JP3833236B2

JP3833236B2 - Communication method and communication apparatus

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Publication number: JP3833236B2
Application number: JP2005239940A
Authority: JP
Inventors: 達也矢口
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1998-06-02
Filing date: 2005-08-22
Publication date: 2006-10-11
Anticipated expiration: 2018-09-17
Also published as: JP2005348442A

Description

本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散−符号分割多元接続）無線アクセス方式において、複数のパイロットブロックを用いることにより、高精度にチャネル推定を行える適応型ＲＡＫＥ受信機等の通信方法及び通信装置に関する。 The present invention relates to a communication method and apparatus such as an adaptive RAKE receiver that can perform channel estimation with high accuracy by using a plurality of pilot blocks in a DS-CDMA (direct spreading-code division multiple access) radio access system. .

次世代移動通信の無線アクセス方式の有力候補としてＤＳ−ＣＤＭＡが注目されている。ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式は、同一の周波数帯を複数のユーザが用いて通信を行う方式であり、拡散符号によってユーザ間の識別が行われる。陸上移動通信の特徴は、周囲の建造物、樹木等の反射、散乱、回折による多重伝搬が生じることである。多重伝搬においては、各到来波は伝搬路長の相違により互いに干渉し合う異なった伝搬路を通って各電波が受信点に到達するため、振幅や位相は場所により変動する。変動分布は見通しでないところはレイリー分布に近似できる。 DS-CDMA has attracted attention as a promising candidate for a radio access scheme for next-generation mobile communication. The DS-CDMA wireless access method is a method in which a plurality of users communicate using the same frequency band, and identification between users is performed by a spreading code. A feature of land mobile communication is that multiple propagation occurs due to reflection, scattering, and diffraction of surrounding buildings and trees. In multiplex propagation, each wave arrives at the receiving point through different propagation paths that interfere with each other due to the difference in propagation path length, so the amplitude and phase vary depending on the location. Where the fluctuation distribution is not a line of sight, it can be approximated to a Rayleigh distribution.

ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式においては、情報データを高速の拡散符号で帯域拡散するために、拡散符号の周期よりも大きい伝搬遅延時間差を有するパスの分離が可能となる。分離された複数のマルチパス信号を位相を合わせて加算することにより、ダイバーシチ効果を引き出すことができ、受信特性を向上させることができる。 In the DS-CDMA radio access system, since information data is band-spread with a high-speed spreading code, it is possible to separate paths having a propagation delay time difference larger than the cycle of the spreading code. By adding a plurality of separated multipath signals in phase with each other, a diversity effect can be obtained and reception characteristics can be improved.

しかしながら、移動局は基地局に対して変動するために遅延プロファイルも変動する。従って、移動通信の場合には、この変動をパス毎に吸収して複数のマルチパス信号を同相合成するための機能が受信機に必要となる。この変動の速度は、移動局の速度に応じて大きくなるので、高速移動環境下においても通信を行うためには、フェージング変動に追従できる高精度なチャネル推定が必要となってくる。パイロットシンボルを一定周期で情報シンボル間に挿入するフレーム構成を有するＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式において、フェージング変動を吸収するためのチャネル推定方式がこれまでに幾つか提案されている。 However, since the mobile station varies with respect to the base station, the delay profile also varies. Therefore, in the case of mobile communication, the receiver needs to have a function for absorbing this variation for each path and combining a plurality of multipath signals in phase. Since the speed of this fluctuation increases with the speed of the mobile station, high-accuracy channel estimation that can follow fading fluctuation is necessary in order to perform communication even in a high-speed mobile environment. In the DS-CDMA radio access system having a frame configuration in which pilot symbols are inserted between information symbols at a constant period, several channel estimation systems for absorbing fading fluctuations have been proposed so far.

図７には、ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式に使用されるフレーム構成の一例を示す。同図を用いてチャネル推定方法の基本的な考え方を説明する。 FIG. 7 shows an example of a frame configuration used in the DS-CDMA radio access system. The basic concept of the channel estimation method will be described with reference to FIG.

図７において、タイムスロットは、パイロットシンボルがデータシンボルに挿入される周期を表わしており、１周期ＴｐはパイロットシンボルＮｐ個とデータシンボルＮｄ個とからなる。タイムスロット内のパイロットシンボルを用いてパイロットシンボル位置におけるチャネル推定値が求まる。このチャネル推定値を何等かの方法で結合させることにより、各データシンボル点におけるチャネル推定値を求める。 In FIG. 7, a time slot represents a period in which pilot symbols are inserted into data symbols, and one period Tp consists of Np pilot symbols and Nd data symbols. A channel estimation value at the pilot symbol position is obtained using the pilot symbol in the time slot. By combining the channel estimation values by some method, a channel estimation value at each data symbol point is obtained.

