JP3885621B2

JP3885621B2 - Electric power steering device

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Publication number: JP3885621B2
Application number: JP2002073044A
Authority: JP
Inventors: 敏雄筒井; 川田　　裕之
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2002-03-15
Filing date: 2002-03-15
Publication date: 2007-02-21
Anticipated expiration: 2022-03-15
Also published as: JP2003267247A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車の車両に装備される電動パワーステアリング装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電動パワーステアリング装置は、ハンドルを通してステアリング軸にかかる操舵トルクおよび車速に応じてパワーアシスト電動機を駆動することにより適正な操舵補助力を発生させている。そして、このパワーアシスト電動機は車載コンピュータ（以下、「ＥＣＵ」とする）により制御されている。具体的には、操舵トルク信号および車速信号に基づきパワーアシスト電動機へ供給するアシスト電流を制御することにより行われている。
【０００３】
また、パワーアシスト電動機への電力の供給は、バッテリや充電発電機からＥＣＵを介して行われている。電力供給に際して、バッテリや充電発電機から入力される入力電圧をＥＣＵ内の昇圧回路により昇圧してパワーアシスト電動機へ印加している。これは、高速走行中の急転舵時の即応性等の種々の理由によるものである。さらに、特開平８−１２７３５１号公報には、昇圧回路を用いる理由として小電流によりパワーアシスト電動機の小型化が可能となることが記載されている。
【０００４】
しかし、入力電圧を昇圧する際には、昇圧回路に使用しているインダクタやスイッチング素子等が発熱して回路の故障等を生ずるおそれがあった。
【０００５】
この問題に対し、特開平８−１２７３５１号公報には昇圧回路で使用している素子の温度を監視し、その温度が所定値以上になった場合に昇圧する出力電圧を下げることにより回路の故障等を防止することが記載されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、使用している素子の温度が所定値以上になった場合に出力電圧を下げると、一時的に電動機へ供給する電力が非常に小さくなる。これは操舵補助力に多大な影響を及ぼすことになる。従って、出力電圧を下げることなく、常に適正な出力電圧を印加することが望まれる。
【０００７】
また、電動機がさらに大きなトルクを必要とする場合には、昇圧回路に大電流が流れることになるため、昇圧回路が大型化する。具体的には、大電流が流れるために素子等の発熱が大きくなり、その発熱に耐え得る大きさのインダクタやスイッチング素子にせざるを得ない。
【０００８】
本発明は、このような事情に鑑みて為されたものであり、事前に素子が発熱するおそれのある状況を判断して適切に昇圧することにより、常に適切な出力電圧を電動機へ供給することを可能とし、さらには昇圧回路の小型化が可能な電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明者はこの課題を解決すべく鋭意研究し、試行錯誤を重ねた結果、操舵状態、例えば電動機へのトルク指令値やｑ軸アシスト電流に応じて昇圧回路を制御する周波数を変更することにより素子等の発熱を抑制できることを思いつき、本発明を完成するに至った。
【００１０】
すなわち、本発明の電動パワーステアリング装置の電動機制御手段は、昇圧回路と、周波数信号設定手段と、昇圧回路制御手段とを有することを特徴とする。
【００１１】
ここで、昇圧回路は、バッテリや充電発電機である電力供給源から入力される入力電圧を昇圧した出力電圧に変換しパワーアシスト電動機に印加する回路である。具体的には、昇圧回路は、インダクタと、昇圧用スイッチと、ダイオードとからなる。そして、昇圧用スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作によりインダクタにてエネルギーの蓄積と放出が繰り返され、ダイオードのカソード側へ放出する際に高電圧が発生することにより昇圧が可能となる。また、周波数信号設定手段は、インダクタに印加される電流のＯＮ・ＯＦＦ動作周波数を、操舵状態に応じた周波数とする周波数信号を設定すると共に、その周波数をインダクタの特性飽和領域に入らないような周波数の周波数信号に設定する設定手段である。また、昇圧回路制御手段は、昇圧回路を周波数信号に基づき制御する制御手段である。具体的には、昇圧回路の昇圧用スイッチを周波数信号に基づきＯＮ・ＯＦＦ動作させる手段である。
【００１２】
これにより、操舵状態に応じて周波数を変更することができるので、インダクタの発熱を抑制することができる。その際には、出力電圧を下げることがないため、適切な操舵補助力を得ることができ操作性を維持できる。また、インダクタの発熱を抑制できるので、インダクタの小型化が可能となる。
【００１３】
ここで、周波数の変更によりインダクタの発熱が抑制できる理由について一例として図４、図１０および図１１を参照して具体的に説明する。
【００１４】
図４は、入力電圧を昇圧する際、すなわち昇圧用スイッチをＯＮ・ＯＦＦ動作させるときのインダクタに流れる電流ＩＬの変化を示す。図４に示すように、昇圧用スイッチのＯＮ動作（Ｔｏｎ）時、すなわちエネルギーを蓄積している間は、インダクタに流れる電流が増加する。一方、昇圧用スイッチのＯＦＦ動作（Ｔｏｆｆ）時、すなわちエネルギーを放出している間は、インダクタに流れる電流が減少する。また、図１０は、インダクタに流れる電流に対するインダクタンスＬの関係であるインダクタの直流重畳特性の代表例を示す。図１０に示すように、ある電流値以上の場合にはインダクタンスＬが低下する領域がある。この領域を特性飽和領域という。
【００１５】
そして、図１１に、インダクタに流れる電流について、昇圧用スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作の周波数が２０ｋＨｚ（周期＝５０μｓ）の場合を実線ａにより、４０ｋＨｚ（周期＝２５μｓ）の場合を破線ｂにより示す。ここで、周波数が２０ｋＨｚの場合の昇圧用スイッチのＯＮ動作をＴ１ｏｎと、ＯＦＦ動作をＴ１ｏｆｆとし、周波数が４０ｋＨｚの場合の昇圧用スイッチのＯＮ動作をＴ２ｏｎと、ＯＦＦ動作をＴ２ｏｆｆとする。
【００１６】
まず、周波数が２０ｋＨｚの場合には、昇圧用スイッチのＯＮ動作（Ｔ１ｏｎ）時にインダクタに流れる電流が増加して特性飽和領域に達するため、インダクタンスＬが減少する。その結果、インダクタに流れる電流はさらに増加し、インダクタの発熱を引き起こす。周波数が４０ｋＨｚの場合には、インダクタに流れる電流が特性飽和領域に達しないため、インダクタの発熱を抑制できる。このように、周波数を高くすることによりインダクタの発熱を抑制できる。
【００１７】
この周波数信号は電動機トルク指令値に基づき設定するとよい。ここで、電動機トルク指令値とは、操舵トルク信号および車速信号に基づきパワーアシスト電動機が要するトルクの指令値である。この電動機トルク指令値が大きい場合には、昇圧回路のインダクタに大電流が流れるため、特性飽和領域に達する可能性がある。
【００１８】
従って、電動機トルク指令値が大きい場合に周波数を高く設定し、インダクタの発熱を確実に抑制できる。その結果、出力電圧を下げることがないため、適切な操舵補助力を得ることができ操作性を維持できる。また、インダクタの発熱を抑制できるので、インダクタの小型化が可能となる。
【００１９】
また、周波数信号はｑ軸アシスト電流に基づき設定するとよい。この場合には、電動機制御手段、いわゆるＥＣＵは、アシスト電流検出手段と、ｑ軸アシスト電流算出手段とを有する必要がある。
【００２０】
ここで、アシスト電流検出手段は、パワーアシスト電動機へ供給されるアシスト電流を検出する検出手段である。また、ｑ軸アシスト電流算出手段は、アシスト電流に基づきｑ軸アシスト電流を算出する算出手段である。なお、ｑ軸アシスト電流は、三相のアシスト電流を二相（ｑ軸とｄ軸）に変換した場合の等価な電流のうち一方の電流である。このｑ軸アシスト電流が大きい場合には、昇圧回路のインダクタに大電流が流れるおそれがあり、特性飽和領域に達する可能性がある。
【００２１】
従って、ｑ軸アシスト電流が大きい場合に周波数を高くすることができるため、インダクタの発熱を確実に抑制できる。その結果、出力電圧を下げることがないため、適切な操舵補助力を得ることができ操作性を維持できる。また、インダクタの発熱を抑制できるので、インダクタの小型化が可能となる。
【００２２】
また、周波数信号はインダクタの温度に基づき設定するとよい。この場合には、電動機制御手段、いわゆるＥＣＵは、インダクタ温度監視手段を有する必要がある。ここで、インダクタ温度監視手段は、昇圧回路に使用しているインダクタの温度を監視する温度監視手段である。
【００２３】
従って、発熱原因であるインダクタの温度に基づき周波数を変更できるので、電圧を降下させることなく発熱を抑制できる。また、インダクタの小型化が可能となる。
【００２４】
また、周波数信号は素子の温度に基づき設定するとよい。この場合には、電動機制御手段、いわゆるＥＣＵは、素子温度監視手段を有する必要がある。ここで、素子温度監視手段は、昇圧回路に使用している素子の温度を監視する温度監視手段である。なお、素子には、昇圧用スイッチやダイオード、さらには後述する降圧用スイッチ等がある。
【００２５】
従って、発熱原因である素子の温度に基づき周波数を変更できるので、電圧を降下させることなく発熱を抑制できる。そして、発熱による故障を防止できる。
【００２６】
また、周波数信号は可聴周波数以外の値を設定するとよい。これにより、騒音を防止できる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
次に、実施形態を挙げ、本発明の電動パワーステアリング装置をより詳しく説明する。
【００２８】
（全体構成）
図１に示すように、本発明の電動パワーステアリング装置は、ＥＣＵ１６と、パワーアシスト電動機１４と、位置検出装置１５と、操舵トルク検出装置１７と、車速検出装置１１と、バッテリ１２と、充電発電機１３とからなる。なお、本実施形態ではパワーアシスト電動機１４として三相ブラシレスモータを用いている。
【００２９】
ＥＣＵ１６は、マイコン６と、昇降圧回路１と、昇降圧駆動回路２と、入力電圧検出回路４と、出力電圧検出回路３と、電動機駆動回路５と、アシスト電流検出回路７と、操舵トルク検出回路９とから構成される。
【００３０】
まず、操舵トルク検出装置１７によりステアリング軸にかかる操舵トルクが検出される。検出された操舵トルクに基づき、操舵トルク検出回路９により操舵トルク信号が生成される。操舵トルク検出装置７と操舵トルク検出回路９が操舵トルク検出手段である。また、車速検出手段である車速検出装置１１により車両の速度を検出して車速信号が生成される。そして、操舵トルク信号と車速信号とに基づき三相ブラシレスモータ１４に指令されるトルク値（以下「電動機トルク指令値」という）がマイコン６の電動機トルク指令値算出手段により算出される。さらに、算出された電動機トルク指令値に基づき三相ブラシレスモータ１４に供給される電流に相当する出力信号がマイコン６の電動機制御手段により生成される。
【００３１】
一方、電力供給源であるバッテリ１２や充電発電機１３から入力される入力電圧は昇降圧回路１により昇圧される。昇降圧回路１の制御は、マイコン６からの指令信号に基づき昇降圧駆動回路２により行われる。そして、昇圧された出力電圧と供給電流に相当する出力信号とに基づき電動機駆動回路５により三相ブラシレスモータ１４に相電流が供給される。そして、三相ブラシレスモータ１４が駆動し、操舵補助力を発生させる。
【００３２】
なお、入力電圧検出回路４は昇降圧回路１に入力される電圧を検出し、出力電圧検出回路３は昇降圧回路１から出力される電圧を検出し、位置検出装置１５は三相ブラシレスモータ１４の位置信号を検出する。
【００３３】
（マイコン６の電動機制御手段による電動機駆動回路５への出力信号の生成処理）
