JP3866803B2

JP3866803B2 - Magnet generator voltage regulator

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Publication number: JP3866803B2
Application number: JP27491996A
Authority: JP
Inventors: 淳志梁瀬; 卓鈴木
Original assignee: Mitsuba Corp
Current assignee: Mitsuba Corp
Priority date: 1995-11-09
Filing date: 1996-10-17
Publication date: 2007-01-10
Anticipated expiration: 2016-10-17
Also published as: JPH09191696A; FR2742278B1; CN1071058C; FR2742278A1; IT1287146B1; ITMI962322A1; CN1156916A; ITMI962322A0

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は小型自動二輪車等に用いて好適な磁石式発電機の電圧調整装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
小型二輪自動車等のエンジンによって駆動される磁石式発電機の電圧調整装置としては、例えば特公平６−６７１３１号に記載されているようなものがある。図２はこの公報に記載されている従来の、磁石式発電機及びその電圧調整装置並びにそれらの周辺回路を示す回路図である。図２において、１は磁石式発電機の巻線であり、図示していないエンジンによって回転駆動された磁石が発生する回転磁界を受け、端子ＣＨ及び中間タップ端子ＬＡと接地端子Ｅとの間に交流電圧を発生する。２はヘッドランプであり、端子ＬＡと接地端子Ｅの間に接続されて、巻線１から出力される交流電圧が両端子に印加される。３は磁石式発電機の電圧調整装置（以下、単に電圧調整装置と称する）であり、ヘッドランプ２に印加される電圧を制御するランプ制御回路３１と、バッテリ４及びスイッチ６を介して接続されているストップランプ等の直流電気負荷５に印加される電圧を制御する充電制御回路３２とから構成されている。
【０００３】
ランプ制御回路３１は、４個のダイオードＤ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、及びＤ１３からなり巻線１の端子ＬＡと接地端子Ｅの間の交流出力を整流する全波整流回路ＲＥ１０と、コンデンサＣ１０及び抵抗Ｒ１０からなり全波整流回路ＲＥ１０の出力電圧を平滑する平滑回路Ｓ１０と、コンデンサＣ１０の端子電圧に応じてオン・オフするＰＮＰトランジスタＱ１０と、サイリスタＳＣＲ１０と、そのゲート抵抗Ｒ１１とから構成されている。またサイリスタＳＣＲ１０のカソード端子は端子ＬＡに、アノード端子は接地端子Ｅに、ゲート端子はトランジスタＱ１０のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。
【０００４】
これらの構成によってランプ制御回路３１は、ヘッドランプ２に印加される交流電圧の大きさに応じた値を全波整流回路ＲＥ１０と平滑回路Ｓ１０を用いて検出し、検出した電圧がトランジスタＱ１０のベース−エミッタ電圧等で決められる所定の電圧（ヘッドランプ２の端子電圧で約１３Ｖの電圧）以上の場合にサイリスタＳＣＲ１０を短絡制御（オン）することによって、ヘッドランプ２の端子電圧を一定値に制御する。
【０００５】
充電制御回路３２は、端子ＣＨにアノード端子が接続され、バッテリ４の正極端子（Ｂ端子）にカソード端子が接続されているサイリスタＳＣＲ２０と、サイリスタＳＣＲ２０のアノード端子に一端が接続されている抵抗Ｒ２０と、抵抗Ｒ２０の他端にアノード端子が接続されているダイオードＤ２０と、サイリスタＳＣＲ２０のカソード端子とゲート端子の間に接続されている抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２０と、ダイオードＤ２０のアノード端子にカソード端子が接続されているツェナーダイオードＺＤ２０とから構成されている。なお、ダイオードＤ２０のカソード端子はサイリスタＳＣＲ２０のゲート端子に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２０のアノード端子は接地されている。
【０００６】
これらの構成によって充電制御回路３２は、バッテリ４及び直流電気負荷５に印加される直流電圧がツェナーダイオードＺＤ２０のツェナー電圧、ダイオードＤ２０の順方向電圧等によって決まる所定値を越えた場合にサイリスタＳＣＲ２０の通流率を下げることによって、直流電圧を所定値に制御するように作用する。
【０００７】
図２において、ランプ制御回路３１では、サイリスタＳＣＲ１０のアノード端子が接地されているので、サイリスタＳＣＲ１０による端子ＬＡ−接地間の短絡制御は端子ＬＡからの出力が負極性であるときにのみ行われる。他方、充電制御回路３２では、端子ＣＨにサイリスタＳＣＲ２０のアノード端子が接続されているので、サイリスタＳＣＲ２０による通流率制御は端子ＣＨからの出力が正極性であるときにのみ行われる。つまり、ランプ制御回路３１と充電制御回路３２は、互いに極性の異なる交流波形の各半波に対してそれぞれのサイリスタＳＣＲ１００、ＳＣＲ２０の点弧角の制御を行う。
【０００８】
上述したようにヘッドランプ２には端子ＬＡから出力される交流出力が極性にかかわらず印加され、ランプ制御回路３１で端子ＬＡからの負極性の出力に対して短絡制御が行われる。したがって、ヘッドランプ２に印加される電圧の実効値を所定値に制御するためには、正負両極性の印加電圧を検出して、その検出電圧に基づいてサイリスタＳＣＲ１０の短絡制御を行う必要がある。このために図２に示すランプ制御回路３１では、全波整流回路ＲＥ１０で端子ＬＡの交流電圧の絶対値を求め、さらに平滑回路Ｓ１０を用いて平均化して、基準となる電圧を検出している。
【０００９】
この場合平滑回路Ｓ１０の回路定数は、１周期において正負両極性の電圧波形を同一極性に変換した波形を平均化し、かつ所望の制御精度を確保するのに十分な交流分の除去特性を持つように決定されなければならない。このような回路定数を得るには図２に示す平滑回路Ｓ１０では一般にコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０で決まる時定数の値を、交流波形の１周期の長さの数倍程度の長さに設定することになる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような整流回路と平滑回路とを用いるランプ制御回路３１における端子ＬＡの電圧検出は、定常状態での検出精度はある程度確保することはできても、過渡状態における電圧検出の応答性を例えば交流周期の１周期の長さに比べて十分短いような特性とすることは困難であった。
【００１１】
図２においてバッテリ４が満充電状態となり、バッテリ４の端子電圧が所定の電圧より大きくなると、サイリスタＳＣＲ２０の通流率制御が開始される。このサイリスタＳＣＲ２０がオン・オフ動作を開始すると、それに伴って端子ＣＨの出力が階段状に変動し、端子ＬＡにも同様の出力変動が発生する。しかし、平滑回路Ｓ１０による平滑後の電圧検出の応答性が交流周期の１周期の長さに比べて遅い場合、このような出力変動に対して各周期毎に応答したサイリスタＳＣＲ１０の短絡制御を行うことはできない。
【００１２】
また、仮にこのような従来の回路を用いて電圧検出精度をさらに向上させようとした場合、それにともなって発生する検出の遅れと、エンジン回転速度、バッテリ４の状態、電気負荷５の動作状況等の組み合わせによっては、巻線１からの出力変動の周期と電圧検出の応答とが電圧制御の発振状態を生じさせ、それによって間欠的な出力の変動が発生する場合が考えられる。このような間欠的な変動が生じると、例えばサイリスタＳＣＲ１０が長期間オンしてしまい、ヘッドランプ２がちらつく現象が発生する可能性がある。
【００１３】
また、エンジン回転速度が高い場合には巻線１から出力される交流出力の周波数が高くなるので、この場合平滑回路Ｓ１０での交流分に対する減衰量が大きくなる。したがってコンデンサＣ１０の端子間で検出される電圧変化の大きさが小さくなる。したがって、サイリスタＳＣＲ１０のオン・オフ時に生じる電位差が小さくなり、ノイズ等によって発生するわずかな電圧変動によっても、サイリスタＳＣＲ１０のオン・オフ状態が影響される場合が発生する恐れがある。
【００１４】
この発明は、このような背景の下になされたもので、従来の装置に比べてヘッドランプの印加電圧の制御における制御性を向上させることができる磁石式発電機の電圧調整装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するためにこの発明による磁石式発電機の電圧調整装置は、磁石式発電機が蓄電池を充電するための正極性出力発生時に充電される第１の充電手段（Ｃ１）と、正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と第１の充電手段（Ｃ１）の充電電圧とによって充電される第２の充電手段（Ｃ３）と、第２の充電手段（Ｃ３）の充電電圧が所定電圧となった時、磁石式発電機の出力を短絡する短絡手段とを具備することを特徴としている。
