JP3906698B2 - 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ - Google Patents
高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の高周波信号伝達装置の一例として従来の電子チューナについて述べる。従来の電子チューナは、図４に示すように、テレビジョン信号が入力される入力端子１と、この入力端子１に接続された低雑音の高周波増幅器２と、この高周波増幅器２の出力が一方の入力に接続されるとともに、他方の端子には局部発振器４の出力が接続された混合器５と、この混合器５の出力が接続されたバンドパスフィルタ６と、このバンドパスフィルタ６の出力が接続された中間周波増幅器７と、この中間周波増幅器７の出力が一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には局部発振器８の出力が接続された混合器９と、この混合器９の出力が接続されたバンドパスフィルタ１０と、このバンドパスフィルタ１０の出力が接続された第２の中間周波増幅器１１と、この第２の中間周波増幅器１１の出力が接続された出力端子１２とで構成されていた。
【０００３】
そして、これらの構成部品は全て低いインピーダンスの５０オーム系で接続されるとともに、不平衡回路で構成されていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのような従来の電子チューナに用いる高周波信号伝達装置は、５０オームという低いインピーダンスの部品で構成されていたため、大きな電流が流れ消費電力が大きくなるという問題があった。また、全ての部品は不平衡回路で構成されていたため、単一の能動素子で扱う信号の振幅は小さいものであった。従って、この信号を大きく増幅するために複数の増幅器が必要となり、結論として消費電力が大きくなるという問題があった。
【０００５】
本発明は、この問題を解決したもので消費電力の小さい高周波信号伝達装置を提供することを目的としたものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波信号伝達装置は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるとともにオープンコレクタ型の第１の能動素子と、この第１の能動素子の出力に接続された整合回路と、この整合回路の出力に接続されたフィルタと、このフィルタの出力に接続された第２の能動素子と、この第２の能動素子の出力が供給される出力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記整合回路と前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給するものである。
【０００７】
これにより、低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるとともにオープンコレクタ型の第１の能動素子と、この第１の能動素子の出力に接続された整合回路と、この整合回路の出力に接続されたフィルタと、このフィルタの出力に接続された第２の能動素子と、この第２の能動素子の出力が供給される出力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記整合回路と前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する高周波信号伝達装置であり、能動素子の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【０００９】
また、平衡回路を用いているので、信号の振幅が大きくなり、その分増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【００１０】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００１１】
さらにまた、第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００１２】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、第１の能動素子と第２の能動素子とは四角形をした一つのパッケージに集積されるとともに、前記第１の能動素子と前記第２の能動素子とは夫々隣接する辺の近傍に配置された請求項１に記載の高周波信号伝達装置であり、集積回路化されているので、安定した性能でしかも製造工程が簡略化される。また、小型化も実現できる。
【００１４】
更に、隣接する辺に第１の能動素子と第２の能動素子が配置されているので、フィルタへの配線が容易となる。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、第１の能動素子と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の内側のパターン長を長くすることにより行う請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、第１の能動素子と第２の能動素子とは隣接する辺の近傍に設けられているので、その間を結ぶ平衡線路は外側の方が長くなる。これの補正にフィルタより前では整合回路内の素子の定数で補正するので、補正のための別部品は不要となる。また、フィルタより後ではパターンの長さで補正するので、プリント基板の作成時にエッチング技術で対応でき、ここでも補正のための部品は不要となる。
【００１６】
請求項４に記載の発明は、第１の能動素子と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の外側のパターン幅を内側パターン幅より太くすることにより行う請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、第１の能動素子と第２の能動素子とは隣接する辺の近傍に設けられているので、その間を結ぶ平衡線路は外側の方が長くなる。これの補正にフィルタより前では整合回路内の素子の定数で補正するので、補正のための別部品は不要となる。また、フィルタより後ではパターンの太さで補正するので、プリント基板の作成時にエッチング技術で対応でき、ここでも補正のための部品は不要となる。また、パターンが太くなるので、直流抵抗が少なくなり損失が少なくなる。
【００１７】
請求項５に記載の発明は、整合回路とフィルタとの間の平衡線路の夫々の線路の長さを等しくした請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、回路の平衡性を更に向上させることができる。
【００１８】
請求項６に記載の発明は、平衡線路間の距離は０．３ｍｍ以上とした請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、線間容量による悪影響を排除することができる。
【００１９】