文献［１］である「三瓶“陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方式”信学論Ｂ−ＩＩＪ−７２−Ｂ−ＩＩ、ｐｐ７−５（１９８９）」では、パイロットシンボルと受信シンボルとから得られるチャネル推定値に内挿補間を施すことにより、また、文献［２］である「本多、Ｋ．Ｊａｍａｌ，“時間多重パイロットシンボルに基づいたチャネル推定”信学技報ＲＣＳ９６−７０（１９９６）」では、平均化処理を施すことによりデータシンボルに対するチャネル推定値を求めている。 Reference [1], “Sampei“ 16QAM Fading Distortion Compensation Method for Land Mobile Communication ”Theory of Science B-IIJ-72-B-II, pp7-5 (1989)”, obtained from pilot symbols and received symbols. In addition, the interpolated interpolation is performed on the estimated channel value, and the literature [2], “Honda, K. Jamal,“ Channel estimation based on time-multiplexed pilot symbols ”, IEICE RCS 96-70 (1996). The channel estimation value for the data symbol is obtained by performing an averaging process.

図８は、一次内挿補間法と平均化法とをチャネル推定法として適用した場合の特性比較をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、図から明らかなようにフェージング変動が小さい領域（低速移動環境下）ではチャネル推定法に平均化法を適用した場合の方が、フェージング変動が大きい領域（高速移動環境下）では内挿補間法を適用した場合の方が、チャネル推定誤差が小さく、その結果ＢＥＲ（ビット誤り率）／ＦＥＲ（フレーム誤り率）特性も良い。 FIG. 8 is a graph showing a characteristic comparison when the first-order interpolation method and the averaging method are applied as channel estimation methods. In the figure, the horizontal axis represents the maximum Doppler frequency normalized by the pilot symbol insertion period, and the vertical axis represents the average channel estimation error in decibels. As is apparent from the figure, the region where fading fluctuation is small (low-speed moving environment) In the lower part, the channel estimation error is smaller when the averaging method is applied to the channel estimation method, and when the interpolation method is applied in the region where the fading fluctuation is large (in a fast moving environment), the result is The BER (bit error rate) / FER (frame error rate) characteristics are also good.

以上が代表的なチャネル推定方式であり、これらの方式を用いた従来のＲＡＫＥ受信機の構成を図９に示す。同図において、マッチトフィルタ７００によって受信信号を逆拡散した後、パイロットシンボルを検出し、チャネル推定手段７０１では、上述した文献［１］或いは文献［２］によるチャネル推定が行われる。パス毎に算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ７００の出力とを乗算器７０２によって乗算して時間遅延を補償した後、ＲＡＫＥ合成器７０３により最大比合成される。合成された信号は判定器７０４によってシンボル判定を行いビットストリームに変換される。このようにして得られたビットストリームデータは、ディインタリーバ７０５によりディインタリーブされた後、ビタビ復号器７０６によってビタビ復号されて送信データが復元される。 The above is a typical channel estimation system, and FIG. 9 shows the configuration of a conventional RAKE receiver using these systems. In the figure, after the received signal is despread by the matched filter 700, a pilot symbol is detected, and the channel estimation means 701 performs channel estimation according to the above-mentioned document [1] or document [2]. The complex conjugate of the channel estimation value calculated for each path is taken, and the value and the output of the matched filter 700 are multiplied by the multiplier 702 to compensate the time delay, and then the maximum ratio synthesis is performed by the RAKE combiner 703. . The combined signal is subjected to symbol determination by the determiner 704 and converted into a bit stream. The bit stream data obtained in this way is deinterleaved by the deinterleaver 705 and then Viterbi decoded by the Viterbi decoder 706 to restore the transmission data.

しかしながら、上述した従来例のようにチャネル推定方式を使用環境によって固定してしまう手段では、想定される使用環境が異なると低速或いは高速のいずれかの環境下において通信品質がより劣化してしまい、室内半固定通信から高速移動通信に至るまでシームレスに高品位な通信を目指す次世代移動通信においては、その実現が困難であるという問題点があった。 However, in the means for fixing the channel estimation method according to the use environment as in the conventional example described above, the communication quality is further deteriorated under either the low speed or high speed environment if the assumed use environment is different. In the next generation mobile communication aiming at seamless high-quality communication from indoor semi-fixed communication to high-speed mobile communication, there is a problem that it is difficult to realize it.