次に、マイコン６による電動機駆動回路５への出力信号の生成処理について、図２を参照して説明する。
【００３４】
生成された電動機トルク指令値Ｔｓがトルク電流変換部６０１に送られ、トルク電流指令値Ｒｉｑ＊が出力される。このトルク電流指令値Ｒｉｑ＊は、後述するｑ軸アシスト電流Ｉｑｆと比較部６１０にて比較される。その結果、ｑ軸電流差ΔＩｑ（＝｜Ｒｉｑ＊−Ｉｑｆ｜）がある場合は、ＰＩ制御部６０２にて比例積分制御を受けて補正され、ｑ軸アシスト電圧Ｖｑ＊が出力される。
【００３５】
また、磁化電流指令値Ｉｄ＊は、後述するｄ軸アシスト電流Ｉｄｆと比較部６０９にて比較される。その結果、ｄ軸電流差ΔＩｄ（＝｜Ｉｄ＊−Ｉｄｆ｜）がある場合は、ＰＩ制御部６０３にて比例積分制御を受けて補正され、ｄ軸アシスト電圧Ｖｄ＊が出力される。ここで、ｑ軸アシスト電圧Ｖｑ＊とｄ軸アシスト電圧Ｖｄ＊は、三相ブラシレスモータ１４への指令値としての直交座標系の電圧である。
【００３６】
そして、ｑ軸アシスト電圧Ｖｑ＊およびｄ軸アシスト電圧Ｖｄ＊は、三相変換部（ｄｑ逆変換部）６０４にて三相の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換され、パルス幅変調部（ＰＷＭ）６０５に出力される。パルス幅変調部６０５により出力されたパルス電流に基づき、電動機駆動回路５（図１に示す）が作動してＵ相、Ｖ相およびＷ相の各導線を介して三相ブラシレスモータ１４を給電状態にする。
【００３７】
この間、三相ブラシレスモータ１４に接続された位置検出装置（回転角センサ）１５（図１に示す）により検出された位置検出信号は、電気角演算回路６１２に出力される。そして、電気角演算回路６１２により、位置検出信号に基づき三相ブラシレスモータ１４の電気角（角度）が算出され、電気信号として二相変換部（ｄｑ変換部）６０８に出力される。ここで、角度を括弧書きとしたのは、三相ブラシレスモータ１４の電気角と実際の角度（あるいは回転角）との間には相関関係があり、電気角と角度とは三相ブラシレスモータ１４の構成等により異なるが、互いに変換可能であるため、包括的な文言の角度の具体例として電気角を用いた。
【００３８】
そして、アシスト電流検出手段であるアシスト電流検出回路７（図１に示す）により、電動機駆動回路５から三相ブラシレスモータ１４に供給される相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下「アシスト電流」という）が検出され、アシスト電流信号が生成される。アシスト電流信号と電気角演算回路６１２から出力された電気信号とに基づき、ｑ軸アシスト電流算出手段およびｄ軸アシスト電流算出手段である二相変換部（ｄｑ変換部）６０８にて二相の電流に変換される。変換される電流は、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆおよびｄ軸アシスト電流Ｉｄｆである。これらｑ軸アシスト電流Ｉｑｆおよびｄ軸アシスト電流Ｉｄｆが、上述のとおり比較部６０９、６１０に出力されることで、フィードバックして三相ブラシレスモータ１４の制御を行っている。
【００３９】
（昇降圧回路１の基本動作）
次に、昇降圧回路１の動作について、図３を参照して説明する。
【００４０】
昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作によりインダクタ１０１にてエネルギーが蓄積され、ＯＦＦ動作によりエネルギーが放出される。この繰り返しによりダイオード１０４のカソード側に放出の際の高電圧が発生することで昇圧が可能となる。
【００４１】
すなわち、昇圧用スイッチ１０２がＯＮ動作するとインダクタ１０１に短絡電流が流れ、昇圧用スイッチ１０２がＯＦＦ動作するとインダクタ１０１に流れる電流が遮断される。インダクタ１０１に流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、ダイオード１０４のカソード側に高電圧が繰り返し発生する。発生した電圧がコンデンサ１０５で平滑され、出力電圧Ｖｏが電動機駆動回路５に出力される。これを昇圧チョッパ方式といい、広く一般に知られている。なお、この場合の降圧用スイッチ１０３は通常ＯＦＦ動作状態であるので、電流はダイオード１０４を通ることになる。なお、本実施形態においては、便宜上ダイオード１０４を図中に記載して説明しているが、これは昇圧スイッチング素子１０２にＭＯＳ−ＦＥＴを使用することにより、ＭＯＳ−ＦＥＴに構成される寄生ダイオードでも同じであることの説明は省略する。
【００４２】
ここで、昇圧用スイッチ１０２および降圧用スイッチ１０３のＯＮ・ＯＦＦ動作は、マイコン６の昇降圧回路制御手段からの指令信号に基づき昇降圧回路駆動回路２により行われる。このマイコン６からの指令信号は、パルス波であって、所定周波数のデューティー値を示す信号である。一般に、昇圧用スイッチ１０２のデューティー値が大きい場合には昇圧割合が大きくなり、デューティー値が小さい場合には昇圧割合が小さくなる。
【００４３】
なお、降圧用スイッチ１０３がＯＮ動作すると、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏの電圧が大きい方から小さい方へ電流が流れる。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが大きい場合には、電流がダイオードを介さずに降圧用スイッチ１０３を通じて、インダクタ１０１側からコンデンサ１０５側へ流れる。一方、入力電圧Ｖｉｎが小さい場合には逆流することになる。通常は、入力電圧Ｖｉｎが小さいので逆流することになる。
【００４４】
次に、図４は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧する際、すなわち昇圧用スイッチ１０２をＯＮ・ＯＦＦ動作させるときのインダクタ１０１に流れる電流ＩＬの変化を示す。昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作（Ｔｏｎ）時、すなわちエネルギーを蓄積している間は、インダクタ１０１に流れる電流が増加する。一方、昇圧用スイッチ１０２のＯＦＦ動作（Ｔｏｆｆ）時、すなわちエネルギーを放出している間は、インダクタ１０１に流れる電流が減少する。
【００４５】
次に昇降圧回路１の制御方法について具体的に説明する。
【００４６】
（目標昇圧電圧の設定による制御）
本発明の特徴部分である昇降圧回路１の制御方法について説明する。
【００４７】
まず、マイコン６の目標昇圧電圧設定手段により、出力電圧Ｖｏの目標値である目標昇圧電圧Ｖｔが操舵状態に応じて設定される。目標昇圧電圧Ｖｔは、例えば電動機トルク指令値Ｔｓに基づき設定される。電動機トルク指令値Ｔｓに基づき設定される目標昇圧電圧Ｖｔを図５に示す。電動パワーステアリング装置において、ハンドルを急操舵する際は、三相ブラシレスモータ１４の回転力（追従性）を引き出さなければならない。そのため、三相ブラシレスモータ１４に印加する電圧はより高い電圧が必要となる。なお、ハンドルを急操舵する際には、電動機トルク指令値Ｔｓは比較的小さい。また、ハンドルを据え切りする際は、三相ブラシレスモータ１４のトルクが必要となり、大きい電流を流すが、この時にモータ１４の回転力は必要としないため目標昇圧電圧Ｖｔは小さく設定される。
【００４８】
次に、バッテリ１２や充電発電機１３から入力される入力電圧Ｖｉｎを設定された目標昇圧電圧Ｖｔまで昇圧することができる昇圧用スイッチ１０２のデューティー値（以下「昇圧デューティー値」という）の指令信号が生成される。ここで、入力電圧Ｖｉｎは車両の状態（電気負荷の変動等）により変動することは周知である。従って、マイコン６は、変動する入力電圧Ｖｉｎと設定された目標昇圧電圧Ｖｔに基づき昇圧デューティー値の指令信号を決定する。なお、昇圧デューティー値とは１周期における昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作時間の割合を意味する。
【００４９】
ここで、入力電圧Ｖｉｎ、目標昇圧電圧Ｖｔおよび昇圧デューティー値との関係について説明する。
【００５０】
昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作時のインダクタ１０１から流れる電流変化率Ｉａを数１に示す。Ｌはインダクタ１０１のインダクタンス値である。
【００５１】
【数１】
Ｉａ＝ｄｉ／ｄｔ＝Ｖｉｎ／Ｌ
また、昇圧用スイッチ１０２のＯＦＦ動作時のインダクタ１０１から流れる電流変化率Ｉｂを数２に示す。
【００５２】
【数２】
Ｉｂ＝ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ
そして、昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作時間ＴｏｎとＯＦＦ動作時間Ｔｏｆｆが等しい場合には、Ｉａ＝Ｉｂとなる。すなわち、数３に示すようになる。
【００５３】
【数３】
Ｉａ＊Ｔｏｎ＝Ｉｂ＊Ｔｏｆｆ
Ｖｉｎ＊Ｔｏｎ＝（Ｖｏ−Ｖｉｎ）＊Ｔｏｆｆ
ここで、入力電圧Ｖｉｎを１０Ｖ、目標昇圧電圧Ｖｔを２５Ｖの場合の昇圧デューティー値を算出すると、数４のようになる。なお、Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ＝１とする。また、ダイオード１０４による電圧降下分および配線抵抗による損失は考慮しないものとする。
【００５４】
【数４】
Ｔｏｎ＝｛（２５−１０）／１０｝＊（１−Ｔｏｎ）
Ｔｏｎ＝０．６＝６０％
従って、この場合には昇圧デューティー値６０％の指令信号が生成される。つまり、昇圧用スイッチ１０２の駆動周波数およびインダクタンスＬの値が固定の場合には、入力電圧Ｖｉｎと目標昇圧電圧Ｖｔにより昇圧デューティー値は一義的に定まることになる。この関係をマップ表にしたものを図７に示す。
【００５５】
次に、マイコン６により生成された指令信号が昇降圧駆動回路２に出力される。出力された信号に基づき昇降圧駆動回路２により昇圧用スイッチ１０２および降圧用スイッチ１０３が駆動する。
【００５６】
このように昇降圧回路１を制御することにより、以下の効果を有する。
【００５７】
電動機トルク指令値Ｔｓが大きい場合には、昇降圧回路１に大電流が流れるおそれがある。このような場合に、マイコン６の目標昇圧電圧設定手段は目標昇圧電圧Ｖｔを小さく設定することできる。そのため、昇降圧回路１には大電流が流れず、インダクタ１０１、昇圧用スイッチ１０２や降圧用スイッチ１０３等の発熱を抑制することができる。
【００５８】
また、本実施形態では電動機トルク指令値Ｔｓに基づき目標昇圧電圧Ｖｔを設定したが、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づき設定してもよい。その際の目標昇圧電圧Ｖｔを図６に示す。ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが大きい程、目標昇圧電圧Ｖｔは小さく設定される。ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが大きい場合には、昇降圧回路１に大電流が流れているおそれがある。このような場合に目標昇圧電圧Ｖｔを小さく設定することができる。そのため、昇降圧回路１には大電流が流れなくなり、インダクタ１０１、昇圧用スイッチ１０２や降圧用スイッチ１０３等の発熱を抑制することができる。
【００５９】
また、マイコン６は、電動機トルク指令値Ｔｓに基づき得られた目標昇圧電圧Ｖｔとｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づき得られた目標昇圧電圧Ｖｔのうち、小さい方を目標昇圧電圧Ｖｔとして設定してもよい。
【００６０】
なお、図５および図６に示す電動機トルク指令値Ｔｓ若しくはｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づく目標昇圧電圧Ｖｔの対応をより細分化したり、マップ間を補間したりすることもできる。これにより、より快適な操舵性を実現できる。
【００６１】
また、入力電圧Ｖｉｎと目標昇圧電圧Ｖｔと昇圧デューティー値との関係を示す図７のようなマップ表を予め設定しておく必要は必ずしもないが、マップ表を用いることによりマイコン６による昇圧デューティー値の算出時間が短縮できる。なお、マップ間の補間やマップ数についてはより細分化することもできる。
【００６２】