請求項７に記載の発明は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振器の出力が供給される混合器と、この混合器の出力が接続された整合回路と、この整合回路の出力が接続されたフィルタと、このフィルタの出力が接続された中間周波増幅器と、この中間周波増幅器の出力が供給される出力端子とを備え、前記混合器のトランジスタはオープンコレクタとし、少なくとも前記混合器と前記整合回路と前記フィルタと前記中間周波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記混合器の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした電子チューナにおいて、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する電子チューナであり、混合器の出力は従来の５０オームに比べて高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２０】
また、平衡回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２１】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００２２】
さらにまた、混合器のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００２３】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【００２４】
請求項８に記載の発明は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が供給される第１の混合器と、この第１の混合器の出力が接続された第１の整合回路と、この第１の整合回路の出力が接続された第１のフィルタと、この第１のフィルタの出力が接続された第１の中間周波増幅器と、この第１の中間周波増幅器の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には第２の局部発振器の出力が接続された第２の混合器と、この第２の混合器の出力が接続された第２の整合回路と、この第２の整合回路の出力が接続された第２のフィルタと、この第２のフィルタの出力が接続された第２の中間周波増幅器と、この第２の中間周波増幅器の出力が接続された出力端子とを備え、前記第１の混合器のトランジスタはオープンコレクタとし、少なくとも前記第１の混合器と前記第１の整合回路と前記第１のフィルタと前記第１の中間周波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の混合器の出力は高インピーダンスにするとともに、前記第１の整合回路は前記第１のフィルタ側から前記第１の整合回路を見たインピーダンスと、前記第１の整合回路側から前記第１のフィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記第１のフィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記第１の整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記第１のフィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する電子チューナであり、第１の混合器の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２５】
なお、平衡回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２６】
また、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００２７】
更に、ダブルスーパー電子チューナであり、妨害排除能力を大きくすることができる。
【００２８】
さらにまた、第１の混合器のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００２９】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位 置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【００３０】
請求項９に記載の発明は、第１の混合器から出力される出力周波数は、入力端子に入力される最大周波数の２倍以上の周波数とした請求項８に記載の電子チューナであり、妨害排除能力の大きな電子チューナを実現することができる。
【００３１】
請求項１０に記載の発明の第１のフィルタの帯域幅は、入力端子に入力される信号の帯域幅の略５倍とした請求項９に記載の電子チューナであり、第１のフィルタの周囲温度のバラツキや、中心周波数のバラツキを吸収することができる。
【００３２】
以下、本発明の一実施の形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態における電子チューナ（高周波信号伝達装置の一例として用いた）のブロック図である。
【００３３】
図１において、２１は、５０ＭＨｚから９００ＭＨｚのテレビジョン信号が入力される入力端子であり、この入力端子２１には平衡・不平衡変換器２２が接続されている。この平衡・不平衡変換器２２では不平衡で７５オームのインピーダンスから７５オームの平衡出力に変換している。このように入力インピーダンスの整数倍のインピーダンスに変換することにより、平衡・不平衡変換器２２の構成が簡単になる。
【００３４】
そしてこの出力は、点線で囲まれた集積回路３７内に入力され低雑音の高周波増幅器２３に接続される。この高周波増幅器２３の出力は混合器（第１の能動素子の一例として用いた）２６の一方の入力に接続されている。また、この混合器２６の他方の入力には局部発振器２７の出力が接続されている。また、この混合器２６では局部発振器２７の出力により１８９０ＭＨｚの中間周波数に変換される。この周波数１８９０ＭＨｚは、入力端子２１に入力される最大の周波数９００ＭＨｚの２倍以上に設定されている。このように中間周波数を２倍以上に設定することにより、３次歪みを低減することができる。また、イメージ妨害も確実に除去することができる。
【００３５】
また混合器２６の出力はオープンコレクタで構成されており、その出力は集積回路３７の外に設けられた整合回路２８に接続されている。この整合回路２８の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成されたバンドパスフィルタ２９に接続され、その出力は集積回路３７内の中間周波増幅器（第２の能動素子の一例として用いた）３０に接続されている。この中間周波増幅器３０の出力は混合器（第１の能動素子の一例として用いた）３１の一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には局部発振器３２の出力が接続されている。この混合器３１では局部発振器３２の出力により４４ＭＨｚの第２の中間周波数に変換される。このような周波数に変換されることにより、次段以降の処理が容易になる。
【００３６】
また混合器３１の出力はオープンコレクタで構成されており、その出力は集積回路３７の外に設けられた整合回路３３に接続されている。この整合回路３３の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成されたバンドパスフィルタ３４に接続され、その出力は集積回路３７内の第２の中間周波増幅器（第２の能動素子の一例として用いた）３５に接続されている。そして、この中間周波増幅器３５の出力は集積回路３７の出力端子３６に接続されている。ここで、バンドパスフィルタ２９と３４は共にＳＡＷ（表面弾性波）フィルタを使用している。
【００３７】