本発明の目的は、低速移動環境から高速移動環境に至るまで良好な特性を得ることができる通信方法及び通信装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a communication method and a communication apparatus capable of obtaining good characteristics from a low-speed moving environment to a high-speed moving environment.

上記目的を達成するために請求項１記載の通信方法は、受信した信号を逆拡散する逆拡散工程と、前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定工程と、前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定工程と、前記第１のチャネル推定工程による第１のチャネル推定及び前記第２のチャネル推定工程による第２のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第１のチャネル推定に対応する第１の合成信号及び前記第２のチャネル推定に対応する第２の合成信号を出力する合成工程と、前記合成工程における第１の合成信号から前記第１の合成信号に対応する複数のシンボルを判定し、前記合成工程における第２の合成信号から前記第２の合成信号に対応する第２のシンボルを判定するシンボル判定工程と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成工程における第１及び第２の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定工程により判定された第１及び第２のシンボルの一つを選択する選択工程とを具備したことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the communication method according to claim 1 applies a first-order interpolation method for each path to a despreading step for despreading a received signal and a signal despread by the despreading step. A first channel estimation step, a second channel estimation step in which a double slot averaging method is applied to each signal despread by the despreading step, and a first channel estimation step by the first channel estimation step . It combines the signals of each path according to the channel estimation and the second channel estimation by the second channel estimation process, the first combined signal and the second channel estimate corresponding to the first channel estimation a synthesizing step of outputting the second synthesized signal corresponding determines a plurality of symbols corresponding to the first composite signal from the first combined signal in the combining step, the second synthesis signal in the combining step A symbol decision process to determine the second symbol corresponding to the second composite signal from the first and second composite signal in the synthesis process for periodically inserted pilot symbols to the data symbols and the known pilot And a selection step of selecting one of the first and second symbols determined by the symbol determination step according to an error from the symbol.

また、上記目的を達成するために請求項２記載の通信装置は、受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段と、前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段と、前記第１のチャネル推定手段による第１のチャネル推定及び前記第２のチャネル推定手段による第２のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第１のチャネル推定に対応する第１の合成信号及び前記第２のチャネル推定に対応する第２の合成信号を出力する合成手段と、前記合成手段からの第１の合成信号から前記第１の合成信号に対応する第１のシンボルを判定し、前記合成手段からの第２の合成信号から前記第２の合成信号に対応する第２のシンボルを判定するシンボル判定手段と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成手段による第１及び第２の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定手段により判定された第１及び第２のシンボルの一つを選択する選択手段とを具備したことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the communication apparatus according to claim 2 includes: a despreading unit that despreads a received signal; and a first-order interpolation method for each path into a signal despread by the despreading unit. A first channel estimation unit to which is applied, a second channel estimation unit to which a double slot averaging method is applied for each path to the signal despread by the despreading unit, and the first channel estimation unit by the first channel estimation and the second channel estimation unit combines the signals of each path in response to a second channel estimation, the first of the first synthesis signal and the second channel corresponding to the channel estimation synthesizing means for outputting a second synthesized signal corresponding to the estimated determines a first symbol corresponding to the first said first combined signal from the combined signal from the combining means, first from the combining means Synthesis of 2 A symbol decision means for determining a second symbol corresponding to the second composite signal from the item, the first and second composite signal by said synthesizing means for periodically inserted pilot symbols to the data symbols and the known And selecting means for selecting one of the first and second symbols determined by the symbol determining means in accordance with an error from a pilot symbol.

以上詳述したように本発明によれば、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定法と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定法とを用いることにより、低速移動環境から高速移動環境に至るまで良好な特性を得ることが可能となる。 As described above in detail, according to the present invention, the first channel estimation method applying the primary interpolation method for each path and the second channel estimation method applying the double slot averaging method for each path are provided. by are use, it is possible to obtain good characteristics from low speed movement environment up to the high-speed moving environment.

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら詳述する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

（第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態を図１〜図３に基づき説明する。 (First embodiment)
First, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図１は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ１００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段１０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ１００の出力とが第１の乗算器１０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器１０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器１０４によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第１のＢＥＲ算出器１０５によってＢＥＲ（ビット誤り率）が求められる。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a RAKE receiving apparatus that is a communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, the received signal is despread by the matched filter 100. The despread signal is input to the first channel estimation unit 101 to which the primary interpolation method is applied for each path, and the channel estimation amount at the data symbol point is calculated. The complex conjugate of the calculated channel estimation value is taken, and the value and the output of the matched filter 100 are multiplied by the first multiplier 102. The multiplication result for each path is compensated for the time delay, and then the maximum ratio is synthesized by the first RAKE synthesizer 103 and converted into a bit stream by the first symbol determiner 104. The BER (bit error rate) is obtained by the first BER calculator 105 from the known pilot symbol and the determination result corresponding to the pilot symbol.