【００１６】
また、この発明による磁石式発電機の電圧調整装置は、さらに第２の充電手段（Ｃ３）に所定のオフセット電圧を持たせるオフセット電圧発生手段（Ｄ１，Ｒ２）を具備することを特徴としている。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の一実施の形態について説明する。図１はこの発明の一実施の形態による磁石式発電機の電圧調整装置の構成を示すブロック図であり、この図において、図２の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。
【００１８】
図１において７０は電圧調整装置であり、ランプ制御回路７１と充電制御回路３２とから構成されている。なお、図１では図２に示した充電制御回路３２の内部構成の図示を省略している。ランプ制御回路７１はサイリスタＳＣＲ１と、本発明の特徴となる部分のサイリスタＳＣＲ１のゲート制御回路８０とから構成されている。このランプ制御回路７１は、図２に示すランプ制御回路３１と同様の機能を有する回路であるが、この場合、図２に示すサイリスタＳＣＲ１０に対応するサイリスタＳＣＲ１のカソード端子は端子ＬＡではなく端子ＣＨに、また同様に抵抗Ｒ１１（図２）に対応する抵抗Ｒ７の一方の端子は端子ＬＡではなく端子ＣＨに接続されている。
【００１９】
この場合、サイリスタＳＣＲ１がオンすると、端子ＣＨと接地端子Ｅ間が短絡される。巻線１の端子ＣＨと端子Ｅ間が短絡されると、端子ＬＡの出力も接地されたことと同様になるので、端子ＣＨを短絡する場合も端子ＬＡを短絡する場合と基本的には同様の動作状態となる。ただし、端子ＣＨを短絡する場合には、サイリスタＳＣＲ１を流れる短絡電流の過渡的な変化が端子ＬＡを短絡する場合よりもゆるやかにすることができるので、端子ＬＡにおける出力電流と電圧の変化をよりゆるやかにすることができる。なお、本実施の形態において図２に示す回路と同様なものを適用することも可能である。
【００２０】
ゲート制御回路８０は、端子ＬＡと接地端子Ｅの間に順に直列に接続されているコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、及びダイオードＤ１と、同様に直列接続されている抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ２、及びコンデンサＣ３と、抵抗Ｒ１とダイオードＤ２の接続点とコンデンサＣ２、Ｃ３間の接続点間に接続されている抵抗Ｒ２と、エミッタ端子が接地されているＰＮＰトランジスタＱ１と、アノード端子がコンデンサＣ２、Ｃ３間の接続点に接続されて、カソード端子がトランジスタＱ１のベース端子に接続されているツェナーダイオードＺＤ１と、トランジスタＱ１のベース、エミッタ端子間に接続されている抵抗Ｒ５と、トランジスタＱ１のコレクタ端子に一端が接続されている抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ６の他端とサイリスタＳＣＲ１のゲート端子間に接続されているダイオードＤ２と、抵抗Ｒ７とから構成されている。なお、ダイオードＤ１のカソード端子は接地され、ダイオードＤ２のカソード端子はサイリスタＳＣＲ１のゲート端子に接続され、そして、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点と抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点は互いに接続されている。
【００２１】
次に、ゲート制御回路８０の動作について説明する。
ツェナーダイオードＺＤ１が不導通の状態のとき、コンデンサＣ３には２通りの経路（抵抗Ｒ２を通る経路と抵抗Ｒ４を通る経路）で端子ＬＡの交流電圧が印加される。つまりコンデンサＣ３の充放電は端子ＬＡの電圧によって交流的に行われる。ここでコンデンサＣ３の充電と放電は、図示した向きの電流の流れとして定義する。また、本実施の形態によれば充電と放電は、端子ＬＡの交流電圧の１周期中に各１回だけ行われる。この点は、図２に示す従来の回路においてコンデンサＣ１０に対して１周期中に２回の充電が行われるのと異なる本発明の動作上の大きな特徴である。
【００２２】
ここで仮に図示したものと異なり、コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３に係る回路構成が端子ＬＡと接地端子Ｅ間で対称な関係である場合を考えると、その場合コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cは接地電位を中心にして正／負対称に振れる電圧となる。しかし、実際にはこの実施の形態では、各コンデンサＣ１〜Ｃ３とダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３との接続関係は端子ＬＡと接地端子Ｅ間で対称ではなく、特にダイオードＤ１を設けることで正負の方向で導通又は不導通に変化する回路が形成されている。このダイオードＤ１の動作によってコンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cは負側にオフセットされた電圧となる。
【００２３】
これはダイオードＤ１があるためにコンデンサＣ３の放電時の電流が、充電時の電流に比べて少なくなるために生じるものである。すなわち、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ２を介してコンデンサＣ３に充放電される電流が端子ＬＡの極性にかかわらずほぼ正負で等しい変化を示すのに対して、抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ３を充放電する電流は、放電時にダイオードＤ１でクランプされる電圧に対応した分減少した（つまり充電電流＞放電電流の関係の）充放電で不均一な電流となるからである。この抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ３から放電される電流が、上述した端子電圧Ｖ_Cの負側のオフセット電圧を発生させる。結果としてコンデンサＣ３の端子間には、この充放電電流のアンバランスによる負極性のオフセット電圧と各周期毎の充放電電流による交流電圧とを加えた電圧が現れることになる。
【００２４】
なお、１個のダイオードＤ１の順方向電圧によって十分な充放電電流のアンバランスを生じさせるためには、抵抗Ｒ２の抵抗値をある程度大きくして、抵抗Ｒ２を流れる放電電流によって発生する電圧降下にある程度の大きさを持たせる必要がある（例えばツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧程度の電圧値）。そのため、このオフセット電圧は抵抗Ｒ２の値とコンデンサＣ３の値によって決まる遅延特性を有して変化することになる。ただし、この遅延特性は平滑を目的とするものではないので、図２に示す平滑回路Ｓ１０による遅延時間に比べれば非常に小さな値に抑えることができる。
【００２５】
端子ＬＡが負の場合、コンデンサＣ３は端子ＬＡの負極性の電圧によって図１に示す極性で充電される。したがって、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cは、オフセット電圧の値から交流分によるコンデンサＣ３の充電に伴って徐々に低下する。そして、端子電圧Ｖ_C＝−（Ｖ_ZD1＋Ｖ_BE(Q1)）となると（ここでＶ_ZD1はツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧、Ｖ_BE(Q1)はトランジスタＱ１のベース−エミッタ・オン電圧である）、トランジスタＱ１にベース電流が流れ、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間がオンする。トランジスタＱ１がオンすると、サイリスタＳＣＲ１が点弧する。サイリスタＳＣＲ１が点弧すると、端子ＬＡ−端子Ｅ間が短絡され、ヘッドランプ２に電流が流れなくなる。このようにして端子ＬＡの交流波形の負の電圧の絶対値（実効値）が大きくなり、コンデンサＣ３の負の電圧値の大きさが所定の値を越えると、サイリスタＳＣＲ１が短絡制御されて、結果としてヘッドランプ２に加わる電圧が一定値に制御されることになる。
【００２６】
一方、端子ＬＡの電圧が正の場合、コンデンサＣ１が図示する方向の抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を介して流れる充電電流によって充電される。この場合、充電電流は抵抗Ｒ２等を介さずにダイオードＤ１を通って流れるので、コンデンサＣ１の充電電圧はコンデンサＣ３の場合に比べると短時間に変化する。したがって、コンデンサＣ１には各周期毎の正の半波波形に応じた電圧が充電される。そしてコンデンサＣ１の充電電圧は端子ＬＡの次の負の電圧発生時に、この端子ＬＡの電圧に加わって、他のコンデンサ等からなる回路に印加される電圧を形成する。