このように、混合器２６，３１の出力はオープンコレクタとし、ＳＡＷフィルタ２９，３４の入力インピーダンスは２００オームとなっており、従来の５０オームに比べて高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００３８】
また、これらの構成部品は全て高いインピーダンスの２００オーム系で接続されるとともに、平衡回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となり、この面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００３９】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００４０】
また、本実施の形態では、ダブルスーパー型の電子チューナを構成しているので、イメージ妨害の排除が容易な電子チューナが実現できる。なお、本実施の形態ではダブルスーパー型の電子チューナとしたが、これはシングルスーパー型の電子チューナであっても良い。また、本実施の形態では、ダウン側の混合器３１をオープンコレクタとしたが、この混合器３１の出力を５０オームとすると共にバンドパスフィルタ３４も５０オームの入力インピーダンスでドライブできるものを用いることもできる。この場合には整合回路３３が不要になる。
【００４１】
なお、バンドパスフィルタ２９の帯域幅は、入力端子２１に入力される信号の帯域幅の略５倍の帯域幅のものを用いることが望ましい。本実施の形態では２５〜３０ＭＨｚの帯域幅のものを用いている。これは周囲温度の変化によるバラツキやフィルタのバラツキを吸収するための配慮である。また、バンドパスフィルタ３４の帯域幅は６ＭＨｚ〜８ＭＨｚのものを用いている。このフィルタ３４では、通過周波数が４４ＭＨｚであり、バンドパスフィルタ２９の通過周波数に比べて低い。従って、温度変化や部品のバラツキに対する保障より、妨害信号の通過を阻止することに重点をおいている。
【００４２】
次に、図２を用いて整合回路を説明する。整合回路２８，３３のうち整合回路２８を例に説明する。整合回路２８は、バンドパスフィルタ２９と接続されて、集積回路３７の辺４１の近傍に設けられた混合器２６と、前記辺４１に隣接する辺４２の近傍に設けられた中間周波増幅器３０との間に配置される。
【００４３】
先ず、バンドパスフィルタ２９の出力につながる平衡線路４５について説明する。平衡線路４５の内側と外側では外側の線路の方が内側の線路より長くなる。そこで、平衡線路４５のインピーダンスを等しくするには、内側の線路４３を湾曲４３ａさせて外側の線路４４のインピーダンスと等しくする必要がある。又は、外側の線路４４を内側の線路４３より太くして平衡線路のインピーダンスを平衡にしても良い。いずれにしてもプリント基板の製造と同時にエッチング技術で形成できるので、薄型化と低価格化が実現できる。
【００４４】
なお、バンドパスフィルタ２９の出力インピーダンスは２００オームなので、中間周波増幅器３０の入力インピーダンスも２００オームに設定している。これは、中間周波増幅器３０を形成するトランジスタのバイアス抵抗で実現している。
【００４５】
次に、混合器２６につながる平衡線路４６側について説明する。この平衡線路４６には整合回路２８が設けられている。４７は電源であり、コンデンサ４８を介してグランドに接続されている。また、この電源４７からチップインダクタ４９とチップインダクタ５０の直列接続体を介して、混合器２６の一方のトランジスタのコレクタに接続され、このトランジスタのコレクタに電源を供給している。
【００４６】
同様に、電源４７からチップインダクタ５１とチップインダクタ５２の直列接続体を介して、混合器２６の他方のトランジスタのコレクタに接続され、このトランジスタのコレクタに電源を供給している。ここで、コンデンサ５３から５６は直流阻止用に挿入されたコンデンサである。
【００４７】
これらのチップ部品はリフローはんだ付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が製造時に変動することはない。従って、安定した性能を得ることができる。
【００４８】
また、この整合回路２８の実装においては、以下のことに配慮すべきである。即ち、チップインダクタ４９と平衡線路４６の内側の線路５７との接続点５８と、バンドパスフィルタ２９の入力までの長さは、チップインダクタ５１と平衡線路４６の外側の線路５９との接続点６０と、バンドパスフィルタ２９の入力までの長さと等しくして、双方のインピーダンスを等しくして平衡を保つ必要がある。どうしても長さを等しくできないときは、パターンの太さを変えてインピーダンスを等しくしても良い。
【００４９】
なお、本実施の形態では整合回路２８のインダクタとしてチップインダクタ４９から５２のチップ部品を用いたが、これはプリント基板にパターンでインダクタを形成しても良い。このようにパターンインダクタを用いることによりエッチング技術でインダクタが実現できるので、薄型化と低価格化が実現できる。
【００５０】
また、平衡線路４６の内側の線路５７と外側の線路５９とのインピーダンスの相違はチップインダクタ５０とチップインダクタ５２の値を変えて補正する。また、混合器２６のトランジスタのオープンコレクタはインダクタ４９，５０，５１，５２を用いて供給しているので、直流の電圧降下はなく、大きな増幅度が得られる。
【００５１】
また、バンドパスフィルタ２９の入力インピーダンスも２００オームなので、バンドパスフィルタ２９の入口６１から整合回路２８や混合器２６を見たインピーダンスをバンドパスフィルタ２９の入力インピーダンスに合わせることが損失を少なくする上で重要である。また、平衡線路４６側は混合器２６がオープンコレクタであり、平衡線路４５側に比べてインピーダンスが高いので、平衡線路４５側より短くしておくことが重要である。
【００５２】
図３は、平衡線路４５の平面図である。平衡線路４５の内側の線路４３のパターンの幅６２と外側の線路４４のパターンの幅６３は、共に０．２ｍｍにしている。また、線路４３と線路４４との間隔６４は０．３ｍｍとして、線間容量の影響を少なくしている。なお、平衡線路４６側に関しても同様である。
【００５３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、第１の能動素子と整合回路とフィルタと第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記第１のフィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記第１の整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記第１のフィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給するものであり、能動素子の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【００５４】
また、平衡回路を用いているので、単一の能動素子での信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【００５５】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００５６】
さらにまた、第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００５７】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施の形態における電子チューナのブロック図