同様に、マッチトフィルタ１００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段１０６に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ１００の出力とが第２の乗算器１０７によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器１０８により最大比合成され、第２のシンボル判定器１０９によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第２のＢＥＲ算出器１１０によってＢＥＲ（ビット誤り率）が求められる。 Similarly, the signal despread by the matched filter 100 is input to the second channel estimation means 106 to which the double slot averaging method is applied for each path, and the channel estimation amount at the data symbol point is calculated. A complex conjugate of the calculated channel estimation value is taken, and the value and the output of the matched filter 100 are multiplied by the second multiplier 107. The multiplication result for each path is compensated for the time delay, and is then subjected to maximum ratio combining by the second RAKE combiner 108 and converted into a bit stream by the second symbol determiner 109. The BER (bit error rate) is obtained by the second BER calculator 110 from the known pilot symbol and the determination result corresponding to the pilot symbol.

このようにして得られた一次内挿補間法によって得られたＢＥＲとダブルスロット平均化法によって得られたＢＥＲとを比較器１１１に入力する。比較器１１１は、ＢＥＲの小さい方の補間法によって得られたシンボル判定器１０４または１０９の出力を選択すべく切換手段１１２を制御する。切換手段１１２の出力は、ディインタリーバ１１３によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器１１４によってビタビ復号されて送信データが復元される。 The BER obtained by the primary interpolation method obtained in this way and the BER obtained by the double slot averaging method are input to the comparator 111. The comparator 111 controls the switching means 112 to select the output of the symbol determiner 104 or 109 obtained by the interpolation method with the smaller BER. The output of the switching means 112 is deinterleaved by the deinterleaver 113 and then Viterbi decoded by the Viterbi decoder 114 to restore the transmission data.

図２は、本実施の形態に係る通信装置におけるＢＥＲ算出器の構成を示すブロック図であり、同図において、２００はビットエラー検出器（ＢｉｔＥｒｒｏｒＤｅｔｅｃｔｏｒ）で、既知のパイロットシンボルとパイロットシンボルに対応する判定結果からビット誤りを検出し、誤りが検出された場合は“１”を、誤りが検出されない場合は“０”を出力する。２０１はローパスフィルタ（ＬＰＦ）で、ビットエラー検出器２００の出力に対して指数重み付き平均をとるものである。２０２はＢＥＲ判定器（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅＤｅｃｉｓｉｏｎ）で、ＢＥＲを抽出するものであり、通常１００フレームに１回程度の割合で新規ＢＥＲが出力される。 FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a BER calculator in the communication apparatus according to the present embodiment. In FIG. 2, reference numeral 200 denotes a bit error detector, which is a known pilot symbol and pilot symbol. A bit error is detected from the corresponding determination result, and “1” is output when an error is detected, and “0” is output when no error is detected. A low-pass filter (LPF) 201 takes an exponentially weighted average with respect to the output of the bit error detector 200. Reference numeral 202 denotes a BER determiner (Bit Error Rate Decision), which extracts a BER and normally outputs a new BER at a rate of about once every 100 frames.

図３は、本実施の形態に係る通信装置の特性をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、同図から明らかなように、最大ドップラー周波数が０．１程度を境として低速移動環境下では平均化によるチャネル推定法が適用され、高速移動環境下では１次内挿補間法が適用され、従来例の特性に比べて平均ＢＥＲが改善されている。 FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, the horizontal axis represents the maximum Doppler frequency normalized by the pilot symbol insertion period, and the vertical axis represents the average channel estimation error in decibels. As is clear from the figure, the maximum Doppler frequency is 0.1. The channel estimation method by averaging is applied in a low-speed moving environment, and the first-order interpolation method is applied in a high-speed moving environment, and the average BER is improved compared to the characteristics of the conventional example.

