaining the measurement signal from the differential transformer,
Drive signal generating means for digitally generating a drive signal to be applied to the differential transformer;
Phase adjustment means for digitally compensating for a phase shift between the drive signal and the output signal of the differential transformer;
Means for determining the amount of compensation of the phase adjusting means when the output of the differential transformer is large, not near zero;
Output correction means for digitally performing offset correction and gain correction for the output of the differential transformer;
A signal processing apparatus for a differential transformer, comprising: 前記駆動信号発生手段が、メモリに記憶した波形データを、水晶発振器の出力に同期して呼出すことにより、前記駆動信号をデジタル的に生成するようにされていることを特徴とする請求項１に記載の差動トランスの信号処理装置。  2. The drive signal generating means is configured to digitally generate the drive signal by calling up waveform data stored in a memory in synchronization with an output of a crystal oscillator. The signal processing apparatus of the differential transformer as described. 前記オフセット補正及びゲイン補正を、外部で行うことを特徴とする請求項１に記載の差動トランスの信号処理装置。The differential transformer signal processing apparatus according to claim 1, wherein the offset correction and the gain correction are performed externally. 前記差動トランスの出力信号から得た測定信号を表示するに際して、ヒステリシスを持たせて、表示のちらつきを防止したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の差動トランスの信号処理装置。In displaying the measurement signal obtained from the output signal of the differential transformer, a hysteresis, differential transformer signals according to any one of claims 1 to 3, characterized in that to prevent display flicker Processing equipment. 更に、電装ユニット間のデータ通信機能を備えたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の差動トランスの信号処理装置。Further, the differential transformer signal processing apparatus according to any one of claims 1 to 4, further comprising a data communication function between the electrical unit.

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