【図２】 同、整合回路とその近傍の回路図
【図３】 同、平衡線路の平面図
【図４】 従来の電子チューナのブロック図
【符号の説明】
２１ 入力端子
２６ 混合器
２８ 整合回路
２９ バンドパスフィルタ
３０ 中間周波増幅器
３６ 出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の高周波信号伝達装置の一例として従来の電子チューナについて述べる。従来の電子チューナは、図４に示すように、テレビジョン信号が入力される入力端子１と、この入力端子１に接続された低雑音の高周波増幅器２と、この高周波増幅器２の出力が一方の入力に接続されるとともに、他方の端子には局部発振器４の出力が接続された混合器５と、この混合器５の出力が接続されたバンドパスフィルタ６と、このバンドパスフィルタ６の出力が接続された中間周波増幅器７と、この中間周波増幅器７の出力が一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には局部発振器８の出力が接続された混合器９と、この混合器９の出力が接続されたバンドパスフィルタ１０と、このバンドパスフィルタ１０の出力が接続された第２の中間周波増幅器１１と、この第２の中間周波増幅器１１の出力が接続された出力端子１２とで構成されていた。
【０００３】
そして、これらの構成部品は全て低いインピーダンスの５０オーム系で接続されるとともに、不平衡回路で構成されていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのような従来の電子チューナに用いる高周波信号伝達装置は、５０オームという低いインピーダンスの部品で構成されていたため、大きな電流が流れ消費電力が大きくなるという問題があった。また、全ての部品は不平衡回路で構成されていたため、単一の能動素子で扱う信号の振幅は小さいものであった。従って、この信号を大きく増幅するために複数の増幅器が必要となり、結論として消費電力が大きくなるという問題があった。
【０００５】
本発明は、この問題を解決したもので消費電力の小さい高周波信号伝達装置を提供することを目的としたものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波信号伝達装置は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるとともにオープンコレクタ型の第１の能動素子と、この第１の能動素子の出力に接続された整合回路と、この整合回路の出力に接続されたフィルタと、このフィルタの出力に接続された第２の能動素子と、この第２の能動素子の出力が供給される出力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記整合回路と前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給するものである。
【０００７】
これにより、低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるとともにオープンコレクタ型の第１の能動素子と、この第１の能動素子の出力に接続された整合回路と、この整合回路の出力に接続されたフィルタと、このフィルタの出力に接続された第２の能動素子と、この第２の能動素子の出力が供給される出力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記整合回路と前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する高周波信号伝達装置であり、能動素子の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【０００９】
また、平衡回路を用いているので、信号の振幅が大きくなり、その分増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【００１０】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００１１】
さらにまた、第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００１２】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、第１の能動素子と第２の能動素子とは四角形をした一つのパッケージに集積されるとともに、前記第１の能動素子と前記第２の能動素子とは夫々隣接する辺の近傍に配置された請求項１に記載の高周波信号伝達装置であり、集積回路化されているので、安定した性能でしかも製造工程が簡略化される。また、小型化も実現できる。
【００１４】
更に、隣接する辺に第１の能動素子と第２の能動素子が配置されているので、フィルタへの配線が容易となる。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、第１の能動素子と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の内側のパターン長を長くすることにより行う請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、第１の能動素子と第２の能動素子とは隣接する辺の近傍に設けられているので、その間を結ぶ平衡線路は外側の方が長くなる。これの補正にフィルタより前では整合回路内の素子の定数で補正するので、補正のための別部品は不要となる。また、フィルタより後ではパターンの長さで補正するので、プリント基板の作成時にエッチング技術で対応でき、ここでも補正のための部品は不要となる。
【００１６】
請求項４に記載の発明は、第１の能動素子と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の外側のパターン幅を内側パターン幅より太くすることにより行う請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、第１の能動素子と第２の能動素子とは隣接する辺の近傍に設けられているので、その間を結ぶ平衡線路は外側の方が長くなる。これの補正にフィルタより前では整合回路内の素子の定数で補正するので、補正のための別部品は不要となる。また、フィルタより後ではパターンの太さで補正するので、プリント基板の作成時にエッチング技術で対応でき、ここでも補正のための部品は不要となる。また、パターンが太くなるので、直流抵抗が少なくなり損失が少なくなる。
【００１７】
請求項５に記載の発明は、整合回路とフィルタとの間の平衡線路の夫々の線路の長さを等しくした請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、回路の平衡性を更に向上させることができる。
【００１８】
請求項６に記載の発明は、平衡線路間の距離は０．３ｍｍ以上とした請求項２に記載の高周波信号伝達装置であり、線間容量による悪影響を排除することができる。
【００１９】