（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態を図４に基づき説明する。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

図４は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、チャネル推定手段として１次内挿補間法を用いて復調されたデータを使うのか、それともダブルスロット平均化法を用いて復調されたデータを使うのかは、第１の実施の形態のようにＢＥＲ算出器の出力の大小を比較することによって行うのではなく、ビタビ復号器の復号結果をＣＲＣチェックすることにより、ＣＲＣチェックの結果正しい方のデータを選択して復調データとする。 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a RAKE receiving apparatus that is a communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, whether the data demodulated using the first-order interpolation method or the data demodulated using the double-slot averaging method is used as the channel estimation means in the first embodiment. In this way, instead of comparing the outputs of the BER calculator, the decoding result of the Viterbi decoder is subjected to CRC check, and the correct data as a result of the CRC check is selected as demodulated data.

ここでは、従来例との相違点だけについて説明する。 Here, only differences from the conventional example will be described.

本実施の形態における通信装置においては、上述した第１の実施の形態で述べたよう、図８に示されるフレーム構成が用いられる。但し、本実施の形態においては、データシンボルには送信されるデータシンボルに対するＣＲＣが付加されているものとする。 In the communication apparatus according to the present embodiment, the frame configuration shown in FIG. 8 is used as described in the first embodiment. However, in the present embodiment, it is assumed that a CRC for a data symbol to be transmitted is added to the data symbol.

図４において、受信信号はマッチトフィルタ４００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段４０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ４００の出力とが第１の乗算器４０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器４０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器４０４によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第１のディインタリーバ４０５によってディインタリーブされた後、第１のビタビ復号器４０６によってビタビ復号される。第１のビタビ復号器４０６の出力は第１のＣＲＣチェック器４０７に入力され、ＣＲＣチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第１のＣＲＣチェック器４０７によるＣＲＣチェック結果は、選択合成器４１５へ入力される。 In FIG. 4, the received signal is despread by the matched filter 400. The despread signal is input to the first channel estimation unit 401 to which the primary interpolation method is applied for each path, and the channel estimation amount at the data symbol point is calculated. The complex conjugate of the calculated channel estimation value is taken, and the value and the output of the matched filter 400 are multiplied by the first multiplier 402. The multiplication result for each path is compensated for the time delay, and then the maximum ratio is synthesized by the first RAKE synthesizer 403 and converted into a bit stream by the first symbol determiner 404. From the known pilot symbol and the determination result corresponding to this pilot symbol, the bit stream is deinterleaved by the first deinterleaver 405 and then Viterbi decoded by the first Viterbi decoder 406. The output of the first Viterbi decoder 406 is input to the first CRC checker 407, where a CRC check, that is, a frame error is detected. The CRC check result by the first CRC checker 407 is input to the selection synthesizer 415.

同様に、マッチトフィルタ４００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段４０８に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ４００の出力とが第２の乗算器４０９によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器４１０により最大比合成され、第２のシンボル判定器４１１によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第２のディインタリーバ４１２によってディインタリーブされた後、第２のビタビ復号器４１３によってビタビ復号される。第２のビタビ復号器４１３の出力は第２のＣＲＣチェック器４１４に入力され、ＣＲＣチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第２のＣＲＣチェック器４１４によるＣＲＣチェック結果は、選択合成器４１５へ入力される。 Similarly, the signal despread by the matched filter 400 is input to the second channel estimation means 408 to which the double slot averaging method is applied for each path, and the channel estimation amount at the data symbol point is calculated. The complex conjugate of the calculated channel estimation value is taken, and the value and the output of the matched filter 400 are multiplied by the second multiplier 409. The multiplication result for each path is compensated for the time delay, and then the maximum ratio combining is performed by the second RAKE combiner 410 and is converted into a bit stream by the second symbol determiner 411. From the known pilot symbol and the determination result corresponding to this pilot symbol, the bit stream is deinterleaved by the second deinterleaver 412 and then Viterbi decoded by the second Viterbi decoder 413. The output of the second Viterbi decoder 413 is input to the second CRC checker 414, where a CRC check, that is, a frame error is detected. The CRC check result by the second CRC checker 414 is input to the selection synthesizer 415.

そして、選択合成器４１５では、フレーム誤りのない方の復号結果が選択されて、復調データとして出力される。両方の復号結果共に誤りのない場合、いずれかを出力する。また、両方の復号結果共に誤りのある場合、フレーム消失として扱われ、復調データとして出力されない。 Then, the selection synthesizer 415 selects the decoding result with no frame error and outputs it as demodulated data. If there is no error in both decoding results, either one is output. If there is an error in both decoding results, it is treated as frame loss and is not output as demodulated data.