また、目標昇圧電圧Ｖｔが変更され、その変化率が所定値以上となった場合に、ソフトウエアにより昇圧する際の応答性を鈍化させるか、若しくはハードウエアにより昇圧の変化を徐変させるとよい。このようにすることで、操舵補助力を急変させないため、違和感なく快適にハンドル操舵可能となる。
【００６３】
また、指令信号の周波数は可聴周波数以外の値とすることで、騒音が防止できる。
【００６４】
（昇圧デューティー値の設定による制御）
本発明の特徴部分である昇降圧回路１の制御方法について説明する。
【００６５】
まず、マイコン６により、出力電圧Ｖｏの目標値である目標昇圧電圧Ｖｔが電動機トルク指令値Ｔｓに基づき設定される。次に、バッテリ１２や充電発電機１３から入力される入力電圧Ｖｉｎを設定された目標昇圧電圧Ｖｔまで昇圧することができる昇圧デューティー値がマイコン６の基準デューティー値算出手段により算出される。入力電圧Ｖｉｎと目標昇圧電圧Ｖｔと昇圧デューティー値の関係を図７に示す。この昇圧デューティー値を基準昇圧デューティー値とする。
【００６６】
一方、マイコン６のｑ軸デューティー値算出手段によりによりｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに応じてｑ軸昇圧デューティー値が算出される。この関係を図８に示す。
【００６７】
そして、マイコン６のデューティー値比較判定手段によりｑ軸昇圧デューティー値と基準昇圧デューティー値のうち小さい方が判定される。判定された昇圧デューティー値を最大デューティー値Ｔｍａｘとする。また、目標昇圧電圧Ｖｔに制御するデューティー値を指令信号として指令デューティー値設定手段により生成される。生成された指令信号が昇降圧駆動回路２に出力される。出力された信号に基づき昇降圧駆動回路２により昇圧用スイッチ１０２および降圧用スイッチ１０３が駆動する。
【００６８】
このように昇圧デューティー値の最大値を制限することでインダクタ１０１に過剰な電流を流すことがなく、発熱を抑制できる。なお、図５、図７および図８に示すマップ間の補間やマップ数についてはより細分化することもできる。
【００６９】
ここで、本実施形態の代表的なマイコン６の処理について図９のフローチャートを用いて説明する。
【００７０】
入力電圧検出回路４により検出された入力電圧Ｖｉｎを読み込む（ステップＳ１）。一方、操舵トルク信号および車速信号に基づき電動機トルク指令値Ｔｓを算出する（ステップＳ２）。そして、アシスト電流検出回路７の出力信号および電気角演算回路６１２の電気信号に基づき二相変換部（ｄｑ変換部）６０８により二相の電流に変換された電流の一方であるｑ軸アシスト電流Ｉｑｆを算出する（ステップＳ３）。続いて、算出した電動機トルク指令値Ｔｓに基づき目標昇圧電圧Ｖｔを設定する（ステップＳ４）。入力電圧Ｖｉｎおよび目標昇圧電圧Ｖｔに基づき基準昇圧デューティー値を算出する。また、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づき昇圧デューティー値を算出する。そして、そのうち小さい方を最大デューティー値Ｔｍａｘとして設定する（ステップＳ５）。そして、出力電圧検出回路３により検出された出力電圧Ｖｏを読み込む（ステップＳ６）。
【００７１】
続いて、出力電圧Ｖｏと目標昇圧電圧Ｖｔを比較し、一致すれば処理は終了し、現在の昇圧の状態が維持される（ステップＳ７：Ｙ）。しかし、異なる場合、すなわち目標昇圧電圧が変更された場合は、変更された目標昇圧電圧Ｖｔが出力電圧Ｖｏより大きいか小さいかにより処理が異なるため、その比較を行う（ステップ８）。変更された目標昇圧電圧Ｖｔが出力電圧Ｖｏより大きい場合（ステップＳ８：Ｙ）、現在指令されている昇圧デューティー値Ｔｃを所定値減少させる（ステップＳ１０）。一方、変更された目標昇圧電圧Ｖｔが出力電圧Ｖｏより小さい場合（ステップＳ８：Ｎ）、昇圧デューティー値Ｔｃを所定値増加させる（ステップＳ９）。そして、変更された昇圧デューティー値Ｔｃと算出された最大デューティー値Ｔｍａｘと比較し、一致するならば処理は終了し、その昇圧デューティー値Ｔｃにより昇圧される（ステップＳ１１）。一致しなければ、出力電圧Ｖｏと目標昇圧電圧Ｖｔが一致するかを比較し、一致するならばこの場合も処理は終了し、その目標昇圧電圧Ｖｔに基づき昇圧される（ステップＳ１２）。しかし、一致しなければ、ステップＳ８に戻り、昇圧デューティー値の変更処理を行う。
【００７２】
（三相ブラシレスモータ１４の発電時における降圧処理の制御）
本発明の特徴部分である昇降圧回路１の制御方法について説明する。
【００７３】
三相ブラシレスモータ１４は、車両および操舵状態によっては逆起電力を発生する状態（発電状態）になることがある。そこで、発電状態になった場合、図３に示した降圧用スイッチ１０３をＯＮ動作させることで、回生エネルギーとしてバッテリ１２へ戻すことができる。発電状態は、目標昇圧電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏを比較発電検出手段により比較して判定される。すなわち、出力電圧Ｖｏが目標昇圧電圧Ｖｔより所定値超えた場合を発電状態と判定する。
【００７４】
パワーアシスト電動機が発電する場合には、昇圧された電圧を平滑するために用いているコンデンサ１０５（図３に示す）に発電された電圧がかかることになる。このような場合に、降圧用スイッチ１０３をＯＮ動作させることで、コンデンサ１０５に発電された電圧がかからなくなるため、コンデンサ１０５の耐圧を必要以上に上げることがなくない。そのため、コンデンサ１０４を小型化できる。ただし、降圧用スイッチ１０３のＯＮ動作は、昇圧用スイッチ１０２のＯＦＦ動作時に行う必要がある。昇圧用スイッチ１０２と降圧用スイッチ１０３が同時にＯＮ動作すると、コンデンサ１０５に蓄えられている三相ブラシレスモータ１４に印加する電圧が短絡状態になり、ハンドル操舵に違和感を生じさせる。また、発電状態の場合には、昇圧用スイッチ１０２に過大な電流が流れることになり、昇降圧回路１が故障する原因となるためである。この動作は、マイコン６により同時にＯＮ動作することを禁止することができる。なお、ハードウエアにより同時にＯＮ動作することを禁止することも可能であり、マイコン６が誤動作した場合にも故障を防止することができる。
【００７５】
（周波数の設定による制御）
本発明の特徴部分である昇降圧回路１の制御方法について説明する。
【００７６】
まず、マイコン６の周波数信号設定手段により、昇圧用スイッチ１０２を駆動する周波数ｆが電動機トルク指令値Ｔｓに基づき設定される。電動機トルク指令値Ｔｓに基づき設定される周波数ｆを図１２に示す。この周波数ｆは、昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作時間（Ｔｏｎ）とＯＦＦ動作時間（Ｔｏｆｆ）の和（ＰＷＭ周期）の逆数である。次に、入力電圧Ｖｉｎを所定の電圧まで昇圧することができる昇圧デューディー値が算出される。そして、設定された周波数ｆと算出された昇圧デューティー値に基づき指令信号が生成される。生成された指令信号が昇降圧回路制御手段により昇降圧駆動回路２に出力される。出力された信号に基づき昇降圧駆動回路２により昇圧用スイッチ１０２および降圧用スイッチ１０３を駆動し、入力電圧Ｖｉｎが昇圧される。
【００７７】
従って、電動機トルク指令値Ｔｓが大きい場合には、周波数ｆを高く設定することができる。そのため、昇降圧回路１には大電流が流れず、インダクタ１０１の発熱を抑制することができる。その際には、出力電圧Ｖｏを下げることがないため、適切な操舵補助力を得ることができ操作性を維持できる。また、インダクタ１０１の発熱を抑制できるので、インダクタ１０１の小型化が可能となる。
【００７８】
ここで、周波数ｆの変更によりインダクタ１０１の発熱が抑制できる理由については上述したとおりである。
【００７９】
また、本実施形態では電動機トルク指令値Ｔｓに基づき周波数ｆを設定したが、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づき設定してもよい。その際の周波数ｆを図１３に示す。ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが大きい程、周波数ｆが高く設定される。この場合には、昇降圧回路１に大電流が流れるおそれがあるためインダクタ１０１の発熱を引き起こす。従って、周波数ｆを高くすることにより、出力電圧Ｖｏを下げることがなくインダクタ１０１の発熱を抑制できる。
【００８０】
また、インダクタ１０１の温度ＴＬをインダクタ温度監視手段により検出して、その温度に基づき周波数ｆを設定してもよい。ここで、この場合に用いられる昇降圧回路１を図１７に示す。図３に示す昇降圧回路１と同一のものは同一符号を示す。昇降圧回路１は、さらに、サーミスタ等の温度センサ１０７を有する。温度センサ１０７はインダクタ１０１の近傍に設置される。そして、検出された温度がマイコン６に入力され、温度演算処理される。インダクタ１０１の温度ＴＬに適切な周波数ｆを図１４に示す。インダクタ１０１の温度ＴＬが高い程、周波数ｆが高く設定される。
【００８１】
ここで、この場合のマイコン６の処理について図１８のフローチャートを用いて説明する。
【００８２】
まず、周波数ｆの初期値を設定する（ステップＳ３１）。例えば、２０ｋＨｚと設定する。次に、温度センサ１０７により検出されたインダクタ１０１の温度ＴＬを読み込む（ステップＳ３２）。その温度ＴＬが条件式「−４０≦ＴＬ≦８５」を満たすか否かを判定する（ステップＳ３３）。条件式を満たす場合には、周波数ｆは初期値のまま維持される。すなわち、周波数２０ｋＨｚで駆動する。条件式を満たさない場合には、インダクタ１０１の温度ＴＬに応じて図１４の表に基づき周波数ｆ１を算出する（ステップＳ３４）。周波数ｆとして周波数ｆ１が再設定される（ステップＳ３５）。
【００８３】
従って、インダクタ１０１の過昇温状態をマイコン６にて判定することで、出力電圧Ｖｏを下げることなくインダクタ１０１の発熱を抑制できる。
【００８４】
また、昇圧用スイッチ１０２の温度Ｔｃまたは降圧用スイッチ１０３の温度Ｔｄを素子温度監視手段により検出して、その温度に基づき周波数ｆを設定してもよい。昇圧用スイッチ１０２や降圧用スイッチは、ＯＮ・ＯＦＦ動作が激しいと発熱を起こすことになる。すなわち、周波数ｆが高いと発熱する。ここで、この場合に用いられる昇降圧回路１を図１７に示す。昇降圧回路１は、さらに、温度センサ１０６、１０７を有する。温度センサ１０６は、昇圧用スイッチ１０２の近傍に設置される。温度センサ１０８は、降圧用スイッチ１０３の近傍に設置される。そして、検出された温度がマイコン６に入力され、温度演算処理される。昇圧用スイッチ１０２の温度Ｔｃに適切な周波数ｆを図１５に示す。また、降圧用スイッチ１０３の温度Ｔｄに適切な周波数ｆを図１６に示す。スイッチの温度が高い程、周波数ｆが低く設定される。従って、スイッチング損失を低減することができる。
【００８５】
ここで、昇圧用スイッチ１０２の温度Ｔｃに基づき周波数ｆが設定される場合のマイコン６の処理について図１９のフローチャートを用いて説明する。
【００８６】
まず、周波数ｆの初期値を設定する（ステップＳ４１）。例えば、２０ｋＨｚと設定する。次に、温度センサ１０６により検出された昇圧用スイッチ１０２の温度Ｔｃを読み込む（ステップＳ４２）。その温度Ｔｃが条件式「−４０≦Ｔｃ≦１２０」を満たすか否かを判定する（ステップＳ４３）。条件を満たす場合には、周波数ｆは初期値のまま維持される。すなわち、周波数２０ｋＨｚで駆動する。条件式を満たさない場合には、昇圧用スイッチ１０２の検出温度Ｔｃに応じて図１５の表に基づき周波数ｆ１を算出する（ステップＳ４４）。算出された周波数ｆ１が初期値ｆ以下の場合は、周波数ｆは初期値のまま維持される（ステップＳ４５）。そうでなければ、周波数ｆとして周波数ｆ１が再設定される（ステップＳ４６）。
【００８７】
従って、昇圧用スイッチ１０２および降圧用スイッチ１０３の過昇温状態をマイコン６にて判定することで、出力電圧Ｖｏを下げることなくインダクタ１０１の発熱を抑制できる。
【００８８】
また、周波数ｆは可聴周波数以外の値とすることで、騒音が防止できる。
【００８９】
なお、周波数ｆを高くしすぎると制御が困難となるため、周波数ｆの上限値を定めておき、それ以下の範囲で変更するようにするとよい。その際には、目標昇圧電圧Ｖｔの設定や昇圧デューティー値の設定等により発熱を抑制するとよい。
【００９０】
（昇圧用スイッチ１０２の動作と降圧用スイッチ１０３の動作の同期制御）
本発明の特徴部分である昇降圧回路１の制御方法について説明する。
【００９１】