請求項７に記載の発明は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振器の出力が供給される混合器と、この混合器の出力が接続された整合回路と、この整合回路の出力が接続されたフィルタと、このフィルタの出力が接続された中間周波増幅器と、この中間周波増幅器の出力が供給される出力端子とを備え、前記混合器のトランジスタはオープンコレクタとし、少なくとも前記混合器と前記整合回路と前記フィルタと前記中間周波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記混合器の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした電子チューナにおいて、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する電子チューナであり、混合器の出力は従来の５０オームに比べて高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２０】
また、平衡回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２１】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００２２】
さらにまた、混合器のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００２３】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【００２４】
請求項８に記載の発明は、テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が供給される第１の混合器と、この第１の混合器の出力が接続された第１の整合回路と、この第１の整合回路の出力が接続された第１のフィルタと、この第１のフィルタの出力が接続された第１の中間周波増幅器と、この第１の中間周波増幅器の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には第２の局部発振器の出力が接続された第２の混合器と、この第２の混合器の出力が接続された第２の整合回路と、この第２の整合回路の出力が接続された第２のフィルタと、この第２のフィルタの出力が接続された第２の中間周波増幅器と、この第２の中間周波増幅器の出力が接続された出力端子とを備え、前記第１の混合器のトランジスタはオープンコレクタとし、少なくとも前記第１の混合器と前記第１の整合回路と前記第１のフィルタと前記第１の中間周波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の混合器の出力は高インピーダンスにするとともに、前記第１の整合回路は前記第１のフィルタ側から前記第１の整合回路を見たインピーダンスと、前記第１の整合回路側から前記第１のフィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記第１のフィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記第１の整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記第１のフィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する電子チューナであり、第１の混合器の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２５】
なお、平衡回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００２６】
また、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００２７】
更に、ダブルスーパー電子チューナであり、妨害排除能力を大きくすることができる。
【００２８】
さらにまた、第１の混合器のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００２９】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位 置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【００３０】
請求項９に記載の発明は、第１の混合器から出力される出力周波数は、入力端子に入力される最大周波数の２倍以上の周波数とした請求項８に記載の電子チューナであり、妨害排除能力の大きな電子チューナを実現することができる。
【００３１】
請求項１０に記載の発明の第１のフィルタの帯域幅は、入力端子に入力される信号の帯域幅の略５倍とした請求項９に記載の電子チューナであり、第１のフィルタの周囲温度のバラツキや、中心周波数のバラツキを吸収することができる。
【００３２】
以下、本発明の一実施の形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態における電子チューナ（高周波信号伝達装置の一例として用いた）のブロック図である。
【００３３】
図１において、２１は、５０ＭＨｚから９００ＭＨｚのテレビジョン信号が入力される入力端子であり、この入力端子２１には平衡・不平衡変換器２２が接続されている。この平衡・不平衡変換器２２では不平衡で７５オームのインピーダンスから７５オームの平衡出力に変換している。このように入力インピーダンスの整数倍のインピーダンスに変換することにより、平衡・不平衡変換器２２の構成が簡単になる。
【００３４】
そしてこの出力は、点線で囲まれた集積回路３７内に入力され低雑音の高周波増幅器２３に接続される。この高周波増幅器２３の出力は混合器（第１の能動素子の一例として用いた）２６の一方の入力に接続されている。また、この混合器２６の他方の入力には局部発振器２７の出力が接続されている。また、この混合器２６では局部発振器２７の出力により１８９０ＭＨｚの中間周波数に変換される。この周波数１８９０ＭＨｚは、入力端子２１に入力される最大の周波数９００ＭＨｚの２倍以上に設定されている。このように中間周波数を２倍以上に設定することにより、３次歪みを低減することができる。また、イメージ妨害も確実に除去することができる。
【００３５】
また混合器２６の出力はオープンコレクタで構成されており、その出力は集積回路３７の外に設けられた整合回路２８に接続されている。この整合回路２８の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成されたバンドパスフィルタ２９に接続され、その出力は集積回路３７内の中間周波増幅器（第２の能動素子の一例として用いた）３０に接続されている。この中間周波増幅器３０の出力は混合器（第１の能動素子の一例として用いた）３１の一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には局部発振器３２の出力が接続されている。この混合器３１では局部発振器３２の出力により４４ＭＨｚの第２の中間周波数に変換される。このような周波数に変換されることにより、次段以降の処理が容易になる。
【００３６】
また混合器３１の出力はオープンコレクタで構成されており、その出力は集積回路３７の外に設けられた整合回路３３に接続されている。この整合回路３３の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成されたバンドパスフィルタ３４に接続され、その出力は集積回路３７内の第２の中間周波増幅器（第２の能動素子の一例として用いた）３５に接続されている。そして、この中間周波増幅器３５の出力は集積回路３７の出力端子３６に接続されている。ここで、バンドパスフィルタ２９と３４は共にＳＡＷ（表面弾性波）フィルタを使用している。
【００３７】
