JP3854420B2 - 電磁流量計 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、飲料充填機械等で充填する流体の流量を検出する電磁流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
飲料充填機械では、例えばガラスビン、ＰＥＴボトル等の容器に飲料を充填する際、充填する飲料の流量を流量計により計測し、その計測結果に基づいて適量の飲料が容器に充填されるように流量制御を行なっている。上記流量計としては、電磁的に流量を計測する電磁流量計がある。この従来の電磁流量計は、図５に示すように構成されている。
【０００３】
図５において、１は流体流量を検出するための検出管で、少なくとも内側が絶縁体で形成されており、その流路中を例えば飲料等の流体２が流れる。上記検出管１には、直径方向に流路に対して対称に、つまり、対向するように一対の電極３ａ、３ｂが取り付けられている。また、検出管１の外側には、電極３ａ、３ｂから９０°シフトした位置で対向するように一対の電磁コイル４ａ、４ｂが取り付けられる。この電磁コイル４ａ、４ｂは、励磁回路５から励磁電流が供給される。
【０００４】
上記励磁回路５は、スイッチング回路６及び定電流回路７により構成されている。スイッチング回路６は、例えば半導体素子により構成される４つのスイッチ素子６ａ〜６ｄがブリッジ接続されてなり、一端に電源ライン８から直流電圧Ｖｃｃが供給され、他端が定電流回路７を介して接地される。そして、上記スイッチ素子６ａ、６ｂの接続点とスイッチ素子６ｃ、６ｄの接続点との間に、上記電磁コイル４ａ、４ｂが直列に接続される。上記スイッチング回路６は、スイッチ素子６ａと６ｄ、スイッチ素子６ｂと６ｃがそれぞれ対をなして動作するように、後述するＣＰＵ（マイクロコンピュータ）２７から励磁パルスが与えられる。すなわち、スイッチ素子６ａ、６ｂの制御端子には上記ＣＰＵ２７からの励磁パルスがインバータ２８を介して与えられ、スイッチ素子６ｂ、６ｃの制御端子には上記励磁パルスが直接与えられる。
【０００５】
また、上記定電流回路７は、演算増幅回路９と例えばＮＰＮ型のトランジスタ１０を主体として構成され、演算増幅回路９の＋端子に電流値を設定する設定電圧が与えられる。すなわち、電源ライン１１に与えられる直流電圧が抵抗１２ａ、１２ｂにより分圧され、その分圧電圧が演算増幅回路９の＋端子に入力される。そして、演算増幅回路９の出力信号がトランジスタ１０のエミッタに入力される。このトランジスタ１０は、コレクタがスイッチング回路６に接続され、エミッタが基準抵抗１３を介して接地されると共に演算増幅回路９の−端子に接続される。上記定電流回路７は、トランジスタ１０のエミッタ電圧を演算増幅回路９に負帰還してスイッチング回路６に一定の電流が流れるように制御している。
【０００６】
そして、上記励磁回路５により電磁コイル４ａ、４ｂが励磁されると、検出管１の電極３ａ、３ｂに流体速度、磁場強度等に応じた電圧が誘起する。上記電極３ａ、３ｂに誘起した電圧は、それぞれ抵抗及びコンデンサからなるローパスフィルタ１４ａ、１４ｂを介して演算増幅回路１５ａ、１５ｂに入力され、その出力がそれぞれ抵抗１６ａ、１６ｂを介して差動増幅回路１７に入力される。この差動増幅回路１７は、＋端子が抵抗１８ａを介して接地され、出力端子と−端子との間に抵抗１８ｂが接続される。
【０００７】
上記差動増幅回路１７の出力信号は、コンデンサ及び抵抗からなるハイパスフィルタ１９を介して同期検出回路（サンプル／ホールド回路）２０ａ、２０ｂに入力される。上記同期検出回路２０ａ、２０ｂは、ＣＰＵ２７からアンド回路２９、３０を介して与えられるサンプリングパルスに同期して上記電極３ａ、３ｂへの誘起電圧を検出する。この場合、アンド回路２９には、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスがインバータ２８を介して入力され、アンド回路３０には直接入力される。すなわち、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスが“Ｈ”レベルのときはアンド回路３０のゲートが開いてサンプリングパルスが同期検出回路２０ｂへ送られ、励磁パルスが“Ｌ”レベルのときはインバータ２８の出力が“Ｈ”レベルとなってアンド回路２９のゲートが開き、サンプリングパルスが同期検出回路２０ａへ送られるようになっている。
【０００８】
上記同期検出回路２０ａ、２０ｂの出力信号は、それぞれ抵抗２１ａ、２１ｂを介して流量変換回路２２へ送られる。この流量変換回路２２は、差動増幅回路２３を用いて構成され、−端子と接地間に可変抵抗２４が接続され、出力端子と＋端子との間に可変抵抗２５が接続される。上記可変抵抗２４、２５により、流量変換回路２２における変換量が調整される。
【０００９】
上記流量変換回路２２の出力信号は、Ａ／Ｄ変換回路２６によりＡ／Ｄ変換されてＣＰＵ２７へ送られる。このＣＰＵ２７は、上記したように励磁パルス及びサンプリングパルスを出力すると共に、Ａ／Ｄ変換回路２６からの流量信号に応じて飲料充填機械（図示せず）へ制御信号を出力する。すなわち、ＣＰＵ２７は、Ａ／Ｄ変換回路２６からサンプリングパルスに同期して出力される流量を積算し、その積算した流量データを飲料充填機械へ出力すると共に、上記積算流量が所定の流量に達した時、つまり、容器に充填した飲料が適量に達した時に接点出力を飲料充填機械へ出力する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように検出管１に磁界を印加して流体２の流量を計測する電磁流量計では、例えば検出管１の直径をｄ（ｍ）、電磁コイル４ａ、４ｂにより与えられる磁束密度をＢ（Ｔ）、導電性のある流体２の流速をｖ（ｍ／ｓ）とし、かつ、磁界が均一で検出管１内が軸対称流速分布の場合、流体２中に発生する電圧ｅ（ｖ）は、次式で求められる。
【００１１】
ｅ＝Ｂ・ｄ・ｖ ・・・（１）
従って、検出管１の電極３ａ、３ｂに誘起した電圧ｅを計測すれば、一意的に流速ｖを求めることができ、この流速ｖから流体２の流量を算出できる。
【００１２】
上記電極３ａ、３ｂに生じる電位は、流体２との間に生じる電圧を示している。この場合、上記流体２の移動により発生する信号電圧が数ｍＶであるのに対し、ノイズが数ｍＶから数Ｖ程度発生するため、直流では計測できず、通常交番磁界を電磁コイル４ａ、４ｂに印加して計測する。しかし、交番磁界を用いると、電磁誘導により
Ｅｎ＝−ｄφ／ｄｔ＝−ｄＢＡ／ｄｔ＝−Ａ（ｄＢ／ｄｔ） ・・・（２）
但し、Ａ：検出管１の断面積
なる起電力が電磁コイル４ａ、４ｂに発生する。つまり、電磁コイル４ａ、４ｂに正弦波交流電流を印加した場合、発生する磁束密度を
Ｂ＝Ｂ０ｓｉｎωｔ ・・・（３）
とすると、起電力Ｅｎは、
Ｅｎ＝−ＡＢ０ｃｏｓωｔ ・・・（４）
となる。
【００１３】
これから分かるように電磁コイル４ａ、４ｂの起電力Ｅｎは、信号成分とは９０°の位相差がある。また、この電磁誘導電圧が、検出信号線−流体−電極−検出信号線で構成される１ターンコイル側に印加されると、この経路に渦電流が、液抵抗と電極の界面電気２重層容量（インピーダンス：Ｒｃ）とで構成される１次遅れ回路によって生じる。これは次式（５）に示すように電磁誘導電圧Ｅｎの一次微分された形で印加される。
【００１４】
【数１】
【００１５】
このため電磁流量計では、正弦波励磁方法を用いて９０°成分を除去しているが、渦電流により生じる電圧Ｅｃが同相ノイズとなり、除去しにくい。特に電磁誘導により発生したノイズは短時間で零になるが、渦電流により発生したノイズは充分に時間が経過しないと零にならない。
【００１６】
このため最近では、周波数成分を無くし直流とみなせるように、ＣＰＵ２７から図６（ａ）に示す例えば３０Ｈｚ程度の方形波を励磁パルスとして出力し、この励磁パルスにより電磁コイル４ａ、４ｂを励磁して磁束密度が変化しない区間を作り、渦電流により発生する電圧Ｅｃを無視できるようにし、且つ、この方形波励磁による一定の電圧印加部分に同期して電圧を計測し、流量換算を行なっている。すなわち、電磁コイル４ａ、４ｂで一定強度の磁界を発生させるために、励磁回路５に設けたスイッチング回路６により周期的に極性を切替えている。また、磁界を安定させるために電磁コイル４ａ、４ｂに流れる電流を一定にする様、定電流回路７にて電流フィードバックを行ない、この電流フィードバックが正常に動作している区間で流体２中に発生した電圧を計測している。
【００１７】
上記のように方形波励磁方式を用いることにより、電極及び検出信号線等で構成される１ターンコイルにより誘起される渦電流雑音を抑制することができるが、電磁コイル４ａ、４ｂに供給する電流の方向を切替える時、図６（ｂ）に示すように電磁コイル４ａ、４ｂの時定数によって立上がりに遅れを伴うため、計測の応答性が悪いという問題がある。計測の応答性を高めるには、方形波励磁を高周波化することが考えられるが、高周波化すると方形波励磁の一定のある値で設定した電流値になる前に励磁方向の切替えが始まるので、正確な計測ができない。
【００１８】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、渦電流雑音を抑制し得ると共に、計測の応答性を高めることができる電磁流量計を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、少なくとも内側が絶縁体で形成された検出管に一対の電極を対向するように設けると共に、前記電極の直角方向に対向するように電磁コイルを設けて該電磁コイルを方形波励磁方式で励磁し、前記検出管内を流れる流体中で発生する電圧を前記電極を介して計測し、前記電磁コイルへの励磁極性を切替える毎に励磁電流を一時的に増大させる励磁手段を備えた電磁流量計において、
前記励磁手段は、前記電磁コイルへの励磁極性を切替えるスイッチング回路と、前記励磁電流を安定化する定電流回路と、この定電流回路の電流制御用基準抵抗に生じる電圧を監視する電圧監視回路と、前記励磁極性の切替え毎に前記電流制御用基準抵抗を前記電圧監視回路の出力信号により通常値より小さい値に切替えて前記励磁電流を増加させ、前記電流制御用基準抵抗に生じる電圧が設定値に達したときに前記電流制御用基準抵抗を通常値に切替えるバイパススイッチとを具備し、
前記電流制御用基準抵抗は、２つの抵抗に２分されると共に２つの抵抗の一方に並列に微少抵抗と前記バイパススイッチの直列回路が設けられたものであることを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【００２１】
（検討例１）
図１は、本発明の検討例１に係る電磁流量計の構成図である。この検討例１に係る電磁流量計は、図５に示した従来の電磁流量計に対し、励磁回路５の構成が異なるもので、他の部分は同様の構成であるので図５と同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００２２】
この検討例１では、励磁回路５のスイッチング回路６に供給する電源ラインとして、励磁切替え時の電圧Ｖｃｃ１例えば２４Ｖの電圧を供給する電源ライン８Ａと、定常時の電圧Ｖｃｃ２例えば１２Ｖの電圧を供給する電源ライン８Ｂを備えている。上記電源ライン８Ａ、８Ｂの電圧は、例えば半導体素子等によって構成されるスイッチ３１、３２により選択されてスイッチング回路６に供給される。一方、定電流回路７側には、基準抵抗１３に生じる電圧を監視する電圧監視回路３３を設けている。この電圧監視回路３３は、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスの前縁及び後縁によってリセットされる。電圧監視回路３３は、リセットされると、例えば“Ｈ”レベルの信号を出力し、基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは上記“Ｈ”レベルの信号を保持し、設定電圧Ｖｔに達すると“Ｌ”レベルの信号を出力する。この電圧監視回路３３の出力信号は、スイッチ３１の制御端子に供給されると共に、インバータ３４を介してスイッチ３２の制御端子に供給される。すなわち、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスにより励磁回路５のスイッチング回路６が動作し、電磁コイル４ａ、４ｂに供給する励磁電流の極性を切替えるが、この極性切替え時の初期状態では電圧監視回路３３の出力によりスイッチ３１側をオンし、その後、基準抵抗１３に生じる電圧が設定レベルに達すると、スイッチ３２側をオンするようにしている。
【００２３】
上記検討例１は、励磁電流の極性を切替えた際に通常より高い電圧を励磁回路５に供給し、その後、通常の電圧値に切替えることにより、励磁電流の立上がり特性を改善するようにしたもので、以下、その動作原理について説明する。なお、定常状態において基準抵抗１３で計測される電圧は、電磁コイル４ａ、４ｂ内の抵抗値と基準抵抗値との分圧になるだけであるので、説明を簡単にするためにコイル内の抵抗値を無視して説明する。
【００２４】
定電流回路７の基準抵抗１３と接地間の電圧ＶＲは、基準抵抗１３の値Ｒと印加している電流ｉから、
ＶＲ＝Ｒ・ｉ＋ｄＬ・ｄｉ／ｄｔ ・・・（６）
但し、Ｌはコイルのインダクタンスとなる。この（６）式を解くと、電流ｉは、
ｉ＝Ｖｒ｛１−ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ）｝／Ｒ ・・・（７）
となり、電流の立上がり特性を表わす時定数は、Ｌ／Ｒとなる。つまり、電流の立上がり特性は、コイルのインダクタンスＬに依存することが判る。従って、電流の立上がり特性を改善するためには、設定電圧値を大きくするか、基準抵抗１３の抵抗値Ｒを小さくすれば良い。
【００２５】
上記検討例１では、励磁回路５への供給電圧を大きくすることにより、回路内に流れる電流量を多くして電流立上がり特性を改善しており、以下、その動作を図２に示す各部の信号波形図を参照して説明する。図２（ａ）はＣＰＵ２７から出力される励磁パルスの波形、同図（ｂ）は励磁回路５への供給電圧波形、同図（ｃ）は定電流回路７の基準抵抗１３に生じる電圧波形である。まず、ＣＰＵ２７から図２（ａ）に示す例えば１００Ｈｚの方形波が励磁パルスとして励磁回路５のスイッチング回路６に供給される。上記励磁パルスが“Ｈ”レベルの時はスイッチング回路６のスイッチ素子６ａ、６ｄがオン、スイッチ素子６ｂ、６ｃがオフとなり、また、励磁パルスが“Ｌ”レベルの時はスイッチ素子６ａ、６ｄがオフ、スイッチ素子６ｂ、６ｃがオンとなる。上記のように励磁パルスによってスイッチ素子６ａ、６ｄと、スイッチ素子６ｂ、６ｃが交互にオン／オフすることにより、電磁コイル４ａ、４ｂに供給される励磁電流の極性が切替えられる。
【００２６】
電圧監視回路３３は、上記励磁電流により基準抵抗１３に生じる電圧を監視し、上記したように励磁パルスによってリセットされた後、基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは“Ｈ”レベルの信号を出力する。電圧監視回路３３から“Ｈ”レベルの信号が出力されると、スイッチ３１がオン、スイッチ３２がオフとなり、電源ライン８Ａより与えられる高電圧Ｖｃｃ１（２４Ｖ）が選択されて励磁回路５に供給される。従って、励磁電流の極性が切替えられた時は、図２（ｂ）に示すように高電圧Ｖｃｃ１（２４Ｖ）により電磁コイル４ａ、４ｂが励磁され、図２（ｃ）に示すように励磁電流の立上がりが鋭くなる。
【００２７】
また、電圧監視回路３３は、基準抵抗１３に生じる電圧が図２（ｃ）に示すように所定の電圧Ｖｔに達すると、出力電圧を“Ｌ”レベルに立下げる。この電圧監視回路３３の出力電圧が“Ｌ”レベルに立下がると、スイッチ３１がオフすると共に、インバータ３４の出力が“Ｈ”レベルとなってスイッチ３２がオンし、電源ライン８Ｂより与えられる通常電圧Ｖｃｃ２が選択されて励磁回路５に供給される。その後、定電流回路７の作用により、励磁電流が一定に保たれ、基準抵抗１３に生じる電圧も一定となる。そして、この基準抵抗１３に生じる電圧が安定した状態で計測処理が行なわれる。以下、同様の処理が繰り返される。
【００２８】
上記検討例１によれば、方形波励磁方式により電磁コイル４ａ、４ｂを励磁すると共に、励磁電流の極性を切替えた際に、励磁回路５への供給電圧を大きくし、その後、定電流回路７の基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定レベルに達した時に供給電圧を通常の値に切替えるようにしているので、渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。また、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスの周波数を高くしても、安定した励磁状態に移行させて計測処理を正確に行なうことができる。
【００２９】
（検討例２）
次に本発明の検討例２について説明する。図３は、本発明の検討例２に係る励磁回路５部分のみの構成を示したもので、その他の構成は検討例１と同じであるので省略している。
【００３０】
この検討例２では、定電流回路７の演算増幅回路９に供給する設定電圧を切替えて励磁電流を制御することにより、励磁電流の立上がり特性を改善している。すなわち、定電流回路７において、電源ライン１１の供給電圧を直列接続の抵抗１２ａ、１２ｂ、１２ｃにより分圧し、抵抗１２ｃの両端に生じた電圧を演算増幅回路９の＋端子に供給している。そして、上記抵抗１２ｂに並列にバイパススイッチ４１を設け、このバイパススイッチ４１を電圧監視回路３３の出力電圧により切替え制御し、励磁電流の極性切替え時に励磁電流が増加するように構成している。
【００３１】
上記の構成において、電圧監視回路３３は、上記励磁電流により基準抵抗１３に生じる電圧を監視し、上記したように励磁パルスによってリセットされた後、基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは“Ｈ”レベルの信号を出力する。この電圧監視回路３３の出力電圧が“Ｈ”レベルになると、バイパススイッチ４１がオンし、抵抗１２ｂを短絡する。この結果、電源ライン１１の供給電圧は、抵抗１２ａと抵抗１２ｃにより分圧されることになり、抵抗１２ｃに生じる電圧、つまり、演算増幅回路９に対する設定電圧が上昇する。従って、演算増幅回路９の出力電圧が上昇し、トランジスタ１０に流れる電流、すなわち、電磁コイル４ａ、４ｂに対する励磁電流が増加する。そして、基準抵抗１３に生じる電圧が図２（ｃ）に示すように所定の設定電圧Ｖｔに達すると、電圧監視回路３３から出力される信号が“Ｌ”レベルとなり、バイパススイッチ４１がオフする。これにより電源ライン１１の供給電圧は、３つの抵抗１２ａ、１２ｂ、１２ｃにより分圧され、抵抗１２ｃに生じる電圧が低下し、通常の設定電圧となる。その後、定電流回路７の作用により、励磁電流が一定に保たれ、基準抵抗１３に生じる電圧も一定となる。そして、この基準抵抗１３に生じる電圧が安定した状態で計測処理が行なわれる。
【００３２】
上記検討例２においても、検討例１と同様に渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。
【００３３】
（第１実施形態）
次に本発明の第１実施形態について説明する。図４は、本発明の第１実施形態に係る励磁回路５部分のみの構成を示したもので、その他の構成は検討例１と同じであるので省略している。
【００３４】
この第１実施形態では、定電流回路７における電流制御用基準抵抗１３の値を切替えて励磁電流を制御することにより、励磁電流の立上がり特性を改善している。すなわち、定電流回路７における電流制御用基準抵抗１３を２つの抵抗１３ａ、１３ｂに２分し、抵抗１３ｂに並列に微少抵抗１３ｃとバイパススイッチ４３ａの直列回路を設け、このバイパススイッチ４３ａを電圧監視回路３３の出力電圧により切替え制御して、励磁電流の極性切替え時に励磁電流が増加するようにしている。
【００３５】
上記の構成において、電圧監視回路３３は、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧を監視し、励磁パルスによってリセットされた後、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは“Ｈ”レベルの信号を出力する。この電圧監視回路３３の出力電圧が“Ｈ”レベルになると、バイパススイッチ４３ａがオンし、抵抗１３ｂに対し微少抵抗１３ｃを並列に接続する。この結果、電流制御用基準抵抗１３ｂ、１３ｃの並列合成値は非常に小さいものとなり、電流制御用基準抵抗１３は略抵抗１３ａのみの値となる。従って、バイパススイッチ４３ａがオンすると、電流制御用基準抵抗１３の値が小さくなり、トランジスタ１０に流れる電流、つまり、電磁コイル４ａ、４ｂの励磁電流が増加する。そして、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧が図２（ｃ）に示すように所定の電圧Ｖｔに達すると、電圧監視回路３３から出力される信号が“Ｌ”レベルとなり、バイパススイッチ４３ａがオフし、基準抵抗１３は通常時の値に戻る。その後、定電流回路７の作用によって励磁電流が一定に保たれ、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧も一定となる。そして、この電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧が安定した状態で計測処理が行なわれる。
【００３６】
上記第１実施形態においても、検討例１と同様に渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。
【００３７】
なお、上記実施形態、各検討例では、定電流回路７内にトランジスタ１０を設けたが、このトランジスタ１０に代えてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いても良いことは勿論である。
【００３８】
【発明の効果】
以上詳記したように本発明によれば、少なくとも内側が絶縁体で形成された検出管に一対の電極を対向するように設けると共に、前記電極の直角方向に対向するように電磁コイルを設けて該電磁コイルを方形波励磁方式で励磁し、前記検出管内を流れる流体中で発生する電圧を前記電極を介して計測し、前記電磁コイルへの励磁極性を切替える毎に励磁電流を一時的に増大させる励磁手段を備えた電磁流量計において、前記励磁手段は、前記電磁コイルへの励磁極性を切替えるスイッチング回路と、前記励磁電流を安定化する定電流回路と、この定電流回路の電流制御用基準抵抗に生じる電圧を監視する電圧監視回路と、前記励磁極性の切替え毎に前記基準抵抗を前記電圧監視回路の出力信号により通常値より小さい値に切替えて前記励磁電流を増加させ、前記基準抵抗に生じる電圧が設定値に達したときに前記電流制御用基準抵抗を通常値に切替えるバイパススイッチとを具備し、前記電流制御用基準抵抗は、２つの抵抗に２分されると共に２つの抵抗の一方に並列に微少抵抗と前記バイパススイッチの直列回路が設けられたものであるようにしたことにより、渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。また、電磁コイルを励磁する励磁信号の周波数を高くしても、安定した励磁状態に移行させることが可能であり、応答性を高めながら計測処理を正確に行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の検討例１に係る電磁流量計の構成図。
【図２】同検討例１の動作を説明するための各部の信号波形図。
【図３】本発明の検討例２に係る電磁流量計の要部構成図。
【図４】本発明の第１実施形態に係る電磁流量計の要部構成図。
【図５】従来の電磁流量計の構成図。
【図６】従来の電磁流量計の動作を説明するための各部の信号波形図。
【符号の説明】
１ 検出管
２ 流体
３ａ、３ｂ 電極
４ａ、４ｂ 電磁コイル
５ 励磁回路
６ スイッチング回路
７ 定電流回路
８、８Ａ、８Ｂ、１１ 電源ライン
９、１５ａ、１５ｂ 演算増幅回路
１０ トランジスタ
１３ 基準抵抗
１７ 差動増幅回路
２０ａ、２０ｂ 同期検出回路
２２ 流量変換回路
２３ 差動増幅回路
２６ Ａ／Ｄ変換回路
２７ ＣＰＵ
３１、３２ スイッチ
３３ 電圧監視回路
４１、４３ａ バイパススイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、飲料充填機械等で充填する流体の流量を検出する電磁流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
飲料充填機械では、例えばガラスビン、ＰＥＴボトル等の容器に飲料を充填する際、充填する飲料の流量を流量計により計測し、その計測結果に基づいて適量の飲料が容器に充填されるように流量制御を行なっている。上記流量計としては、電磁的に流量を計測する電磁流量計がある。この従来の電磁流量計は、図５に示すように構成されている。
【０００３】
図５において、１は流体流量を検出するための検出管で、少なくとも内側が絶縁体で形成されており、その流路中を例えば飲料等の流体２が流れる。上記検出管１には、直径方向に流路に対して対称に、つまり、対向するように一対の電極３ａ、３ｂが取り付けられている。また、検出管１の外側には、電極３ａ、３ｂから９０°シフトした位置で対向するように一対の電磁コイル４ａ、４ｂが取り付けられる。この電磁コイル４ａ、４ｂは、励磁回路５から励磁電流が供給される。
【０００４】
上記励磁回路５は、スイッチング回路６及び定電流回路７により構成されている。スイッチング回路６は、例えば半導体素子により構成される４つのスイッチ素子６ａ〜６ｄがブリッジ接続されてなり、一端に電源ライン８から直流電圧Ｖｃｃが供給され、他端が定電流回路７を介して接地される。そして、上記スイッチ素子６ａ、６ｂの接続点とスイッチ素子６ｃ、６ｄの接続点との間に、上記電磁コイル４ａ、４ｂが直列に接続される。上記スイッチング回路６は、スイッチ素子６ａと６ｄ、スイッチ素子６ｂと６ｃがそれぞれ対をなして動作するように、後述するＣＰＵ（マイクロコンピュータ）２７から励磁パルスが与えられる。すなわち、スイッチ素子６ａ、６ｂの制御端子には上記ＣＰＵ２７からの励磁パルスがインバータ２８を介して与えられ、スイッチ素子６ｂ、６ｃの制御端子には上記励磁パルスが直接与えられる。
【０００５】
また、上記定電流回路７は、演算増幅回路９と例えばＮＰＮ型のトランジスタ１０を主体として構成され、演算増幅回路９の＋端子に電流値を設定する設定電圧が与えられる。すなわち、電源ライン１１に与えられる直流電圧が抵抗１２ａ、１２ｂにより分圧され、その分圧電圧が演算増幅回路９の＋端子に入力される。そして、演算増幅回路９の出力信号がトランジスタ１０のエミッタに入力される。このトランジスタ１０は、コレクタがスイッチング回路６に接続され、エミッタが基準抵抗１３を介して接地されると共に演算増幅回路９の−端子に接続される。上記定電流回路７は、トランジスタ１０のエミッタ電圧を演算増幅回路９に負帰還してスイッチング回路６に一定の電流が流れるように制御している。
【０００６】
そして、上記励磁回路５により電磁コイル４ａ、４ｂが励磁されると、検出管１の電極３ａ、３ｂに流体速度、磁場強度等に応じた電圧が誘起する。上記電極３ａ、３ｂに誘起した電圧は、それぞれ抵抗及びコンデンサからなるローパスフィルタ１４ａ、１４ｂを介して演算増幅回路１５ａ、１５ｂに入力され、その出力がそれぞれ抵抗１６ａ、１６ｂを介して差動増幅回路１７に入力される。この差動増幅回路１７は、＋端子が抵抗１８ａを介して接地され、出力端子と−端子との間に抵抗１８ｂが接続される。
【０００７】
上記差動増幅回路１７の出力信号は、コンデンサ及び抵抗からなるハイパスフィルタ１９を介して同期検出回路（サンプル／ホールド回路）２０ａ、２０ｂに入力される。上記同期検出回路２０ａ、２０ｂは、ＣＰＵ２７からアンド回路２９、３０を介して与えられるサンプリングパルスに同期して上記電極３ａ、３ｂへの誘起電圧を検出する。この場合、アンド回路２９には、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスがインバータ２８を介して入力され、アンド回路３０には直接入力される。すなわち、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスが“Ｈ”レベルのときはアンド回路３０のゲートが開いてサンプリングパルスが同期検出回路２０ｂへ送られ、励磁パルスが“Ｌ”レベルのときはインバータ２８の出力が“Ｈ”レベルとなってアンド回路２９のゲートが開き、サンプリングパルスが同期検出回路２０ａへ送られるようになっている。
【０００８】
上記同期検出回路２０ａ、２０ｂの出力信号は、それぞれ抵抗２１ａ、２１ｂを介して流量変換回路２２へ送られる。この流量変換回路２２は、差動増幅回路２３を用いて構成され、−端子と接地間に可変抵抗２４が接続され、出力端子と＋端子との間に可変抵抗２５が接続される。上記可変抵抗２４、２５により、流量変換回路２２における変換量が調整される。
【０００９】
上記流量変換回路２２の出力信号は、Ａ／Ｄ変換回路２６によりＡ／Ｄ変換されてＣＰＵ２７へ送られる。このＣＰＵ２７は、上記したように励磁パルス及びサンプリングパルスを出力すると共に、Ａ／Ｄ変換回路２６からの流量信号に応じて飲料充填機械（図示せず）へ制御信号を出力する。すなわち、ＣＰＵ２７は、Ａ／Ｄ変換回路２６からサンプリングパルスに同期して出力される流量を積算し、その積算した流量データを飲料充填機械へ出力すると共に、上記積算流量が所定の流量に達した時、つまり、容器に充填した飲料が適量に達した時に接点出力を飲料充填機械へ出力する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように検出管１に磁界を印加して流体２の流量を計測する電磁流量計では、例えば検出管１の直径をｄ（ｍ）、電磁コイル４ａ、４ｂにより与えられる磁束密度をＢ（Ｔ）、導電性のある流体２の流速をｖ（ｍ／ｓ）とし、かつ、磁界が均一で検出管１内が軸対称流速分布の場合、流体２中に発生する電圧ｅ（ｖ）は、次式で求められる。
【００１１】
ｅ＝Ｂ・ｄ・ｖ ・・・（１）
従って、検出管１の電極３ａ、３ｂに誘起した電圧ｅを計測すれば、一意的に流速ｖを求めることができ、この流速ｖから流体２の流量を算出できる。
【００１２】
上記電極３ａ、３ｂに生じる電位は、流体２との間に生じる電圧を示している。この場合、上記流体２の移動により発生する信号電圧が数ｍＶであるのに対し、ノイズが数ｍＶから数Ｖ程度発生するため、直流では計測できず、通常交番磁界を電磁コイル４ａ、４ｂに印加して計測する。しかし、交番磁界を用いると、電磁誘導により
Ｅｎ＝−ｄφ／ｄｔ＝−ｄＢＡ／ｄｔ＝−Ａ（ｄＢ／ｄｔ） ・・・（２）
但し、Ａ：検出管１の断面積
なる起電力が電磁コイル４ａ、４ｂに発生する。つまり、電磁コイル４ａ、４ｂに正弦波交流電流を印加した場合、発生する磁束密度を
Ｂ＝Ｂ０ｓｉｎωｔ ・・・（３）
とすると、起電力Ｅｎは、
Ｅｎ＝−ＡＢ０ｃｏｓωｔ ・・・（４）
となる。
【００１３】
これから分かるように電磁コイル４ａ、４ｂの起電力Ｅｎは、信号成分とは９０°の位相差がある。また、この電磁誘導電圧が、検出信号線−流体−電極−検出信号線で構成される１ターンコイル側に印加されると、この経路に渦電流が、液抵抗と電極の界面電気２重層容量（インピーダンス：Ｒｃ）とで構成される１次遅れ回路によって生じる。これは次式（５）に示すように電磁誘導電圧Ｅｎの一次微分された形で印加される。
【００１４】
【数１】
このため電磁流量計では、正弦波励磁方法を用いて９０°成分を除去しているが、渦電流により生じる電圧Ｅｃが同相ノイズとなり、除去しにくい。特に電磁誘導により発生したノイズは短時間で零になるが、渦電流により発生したノイズは充分に時間が経過しないと零にならない。
【００１６】
このため最近では、周波数成分を無くし直流とみなせるように、ＣＰＵ２７から図６（ａ）に示す例えば３０Ｈｚ程度の方形波を励磁パルスとして出力し、この励磁パルスにより電磁コイル４ａ、４ｂを励磁して磁束密度が変化しない区間を作り、渦電流により発生する電圧Ｅｃを無視できるようにし、且つ、この方形波励磁による一定の電圧印加部分に同期して電圧を計測し、流量換算を行なっている。すなわち、電磁コイル４ａ、４ｂで一定強度の磁界を発生させるために、励磁回路５に設けたスイッチング回路６により周期的に極性を切替えている。また、磁界を安定させるために電磁コイル４ａ、４ｂに流れる電流を一定にする様、定電流回路７にて電流フィードバックを行ない、この電流フィードバックが正常に動作している区間で流体２中に発生した電圧を計測している。
【００１７】
上記のように方形波励磁方式を用いることにより、電極及び検出信号線等で構成される１ターンコイルにより誘起される渦電流雑音を抑制することができるが、電磁コイル４ａ、４ｂに供給する電流の方向を切替える時、図６（ｂ）に示すように電磁コイル４ａ、４ｂの時定数によって立上がりに遅れを伴うため、計測の応答性が悪いという問題がある。計測の応答性を高めるには、方形波励磁を高周波化することが考えられるが、高周波化すると方形波励磁の一定のある値で設定した電流値になる前に励磁方向の切替えが始まるので、正確な計測ができない。
【００１８】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、渦電流雑音を抑制し得ると共に、計測の応答性を高めることができる電磁流量計を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、少なくとも内側が絶縁体で形成された検出管に一対の電極を対向するように設けると共に、前記電極の直角方向に対向するように電磁コイルを設けて該電磁コイルを方形波励磁方式で励磁し、前記検出管内を流れる流体中で発生する電圧を前記電極を介して計測し、前記電磁コイルへの励磁極性を切替える毎に励磁電流を一時的に増大させる励磁手段を備えた電磁流量計において、
前記励磁手段は、前記電磁コイルへの励磁極性を切替えるスイッチング回路と、前記励磁電流を安定化する定電流回路と、この定電流回路の電流制御用基準抵抗に生じる電圧を監視する電圧監視回路と、前記励磁極性の切替え毎に前記電流制御用基準抵抗を前記電圧監視回路の出力信号により通常値より小さい値に切替えて前記励磁電流を増加させ、前記電流制御用基準抵抗に生じる電圧が設定値に達したときに前記電流制御用基準抵抗を通常値に切替えるバイパススイッチとを具備し、
前記電流制御用基準抵抗は、２つの抵抗に２分されると共に２つの抵抗の一方に並列に微少抵抗と前記バイパススイッチの直列回路が設けられたものであることを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【００２１】
（検討例１）
図１は、本発明の検討例１に係る電磁流量計の構成図である。この検討例１に係る電磁流量計は、図５に示した従来の電磁流量計に対し、励磁回路５の構成が異なるもので、他の部分は同様の構成であるので図５と同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００２２】
この検討例１では、励磁回路５のスイッチング回路６に供給する電源ラインとして、励磁切替え時の電圧Ｖｃｃ１例えば２４Ｖの電圧を供給する電源ライン８Ａと、定常時の電圧Ｖｃｃ２例えば１２Ｖの電圧を供給する電源ライン８Ｂを備えている。上記電源ライン８Ａ、８Ｂの電圧は、例えば半導体素子等によって構成されるスイッチ３１、３２により選択されてスイッチング回路６に供給される。一方、定電流回路７側には、基準抵抗１３に生じる電圧を監視する電圧監視回路３３を設けている。この電圧監視回路３３は、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスの前縁及び後縁によってリセットされる。電圧監視回路３３は、リセットされると、例えば“Ｈ”レベルの信号を出力し、基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは上記“Ｈ”レベルの信号を保持し、設定電圧Ｖｔに達すると“Ｌ”レベルの信号を出力する。この電圧監視回路３３の出力信号は、スイッチ３１の制御端子に供給されると共に、インバータ３４を介してスイッチ３２の制御端子に供給される。すなわち、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスにより励磁回路５のスイッチング回路６が動作し、電磁コイル４ａ、４ｂに供給する励磁電流の極性を切替えるが、この極性切替え時の初期状態では電圧監視回路３３の出力によりスイッチ３１側をオンし、その後、基準抵抗１３に生じる電圧が設定レベルに達すると、スイッチ３２側をオンするようにしている。
【００２３】
上記検討例１は、励磁電流の極性を切替えた際に通常より高い電圧を励磁回路５に供給し、その後、通常の電圧値に切替えることにより、励磁電流の立上がり特性を改善するようにしたもので、以下、その動作原理について説明する。なお、定常状態において基準抵抗１３で計測される電圧は、電磁コイル４ａ、４ｂ内の抵抗値と基準抵抗値との分圧になるだけであるので、説明を簡単にするためにコイル内の抵抗値を無視して説明する。
【００２４】
定電流回路７の基準抵抗１３と接地間の電圧ＶＲは、基準抵抗１３の値Ｒと印加している電流ｉから、
ＶＲ＝Ｒ・ｉ＋ｄＬ・ｄｉ／ｄｔ ・・・（６）
但し、Ｌはコイルのインダクタンスとなる。この（６）式を解くと、電流ｉは、
ｉ＝Ｖｒ｛１−ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ）｝／Ｒ ・・・（７）
となり、電流の立上がり特性を表わす時定数は、Ｌ／Ｒとなる。つまり、電流の立上がり特性は、コイルのインダクタンスＬに依存することが判る。従って、電流の立上がり特性を改善するためには、設定電圧値を大きくするか、基準抵抗１３の抵抗値Ｒを小さくすれば良い。
【００２５】
上記検討例１では、励磁回路５への供給電圧を大きくすることにより、回路内に流れる電流量を多くして電流立上がり特性を改善しており、以下、その動作を図２に示す各部の信号波形図を参照して説明する。図２（ａ）はＣＰＵ２７から出力される励磁パルスの波形、同図（ｂ）は励磁回路５への供給電圧波形、同図（ｃ）は定電流回路７の基準抵抗１３に生じる電圧波形である。まず、ＣＰＵ２７から図２（ａ）に示す例えば１００Ｈｚの方形波が励磁パルスとして励磁回路５のスイッチング回路６に供給される。上記励磁パルスが“Ｈ”レベルの時はスイッチング回路６のスイッチ素子６ａ、６ｄがオン、スイッチ素子６ｂ、６ｃがオフとなり、また、励磁パルスが“Ｌ”レベルの時はスイッチ素子６ａ、６ｄがオフ、スイッチ素子６ｂ、６ｃがオンとなる。上記のように励磁パルスによってスイッチ素子６ａ、６ｄと、スイッチ素子６ｂ、６ｃが交互にオン／オフすることにより、電磁コイル４ａ、４ｂに供給される励磁電流の極性が切替えられる。
【００２６】
電圧監視回路３３は、上記励磁電流により基準抵抗１３に生じる電圧を監視し、上記したように励磁パルスによってリセットされた後、基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは“Ｈ”レベルの信号を出力する。電圧監視回路３３から“Ｈ”レベルの信号が出力されると、スイッチ３１がオン、スイッチ３２がオフとなり、電源ライン８Ａより与えられる高電圧Ｖｃｃ１（２４Ｖ）が選択されて励磁回路５に供給される。従って、励磁電流の極性が切替えられた時は、図２（ｂ）に示すように高電圧Ｖｃｃ１（２４Ｖ）により電磁コイル４ａ、４ｂが励磁され、図２（ｃ）に示すように励磁電流の立上がりが鋭くなる。
【００２７】
また、電圧監視回路３３は、基準抵抗１３に生じる電圧が図２（ｃ）に示すように所定の電圧Ｖｔに達すると、出力電圧を“Ｌ”レベルに立下げる。この電圧監視回路３３の出力電圧が“Ｌ”レベルに立下がると、スイッチ３１がオフすると共に、インバータ３４の出力が“Ｈ”レベルとなってスイッチ３２がオンし、電源ライン８Ｂより与えられる通常電圧Ｖｃｃ２が選択されて励磁回路５に供給される。その後、定電流回路７の作用により、励磁電流が一定に保たれ、基準抵抗１３に生じる電圧も一定となる。そして、この基準抵抗１３に生じる電圧が安定した状態で計測処理が行なわれる。以下、同様の処理が繰り返される。
【００２８】
上記検討例１によれば、方形波励磁方式により電磁コイル４ａ、４ｂを励磁すると共に、励磁電流の極性を切替えた際に、励磁回路５への供給電圧を大きくし、その後、定電流回路７の基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定レベルに達した時に供給電圧を通常の値に切替えるようにしているので、渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。また、ＣＰＵ２７から出力される励磁パルスの周波数を高くしても、安定した励磁状態に移行させて計測処理を正確に行なうことができる。
【００２９】
（検討例２）
次に本発明の検討例２について説明する。図３は、本発明の検討例２に係る励磁回路５部分のみの構成を示したもので、その他の構成は検討例１と同じであるので省略している。
【００３０】
この検討例２では、定電流回路７の演算増幅回路９に供給する設定電圧を切替えて励磁電流を制御することにより、励磁電流の立上がり特性を改善している。すなわち、定電流回路７において、電源ライン１１の供給電圧を直列接続の抵抗１２ａ、１２ｂ、１２ｃにより分圧し、抵抗１２ｃの両端に生じた電圧を演算増幅回路９の＋端子に供給している。そして、上記抵抗１２ｂに並列にバイパススイッチ４１を設け、このバイパススイッチ４１を電圧監視回路３３の出力電圧により切替え制御し、励磁電流の極性切替え時に励磁電流が増加するように構成している。
【００３１】
上記の構成において、電圧監視回路３３は、上記励磁電流により基準抵抗１３に生じる電圧を監視し、上記したように励磁パルスによってリセットされた後、基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは“Ｈ”レベルの信号を出力する。この電圧監視回路３３の出力電圧が“Ｈ”レベルになると、バイパススイッチ４１がオンし、抵抗１２ｂを短絡する。この結果、電源ライン１１の供給電圧は、抵抗１２ａと抵抗１２ｃにより分圧されることになり、抵抗１２ｃに生じる電圧、つまり、演算増幅回路９に対する設定電圧が上昇する。従って、演算増幅回路９の出力電圧が上昇し、トランジスタ１０に流れる電流、すなわち、電磁コイル４ａ、４ｂに対する励磁電流が増加する。そして、基準抵抗１３に生じる電圧が図２（ｃ）に示すように所定の設定電圧Ｖｔに達すると、電圧監視回路３３から出力される信号が“Ｌ”レベルとなり、バイパススイッチ４１がオフする。これにより電源ライン１１の供給電圧は、３つの抵抗１２ａ、１２ｂ、１２ｃにより分圧され、抵抗１２ｃに生じる電圧が低下し、通常の設定電圧となる。その後、定電流回路７の作用により、励磁電流が一定に保たれ、基準抵抗１３に生じる電圧も一定となる。そして、この基準抵抗１３に生じる電圧が安定した状態で計測処理が行なわれる。
【００３２】
上記検討例２においても、検討例１と同様に渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。
【００３３】
（第１実施形態）
次に本発明の第１実施形態について説明する。図４は、本発明の第１実施形態に係る励磁回路５部分のみの構成を示したもので、その他の構成は検討例１と同じであるので省略している。
【００３４】
この第１実施形態では、定電流回路７における電流制御用基準抵抗１３の値を切替えて励磁電流を制御することにより、励磁電流の立上がり特性を改善している。すなわち、定電流回路７における電流制御用基準抵抗１３を２つの抵抗１３ａ、１３ｂに２分し、抵抗１３ｂに並列に微少抵抗１３ｃとバイパススイッチ４３ａの直列回路を設け、このバイパススイッチ４３ａを電圧監視回路３３の出力電圧により切替え制御して、励磁電流の極性切替え時に励磁電流が増加するようにしている。
【００３５】
上記の構成において、電圧監視回路３３は、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧を監視し、励磁パルスによってリセットされた後、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧が所定の設定電圧Ｖｔに達するまでは“Ｈ”レベルの信号を出力する。この電圧監視回路３３の出力電圧が“Ｈ”レベルになると、バイパススイッチ４３ａがオンし、抵抗１３ｂに対し微少抵抗１３ｃを並列に接続する。この結果、電流制御用基準抵抗１３ｂ、１３ｃの並列合成値は非常に小さいものとなり、電流制御用基準抵抗１３は略抵抗１３ａのみの値となる。従って、バイパススイッチ４３ａがオンすると、電流制御用基準抵抗１３の値が小さくなり、トランジスタ１０に流れる電流、つまり、電磁コイル４ａ、４ｂの励磁電流が増加する。そして、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧が図２（ｃ）に示すように所定の電圧Ｖｔに達すると、電圧監視回路３３から出力される信号が“Ｌ”レベルとなり、バイパススイッチ４３ａがオフし、基準抵抗１３は通常時の値に戻る。その後、定電流回路７の作用によって励磁電流が一定に保たれ、電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧も一定となる。そして、この電流制御用基準抵抗１３に生じる電圧が安定した状態で計測処理が行なわれる。
【００３６】
上記第１実施形態においても、検討例１と同様に渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。
【００３７】
なお、上記実施形態、各検討例では、定電流回路７内にトランジスタ１０を設けたが、このトランジスタ１０に代えてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いても良いことは勿論である。
【００３８】
【発明の効果】
以上詳記したように本発明によれば、少なくとも内側が絶縁体で形成された検出管に一対の電極を対向するように設けると共に、前記電極の直角方向に対向するように電磁コイルを設けて該電磁コイルを方形波励磁方式で励磁し、前記検出管内を流れる流体中で発生する電圧を前記電極を介して計測し、前記電磁コイルへの励磁極性を切替える毎に励磁電流を一時的に増大させる励磁手段を備えた電磁流量計において、前記励磁手段は、前記電磁コイルへの励磁極性を切替えるスイッチング回路と、前記励磁電流を安定化する定電流回路と、この定電流回路の電流制御用基準抵抗に生じる電圧を監視する電圧監視回路と、前記励磁極性の切替え毎に前記基準抵抗を前記電圧監視回路の出力信号により通常値より小さい値に切替えて前記励磁電流を増加させ、前記基準抵抗に生じる電圧が設定値に達したときに前記電流制御用基準抵抗を通常値に切替えるバイパススイッチとを具備し、前記電流制御用基準抵抗は、２つの抵抗に２分されると共に２つの抵抗の一方に並列に微少抵抗と前記バイパススイッチの直列回路が設けられたものであるようにしたことにより、渦電流雑音を抑制できると共に、励磁電流の立上がり特性を改善して応答性を高めることができる。また、電磁コイルを励磁する励磁信号の周波数を高くしても、安定した励磁状態に移行させることが可能であり、応答性を高めながら計測処理を正確に行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の検討例１に係る電磁流量計の構成図。
【図２】同検討例１の動作を説明するための各部の信号波形図。
【図３】本発明の検討例２に係る電磁流量計の要部構成図。
【図４】本発明の第１実施形態に係る電磁流量計の要部構成図。
【図５】従来の電磁流量計の構成図。
【図６】従来の電磁流量計の動作を説明するための各部の信号波形図。
【符号の説明】
１ 検出管
２ 流体
３ａ、３ｂ 電極
４ａ、４ｂ 電磁コイル
５ 励磁回路
６ スイッチング回路
７ 定電流回路
８、８Ａ、８Ｂ、１１ 電源ライン
９、１５ａ、１５ｂ 演算増幅回路
１０ トランジスタ
１３ 基準抵抗
１７ 差動増幅回路
２０ａ、２０ｂ 同期検出回路
２２ 流量変換回路
２３ 差動増幅回路
２６ Ａ／Ｄ変換回路
２７ ＣＰＵ
３１、３２ スイッチ
３３ 電圧監視回路
４１、４３ａ バイパススイッチ
Claims (1)
- 少なくとも内側が絶縁体で形成された検出管に一対の電極を対向するように設けると共に、前記電極の直角方向に対向するように電磁コイルを設けて該電磁コイルを方形波励磁方式で励磁し、前記検出管内を流れる流体中で発生する電圧を前記電極を介して計測し、前記電磁コイルへの励磁極性を切替える毎に励磁電流を一時的に増大させる励磁手段を備えた電磁流量計において、
前記励磁手段は、前記電磁コイルへの励磁極性を切替えるスイッチング回路と、前記励磁電流を安定化する定電流回路と、この定電流回路の電流制御用基準抵抗に生じる電圧を監視する電圧監視回路と、前記励磁極性の切替え毎に前記電流制御用基準抵抗を前記電圧監視回路の出力信号により通常値より小さい値に切替えて前記励磁電流を増加させ、前記電流制御用基準抵抗に生じる電圧が設定値に達したときに前記電流制御用基準抵抗を通常値に切替えるバイパススイッチとを具備し、
前記電流制御用基準抵抗は、２つの抵抗に２分されると共に２つの抵抗の一方に並列に微少抵抗と前記バイパススイッチの直列回路が設けられたものであることを特徴とする電磁流量計。
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