JP3863356B2 - Antenna shared equipment - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空中線共用装置に係わり、特に、VHF,UHF帯のテレビジョン放送機構における送信用アンテナを、複数の送信機で共用する際に有効な技術にに関する。
【0002】
【従来の技術】
図26は、従来のアナログ方式のテレビジョン放送における使用チャネル配列の一例を示す図であり、また、図27は、使用チャネルが図26に示す配列の場合の、従来の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
図27に示すように、従来の空中線共用装置においては、隣接する各第1のハイブリッド回路(H13a,H15a,H23a)の第2の端子(T22)と第3の端子(T23)とが互いに接続されるとともに、両端の第1のハイブリッド回路(H13a)の第2の端子(T22)は無反射終端器(R)に、両端の第1のハイブリッド回路(H23a)の第3の端子(T23)はアンテナ(ANT)に接続される。
【0003】
また、各第1のハイブリッド回路(H13a,H15a,H23a)の第1の端子(T21)と各第2のハイブリッド回路(H13b,H15b,H23b)の第2の端子(T12)との間には、それぞれ所定のチャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ(以下、単に、BPFと称する。)(B13a,B15a,B23a)が接続され、各第1のハイブリッド回路(H13a,H15a,H23a)の第4の端子(T24)と各第2のハイブリッド回路(H13b,H15b,H23b)の第3の端子(T13)との間には、それぞれ所定のチャネルの送信波を通過させるBPF(B13b,B15b,B23b)が接続される。
さらに、各第2のハイブリッド回路(H13b,H15b,H23b)の第1の端子(T11)は、それぞれのチャネルの送信波を出力する送信機に接続され、各第2のハイブリッド回路(H13b,H15b,H23b)の第4の端子(T14)は、それぞれ無反射終端器(R)に接続される。
【0004】
ここで、各第1および第2のハイブリッド回路、各BPFは、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成する。
即ち、第1のハイブリッド回路(H13a)、第2のハイブリッド回路(H13b)、およびBPF(B13a,B13b)は、13チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを、第1のハイブリッド回路(H15a)、第2のハイブリッド回路(H15b)、およびBPF(B15a,B15b)は、15チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを、また、第1のハイブリッド回路(H23a)、第2のハイブリッド回路(H23b)、およびBPF(B23a,B23b)は、23チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成する。
【0005】
以下、13チャネルの送信波を例に挙げて、図27に示す空中線共用装置の動作を簡単に説明する。
図27に示す空中線共用装置において、第2のハイブリッド回路(H13b)の第1の端子(T11)から入力された13チャネルの送信波は、それぞれBPF(B13a,B13b)を通って、第1のハイブリッド回路(H13a)に入力され、第1のハイブリッド回路(H13a)の第3の端子(T23)から出力される。
この第1のハイブリッド回路(H13a)から出力された13チャネルの送信波は、第1のハイブリッド回路(H15a)に入力され、BPF(B15a,B15b)で全反射され、第1のハイブリッド回路(H15a)の第3の端子(T23)から出力される。
以下、同様にして、アンテナ(ANT)に至り、アンテナ(ANT)から放射される。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
前記図27に使用されるBPF(B13a,B13b,B15a,B15b,B23a,B23b)の設計条件はゆるやかであり、前記図27に示す空中線共用装置の伝送特性は、図28に示すように、通過帯域が広帯域で、かつ、立ち下がり特性も緩やかである。
一方、近年、従来のアナログ方式のテレビジョン放送の他に、技術の進歩により、デジタル方式のテレビジョン放送が開始されようとしている。
そして、アナログ方式のテレビジョン放送の他に、デジタル方式のテレビジョン放送を送信する場合には、テレビジョン放送の割当て周波数の制約から、例えば、図29に示すように、隣接チャネルを使用したテレビジョン放送が必要となっている。
【0007】
しかしながら、隣接するチャネルの送信波を合成する目的で、前述の図27に示す空中線共用装置を使用する場合、図27に示す空中線共用装置では、BPFの伝送特性と反射特性とが重なり、アンテナ(ANT)に供給される送信波の挿入損失と、帯域内振幅偏差が増大するという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、隣接チャネルの送信波を空中線に供給する空中線共用装置において、各送信波の挿入損失を低減するとともに、各送信波の帯域内振幅偏差を少なくすることが可能となる技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
隣接するチャネルの送信波を合成するためには、定インピーダンス帯域通過フィルタ内のBPFは、図27に示す従来のものより、立ち下がり特性が急峻で、アンテナ(ANT)に供給される送信波の挿入損失が少なく、かつ、帯域内振幅偏差が少ないものが要求される。
本発明者は、このような用途の帯域通過フィルタとして、4次有極形帯域通過フィルタで、下記(1)式を満足するものが最適であることを見いだした。
【数1】
Bwr=5.6±0.1MHz
f∽=fo±(3.35±0.1MHz)
VSWR=1.5±0.1 ・・・・・・・・・・・・・・・・ (1)
但し、foは、4次有極形帯域通過フィルタの中心周波数、f∽は、減衰極の周波数、Bwrは、許容通過周波数帯域幅、VSWRは、通過域内における電圧定在波比である。
【0009】
本願発明は、前記知見に基づき成されたものであり、本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、縦続接続される複数の定インピーダンス帯域通過フィルタを備える空中線共用装置であって、前記各定インピーダンス帯域通過フィルタ内の第1および第2の帯域通過フィルタが、前述の(1)式を満足する4次有極形帯域通過フィルタであることを特徴とする。
また、本発明の好ましい実施の形態では、前記4次有極形帯域通過フィルタは、TM01 δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、TE01 δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、円形導波管型帯域通過フィルタ、矩形導波管型帯域通過フィルタ、あるいは、同軸共振器を用いたインターデジタル型帯域通過フィルタのいずれかである。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図1は、本発明の実施の形態の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
本実施の形態の空中線共用装置は、第1のハイブリッド回路(H14b)の第2の端子(T22)、および、第2のハイブリッド回路(H14b,H15b,H22b)の第1の端子(T11)から入力される送信波が、図29に示す隣接するチャネルの送信波であり、かつ、BPF(B14a,B14b,B15a,B15b,B22a,B22b)が、前述した(1)式を満足する4次有極形帯域通過フィルタである点で、図27に示す空中線共用装置と相違するだけであるので、その詳細な説明は省略する。
図2は、本実施の形態の空中線共用装置の伝送特性の一例を示す図である。
図2に示すように、本実施の形態の空中線共用装置の伝送特性は、図28に示すものと比して、通過帯域が狭帯域で、かつ、立ち下がり特性が急峻となっている。
【0011】
以下、本実施の形態の空中線共用装置について説明する。
図3は、λ/4・3dB結合器で構成されるハイブリッド回路を説明するための図である。
なお、本実施の形態のハイブリッド回路は、第2の端子(T2)および第3の端子(T3)の出力が互いに90°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しくなるように構成されたハイブリッド回路であれば、任意のハイブリッド回路が使用可能である。
同図において、測定端子以外の各端子は無反射終端器で終端されているものとすると、各入力端での電圧反射係数は零であるから、
【数2】
S11=S22=S33=S44=0 ・・・・・・・・・・・・・・・ (2)
となる。
測定端子以外の端子を無反射終端器で終端し、端子(T1−T2)、(T2−T1)、(T3−T4)、(T4−T3)間の結合係数を測定すると、下記(3)式を得ることができる。
【数3】
但し、C(ハイブリッド回路の結合係数)=1/21/2(=0.707)、θ=90°である。
【0012】
また、測定端子以外の端子を無反射終端器で終端し、端子(T1−T3)、(T3−T1)、(T2−T4)、(T4−T2)間の結合係数を測定すると、下記(4)式を得ることができる。
【数4】
但し、C(ハイブリッド回路の結合係数)=1/21/2(=0.707)、θ=90°である。
また、測定端子以外の端子を無反射終端器で終端し、端子(T1−T4)、(T4−T1)、(T2−T3)、(T3−T2)間の結合係数を測定すると、下記(5)式を得ることができる。
【数5】
S14=S41=S23=S32=0 ・・・・・・・・・・・・・・・ (5)
前記(2)〜(5)の関係式を用いて、図3に示すハイブリッド回路の〔S〕マトリクスを求めると、下記(6)式のように表される。
【0013】
【数6】
図3に示すハイブリッド回路の端子T1に、入力電圧(Ein)を印加したときに、端子T2、T3、T4から出力される出力電圧(E11,E12,E13,E14)を、前記(6)式を用いて求めると、下記(7)式のようになる。
【0014】
【数7】
前記(7)式から分かるように、端子T2には、Ein/21/2(E12=Ein/21/2)の電圧が、端子T3には、−jEin/21/2(E13=−jEin/21/2)の電圧が得られる。
【0015】
図4は、本実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路(H1)の端子(T11)に、Ein1の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
図4において、BPF(B1a,B1b)の入力電圧反射係数を、それぞれΓ11、Γ21とすると、ハイブリッド回路(H1)の端子(T12,T13)における反射電圧(EΓ 11,EΓ 12)は、下記(8)式で表される。
【数8】
EΓ 11=Γ11Ein1/21/2
EΓ 12=−jΓ21Ein1/21/2 ・・・・・・・・・・・・・・ (8)
前記(6)式、(8)式を用いて、ハイブリッド回路の端子(T11,T12,T13,T14)における出力電圧(E11,E12,E13,E14)を求めると、下記(9)式のようになる。
【0016】
【数9】
前記(9)式から分かるように、BPF(B1a,B1b)の入力電圧反射係数が互いに等しく、Γ(=Γ11=Γ21)であれば、ハイブリッド回路(H1)の第1の端子T11には、BPF(B1a,B1b)で反射された反射電圧が出力されず、ハイブリッド回路(H1)の第4の端子T14にのみ、BPF(B1a,B1b)で反射された反射電圧の合成電圧が出力され、無反射終端器Rに吸収される。
【0017】
図4において、端子(T12,T13)からそれぞれ出力されるE12(=Ein1/21/2)、E13(=−jEin1/21/2)の電圧は、BPF(B1a,B1b)に入力され、BPF(B1a,B1b)から、BPF(B1a,B1b)の電圧伝達関数(電圧伝達特性)(L11,L12)で定まる電圧が出力される。
BPF(B1a,B1b)の出力電圧は、下記(10)式のように表される。
【数10】
E21=L11Ein1/21/2
E24=−jL21Ein1/21/2 ・・・・・・・・・・・・・・・ (10)
本実施の形態において、ハイブリッド回路(H2)の第1の端子(T21)および第4の端子(T24)に、前記(10)式に示す電圧を印加したとき、ハイブリッド回路(H2)の各端子からの出力電圧は、下記(11)式のように表される。
【0018】
【数11】
また、Lは、BPF(B1a,B1b)の電圧伝達係数で下記(12)で表される。
【数12】
なお、この(12)式の各数値については後述する。
前述の(12)式から分かるように、BPF(B1a,B1b)の電圧伝達係数にバラツキがあると、ハイブリッド回路(H2)の端子(T22)に、不平衡出力が生じ、アイソーレーション特性が劣化する。
【0019】
図5は、本実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路(H2)の端子(T22)に、Ein2の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
図5に示すハイブリッド回路(H2)の端子(T22)に、Ein2の電圧を印加した場合、端子(T21)の出力電圧(E21)、端子(T24)の出力電圧(E24)は、下記(13)式のように表される。
【数13】
端子(T21)の出力電圧がBPF(B1a)に印加され、BPF(B1a)で反射された反射電圧(EΓ 21)と、端子(T24)の出力電圧がBPF(B1b)に印加され、BPF(B1b)で反射された反射電圧(EΓ 24)は、下記(14)式のように表される。
【数14】
前述の(14)式に示す反射電圧により、ハイブリッド回路(H2)の各端子に出力される出力電圧は、下記(15)式のように表される。
【0020】
【数15】
前述の(15)式から分かるように、ハイブリッド回路(H2)の端子(T23)にのみ、−jΓEin2の電圧が出力される。
【0021】
図5に示すハイブリッド回路(H2)の端子(T22)に、Ein2の電圧が印加された場合に、図5に示すハイブリッド回路(H1)の端子(T12)、端子(T13)に印加される電圧は、下記(16)式のように表される。
【数16】
E12=L12Ein2/21/2
E13=−jL22Ein2/21/2 ・・・・・・・・・・・・・・ (16)
前述の(16)式に示す出力電圧により、ハイブリッド回路(H1)の各端子に出力される出力電圧は、下記(17)式のように表される。
【0022】
【数17】
【0023】
前述の(16)式、(17)式から分かるように、ハイブリッド回路(H2)の端子(T22)に、Ein2の電圧を加えた場合に、ハイブリッド回路(H2)の端子(T23)に、BPF(B1a,B1b)の反射電圧による電圧が出力され、ハイブリッド回路(H1)の端子(T14)に、BPF(B1a,B1b)を通過した電圧による電圧が出力される。
本実施の形態において、ハイブリッド回路(H1)の端子(T11)にEin1の電圧を、ハイブリッド回路(H2)の端子(T22)にEin2の電圧を印加した場合に、ハイブリッド回路(H1)の端子(T14)に出力される電圧(Eout1)と、ハイブリッド回路(H2)の端子(T23)に出力される電圧(Eout2)は、下記(18)式のように表される。
【数18】
【0024】
以下、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)について説明する。
4次有極形(楕円関数形)帯域通過フィルタで、回路次数(n)が偶数の場合の伝送特性(L)は、下記(19)式のように表される。
【0025】
【数19】
したがって、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用される、4次有極形(楕円関数形)帯域通過フィルタの伝送特性(L)は、前述の(12)式のように表される。
【0026】
4次有極形帯域通過フィルタの入力電圧の反射損失(LΓ)は、下記(20)式のように表される。
【数20】
LΓ(dB)=10×log((S+1)2/4S) ・・・・・・ (20)
なお、この(20)式は、BPFの通過帯域内の許容リップルを表す。
例えば、S=1.4の時は、LΓ≒0.12dB、S=1.5の時は、LΓ≒0.18dB、S=1.6の時は、LΓ≒0.24dBとなる。
また、減衰域の補償減衰量(Amin)と、減衰域の反射係数(Γmin)との間には、下記(21)式に示す関係がある。
【数21】
Amin(dB)=10×log(1/(1−(Γmin)2))
(Γmin)2=1−10−Amin/10
・・・・・・・・・・・・・・・ (21)
また、減衰域の反射係数(Γmin)が(21)式の場合の減衰域の反射損失(LΓmax)は、下記(22)式で表される。
【数22】
LΓmax(dB)=10×log(Γmin)2
・・・・・・・・・・・・・・・ (22)
【0027】
例えば、図6に示すように、S=1.4、Amin=12dBのとき、LΓmax≒0.28dB、S=1.5、Amin=13.6dBのとき、LΓmax≒0.194dB、S=1.6、Amin=14.8dBのとき、LΓmax≒0.146dBとなる。
なお、減衰域の補償減衰量(Amin)は、前述の(19)式で表される帯域通過フィルタの伝送特性(L)から求めることができる。
前述の(20)式と、(22)式をグラフ化したものが、図7に示すグラフである。
この図7に示すグラフに示すように、電圧定在波比(VSWR)が1.5の時に、4次有極形帯域通過フィルタの入力電圧の反射損失(LΓ)と、減衰域での反射損失(LΓmax)とを加算した値が最小となる。
即ち、BPF(B1a,B2b)として、許容通過周波数帯域幅(Bwr)が5.6MHz、減衰極の周波数(f∞)が、fo±3.35MHzの4次有極形帯域通過フィルタを使用する場合には、電圧定在波比(VSWR)は、1.5が最適値となる。
なお、BPF(B1a,B2b)として、許容通過周波数帯域幅(Bwr)が5.6MHz、減衰極の周波数(f∞)が、fo±(3.35±0.1MHz)の4次有極形帯域通過フィルタを使用する場合には、電圧定在波比(VSWR)は、1.5±0.1が最適値となる。
【0028】
一般に、帯域通過フィルタでは、使用される共振器の無負荷Q(Qu)が低いと、帯域通過フィルタにおける通過帯域および反射帯域内において、理想的な場合よりも減衰量が大きくなり、湾曲部が大きくなる。
そのため、本願実施の形態では、円形導波管共振器、あるいはデュアルモード誘電体共振器を用いて、無負荷Q(Qu)の問題を解決している。
BPF(B1a,B2b)として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用い、Qu≒38000、n=4、Bwr≒5.6MHz、fo=600MHz、f∞≒fo±3.35MHz(596.65MHz、603.35MHz)として、S=1.4、S=1.5、S=1.6の場合について、計算機で計算した特性を、図8ないし図10に示す。
図8は、S=1.4の時の計算結果、図9は、S=1.5の時の計算結果、図10は、S=1.6の時の計算結果である。
図8ないし図10の各図において、A1は減衰特性、A2は減衰特性(A1)の通過帯域領域を拡大したもの、Bは反射減衰量特性、Cは群遅延時間特性である。
【0029】
実際に、n=4、Bwr≒5.6MHz、fo=485MHz、f∞≒fo±3.35MHz(581.65MHz、488.35MHz)の、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、1.4〜1.6内で、Sの値を適宜変更した場合の特性例を、図11ないし図15に示す。
図11、図12は、通過帯域内の減衰特性の一例を示すグラフであり、各図において、横軸は周波数(MHz)で、メモリ間隔は1MHz、縦軸は減衰量(dB)で、メモリ間隔は1dBである。
図11において、周波数が485MHz(図11のグラフの1の点)のときの減衰量は、−0.2297dB、周波数が482.2MHz(図11のグラフの2の点)のときの減衰量は、−0.3689dB、周波数が487.8MHz(図11のグラフの3の点)のときの減衰量は、−0.2369dBである。
図12は、通過帯域内の振幅偏差の一例を示すグラフであり、図12において、周波数が482.2MHz(図11のグラフの2の点)のときの減衰量と、減衰量が最も少ない点(図12のグラフの1の点)との減衰量との差は、−0.2980dB、周波数が487.8MHz(図11のグラフの3の点)のときの減衰量と、減衰量が最も少ない点(図12のグラフの1の点)との減衰量との差は、−0.1911dBである。
この図11、図12から分かるように、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)では、通過帯域内の損失とリップル、および反射帯域内の反射損失とリップルとを小さくでき、かつ、通過帯域内の振幅偏差を少なく(図12の場合には、0.3dB以内)することができる。
【0030】
図13は、減衰特性の一例を示すグラフであり、同図において、横軸は周波数(MHz)で、メモリ間隔は3MHz、縦軸は減衰量(dB)で、メモリ間隔は5dBである。
図13において、周波数が485MHz(図13のグラフの1の点)のときの減衰量は、−0.2280dB、周波数が482.2MHz(図13のグラフの2の点)のときの減衰量は、−0.3696dB、周波数が481.662MHz(図13のグラフの4の点)のときの減衰量は、−26.947dB、周波数が487.8MHz(図13のグラフの3の点)のときの減衰量は、−0.2318dBであり、周波数が488.337MHz(図13のグラフの5の点)のときの減衰量は、−17.231dBである。
図14は、反射減衰量特性の一例を示すグラフであり、同図において、横軸は周波数(MHz)で、メモリ間隔は3MHz、縦軸は減衰量(dB)で、メモリ間隔は1dBである。
図14において、周波数が481MHz(図14のグラフの2の点)のときの減衰量は、−0.2478dB、周波数が481.662MHz(図14のグラフの4の点)のときの減衰量は、−0.2335dB、周波数が488.337MHz(図14のグラフの5の点)のときの減衰量は、−0.2729dB、周波数が489.239MHz(図14のグラフの1の点)のときの減衰量は、−0.3111dBであり、周波数が491MHz(図14のグラフの3の点)のときの減衰量は、−0.1829dBである。
【0031】
図15は、減衰特性と反射減衰量特性の一例を示す図であり、同図において、横軸は周波数(MHz)で、メモリ間隔は3MHz、縦軸は減衰量(dB)で、メモリ間隔は5dBである。
図15に示す減衰特性において、周波数が485MHz(図15のAのグラフの1の点)のときの減衰量は、−0.2719dB、周波数が482.2MHz(図15のAのグラフの2の点)のときの減衰量は、−0.4096dB、周波数が481.662MHz(図15のAのグラフの4の点)のときの減衰量は、−27.056dB、周波数が487.8MHz(図15のAのグラフの3の点)のときの減衰量は、−0.2958dB、周波数が488.337MHz(図15のAのグラフの5の点)のときの減衰量は、−17.06dBである。
また、図15に示す反射減衰特性において、周波数が485MHz(図15のBのグラフの1の点)のときの減衰量は、−14.103dB、周波数が482.2MHz(図15のBのグラフの2の点)のときの減衰量は、−22.261dB、周波数が481.662MHz(図15のBのグラフの4の点)のときの減衰量は、−0.2409dB、周波数が487.8MHz(図15のBのグラフの3の点)のときの減衰量は、−19.775dB、周波数が488.337MHz(図15のBのグラフの5の点)のときの減衰量は、−0.2619dBである。
【0032】
以下、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用される帯域通過フィルタの例について説明する。
図16は、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形BPFの一例の概略構成を示す図であり、また、図17(a)は、図16に示すA−A’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図17(b)は、図16に示すB−B’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図17(c)は、図16に示すC−C’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。図16、図17において、1はTE11カットオフ導波管より成る外部導体、2は内部隔壁(結合アイリス)、3は入力(または出力)端子、4は出力(または入力)端子、5a,5bはVモード周波数調整ネジ、6a,6bはHモード周波数調整ネジ、7a,7bは結合調整ネジ、12aは内部隔壁2に形成された容量性結合窓、12bは内部隔壁2に形成された誘導性結合窓、14,15は入出力結合プローブ、20a,20bはデュアルモード誘電体共振素子である。
【0033】
本実施の形態では、デュアルモード誘電体共振器形BPFとして、図18に示すデュアルモード誘電体共振素子を有するものも使用可能である。
図18は、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形BPFの他の例の、デュアルモード誘電体共振素子の断面構造を示す断面図である。
なお、この図は、図16に示すA−A’切断線に沿った断面を示す。
図18に示すデュアルモード誘電体共振素子は、デュアルモード誘電体共振素子20aのE1の電界方向の両端部を、E1の電界方向対して直角に切断して、デュアルモード誘電体共振素子20aのE1の電界方向の両端部に、E1の電界方向に対して直角なカット面を形成したことを特徴とする。
即ち、図18に示すデュアルモード誘電体共振素子20aは、円筒状の外部導体1の軸方向に直交する面で切断した断面の外形形状が、互いに対向する2つの円弧状部分(10a,10b)と、互いに対向する直線部分(11a,11b)とを有し、この円弧状部分(10a,10b)と直線部分(11a,11b)とは、連続していることを特徴とする。
【0034】
図18に示すデュアルモード誘電体共振素子を有するデュアルモード誘電体共振器形BPFでは、誘電体共振素子20aの電気長は、E1の電界方向では短くなり、E2の電界方向では少し短くなるか、あるいは、ほとんど短くならない。
このため、図18に示すデュアルモード誘電体共振素子を有するデュアルモード誘電体共振器形BPFでは、第1の誘電体共振器のHモード共振回路の容量の容量値を、図16、図17に示すBPFよりも大きくすることが可能となる。
この結果として、周波数調整ネジ(6a)の挿入長を、従来よりも小さくすることが可能となり、高電力のOFDM波(直交周波数分割多重(OFDM;Orthogonal Frequency Divison Multiplex)変調方式の変調波)が印加しても、この部分で絶縁破壊を起こすことがなくなるので、耐電圧(耐電力)特性を向上させることが可能となる。
なお、前述の説明では、デュアルモード誘電体共振素子20aについて説明したが、デュアルモード誘電体共振素子20bも、同様な構成とされる。
【0035】
図19は、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用可能な円形導波管形BPFの一例の概略構成を示す図であり、また、図20(a)は、図19に示すA−A’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図20(b)は、図19に示すB−B’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
同図において、1はTE11カットオフ導波管より成る外部導体、2は内部隔壁(結合アイリス)、3は入力(または出力)端子、4は出力(または入力)端子、5a,5bはVモード周波数調整ネジ、6a,6bはHモード周波数調整ネジ、7a,7bは結合調整ネジ、12aは内部隔壁2に形成された容量性結合窓、12bは内部隔壁2に形成された誘導性結合窓である。
図21は、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用可能な矩形導波管形BPFの一例の概略構成を示す図であり、同図(a)は、上平面図、同図(b)は、同図(a)に示すA−A’切断線に沿った断面を示す要部断面図、同図(c)は、同図(a)に示すB−B’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図21において、11は外部導体、2は隔壁、3は入力(または出力)端子、4は出力(または入力)端子、8は入力(または出力)結合ループ素子、9は出力(または入力)結合ループ素子、23は容量結合窓、24は段間結合孔、25a〜25dは周波数調整ネジである。
【0036】
図22は、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用可能なTM01 δモード誘電体共振器形BPFの一例の概略構成を示す図であり、誘電体共振素子の軸長方向と直交する方向に沿った断面構造を示す要部断面図である。
図23(a)は、図22に示すB−B’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図23(b)は、図22に示すA−A’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図22、図23において、11は外部導体、2は隔壁、3は入力(または出力)端子、4は出力(または入力)端子、8は入力(または出力)結合ループ素子、9は出力(または入力)結合ループ素子、16はS字状の結合ループ素子、24は段間結合孔、40a〜40dはTM01 δモード誘電体共振器、41a〜41dは誘電体共振素子、51a〜51cは段間磁界結合調整素子、56は結合調整ネジである。
図23に示すように、1番目の誘電体共振素子(41a)と4番目の誘電体共振素子(41d)との間が、誘電体共振素子の軸長方向に設けられるとともに、隔壁2を貫通する部分を境にして、隔壁2の誘電体共振素子の軸長方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁2に電気的、機械的に接続されるS字状の結合ループ素子16により副結合されているので、この間の副結合は、容量性結合となる。
【0037】
図24は、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用可能なTE01 δモード誘電体共振器形BPFの一例の概略構成を示す図であり、同図(a)は、上平面図、同図(b)は、同図(a)に示すA−A’切断線に沿った断面を示す要部断面図、同図(c)は、同図(a)に示すB−B’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図24において、11は外部導体、2は隔壁、3は入力(または出力)端子、4は出力(または入力)端子、8は入力(または出力)結合ループ素子、9は出力(または入力)結合ループ素子、16はS字状の結合ループ素子、24は段間結合孔、25a〜25dは周波数調整ネジ、42a〜42dは誘電体共振素子、43a〜43cは支持部材、56a〜56cは段間結合調整ネジである。
図24に示すように、1番目の誘電体共振素子(42a)と4番目の誘電体共振素子(42d)との間が、誘電体共振素子の軸長方向と直交する方向に設けられるとともに、隔壁2を貫通する部分を境にして、隔壁2の誘電体共振素子の軸長方向と直交する方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁2に電気的、機械的に接続されるS字状の結合ループ素子16により副結合されているので、この間の副結合は、容量性結合となる。
【0038】
図25は、本実施の形態のBPF(B1a,B1b)として使用可能な、同軸共振器を用いた有極形インターディジタル形BPFの一例の概略構成を示す図であり、同図(a)は、上平面図、同図(b)は、同図(a)に示すA−A’切断線に沿った断面を示す要部断面図、同図(c)は、同図(a)に示すB−B’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図25において、11は外部導体、2は隔壁、3は入力(または出力)端子、4は出力(または入力)端子、8は入力(または出力)結合ループ素子、9は出力(または入力)結合ループ素子、16はS字状の結合ループ素子、30a〜30dは共振棒である。
この図25においても、誘電体共振素子の軸長方向に設けられるとともに、隔壁2を貫通する部分を境にして、隔壁2の誘電体共振素子の軸長方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁2に電気的、機械的に接続されるS字状の結合ループ素子16の副結合回路は、容量性結合となる。
【0039】
以上説明したように、本実施の形態の空中線共用装置によれば、隣接するチャネルの送信波を合成できるともに、アンテナ(ANT)に供給される各チャネル送信波の挿入損失とリップルとを低減し、かつ、その通過帯域内振幅偏差を少なくすることが可能となる。
例えば、デジタル方式のテレビジョン放送の場合には、ビット・エラー・レート特性の制約から、例えば、0.5dB以内の通過帯域内振幅偏差が求められるが、本実施の形態の空中線共用装置では、この0.5dB以内の通過帯域内振幅偏差が容易に実現可能となる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【0040】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明によれば、隣接チャネルの送信波を空中線に供給する空中線共用装置において、各送信波の挿入損失とリップルとを低減するとともに、各送信波の通過帯域内振幅偏差を少なくすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
【図2】本実施の形態の空中線共用装置の伝送特性の一例を示す図である。
【図3】λ/4・3dB結合器で構成されるハイブリッド回路を説明するための図である。
【図4】本発明の実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路(H1)の端子(T11)に、Ein1の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
【図5】本発明の実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路(H2)の端子(T22)に、Ein2の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
【図6】帯域通過フィルタの電圧定在波比(VSWR)と、減衰域の補償減衰量(Amin)との関係を説明するための図である。
【図7】帯域通過フィルタの電圧定在波比(VSWR)と、通過帯域内の反射損、および減衰域内での反射損との関係を示すグラフである。
【図8】本実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B2b)として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用いて、S=1.4の場合について、計算機で計算した特性を示すグラフである。
【図9】本実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B2b)として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用いて、S=1.5の場合について、計算機で計算した特性を示すグラフである。
【図10】本実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B2b)として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用いて、S=1.6の場合について、計算機で計算した特性を示すグラフである。
【図11】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、1.4〜1.6内で、Sの値を適宜変更した場合の特性例の一例を示すグラフである。
【図12】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、1.4〜1.6内で、Sの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図13】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、1.4〜1.6内で、Sの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図14】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、1.4〜1.6内で、Sの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図15】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、1.4〜1.6内で、Sの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図16】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B1b)として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図17】図16に示す各切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
【図18】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B1b)として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの他の例の、デュアルモード誘電体共振素子の断面構造を示す断面図である。
【図19】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B1b)として使用可能な円形導波管形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図20】図19に示す各切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
【図21】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B1b)として使用可能な矩形導波管形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図22】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B1b)として使用可能なTM01 δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図23】図22に示す各切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
【図24】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B1b)として使用可能なTE01 δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図25】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ(B1a,B1b)として使用可能な、同軸共振器を用いた有極形インターディジタル形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図26】従来のアナログ方式のテレビジョン放送における使用チャネル配列の一例を示す図である。
【図27】使用チャネルが図26に示す配列の場合の、従来の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
【図28】図27に示す従来の空中線共用装置の伝送特性を示すグラフである。
【図29】隣接チャネルを使用するテレビジョン放送における使用チャネル配列の一例を示す図である。
【符号の説明】
1,11…外部導体、2…隔壁、3…入力(または出力)端子、4…出力(または入力)端子、5a,5b,6a,6b,25a〜25d…周波数調整ネジ、7a,7b,56,56a〜56c…結合調整ネジ、8…入力(または出力)結合ループ素子、9…出力(または入力)結合ループ素子、12a,12b,23…結合窓、14,15…入出力結合プローブ、16…S字状の結合ループ素子、20a,20b,41a〜41d,42a〜42d…誘電体共振素子、24…段間結合孔、30a〜30d…共振棒、40a〜40d…TM01 δモード誘電体共振器、43a〜43c…誘支持部材、51a〜51c…段間磁界結合調整素子ANT…アンテナ、R…無反射終端器、H1,H2,H13a,H13b,H14a,H14b,H15a,H15b,H22a,H22b,H23a,H23b…ハイブリッド回路、B1a,B1b,B13a,B13b,B14a,B14b,B15a,B15b,B22a,B22b,B23a,B23b…帯域通過フィルタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an antenna sharing device, and more particularly to a technique that is effective when a transmitting antenna in a television broadcasting mechanism of VHF and UHF bands is shared by a plurality of transmitters.
[0002]
[Prior art]
FIG. 26 is a diagram showing an example of a channel arrangement used in a conventional analog television broadcast, and FIG. 27 is a schematic configuration of a conventional antenna sharing apparatus when the channel used is the arrangement shown in FIG. FIG.
As shown in FIG. 27, in the conventional antenna sharing apparatus, the second terminals (T13) of the adjacent first hybrid circuits (H13a, H15a, H23a).twenty two) And the third terminal (Ttwenty threeAre connected to each other, and the second terminals (T) of the first hybrid circuit (H13a) at both ends are connected to each other.twenty two) Is connected to the non-reflection terminator (R) at the third terminal (T) of the first hybrid circuit (H23a) at both ends.twenty three) Is connected to an antenna (ANT).
[0003]
Further, the first terminal (T of each first hybrid circuit (H13a, H15a, H23a)twenty one) And the second terminal (T) of each second hybrid circuit (H13b, H15b, H23b)12) Are connected to band-pass filters (hereinafter simply referred to as BPF) (B13a, B15a, B23a) that transmit transmission waves of predetermined channels, respectively, and the first hybrid circuits (H13a, H15a, H23a) fourth terminal (Ttwenty four) And the third terminal (T of each second hybrid circuit (H13b, H15b, H23b)13) Are connected to BPFs (B13b, B15b, B23b) that allow transmission waves of predetermined channels to pass therethrough.
Furthermore, the first terminal (T) of each second hybrid circuit (H13b, H15b, H23b).11) Is connected to a transmitter that outputs a transmission wave of each channel, and the fourth terminal (T) of each second hybrid circuit (H13b, H15b, H23b).14) Are connected to the anti-reflection terminator (R), respectively.
[0004]
Here, each of the first and second hybrid circuits and each BPF constitute a constant impedance band-pass filter that passes the transmission wave of each channel.
That is, the first hybrid circuit (H13a), the second hybrid circuit (H13b), and the BPF (B13a, B13b) are connected to the first hybrid circuit ( H15a), the second hybrid circuit (H15b), and the BPF (B15a, B15b) include a constant-impedance band-pass filter that transmits a 15-channel transmission wave, and the first hybrid circuit (H23a), the second The hybrid circuit (H23b) and the BPF (B23a, B23b) constitute a constant impedance band-pass filter that passes 23-channel transmission waves.
[0005]
Hereinafter, the operation of the antenna sharing apparatus shown in FIG. 27 will be briefly described with an example of 13-channel transmission waves.
In the antenna sharing apparatus shown in FIG. 27, the first terminal (T of the second hybrid circuit (H13b)11The 13-channel transmission waves input from) pass through the BPF (B13a, B13b) and are input to the first hybrid circuit (H13a) and the third terminal (T13) of the first hybrid circuit (H13a).twenty three) Is output.
The 13-channel transmission wave output from the first hybrid circuit (H13a) is input to the first hybrid circuit (H15a), totally reflected by the BPF (B15a, B15b), and the first hybrid circuit (H15a). ) Third terminal (Ttwenty three) Is output.
Thereafter, similarly, the antenna reaches the antenna (ANT) and is radiated from the antenna (ANT).
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The design conditions of the BPF (B13a, B13b, B15a, B15b, B23a, B23b) used in FIG. 27 are loose, and the transmission characteristics of the antenna shared device shown in FIG. The band is wide and the falling characteristics are gradual.
On the other hand, in recent years, in addition to conventional analog television broadcasting, digital television broadcasting is about to be started due to technological progress.
When transmitting a digital television broadcast in addition to an analog television broadcast, for example, a television using an adjacent channel as shown in FIG. John Broadcast is needed.
[0007]
However, when the above-described antenna sharing device shown in FIG. 27 is used for the purpose of synthesizing the transmission waves of adjacent channels, the antenna sharing device shown in FIG. There is a problem that the insertion loss of the transmission wave supplied to ANT) and the in-band amplitude deviation increase.
The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to reduce insertion loss of each transmission wave in an antenna sharing apparatus that supplies transmission waves of adjacent channels to the antenna. In addition, another object is to provide a technique that can reduce the in-band amplitude deviation of each transmission wave.
The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to synthesize the transmission waves of adjacent channels, the BPF in the constant impedance band pass filter has a steeper falling characteristic than the conventional one shown in FIG. 27, and the transmission wave supplied to the antenna (ANT). What has a small insertion loss and a small in-band amplitude deviation is required.
The present inventor has found that a quaternary polarized bandpass filter satisfying the following expression (1) is optimal as a bandpass filter for such applications.
[Expression 1]
Bwr= 5.6 ± 0.1 MHz
f∽= Fo± (3.35 ± 0.1MHz)
VSWR = 1.5 ± 0.1 (1)
Where foIs the center frequency of the fourth-order polarized bandpass filter, f∽Is the frequency of the attenuation pole, BwrIs an allowable pass frequency bandwidth, and VSWR is a voltage standing wave ratio in the pass band.
[0009]
The invention of the present application has been made based on the above knowledge, and the outline of typical ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
That is, the present invention is an antenna sharing apparatus including a plurality of cascaded constant impedance bandpass filters, wherein the first and second bandpass filters in each of the constant impedance bandpass filters are (1 It is a quaternary polarized band-pass filter that satisfies the above formula.
In a preferred embodiment of the present invention, the fourth-order polarized bandpass filter is TM01 δMode dielectric resonator type bandpass filter, TE01 δMode dielectric resonator type bandpass filter, dual mode dielectric resonator type bandpass filter, circular waveguide type bandpass filter, rectangular waveguide type bandpass filter, or interdigital type using coaxial resonator One of the bandpass filters.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Note that components having the same function are denoted by the same reference symbols throughout the drawings for describing the embodiment, and the repetitive description thereof will be omitted.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an antenna sharing device according to an embodiment of the present invention.
The antenna sharing apparatus according to the present embodiment has a second terminal (T) of the first hybrid circuit (H14b).twenty two) And the first terminal (T) of the second hybrid circuit (H14b, H15b, H22b)11) Is a transmission wave of an adjacent channel shown in FIG. 29, and BPF (B14a, B14b, B15a, B15b, B22a, B22b) satisfies the above-described expression (1) 4 Since it is a second-polarized bandpass filter, it is different from the antenna shared device shown in FIG. 27, and detailed description thereof is omitted.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of transmission characteristics of the antenna sharing device of the present embodiment.
As shown in FIG. 2, the transmission characteristics of the antenna shared device of the present embodiment are narrower in pass band and sharper in falling characteristics than those shown in FIG.
[0011]
Hereinafter, the antenna sharing apparatus of the present embodiment will be described.
FIG. 3 is a diagram for explaining a hybrid circuit including a λ / 4 · 3 dB coupler.
Note that the hybrid circuit of this embodiment includes the second terminal (T2) And the third terminal (TThreeAny hybrid circuit can be used as long as the outputs have a phase difference of 90 ° from each other and the amplitudes are substantially equal.
In the figure, assuming that each terminal other than the measurement terminal is terminated with a non-reflection terminator, the voltage reflection coefficient at each input terminal is zero.
[Expression 2]
S11= Stwenty two= S33= S44= 0 (2)
It becomes.
Terminals other than the measurement terminal are terminated with a non-reflection terminator and the terminal (T1-T2), (T2-T1), (TThree-TFour), (TFour-TThree), The following equation (3) can be obtained.
[Equation 3]
However, C (coupling coefficient of hybrid circuit) = 1/21/2(= 0.707) and θ = 90 °.
[0012]
Terminals other than the measurement terminal are terminated with a non-reflective terminator, and the terminal (T1-TThree), (TThree-T1), (T2-TFour), (TFour-T2), The following equation (4) can be obtained.
[Expression 4]
However, C (coupling coefficient of hybrid circuit) = 1/21/2(= 0.707) and θ = 90 °.
Terminals other than the measurement terminal are terminated with a non-reflective terminator,1-TFour), (TFour-T1), (T2-TThree), (TThree-T2), The following equation (5) can be obtained.
[Equation 5]
S14= S41= Stwenty three= S32= 0 (5)
When the [S] matrix of the hybrid circuit shown in FIG. 3 is obtained using the relational expressions (2) to (5), the following expression (6) is obtained.
[0013]
[Formula 6]
Terminal T of the hybrid circuit shown in FIG.1When the input voltage (Ein) is applied to the terminal T2, TThree, TFourOutput voltage (E11, E12, E13, E14) Using the above equation (6), the following equation (7) is obtained.
[0014]
[Expression 7]
As can be seen from the equation (7), the terminal T2Ein / 21/2(E12= Ein / 21/2) Voltage is applied to the terminal TThree-JEin / 21/2(E13= -JEin / 21/2) Is obtained.
[0015]
FIG. 4 shows a terminal (T) of the hybrid circuit (H1) in the constant impedance bandpass filter of the present embodiment.11) Is a diagram for explaining the output voltage of each part when the voltage of Ein1 is input.
In FIG. 4, the input voltage reflection coefficients of BPF (B1a, B1b) are11, Γtwenty oneThen, the terminal (T of the hybrid circuit (H1)12, T13) Reflected voltage (EΓ 11, EΓ 12) Is represented by the following equation (8).
[Equation 8]
EΓ 11= Γ11Ein1 / 21/2
EΓ 12= -JΓtwenty oneEin1 / 21/2 (8)
The terminal (T) of the hybrid circuit is obtained by using the expressions (6) and (8).11, T12, T13, T14) Output voltage (E11, E12, E13, E14), The following equation (9) is obtained.
[0016]
[Equation 9]
As can be seen from the above equation (9), the input voltage reflection coefficients of BPF (B1a, B1b) are equal to each other, and Γ (= Γ11= Γtwenty one), The first terminal T of the hybrid circuit (H1)11Does not output the reflected voltage reflected by the BPF (B1a, B1b), and the fourth terminal T of the hybrid circuit (H1).14Only, the combined voltage of the reflected voltage reflected by the BPF (B1a, B1b) is output and absorbed by the non-reflecting terminator R.
[0017]
In FIG. 4, the terminal (T12, T13) Output from each12(= Ein1 / 21/2), E13(= -JEin1 / 21/2) Is input to the BPF (B1a, B1b), and from the BPF (B1a, B1b) to the voltage transfer function (voltage transfer characteristic) of the BPF (B1a, B1b) (L11, L12) Is output.
The output voltage of BPF (B1a, B1b) is expressed by the following equation (10).
[Expression 10]
Etwenty one= L11Ein1 / 21/2
Etwenty four= -JLtwenty oneEin1 / 21/2 (10)
In the present embodiment, the first terminal (T of the hybrid circuit (H2)twenty one) And the fourth terminal (Ttwenty four), When the voltage shown in the expression (10) is applied, the output voltage from each terminal of the hybrid circuit (H2) is expressed as the following expression (11).
[0018]
## EQU11 ##
L is a voltage transfer coefficient of BPF (B1a, B1b) and is expressed by the following (12).
[Expression 12]
Each numerical value of the equation (12) will be described later.
As can be seen from the above equation (12), if there is a variation in the voltage transfer coefficient of BPF (B1a, B1b), the terminal (T2) of the hybrid circuit (H2)twenty two), An unbalanced output occurs, and the isolation characteristics deteriorate.
[0019]
FIG. 5 shows a terminal (T) of the hybrid circuit (H2) in the constant impedance bandpass filter of the present embodiment.twenty two) Is a diagram for explaining the output voltage of each part when the voltage of Ein2 is input.
The terminal (T of the hybrid circuit (H2) shown in FIG.twenty two) To the terminal (Ttwenty one) Output voltage (Etwenty one), Terminal (Ttwenty four) Output voltage (Etwenty four) Is expressed by the following equation (13).
[Formula 13]
Terminal (Ttwenty one) Is applied to the BPF (B1a) and reflected by the BPF (B1a) (EΓ twenty one) And terminal (Ttwenty four) Is applied to the BPF (B1b) and reflected by the BPF (B1b) (EΓ twenty four) Is expressed by the following equation (14).
[Expression 14]
The output voltage output to each terminal of the hybrid circuit (H2) by the reflected voltage shown in the above equation (14) is expressed by the following equation (15).
[0020]
[Expression 15]
As can be seen from the above equation (15), the terminal (T of the hybrid circuit (H2)twenty three) Is output only at −jΓEin2.
[0021]
The terminal (T of the hybrid circuit (H2) shown in FIG.twenty two) To the terminal (T) of the hybrid circuit (H1) shown in FIG.12), Terminal (T13) Is expressed as the following equation (16).
[Expression 16]
E12= L12Ein2 / 21/2
E13= -JLtwenty twoEin2 / 21/2 ... (16)
The output voltage output to each terminal of the hybrid circuit (H1) by the output voltage shown in the above equation (16) is expressed as the following equation (17).
[0022]
[Expression 17]
[0023]
As can be seen from the aforementioned equations (16) and (17), the terminal (T of the hybrid circuit (H2)twenty two) To the terminal (T2) of the hybrid circuit (H2) when the voltage Ein2 is applied.twenty three), A voltage based on the reflected voltage of BPF (B1a, B1b) is output to the terminal (T of the hybrid circuit (H1).14), A voltage based on the voltage passing through the BPF (B1a, B1b) is output.
In the present embodiment, the terminal (T of the hybrid circuit (H1)11) The voltage of Ein1 to the terminal of the hybrid circuit (H2) (Ttwenty two) To the terminal of the hybrid circuit (H1) (T14) Output to the terminal (T2) of the hybrid circuit (H2)twenty three) Is output as shown in the following equation (18).
[Formula 18]
[0024]
Hereinafter, the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment will be described.
The transmission characteristic (L) when the circuit order (n) is an even number in a quaternary polarized (elliptic function) band-pass filter is expressed by the following equation (19).
[0025]
[Equation 19]
Therefore, the transmission characteristic (L) of the fourth-order polar (elliptic function type) bandpass filter used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment is expressed as the above-described equation (12). The
[0026]
Return loss of input voltage (LΓ) Is expressed by the following equation (20).
[Expression 20]
LΓ(DB) = 10 × log ((S + 1)2/ 4S) (20)
In addition, this (20) Formula represents the allowable ripple in the passband of BPF.
For example, when S = 1.4, LΓ≒ 0.12dB, S = 1.5, LΓWhen ≒ 0.18dB and S = 1.6, LΓ≈0.24 dB.
Further, there is a relationship expressed by the following equation (21) between the compensation attenuation amount (Amin) in the attenuation region and the reflection coefficient (Γmin) in the attenuation region.
[Expression 21]
Amin (dB) = 10 × log (1 / (1− (Γmin)2))
(Γmin)2= 1-10-Amin / 10
(21)
Further, when the reflection coefficient (Γmin) of the attenuation region is the expression (21)Reflection loss in the attenuation region(LΓmax) Is represented by the following equation (22).
[Expression 22]
LΓmax(DB) = 10 × log (Γmin)2
(22)
[0027]
For example, as shown in FIG. 6, when S = 1.4 and Amin = 12 dB, LΓmax≒ 0.28 dB, S = 1.5, Amin = 13.6 dB, LΓmax≒ 0.194 dB, S = 1.6, Amin = 14.8 dB, LΓmax≈0.146 dB.
The compensation attenuation amount (Amin) in the attenuation region is the transmission characteristic (L) of the band-pass filter expressed by the above equation (19).Can be requested from.
FIG. 7 is a graph obtained by graphing the above equations (20) and (22).
As shown in the graph of FIG. 7, when the voltage standing wave ratio (VSWR) is 1.5, the reflection loss (LΓ) And reflection in the attenuation rangeloss(LΓmax) Is added to the minimum value.
That is, as the BPF (B1a, B2b), the allowable pass frequency bandwidth (Bwr) Is 5.6 MHz, the frequency of the attenuation pole (f∞) But foWhen a ± 3.35 MHz fourth-order polarized bandpass filter is used, 1.5 is the optimum voltage standing wave ratio (VSWR).
As the BPF (B1a, B2b), the allowable pass frequency bandwidth (Bwr) Is 5.6 MHz, the frequency of the attenuation pole (f∞) But foWhen using a ± (3.35 ± 0.1 MHz) fourth-order polarized bandpass filter, the optimum voltage standing wave ratio (VSWR) is 1.5 ± 0.1.
[0028]
In general, in a band-pass filter, when the unloaded Q (Qu) of the resonator used is low, the amount of attenuation is larger than in an ideal case in the pass band and the reflection band of the band-pass filter, and the curved portion is reduced. growing.
Therefore, in the present embodiment, the problem of no load Q (Qu) is solved by using a circular waveguide resonator or a dual mode dielectric resonator.
As a BPF (B1a, B2b), a dual-mode dielectric resonator type bandpass filter is used, and Qu≈38000, n = 4, Bwr≒ 5.6MHz, fo= 600 MHz, f∞≒ foThe characteristics calculated by the computer in the case of S = 1.4, S = 1.5, S = 1.6 as ± 3.35 MHz (596.65 MHz, 603.35 MHz) are shown in FIGS. .
8 shows a calculation result when S = 1.4, FIG. 9 shows a calculation result when S = 1.5, and FIG. 10 shows a calculation result when S = 1.6.
8 to 10, A1 is an attenuation characteristic, A2 is an enlarged passband region of the attenuation characteristic (A1), B is a return loss characteristic, and C is a group delay time characteristic.
[0029]
Actually, n = 4, Bwr≒ 5.6MHz, fo= 485 MHz, f∞≒ foExample of characteristics when a dual mode dielectric resonator type bandpass filter of ± 3.35 MHz (581.65 MHz, 488.35 MHz) is prototyped and the value of S is appropriately changed within 1.4 to 1.6 Is shown in FIGS.
11 and 12 are graphs showing examples of attenuation characteristics in the passband. In each figure, the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 1 MHz, and the vertical axis is attenuation (dB). The interval is 1 dB.
In FIG. 11, the attenuation when the frequency is 485 MHz (
FIG. 12 is a graph showing an example of the amplitude deviation in the passband. In FIG. 12, the amount of attenuation when the frequency is 482.2 MHz (
As can be seen from FIGS. 11 and 12, in the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment, the loss and ripple in the passband and the reflection loss and ripple in the reflection band can be reduced, and the passband Can be reduced (in the case of FIG. 12, within 0.3 dB).
[0030]
FIG. 13 is a graph showing an example of attenuation characteristics. In the figure, the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 3 MHz, the vertical axis is attenuation (dB), and the memory interval is 5 dB.
In FIG. 13, the attenuation when the frequency is 485 MHz (
FIG. 14 is a graph showing an example of the return loss characteristics, in which the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 3 MHz, the vertical axis is attenuation (dB), and the memory interval is 1 dB. .
In FIG. 14, the attenuation when the frequency is 481 MHz (
[0031]
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of attenuation characteristics and reflection attenuation amount characteristics, in which the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 3 MHz, the vertical axis is attenuation (dB), and the memory interval is 5 dB.
In the attenuation characteristic shown in FIG. 15, when the frequency is 485 MHz (
Further, in the reflection attenuation characteristics shown in FIG. 15, when the frequency is 485 MHz (
[0032]
Hereinafter, an example of a band pass filter used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment will be described.
FIG. 16 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a dual mode dielectric resonator type BPF that can be used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment, and FIG. 17 (a) is shown in FIG. FIG. 17B is a cross-sectional view of the main part showing a cross section taken along the line AA ′ shown in FIG. 17, and FIG. 17B is a cross-sectional view of the main part showing a cross section taken along the line BB ′ shown in FIG. ] Is principal part sectional drawing which shows the cross section along CC 'cut line shown in FIG. 16 and 17, 1 is TE.11An outer conductor made of a cut-off waveguide, 2 is an inner partition (coupled iris), 3 is an input (or output) terminal, 4 is an output (or input) terminal, 5a and 5b are V-mode frequency adjusting screws, 6a and 6b Is an H-mode frequency adjusting screw, 7a and 7b are coupling adjusting screws, 12a is a capacitive coupling window formed in the
[0033]
In the present embodiment, a dual mode dielectric resonator type BPF having the dual mode dielectric resonator shown in FIG. 18 can be used.
FIG. 18 is a cross-sectional view showing a cross-sectional structure of a dual mode dielectric resonator element as another example of a dual mode dielectric resonator type BPF that can be used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment.
This figure shows a cross section taken along the line A-A 'shown in FIG.
The dual mode dielectric resonator shown in FIG. 18 has an E of the dual mode dielectric resonator 20a.1Both ends of the electric field direction of E1Is cut at right angles to the electric field direction of the dual-mode dielectric resonant element 20a.1E at both ends of the electric field direction1A cut surface perpendicular to the electric field direction is formed.
That is, the dual-mode
[0034]
In the dual mode dielectric resonator type BPF having the dual mode dielectric resonator shown in FIG. 18, the electrical length of the
For this reason, in the dual mode dielectric resonator type BPF having the dual mode dielectric resonator shown in FIG. 18, the capacitance value of the capacitance of the H mode resonance circuit of the first dielectric resonator is shown in FIGS. It becomes possible to make it larger than the BPF shown.
As a result, the insertion length of the frequency adjusting screw (6a) can be made smaller than before, and high-power OFDM waves (orthogonal frequency division multiplex (OFDM) modulation modulation waves) can be obtained. Even if it is applied, dielectric breakdown does not occur at this portion, so that it is possible to improve withstand voltage (power resistance) characteristics.
In the above description, the dual
[0035]
FIG. 19 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a circular waveguide BPF that can be used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment, and FIG. FIG. 20B is a main part sectional view showing a section along the line BB ′ shown in FIG. 19.
In the figure, 1 is TE.11An outer conductor made of a cut-off waveguide, 2 is an inner partition (coupled iris), 3 is an input (or output) terminal, 4 is an output (or input) terminal, 5a and 5b are V-mode frequency adjusting screws, 6a and 6b Is an H-mode frequency adjusting screw, 7a and 7b are coupling adjusting screws, 12a is a capacitive coupling window formed in the
FIG. 21 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a rectangular waveguide type BPF that can be used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment. FIG. 21 (a) is an upper plan view, FIG. b) is a cross-sectional view of the main part showing a cross section taken along the line AA ′ shown in FIG. 4A, and FIG. 4C is taken along the line BB ′ shown in FIG. FIG.
In FIG. 21, 11 is an external conductor, 2 is a partition, 3 is an input (or output) terminal, 4 is an output (or input) terminal, 8 is an input (or output) coupling loop element, and 9 is an output (or input) coupling. The loop element, 23 is a capacitive coupling window, 24 is an interstage coupling hole, and 25a to 25d are frequency adjusting screws.
[0036]
FIG. 22 shows a TM that can be used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment.01 δIt is a figure which shows schematic structure of an example of a mode dielectric resonator type | mold BPF, and is principal part sectional drawing which shows the cross-sectional structure along the direction orthogonal to the axial length direction of a dielectric resonance element.
23A is a cross-sectional view of the main part showing a cross section taken along the line BB ′ shown in FIG. 22, and FIG. 23B is a cross section taken along the line AA ′ shown in FIG. It is a principal part sectional view shown.
22 and 23, 11 is an external conductor, 2 is a partition, 3 is an input (or output) terminal, 4 is an output (or input) terminal, 8 is an input (or output) coupling loop element, and 9 is an output (or) Input) Coupling loop element, 16 is an S-shaped coupling loop element, 24 is an interstage coupling hole, and 40a to 40d are TM01 δMode dielectric resonators, 41a to 41d are dielectric resonator elements, 51a to 51c are interstage magnetic field coupling adjusting elements, and 56 is a coupling adjusting screw.
As shown in FIG. 23, the space between the first dielectric resonator element (41a) and the fourth dielectric resonator element (41d) is provided in the axial length direction of the dielectric resonator element and penetrates the
[0037]
FIG. 24 shows TE usable as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment.01 δIt is a figure which shows schematic structure of an example of a mode dielectric resonator type | mold BPF, The figure (a) is an upper top view, The figure (b) is an AA 'cut line shown to the figure (a). The principal part sectional view which shows the section which followed, and the figure (c) are principal part sectional views which show the cross section along the BB 'cutting line shown to the figure (a).
In FIG. 24, 11 is an external conductor, 2 is a partition, 3 is an input (or output) terminal, 4 is an output (or input) terminal, 8 is an input (or output) coupling loop element, and 9 is an output (or input) coupling. Loop element, 16 is an S-shaped coupling loop element, 24 is an interstage coupling hole, 25a to 25d are frequency adjusting screws, 42a to 42d are dielectric resonance elements, 43a to 43c are support members, and 56a to 56c are interstages It is a coupling adjustment screw.
As shown in FIG. 24, between the first dielectric resonator element (42a) and the fourth dielectric resonator element (42d) is provided in a direction orthogonal to the axial length direction of the dielectric resonator element, S-shaped in which both end portions are electrically and mechanically connected to the
[0038]
FIG. 25 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a polarized interdigital BPF using a coaxial resonator that can be used as the BPF (B1a, B1b) of the present embodiment. FIG. 4B is a cross-sectional view of the main part showing a cross section taken along the line AA ′ shown in FIG. 1A, and FIG. It is principal part sectional drawing which shows the cross section along a BB 'cutting line.
In FIG. 25, 11 is an external conductor, 2 is a partition, 3 is an input (or output) terminal, 4 is an output (or input) terminal, 8 is an input (or output) coupling loop element, and 9 is an output (or input) coupling. The loop element, 16 is an S-shaped coupling loop element, and 30a to 30d are resonance bars.
Also in FIG. 25, both end portions are provided in the axial length direction of the dielectric resonance element, and at both ends thereof at different positions in the axial length direction of the dielectric resonance element of the
[0039]
As described above, according to the antenna sharing apparatus of the present embodiment, it is possible to synthesize the transmission waves of adjacent channels and reduce the insertion loss and ripple of each channel transmission wave supplied to the antenna (ANT). In addition, the amplitude deviation in the pass band can be reduced.
For example, in the case of digital television broadcasting, for example, an amplitude deviation within a passband of 0.5 dB or less is obtained due to restrictions on bit error rate characteristics. In the antenna sharing device of the present embodiment, The amplitude deviation in the passband within 0.5 dB can be easily realized.
Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the above-described embodiment, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Of course.
[0040]
【The invention's effect】
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
According to the present invention, it is possible to reduce the insertion loss and ripple of each transmission wave and reduce the amplitude deviation in the passband of each transmission wave in the antenna sharing device that supplies the transmission wave of the adjacent channel to the antenna. It becomes.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an antenna sharing device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an example of transmission characteristics of the antenna sharing device of the present embodiment.
FIG. 3 is a diagram for explaining a hybrid circuit including a λ / 4 · 3 dB coupler.
FIG. 4 shows a terminal (T) of a hybrid circuit (H1) in the constant impedance bandpass filter according to the embodiment of the present invention.11) Is a diagram for explaining the output voltage of each part when the voltage of Ein1 is input.
FIG. 5 shows a terminal (T) of the hybrid circuit (H2) in the constant impedance band-pass filter according to the embodiment of the present invention.twenty two) Is a diagram for explaining the output voltage of each part when the voltage of Ein2 is input.
FIG. 6 is a diagram for explaining a relationship between a voltage standing wave ratio (VSWR) of a band-pass filter and a compensation attenuation amount (Amin) in an attenuation region.
FIG. 7 is a graph showing a relationship between a voltage standing wave ratio (VSWR) of a band pass filter, a reflection loss in a pass band, and a reflection loss in an attenuation region.
FIG. 8 is a graph showing characteristics calculated by a computer when S = 1.4 using a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter as the band-pass filter (B1a, B2b) of the present embodiment; It is.
FIG. 9 is a graph showing characteristics calculated by a computer when S = 1.5 using a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter as the band-pass filter (B1a, B2b) of the present embodiment; It is.
FIG. 10 is a graph showing characteristics calculated by a computer when S = 1.6 using dual-mode dielectric resonator type band-pass filters as band-pass filters (B1a, B2b) of the present embodiment; It is.
FIG. 11 is a graph showing an example of a characteristic example when a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter is actually manufactured and the value of S is appropriately changed within 1.4 to 1.6.
FIG. 12 is a graph showing another example of a characteristic example when a dual-mode dielectric resonator type bandpass filter is actually manufactured and the value of S is appropriately changed within 1.4 to 1.6. is there.
FIG. 13 is a graph showing another example of a characteristic example when a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter is actually manufactured and the value of S is appropriately changed within 1.4 to 1.6. is there.
FIG. 14 is a graph showing another example of a characteristic example when a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter is actually prototyped and the value of S is appropriately changed within 1.4 to 1.6. is there.
FIG. 15 is a graph showing another example of a characteristic example when a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter is actually manufactured and the value of S is appropriately changed within 1.4 to 1.6. is there.
FIG. 16 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter that can be used as the band-pass filters (B1a, B1b) according to the embodiment of the present invention.
17 is a cross-sectional view of a principal part showing a cross section taken along each cutting line shown in FIG. 16;
18 shows a cross-sectional structure of a dual-mode dielectric resonator element as another example of a dual-mode dielectric resonator type band-pass filter that can be used as the band-pass filters (B1a, B1b) according to the embodiment of the present invention. FIG. It is sectional drawing.
FIG. 19 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a circular waveguide band-pass filter that can be used as the band-pass filters (B1a, B1b) according to the embodiment of the present invention.
20 is a main-portion cross-sectional view showing a cross section taken along each cutting line shown in FIG. 19;
FIG. 21 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a rectangular waveguide bandpass filter that can be used as the bandpass filters (B1a, B1b) according to the embodiment of the present invention.
FIG. 22 shows a TM that can be used as a bandpass filter (B1a, B1b) according to an embodiment of the present invention.01 δIt is a figure which shows schematic structure of an example of a mode dielectric resonator type | mold band pass filter.
23 is a cross-sectional view of a principal part showing a cross section taken along each cutting line shown in FIG. 22;
FIG. 24 shows a TE that can be used as a bandpass filter (B1a, B1b) according to an embodiment of the present invention.01 δIt is a figure which shows schematic structure of an example of a mode dielectric resonator type | mold band pass filter.
FIG. 25 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a polarized interdigital bandpass filter using a coaxial resonator that can be used as the bandpass filters (B1a, B1b) according to the embodiment of the present invention.
FIG. 26 is a diagram illustrating an example of a channel arrangement used in a conventional analog television broadcast.
FIG. 27 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional antenna sharing apparatus in the case where the use channel is the arrangement shown in FIG.
FIG. 28 is a graph showing transmission characteristics of the conventional antenna sharing apparatus shown in FIG. 27;
[Fig. 29] Fig. 29 is a diagram illustrating an example of a used channel arrangement in television broadcasting using adjacent channels.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記各定インピーダンス帯域通過フィルタは、第2および第3の端子の出力が互いに90°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しい電気的特性を有する第1および第2のハイブリッド回路と、
前記第1のハイブリッド回路の第1の端子と、前記第2のハイブリッド回路の第2の端子との間に接続される第1の帯域通過フィルタと、
前記第1のハイブリッド回路の第4の端子と、前記第2のハイブリッド回路の第3の端子との間に接続される第2の帯域通過フィルタとを有し、
前記各定インピーダンス帯域通過フィルタは、隣接する定インピーダンス帯域通過フィルタの第1のハイブリッド回路の第2の端子と第3の端子とが互いに接続されて縦続接続される空中線共用装置であって、
前記各定インピーダンス帯域通過フィルタの帯域通過フィルタは、4次有極形のデュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタであり、
前記デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタは、円筒状の外部導体と、
前記円弧状の外部導体内に設けられる2個のデュアルモード誘電体共振素子とを有し、
前記各デュアルモード誘電体共振素子は、前記円筒状の外部導体の軸方向と直交する面で切断した断面の外形形状が、互いに対向する2つの円弧状部分と、互いに対向する直線部分とを有し、
前記各円弧状部分と各直線部分とは連続しており、
前記デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタは、フィルタの中心周波数をfo、許容通過周波数帯域幅をBwr、減衰極の周波数をf∽、通過域内における電圧定在波比をVSWRとするとき、下記式を満足することを特徴とする空中線共用装置。
Bwr=5.6±0.1MHz
f∽=fo±(3.35±0.1MHz)
VSWR=1.5±0.1It has a plurality of constant impedance band pass filters connected in cascade,
Each of the constant-impedance bandpass filters includes first and second hybrid circuits in which the outputs of the second and third terminals have a phase difference of 90 ° from each other, and have electrical characteristics that are substantially equal in amplitude,
A first bandpass filter connected between a first terminal of the first hybrid circuit and a second terminal of the second hybrid circuit;
A second bandpass filter connected between a fourth terminal of the first hybrid circuit and a third terminal of the second hybrid circuit;
Each of the constant impedance bandpass filters is an antenna sharing device in which the second terminal and the third terminal of the first hybrid circuit of adjacent constant impedance bandpass filters are connected to each other and cascaded,
The bandpass filter of each constant impedance bandpass filter is a quaternary polarized dual mode dielectric resonator type bandpass filter,
The dual mode dielectric resonator type bandpass filter includes a cylindrical outer conductor,
Two dual-mode dielectric resonant elements provided in the arc-shaped outer conductor,
Each of the dual mode dielectric resonator elements has an outer shape of a cross section cut by a plane orthogonal to the axial direction of the cylindrical outer conductor, two arc-shaped portions facing each other, and straight portions facing each other. And
Each arc-shaped portion and each linear portion are continuous,
In the dual mode dielectric resonator type bandpass filter, the center frequency of the filter is f o , the allowable pass frequency bandwidth is B wr , the frequency of the attenuation pole is f ∽ , and the voltage standing wave ratio in the pass band is VSWR. An antenna sharing device that satisfies the following formula.
B wr = 5.6 ± 0.1 MHz
f ∽ = f o ± (3.35 ± 0.1MHz)
VSWR = 1.5 ± 0.1
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