このように、混合器２６，３１の出力はオープンコレクタとし、ＳＡＷフィルタ２９，３４の入力インピーダンスは２００オームとなっており、従来の５０オームに比べて高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００３８】
また、これらの構成部品は全て高いインピーダンスの２００オーム系で接続されるとともに、平衡回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となり、この面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００３９】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００４０】
また、本実施の形態では、ダブルスーパー型の電子チューナを構成しているので、イメージ妨害の排除が容易な電子チューナが実現できる。なお、本実施の形態ではダブルスーパー型の電子チューナとしたが、これはシングルスーパー型の電子チューナであっても良い。また、本実施の形態では、ダウン側の混合器３１をオープンコレクタとしたが、この混合器３１の出力を５０オームとすると共にバンドパスフィルタ３４も５０オームの入力インピーダンスでドライブできるものを用いることもできる。この場合には整合回路３３が不要になる。
【００４１】
なお、バンドパスフィルタ２９の帯域幅は、入力端子２１に入力される信号の帯域幅の略５倍の帯域幅のものを用いることが望ましい。本実施の形態では２５〜３０ＭＨｚの帯域幅のものを用いている。これは周囲温度の変化によるバラツキやフィルタのバラツキを吸収するための配慮である。また、バンドパスフィルタ３４の帯域幅は６ＭＨｚ〜８ＭＨｚのものを用いている。このフィルタ３４では、通過周波数が４４ＭＨｚであり、バンドパスフィルタ２９の通過周波数に比べて低い。従って、温度変化や部品のバラツキに対する保障より、妨害信号の通過を阻止することに重点をおいている。
【００４２】
次に、図２を用いて整合回路を説明する。整合回路２８，３３のうち整合回路２８を例に説明する。整合回路２８は、バンドパスフィルタ２９と接続されて、集積回路３７の辺４１の近傍に設けられた混合器２６と、前記辺４１に隣接する辺４２の近傍に設けられた中間周波増幅器３０との間に配置される。
【００４３】
先ず、バンドパスフィルタ２９の出力につながる平衡線路４５について説明する。平衡線路４５の内側と外側では外側の線路の方が内側の線路より長くなる。そこで、平衡線路４５のインピーダンスを等しくするには、内側の線路４３を湾曲４３ａさせて外側の線路４４のインピーダンスと等しくする必要がある。又は、外側の線路４４を内側の線路４３より太くして平衡線路のインピーダンスを平衡にしても良い。いずれにしてもプリント基板の製造と同時にエッチング技術で形成できるので、薄型化と低価格化が実現できる。
【００４４】
なお、バンドパスフィルタ２９の出力インピーダンスは２００オームなので、中間周波増幅器３０の入力インピーダンスも２００オームに設定している。これは、中間周波増幅器３０を形成するトランジスタのバイアス抵抗で実現している。
【００４５】
次に、混合器２６につながる平衡線路４６側について説明する。この平衡線路４６には整合回路２８が設けられている。４７は電源であり、コンデンサ４８を介してグランドに接続されている。また、この電源４７からチップインダクタ４９とチップインダクタ５０の直列接続体を介して、混合器２６の一方のトランジスタのコレクタに接続され、このトランジスタのコレクタに電源を供給している。
【００４６】
同様に、電源４７からチップインダクタ５１とチップインダクタ５２の直列接続体を介して、混合器２６の他方のトランジスタのコレクタに接続され、このトランジスタのコレクタに電源を供給している。ここで、コンデンサ５３から５６は直流阻止用に挿入されたコンデンサである。
【００４７】
これらのチップ部品はリフローはんだ付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が製造時に変動することはない。従って、安定した性能を得ることができる。
【００４８】
また、この整合回路２８の実装においては、以下のことに配慮すべきである。即ち、チップインダクタ４９と平衡線路４６の内側の線路５７との接続点５８と、バンドパスフィルタ２９の入力までの長さは、チップインダクタ５１と平衡線路４６の外側の線路５９との接続点６０と、バンドパスフィルタ２９の入力までの長さと等しくして、双方のインピーダンスを等しくして平衡を保つ必要がある。どうしても長さを等しくできないときは、パターンの太さを変えてインピーダンスを等しくしても良い。
【００４９】
なお、本実施の形態では整合回路２８のインダクタとしてチップインダクタ４９から５２のチップ部品を用いたが、これはプリント基板にパターンでインダクタを形成しても良い。このようにパターンインダクタを用いることによりエッチング技術でインダクタが実現できるので、薄型化と低価格化が実現できる。
【００５０】
また、平衡線路４６の内側の線路５７と外側の線路５９とのインピーダンスの相違はチップインダクタ５０とチップインダクタ５２の値を変えて補正する。また、混合器２６のトランジスタのオープンコレクタはインダクタ４９，５０，５１，５２を用いて供給しているので、直流の電圧降下はなく、大きな増幅度が得られる。
【００５１】
また、バンドパスフィルタ２９の入力インピーダンスも２００オームなので、バンドパスフィルタ２９の入口６１から整合回路２８や混合器２６を見たインピーダンスをバンドパスフィルタ２９の入力インピーダンスに合わせることが損失を少なくする上で重要である。また、平衡線路４６側は混合器２６がオープンコレクタであり、平衡線路４５側に比べてインピーダンスが高いので、平衡線路４５側より短くしておくことが重要である。
【００５２】
図３は、平衡線路４５の平面図である。平衡線路４５の内側の線路４３のパターンの幅６２と外側の線路４４のパターンの幅６３は、共に０．２ｍｍにしている。また、線路４３と線路４４との間隔６４は０．３ｍｍとして、線間容量の影響を少なくしている。なお、平衡線路４６側に関しても同様である。
【００５３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、第１の能動素子と整合回路とフィルタと第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記第１のフィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記第１の整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記第１のフィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給するものであり、能動素子の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【００５４】
また、平衡回路を用いているので、単一の能動素子での信号の振幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の高周波信号伝達装置が実現できる。
【００５５】
更に、平衡回路を用いているので、外部から入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００５６】