【００２７】
例えば、端子ＬＡの電圧が正の場合に、ある定常状態からこの時、交流波形の正の電圧値が低くなったと仮定すると、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１及びダイオードＤ１を通って流れる電流の値が低下する。つまり、このときコンデンサＣ１の充電電流が減少する。これによってコンデンサＣ１の端子電圧が低下するので、次に端子ＬＡの電圧が負となった場合にコンデンサＣ３に印加される電圧値が低下することになる。この結果、コンデンサＣ３の充電量が減少することになり、負のオフセット電圧の大きさが小さくなる。これによってサイリスタＳＣＲ１が点弧するタイミングが遅れるので、ヘッドランプ２に加わる負側の電圧が増える方向となり、結果的にヘッドランプ２に加わる電圧が一定になるように制御される。
【００２８】
上記の動作においてコンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cは、端子ＬＡの交流電圧が回路定数により分圧された値を交流分として含んだ電圧として変化する。つまり端子電圧Ｖ_Cは交流動作しているので、エンジンの回転速度が変化して周波数が変動した場合にも上述した基本的な動作は影響されず、上記と同様の動作にて常に安定した制御特性を得ることができる。
【００２９】
ここで、図３を参照して、図１に示す本発明の実施形態の回路動作の詳細について説明する。図３は、図１に示す本発明による実施形態における端子ＬＡ−Ｅ間の電圧Ｖ_LAおよびコンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cの時間変化を示す図である。端子ＬＡ−Ｅ間の電圧Ｖ_LAが負の場合、コンデンサＣ３には、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２を通る回路で電荷が充電される。コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cの電圧の変化の割合は電圧Ｖ_LAが大きいほど大きくなるので、端子電圧Ｖ_CがツェナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１をオンする電圧−（Ｖ_ZD1＋Ｖ_BE(Q1)）に達する時間は、電圧Ｖ_LAが大きいほど短くなる。コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cが−（Ｖ_ZD1＋Ｖ_BE(Q1)）に達すると、サイリスタＳＣＲ１がオンして、電圧Ｖ_LAはサイリスタＳＣＲ１のオン電圧で決まる値となる（図３では簡略化のため０Ｖとしている）。この時、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cは、ツェナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１のベース−エミッタ間ダイオードによって決まる電圧−（Ｖ_ZD1＋Ｖ_BE(Q1)）にクランプされる（この図では−８．５Ｖ）。図３に示すように、電圧Ｖ_LAとして、実線で示す電圧を印加する場合と、それより大きい破線で示す電圧を印加する場合を比較すると、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cは破線で示す大きい電圧が印加された場合のほうが短時間でサイリスタＳＣＲ１をオンさせる電圧に達している。
【００３０】
サイリスタＳＣＲ１がオンすると、コンデンサＣ３に充電された電荷がコンデンサＣ２によって放電され、コンデンサＣ３とコンデンサＣ２の静電容量の比で決まる電圧分、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cの絶対値が低下する。そして、ツェナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１がオフする。その後、コンデンサＣ３の電荷は抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧Ｖ_Cの絶対値は徐々に低下して行く。
【００３１】
次に、電圧Ｖ_LAが正になると、コンデンサＣ３の電荷は、さらに抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧Ｖ_Cの絶対値はさらに低下して行く。ただし、電圧Ｖ_LAが正の場合には、コンデンサＣ３に印加される電圧はダイオードＤ１の順方向電圧によって制限されるので、コンデンサＣ３の電荷は端子電圧Ｖ_LAの大きさによらずほぼ一定の状態で放電されて行く（図３では−６．５Ｖまで低下している）。このように、電圧Ｖ_LAが正の場合のコンデンサＣ３の放電量は、電圧Ｖ_LAの波形やサイリスタＳＣＲ１がオンするタイミングの変化によらず、常にほぼ一定の値となる。
【００３２】
以上のように、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ_Cは、充電時には絶対値のピーク値が一定となり、また放電時には電荷の放電量が各波形ごとに大きく変化せずにほぼ一定となるので、充電開始前の電圧値に大きな差が生じることがなくなる。この結果、各波形ごとにほぼ独立してサイリスタＳＣＲ１のオン・オフ制御を行うことが可能となる。
【００３３】
一方、図２に示すような従来の回路では、端子ＬＡ−Ｅ間の電圧Ｖ_LAを全波整流した電圧波形を、交流波形の１周期の長さの数倍程度の長さの時定数を有するコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０からなる平滑回路Ｓ１０を用いて平滑して、検出電圧として使用している。このため、電圧の検出には平滑回路Ｓ１０による遅れが伴うことになる。図４は端子電圧Ｖ_LAの変化に対するコンデンサＣ１０の端子電圧Ｖ_C1の時間変化の一例を示すものである。なお、図２に示す回路図では、端子電圧Ｖ_LAを全波整流した電圧波形をコンデンサＣ１０およびトランジスタＱ１０のベース−エミッタ間に直接印加するようにしているが、この場合には、ヘッドランプ２に印加される電圧と同等の大きさの直流電圧がトランジスタＱ１０のベース−エミッタ間に直接印加されることになる。したがって、実際にはある程度大きさの抵抗素子をコンデンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に設置する必要がある。図４は、この条件を考慮して、コンデンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に抵抗素子が介在していることを仮定した上でコンデンサＣ１０の端子電圧Ｖ_C1の動作波形を描いたものである。トランジスタＱ１０をオンするときのコンデンサＣ１０の端子電圧Ｖ_C1の値をしきい値Ｖ_THとすると、実線で示すような変動の比較的小さい波形が端子ＬＡ−Ｅ間に印加されたとき、コンデンサＶ_C1の電圧波形は電圧Ｖ_THの近傍で、各波形ごとにトランジスタＱ１０をオンオフする電圧となる。しかし、破線で示すような大きな振幅を持つ波形が印加された場合、コンデンサＣ１０の端子電圧Ｖ_C1の絶対値は、破線の曲線で示すように大きく増加し、そして、コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０等によって決まる時定数に従って、徐々に低下して行くことになる。このような場合、後続する波形の振幅の大きさによらず、トランジスタＱ１０はオンし続けてしまい、サイリスタＳＣＲ１０が連続的にオンすることになる。このように、従来の装置では、各波形ごとに独立して制御をおこなうことができない場合があるので、場合によっては制御電圧が短時間変動してしまうことなどが考えられる。一方、本発明の実施形態によれば、各波形ごとに通流率制御を行うことができるので、従来に比べて制御性をよくすることができる。
【００３４】
以上述べたように、本実施の形態によれば、検出電圧を蓄えるコンデンサＣ３が端子ＬＡの入力交流電圧に連動して充放電動作する。また、整流回路を用いずにコンデンサＣ３の電圧を充放電させ、平滑回路を用いていないので、交流波形の１周期毎に応答性の良いヘッドランプ２の印加電圧の制御を行うことが可能となる。
【００３５】
また、交流波形の１周期毎に応答して、各周期でのヘッドランプ２の印加電圧が所定の値となるようにサイリスタＳＣＲ１の点弧のタイミングを調節するので、例えば数周期分の期間にわたってヘッドランプ２がオフするようなことがないので、ヘッドランプ２のちらつきが発生するようなこともない。
【００３６】
また、高回転時にもコンデンサＣ３の端子電圧の波形には、回転数によらずに大きな変化が現れるので、ノイズの混入などによる誤動作のない、安定した電圧検出を行うことができる。
【００３７】