本実施形態の制御方法は、降圧用スイッチ１０３を積極的にＯＮ動作させることに特徴がある。すなわち、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが所定値より大きい場合には、昇圧用スイッチ１０２の動作と降圧用スイッチ１０３の動作を同期制御する。この同期制御とは、昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作時に降圧用スイッチ１０３をＯＦＦ動作させ、または昇圧用スイッチ１０２のＯＦＦ動作時に降圧用スイッチ１０３をＯＮ動作させるようする制御である。また、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが所定値より小さい場合には、昇圧用スイッチ１０２のＯＮ・ＯＦＦ動作とは無関係に降圧用スイッチ１０３をＯＦＦ動作させるように制御する。そして、マイコン６により、昇降圧回路１の昇圧用スイッチ１０２および降圧用スイッチ１０３をこのように動作させるための指令信号が生成される。生成された指令信号が昇降圧駆動回路２に出力される。出力された信号に基づき昇降圧駆動回路２により昇圧用スイッチ１０２および降圧用スイッチ１０３を駆動し、入力電圧Ｖｉｎが昇圧される。
【００９２】
しかし、降圧用スイッチ１０３がＯＮ動作すると、通常は電流が逆流することになる。そこで、電流が逆流しない状態を判断して同期制御を行わなければならない。
【００９３】
ここで、同期制御を行った場合でも電流を逆流させない状態について図２０および図２１を参照して説明する。
【００９４】
図２０は、操舵補助力が小さい場合、すなわちｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが小さい場合におけるインダクタ１０１に流れる電流ＩＬの変化を示す。昇圧用スイッチ１０２のＯＮ動作（Ｔｓ＿ｏｎ）時、すなわちエネルギーを蓄積している間は、インダクタ１０１に流れる電流が増加する。一方、昇圧用スイッチ１０２のＯＦＦ動作（Ｔｓ＿ｏｆｆ）時、すなわちエネルギーを放出している間は、インダクタ１０１に流れる電流が減少する。そして、昇圧用スイッチ１０２のＯＮ・ＯＦＦ動作は所定の周期（ＰＷＭ周期）で繰り返されている。この場合に同期制御を行うと、昇圧用スイッチ１０２のＯＦＦ動作（Ｔｓ＿ｏｆｆ）時に降圧用スイッチ１０３がＯＮ動作するため、インダクタ１０１に電流が流れていない時間（Ｔｒ）には電流が逆流することになる。すなわち、出力電圧Ｖｏが降下することになる。
【００９５】
このことから、電流を逆流させないで同期制御を行うには、インダクタ１０１に電流が流れていない時間（Ｔｒ）を０にすればよいことが分かる。すなわち、図２１に示すように、インダクタ１０１に常に電流が流れている場合には、同期制御を行ったとしても逆流することがない。なお、図２１は、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが大きくなった場合におけるインダクタ１０１に流れる電流ＩＬの変化を示す。また、Ｔｄ＿ｏｎは降圧用スイッチ１０３のＯＮ動作を、Ｔｄ＿ｏｆｆは降圧用スイッチ１０３のＯＦＦ動作を示す。
【００９６】
そして、同期制御を行った場合には、昇降圧回路１の発熱を抑制できるのであるが、その理由について説明する。
【００９７】
降圧用スイッチ１０３がＯＦＦ動作した場合は、電流が逆流しないので、電流はインダクタ１０１側からコンデンサ１０５側へ流れる。そして、降圧用スイッチ１０３がＯＮ動作した場合には、電流はダイオード１０４を通らずに、降圧用スイッチ１０３を通ることになる。ここで、ダイオード１０４の消費電力Ｐｄと降圧用スイッチ１０３のＯＮ動作時の消費電力Ｐｍを数５に示す。
【００９８】
【数５】
Ｐｄ＝（ダイオードの順方向電圧）＊（電流）
Ｐｍ＝（電流）²＊（第２スイッチのＯＮ抵抗）
一般に、ダイオード１０４の消費電力Ｐｄよりも降圧用スイッチ１０３のＯＮ動作時の消費電力Ｐｍの方が小さい。従って、ダイオード１０４の発熱よりも降圧用スイッチ１０３の発熱の方が小さいので、昇降圧回路１全体として発熱を抑制することができる。
【００９９】
従って、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが所定値より大きい場合には、同期制御を行うことにより、昇降圧回路１の発熱を抑制できる。すなわち、電流がダイオード１０４を通過しないで、ダイオード１０４より消費電力の小さい降圧用スイッチ１０３を通過するので、ダイオード１０４の発熱を抑制できる。また、逆流しないで確実に昇圧することできる。
【０１００】
図２２に、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが最大時のインダクタ１０１に流れる電流ＩＬの変化を示す。この状態においても、同期制御を行った場合に、逆流しないで昇降圧回路１の発熱を抑制することができることは明らかである。
【０１０１】
また、本実施形態ではｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づき同期制御を行うこととしたが、入力電圧Ｖｉｎに基づき行ってもよい。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが所定電圧以上の場合に同期制御を行う。入力電圧Ｖｉｎが大きい場合には昇圧の割合が小さいため逆流のおそれがある。そのため、逆流しない場合にのみ同期制御を行い、確実に昇圧すると共に昇降圧回路１の発熱を抑制することができる。
【０１０２】
また、昇圧用スイッチ１０２のＯＮ・ＯＦＦ動作時間（ＰＷＭ周期）におけるＯＮ動作（Ｔｓ＿ｏｎ）時間の割合が所定値より大きい場合に、同期制御を行う。従って、上述の入力電圧Ｖｉｎやｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づく場合よりもより広範囲に同期制御を行うことができるため、昇降圧回路１の発熱をさらに抑制でできる。
【０１０３】
ここで、本実施形態のマイコン６の処理の一例について図２３のフローチャートを用いて説明する。
【０１０４】
入力電圧検出回路４により検出された入力電圧Ｖｉｎを読み込む（ステップＳ４１）。一方、操舵トルク信号および車速信号に基づき電動機トルク指令値Ｔｓを算出する（ステップＳ４２）。算出した電動機トルク指令値Ｔｓに基づき昇圧用スイッチ１０２のデューティー値を算出する（ステップＳ４３）。続いて、アシスト電流検出回路７の出力信号および電気角演算回路６１２の電気信号に基づき二相変換部（ｄｑ変換部）６０８により二相の電流に変換された電流の一方であるｑ軸アシスト電流Ｉｑｆを算出する（ステップＳ４４）。
【０１０５】
続いて、入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖ以下であるかを判定する（ステップＳ４５）。この条件を満たす場合は、さらに、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが３５Ａ以上であるかを判定する（ステップＳ４６）。この条件も満たす場合には、同期制御を開始する条件が整ったと判断し、同期制御を開始する（ステップＳ４８）。入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖ以下でない場合（ステップＳ４５：Ｎ）およびｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが３５Ａ以上でない場合（ステップＳ４６：Ｎ）には、算出された昇圧用スイッチ１０２のデューティー値が所定値より大きいかを判定する（ステップＳ４７）。この所定値とは、入力電圧Ｖｉｎやｑ軸アシスト電流Ｉｑｆに基づき設定されたデューティー値に相当するものである。この関係を図２４に示す。例えば、入力電圧が８Ｖであって、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが２５Ａ以上の場合の所定値は６０となる。その判定の結果、この条件を満たす場合（ステップＳ４７：Ｙ）には、同期制御を開始する（ステップＳ４８）。そうでない場合には、同期制御を停止して、処理を終了する（ステップＳ４９）。
【０１０６】
図２５は、入力電圧Ｖｉｎとｑ軸アシスト電流ＩｑｆとステップＳ４７の比較対象である所定値（デューティー値に相当）との関係を示す。実線は、同期制御を行った場合にでも電流が逆流しない状態を示す。領域ａは、入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖ以下であって、ｑ軸アシスト電流Ｉｑｆが３５Ａ以上の場合である。すなわち、図２３のステップＳ４５およびＳ４６の条件を満たす場合に相当する領域である。
【０１０７】
なお、図２４に示すマップ表のマップ間の補間やマップ数についてはより細分化することもできる。
【０１０８】
【発明の効果】
本発明の電動パワーステアリング装置によれば、昇降圧回路に使用している素子が発熱するおそれのある状況を事前に判断して適切に昇圧することにより、常に適切な出力電圧を電動機へ供給することを可能とし、さらには昇圧回路の小型化が可能な電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
【図２】マイコンによる電動機駆動回路への出力信号の生成処理を示すブロック図である。
【図３】本発明の昇降圧回路を示す電気回路図である。
【図４】昇圧用スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作時にインダクタに流れる電流の変化を示す図である。
【図５】電動機トルク指令値に基づく目標昇圧電圧を示す表である。
【図６】ｑ軸アシスト電流に基づく目標昇圧電圧を示す表である。
【図７】入力電圧と目標昇圧電圧に対する最大デューティー値を示す表である。
【図８】ｑ軸アシスト電流に基づく最大デューディー値を示す表である。
【図９】昇圧デューディー値の設定による制御方法におけるマイコンの処理を示すフローチャートである。
【図１０】インダクタの直流重畳特性を示す図である。
【図１１】周波数の設定による制御方法における昇圧用スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作時にインダクタに流れる電流の変化を示す図である。
【図１２】電動機トルク指令値に基づく周波数を示す表である。
【図１３】ｑ軸アシスト電流に基づく周波数を示す表である。
【図１４】インダクタの温度に基づく周波数を示す表である。
【図１５】昇圧用スイッチの温度に基づく周波数を示す表である。
【図１６】降圧用スイッチの温度に基づく周波数を示す表である。
【図１７】昇降圧回路を示す電気回路図である。
【図１８】周波数の設定による制御方法におけるマイコンの処理を示すフローチャートである。
【図１９】周波数の設定による制御方法における他のマイコンの処理を示すフローチャートである。
【図２０】昇圧用スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作時にインダクタに流れる電流の変化を示す図である。
【図２１】昇圧用スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作時にインダクタに流れる電流の変化を示す図である。
【図２２】昇圧用スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作時にインダクタに流れる電流の変化を示す図である。
【図２３】同期制御方法におけるマイコンの処理を示すフローチャートである。
【図２４】入力電圧とｑ軸アシスト電流に基づく所定値を示す図である。
【図２５】入力電圧とｑ軸アシスト電流と所定値との関係を示す図である。
【符号の説明】
１・・・昇降圧回路
２・・・昇降圧駆動回路
５・・・電動機駆動回路
６・・・マイコン
７・・・アシスト電流検出回路
９・・・操舵トルク検出回路
１２・・・バッテリ
１３・・・充電発電機
１４・・・三相ブラシレスモータ
１６・・・ＥＣＵ
１０１・・・インダクタ
１０２・・・昇圧用スイッチ
１０３・・・降圧用スイッチ
１０４・・・ダイオード
１０５・・・コンデンサ
１０６、１０７、１０８・・・温度センサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an electric power steering device installed in an automobile vehicle.