さらにまた、第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、インダクタンス素子を介して供給するので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな増幅度を得ることができる。
【００５７】
さらに加えて、インダクタンス素子はチップ部品で形成されるとともにリフロー半田付けされているので、セルフアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後におけるパターンのインダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施の形態における電子チューナのブロック図
【図２】 同、整合回路とその近傍の回路図
【図３】 同、平衡線路の平面図
【図４】 従来の電子チューナのブロック図
【符号の説明】
２１ 入力端子
２６ 混合器
２８ 整合回路
２９ バンドパスフィルタ
３０ 中間周波増幅器
３６ 出力端子
Claims (10)
- テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるとともにオープンコレクタ型の第１の能動素子と、この第１の能動素子の出力に接続された整合回路と、この整合回路の出力に接続されたフィルタと、このフィルタの出力に接続された第２の能動素子と、この第２の能動素子の出力が供給される出力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記整合回路と前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１の能動素子のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する高周波信号伝達装置。
- 第１の能動素子と第２の能動素子とは四角形をした一つのパッケージに集積されるとともに、前記第１の能動素子と前記第２の能動素子とは夫々隣接する辺の近傍に配置された請求項１に記載の高周波信号伝達装置。
- 第１の能動素子と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の内側のパターン長を長くすることにより行う請求項２に記載の高周波信号伝達装置。
- 第１の能動素子と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の外側のパターン幅を内側パターン幅より太くすることにより行う請求項２に記載の高周波信号伝達装置。
- 整合回路とフィルタとの間の平衡線路の夫々の線路の長さを等しくした請求項２に記載の高周波信号伝達装置。
- 平衡線路間の距離は０．３ｍｍ以上とした請求項２に記載の高周波信号伝達装置。
- テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振器の出力が供給される混合器と、この混合器の出力が接続された整合回路と、この整合回路の出力が接続されたフィルタと、このフィルタの出力が接続された中間周波増幅器と、この中間周波増幅器の出力が供給される出力端子とを備え、前記混合器のトランジスタはオープンコレクタとし、少なくとも前記混合器と前記整合回路と前記フィルタと前記中間周波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記混合器の出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記フィルタのインピーダンスより低くした電子チューナにおいて、前記整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記フィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する電子チューナ。
- テレビジョン信号が供給される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が供給される第１の混合器と、この第１の混合器の出力が接続された第１の整合回路と、この第１の整合回路の出力が接続された第１のフィルタと、この第１のフィルタの出力が接続された第１の中間周波増幅器と、この第１の中間周波増幅器の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には第２の局部発振器の出力が接続された第２の混合器と、この第２の混合器の出力が接続された第２の整合回路と、この第２の整合回路の出力が接続された第２のフィルタと、この第２のフィルタの出力が接続された第２の中間周波増幅器と、この第２の中間周波増幅器の出力が接続された出力端子とを備え、前記第１の混合器のトランジスタはオープンコレクタとし、少なくとも前記第１の混合器と前記第１の整合回路と前記第１のフィルタと前記第１の中間周波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の混合器の出力は高インピーダンスにするとともに、前記第１の整合回路は前記第１のフィルタ側から前記第１の整合回路を見たインピーダンスと、前記第１の整合回路側から前記第１のフィルタを見たインピーダンスとを等しくし、前記入力端子のインピーダンスは前記第１のフィルタのインピーダンスより低くした高周波信号伝達装置において、前記第１の整合回路にはリフロー半田付けされたチップ部品で形成されたインダクタンス素子と、このインダクタンス素子と前記第１のフィルタとの間に設けられた直流阻止用コンデンサとを含み、前記第１混合器のコレクタへの電源供給は、前記インダクタンス素子を介して供給する電子チューナ。
- 第１の混合器から出力される出力周波数は、入力端子に入力される最大周波数の２倍以上の周波数とした請求項８に記載の電子チューナ。
- 第１のフィルタの帯域幅は、入力端子に入力される信号の帯域幅の略５倍とした請求項９に記載の電子チューナ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002023027A JP3906698B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ |
| US10/347,080 US6944431B2 (en) | 2002-01-31 | 2003-01-17 | High-frequency signal transmission apparatus and electronic tuner using the same |
| EP03001335A EP1333575B1 (en) | 2002-01-31 | 2003-01-23 | Electronic tuner |
| DE60312415T DE60312415T2 (de) | 2002-01-31 | 2003-01-23 | Elektronische Abstimmeinheit |
| CNB031043348A CN1235396C (zh) | 2002-01-31 | 2003-01-31 | 高频信号传输装置及使用它的电子调谐器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002023027A JP3906698B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003224487A JP2003224487A (ja) | 2003-08-08 |
| JP3906698B2 true JP3906698B2 (ja) | 2007-04-18 |
Family
ID=19192229