次に、本発明による電圧調整装置の制御特性を、小型二輪車等において実際に用いる場合の周辺回路との組み合わせにおいて説明する。図５は、図１に示す直流電気負荷５を実際の回路にあわせてより具体的に示した回路図である。図５において、５１はストップランプ、５２はブレーキスイッチ、５３はＤＣ−ＣＤＩ（直流−コンデンサ・ディスチャージ・イグナイタ）、５４は昇圧コイル、５５は点火プラグである。ＤＣ−ＣＤＩ５３は、バッテリ４の直流端子電圧を昇圧して内部のコンデンサに充電し、所定の点火タイミングで充電した電荷を放電して、昇圧コイル５４に供給する。昇圧コイル５４は、ＤＣ−ＣＤＩ５３から供給された電流を一次側巻線に流し、２次側巻線から昇圧した電圧を出力する。そして、点火プラグ５５は、図示していないエンジン内において昇圧コイル５４の２次側巻線から出力された電圧によって発火する。
【００３８】
図６は、図５に示すＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流と端子ＬＡ−Ｅ間の電圧Ｖ_LA間の関係を示す図であり、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流（Ａ）と端子電圧Ｖ_LA（Ｖ）の時間変化を表した波形図である。この場合、エンジン回転速度Ｎ_eが比較的低く、電圧Ｖ_LAが十分上昇しておらず、負側波形のサイリスタＳＣＲ１による通流率の制御が開始されていない状態を示している。また、巻線１を有する磁石式発電機の磁極数は８極であり、エンジンの回転速度の４倍の周波数の交流電圧が巻線１から出力される場合を示している。図６に示すように、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流は、エンジンの１回転中で一定にはなっておらず、１回転中において１つのピークを持って変化する。これに対して、磁石式発電機の巻線１から出力される電流は、ＤＣ−ＣＤＩ５３へ直接供給されて消費されるとともに、バッテリ４からＤＣ−ＣＤＩ５３へ供給された電流分を充電するために消費される。このため一回転中における巻線１の出力電圧波形は、各周期の間で互いに異なったものとなる。
【００３９】
図７は、図５に示す回路において、エンジン回転速度Ｎ_eを変化させたときのヘッドランプ２の印加電圧Ｖ_Lの変化の特性の一例を示したものである。実線で示す電圧は通常時すなわち負荷がＤＣ−ＣＤＩ５３のみの場合のものであり、破線で示す電圧はブレーキスイッチ５２がオンされて、ストップランプ５１が点灯しているときのものである。通常、この図に示すように、ストップランプ５１がオンすることにより、巻線１の出力電圧が垂下してヘッドランプ２に印加される電圧は低下する。なお、比較のため、図７には、図２に示すような従来の回路を用いた場合の通常時の特性を一点鎖線で示している。図６に示すように、エンジン回転速度が低く、サイリスタＳＣＲ１（あるいはサイリスタＳＣＲ１０）の通流率制御が開始されていない状態では、本発明による電圧調整装置７０と従来の装置３においてランプ印加電圧Ｖ_Lの制御性には差は生じない。
【００４０】
次に、エンジン回転速度が少し上昇した▲１▼の点において、４周期の波形中、１周期の波形が制御電圧を越える電圧に上昇したことを仮定する。ただし、この場合においても、４周期全体における実効電圧の平均値は制御電圧に達していないものとする。この点において、従来例では、ランプ電圧Ｖ_Lの平均値が所定の制御電圧に達していないので、依然として通流率制御が開始されておらず、回転速度の上昇にあわせて電圧Ｖ_Lは上昇する。これに対して、本発明による電圧調整装置７０では、１周期の波形であっても制御電圧を越える電圧が検出された場合には、その周期の波形に対して通流率制御が開始されるので、その結果、通流率制御が行われた分だけ従来例の電圧に比べて本発明の実施形態ではヘッドランプ２の端子電圧Ｖ_Lが低下することになる。
【００４１】
図８（ａ）および図９（ａ）は、図７に示す▲１▼のエンジン回転速度における本発明の電圧調整装置７０（図８（ａ））および従来の電圧調整装置３（図９（ａ））によるヘッドランプ２に印加される電圧Ｖ_Lの制御波形の一例を示す図である。本発明の電圧調整装置７０では各波形ごとに通流率の制御が行われるので、図８（ａ）に示すように、所定の制御電圧を越えた波形すなわちここでは１番目の周期の電圧波形に対して、サイリスタＳＣＲ１の短絡制御が行われる。この結果、１番目の波形の電圧の実効値は１３．２Ｖに制御され、１３．２Ｖに満たない他の周期の波形に対してはサイリスタＳＣＲ１の短絡制御が行われず、それぞれ１３．２Ｖ未満の値となっている。結果として図８（ａ）に示すエンジン１回転におけるヘッドランプ２の端子電圧Ｖ_Lの平均は、１２．７Ｖrmsとなる。一方、図９（ａ）に示す従来の装置による制御波形では、１番目の周期の電圧は１３．２Ｖrmsを越える１３．５Ｖrmsとなっているものの、平均の電圧が１３．２Ｖrmsに達していないので、４周期すべての波形に対して通流率制御が実行されていない。
【００４２】
次に、図７に示す▲２▼の回転速度の場合について説明する。この回転速度では、４周期の波形実効値電圧の平均値は制御電圧に達しているものとする。この回転速度では、本発明の電圧調整装置７０では図８（ｂ）に示すように１３．２Ｖrmsに達する１番目と４番目の周期の波形に対して制御が行われて電圧値が１３．２Ｖrmsに制御され、他の２周期に波形には制御が実行されない。この結果、平均電圧は１２．９Ｖrmsとなる。これに対して、同じ▲２▼の回転速度における従来の装置による制御波形は、図９（ｂ）に示すように、全体として平均電圧が制御電圧１３．２Ｖrmsに達しているため、制御電圧以下の電圧実効値を有する２番目の周期の波形を含めた１、２、および４番目の周期の波形に対して制御が行われて、平均電圧が１３．２Ｖrmsに制御される。
【００４３】
そして、図７に示す▲３▼の回転速度では、本発明の電圧調整装置７０では図８（ｃ）に示すように１３．２Ｖrmsに達する４周期の波形すべてに対して制御が行われて各周期の波形の電圧値がそれぞれ１３．２Ｖrmsに制御される。一方、従来の装置による制御波形は図９（ｃ）に示すように、全体として平均電圧が制御電圧１３．２Ｖrmsと一致するように各周期の波形に対して制御が行われる。ただし、各周期の波形に対する通流率は、平均の値に基づいて決定されるため、各波形の電圧値はそれぞれ異なった値になる。
【００４４】
このように、本発明の電圧調整装置によれば、所定の制御電圧に基づいて、１周期ごとに異なる波形の電圧を独立して制御するので、平均値で制御する従来例に比べて、ストップランプ５１をオフした時とオンした時の電位差が小さくなる。図７に示す例では、エンジン回転速度が低い領域（ストップランプをオンした時に制御電圧を維持できない回転速度域）において、従来例によるストップランプをオフした時とオンした時の電位差が最大２．５Ｖ程度となっているのに対して、本発明の電圧調整装置では電位差が最大２．０Ｖ以下となる。このように本発明によれば、ストップランプ５１をオフした時とオンした時のヘッドランプ２に印加される電圧の差を小さくなることができるので、ストップランプ５１をオン・オフすることによるヘッドランプ２の明るさの明滅の大きさを従来に比べ低減することが可能となる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と、正極性出力によって充電されている第１の充電手段の充電電圧とによって充電される第２の充電手段の電圧に応じて、磁石式発電機の出力を短絡するので、整流回路やその出力を平滑する回路を設ける必要がなく、従来の装置に比べて応答正の良い磁石式発電機の電圧制御を行うことができる。また、回転速度が低い領域における負荷変化に対する制御電圧の変動を低く抑えることができるので、ヘッドランプの明滅などを従来に比べて小さく抑えることが可能となる。
【００４６】
また、請求項２記載の発明によれば、第２の充電手段に所定のオフセット電圧を持たせることができるので、磁石式発電機の出力を短絡するための短絡手段を簡単な構成で実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施の形態による磁石式発電機の電圧調整装置の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の磁石式発電機の電圧調整装置の構成を示すブロック図である。
【図３】図１に示す電圧調整装置７０の動作を説明するための波形図である。
【図４】図２に示す従来の電圧調整装置３の動作を説明するための波形図である。
【図５】図１に示す磁石式発電機の負荷としてＤＣ−ＣＤＩおよびストップランプを用いる場合の構成を示すブロック図である。
【図６】図５に示す構成における動作を説明するための波形図である。
【図７】図５に示す構成におけるヘッドランプ２の印加電圧Ｖ_Lの速度特性図である。
【図８】図５に示す構成におけるヘッドランプ２の印加電圧Ｖ_Lの制御波形図である。
【図９】従来の構成におけるヘッドランプ２の印加電圧Ｖ_Lの制御波形図である。
【符号の説明】
１磁石式発電機の巻線
２ヘッドランプ
４バッテリ
３２充電制御回路
７０磁石式発電機の電圧調整装置
７１ランプ制御回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３コンデンサ
Ｄ１ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a voltage regulator for a magnet generator suitable for use in a small motorcycle or the like.
[0002]
[Prior art]
An example of a voltage adjusting device for a magnet generator driven by an engine of a small two-wheeled vehicle is described in Japanese Patent Publication No. 6-67131. FIG. 2 is a circuit diagram showing a conventional magnet generator, its voltage regulator and its peripheral circuits described in this publication. In FIG. 2, reference numeral 1 denotes a winding of a magnet generator, which receives a rotating magnetic field generated by a magnet rotated and driven by an engine (not shown), and is connected between the terminal CH and the intermediate tap terminal LA and the ground terminal E. Generate AC voltage. A headlamp 2 is connected between the terminal LA and the ground terminal E, and an AC voltage output from the winding 1 is applied to both terminals. Reference numeral 3 denotes a voltage adjusting device (hereinafter simply referred to as a voltage adjusting device) for a magnet generator, which is connected to a lamp control circuit 31 that controls a voltage applied to the headlamp 2 via a battery 4 and a switch 6. And a charge control circuit 32 for controlling the voltage applied to the DC electric load 5 such as a stop lamp.
[0003]
The lamp control circuit 31 includes four diodes D10, D11, D12, and D13, a full-wave rectifier circuit RE10 that rectifies an AC output between the terminal LA of the winding 1 and the ground terminal E, a capacitor C10, and a resistor R10. And a smoothing circuit S10 that smoothes the output voltage of the full-wave rectifier circuit RE10, a PNP transistor Q10 that is turned on / off according to the terminal voltage of the capacitor C10, a thyristor SCR10, and a gate resistor R11 thereof. The cathode terminal of the thyristor SCR10 is connected to the terminal LA, the anode terminal is connected to the ground terminal E, and the gate terminal is connected to the collector terminal of the transistor Q10.
[0004]
With these configurations, the lamp control circuit 31 detects a value corresponding to the magnitude of the AC voltage applied to the headlamp 2 using the full-wave rectifier circuit RE10 and the smoothing circuit S10, and the detected voltage is the base of the transistor Q10. -The terminal voltage of the headlamp 2 is controlled to a constant value by short-circuiting (turning on) the thyristor SCR10 when the voltage is higher than a predetermined voltage determined by the emitter voltage or the like (the terminal voltage of the headlamp 2 is about 13V). To do.
[0005]
The charge control circuit 32 includes a thyristor SCR20 having an anode terminal connected to the terminal CH and a cathode terminal connected to the positive terminal (B terminal) of the battery 4, and a resistor R20 having one end connected to the anode terminal of the thyristor SCR20. A diode D20 having an anode terminal connected to the other end of the resistor R20, a resistor R21 and a capacitor C20 connected between the cathode terminal and the gate terminal of the thyristor SCR20, and a cathode terminal to the anode terminal of the diode D20. The zener diode ZD20 is connected. The cathode terminal of the diode D20 is connected to the gate terminal of the thyristor SCR20, and the anode terminal of the Zener diode ZD20 is grounded.
[0006]
With these configurations, the charge control circuit 32 allows the thyristor SCR 20 to operate when the DC voltage applied to the battery 4 and the DC electric load 5 exceeds a predetermined value determined by the Zener voltage of the Zener diode ZD20, the forward voltage of the diode D20, and the like. The DC voltage is controlled to a predetermined value by lowering the conduction rate.
[0007]
In FIG. 2, in the lamp control circuit 31, since the anode terminal of the thyristor SCR10 is grounded, the short-circuit control between the terminal LA and the ground by the thyristor SCR10 is performed only when the output from the terminal LA is negative. On the other hand, in the charging control circuit 32, since the anode terminal of the thyristor SCR 20 is connected to the terminal CH, the flow rate control by the thyristor SCR 20 is performed only when the output from the terminal CH is positive. That is, the lamp control circuit 31 and the charge control circuit 32 control the firing angles of the thyristors SCR100 and SCR20 with respect to the half waves of the AC waveforms having different polarities.
[0008]
As described above, the AC output output from the terminal LA is applied to the headlamp 2 regardless of the polarity, and the lamp control circuit 31 performs short-circuit control on the negative output from the terminal LA. Therefore, in order to control the effective value of the voltage applied to the headlamp 2 to a predetermined value, it is necessary to detect the applied voltage of both positive and negative polarities and perform short-circuit control of the thyristor SCR 10 based on the detected voltage. . For this purpose, in the lamp control circuit 31 shown in FIG. 2, the absolute value of the AC voltage at the terminal LA is obtained by the full-wave rectifier circuit RE10 and further averaged by using the smoothing circuit S10 to detect a reference voltage. .
[0009]
In this case, the circuit constant of the smoothing circuit S10 seems to have an AC removal characteristic sufficient to average a waveform obtained by converting positive and negative voltage waveforms into the same polarity in one cycle and to ensure a desired control accuracy. Must be determined. In order to obtain such a circuit constant, in the smoothing circuit S10 shown in FIG. 2, the value of the time constant generally determined by the capacitor C10 and the resistor R10 is set to a length several times the length of one cycle of the AC waveform. become.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
The voltage detection of the terminal LA in the lamp control circuit 31 using the rectifier circuit and the smoothing circuit as described above can ensure the detection accuracy in the steady state to some extent, but the voltage detection responsiveness in the transient state is, for example, It has been difficult to obtain characteristics that are sufficiently shorter than the length of one AC cycle.
[0011]
In FIG. 2, when the battery 4 is fully charged and the terminal voltage of the battery 4 becomes higher than a predetermined voltage, the flow rate control of the thyristor SCR 20 is started. When the thyristor SCR 20 starts an on / off operation, the output of the terminal CH fluctuates stepwise, and the same output fluctuation occurs at the terminal LA. However, when the responsiveness of the voltage detection after smoothing by the smoothing circuit S10 is slower than the length of one cycle of the AC cycle, the short-circuit control of the thyristor SCR10 that responds to each cycle of the output fluctuation is performed. It is not possible.
[0012]
Further, if it is attempted to further improve the voltage detection accuracy using such a conventional circuit, the detection delay, the engine rotation speed, the state of the battery 4, the operating state of the electric load 5, etc. that accompany it are detected. Depending on the combination, the period of the output fluctuation from the winding 1 and the voltage detection response may cause a voltage-controlled oscillation state, thereby causing an intermittent output fluctuation. When such intermittent fluctuation occurs, for example, the thyristor SCR 10 may be turned on for a long period of time, and the headlamp 2 may flicker.
[0013]
Further, when the engine speed is high, the frequency of the AC output output from the winding 1 becomes high. In this case, the attenuation amount for the AC component in the smoothing circuit S10 becomes large. Therefore, the magnitude of the voltage change detected between the terminals of the capacitor C10 is reduced. Therefore, the potential difference generated when the thyristor SCR 10 is turned on / off becomes small, and the on / off state of the thyristor SCR 10 may be affected by slight voltage fluctuations caused by noise or the like.
[0014]
The present invention has been made under such a background, and provides a voltage adjusting device for a magnet generator that can improve controllability in controlling the voltage applied to a headlamp as compared with a conventional device. With the goal.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a voltage regulator for a magnetic generator according to the present invention includes a first charging means (C1) charged when a positive output is generated by the magnetic generator for charging a storage battery, and a positive electrode A second charging means (C3) that is charged by the output voltage and the charging voltage of the first charging means (C1) when a negative polarity output having a polarity opposite to that of the positive output is generated, and a second charging means (C3) Short-circuiting means for short-circuiting the output of the magnet generator when the charging voltage becomes a predetermined voltage.
[0016]
The voltage generator for a magnet generator according to the present invention is further characterized by comprising offset voltage generating means (D1, R2) for causing the second charging means (C3) to have a predetermined offset voltage.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a voltage regulator for a magnet generator according to an embodiment of the present invention. In this figure, parts corresponding to those in FIG. Is omitted.
[0018]
In FIG. 1, reference numeral 70 denotes a voltage regulator, which includes a lamp control circuit 71 and a charge control circuit 32. In FIG. 1, the internal configuration of the charging control circuit 32 shown in FIG. 2 is not shown. The lamp control circuit 71 includes a thyristor SCR1 and a gate control circuit 80 of the thyristor SCR1, which is a feature of the present invention. The lamp control circuit 71 is a circuit having the same function as the lamp control circuit 31 shown in FIG. 2, but in this case, the cathode terminal of the thyristor SCR1 corresponding to the thyristor SCR10 shown in FIG. 2 is not the terminal LA but the terminal CH. Similarly, one terminal of the resistor R7 corresponding to the resistor R11 (FIG. 2) is connected not to the terminal LA but to the terminal CH.
[0019]
In this case, when the thyristor SCR1 is turned on, the terminal CH and the ground terminal E are short-circuited. When the terminal CH and the terminal E of the winding 1 are short-circuited, the output of the terminal LA is the same as that of the ground. Therefore, the case where the terminal CH is short-circuited is basically the same as the case where the terminal LA is short-circuited. It becomes the operation state. However, when the terminal CH is short-circuited, the transient change of the short-circuit current flowing through the thyristor SCR1 can be made gentler than when the terminal LA is short-circuited, so that the change in the output current and voltage at the terminal LA can be further increased. Can be relaxed. Note that a circuit similar to the circuit illustrated in FIG. 2 can be applied in this embodiment mode.
[0020]
The gate control circuit 80 includes a capacitor C1, a resistor R1, and a diode D1 connected in series between the terminal LA and the ground terminal E, and a resistor R3, a resistor R4, a capacitor C2, A capacitor C3, a resistor R2 connected between a connection point of the resistor R1 and the diode D2 and a connection point between the capacitors C2 and C3, a PNP transistor Q1 whose emitter terminal is grounded, and an anode terminal of the capacitors C2 and C3 A Zener diode ZD1 having a cathode terminal connected to the base terminal of the transistor Q1, a resistor R5 connected between the base and emitter terminals of the transistor Q1, and a collector terminal of the transistor Q1. The resistor R6 to which one end is connected, the other end of the resistor R6, and the gate of the thyristor SCR1 A diode D2 connected between the terminals, and a resistor R7 Prefecture. The cathode terminal of the diode D1 is grounded, the cathode terminal of the diode D2 is connected to the gate terminal of the thyristor SCR1, and the connection point between the capacitor C1 and the resistor R1 and the connection point between the resistors R3 and R4 are connected to each other. .
[0021]
Next, the operation of the gate control circuit 80 will be described.
When the Zener diode ZD1 is in a non-conducting state, the AC voltage of the terminal LA is applied to the capacitor C3 through two paths (a path through the resistor R2 and a path through the resistor R4). That is, the capacitor C3 is charged and discharged in an alternating manner by the voltage at the terminal LA. Here, charging and discharging of the capacitor C3 is defined as a current flow in the direction shown in the drawing. In addition, according to the present embodiment, charging and discharging are performed only once during one cycle of the AC voltage at the terminal LA. This is a significant operational feature of the present invention that differs from the conventional circuit shown in FIG. 2 in that the capacitor C10 is charged twice during one cycle.
[0022]
Here, unlike the case shown here, considering the case where the circuit configuration relating to the capacitors C1, C2 and C3 is symmetrical between the terminal LA and the ground terminal E, the terminal voltage V of the capacitor C3 is then considered. _C Becomes a voltage that swings in a positive / negative symmetry with respect to the ground potential. However, in actuality, in this embodiment, the connection relationship between the capacitors C1 to C3, the diode D1, and the resistors R1 to R3 is not symmetrical between the terminal LA and the ground terminal E. In particular, the provision of the diode D1 makes it positive and negative. A circuit is formed that changes to conductive or non-conductive depending on the direction. The operation of the diode D1 causes the terminal voltage V of the capacitor C3. _C Is a voltage offset to the negative side.
[0023]
This occurs because the current at the time of discharging the capacitor C3 is smaller than the current at the time of charging because of the diode D1. That is, the current charged / discharged to / from the capacitor C3 through the resistor R4 and the capacitor C2 shows almost the same change between positive and negative regardless of the polarity of the terminal LA, whereas the current charged / discharged from the capacitor C3 through the resistor R2 This is because a non-uniform current is generated by charging / discharging, which is reduced by an amount corresponding to the voltage clamped by the diode D1 during discharging (that is, charging current> discharging current). The current discharged from the capacitor C3 through the resistor R2 is the terminal voltage V described above. _C The negative side offset voltage is generated. As a result, a voltage obtained by adding the negative offset voltage due to the imbalance of the charge / discharge current and the AC voltage due to the charge / discharge current for each period appears between the terminals of the capacitor C3.
[0024]
In order to generate a sufficient imbalance between the charge and discharge currents by the forward voltage of one diode D1, the resistance value of the resistor R2 is increased to some extent to reduce the voltage drop caused by the discharge current flowing through the resistor R2. It is necessary to have a certain size (for example, a voltage value about the Zener voltage of the Zener diode ZD1). Therefore, this offset voltage changes with a delay characteristic determined by the value of the resistor R2 and the value of the capacitor C3. However, since this delay characteristic is not intended for smoothing, it can be suppressed to a very small value as compared with the delay time by the smoothing circuit S10 shown in FIG.
[0025]
When the terminal LA is negative, the capacitor C3 is charged with the polarity shown in FIG. 1 by the negative voltage of the terminal LA. Therefore, the terminal voltage V of the capacitor C3 _C Decreases gradually from the offset voltage value as the capacitor C3 is charged with AC. And terminal voltage V _C =-(V _ZD1 + V _{BE (Q1)} ) (V here _ZD1 Is the Zener voltage of Zener diode ZD1, V _{BE (Q1)} Is the base-emitter-on voltage of the transistor Q1), the base current flows through the transistor Q1, and the collector-emitter of the transistor Q1 is turned on. When the transistor Q1 is turned on, the thyristor SCR1 is ignited. When the thyristor SCR1 is ignited, the terminal LA and the terminal E are short-circuited and no current flows through the headlamp 2. When the absolute value (effective value) of the negative voltage of the AC waveform at the terminal LA increases in this way and the magnitude of the negative voltage value of the capacitor C3 exceeds a predetermined value, the thyristor SCR1 is short-circuit controlled, As a result, the voltage applied to the headlamp 2 is controlled to a constant value.
[0026]
On the other hand, when the voltage at the terminal LA is positive, the capacitor C1 is charged by a charging current flowing through the resistor R1 and the diode D1 in the direction shown. In this case, since the charging current flows through the diode D1 without passing through the resistor R2 or the like, the charging voltage of the capacitor C1 changes in a short time compared to the case of the capacitor C3. Therefore, the capacitor C1 is charged with a voltage corresponding to the positive half-wave waveform for each period. The charging voltage of the capacitor C1 is added to the voltage at the terminal LA when the next negative voltage is generated at the terminal LA to form a voltage applied to a circuit composed of other capacitors and the like.
[0027]
For example, when the voltage at the terminal LA is positive, assuming that the positive voltage value of the AC waveform has decreased from a certain steady state at this time, the value of the current flowing through the capacitor C1, the resistor R1, and the diode D1 decreases. To do. That is, at this time, the charging current of the capacitor C1 decreases. As a result, the terminal voltage of the capacitor C1 decreases, so that the voltage value applied to the capacitor C3 when the voltage of the terminal LA becomes negative next time decreases. As a result, the charge amount of the capacitor C3 is reduced, and the magnitude of the negative offset voltage is reduced. As a result, the timing at which the thyristor SCR1 is ignited is delayed, so that the negative voltage applied to the headlamp 2 increases, and as a result, the voltage applied to the headlamp 2 is controlled to be constant.
[0028]
In the above operation, the terminal voltage V of the capacitor C3 _C Changes as a voltage including a value obtained by dividing the AC voltage of the terminal LA by a circuit constant as an AC component. That is, terminal voltage V _C Since the engine operates in an alternating current, even if the engine speed changes and the frequency fluctuates, the basic operation described above is not affected, and stable control characteristics can always be obtained by the same operation as described above. it can.
[0029]
Now, with reference to FIG. 3, details of the circuit operation of the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 will be described. FIG. 3 shows the voltage V between the terminals LA and E in the embodiment according to the invention shown in FIG. _LA And the terminal voltage V of the capacitor C3 _C It is a figure which shows the time change of. Voltage V between terminals LA and E _LA Is negative, the capacitor C3 is charged with a circuit passing through the resistor R2 and the capacitor C2. Terminal voltage V of capacitor C3 _C The rate of change in voltage is the voltage V _LA The larger the value, the larger the terminal voltage V _C Turns on zener diode ZD1 and transistor Q1-(V _ZD1 + V _{BE (Q1)} ) Reaches the voltage V _LA The larger the value, the shorter. Terminal voltage V of capacitor C3 _C Is-(V _ZD1 + V _{BE (Q1)} ), The thyristor SCR1 is turned on and the voltage V _LA Is a value determined by the ON voltage of the thyristor SCR1 (in FIG. 3, it is set to 0 V for simplification). At this time, the terminal voltage V of the capacitor C3 _C Is a voltage − (V determined by the Zener diode ZD1 and the base-emitter diode of the transistor Q1. _ZD1 + V _{BE (Q1)} (-8.5V in this figure). As shown in FIG. _LA When comparing the case where the voltage indicated by the solid line is applied with the case where the voltage indicated by the larger broken line is applied, the terminal voltage V of the capacitor C3 _C When the large voltage indicated by the broken line is applied, the voltage reaches the voltage for turning on the thyristor SCR1 in a shorter time.
[0030]
When the thyristor SCR1 is turned on, the charge charged in the capacitor C3 is discharged by the capacitor C2, and the terminal voltage V of the capacitor C3 is determined by the voltage determined by the capacitance ratio of the capacitor C3 and the capacitor C2. _C The absolute value of decreases. Then, the Zener diode ZD1 and the transistor Q1 are turned off. Thereafter, the charge of the capacitor C3 is discharged through the resistor R2, and the voltage V _C The absolute value of gradually decreases.
[0031]
Next, the voltage V _LA Becomes positive, the charge of the capacitor C3 is further discharged through the resistor R2, and the voltage V _C The absolute value of is further reduced. However, voltage V _LA Is positive, the voltage applied to the capacitor C3 is limited by the forward voltage of the diode D1, so the charge of the capacitor C3 is equal to the terminal voltage V _LA It is discharged in a substantially constant state regardless of the magnitude of the voltage (in FIG. 3, it is reduced to −6.5 V). Thus, the voltage V _LA The discharge amount of the capacitor C3 when is positive is the voltage V _LA Regardless of the change in the waveform and the timing at which the thyristor SCR1 is turned on, the value is always substantially constant.
[0032]
As described above, the terminal voltage V of the capacitor C3 _C The peak value of the absolute value is constant during charging, and the amount of electric charge discharged during discharging is substantially constant without changing greatly for each waveform, so that there is no significant difference in voltage value before starting charging. . As a result, on / off control of the thyristor SCR1 can be performed almost independently for each waveform.
[0033]
On the other hand, in the conventional circuit as shown in FIG. _LA Is smoothed using a smoothing circuit S10 including a capacitor C10 and a resistor R10 having a time constant that is several times the length of one cycle of the AC waveform, and used as a detection voltage. is doing. For this reason, the delay of the smoothing circuit S10 accompanies the voltage detection. 4 shows the terminal voltage V _LA Terminal voltage V of capacitor C10 with respect to the change of _C1 It shows an example of the time change. In the circuit diagram shown in FIG. 2, the terminal voltage V _LA Is applied directly between the capacitor C10 and the base-emitter of the transistor Q10. In this case, a DC voltage having the same magnitude as the voltage applied to the headlamp 2 is applied. The voltage is directly applied between the base and emitter of the transistor Q10. Therefore, it is actually necessary to install a resistive element having a certain size between the capacitor C10 and the base of the transistor Q10. In FIG. 4, considering this condition, it is assumed that a resistive element is interposed between the capacitor C10 and the base of the transistor Q10, and then the terminal voltage V of the capacitor C10. _C1 The operation waveform is drawn. Terminal voltage V of capacitor C10 when transistor Q10 is turned on _C1 Is the threshold value V _TH Then, when a waveform having a relatively small fluctuation as shown by a solid line is applied between the terminals LA and E, the capacitor V _C1 Is the voltage V _TH , The voltage for turning on and off the transistor Q10 for each waveform. However, when a waveform having a large amplitude as indicated by a broken line is applied, the terminal voltage V of the capacitor C10 _C1 The absolute value of increases greatly as shown by the dashed curve, and gradually decreases according to a time constant determined by the capacitor C10, the resistor R10, and the like. In such a case, the transistor Q10 continues to be turned on regardless of the amplitude of the subsequent waveform, and the thyristor SCR10 is continuously turned on. As described above, in the conventional apparatus, there is a case where the control cannot be performed independently for each waveform. Therefore, depending on the case, the control voltage may fluctuate for a short time. On the other hand, according to the embodiment of the present invention, since the flow rate control can be performed for each waveform, the controllability can be improved as compared with the conventional case.
[0034]
As described above, according to the present embodiment, the capacitor C3 that stores the detected voltage performs a charge / discharge operation in conjunction with the input AC voltage at the terminal LA. Further, since the voltage of the capacitor C3 is charged / discharged without using the rectifier circuit and the smoothing circuit is not used, it is possible to control the applied voltage of the headlamp 2 with good responsiveness for each cycle of the AC waveform. Become.
[0035]
In addition, in response to every cycle of the AC waveform, the firing timing of the thyristor SCR1 is adjusted so that the applied voltage of the headlamp 2 in each cycle becomes a predetermined value. Since the headlamp 2 does not turn off, the flickering of the headlamp 2 does not occur.
[0036]
In addition, since a large change appears in the waveform of the terminal voltage of the capacitor C3 regardless of the number of rotations even at high speeds, stable voltage detection can be performed without malfunction due to noise.
[0037]
Next, the control characteristics of the voltage regulator according to the present invention will be described in combination with a peripheral circuit when actually used in a small motorcycle or the like. FIG. 5 is a circuit diagram more specifically showing the DC electric load 5 shown in FIG. 1 according to an actual circuit. In FIG. 5, 51 is a stop lamp, 52 is a brake switch, 53 is DC-CDI (DC-capacitor discharge igniter), 54 is a boost coil, and 55 is a spark plug. The DC-CDI 53 boosts the DC terminal voltage of the battery 4 to charge an internal capacitor, discharges the charged charge at a predetermined ignition timing, and supplies the boosted coil 54 with the charge. The step-up coil 54 causes the current supplied from the DC-CDI 53 to flow through the primary side winding and outputs a boosted voltage from the secondary side winding. The spark plug 55 is ignited by a voltage output from the secondary winding of the boost coil 54 in an engine (not shown).
[0038]
6 shows the voltage V between the input current of the DC-CDI 53 shown in FIG. 5 and the terminal LA-E. _LA Is a diagram showing the relationship between the input current (A) of DC-CDI53 and the terminal voltage V _LA It is a wave form diagram showing the time change of (V). In this case, the engine speed N _e Is relatively low, voltage V _LA Is not sufficiently increased, and the control of the flow rate by the thyristor SCR1 having the negative waveform is not started. Further, the magnetic generator having the winding 1 has 8 magnetic poles, and an AC voltage having a frequency four times the rotational speed of the engine is output from the winding 1. As shown in FIG. 6, the input current of the DC-CDI 53 is not constant during one rotation of the engine, and changes with one peak during one rotation. On the other hand, the current output from the winding 1 of the magnet generator is directly supplied to the DC-CDI 53 and consumed, and the current supplied from the battery 4 to the DC-CDI 53 is charged. Is consumed. For this reason, the output voltage waveform of the winding 1 during one rotation is different from one another in each cycle.
[0039]
FIG. 7 shows the engine speed N in the circuit shown in FIG. _e The applied voltage V of the headlamp 2 when changing _L This shows an example of the characteristics of the change. The voltage indicated by the solid line is the normal voltage, that is, the load is only DC-CDI 53, and the voltage indicated by the broken line is the voltage when the brake switch 52 is turned on and the stop lamp 51 is lit. Normally, as shown in this figure, when the stop lamp 51 is turned on, the output voltage of the winding 1 droops and the voltage applied to the headlamp 2 decreases. For comparison, FIG. 7 shows a normal characteristic in the case of using the conventional circuit as shown in FIG. 2 by a one-dot chain line. As shown in FIG. 6, in a state where the engine speed is low and the flow rate control of the thyristor SCR1 (or thyristor SCR10) is not started, the voltage applied voltage V in the voltage regulator 70 according to the present invention and the conventional device 3 is used. _L There is no difference in controllability.
[0040]
Next, it is assumed that at the point (1) at which the engine speed is slightly increased, the waveform of one cycle has increased to a voltage exceeding the control voltage among the four cycles of waveform. However, even in this case, it is assumed that the average value of the effective voltage over the entire four periods does not reach the control voltage. In this regard, in the conventional example, the lamp voltage V _L Since the average value of the current does not reach the predetermined control voltage, the conduction rate control is not yet started, and the voltage V is increased as the rotational speed increases. _L Will rise. On the other hand, in the voltage regulator 70 according to the present invention, when a voltage exceeding the control voltage is detected even in the waveform of one cycle, the conduction rate control is started for the waveform of the cycle. Therefore, as a result, the terminal voltage V of the headlamp 2 in the embodiment of the present invention is compared with the voltage of the conventional example by the amount that the conduction rate control is performed. _L Will drop.
[0041]
8 (a) and 9 (a) show the voltage regulator 70 of the present invention (FIG. 8 (a)) and the conventional voltage regulator 3 (FIG. 9 (FIG. 9) at the engine speed of (1) shown in FIG. The voltage V applied to the headlamp 2 according to a)) _L It is a figure which shows an example of this control waveform. Since the voltage regulation device 70 of the present invention controls the conduction rate for each waveform, as shown in FIG. 8A, a waveform exceeding a predetermined control voltage, that is, a voltage waveform of the first period here. In contrast, the short circuit control of the thyristor SCR1 is performed. As a result, the effective value of the voltage of the first waveform is controlled to 13.2V, and the short-circuit control of the thyristor SCR1 is not performed for waveforms having other periods less than 13.2V, and each is less than 13.2V. It is a value. As a result, the terminal voltage V of the headlamp 2 at one rotation of the engine shown in FIG. _L The average is 12.7 Vrms. On the other hand, in the control waveform by the conventional apparatus shown in FIG. 9A, the voltage of the first period is 13.5 Vrms exceeding 13.2 Vrms, but the average voltage does not reach 13.2 Vrms. The conduction rate control is not executed for all four waveforms.
[0042]
Next, the case of the rotational speed (2) shown in FIG. 7 will be described. At this rotational speed, it is assumed that the average value of the waveform effective value voltage of the four periods reaches the control voltage. At this rotational speed, the voltage regulator 70 according to the present invention controls the waveforms of the first and fourth cycles reaching 13.2 Vrms as shown in FIG. 8B, and the voltage value is 13.2 Vrms. The waveform is not controlled in the other two periods. As a result, the average voltage is 12.9 Vrms. On the other hand, as shown in FIG. 9B, the control waveform of the conventional apparatus at the same rotational speed (2) has an average voltage that reaches the control voltage 13.2 Vrms as a whole. Control is performed on the waveforms of the first, second, and fourth cycles including the waveform of the second cycle having a voltage effective value of ## EQU1 ## so that the average voltage is controlled to 13.2 Vrms.
[0043]
Then, at the rotational speed of (3) shown in FIG. 7, the voltage regulator 70 of the present invention controls all the waveforms of four periods reaching 13.2 Vrms as shown in FIG. The voltage value of the waveform of the period is controlled to 13.2 Vrms. On the other hand, as shown in FIG. 9C, the control waveform by the conventional apparatus is controlled with respect to the waveform of each cycle so that the average voltage as a whole coincides with the control voltage 13.2 Vrms. However, since the conduction rate for the waveform of each period is determined based on the average value, the voltage value of each waveform is different.
[0044]
Thus, according to the voltage regulator of the present invention, the voltage having a different waveform is controlled independently for each cycle based on a predetermined control voltage, so that compared to the conventional example in which control is performed with an average value, The potential difference between when the lamp 51 is turned off and when it is turned on becomes small. In the example shown in FIG. 7, the potential difference between when the stop lamp is turned off and when the stop lamp is turned on is 2. Whereas it is about 5V, the voltage difference of the present invention has a maximum potential difference of 2.0V or less. As described above, according to the present invention, the difference in voltage applied to the headlamp 2 when the stop lamp 51 is turned on and when the stop lamp 51 is turned on can be reduced. The magnitude of the blinking of the lamp 2 can be reduced as compared with the prior art.
[0045]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, when a negative output having a polarity opposite to the positive output is generated, the output voltage and the charging voltage of the first charging means charged by the positive output are output. Since the output of the magnet generator is short-circuited according to the voltage of the second charging means charged by the above, there is no need to provide a rectifier circuit or a circuit for smoothing the output, and the response is more correct than in the conventional device. It is possible to control the voltage of a good magnet generator. In addition, since the fluctuation of the control voltage with respect to the load change in the region where the rotation speed is low can be suppressed low, it is possible to suppress the blinking of the headlamp and the like as compared with the conventional case.
[0046]
According to the second aspect of the present invention, since the second charging means can have a predetermined offset voltage, the short-circuit means for short-circuiting the output of the magnet generator is realized with a simple configuration. It becomes possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a voltage regulator for a magnet generator according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a conventional voltage regulator for a magnet generator.
FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the voltage regulator 70 shown in FIG. 1;
4 is a waveform diagram for explaining the operation of the conventional voltage regulator 3 shown in FIG. 2. FIG.
5 is a block diagram showing a configuration in the case of using DC-CDI and a stop lamp as a load of the magnet generator shown in FIG. 1. FIG.
6 is a waveform diagram for explaining the operation in the configuration shown in FIG. 5. FIG.
7 is an applied voltage V of the headlamp 2 in the configuration shown in FIG. _L FIG.
8 is an applied voltage V of the headlamp 2 in the configuration shown in FIG. _L FIG.
FIG. 9 shows an applied voltage V of the headlamp 2 in the conventional configuration. _L FIG.
[Explanation of symbols]
1 Winding of magnet generator
2 Headlamp
4 battery
32 Charge control circuit
70 Voltage regulator for magnet generator
71 Lamp control circuit
C1, C2, C3 capacitors
D1 diode

Claims

磁石式発電機が蓄電池を充電するための正極性出力発生時に充電される第１の充電手段（Ｃ１）と、
前記正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と前記第１の充電手段（Ｃ１）の充電電圧とによって充電される第２の充電手段（Ｃ３）と、
前記第２の充電手段（Ｃ３）の充電電圧が所定電圧となった時前記磁石式発電機の出力を短絡する短絡手段と、
前記第２の充電手段（Ｃ３）に所定のオフセット電圧を持たせるオフセット電圧発生手段（Ｄ１，Ｒ２）とを具備することを特徴とする磁石式発電機の電圧調整装置。A first charging means (C1) that is charged when a positive output is generated for the magnet generator to charge the storage battery;
A second charging means (C3) that is charged by the output voltage and a charging voltage of the first charging means (C1) when a negative output having a polarity opposite to that of the positive output is generated;
Short-circuit means for short-circuiting the output of the magnet generator when the charging voltage of the second charging means (C3) reaches a predetermined voltage ;
A voltage regulator for a magnet generator, comprising: offset voltage generating means (D1, R2) for giving the second charging means (C3) a predetermined offset voltage .