[0002]
[Prior art]
The electric power steering device generates an appropriate steering assist force by driving a power assist motor according to a steering torque and a vehicle speed applied to a steering shaft through a handle. The power assist motor is controlled by an in-vehicle computer (hereinafter referred to as “ECU”). Specifically, it is performed by controlling the assist current supplied to the power assist motor based on the steering torque signal and the vehicle speed signal.
[0003]
Further, power is supplied to the power assist motor from a battery or a charging generator via the ECU. When power is supplied, an input voltage input from a battery or a charging generator is boosted by a booster circuit in the ECU and applied to the power assist motor. This is due to various reasons such as quick response during sudden turning during high-speed traveling. Further, Japanese Patent Laid-Open No. 8-127351 describes that the power assist motor can be downsized with a small current as a reason for using the booster circuit.
[0004]
However, when boosting the input voltage, the inductors and switching elements used in the booster circuit may generate heat and cause circuit failure.
[0005]
To solve this problem, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-127351 monitors the temperature of an element used in a booster circuit, and lowers the output voltage to be boosted when the temperature exceeds a predetermined value. It is described that the above is prevented.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, if the output voltage is lowered when the temperature of the element being used exceeds a predetermined value, the power temporarily supplied to the motor becomes very small. This greatly affects the steering assist force. Therefore, it is desired to always apply an appropriate output voltage without lowering the output voltage.
[0007]
In addition, when the electric motor requires a larger torque, a large current flows through the booster circuit, which increases the size of the booster circuit. Specifically, since a large current flows, heat generation of the element or the like increases, and an inductor or a switching element having a size that can withstand the heat generation must be used.
[0008]
The present invention has been made in view of such circumstances, and always supplies an appropriate output voltage to an electric motor by appropriately raising the pressure by judging a situation in which the element may generate heat in advance. It is another object of the present invention to provide an electric power steering device that can reduce the size of the booster circuit.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
Accordingly, the present inventor has intensively studied to solve this problem, and as a result of repeated trial and error, the frequency for controlling the booster circuit is changed in accordance with the steering state, for example, the torque command value to the motor or the q-axis assist current. As a result, it was conceived that heat generation of the elements and the like can be suppressed, and the present invention has been completed.
[0010]
That is, the motor control means of the electric power steering apparatus of the present invention is characterized by having a booster circuit, a frequency signal setting means, and a booster circuit control means.
[0011]
Here, the booster circuit is a circuit that converts an input voltage input from a power supply source such as a battery or a charging generator into a boosted output voltage and applies the output voltage to the power assist motor. Specifically, the booster circuit includes an inductor, a boosting switch, and a diode. The energy is repeatedly accumulated and released in the inductor by the ON / OFF operation of the boosting switch, and the voltage can be boosted by generating a high voltage when discharging to the cathode side of the diode. The frequency signal setting means sets a frequency signal that sets the ON / OFF operation frequency of the current applied to the inductor to a frequency corresponding to the steering state, and does not enter the characteristic saturation region of the inductor. Setting means for setting a frequency signal of a frequency. The booster circuit control means is a control means for controlling the booster circuit based on the frequency signal. Specifically, it is means for turning ON / OFF the boosting switch of the boosting circuit based on the frequency signal.
[0012]
Thereby, since a frequency can be changed according to a steering state, the heat_generation | fever of an inductor can be suppressed. In this case, since the output voltage is not lowered, an appropriate steering assist force can be obtained and operability can be maintained. Further, since the heat generation of the inductor can be suppressed, the inductor can be reduced in size.
[0013]
Here, the reason why the heat generation of the inductor can be suppressed by changing the frequency will be specifically described with reference to FIGS. 4, 10, and 11 as an example.
[0014]
FIG. 4 shows changes in the current IL flowing through the inductor when the input voltage is boosted, that is, when the boosting switch is turned ON / OFF. As shown in FIG. 4, the current flowing through the inductor increases during the ON operation (Ton) of the boosting switch, that is, while energy is being accumulated. On the other hand, during the OFF operation (Toff) of the boosting switch, that is, while energy is being released, the current flowing through the inductor decreases. FIG. 10 shows a typical example of the DC superposition characteristics of the inductor, which is the relationship of the inductance L to the current flowing through the inductor. As shown in FIG. 10, there is a region where the inductance L decreases when the current value exceeds a certain value. This region is called a characteristic saturation region.
[0015]
FIG. 11 shows the current flowing through the inductor by the solid line a when the frequency of the ON / OFF operation of the boosting switch is 20 kHz (cycle = 50 μs) and the broken line b when the frequency is 40 kHz (cycle = 25 μs). Here, the ON operation of the boosting switch when the frequency is 20 kHz is T1on, the OFF operation is T1off, the ON operation of the boosting switch when the frequency is 40 kHz is T2on, and the OFF operation is T2off.
[0016]
First, when the frequency is 20 kHz, the current flowing through the inductor increases during the ON operation (T1 on) of the boosting switch and reaches the characteristic saturation region, so that the inductance L decreases. As a result, the current flowing through the inductor further increases, causing the inductor to generate heat. When the frequency is 40 kHz, since the current flowing through the inductor does not reach the characteristic saturation region, the heat generation of the inductor can be suppressed. Thus, the heat generation of the inductor can be suppressed by increasing the frequency.
[0017]
This frequency signal may be set based on the motor torque command value. Here, the motor torque command value is a torque command value required by the power assist motor based on the steering torque signal and the vehicle speed signal. When this motor torque command value is large, a large current flows through the inductor of the booster circuit, which may reach the characteristic saturation region.
[0018]
Therefore, when the motor torque command value is large, the frequency is set high, and the heat generation of the inductor can be reliably suppressed. As a result, since the output voltage is not lowered, an appropriate steering assist force can be obtained and operability can be maintained. Further, since the heat generation of the inductor can be suppressed, the inductor can be reduced in size.
[0019]
The frequency signal may be set based on the q-axis assist current. In this case, the motor control means, so-called ECU, needs to have assist current detection means and q-axis assist current calculation means.
[0020]
Here, the assist current detecting means is a detecting means for detecting an assist current supplied to the power assist motor. The q-axis assist current calculation means is a calculation means for calculating the q-axis assist current based on the assist current. The q-axis assist current is one of equivalent currents when a three-phase assist current is converted into two phases (q-axis and d-axis). When the q-axis assist current is large, a large current may flow through the inductor of the booster circuit, and the characteristic saturation region may be reached.
[0021]
Therefore, since the frequency can be increased when the q-axis assist current is large, the heat generation of the inductor can be reliably suppressed. As a result, since the output voltage is not lowered, an appropriate steering assist force can be obtained and operability can be maintained. Further, since the heat generation of the inductor can be suppressed, the inductor can be reduced in size.
[0022]
The frequency signal may be set based on the temperature of the inductor. In this case, the motor control means, so-called ECU, needs to have inductor temperature monitoring means. Here, the inductor temperature monitoring means is temperature monitoring means for monitoring the temperature of the inductor used in the booster circuit.
[0023]
Therefore, since the frequency can be changed based on the temperature of the inductor which is the cause of heat generation, heat generation can be suppressed without lowering the voltage. In addition, the inductor can be reduced in size.
[0024]
The frequency signal may be set based on the temperature of the element. In this case, the motor control means, so-called ECU, needs to have element temperature monitoring means. Here, the element temperature monitoring means is temperature monitoring means for monitoring the temperature of the element used in the booster circuit. The elements include a step-up switch and a diode, and a step-down switch described later.
[0025]
Therefore, since the frequency can be changed based on the temperature of the element that causes heat generation, heat generation can be suppressed without lowering the voltage. And failure due to heat generation can be prevented.
[0026]
The frequency signal may be set to a value other than the audible frequency. Thereby, noise can be prevented.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, the electric power steering device of the present invention will be described in more detail with reference to an embodiment.
[0028]
(overall structure)
As shown in FIG. 1, the electric power steering device of the present invention includes an ECU 16, a power assist motor 14, a position detection device 15, a steering torque detection device 17, a vehicle speed detection device 11, a battery 12, and a charging power generation. Machine 13. In the present embodiment, a three-phase brushless motor is used as the power assist motor 14.
[0029]
The ECU 16 includes a microcomputer 6, a step-up / step-down circuit 1, a step-up / step-down drive circuit 2, an input voltage detection circuit 4, an output voltage detection circuit 3, an electric motor drive circuit 5, an assist current detection circuit 7, and steering torque detection. Circuit 9.
[0030]
First, the steering torque applied to the steering shaft is detected by the steering torque detector 17. A steering torque signal is generated by the steering torque detection circuit 9 based on the detected steering torque. The steering torque detection device 7 and the steering torque detection circuit 9 are steering torque detection means. Further, a vehicle speed signal is generated by detecting the vehicle speed by the vehicle speed detection device 11 which is a vehicle speed detection means. A torque value (hereinafter referred to as “motor torque command value”) commanded to the three-phase brushless motor 14 based on the steering torque signal and the vehicle speed signal is calculated by the motor torque command value calculation means of the microcomputer 6. Furthermore, an output signal corresponding to the current supplied to the three-phase brushless motor 14 is generated by the motor control means of the microcomputer 6 based on the calculated motor torque command value.
[0031]
On the other hand, an input voltage input from the battery 12 or the charging generator 13 that is a power supply source is boosted by the step-up / down circuit 1. The step-up / down circuit 1 is controlled by the step-up / down drive circuit 2 based on a command signal from the microcomputer 6. A phase current is supplied to the three-phase brushless motor 14 by the motor drive circuit 5 based on the boosted output voltage and an output signal corresponding to the supply current. Then, the three-phase brushless motor 14 is driven to generate a steering assist force.
[0032]
The input voltage detection circuit 4 detects a voltage input to the step-up / step-down circuit 1, the output voltage detection circuit 3 detects a voltage output from the step-up / down circuit 1, and the position detection device 15 includes a three-phase brushless motor 14. The position signal of is detected.
[0033]
(Generation process of output signal to motor drive circuit 5 by motor control means of microcomputer 6)
Next, a process for generating an output signal to the motor drive circuit 5 by the microcomputer 6 will be described with reference to FIG.
[0034]
The generated motor torque command value Ts is sent to the torque current converter 601 and the torque current command value Riq * is output. The torque current command value Riq * is compared with a q-axis assist current Iqf, which will be described later, by the comparison unit 610. As a result, if there is a q-axis current difference ΔIq (= | Riq * −Iqf |), the PI control unit 602 corrects it by receiving proportional-integral control, and outputs a q-axis assist voltage Vq *.