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002023027A Expired - Fee Related JP3906698B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6944431B2 (ja) |
| EP (1) | EP1333575B1 (ja) |
| JP (1) | JP3906698B2 (ja) |
| CN (1) | CN1235396C (ja) |
| DE (1) | DE60312415T2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3092726U (ja) * | 2002-09-11 | 2003-03-28 | アルプス電気株式会社 | テレビジョンチューナ |
| JP2007208373A (ja) * | 2006-01-31 | 2007-08-16 | Sharp Corp | 半導体集積回路装置及びこれを用いたチューナ装置 |
| WO2012014643A1 (ja) * | 2010-07-27 | 2012-02-02 | 株式会社村田製作所 | 高周波モジュール |
| JP5660087B2 (ja) * | 2012-08-09 | 2015-01-28 | 株式会社村田製作所 | バラントランス |
| US9543895B2 (en) * | 2012-09-13 | 2017-01-10 | Alfred Grayzel | Circuit configuration using a frequency converter to achieve tunable circuit components such as filters and amplifiers |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2334570B1 (de) * | 1973-07-07 | 1975-03-06 | Philips Patentverwaltung | Abstimmbare Hochfrequenz-Eingangsschaltungsanordnung fuer einen Fernsehempfaenger |
| US4276655A (en) * | 1979-10-29 | 1981-06-30 | Sperry Corporation | Integrated circuit planar high frequency mixer |
| US4525738A (en) * | 1982-11-15 | 1985-06-25 | General Research Of Electronics, Inc. | Amplified video signal distributing apparatus |
| US4912553A (en) * | 1986-03-28 | 1990-03-27 | Pal Theodore L | Wideband video system for single power line communications |
| US5311149A (en) * | 1993-03-12 | 1994-05-10 | Trimble Navigation Limited | Integrated phase locked loop local oscillator |
| US5564098A (en) * | 1994-09-13 | 1996-10-08 | Trimble Navigation Limited | Ultra low-power integrated circuit for pseudo-baseband down-conversion of GPS RF signals |
| NO301202B1 (no) | 1995-06-28 | 1997-09-22 | Ame Space As | Tilpasningskrets |
| US5774789A (en) * | 1995-12-14 | 1998-06-30 | Allen Telecom Inc. | RF communication signal distribution system and method |
| EP1024590A1 (en) | 1999-01-29 | 2000-08-02 | Lucent Technologies Inc. | Frequency translation circuitry |
| JP3874594B2 (ja) * | 2000-07-07 | 2007-01-31 | アルプス電気株式会社 | テレビジョンチューナ |
-
2002
- 2002-01-31 JP JP2002023027A patent/JP3906698B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-01-17 US US10/347,080 patent/US6944431B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-01-23 DE DE60312415T patent/DE60312415T2/de not_active Expired - Fee Related
- 2003-01-23 EP EP03001335A patent/EP1333575B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-01-31 CN CNB031043348A patent/CN1235396C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6944431B2 (en) | 2005-09-13 |
| JP2003224487A (ja) | 2003-08-08 |
| EP1333575B1 (en) | 2007-03-14 |
| CN1435994A (zh) | 2003-08-13 |
| DE60312415D1 (de) | 2007-04-26 |
| US20030157906A1 (en) | 2003-08-21 |
| EP1333575A1 (en) | 2003-08-06 |
| CN1235396C (zh) | 2006-01-04 |
| DE60312415T2 (de) | 2007-07-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040422 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050704 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060308 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060425 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060626 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061226 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070108 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |