JP3855237B2

JP3855237B2 - Ｄｄｓ（ダイレクトデジタル合成）発生器及び該ｄｄｓ発生器を動作させる方法

Info

Publication number: JP3855237B2
Application number: JP2003151801A
Authority: JP
Inventors: シュウィルヒアーサー; ゴステリクリストフ
Original assignee: Bruker Switzerland AG
Current assignee: Bruker Switzerland AG
Priority date: 2000-02-19
Filing date: 2003-05-29
Publication date: 2006-12-06
Anticipated expiration: 2021-02-19
Also published as: JP2001272446A; DE10007679C2; EP1271173B1; US6411093B2; JP3456977B2; US20010015644A1; EP1130411B1; DE10007679A1; JP2004004089A; EP1271173A3; EP1130411A1; EP1271173A2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＮＭＲ（核磁気共鳴)分光計に含まれるＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器及び該ＤＤＳ発生器を動作させる方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのようなＤＤＳを備えて成るＮＭＲ分光計は、会社小冊子「AVANCE／Digital NMR」［スイス国、フェルアンデン、ブルーカー・アーゲー社、１９９９年３月発行］に開示されており、その小冊子中、特に第１１頁において、ＣＰＵにおける“周波数及び位相制御”を行なう機能素子“ＤＤＳ”が示されている。
【０００３】
ダイレクトデジタル周波数合成とともに動作する周波数発生器、いわゆるＤＤＳ発生器（ＤＤＳ＝Direct Digital Synthesis（ダイレクトデジタル合成））は、例えば、”Frequency Synthesizers Design Handbook”, J.A. Crawford, Artech House, Boston, London, 1994の第３４６頁又は”Digal PLL Frequency Synthesizers. Theroy and Design” U.L. Rohde, Prentice-Hall Inc., Englewood Cliffs, N.J. 1983 の第１１０頁に記載されている。
【０００４】
ＤＤＳ発生器は、次のような特徴を有する。
【０００５】
外部から供給される一定クロック周波数ｆ_ｓにより与えられるクロック速度で数値を発生させ、その数値が、所望の周波数の信号を表わす。この信号は、次に、ＤＡＣ（ディジタル−アナログ変換器）においてアナログ信号に変換されるが、このアナログ信号は、実際には、前記クロック周波数と同じ周波数安定度を有し、したがって非常に安定である。周波数は連続的には変化させられず、不連続な周波数段差でのみ変化させられ、この段差は、現在の方法を用いて非常に小さい、即ち、１０〜３０ＭＨｚの出力周波数に対してミリヘルツの範囲であり、かくしてほとんど連続的な周波数調整を可能にする。
【０００６】
ＤＤＳ発生器には、基本的に、製造コストを低く押さえるデジタルＩＣ部品のみが必要とされる。最も有利な解決法は、全ＤＤＳ発生器を単一のＡＳＩＣ部品（ASIC=Application Specific Integrated Circuit （特定用途向けＩＣ））に組み込むことであり、これにより大量に製造するときにかなりコストを低減させることができ、機能性デジタル素子の特に稠密な実装が可能になる。後者は、今日ますます必要とされつつある高速電子処理において特に有利である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＤＳ発生器は、これらのプラスの面を有する一方で、しかし、出力信号のスペクトル純度がもはや今日の標準を満足させないという重大な欠陥を有している。ＤＤＳ発生器は１０年以上の間ＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計において問題なく用いられてきた。ＬＯ信号のスペクトル純度に対する要求が大きくなったため、これらの発生器はＮＭＲ信号の受信フェーズ中に必要とされる高性能をもはや提供できなくなっている。
【０００８】
ＤＤＳ発生器の不十分なスペクトル純度はいわゆる量子化雑音のせいであり、これは、ＤＤＳ発生器において生成される信号が、量子化され、即ち、所望の信号に対する階段状の近似を表し、その場合これらの各段の数値は使用可能なビットの最大数により与えられる有限の正確さを持ってのみ規定可能であるためである。
【０００９】
量子化雑音は、１周期内の段数が多いほどそして各段の数値の精度が高いほど低減する。段の数は任意には増加させることができない。デジタル部品の最大クロック速度によって決まる限界がある。
【００１０】
高分解能ＮＭＲにおけるＮＭＲ信号は、しばしば非常に強くまた非常に弱い周波数成分からなり、弱い成分がしばしば重要な成分である。このことは、ＮＭＲ信号は大きなダイナミックレンジを有していることを意味する。ＮＭＲ受信器において最も感受性の高い混合器の１つは、ＤＤＳ発生器から導出され、したがって量子化雑音を含んでいるＬＯ信号（ｆ_LO1）を使用する第１の混合器である。もしこのＬＯ信号がＮＭＲ信号と混合されれば、量子化雑音がＮＭＲ信号の特に最も強い周波数成分に伝達され、かくしてＮＭＲ信号スペクトル中に不要な周波数成分の外乱を受けたベースラインを発生させることになる。この外乱を受けたベースラインは、ＮＭＲ信号の目的とする弱い周波数成分も含んでおり、それらをこの外乱成分から識別することは困難である。その結果適正な分光分析が不可能となる。
【００１１】
ＮＭＲ分光分析の比較的重要でない送信フェーズ中においては、ＤＤＳ発生器は今日でもまだ問題なく使用されている。
【００１２】
しかし、重要な受信フェーズにおいては、今日ではスペクトル純度に対する要求が非常に高く、可変ＬＯ周波数を提供するＤＤＳ発生器は上記の量子化雑音のためにもはやこれらの要求を満たしていない。現在までのところ、上記量子化雑音を低減する実用性のある方法は得られていない。したがって、高いスペクトル純度を要するすべての重要な実験においては、この明快で強力な発生器なしで行なうかその不利を甘受するかの選択肢しかなかった。
【００１３】
したがって、本発明の目的は、複数の周波数の波を位相のずれなく発生させることが可能なＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器及び該ＤＤＳ発生器を動作させる方法を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、ＮＭＲ分光計、特に高分解能ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器であって、受信フェーズ中にのみＬＯ（局部発振器）周波数ｆ _LO1 のＬＯ信号を生成するＮＣＯ _L ( 数値制御発振器）と、送信周波数の出力信号を生成する複数のＮＣＯとを含み、ＮＣＯ _L が条件式ｆ _S ＝２ ^k ・ｆ ₀ を満たすクロック周波数ｆ _S で動作し、条件式におけるｋは正の整数であり、ｆ ₀ は基本周波数であり、基本周波数ｆ ₀ は、混合器（１０）用のＬＯ周波数ｆ _LO1 とＤＱＤ（ Digital Quadrature Detector （デジタルクアドラチュア検出器））（１４）用のＬＯ周波数を除くすべてのＬＯ周波数が、当該基本周波数ｆ ₀ の整数倍であるように導出されるベースとなることを特徴とするＤＤＳ発生器も含む。もし、少なくとも２つのＮＣＯが存在すれば、１つはＦＩＤ信号を検出するのに用いられる位相情報を供給するのに利用でき、他方は、送信フェーズ中の送信周波数を変化させるのに利用することができる。また、その後の混合器において発生する外乱成分がＮＣＯ _L の格子成分と同一に成る。
【００１６】
本発明のさらにもう１つの発展した形態においては、複数のＮＣＯのうち一のＮＣＯを他のＮＣＯ（２１ｂ、２１ｃ、．．．）の各々に接続する複数のスイッチを備え、該一のＮＣＯが、連続的に発振することにより生成した出力信号が有する所定の基準位相をスイッチの各々を介して他のＮＣＯの各々に伝達する。これによりＦＩＤ信号の初期位相を正確に規定し、それに続く幾つかのＦＩＤ信号の位相の同期を可能とする。
【００１７】
本発明のＤＤＳ発生器のさらに特に好適な態様は、ＮＣＯの鋸波状の出力信号を正弦波信号に変換する鋸波−正弦波信号変換器と、このＮＣＯの鋸波状の出力信号を余弦波信号に変換する鋸波−余弦波信号変換器と、信号変換器が生成した正弦波信号が通る正弦波用チャンネルと、信号変換器が生成した余弦波信号が通る余弦波用チャンネルとを備え、正弦波用チャンネルを通る正弦波信号を使用するクアドラチュア混合器及び余弦波用チャンネルを通る余弦波信号を使用するクアドラチュア混合器を含む周波数合成器に接続され、正弦波信号及び余弦波信号が互いに直角位相で周波数合成器に入力されるという特徴がある。クアドラチュア混合器は、通常の混合器と較べて生成する不要な混合成分がかなり少ない。
【００１８】
また、別の好ましい態様においては、好ましくは、送信フェーズ中に、信号変換器から入力された正弦波信号及び余弦波信号に対して振幅変調を数学的に行うデジタル乗算器を備える。これにより、所望の振幅変調が、送信フェーズ中の数値演算処理において達成される。かくして、アナログ変調器よりもずっと高精度のデジタル振幅変調器が簡単な手段を用いて製造可能となる。
【００１９】
本発明のＤＤＳ発生器のもう１つの態様においては、ＮＣＯ _L 及び複数のＮＣＯからの出力信号の値を、複数の減衰量の中から選択された所望の減衰量を用いて目標値に調整する減衰器に接続されており、該減衰器における位相誤差を補正するために位相補正を行う加算器と、該減衰器における位相誤差を保存する変流器（ＣＴ： Current Transformer ）としての第１のメモリと、該減衰器における減衰誤差を保存する変流器（ＣＴ）としての第２のメモリと、該減衰器用の複数の減衰量の中から選択された所望の減衰量をを表す信号を第１および第２のメモリに供給するスイッチと、ＮＣＯ _L 及び複数のＮＣＯの中から所望のＮＣＯを選択し、当該選択した所望のＮＣＯからの出力信号を該加算器に入力するスイッチとを備え、位相誤差が所望のＮＣＯからの出力信号の位相に対する第１のメモリに供給された所望の減衰量を表す信号の位相の偏差を示し、減衰誤差が第２のメモリに供給された信号が表す所望の減衰量に対する所望のＮＣＯの出力信号の値と目標値間の差分の偏差を示し、加算器が所望の減衰量の設定中に、スイッチを介して入力された信号の電圧値に、第１のメモリから読み出した位相誤差の電圧値を逆符号にしたものを加算することにより位相補正を行い、該位相補正後の信号を減衰器に出力し、該減衰器は、加算器から入力された位相補正後の信号の電圧値に対して第２のメモリから読み出した減衰誤差の電圧値を逆符号にしたものを加算することにより減衰誤差の補償を行うことが好ましい。減衰誤差の第２のメモリへの登録により、かくして信号の位相及び減衰量の数学的予備補償が可能になり、それによりほとんど位相誤差及び減衰誤差のない所望の減衰量を得ることができる。
【００２０】
ＤＱＤを有する本発明のＤＤＳ発生器を動作させる方法も有利であり、その方法は、受信フェーズ中、低周波数範囲におけるＮＭＲスペクトルの微調整が、ＮＣＯ_L が生成するＬＯ周波数ｆ _LO1 のＬＯ信号を用いては行われず、低周波数範囲におけるＮＭＲスペクトルの微調整がＤＱＤ用のＬＯ周波数の信号を用いて行われ、当該ＤＱＤのＬＯ周波数は数値Ｚ _Q で定義されるということを特徴とする。これによりＮＭＲスペクトルをさらに外乱成分を発生させることなく所望の周波数範囲に微調整することが可能になる。
【００２１】
本発明の他の有利な態様は、本発明の説明及び図面から抽出することができる。上述の及びこれから述べる特徴は、本発明にしたがい、個別に又はまとめて、いかなる任意の組み合わせにおいても用いることが可能である。図示し、説明された態様は、網羅的な列挙としててではなく、本発明を説明するための例示としての性格を有すると理解されるべきである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明を添付の図面を参照してその実施形態により、より詳細に説明する。
図２は、現代のＮＭＲ分光計のブロック図を示す。各構成部分を下記に説明する。
【００２３】
１送信部
２プローブヘッド
３受信部
４必要なＬＯ周波数ｆ_LO1及びｆ_LO2 の出力信号を同時に供給する主送信ユニットＴ１
５核の第２の範囲を励起する第２送信ユニットＴ２
６核の第３の範囲を励起する第３送信ユニットＴ３
７３つの送信ユニットの出力信号を加算し、それを出力送信器８に導く加算部
８高出力励起信号を生成する大電力送信器
９高ＳＮ比を有する前置増幅器
１０可変周波数ｆ _LO1 のＬＯ信号１を用いる第１混合器
１１ＩＦ増幅器（例えば、２０ＭＨｚ）
１２固定周波数ｆ _LO2 のＬＯ信号２（例えば２０ＭＨｚ）を用いるクアドラチュア検出器
１３ａ、１３ｂクアドラチュア検出器の２つの出力信号用のアナログ−デジタル変換器
１４デジタルクアドラチュア検出器（ＤＱＤ＝Digital Quadrature Detector）。当該ＤＱＤ１４のＬＯ周波数は数値Ｚ _Q で定義される。クロック周波数ｆ_S2で動作する
１５演算用、中でもＤＱＤ１４からの２つのクアドラチュア信号のフーリエ変換用のコンピュータ
図３は、主送信ユニットＴ１の公知の回路を示す。関連するＤＤＳ発生器は、従来の方法で入力Ｚを介して制御され、したがって、外乱成分を発生させる。数値Ｚ_Gを用いて合成周波数を変更し、ついでＤＤＳ周波数の調整を行うことにより、スペクトル範囲における外乱成分が可能な限り小さくなり、したがって最小の外乱効果を有する組み合わせを見出すように務めねばならない。
【００２４】
主送信ユニットＴ１の個別の構成部分を以下に説明する。
【００２５】
４ｘ従来技術のＮＭＲ分光計の主送信部
１６ｘ出力周波数が、例えば、５〜１０ＭＨｚの範囲内にあるＤＤＳ発生器
１６ａ数値ＺをＮＣＯに保存するレジスタ
１６ｂクロック周波数ｆ_Sで与えられる繰返し数を用いて、数値Ｚをアキュムレータ１６ｃの値に加算する加算器
１６ｃアキュムレータとして機能し、同時にＮＣＯの出力を生成するレジスタ。それにより発生する信号を図６（ｂ）に示す。数値Ｚ（例えば、Ｚ_A、Ｚ_B）が大きいほど、アキュムレータ中の数値はより早く増大し、鋸波の周波数もより高くなる
１６ｄＮＣＯの出力信号における位相飛躍（phase jump）（Ｎ／２π）・φ１を発生させる加算器。この処理は、図５（ａ）、（ｂ）に示される
１６ｅＮＣＯからの鋸波信号を正弦波信号に変換する信号変換器
１６ｆデジタル−アナログ変換器
１６ｇクロック周波数ｆ_S及びその高調波並びにクロック周波数によって発生するミラー信号を抑制するためにサンプリング処理毎に必要とされるローパスフィルタ
１７ｘ数値Ｚ_Gを用いてＤＤＳ発生器の周波数を上方に混合して、送信フェーズ中の所望の周波数ｆ_X1及び受信フェーズ中のｆ_LO1＝ｆ_X1−ｆ_LO2にまで高める周波数合成器。ｆ₀は、基本周波数（例えば５ＭＨｚ）であり、ｆ_LO2は、第２ＬＯ信号の固定ＬＯ周波数（例えば２０ＭＨｚ）である
１８送信パルスの所望の振幅波形を発生させる振幅変調器
１９数値ＮPを用いて送信出力を目標値に調整する減衰器
２０送信信号を送信フェーズ中に送信チャンネルｆ_X1に切り換え、受信フェーズ中にＬＯチャンネルｆ_LO1に切り換えるスイッチ
本発明に係るＮＣＯの入力部における数値Ｚの決定を説明する。
【００２６】
ＮＭＲスペクトルが非常に限られた周波数範囲のみを必要とし、例えば、陽子については、平均ＮＭＲ周波数の約５０〜１００ｐｐｍであることを考えれば、ＤＤＳ発生器を、そのスペクトルが所望の周波数範囲において高純度であり、この範囲以外で外乱成分を発生させてもよいように動作させることが可能である。この条件下で、高分解能ＮＭＲ分光分析における安定性及び純度に対する高度の要求を満たすＤＤＳを用いることが実際に可能となる。
【００２７】
本発明のアイデアは、２つの知見を結びつけたものである。第１に、ＤＤＳ発生器は、限られた周波数範囲においてのみ純度のあるスペクトルを有する必要があり、第２に、ＤＤＳ発生器をそのスペクトルがこの限られた範囲内で高純度であるように動作させる可能性があるということである。
【００２８】
このように動作させられるＤＤＳは、所望の周波数に加えて、同一間隔で現れる、付加的であるがずっと小さい周波数成分の格子を与える。その間隔が、ＮＭＲスペクトルの半分（クアドラチュア検出が想定されているので半分化）を入れられるように選択される。所望の周波数は、その時、前記格子の成分の１つと同一であり、格子の１つの成分から次の成分への非連続的な段差で移動可能である。
【００２９】
そのような挙動を示すためにはどのようにＤＤＳ発生器を動作させねばならないのだろうか？この問いに答えるためには、格子成分がどのようにして発生するかを説明するために、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator（数値制御発振器））をもっと詳しく調べねばならない。図１（ａ）は、所望の目的を達成するための出力信号の必要な時間関数を示す。関連する周波数スペクトルを図１（ｂ）に示す。
【００３０】
図１（ａ）中において、階段関数Ｆ（ｔ）の段差の高さＺは、正確にｍ段差が範囲ｎ・Ｎに入るように選択される。これは、決定的な条件である。なぜならば、その時、出力信号は、クロック周波数ｆ_ｓのｍ周期の後に繰り返され、したがって、繰返し数Δｆ_Raster＝ｆ_ｓ／ｍより小さい周波数間隔では、いかなる外乱成分も有することがありえないからである。
【００３１】
外乱成分は、Δｆ_Raster（図１ｂ参照）の格子間隔を有する周波数格子を表わす。これらの格子成分間のスペクトル純度は高く、したがってＮＭＲ分光分析法にとって非常に好適である。
【００３２】
出力周波数ｆ_out及びＮＣＯのクロック周波数ｆ_ｓは、そのような格子周波数に正確に位置決めされる。現在の例では、ｎ＝３であり、したがって、出力周波数ｆ_outは第３の格子成分上に位置決めされ、そして、ｍ＝１６なので、クロック周波数ｆ_ｓは、１６番目の格子成分上に位置決めされる。
【００３３】
図１（ａ）及び（ｂ）で説明した各用語を下記に個別に説明する。
【００３４】
ｆ_out ＮＣＯの出力周波数
ｆ_ｓＮＣＯのクロック周波数
Δｆ_Raster 周波数格子の隣接する成分間の周波数間隔であり、時間関数の正確な繰返し数
ΔＢ図１（ｂ）参照。所望の高スペクトル純度を示し、クアドラチュア検出器を用いて受信可能な出力周波数ｆ_outの左右の側の周波数範囲（帯域幅）
ｎＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆ_outの周期の数
ｍＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆ_ｓの周期の数
ＺＮＣＯの入力レジスタ中に保存され、その中にＮＣＯによって積分されて、その出力部に鋸波信号を生成する正の整数
ＮＮＣＯに用いられる最大のビット数により決定される数値。それが例えば３４ビットであった場合、Ｎ＝２³⁴である。この値は、演算処理の精度を決定する。ＮＣＯが積分時にこの数値をとるかそれを超えるや否や、ゼロに設定され、剰余の値が加算される。ＮＣＯからの最も大きい可能な数値は、（２³⁴−１）である。なぜならば、これが３４ビットで表現可能な最大の値だからである。
【００３５】
さらに２つの用語Ｎ１及びｍ１が導入され、下記のように定義される。
Ｎ１ＮＣＯ演算において使用される最大ビット数この値が数値Ｎ＝２^N1を決定する。
【００３６】
Ｍ１数値ｍ＝２^m1の定義のための２の正の整数の指数
所望の時間依存性を有し、したがって、所望のスペクトル純度を有する信号をＮＣＯから得るために満たされるべき４つの条件を、図１（ａ）から導き出すことができる。
【００３７】
条件１ｍ・Ｚ＝ｎ・Ｎ
条件２（１／Δｆ_Raster）＝ｍ（１／ｆ_ｓ）
条件３（１／Δｆ_Raster）＝ｍ（１／ｆ_out）
条件４ｍ、ｎ、Ｎ及びＺは、整数の値でなければならない。
【００３８】
第１の条件は、図１（ａ）の時間関数Ｆ（ｔ）を用いて導出することができ、本発明のアイディアの中心条件である。それは、所望の周波数ｆ_outと所望の帯域幅ΔＢを得るために、積分用にＮＣＯに適用されねばならない数値Ｚを定義する。
【００３９】
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ［１ａ］
Ｚは、整数でなければならない（条件４参照）ので、ｍは、ｎ・Ｎの公約数でなければならない。かくして次の条件が有効でなければならない。
【００４０】
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ
（式中
ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数値
Ｎ＞ｍ＞ｎ
Ｎ＝２の冪
ｍ＝ｎ・Ｎの公約数）［１ｂ］
もし、ｍが正の整数の指数値ｍ１を有する２の冪として選択されれば、Ｚについても整数が得られる。これは、式［１ｂ］のすべての可能性からなるものではなく、実用のための十分な可能性を与えしかもより扱いやすい特別な場合である。
【００４１】
Ｎ＝２^N1
Ｍ＝２^m1
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ＝ｎ・２^N1／２^m1＝ｎ・^N1-m1
Ｎ＞ｍであり、またかくしてＮ１＞ｍ１であるので、Ｚの上記の数値は、常に整数である。その結果、下記の条件が有効でなければならない。
【００４２】
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ
（式中
ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数値
Ｎ＞ｍ＞ｎ
Ｎ及びｍは、２の冪である）［１ｃ］
周波数ｆ_out及び帯域幅ΔＢの所望の値を得るために、図１（ａ）中の時間軸から導出された前記２つの条件２及び３を用いて算出可能な特別な値をｍ及びｎに選択しなければならない。
【００４３】
Δｆ_Raster＝ΔＢ／２
条件１に入れると、
２／ΔＢ＝ｍ／ｆ_ｓ
ｍ＝２ｆ_ｓ／ΔＢ＝２^m1
ｍ１＝ｌｏｇ（２ｆ_ｓ／ΔＢ）／ｌｏｇ２
ｍ１は、整数であるべきなので、上記の項は丸められねばならず、もし得られる帯域幅が与えられた帯域幅ΔＢよりも小さくてはいけないときは、次のより小さい値に丸めることが必要となる（＝ＲｎｄＤｗｎ）。
【００４４】
ｍ１＝ＲｎｄＤｗｎ｛ｌｏｇ（２ｆ_ｓ／ΔＢ）／ｌｏｇ２｝
ｍ＝２^{RndDwn{log[(2fs/} ^Δ ^B)/log2]} ［２］
条件２及び３から、
ｍ／ｆ_ｓ＝ｎ／ｆ_out
２／ΔＢ＝ｎ／ｆ_out
ｎ＝ｍ・ｆ_out／ｆ_ｓ
ｎも整数でなければならないので（条件４）、上記の項は、最も近い整数に丸められねばならない（＝Ｒｎｄ）
ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆ_out／ｆ_ｓ）［３］
Ｚの計算は、かくして３段階で可能である。
【００４５】
段階１ｍ＝２^{RndDwn{log[(2fs/} ^Δ ^B)/log2]}
段階２ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆ_out／ｆ_ｓ）
段階３Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ
（式中
ＲｎｄＤｗｎ＝より小さい次の整数まで丸める
Ｒｎｄ＝最も近い整数まで丸める）［４］
例
Ｎ＝２³⁴（３４ビット演算精度）
ｆ_ｓ＝８０ＭＨｚ
が与えられており、
ΔＢ＝９ｋＨＺ
ｆ_out＝１６．３４１０ＭＨｚ
が目標であるとすると、
演算結果は、
ｍ＝２¹⁴＝１６，３８４
ｎ＝３，３４７
Ｚ＝３，３４７・２²⁰＝３，３４７・（１，０４８，５７６）
丸めることが必要だったので，ｆ_out及びΔＢの所定数は正確には満たされない：
ｆ_out＝ｎ・ｆ_ｓ／ｍ＝３，３４７・８０／１６，３８４ＭＨｚ＝１６．３４２７７
ΔＢ＝２・ｆ_ｓ／ｍ＝２・８０，０００／１６，３８４＝９．７６５６２５ｋＨｚ
出力周波数は、１．７７ｋＨｚだけ、帯域幅ΔＢは、０．７６５６２５ｋＨｚだけ必要とされているより大きい。所望の値はかくして正確には満たされないが、クリアなＮＭＲ分光分析を可能にするΔＢの周波数帯域幅が与えられる。それでも、出力周波数の正確な調整が必要であり、下記において述べられるように別の手段により達成されなければならない。
【００４６】
送信フェーズと受信フェーズの相違は次のとおりである。
【００４７】
ＮＭＲ信号の励起は、励起信号の高いスペクトル純度を要求しないので、要求される送信周波数を発生させるすべてのＤＤＳ発生器を現在の従来技術に応じて設計することが可能である。そのようなＤＤＳ発生器は、周波数の容易な微調整を可能にし、かくして送信周波数をＮＭＲスペクトルの中心に位置決めすることが可能になる。
【００４８】
受信フェーズの場合は、全く別である。ＤＤＳ発生器は、ＬＯ周波数ｆ_LO1を発生させるために使用される。そのスペクトルは非常に純度が高くなければならないので、関連するＮＣＯ用のＺ値は所望の周波数範囲における外乱成分の発生を防止するために本発明に係る値しかとることができない。その結果、ＤＤＳ発生器の周波数はΔｆ_Rasterの段差でのみ調整が可能であり、そのため周波数の微調整は不可能である。
【００４９】
受信フェーズ中での周波数の微調整は、にもかかわらず、下記のごとく可能であり、特に、ＮＭＲスペクトルを所望の低周波数範囲にどのように正確に位置決めするかという点で可能である。
【００５０】
基本的に、ＮＭＲスペクトルを所望の低周波数範囲に正確に位置決めするためにＬＯ周波数の各々を用いることができる。ＬＯ周波数ｆ_LO1を使用することは絶対必要というわけではない。しかし、正確な周波数調整は、ほとんどの場合スペクトル純度の低下をもたらすので、他のＬＯ周波数のすべてが適しているというわけでもない。この場合、１つのＬＯ周波数、即ち、受信連鎖のまさに最後におけるＤＱＤ１４（デジタルクアドラチュア検出器；図２参照）に属し、値Ｚ_Qで定義されるものが特に適している。実際、それがすべてのＬＯ周波数中で最も低い周波数を有し、純粋にデジタル的に発生させられ、その信号は、高精度にほとんど外乱性の側波帯なしに発生させることができる。このＬＯがスペクトル純度を劣化させることなく低周波数範囲に必要とされる精度でＮＭＲスペクトルを位置決めすることを可能にする。
【００５１】
ＤＱＤは従来技術に属し、基本的に、ＮＭＲスペクトルの中心が周波数ゼロになるようにＮＭＲスペクトルを数学的に混合して低下させるデジタルクアドラチュア混合器である。
【００５２】
最後に、ＤＱＤの前のクアドラチュア混合器１２は、ＮＭＲスペクトルを正確にゼロに混合するのではないということに注意するのは次の２つの理由から重要である：第１に、第１のＬＯ信号の格子Δｆ_Rasterの粗さのために、そして第２に、これは望ましいことではないが、通常、電源線、実験室設備、フリッカ雑音等の影響により周波数ゼロの周囲の領域が強く外乱を受けるからである。しかし、次のＤＱＤはＮＭＲスペクトルを混合してゼロに低下させるが、この処理は、数学的に行われ、それにより更なる外乱成分が回避されている。
【００５３】
ＮＭＲスペクトルを周波数ゼロの周りに位置決めするのは、下記のように粗い、細かい、最も細い３つの段差を用いて３つの異なる位置において行なわれる。
【００５４】
１．ｆ₀（例えば５ＭＨｚ）の最大周波数段差は、合成器１７ｙにおける数値Ｚ_Gにより発生させられる。
【００５５】
２．ＤＤＳ発生器１６におけるＮＣＯ_L２２は、数値Ｚを用いてより細かい段差を与える。
【００５６】
３．ＤＱＤ１４は、数値Ｚ_Qを用いて最も細かい段差を発生させる。
【００５７】
外乱成分をそれ以上発生させないためのＬＯ周波数の条件を、次に説明する。
【００５８】
例え、第１ＬＯ周波数ｆ_LO1が選択されたＺ値のため所望の周波数範囲において全く外乱成分を有しないとしても、依然として、関連する混合処理における他のすべてのＬＯ周波数がさらに外乱成分を発生させることがあり得る。これを防止するために、下記のように定義される一定の条件を満たさなければならない。
【００５９】
２つのＬＯ周波数、即ち第１の混合器１０の場合のＬＯ周波数ｆ_LO1及びＤＱＤ１４におけるＬＯ周波数を除く周波数合成器１７ｙ（ｆ₁、ｆ₂及びｎ３・ｆ₀）及び受信器３（ｆ_LO2）におけるＬＯ周波数は、基本周波数ｆ₀から導出され、ｆ₀の整数倍である。格子Δｆ_Rasterにより与えられるＬＯ周波数を除く、これらのＬＯ周波数の信号を用いて実行される混合処理によりさらに外乱成分が発生するのを防止するためには、基本周波数ｆ₀もグリッド間隔周波数Δｆ_Rasterの整数の倍数ｐ倍であれば十分である：
ｆ₀＝ｐ・Δｆ_Raster
上記の条件は、もしＮＣＯのクロック周波数ｆ_Sが、ｋが正の整数値である場合のｆ₀の整数の倍数２kであれば、自動的に満たされるということを示すことができる：
ｆ_S＝２^k・ｆ₀ ［５ａ］
これは簡単に示される：
ｆ₀＝ｆ_S／２^k＝ｍ・Δｆ_Raster／２^k＝２^m1・Δｆ_Raster／２^k
ｆ₀＝＝２^(m1-k)・Δｆ_Raster
Δｆ_Rasterがｆ₀より以下である限り、ｍ１は、ｋ以上でなければならず、かくして２^(m1-k)は、常に整数でなければならない。
【００６０】
要するに、ｆ₀がΔｆ_Rasterの整数の倍数であり、それ故、混合処理が前記格子により与えられたΔｆ_Rasterの間隔周波数を有するもの以外のさらなる外乱成分を全く発生させないことを確実にするためには、下記の条件が満たされねばならない：
ｆ_ｓ＝２^k・ｆ₀
（式中、
ｋ＝正の整数
Δｆ_Raster＝ｆ_ｓ／ｍ≦ｆ₀ ［５ｂ］
ＤＤＳ発生器の出力部での量子化格子の発生を次に説明する。
【００６１】
ＮＣＯ_Lの出力信号は、基本的にただ１つの特定の周波数成分ｆ_outが確実に発生するようにするために、２つの構成部品２６ａと２６ｂにおいて正弦及び余弦関数に変換されねばならない鋸波形状を有する。この処理を説明すると、出力信号が２π／Ｎを用いて乗算され、それにより図１（ａ）の数値の軸が位相軸になる。ＮＣＯ_Lの鋸波位相の曲線は、今や２πの周期性のため階段関数Ｆ（ｔ）により置き換えてよい。Ｆ（ｔ）には、期間１／Δｆ_Rasterに亘る単調量の挙動を示すという有利な点がある。次に、位相曲線（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）の正弦及び余弦関数を計算することにより前記２つの正弦波出力信号が得られる：
Ｚ_out1＝ｓｉｎ［（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）］［６ａ］
Ｚ_out2＝ｃｏｓ［（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）］［６ｂ］
これらの２つの正弦波信号Ｚ_out1、Ｚ_out2は既に図１（ｂ）に示されるものよりもずっと純度が高い周波数スペクトルを有する。もし式［６ａ］及び［６ｂ］の計算を可能な限り高い精度で行うことができれば、完全な純度をさえ有するであろう。既に、３４ビットの精度は、前記２つの発生信号のスペクトルを、格子成分Δｆ_Rasterが無視できるほど小さく且つクロック周波数ｆ_S及びその高調波並びにクロック周波数により発生する前記２つの信号のミラー周波数の周波数成分のみが外乱周波数成分として存在するであろう程度にクリアにするのには十分であろうが、サンプリング処理においては常にそうである。これらの外乱周波数は、しかし、問題を生じない。なぜならば、それらは２つのローパスフィルタ３２ａ、３２ｂで完全に除去されるからである。
【００６２】
完全な純度の信号の発生は、階段状位相曲線（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）の数値が正確な直線上にあるであろうことを考慮に入れると容易に理解できる。この直線の勾配ｄφ／ｄｔは、まさに所望の角周波数２π・ｆ_outを与えるであろう。
【００６３】
算出処理は、有限の精度を有しているので、段差の値は、上に又は下に丸めた値であり、正確に、厳密にまっすぐな位相曲線上にあるわけではない。厳密な位相曲線からの偏移は、通常の意味の雑音とは全く無関係な量子化雑音と呼ばれる。なぜならば、位相誤差は、各１／Δｆ_Raster毎に繰り返され、間隔Δｆ_Rasterを有する周波数格子として周波数スペクトルに現れる周期的な量子化信号を発生させるからである。この場合、量子化雑音というよりはむしろ量子化格子と呼びたいであろう。
【００６４】
かくして正弦波信号も、ずっと小さい振幅値でのみ、鋸波信号と丁度同じように周波数格子を発生させる。したがって、のこぎり歯関数に基づいてなされたそれまでのすべての計算は、正弦波信号に対しても定性的に有効である。
【００６５】
前述のように、３４ビットの精度は、格子成分を無視できるほど小さく保つのに十分であろう。これは、さらに微調整が可能な純度の高いスペクトルを有する周波数を提供するであろうほとんど理想的なＤＤＳ発生器に導くであろう。ＶＣＯ用の非連続のＺ値を計算する上述の理論はしたがって、もはや必要とされないであろう。
【００６６】
しかし、３４ビットの精度はダイナミックの理由から実現できない。上記２つの正弦関数は、今日のデジタル部品が遅すぎるので実行時に直接計算することはできない。したがって正弦関数はテーブルに保存された非連続の数値を通じて得られねばならず、すべての中間値は、実行時に線形補間により算出されねばならない。線形補間は、正弦関数の計算とは対照的にずっと簡単な計算処理であるのでダイナミックの観点から後者が可能である。
【００６７】
あいにく、計算精度の増大に伴って、正弦関数の必要とされる値の数は非常に大きくなるので、３４ビットの精度の場合、これらの数値の数は今日の標準にとっては許容できないほど大きなメモリを必要とするようなものになるであろう。正弦演算の精度はこの理由で、ＶＣＯからの３４ビットの値のうちの上位１６ビットのみを用いることにより１６ビットに低減されなければならない。この低減された精度は、その場合、量子化効果を防止するのにはもはや十分ではない。
【００６８】
ＮＣＯを用いた送信周波数の出力信号及び第１ＬＯ周波数のＬＯ信号の生成を次に説明する。
【００６９】
本発明のＤＤＳ発生器１６ｙは、送信周波数の出力信号を生成する１以上のＮＣＯ、例えば２つのＮＣＯ、即ちＮＣＯ１（２１ａ）及びＮＣＯ２（２１ｂ）並びに第１ＬＯ周波数ｆ_LO1のＬＯ信号を生成する単一のＮＣＯ_L２２を備える。ＮＣＯ１は、恒久的にＯＮにされ、必要ならば他のＮＣＯが生成すべき出力信号（又はＬＯ信号）の位相を同期化するための基準位相を提供する。これはＮＣＯ１が生成した出力信号の現在の位相を他のＮＣＯに伝達することを可能にする２つのスイッチ２３ａ及び２３ｂを用いて行われる。
【００７０】
送信フェーズ中に、入力される信号の周波数が１つの値ｆ₁から新しい値ｆ₂にスイッチされ、そしてまたもとの値ｆ₁にスイッチされねばならない特別なＮＭＲ実験がある。これは、もし、単一のＮＣＯが図６（ａ）及び（ｂ）に示すようにスイッチされるならば、それによって実現できる。周波数ｆ₁の入力信号の初期位相は、それにより失われ、受信フェーズ中において位相問題を引き起こすであろう。
【００７１】
２つのＮＣＯを上述の実験に用いるならば、即ち、周波数ｆ₁用のＮＣＯ１と周波数ｆ₂用のＮＣＯ２を用いるならば、出力がその間外乱なしにその送信を継続したもとのＮＣＯ１にスイッチされるのでｆ₁のもとの信号の位相は失われない。ｆ₁からｆ₂にスイッチするときは、ｆ₁の信号の位相は、スイッチ２３ａによりｆ₂に伝達することができそれによりスイッチング中の位相飛躍を防止する。これには、実験が純度の高い結果を与えるという利点がある。図７（ａ）及び（ｂ）は、よりよい視覚的理解のために上述の処理を示す。
【００７２】
ＬＯ周波数ｆ_LO1 のＬＯ信号は、より高いスペクトル純度を有さねばならないＮＣＯ_L２２が生成し、かくして本発明のＺ値を用いて制御される。各採取処理の始まりにおいて、即ち、ＦＩＤ（Free Induction Decay（自由誘導減衰））の検出の始まりにおいては、基準発振器ＮＣＯ１（２１ａ）が生成する出力信号の基準位相は、コンピュータ１５中で合計可能な位相同期ＦＩＤを発生させるために、スイッチ２３ｂを介してＮＣＯ_Lに伝達されねばならない。
【００７３】
分光計全体は、やはり、図２のブロック図で表わすことができる。このことは従来技術についても、本発明の回路についても正しい。個別の構成部品は既に従来技術に関連して説明した。
【００７４】
主送信ユニットＴ１を図４に示し、下記に説明する。
【００７５】
４ｙ主送信ユニットＴ１
１６ｙＤＤＳ発生器
１７ｙ周波数ｆ₀（例えば５ＭＨｚ）の段差での周波数変更を可能とする周波数合成器。これらの段差はＰＬＬ発振器３８（ＰＬＬ＝Phase Lock Loop（位相同期ループ））を用いて発生させられ、数値Ｚ_Gで規定される
１９発生した信号の出力を調整する減衰器
２０送信フェーズ中に送信周波数ｆ_X1 の信号を選択し、受信フェーズ中にＬＯ周波数ｆ_LO1 のＬＯ信号を選択するスイッチ
２１ａ恒久的に発振して発生させた出力信号が有する基準位相を、２つの他のＮＣＯ２１ｂ及び２２に提供するＮＣＯ。このＮＣＯ及びＮＣＯ２１ｂは、励起パルス用の所望の送信周波数の出力信号を生成する
２１ｂＮＣＯ２１ａとともに、励起パルス用の所望の送信周波数の出力信号を生成するＮＣＯ
２２第１ＬＯ周波数ｆ_LO1 のＬＯ信号を生成するＮＣＯ
２３ａ、２３ｂＮＣＯ２１ａが生成した出力信号の基準位相をＮＣＯ２１ｂ及び２２に伝達するためのスイッチ
２４所望のＮＣＯを選択するスイッチ
２５減衰器１９の位相誤差を補正するために位相補正を行う加算器
２６ａ、２６ｂ入力された鋸波信号を正弦波信号又は余弦波信号に変換する２つの信号変換器
２７ａ、２７ｂ２つの正弦波信号及び余弦波信号の振幅変調を規定する２つの乗算器
２８ａ、２８ｂデジタル信号をアナログ信号に変換する２つのデジタル−アナログ変換器
２９スイッチ２４と組み合わされ、減衰器１９用の所望の減衰量を規定するスイッチ。ＮＣＯ１、ＮＣＯ２又はＮＣＯ_Lがスイッチ２４で選択されているかに応じて、前記スイッチ２９により対応する減衰量Ｐ₁、Ｐ₂又はＰ_Lが選択される
３０ａ所望の減衰量に基づいて減衰器１９の位相誤差を保存する変流器（ＣＴ： Current Transformer ）としてのＲＡＭメモリ
３０ｂ所望の減衰量に基づいて減衰器１９の減衰誤差を保存する変流器（ＣＴ）としてのＲＡＭメモリ
３１振幅変調ａ（ｔ）をオン・オフするスイッチ。オフ状態では、値０が乗算器２７ａ、２７ｂに提供されてそれらが値０を次に送るようにし、それにより信号の完全な抑制を行う
３２ａ、３２ｂクロック周波数ｆ_S及びその高調波並びにクロック周波数により発生するミラー周波数を抑制するためにサンプリング処理毎に必要とされる２つのローパスフィルタ
３３ａ、３３ｂＬＯ周波数ｆ₁ の値（例えば１６０ＭＨｚ）により信号の上方への混合を行うクアドラチュア混合器
３５クアドラチュア混合器３３ａ、３３ｂに属する加算器
３６ＬＯ周波数ｆ₂ の値（例えば７２０ＭＨｚ）により信号の上方への混合を行う混合器
３７ｆ₀の倍数を供給するＰＬＬ発振器３８により供給されるＬＯ周波数の信号を用い、信号を下方に混合し、もし必要ならば上方に混合する混合器
３８混合器３７用にＬＯ周波数の信号を生成するＰＬＬ発振器。ＬＯ周波数は、例えば８６５ＭＨｚと１５００ＭＨｚとの間で５ＭＨｚの段差で調整可能であり、その場合、所望の設定は数値Ｎ_Gにより行われる。
【００７６】
本発明によれば、ＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計、特に、ＬＯ（局部発振器）周波数、例えば、第１ＬＯ周波数ｆ_LO1 のＬＯ信号を生成するＮＣＯ_L(数値制御発振器)を含むＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器を備える高分解能ＮＭＲ分光計を動作させる方法であって、ＤＤＳ発生器が生成するＬＯ信号のＮＣＯ_Lの周波数が数値Ｚの入力により規定される方法において、数値Ｎが式Ｎ＝ｎ・Ｎ／ｍ（式中Ｚ、ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正の整数の指数を有する２の冪であり、当該指数は、算出処理時のビットの最大数を表し、ｍは、約２ｆ_S／ΔＢであり、ｎは、約ｍ・ｆ_out／ｆ_Sであって、ｍは、ｎ・Ｎの公約数であり、ｆ_SはＮＣＯ_L（２２）のクロック周波数であり、ΔＢは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅であり、ｆ_o _utは、ＮＣＯ_L（２２）が生成する出力信号の出力周波数である）を満足する値のみをとるように選択されるので、ＤＤＳ発生器を用いたＮＭＲ実験において、特にＮＭＲスペクトルの周波数範囲において可能な限り量子化雑音が除去される。
【００７７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、少なくとも２つのＮＣＯが存在すれば、１つはＦＩＤ信号を検出するのに用いられる位相情報を供給するのに利用でき、他方は、送信フェーズ中の送信周波数を変化させるのに利用することができる。これにより、複数の周波数の波を位相のずれなく発生させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は、本発明により動作するＤＤＳ発生器の出力信号の時間関数を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）と関連する周波数成分を示す図である。
【図２】従来技術に係る現代のＮＭＲ分光計の構成を示す略図である。
【図３】従来技術のＮＭＲ分光計の主送信ユニットの動作図をしめす。
【図４】本発明の主送信ユニットの略図である。
【図５】（ａ）は、ＮＣＯの位相入力での信号を示す図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する（ａ）の位相信号の影響を示す図である。
【図６】（ａ）は、ＮＣＯの周波数入力部での信号を示す図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する（ａ）の周波数信号の影響を示す図である。
【図７】（ａ）は、周波数ｆ₁を有するＮＣＯ１の出力信号を示す図であり、（ｂ）は、周波数ｆ₂を有するＮＣＯ２の出力信号を示す図であり、（ｃ）は、（ａ）及び（ｂ）の総和信号を示す図である。
【符号の説明】
１送信部
２プローブヘッド
３受信部
４主送信ユニットＴ１
７加算部
１０第１混合器
１１ＩＦ増幅器
１２クアドラチュア検出器
１３ａ、１３ｂアナログ−デジタル変換器
１４デジタルクアドラチュア検出器
１５コンピュータ
４ｙ主送信ユニットＴ１
１６ｙＤＤＳ発生器
１７ｙ周波数合成器
１９減衰器
２０スイッチ
２１ａＮＣＯ１
２１ｂＮＣＯ２
２２ＮＣＯ_L
２３ａ、２３ｂスイッチ
２４スイッチ
２５加算器
２６ａ、２６ｂ信号変換器
２７ａ、２７ｂ乗算器
３０ａＲＡＭメモリ（変流器）
３０ｂＲＡＭメモリ（変流器）

Claims

ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器において、
受信フェーズ中にのみＬＯ（局部発振器）周波数ｆ _LO1 のＬＯ信号を生成するＮＣＯ _L ( 数値制御発振器）（２２）と、送信周波数の出力信号を生成するための複数のＮＣＯ（２１ａ、２１ｂ、．．．）とを備え、
前記ＮＣＯ _L （２２）は、条件式ｆ _S ＝２ ^k ・ｆ ₀ を満たすクロック周波数ｆ _S で動作し、前記条件式におけるｋは正の整数であり、ｆ ₀ は基本周波数であり、
前記基本周波数ｆ ₀ は、混合器（１０）用のＬＯ周波数ｆ _LO1 とＤＱＤ（ Digital Quadrature Detector （デジタルクアドラチュア検出器））（１４）用のＬＯ周波数を除くすべてのＬＯ周波数が、当該基本周波数ｆ ₀ の整数倍であるように導出されるベースとなることを特徴とするＤＤＳ発生器。
前記複数のＮＣＯ（２１ａ、２１ｂ、．．．）のうち一のＮＣＯ（２１ａ）を他のＮＣＯ（２１ｂ、２１ｃ、．．．）の各々に接続する複数のスイッチ（２３ａ、２３ｂ、．．．）を備え、前記一のＮＣＯ（２１ａ）は、連続的に発振することにより生成した前記出力信号が有する所定の基準位相を、前記スイッチ（２３ａ、２３ｂ、．．．）の各々を介して前記他のＮＣＯ（２１ｂ、２１ｃ、．．．）の各々に伝達することを特徴とする請求項１記載のＤＤＳ発生器。
前記ＮＣＯ（２１ａ）の鋸波状の出力信号を正弦波信号に変換する鋸波−正弦波信号変換器（２６ａ）と、前記ＮＣＯ（２１ａ）の鋸波状の出力信号を余弦波信号に変換する鋸波−余弦波信号変換器（２６ｂ）と、前記信号変換器（２６ａ）が生成した正弦波信号が通る正弦波用チャンネルと、前記信号変換器（２６ｂ）が生成した余弦波信号が通る余弦波用チャンネルとを備え、
前記正弦波用チャンネルを通る正弦波信号を使用するクアドラチュア混合器（３３ａ）及び前記余弦波用チャンネルを通る余弦波信号を使用するクアドラチュア混合器（３３ｂ）を含む周波数合成器（１７ｙ）に接続され、
前記正弦波信号及び余弦波信号は、互いに直角位相で前記周波数合成器（１７ｙ）に入力されることを特徴とする請求項１又は２記載のＤＤＳ発生器。
送信フェーズ中に、前記信号変換器（２６ａ、２６ｂ）から入力された正弦波信号及び余弦波信号に対して振幅変調を数学的に行う乗算器（２７ａ、２７ｂ）を備えることを特徴とする請求項３記載のＤＤＳ発生器。
前記ＮＣＯ _L （２２）及び前記複数のＮＣＯ（２１ａ、２１ｂ、．．．）からの出力信号の値を、複数の減衰量（Ｐ ₁ 、Ｐ ₂ 、Ｐ _L ）の中から選択された所望の減衰量を用いて目標値に調整する減衰器（１９）に接続されており、
前記減衰器（１９）における位相誤差を補正するために位相補正を行う加算器（２５）と、前記減衰器（１９）における位相誤差を保存する変流器（ＣＴ： Current Transformer ）としての第１のメモリ（３０ａ）と、前記減衰器（１９）における減衰誤差を保存する変流器（ＣＴ）としての第２のメモリ（３０ｂ）と、前記減衰器（１９）用の複数の減衰量（Ｐ ₁ 、Ｐ ₂ 、Ｐ _L ）の中から選択された所望の減衰量を表す信号を前記第１および第２のメモリ（３０ａ、３０ｂ）に供給するスイッチ（２９）と、前記ＮＣＯ _L （２２）及び前記複数のＮＣＯ（２１ａ、２１ｂ、．．．）の中から所望のＮＣＯを選択し、当該選択した所望のＮＣＯからの出力信号を前記加算器（２５）に入力するスイッチ（２４）とを備え、
前記位相誤差は、前記所望のＮＣＯからの出力信号の位相に対する前記第１のメモリ（３０ａ）に供給された前記所望の減衰量を表す信号の位相の偏差を示し、
前記減衰誤差は、前記第２のメモリ（３０ｂ）に供給された信号が表す所望の減衰量に対する前記所望のＮＣＯの出力信号の値と前記目標値間の差分の偏差を示し、
前記加算器（２５）は、前記所望の減衰量の設定中に、前記スイッチ（２４）を介して入力された信号の電圧値に、前記第１のメモリ（３０ａ）から読み出した位相誤差の電圧値を逆符号にしたものを加算することにより前記位相補正を行い、該位相補正後の信号を前記減衰器（１９）に出力し、
前記減衰器（１９）は、前記加算器（２５）から入力された前記位相補正後の信号の電圧値に対して前記第２のメモリ（３０ｂ）から読み出した減衰誤差の電圧値を逆符号にしたものを加算することにより前記減衰誤差の補償を行うことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＤＤＳ発生器。
前記受信フェーズ中、低周波数範囲におけるＮＭＲスペクトルの微調整がＮＣＯ_L（２２）が生成するＬＯ周波数ｆ _LO1 のＬＯ信号を用いては行われず、前記低周波数範囲におけるＮＭＲスペクトルの微調整は、前記ＤＱＤ（１４）用のＬＯ周波数の信号を用いて行われ、当該ＤＱＤ（１４）のＬＯ周波数は数値Ｚ _Q で定義されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のＤＤＳ発生器を動作させる方法。