[0035]
Further, the magnetizing current command value Id * is compared with a d-axis assist current Idf, which will be described later, by the comparison unit 609. As a result, when there is a d-axis current difference ΔId (= | Id * −Idf |), the PI control unit 603 receives and corrects the proportional-integral control and outputs a d-axis assist voltage Vd *. Here, the q-axis assist voltage Vq * and the d-axis assist voltage Vd * are voltages in an orthogonal coordinate system as command values to the three-phase brushless motor 14.
[0036]
The q-axis assist voltage Vq * and the d-axis assist voltage Vd * are converted into three-phase phase voltages Vu, Vv, and Vw by a three-phase conversion unit (dq inverse conversion unit) 604, and a pulse width modulation unit (PWM) ) Is output to 605. Based on the pulse current output by the pulse width modulation unit 605, the electric motor drive circuit 5 (shown in FIG. 1) is activated to feed the three-phase brushless motor 14 through the U-phase, V-phase, and W-phase conductors. To.
[0037]
During this time, a position detection signal detected by a position detection device (rotation angle sensor) 15 (shown in FIG. 1) connected to the three-phase brushless motor 14 is output to the electrical angle calculation circuit 612. Then, the electrical angle calculation circuit 612 calculates the electrical angle (angle) of the three-phase brushless motor 14 based on the position detection signal, and outputs it to the two-phase conversion unit (dq conversion unit) 608 as an electrical signal. Here, the angle is shown in parentheses because there is a correlation between the electrical angle of the three-phase brushless motor 14 and the actual angle (or rotation angle), and the electrical angle and the angle are the three-phase brushless motor 14. However, the electrical angle is used as a specific example of a comprehensive wording angle because it can be converted into each other.
[0038]
Then, phase currents Iu, Iv, Iw (hereinafter referred to as “assist current”) supplied from the motor drive circuit 5 to the three-phase brushless motor 14 by an assist current detection circuit 7 (shown in FIG. 1) which is an assist current detection means. Is detected, and an assist current signal is generated. Based on the assist current signal and the electrical signal output from the electrical angle calculation circuit 612, a two-phase current is generated in a two-phase conversion unit (dq conversion unit) 608 that is a q-axis assist current calculation unit and a d-axis assist current calculation unit. Is converted to The converted currents are q-axis assist current Iqf and d-axis assist current Idf. The q-axis assist current Iqf and the d-axis assist current Idf are output to the comparison units 609 and 610 as described above, and are fed back to control the three-phase brushless motor 14.
[0039]
(Basic operation of the buck-boost circuit 1)
Next, the operation of the step-up / down circuit 1 will be described with reference to FIG.
[0040]
Energy is accumulated in the inductor 101 by the ON operation of the boost switch 102, and energy is released by the OFF operation. By repeating this, a high voltage is generated at the time of emission on the cathode side of the diode 104, thereby enabling boosting.
[0041]
That is, when the boosting switch 102 is turned on, a short-circuit current flows through the inductor 101, and when the boosting switch 102 is turned off, the current flowing through the inductor 101 is cut off. When the current flowing through the inductor 101 is interrupted, a high voltage is repeatedly generated on the cathode side of the diode 104 so as to prevent a change in magnetic flux due to the current interruption. The generated voltage is smoothed by the capacitor 105, and the output voltage Vo is output to the motor drive circuit 5. This is called a step-up chopper method and is widely known. In this case, since the step-down switch 103 is normally in an OFF operation state, the current passes through the diode 104. In the present embodiment, the diode 104 is described in the drawing for the sake of convenience, but this may be a parasitic diode configured as a MOS-FET by using a MOS-FET for the step-up switching element 102. A description of the same is omitted.
[0042]
Here, the ON / OFF operation of the step-up switch 102 and the step-down switch 103 is performed by the step-up / step-down circuit drive circuit 2 based on a command signal from the step-up / step-down circuit control means of the microcomputer 6. The command signal from the microcomputer 6 is a pulse wave and is a signal indicating a duty value of a predetermined frequency. Generally, when the duty value of the boosting switch 102 is large, the boosting ratio becomes large, and when the duty value is small, the boosting ratio becomes small.
[0043]
Note that when the step-down switch 103 is turned ON, a current flows from the larger one of the input voltage Vin and the output voltage Vo to the smaller one. That is, when the input voltage Vin is large, current flows from the inductor 101 side to the capacitor 105 side through the step-down switch 103 without passing through the diode. On the other hand, when the input voltage Vin is small, it flows backward. Usually, since the input voltage Vin is small, it flows backward.
[0044]
Next, FIG. 4 shows changes in the current IL flowing through the inductor 101 when the input voltage Vin is boosted, that is, when the boosting switch 102 is turned ON / OFF. During the ON operation (Ton) of the boost switch 102, that is, while energy is being accumulated, the current flowing through the inductor 101 increases. On the other hand, during the OFF operation (Toff) of the boost switch 102, that is, while energy is being released, the current flowing through the inductor 101 decreases.
[0045]
Next, a method for controlling the step-up / step-down circuit 1 will be specifically described.
[0046]
(Control by setting target boost voltage)
A control method of the step-up / down circuit 1 which is a characteristic part of the present invention will be described.
[0047]
First, the target boost voltage Vt, which is the target value of the output voltage Vo, is set according to the steering state by the target boost voltage setting means of the microcomputer 6. The target boost voltage Vt is set based on, for example, the motor torque command value Ts. FIG. 5 shows the target boost voltage Vt set based on the motor torque command value Ts. In the electric power steering apparatus, when the steering wheel is steered suddenly, the rotational force (followability) of the three-phase brushless motor 14 must be drawn out. Therefore, a higher voltage is required for the voltage applied to the three-phase brushless motor 14. When the steering wheel is steered suddenly, the motor torque command value Ts is relatively small. Further, when the handle is stationary, the torque of the three-phase brushless motor 14 is required, and a large current flows. However, since the rotational force of the motor 14 is not required at this time, the target boost voltage Vt is set small.
[0048]
Next, a command signal for a duty value (hereinafter referred to as “boost duty value”) of the boost switch 102 that can boost the input voltage Vin input from the battery 12 or the charging generator 13 to the set target boost voltage Vt. Is generated. Here, it is well known that the input voltage Vin varies depending on the state of the vehicle (such as variation in electric load). Therefore, the microcomputer 6 determines a command signal for the boost duty value based on the fluctuating input voltage Vin and the set target boost voltage Vt. The step-up duty value means the ratio of the ON operation time of the step-up switch 102 in one cycle.
[0049]
Here, the relationship among the input voltage Vin, the target boost voltage Vt, and the boost duty value will be described.
[0050]
The rate of change of current Ia flowing from the inductor 101 when the boosting switch 102 is turned on is shown in Equation 1. L is the inductance value of the inductor 101.
[0051]
[Expression 1]
Ia = di / dt = Vin / L
Further, the current change rate Ib flowing from the inductor 101 when the step-up switch 102 is OFF is expressed by Equation 2.
[0052]
[Expression 2]
Ib = di / dt = (Vo−Vin) / L
When the ON operation time Ton and the OFF operation time Toff of the boosting switch 102 are equal, Ia = Ib. That is, as shown in Equation 3.
[0053]
[Equation 3]
Ia * Ton = Ib * Toff
Vin * Ton = (Vo−Vin) * Toff
Here, when the boosting duty value is calculated when the input voltage Vin is 10V and the target boosting voltage Vt is 25V, the following formula 4 is obtained. Note that Ton + Toff = 1. Further, the voltage drop due to the diode 104 and the loss due to the wiring resistance are not considered.
[0054]
[Expression 4]
Ton = {(25-10) / 10} * (1-Ton)
Ton = 0.6 = 60%
Accordingly, in this case, a command signal having a boosting duty value of 60% is generated. That is, when the drive frequency of the boost switch 102 and the value of the inductance L are fixed, the boost duty value is uniquely determined by the input voltage Vin and the target boost voltage Vt. FIG. 7 shows a map table showing this relationship.
[0055]
Next, a command signal generated by the microcomputer 6 is output to the step-up / step-down drive circuit 2. Based on the output signal, the step-up / step-down drive circuit 2 drives the step-up switch 102 and the step-down switch 103.
[0056]
Controlling the step-up / down circuit 1 in this way has the following effects.
[0057]
When the motor torque command value Ts is large, a large current may flow through the step-up / down circuit 1. In such a case, the target boost voltage setting means of the microcomputer 6 can set the target boost voltage Vt small. Therefore, a large current does not flow through the step-up / step-down circuit 1, and heat generation of the inductor 101, the step-up switch 102, the step-down switch 103, and the like can be suppressed.
[0058]
In the present embodiment, the target boost voltage Vt is set based on the motor torque command value Ts, but may be set based on the q-axis assist current Iqf. The target boost voltage Vt at that time is shown in FIG. The larger the q-axis assist current Iqf is, the smaller the target boost voltage Vt is set. When the q-axis assist current Iqf is large, a large current may flow through the step-up / down circuit 1. In such a case, the target boost voltage Vt can be set small. Therefore, a large current does not flow through the step-up / down circuit 1, and heat generation of the inductor 101, the step-up switch 102, the step-down switch 103, and the like can be suppressed.
[0059]
Further, the microcomputer 6 sets the smaller one of the target boost voltage Vt obtained based on the motor torque command value Ts and the target boost voltage Vt obtained based on the q-axis assist current Iqf as the target boost voltage Vt. Good.
[0060]
Note that the correspondence of the target boost voltage Vt based on the motor torque command value Ts or the q-axis assist current Iqf shown in FIGS. 5 and 6 can be further subdivided, or the maps can be interpolated. Thereby, more comfortable steering performance can be realized.
[0061]
Further, although it is not always necessary to previously set a map table as shown in FIG. 7 showing the relationship among the input voltage Vin, the target boost voltage Vt, and the boost duty value, the boost duty value by the microcomputer 6 can be determined by using the map table. The calculation time can be shortened. Note that interpolation between maps and the number of maps can be further subdivided.
[0062]
Further, when the target boost voltage Vt is changed and the rate of change becomes a predetermined value or more, it is preferable to slow down the responsiveness when boosting by software or gradually change the boost by hardware. . By doing so, the steering assist force is not changed suddenly, and the steering wheel can be comfortably steered without a sense of incongruity.
[0063]
Moreover, noise can be prevented by setting the frequency of the command signal to a value other than the audible frequency.
[0064]
(Control by setting boosting duty value)
A control method of the step-up / down circuit 1 which is a characteristic part of the present invention will be described.
[0065]
First, the microcomputer 6 sets a target boost voltage Vt that is a target value of the output voltage Vo based on the motor torque command value Ts. Next, a boost duty value capable of boosting the input voltage Vin input from the battery 12 or the charging generator 13 to the set target boost voltage Vt is calculated by the reference duty value calculation means of the microcomputer 6. FIG. 7 shows the relationship among the input voltage Vin, the target boost voltage Vt, and the boost duty value. This boost duty value is set as a reference boost duty value.
[0066]
On the other hand, the q-axis boost duty value is calculated by the q-axis duty value calculation means of the microcomputer 6 according to the q-axis assist current Iqf. This relationship is shown in FIG.
[0067]
Then, the smaller one of the q-axis boosting duty value and the reference boosting duty value is determined by the duty value comparison / determination means of the microcomputer 6. The determined boosting duty value is set as the maximum duty value Tmax. Further, the duty value to be controlled to the target boost voltage Vt is generated by the command duty value setting means as a command signal. The generated command signal is output to the step-up / down drive circuit 2. Based on the output signal, the step-up / step-down drive circuit 2 drives the step-up switch 102 and the step-down switch 103.
