JP3833236B2 - Communication method and communication apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、DS−CDMA(直接拡散−符号分割多元接続)無線アクセス方式において、複数のパイロットブロックを用いることにより、高精度にチャネル推定を行える適応型RAKE受信機等の通信方法及び通信装置に関する。 The present invention relates to a communication method and apparatus such as an adaptive RAKE receiver that can perform channel estimation with high accuracy by using a plurality of pilot blocks in a DS-CDMA (direct spreading-code division multiple access) radio access system. .
次世代移動通信の無線アクセス方式の有力候補としてDS−CDMAが注目されている。DS−CDMA無線アクセス方式は、同一の周波数帯を複数のユーザが用いて通信を行う方式であり、拡散符号によってユーザ間の識別が行われる。陸上移動通信の特徴は、周囲の建造物、樹木等の反射、散乱、回折による多重伝搬が生じることである。多重伝搬においては、各到来波は伝搬路長の相違により互いに干渉し合う異なった伝搬路を通って各電波が受信点に到達するため、振幅や位相は場所により変動する。変動分布は見通しでないところはレイリー分布に近似できる。 DS-CDMA has attracted attention as a promising candidate for a radio access scheme for next-generation mobile communication. The DS-CDMA wireless access method is a method in which a plurality of users communicate using the same frequency band, and identification between users is performed by a spreading code. A feature of land mobile communication is that multiple propagation occurs due to reflection, scattering, and diffraction of surrounding buildings and trees. In multiplex propagation, each wave arrives at the receiving point through different propagation paths that interfere with each other due to the difference in propagation path length, so the amplitude and phase vary depending on the location. Where the fluctuation distribution is not a line of sight, it can be approximated to a Rayleigh distribution.
DS−CDMA無線アクセス方式においては、情報データを高速の拡散符号で帯域拡散するために、拡散符号の周期よりも大きい伝搬遅延時間差を有するパスの分離が可能となる。分離された複数のマルチパス信号を位相を合わせて加算することにより、ダイバーシチ効果を引き出すことができ、受信特性を向上させることができる。 In the DS-CDMA radio access system, since information data is band-spread with a high-speed spreading code, it is possible to separate paths having a propagation delay time difference larger than the cycle of the spreading code. By adding a plurality of separated multipath signals in phase with each other, a diversity effect can be obtained and reception characteristics can be improved.
しかしながら、移動局は基地局に対して変動するために遅延プロファイルも変動する。従って、移動通信の場合には、この変動をパス毎に吸収して複数のマルチパス信号を同相合成するための機能が受信機に必要となる。この変動の速度は、移動局の速度に応じて大きくなるので、高速移動環境下においても通信を行うためには、フェージング変動に追従できる高精度なチャネル推定が必要となってくる。パイロットシンボルを一定周期で情報シンボル間に挿入するフレーム構成を有するDS−CDMA無線アクセス方式において、フェージング変動を吸収するためのチャネル推定方式がこれまでに幾つか提案されている。 However, since the mobile station varies with respect to the base station, the delay profile also varies. Therefore, in the case of mobile communication, the receiver needs to have a function for absorbing this variation for each path and combining a plurality of multipath signals in phase. Since the speed of this fluctuation increases with the speed of the mobile station, high-accuracy channel estimation that can follow fading fluctuation is necessary in order to perform communication even in a high-speed mobile environment. In the DS-CDMA radio access system having a frame configuration in which pilot symbols are inserted between information symbols at a constant period, several channel estimation systems for absorbing fading fluctuations have been proposed so far.
図7には、DS−CDMA無線アクセス方式に使用されるフレーム構成の一例を示す。同図を用いてチャネル推定方法の基本的な考え方を説明する。 FIG. 7 shows an example of a frame configuration used in the DS-CDMA radio access system. The basic concept of the channel estimation method will be described with reference to FIG.
図7において、タイムスロットは、パイロットシンボルがデータシンボルに挿入される周期を表わしており、1周期TpはパイロットシンボルNp個とデータシンボルNd個とからなる。タイムスロット内のパイロットシンボルを用いてパイロットシンボル位置におけるチャネル推定値が求まる。このチャネル推定値を何等かの方法で結合させることにより、各データシンボル点におけるチャネル推定値を求める。 In FIG. 7, a time slot represents a period in which pilot symbols are inserted into data symbols, and one period Tp consists of Np pilot symbols and Nd data symbols. A channel estimation value at the pilot symbol position is obtained using the pilot symbol in the time slot. By combining the channel estimation values by some method, a channel estimation value at each data symbol point is obtained.
文献[1]である「三瓶“陸上移動通信用16QAMのフェージングひずみ補償方式”信学論B−IIJ−72−B−II、pp7−5(1989)」では、パイロットシンボルと受信シンボルとから得られるチャネル推定値に内挿補間を施すことにより、また、文献[2]である「本多、K.Jamal,“時間多重パイロットシンボルに基づいたチャネル推定”信学技報RCS96−70(1996)」では、平均化処理を施すことによりデータシンボルに対するチャネル推定値を求めている。 Reference [1], “Sampei“ 16QAM Fading Distortion Compensation Method for Land Mobile Communication ”Theory of Science B-IIJ-72-B-II, pp7-5 (1989)”, obtained from pilot symbols and received symbols. In addition, the interpolated interpolation is performed on the estimated channel value, and the literature [2], “Honda, K. Jamal,“ Channel estimation based on time-multiplexed pilot symbols ”, IEICE RCS 96-70 (1996). The channel estimation value for the data symbol is obtained by performing an averaging process.
図8は、一次内挿補間法と平均化法とをチャネル推定法として適用した場合の特性比較をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、図から明らかなようにフェージング変動が小さい領域(低速移動環境下)ではチャネル推定法に平均化法を適用した場合の方が、フェージング変動が大きい領域(高速移動環境下)では内挿補間法を適用した場合の方が、チャネル推定誤差が小さく、その結果BER(ビット誤り率)/FER(フレーム誤り率)特性も良い。 FIG. 8 is a graph showing a characteristic comparison when the first-order interpolation method and the averaging method are applied as channel estimation methods. In the figure, the horizontal axis represents the maximum Doppler frequency normalized by the pilot symbol insertion period, and the vertical axis represents the average channel estimation error in decibels. As is apparent from the figure, the region where fading fluctuation is small (low-speed moving environment) In the lower part, the channel estimation error is smaller when the averaging method is applied to the channel estimation method, and when the interpolation method is applied in the region where the fading fluctuation is large (in a fast moving environment), the result is The BER (bit error rate) / FER (frame error rate) characteristics are also good.
以上が代表的なチャネル推定方式であり、これらの方式を用いた従来のRAKE受信機の構成を図9に示す。同図において、マッチトフィルタ700によって受信信号を逆拡散した後、パイロットシンボルを検出し、チャネル推定手段701では、上述した文献[1]或いは文献[2]によるチャネル推定が行われる。パス毎に算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ700の出力とを乗算器702によって乗算して時間遅延を補償した後、RAKE合成器703により最大比合成される。合成された信号は判定器704によってシンボル判定を行いビットストリームに変換される。このようにして得られたビットストリームデータは、ディインタリーバ705によりディインタリーブされた後、ビタビ復号器706によってビタビ復号されて送信データが復元される。
The above is a typical channel estimation system, and FIG. 9 shows the configuration of a conventional RAKE receiver using these systems. In the figure, after the received signal is despread by the matched
しかしながら、上述した従来例のようにチャネル推定方式を使用環境によって固定してしまう手段では、想定される使用環境が異なると低速或いは高速のいずれかの環境下において通信品質がより劣化してしまい、室内半固定通信から高速移動通信に至るまでシームレスに高品位な通信を目指す次世代移動通信においては、その実現が困難であるという問題点があった。 However, in the means for fixing the channel estimation method according to the use environment as in the conventional example described above, the communication quality is further deteriorated under either the low speed or high speed environment if the assumed use environment is different. In the next generation mobile communication aiming at seamless high-quality communication from indoor semi-fixed communication to high-speed mobile communication, there is a problem that it is difficult to realize it.
本発明の目的は、低速移動環境から高速移動環境に至るまで良好な特性を得ることができる通信方法及び通信装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a communication method and a communication apparatus capable of obtaining good characteristics from a low-speed moving environment to a high-speed moving environment.
上記目的を達成するために請求項1記載の通信方法は、受信した信号を逆拡散する逆拡散工程と、前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定工程と、前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定工程と、前記第1のチャネル推定工程による第1のチャネル推定及び前記第2のチャネル推定工程による第2のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第1のチャネル推定に対応する第1の合成信号及び前記第2のチャネル推定に対応する第2の合成信号を出力する合成工程と、前記合成工程における第1の合成信号から前記第1の合成信号に対応する複数のシンボルを判定し、前記合成工程における第2の合成信号から前記第2の合成信号に対応する第2のシンボルを判定するシンボル判定工程と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成工程における第1及び第2の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定工程により判定された第1及び第2のシンボルの一つを選択する選択工程とを具備したことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the communication method according to claim 1 applies a first-order interpolation method for each path to a despreading step for despreading a received signal and a signal despread by the despreading step. A first channel estimation step, a second channel estimation step in which a double slot averaging method is applied to each signal despread by the despreading step, and a first channel estimation step by the first channel estimation step . It combines the signals of each path according to the channel estimation and the second channel estimation by the second channel estimation process, the first combined signal and the second channel estimate corresponding to the first channel estimation a synthesizing step of outputting the second synthesized signal corresponding determines a plurality of symbols corresponding to the first composite signal from the first combined signal in the combining step, the second synthesis signal in the combining step A symbol decision process to determine the second symbol corresponding to the second composite signal from the first and second composite signal in the synthesis process for periodically inserted pilot symbols to the data symbols and the known pilot And a selection step of selecting one of the first and second symbols determined by the symbol determination step according to an error from the symbol.
また、上記目的を達成するために請求項2記載の通信装置は、受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定手段と、前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定手段と、前記第1のチャネル推定手段による第1のチャネル推定及び前記第2のチャネル推定手段による第2のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第1のチャネル推定に対応する第1の合成信号及び前記第2のチャネル推定に対応する第2の合成信号を出力する合成手段と、前記合成手段からの第1の合成信号から前記第1の合成信号に対応する第1のシンボルを判定し、前記合成手段からの第2の合成信号から前記第2の合成信号に対応する第2のシンボルを判定するシンボル判定手段と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成手段による第1及び第2の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定手段により判定された第1及び第2のシンボルの一つを選択する選択手段とを具備したことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the communication apparatus according to claim 2 includes: a despreading unit that despreads a received signal; and a first-order interpolation method for each path into a signal despread by the despreading unit. A first channel estimation unit to which is applied, a second channel estimation unit to which a double slot averaging method is applied for each path to the signal despread by the despreading unit, and the first channel estimation unit by the first channel estimation and the second channel estimation unit combines the signals of each path in response to a second channel estimation, the first of the first synthesis signal and the second channel corresponding to the channel estimation synthesizing means for outputting a second synthesized signal corresponding to the estimated determines a first symbol corresponding to the first said first combined signal from the combined signal from the combining means, first from the combining means Synthesis of 2 A symbol decision means for determining a second symbol corresponding to the second composite signal from the item, the first and second composite signal by said synthesizing means for periodically inserted pilot symbols to the data symbols and the known And selecting means for selecting one of the first and second symbols determined by the symbol determining means in accordance with an error from a pilot symbol.
以上詳述したように本発明によれば、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定法と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定法とを用いることにより、低速移動環境から高速移動環境に至るまで良好な特性を得ることが可能となる。 As described above in detail, according to the present invention, the first channel estimation method applying the primary interpolation method for each path and the second channel estimation method applying the double slot averaging method for each path are provided. by are use, it is possible to obtain good characteristics from low speed movement environment up to the high-speed moving environment.
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら詳述する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(第1の実施の形態)
まず、本発明の第1の実施の形態を図1〜図3に基づき説明する。
(First embodiment)
First, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図1は、本実施の形態に係る通信装置であるRAKE受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ100によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定手段101に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ100の出力とが第1の乗算器102によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第1のRAKE合成器103により最大比合成され、第1のシンボル判定器104によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第1のBER算出器105によってBER(ビット誤り率)が求められる。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a RAKE receiving apparatus that is a communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, the received signal is despread by the matched
同様に、マッチトフィルタ100によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定手段106に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ100の出力とが第2の乗算器107によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第2のRAKE合成器108により最大比合成され、第2のシンボル判定器109によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第2のBER算出器110によってBER(ビット誤り率)が求められる。
Similarly, the signal despread by the matched
このようにして得られた一次内挿補間法によって得られたBERとダブルスロット平均化法によって得られたBERとを比較器111に入力する。比較器111は、BERの小さい方の補間法によって得られたシンボル判定器104または109の出力を選択すべく切換手段112を制御する。切換手段112の出力は、ディインタリーバ113によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器114によってビタビ復号されて送信データが復元される。
The BER obtained by the primary interpolation method obtained in this way and the BER obtained by the double slot averaging method are input to the
図2は、本実施の形態に係る通信装置におけるBER算出器の構成を示すブロック図であり、同図において、200はビットエラー検出器(Bit Error Detector)で、既知のパイロットシンボルとパイロットシンボルに対応する判定結果からビット誤りを検出し、誤りが検出された場合は“1”を、誤りが検出されない場合は“0”を出力する。201はローパスフィルタ(LPF)で、ビットエラー検出器200の出力に対して指数重み付き平均をとるものである。202はBER判定器(Bit Error Rate Decision)で、BERを抽出するものであり、通常100フレームに1回程度の割合で新規BERが出力される。
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a BER calculator in the communication apparatus according to the present embodiment. In FIG. 2,
図3は、本実施の形態に係る通信装置の特性をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、同図から明らかなように、最大ドップラー周波数が0.1程度を境として低速移動環境下では平均化によるチャネル推定法が適用され、高速移動環境下では1次内挿補間法が適用され、従来例の特性に比べて平均BERが改善されている。 FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, the horizontal axis represents the maximum Doppler frequency normalized by the pilot symbol insertion period, and the vertical axis represents the average channel estimation error in decibels. As is clear from the figure, the maximum Doppler frequency is 0.1. The channel estimation method by averaging is applied in a low-speed moving environment, and the first-order interpolation method is applied in a high-speed moving environment, and the average BER is improved compared to the characteristics of the conventional example.
(第2の実施の形態)
次に、本発明の第2の実施の形態を図4に基づき説明する。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
図4は、本実施の形態に係る通信装置であるRAKE受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、チャネル推定手段として1次内挿補間法を用いて復調されたデータを使うのか、それともダブルスロット平均化法を用いて復調されたデータを使うのかは、第1の実施の形態のようにBER算出器の出力の大小を比較することによって行うのではなく、ビタビ復号器の復号結果をCRCチェックすることにより、CRCチェックの結果正しい方のデータを選択して復調データとする。 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a RAKE receiving apparatus that is a communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, whether the data demodulated using the first-order interpolation method or the data demodulated using the double-slot averaging method is used as the channel estimation means in the first embodiment. In this way, instead of comparing the outputs of the BER calculator, the decoding result of the Viterbi decoder is subjected to CRC check, and the correct data as a result of the CRC check is selected as demodulated data.
ここでは、従来例との相違点だけについて説明する。 Here, only differences from the conventional example will be described.
本実施の形態における通信装置においては、上述した第1の実施の形態で述べたよう、図8に示されるフレーム構成が用いられる。但し、本実施の形態においては、データシンボルには送信されるデータシンボルに対するCRCが付加されているものとする。 In the communication apparatus according to the present embodiment, the frame configuration shown in FIG. 8 is used as described in the first embodiment. However, in the present embodiment, it is assumed that a CRC for a data symbol to be transmitted is added to the data symbol.
図4において、受信信号はマッチトフィルタ400によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定手段401に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ400の出力とが第1の乗算器402によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第1のRAKE合成器403により最大比合成され、第1のシンボル判定器404によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第1のディインタリーバ405によってディインタリーブされた後、第1のビタビ復号器406によってビタビ復号される。第1のビタビ復号器406の出力は第1のCRCチェック器407に入力され、CRCチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第1のCRCチェック器407によるCRCチェック結果は、選択合成器415へ入力される。
In FIG. 4, the received signal is despread by the matched
同様に、マッチトフィルタ400によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定手段408に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ400の出力とが第2の乗算器409によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第2のRAKE合成器410により最大比合成され、第2のシンボル判定器411によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第2のディインタリーバ412によってディインタリーブされた後、第2のビタビ復号器413によってビタビ復号される。第2のビタビ復号器413の出力は第2のCRCチェック器414に入力され、CRCチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第2のCRCチェック器414によるCRCチェック結果は、選択合成器415へ入力される。
Similarly, the signal despread by the matched
そして、選択合成器415では、フレーム誤りのない方の復号結果が選択されて、復調データとして出力される。両方の復号結果共に誤りのない場合、いずれかを出力する。また、両方の復号結果共に誤りのある場合、フレーム消失として扱われ、復調データとして出力されない。
Then, the
本実施の形態では、第1及び第2のシンボル判定器404,411による2つの判定結果、ビットストリームは互いに異なる可能性があるので、第1及び第2のディインタリーバ405,412としてディインタリーバを独立に2つ設けている。
In the present embodiment, since the bit streams may be different from each other as a result of the two determinations by the first and
(第3の実施の形態)
次に、本発明の第3の実施の形態を図5及び図6に基づき説明する。
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図5は、本実施の形態に係る通信装置であるRAKE受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ500によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定手段501に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ500の出力とが第1の乗算器502によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第1のRAKE合成器503により最大比合成され、第1のシンボル判定器504によってシンボル判定される。第1のRAKE合成器503の出力と第1のシンボル判定器504の判定結果とを、第1の誤差算出器505に入力する。この第1の誤差算出器505では、第1のRAKE合成器503の出力と第1のシンボル判定器504の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第1の平均化器506に入力される。この第1の平均化器506では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、LPF(ローパスフィルタ)や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a RAKE receiving apparatus that is a communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, the received signal is despread by a matched
同様に、マッチトフィルタ500によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定手段507に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ500の出力とが第2の乗算器508によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第2のRAKE合成器509により最大比合成され、第2のシンボル判定器510によってシンボル判定される。第2のRAKE合成器509の出力と第2のシンボル判定器510の判定結果とを、第2の誤差算出器511に入力する。この第2の誤差算出器511では、第2のRAKE合成器509の出力と第2のシンボル判定器510の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第2の平均化器512に入力される。この第2の平均化器512では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、LPF(ローパスフィルタ)や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。
Similarly, the signal despread by the matched
このようにして一次内挿補間法によって得られた平均誤差とダブルスロット平均化法によって得られた平均誤差とを比較器513に入力する。比較器513は、平均誤差の小さい方のチャネル推定方式によって得られたシンボル判定器504または510の出力を選択すべく切換手段514を制御する。切換手段514の出力は、ディインタリーバ515によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器516によってビタビ復号されて送信データが復元される。
The average error obtained by the primary interpolation method and the average error obtained by the double slot averaging method are input to the
次に、図6を用いて第1、第2の誤差算出器504,511について更に詳述する。
Next, the first and
図6は、本実施の形態に係る通信装置における第1、第2の誤差算出器505,511の入力信号である受信信号ベクトル及び送信信号点と誤差ベクトルとの関係を表わした図である。同図において、ベクトルaは、QPSK信号点の中の送信信号として同相ビットが“0”、逆相ビットが“1”の場合の信号点に対応する。第1、第2のRAKE合成器503,509から送信信号点aに対応するし受信信号ベクトルrが出力されているとする。誤差ベクトルdは下記(1)式により算出される。
FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the reception signal vector and the transmission signal point that are input signals of the first and
d=r−a…(1)
第1の誤差算出器504、或いは第2の誤差算出器511からは|d|または|d|の二乗が計算され、その計算値を示す信号が出力される。
d = r−a (1)
The square of | d | or | d | is calculated from the
より良好なチャネル推定がなされている方のRAKE合成器の出力からは統計的に各信号点により近い場所に位置するRAKE合成器出力信号が観測されると考えられるので、第1、第2の誤差算出器505,511の出力に平均化器506,512により平均化処理を施し、その結果を比較器513により比較することによって、より良いチャネル推定法から出力されている判定結果を切換手段516によって切り換え選択することができる。
Since it is considered that the RAKE combiner output signal that is statistically located closer to each signal point is observed from the output of the RAKE combiner on which better channel estimation is performed, the first and second Averaging processing is performed on the outputs of the
本実施の形態に係る通信装置の特性は、上述した第1の実施の形態の図3と同一である。 The characteristics of the communication apparatus according to the present embodiment are the same as those in FIG. 3 of the first embodiment described above.
(第4の実施の形態)
チャネル特性が劣悪な場合、上述した第3の実施の形態の図6において、送信信号点がたとえa点であったとしても、必ずしも受信信号点rが第1象限にくるとは限らない。このような状況下では誤差信号は、受信信号点が観測される象限における信号座標上の点と受信信号点との誤差信号になってしまい、正確に誤差を算出することができなくなってしまう。このような状況を排除するために、本実施の形態においては、前記従来例の図7に表わされるパイロット信号とパイロット信号に対するRAKE合成器出力だけを誤差算出器に入力する。パイロット信号は受信信号にとって既知信号であるために、送信パイロット信号と受信パイロット信号との誤差信号を常に正確に算出することができる。
(Fourth embodiment)
In the case where the channel characteristics are inferior, even if the transmission signal point is point a in FIG. 6 of the third embodiment described above, the reception signal point r is not necessarily in the first quadrant. Under such circumstances, the error signal becomes an error signal between the point on the signal coordinate and the received signal point in the quadrant where the received signal point is observed, and the error cannot be calculated accurately. In order to eliminate such a situation, in the present embodiment, only the pilot signal shown in FIG. 7 of the conventional example and the RAKE combiner output for the pilot signal are input to the error calculator. Since the pilot signal is a known signal for the received signal, an error signal between the transmitted pilot signal and the received pilot signal can always be accurately calculated.
100 マッチトフィルタ
101 第1のチャネル推定手段
102 第1の乗算器
103 第1の合成器
104 第1のシンボル判定器
105 第1のBER算出器
106 第2のチャネル推定手段
107 第2の乗算器
108 第2の合成器
109 第2のシンボル判定器
110 第2のBER算出器
111 比較器
112 切換手段
113 ディインタリーバ
114 ビタビ復号器
200 ビットエラー検出器
201 ローパスフィルタ(LPF)
202 BER判定器
400 マッチトフィルタ
401 第1のチャネル推定手段
402 第1の乗算器
403 第1の合成器
404 第1のシンボル判定器
405 第1のディインタリーバ
406 第1のビタビ復号器
407 第1のCRCチェック器
408 第2のチャネル推定手段
409 第2の乗算器
410 第2の合成器
411 第2のシンボル判定器
412 第2のディインタリーバ
413 第2のビタビ復号器
414 第2のCRCチェック器
415 選択合成器
500 マッチトフィルタ
501 第1のチャネル推定手段
502 第1の乗算器
503 第1の合成器
504 第1のシンボル判定器
505 第1の誤差算出器
506 第1の平均化器
507 第2のチャネル推定手段
508 第2の乗算器
509 第2の合成器
510 第2のシンボル判定器
511 第2の誤差算出器
512 第2の平均化器
513 比較器
514 切換手段
515 ディインタリーバ
516 ビタビ復号器
DESCRIPTION OF
202
Claims (2)
前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定工程と、
前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定工程と、
前記第1のチャネル推定工程による第1のチャネル推定及び前記第2のチャネル推定工程による第2のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第1のチャネル推定に対応する第1の合成信号及び前記第2のチャネル推定に対応する第2の合成信号を出力する合成工程と、
前記合成工程における第1の合成信号から前記第1の合成信号に対応する第1のシンボルを判定し、前記合成工程における第2の合成信号から前記第2の合成信号に対応する第2のシンボルを判定するシンボル判定工程と、
データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成工程における第1及び第2の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定工程により判定された第1及び第2のシンボルの一つを選択する選択工程とを具備したことを特徴とする通信方法。 A despreading process for despreading the received signal;
A first channel estimation step of applying a primary interpolation method for each path to the signal despread by the despreading step;
A second channel estimation step of applying a double slot averaging method for each path to the signal despread by the despreading step ;
It combines the signals of each path in response to a first channel estimation and a second channel estimation by the second channel estimation process by the first channel estimation process, the first corresponding to the first channel estimation A combining step of outputting a combined signal and a second combined signal corresponding to the second channel estimation ;
Second symbols corresponding to the first determined symbol, the second composite signal from the second combined signal in the combining step corresponding to the first said first combined signal from the combined signal in the synthesis step and the symbol decision process to determine,
First and second symbols determined by the symbol determination process in accordance with the error between the first and second composite signals and the known pilot symbols in the synthesis step to the data symbols for periodically inserted pilot symbols And a selecting step for selecting one of the communication methods.
前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第1のチャネル推定手段と、
前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第2のチャネル推定手段と、
前記第1のチャネル推定手段による第1のチャネル推定及び前記第2のチャネル推定手段による第2のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第1のチャネル推定に対応する第1の合成信号及び前記第2のチャネル推定に対応する第2の合成信号を出力する合成手段と、
前記合成手段からの第1の合成信号から前記第1の合成信号に対応する第1のシンボルを判定し、前記合成手段からの第2の合成信号から前記第2の合成信号に対応する第2のシンボルを判定するシンボル判定手段と、
データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成手段による第1及び第2の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定手段により判定された第1及び第2のシンボルの一つを選択する選択手段とを具備したことを特徴とする通信装置。 Despreading means for despreading the received signal;
First channel estimation means that applies a primary interpolation method for each path to the signal despread by the despreading means;
Second channel estimation means applying a double slot averaging method for each path to the signal despread by the despreading means ;
It combines the signals of each path in response to a second channel estimation by the first channel estimation and the second channel estimation unit according to the first channel estimation unit, a first corresponding to the first channel estimation Combining means for outputting a combined signal and a second combined signal corresponding to the second channel estimation ;
Second corresponding to the first first determined symbol, the second composite signal from the second combined signal from the combining means corresponding to said first combined signal from the combined signal from the combining means a symbol decision means for determining the symbol,
First and second symbols determined by the symbol determining means in accordance with the error between the first and second composite signals and the known pilot symbols by the combining means for periodically inserted pilot symbols to the data symbols And a selecting means for selecting one of the communication devices.
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