本実施の形態では、第１及び第２のシンボル判定器４０４，４１１による２つの判定結果、ビットストリームは互いに異なる可能性があるので、第１及び第２のディインタリーバ４０５，４１２としてディインタリーバを独立に２つ設けている。 In the present embodiment, since the bit streams may be different from each other as a result of the two determinations by the first and second symbol determiners 404 and 411, deinterleavers are used as the first and second deinterleavers 405 and 412. Two are provided independently.

（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態を図５及び図６に基づき説明する。 (Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図５は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ５００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段５０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ５００の出力とが第１の乗算器５０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器５０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器５０４によってシンボル判定される。第１のＲＡＫＥ合成器５０３の出力と第１のシンボル判定器５０４の判定結果とを、第１の誤差算出器５０５に入力する。この第１の誤差算出器５０５では、第１のＲＡＫＥ合成器５０３の出力と第１のシンボル判定器５０４の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第１の平均化器５０６に入力される。この第１の平均化器５０６では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。 FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a RAKE receiving apparatus that is a communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, the received signal is despread by a matched filter 500. The despread signal is input to the first channel estimation unit 501 to which the primary interpolation method is applied for each path, and the channel estimation amount at the data symbol point is calculated. The complex conjugate of the calculated channel estimation value is taken, and the value and the output of the matched filter 500 are multiplied by the first multiplier 502. The multiplication results for each path are compensated for the time delay, and then the maximum ratio combining is performed by the first RAKE combiner 503, and the symbols are determined by the first symbol determiner 504. The output of the first RAKE combiner 503 and the determination result of the first symbol determiner 504 are input to the first error calculator 505. The first error calculator 505 calculates the absolute value of the error between the output of the first RAKE combiner 503 and the determination result of the first symbol determiner 504, or the square of the absolute value of the error. The calculated value is input to the first averager 506. In the first averager 506, the absolute value of the error or the square of the absolute value of the error is averaged using means such as an LPF (low-pass filter) or a moving average.

同様に、マッチトフィルタ５００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段５０７に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ５００の出力とが第２の乗算器５０８によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器５０９により最大比合成され、第２のシンボル判定器５１０によってシンボル判定される。第２のＲＡＫＥ合成器５０９の出力と第２のシンボル判定器５１０の判定結果とを、第２の誤差算出器５１１に入力する。この第２の誤差算出器５１１では、第２のＲＡＫＥ合成器５０９の出力と第２のシンボル判定器５１０の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第２の平均化器５１２に入力される。この第２の平均化器５１２では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。 Similarly, the signal despread by the matched filter 500 is input to the second channel estimation means 507 to which the double slot averaging method is applied for each path, and the channel estimation amount at the data symbol point is calculated. The complex conjugate of the calculated channel estimation value is taken, and the value and the output of the matched filter 500 are multiplied by the second multiplier 508. The multiplication results for each path are compensated for the time delay, and then the maximum ratio combining is performed by the second RAKE combiner 509, and the symbol determination is performed by the second symbol determiner 510. The output of the second RAKE combiner 509 and the determination result of the second symbol determiner 510 are input to the second error calculator 511. The second error calculator 511 calculates the absolute value of the error between the output of the second RAKE combiner 509 and the determination result of the second symbol determiner 510, or the square of the absolute value of the error. The calculated value is input to the second averager 512. In the second averager 512, the absolute value of the error or the square of the absolute value of the error is averaged using means such as LPF (low-pass filter) or moving average.

このようにして一次内挿補間法によって得られた平均誤差とダブルスロット平均化法によって得られた平均誤差とを比較器５１３に入力する。比較器５１３は、平均誤差の小さい方のチャネル推定方式によって得られたシンボル判定器５０４または５１０の出力を選択すべく切換手段５１４を制御する。切換手段５１４の出力は、ディインタリーバ５１５によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器５１６によってビタビ復号されて送信データが復元される。 The average error obtained by the primary interpolation method and the average error obtained by the double slot averaging method are input to the comparator 513. Comparator 513 controls switching means 514 to select the output of symbol determiner 504 or 510 obtained by the channel estimation method having the smaller average error. The output of the switching means 514 is deinterleaved by the deinterleaver 515 and then Viterbi decoded by the Viterbi decoder 516 to restore the transmission data.

次に、図６を用いて第１、第２の誤差算出器５０４，５１１について更に詳述する。 Next, the first and second error calculators 504 and 511 will be described in further detail with reference to FIG.