[0068]
By limiting the maximum boosting duty value in this way, excessive current does not flow through the inductor 101, and heat generation can be suppressed. It should be noted that interpolation between maps and the number of maps shown in FIGS. 5, 7, and 8 can be further subdivided.
[0069]
Here, the process of the typical microcomputer 6 of this embodiment is demonstrated using the flowchart of FIG.
[0070]
The input voltage Vin detected by the input voltage detection circuit 4 is read (step S1). On the other hand, an electric motor torque command value Ts is calculated based on the steering torque signal and the vehicle speed signal (step S2). Then, the q-axis assist current Iqf, which is one of the currents converted into the two-phase current by the two-phase conversion unit (dq conversion unit) 608 based on the output signal of the assist current detection circuit 7 and the electrical signal of the electrical angle calculation circuit 612. Is calculated (step S3). Subsequently, the target boost voltage Vt is set based on the calculated motor torque command value Ts (step S4). A reference boost duty value is calculated based on the input voltage Vin and the target boost voltage Vt. Further, the boost duty value is calculated based on the q-axis assist current Iqf. The smaller one is set as the maximum duty value Tmax (step S5). Then, the output voltage Vo detected by the output voltage detection circuit 3 is read (step S6).
[0071]
Subsequently, the output voltage Vo and the target boosted voltage Vt are compared. If they match, the processing is terminated and the current boosted state is maintained (step S7: Y). However, if the target boost voltage is changed, that is, if the target boost voltage is changed, the processing differs depending on whether the changed target boost voltage Vt is larger or smaller than the output voltage Vo, and the comparison is performed (step 8). When the changed target boost voltage Vt is higher than the output voltage Vo (step S8: Y), the currently commanded boost duty value Tc is decreased by a predetermined value (step S10). On the other hand, when the changed target boost voltage Vt is smaller than the output voltage Vo (step S8: N), the boost duty value Tc is increased by a predetermined value (step S9). Then, the changed boosting duty value Tc is compared with the calculated maximum duty value Tmax, and if they match, the process ends, and the boosting duty value Tc is boosted (step S11). If they do not match, it is compared whether the output voltage Vo and the target boost voltage Vt match. If they match, the processing is also terminated in this case, and the voltage is boosted based on the target boost voltage Vt (step S12). However, if they do not match, the process returns to step S8, and the boosting duty value changing process is performed.
[0072]
(Control of step-down processing during power generation of the three-phase brushless motor 14)
A control method of the step-up / down circuit 1 which is a characteristic part of the present invention will be described.
[0073]
The three-phase brushless motor 14 may be in a state (power generation state) that generates counter electromotive force depending on the vehicle and the steering state. Therefore, when the power generation state occurs, the step-down switch 103 shown in FIG. 3 can be turned on to return it to the battery 12 as regenerative energy. The power generation state is determined by comparing the target boost voltage Vt and the output voltage Vo by the comparative power generation detection means. That is, when the output voltage Vo exceeds the target boost voltage Vt by a predetermined value, it is determined as the power generation state.
[0074]
When the power assist motor generates power, the generated voltage is applied to the capacitor 105 (shown in FIG. 3) used to smooth the boosted voltage. In such a case, since the voltage generated by the capacitor 105 is not applied by turning on the step-down switch 103, the withstand voltage of the capacitor 105 is not increased more than necessary. Therefore, the capacitor 104 can be reduced in size. However, the ON operation of the step-down switch 103 needs to be performed when the step-up switch 102 is OFF. When the step-up switch 102 and the step-down switch 103 are simultaneously turned ON, the voltage applied to the three-phase brushless motor 14 stored in the capacitor 105 is short-circuited, causing an uncomfortable feeling in steering the steering wheel. Further, in the power generation state, an excessive current flows through the step-up switch 102, causing the buck-boost circuit 1 to break down. This operation can be prohibited from being simultaneously turned ON by the microcomputer 6. It is also possible to prohibit the simultaneous ON operation by hardware, and even when the microcomputer 6 malfunctions, failure can be prevented.
[0075]
(Control by frequency setting)
A control method of the step-up / down circuit 1 which is a characteristic part of the present invention will be described.
[0076]
First, the frequency f for driving the boost switch 102 is set based on the motor torque command value Ts by the frequency signal setting means of the microcomputer 6. The frequency f set based on the motor torque command value Ts is shown in FIG. This frequency f is the reciprocal of the sum (PWM period) of the ON operation time (Ton) and the OFF operation time (Toff) of the boosting switch 102. Next, a boosted duty value that can boost the input voltage Vin to a predetermined voltage is calculated. Then, a command signal is generated based on the set frequency f and the calculated boosting duty value. The generated command signal is output to the step-up / step-down drive circuit 2 by the step-up / step-down circuit control means. Based on the output signal, the step-up / step-down drive circuit 2 drives the step-up switch 102 and the step-down switch 103 to step up the input voltage Vin.
[0077]
Therefore, when the motor torque command value Ts is large, the frequency f can be set high. Therefore, a large current does not flow through the step-up / step-down circuit 1, and the heat generation of the inductor 101 can be suppressed. In this case, since the output voltage Vo is not lowered, an appropriate steering assist force can be obtained and operability can be maintained. Moreover, since the heat generation of the inductor 101 can be suppressed, the inductor 101 can be downsized.
[0078]
Here, the reason why the heat generation of the inductor 101 can be suppressed by changing the frequency f is as described above.
[0079]
In this embodiment, the frequency f is set based on the motor torque command value Ts, but may be set based on the q-axis assist current Iqf. The frequency f at that time is shown in FIG. The frequency f is set higher as the q-axis assist current Iqf is larger. In this case, since a large current may flow through the step-up / down circuit 1, the inductor 101 generates heat. Therefore, by increasing the frequency f, the heat generation of the inductor 101 can be suppressed without lowering the output voltage Vo.
[0080]
Further, the temperature TL of the inductor 101 may be detected by the inductor temperature monitoring means, and the frequency f may be set based on the temperature. Here, the step-up / step-down circuit 1 used in this case is shown in FIG. The same components as those of the step-up / step-down circuit 1 shown in FIG. The step-up / step-down circuit 1 further includes a temperature sensor 107 such as a thermistor. The temperature sensor 107 is installed in the vicinity of the inductor 101. The detected temperature is input to the microcomputer 6 and subjected to temperature calculation processing. A frequency f suitable for the temperature TL of the inductor 101 is shown in FIG. The higher the temperature TL of the inductor 101, the higher the frequency f is set.
[0081]
Here, the processing of the microcomputer 6 in this case will be described with reference to the flowchart of FIG.
[0082]
First, an initial value of the frequency f is set (step S31). For example, 20 kHz is set. Next, the temperature TL of the inductor 101 detected by the temperature sensor 107 is read (step S32). It is determined whether or not the temperature TL satisfies the conditional expression “−40 ≦ TL ≦ 85” (step S33). When the conditional expression is satisfied, the frequency f is maintained at the initial value. That is, it is driven at a frequency of 20 kHz. If the conditional expression is not satisfied, the frequency f1 is calculated based on the table of FIG. 14 according to the temperature TL of the inductor 101 (step S34). The frequency f1 is reset as the frequency f (step S35).
[0083]
Therefore, by determining the overheated state of the inductor 101 by the microcomputer 6, the heat generation of the inductor 101 can be suppressed without lowering the output voltage Vo.
[0084]
Alternatively, the temperature Tc of the step-up switch 102 or the temperature Td of the step-down switch 103 may be detected by the element temperature monitoring means, and the frequency f may be set based on the temperature. The step-up switch 102 and the step-down switch generate heat when the ON / OFF operation is intense. That is, heat is generated when the frequency f is high. Here, the step-up / step-down circuit 1 used in this case is shown in FIG. The step-up / down circuit 1 further includes temperature sensors 106 and 107. The temperature sensor 106 is installed in the vicinity of the boosting switch 102. The temperature sensor 108 is installed in the vicinity of the step-down switch 103. The detected temperature is input to the microcomputer 6 and subjected to temperature calculation processing. A frequency f suitable for the temperature Tc of the boosting switch 102 is shown in FIG. Further, FIG. 16 shows a frequency f appropriate for the temperature Td of the step-down switch 103. The higher the switch temperature is, the lower the frequency f is set. Therefore, switching loss can be reduced.
[0085]
Here, the processing of the microcomputer 6 when the frequency f is set based on the temperature Tc of the boosting switch 102 will be described with reference to the flowchart of FIG.
[0086]
First, an initial value of the frequency f is set (step S41). For example, 20 kHz is set. Next, the temperature Tc of the boosting switch 102 detected by the temperature sensor 106 is read (step S42). It is determined whether or not the temperature Tc satisfies the conditional expression “−40 ≦ Tc ≦ 120” (step S43). If the condition is satisfied, the frequency f is maintained at the initial value. That is, it is driven at a frequency of 20 kHz. If the conditional expression is not satisfied, the frequency f1 is calculated based on the detected temperature Tc of the boosting switch 102 based on the table of FIG. 15 (step S44). If the calculated frequency f1 is less than or equal to the initial value f, the frequency f is maintained at the initial value (step S45). Otherwise, the frequency f1 is reset as the frequency f (step S46).
[0087]
Therefore, the microcomputer 6 determines the overheated state of the step-up switch 102 and the step-down switch 103, so that the heat generation of the inductor 101 can be suppressed without lowering the output voltage Vo.
[0088]
Moreover, noise can be prevented by setting the frequency f to a value other than the audible frequency.
[0089]
In addition, since control will become difficult if the frequency f is made too high, it is good to set the upper limit of the frequency f and to change within the range below it. In that case, heat generation may be suppressed by setting the target boost voltage Vt, setting the boost duty value, or the like.
[0090]
(Synchronous control of the operation of the step-up switch 102 and the operation of the step-down switch 103)
A control method of the step-up / down circuit 1 which is a characteristic part of the present invention will be described.
[0091]
The control method of this embodiment is characterized in that the step-down switch 103 is actively turned on. That is, when the q-axis assist current Iqf is larger than a predetermined value, the operation of the step-up switch 102 and the operation of the step-down switch 103 are controlled synchronously. The synchronous control is control for turning off the step-down switch 103 when the step-up switch 102 is turned on, or turning on the step-down switch 103 when the step-up switch 102 is turned off. When the q-axis assist current Iqf is smaller than a predetermined value, the step-down switch 103 is controlled to be turned off regardless of the step-up switch 102 ON / OFF operation. Then, the microcomputer 6 generates a command signal for operating the step-up switch 102 and the step-down switch 103 of the step-up / step-down circuit 1 in this way. The generated command signal is output to the step-up / down drive circuit 2. Based on the output signal, the step-up / step-down drive circuit 2 drives the step-up switch 102 and the step-down switch 103 to step up the input voltage Vin.
[0092]
However, when the step-down switch 103 is turned on, a current normally flows backward. Therefore, it is necessary to perform synchronous control by determining a state in which current does not flow backward.
[0093]
Here, a state in which current does not flow backward even when synchronous control is performed will be described with reference to FIGS. 20 and 21. FIG.
[0094]
FIG. 20 shows a change in the current IL flowing through the inductor 101 when the steering assist force is small, that is, when the q-axis assist current Iqf is small. During the ON operation (Ts_on) of the boost switch 102, that is, while energy is being accumulated, the current flowing through the inductor 101 increases. On the other hand, during the OFF operation (Ts_off) of the boost switch 102, that is, while the energy is being released, the current flowing through the inductor 101 decreases. The ON / OFF operation of the boost switch 102 is repeated at a predetermined cycle (PWM cycle). If synchronous control is performed in this case, the step-down switch 103 is turned on when the step-up switch 102 is turned off (Ts_off), and therefore the current flows backward during the time (Tr) when no current flows through the inductor 101. Become. That is, the output voltage Vo drops.
[0095]
From this, it can be understood that the time (Tr) during which no current flows through the inductor 101 may be set to 0 in order to perform the synchronous control without causing the current to flow backward. That is, as shown in FIG. 21, when a current always flows through the inductor 101, no reverse flow occurs even if synchronous control is performed. FIG. 21 shows a change in the current IL flowing through the inductor 101 when the q-axis assist current Iqf increases. Td_on indicates the ON operation of the step-down switch 103, and Td_off indicates the OFF operation of the step-down switch 103.
[0096]
And when synchronous control is performed, the heat generation of the step-up / down circuit 1 can be suppressed, and the reason will be described.
[0097]
When the step-down switch 103 is turned off, the current does not flow backward, so the current flows from the inductor 101 side to the capacitor 105 side. When the step-down switch 103 is turned ON, the current passes through the step-down switch 103 without passing through the diode 104. Here, the power consumption Pd of the diode 104 and the power consumption Pm during the ON operation of the step-down switch 103 are shown in Equation 5.
[0098]
[Equation 5]
Pd = (Diode forward voltage) * (Current)
Pm = (current) ² * (second switch ON resistance)
In general, the power consumption Pm during the ON operation of the step-down switch 103 is smaller than the power consumption Pd of the diode 104. Therefore, since the heat generation of the step-down switch 103 is smaller than the heat generation of the diode 104, heat generation can be suppressed as the whole step-up / down circuit 1.
[0099]
Therefore, when the q-axis assist current Iqf is larger than a predetermined value, heat generation of the step-up / down circuit 1 can be suppressed by performing synchronous control. That is, current does not pass through the diode 104 but passes through the step-down switch 103 that consumes less power than the diode 104, so that heat generation of the diode 104 can be suppressed. Further, the pressure can be surely increased without backflow.
[0100]
FIG. 22 shows a change in the current IL flowing through the inductor 101 when the q-axis assist current Iqf is maximum. Even in this state, when synchronous control is performed, it is clear that heat generation in the step-up / down circuit 1 can be suppressed without backflow.
[0101]
In the present embodiment, the synchronous control is performed based on the q-axis assist current Iqf, but may be performed based on the input voltage Vin. That is, synchronous control is performed when the input voltage Vin is equal to or higher than a predetermined voltage. When the input voltage Vin is large, the rate of boosting is small and there is a risk of backflow. Therefore, synchronous control is performed only when there is no backflow, and the pressure can be reliably boosted and the heat generation of the step-up / down circuit 1 can be suppressed.
[0102]
Further, when the ratio of the ON operation (Ts_on) time in the ON / OFF operation time (PWM cycle) of the boosting switch 102 is larger than a predetermined value, synchronous control is performed. Therefore, since synchronous control can be performed over a wider range than in the case based on the input voltage Vin and the q-axis assist current Iqf described above, the heat generation of the step-up / down circuit 1 can be further suppressed.
[0103]
Here, an example of processing of the microcomputer 6 of the present embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG.
[0104]
The input voltage Vin detected by the input voltage detection circuit 4 is read (step S41). On the other hand, an electric motor torque command value Ts is calculated based on the steering torque signal and the vehicle speed signal (step S42). Based on the calculated motor torque command value Ts, the duty value of the boost switch 102 is calculated (step S43). Subsequently, the q-axis assist current that is one of the currents converted into the two-phase current by the two-phase conversion unit (dq conversion unit) 608 based on the output signal of the assist current detection circuit 7 and the electrical signal of the electrical angle calculation circuit 612. Iqf is calculated (step S44).
[0105]
Subsequently, it is determined whether or not the input voltage Vin is 16 V or less (step S45). If this condition is satisfied, it is further determined whether or not the q-axis assist current Iqf is 35 A or more (step S46). If this condition is also satisfied, it is determined that the condition for starting the synchronous control is satisfied, and the synchronous control is started (step S48). If the input voltage Vin is not 16 V or less (step S45: N) and the q-axis assist current Iqf is not 35 A or more (step S46: N), is the calculated duty value of the boost switch 102 greater than a predetermined value? Is determined (step S47). The predetermined value corresponds to a duty value set based on the input voltage Vin or the q-axis assist current Iqf. This relationship is shown in FIG. For example, when the input voltage is 8V and the q-axis assist current Iqf is 25 A or more, the predetermined value is 60. As a result of the determination, when this condition is satisfied (step S47: Y), synchronous control is started (step S48). Otherwise, the synchronization control is stopped and the process is terminated (step S49).
[0106]
FIG. 25 shows the relationship between the input voltage Vin, the q-axis assist current Iqf, and a predetermined value (corresponding to the duty value) to be compared in step S47. A solid line indicates a state where current does not flow backward even when synchronous control is performed. Region a is when the input voltage Vin is 16 V or less and the q-axis assist current Iqf is 35 A or more. That is, the region corresponds to the case where the conditions of steps S45 and S46 in FIG. 23 are satisfied.
[0107]
Note that the interpolation between maps in the map table shown in FIG. 24 and the number of maps can be further subdivided.
[0108]
【The invention's effect】
According to the electric power steering device of the present invention, an appropriate output voltage is always supplied to the electric motor by appropriately raising the pressure by judging in advance a situation where an element used in the step-up / step-down circuit may generate heat. It is another object of the present invention to provide an electric power steering apparatus that can reduce the size of a booster circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an electric power steering apparatus of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing generation processing of an output signal to an electric motor drive circuit by a microcomputer.
FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a step-up / step-down circuit according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a change in current flowing through an inductor when the boosting switch is turned on and off.
FIG. 5 is a table showing a target boost voltage based on a motor torque command value.
FIG. 6 is a table showing a target boost voltage based on a q-axis assist current.
FIG. 7 is a table showing maximum duty values with respect to an input voltage and a target boost voltage.
FIG. 8 is a table showing maximum duty values based on q-axis assist current.
FIG. 9 is a flowchart showing processing of the microcomputer in the control method by setting the boosted duty value.
FIG. 10 is a diagram showing DC superposition characteristics of an inductor.
FIG. 11 is a diagram showing a change in current flowing in the inductor when the boosting switch is turned ON / OFF in the control method by setting the frequency.
FIG. 12 is a table showing frequencies based on motor torque command values.
FIG. 13 is a table showing frequencies based on q-axis assist current.
FIG. 14 is a table showing frequencies based on inductor temperatures.
FIG. 15 is a table showing frequencies based on the temperature of the boosting switch.
FIG. 16 is a table showing the frequency based on the temperature of the step-down switch.
FIG. 17 is an electric circuit diagram showing a step-up / step-down circuit.
FIG. 18 is a flowchart showing the processing of the microcomputer in the control method by setting the frequency.
FIG. 19 is a flowchart showing processing of another microcomputer in the control method by setting the frequency.
FIG. 20 is a diagram showing a change in current flowing in the inductor when the boosting switch is turned ON / OFF.
FIG. 21 is a diagram showing a change in current flowing in the inductor when the boosting switch is turned ON / OFF.
FIG. 22 is a diagram showing a change in current flowing in the inductor when the boosting switch is turned ON / OFF.
FIG. 23 is a flowchart showing processing of the microcomputer in the synchronous control method.
FIG. 24 is a diagram illustrating a predetermined value based on an input voltage and a q-axis assist current.
FIG. 25 is a diagram illustrating a relationship among an input voltage, a q-axis assist current, and a predetermined value.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Buck-boost circuit 2 ... Buck-boost drive circuit 5 ... Electric motor drive circuit 6 ... Microcomputer 7 ... Assist current detection circuit 9 ... Steering torque detection circuit 12 ... Battery 13 .. Charging generator 14 ... Three-phase brushless motor 16 ... ECU
DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 ... Inductor 102 ... Boost switch 103 ... Buck switch 104 ... Diode 105 ... Capacitors 106, 107, 108 ... Temperature sensor

Claims

操舵力を補助するパワーアシスト電動機と、ステアリング軸にかかる操舵トルクを検出して操舵トルク信号を生成する操舵トルク検出手段と、車両の速度を検出して車速信号を生成する車速検出手段と、該操舵トルク信号および該車速信号に基づき該パワーアシスト電動機が要するトルクの指令値を算出する電動機トルク指令値算出手段と、該電動機トルク指令値に基づき該パワーアシスト電動機を制御する電動機制御手段と、該電動機制御手段を介して該パワーアシスト電動機へ駆動用電力を供給する電力供給源を有する電動パワーステアリング装置において、
前記電動機制御手段は、
前記電力供給源から入力される入力電圧を昇圧した出力電圧に変換し前記パワーアシスト電動機に印加するインダクタを用いて昇圧する昇圧回路と、
前記インダクタに印加される電流のＯＮ・ＯＦＦ動作周波数を、操舵状態に応じた周波数とする周波数信号を設定すると共に、該周波数を該インダクタの特性飽和領域に入らないように設定する周波数信号設定手段と、
該昇圧回路を該周波数信号に基づき制御する昇圧回路制御手段とを有することを特徴とする電動パワーステアリング装置。A power assist motor for assisting the steering force, a steering torque detecting means for detecting a steering torque applied to the steering shaft and generating a steering torque signal, a vehicle speed detecting means for detecting a vehicle speed and generating a vehicle speed signal, Motor torque command value calculating means for calculating a torque command value required by the power assist motor based on the steering torque signal and the vehicle speed signal, motor control means for controlling the power assist motor based on the motor torque command value, In an electric power steering apparatus having a power supply source for supplying driving power to the power assist motor via an electric motor control means,
The motor control means includes
A booster circuit that converts an input voltage input from the power supply source into a boosted output voltage and boosts the voltage using an inductor that is applied to the power assist motor;
Frequency signal setting means for setting a frequency signal that sets the ON / OFF operation frequency of the current applied to the inductor to a frequency corresponding to a steering state , and for setting the frequency so as not to enter the characteristic saturation region of the inductor. When,
An electric power steering apparatus comprising boosting circuit control means for controlling the boosting circuit based on the frequency signal.

前記周波数信号は前記電動機トルク指令値に基づき設定されることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置。2. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the frequency signal is set based on the motor torque command value.

前記電動機制御手段は、
さらに、前記パワーアシスト電動機へ供給されるアシスト電流を検出するアシスト電流検出手段と、
該アシスト電流を二相変換した等価な電流であるｑ軸アシスト電流を算出するｑ軸アシスト電流算出手段とを有し、
前記周波数信号は該ｑ軸アシスト電流に基づき設定されることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置。The motor control means includes
And assist current detecting means for detecting an assist current supplied to the power assist motor;
Q-axis assist current calculation means for calculating a q-axis assist current, which is an equivalent current obtained by two-phase conversion of the assist current,
2. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the frequency signal is set based on the q-axis assist current.

前記電動機制御手段は、
さらに、前記昇圧回路に使用している前記インダクタの温度を監視するインダクタ温度監視手段とを有し、
前記周波数信号は該インダクタの温度に基づき設定されることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置。The motor control means includes
Further comprising an inductor temperature monitoring means for monitoring the temperature of the inductor being used for the booster circuit,
2. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the frequency signal is set based on a temperature of the inductor.

前記電動機制御手段は、
さらに、前記昇圧回路に使用している素子の温度を監視する素子温度監視手段とを有し、
前記周波数信号は該素子の温度に基づき設定されることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置。The motor control means includes
Furthermore, element temperature monitoring means for monitoring the temperature of the element used in the booster circuit,
2. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the frequency signal is set based on a temperature of the element.

前記周波数信号設定手段は、前記周波数信号を可聴周波数以外の値に設定することを特徴とする請求項１乃至５記載の電動パワーステアリング装置。6. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the frequency signal setting means sets the frequency signal to a value other than an audible frequency.