図６は、本実施の形態に係る通信装置における第１、第２の誤差算出器５０５，５１１の入力信号である受信信号ベクトル及び送信信号点と誤差ベクトルとの関係を表わした図である。同図において、ベクトルａは、ＱＰＳＫ信号点の中の送信信号として同相ビットが“０”、逆相ビットが“１”の場合の信号点に対応する。第１、第２のＲＡＫＥ合成器５０３，５０９から送信信号点ａに対応するし受信信号ベクトルｒが出力されているとする。誤差ベクトルｄは下記（１）式により算出される。 FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the reception signal vector and the transmission signal point that are input signals of the first and second error calculators 505 and 511 and the error vector in the communication apparatus according to the present embodiment. In the figure, a vector a corresponds to a signal point when the in-phase bit is “0” and the anti-phase bit is “1” as a transmission signal in the QPSK signal point. Assume that the first and second RAKE combiners 503 and 509 output the received signal vector r corresponding to the transmission signal point a. The error vector d is calculated by the following equation (1).

ｄ＝ｒ−ａ…（１）
第１の誤差算出器５０４、或いは第２の誤差算出器５１１からは｜ｄ｜または｜ｄ｜の二乗が計算され、その計算値を示す信号が出力される。 d = r−a (1)
The square of | d | or | d | is calculated from the first error calculator 504 or the second error calculator 511, and a signal indicating the calculated value is output.

より良好なチャネル推定がなされている方のＲＡＫＥ合成器の出力からは統計的に各信号点により近い場所に位置するＲＡＫＥ合成器出力信号が観測されると考えられるので、第１、第２の誤差算出器５０５，５１１の出力に平均化器５０６，５１２により平均化処理を施し、その結果を比較器５１３により比較することによって、より良いチャネル推定法から出力されている判定結果を切換手段５１６によって切り換え選択することができる。 Since it is considered that the RAKE combiner output signal that is statistically located closer to each signal point is observed from the output of the RAKE combiner on which better channel estimation is performed, the first and second Averaging processing is performed on the outputs of the error calculators 505 and 511 by the averagers 506 and 512, and the result is compared by the comparator 513, so that the determination result output from the better channel estimation method is switched by the switching unit 516. Can be selected by switching.

本実施の形態に係る通信装置の特性は、上述した第１の実施の形態の図３と同一である。 The characteristics of the communication apparatus according to the present embodiment are the same as those in FIG. 3 of the first embodiment described above.

（第４の実施の形態）
チャネル特性が劣悪な場合、上述した第３の実施の形態の図６において、送信信号点がたとえａ点であったとしても、必ずしも受信信号点ｒが第１象限にくるとは限らない。このような状況下では誤差信号は、受信信号点が観測される象限における信号座標上の点と受信信号点との誤差信号になってしまい、正確に誤差を算出することができなくなってしまう。このような状況を排除するために、本実施の形態においては、前記従来例の図７に表わされるパイロット信号とパイロット信号に対するＲＡＫＥ合成器出力だけを誤差算出器に入力する。パイロット信号は受信信号にとって既知信号であるために、送信パイロット信号と受信パイロット信号との誤差信号を常に正確に算出することができる。 (Fourth embodiment)
In the case where the channel characteristics are inferior, even if the transmission signal point is point a in FIG. 6 of the third embodiment described above, the reception signal point r is not necessarily in the first quadrant. Under such circumstances, the error signal becomes an error signal between the point on the signal coordinate and the received signal point in the quadrant where the received signal point is observed, and the error cannot be calculated accurately. In order to eliminate such a situation, in the present embodiment, only the pilot signal shown in FIG. 7 of the conventional example and the RAKE combiner output for the pilot signal are input to the error calculator. Since the pilot signal is a known signal for the received signal, an error signal between the transmitted pilot signal and the received pilot signal can always be accurately calculated.

本発明の第１の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the communication apparatus which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係る通信装置におけるＢＥＲ算出器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the BER calculator in the communication apparatus which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係る通信装置の特性をグラフに表わした図である。It is the figure which represented the characteristic of the communication apparatus which concerns on the 1st Embodiment of this invention on the graph. 本発明の第２の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the communication apparatus which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the communication apparatus which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係る通信装置における受信信号ベクトル及び送信信号点と誤ベクトルとの関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the received signal vector and transmission signal point in a communication apparatus which concerns on the 3rd Embodiment of this invention, and an error vector. 従来のＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式に使われるフレーム構成を示す図である。It is a figure which shows the frame structure used for the conventional DS-CDMA radio | wireless access system. 従来の通信装置に使われているチャネル推定法のチャネル推定誤差特性をグラフに表わした図である。It is the figure which represented the channel estimation error characteristic of the channel estimation method used for the conventional communication apparatus on the graph. 従来の通信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional communication apparatus.

符号の説明Explanation of symbols

１００マッチトフィルタ
１０１第１のチャネル推定手段
１０２第１の乗算器
１０３第１の合成器
１０４第１のシンボル判定器
１０５第１のＢＥＲ算出器
１０６第２のチャネル推定手段
１０７第２の乗算器
１０８第２の合成器
１０９第２のシンボル判定器
１１０第２のＢＥＲ算出器
１１１比較器
１１２切換手段
１１３ディインタリーバ
１１４ビタビ復号器
２００ビットエラー検出器
２０１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２０２ＢＥＲ判定器
４００マッチトフィルタ
４０１第１のチャネル推定手段
４０２第１の乗算器
４０３第１の合成器
４０４第１のシンボル判定器
４０５第１のディインタリーバ
４０６第１のビタビ復号器
４０７第１のＣＲＣチェック器
４０８第２のチャネル推定手段
４０９第２の乗算器
４１０第２の合成器
４１１第２のシンボル判定器
４１２第２のディインタリーバ
４１３第２のビタビ復号器
４１４第２のＣＲＣチェック器
４１５選択合成器
５００マッチトフィルタ
５０１第１のチャネル推定手段
５０２第１の乗算器
５０３第１の合成器
５０４第１のシンボル判定器
５０５第１の誤差算出器
５０６第１の平均化器
５０７第２のチャネル推定手段
５０８第２の乗算器
５０９第２の合成器
５１０第２のシンボル判定器
５１１第２の誤差算出器
５１２第２の平均化器
５１３比較器
５１４切換手段
５１５ディインタリーバ
５１６ビタビ復号器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Matched filter 101 1st channel estimation means 102 1st multiplier 103 1st synthesizer 104 1st symbol determination device 105 1st BER calculator 106 2nd channel estimation means 107 2nd multiplier DESCRIPTION OF SYMBOLS 108 2nd synthesizer 109 2nd symbol determination device 110 2nd BER calculator 111 Comparator 112 Switching means 113 Deinterleaver 114 Viterbi decoder 200 Bit error detector 201 Low pass filter (LPF)
202 BER determiner 400 matched filter 401 first channel estimation means 402 first multiplier 403 first combiner 404 first symbol determiner 405 first deinterleaver 406 first Viterbi decoder 407 first CRC checker 408 Second channel estimation means 409 Second multiplier 410 Second combiner 411 Second symbol determiner 412 Second deinterleaver 413 Second Viterbi decoder 414 Second CRC checker 415 selection combiner 500 matched filter 501 first channel estimation means 502 first multiplier 503 first combiner 504 first symbol determiner 505 first error calculator 506 first averager 507 first 2 channel estimation means 508 second multiplier 509 second synthesizer 510 second thin Bol discriminator 511 Second error calculator 512 Second averager 513 Comparator 514 Switching means 515 Deinterleaver 516 Viterbi decoder

Claims

受信した信号を逆拡散する逆拡散工程と、
前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定工程と、
前記逆拡散工程により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定工程と、
前記第１のチャネル推定工程による第１のチャネル推定及び前記第２のチャネル推定工程による第２のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第１のチャネル推定に対応する第１の合成信号及び前記第２のチャネル推定に対応する第２の合成信号を出力する合成工程と、
前記合成工程における第１の合成信号から前記第１の合成信号に対応する第１のシンボルを判定し、前記合成工程における第２の合成信号から前記第２の合成信号に対応する第２のシンボルを判定するシンボル判定工程と、
データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成工程における第１及び第２の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定工程により判定された第１及び第２のシンボルの一つを選択する選択工程とを具備したことを特徴とする通信方法。 A despreading process for despreading the received signal;
A first channel estimation step of applying a primary interpolation method for each path to the signal despread by the despreading step;
A second channel estimation step of applying a double slot averaging method for each path to the signal despread by the despreading step ;
It combines the signals of each path in response to a first channel estimation and a second channel estimation by the second channel estimation process by the first channel estimation process, the first corresponding to the first channel estimation A combining step of outputting a combined signal and a second combined signal corresponding to the second channel estimation ;
Second symbols corresponding to the first determined symbol, the second composite signal from the second combined signal in the combining step corresponding to the first said first combined signal from the combined signal in the synthesis step and the symbol decision process to determine,
First and second symbols determined by the symbol determination process in accordance with the error between the first and second composite signals and the known pilot symbols in the synthesis step to the data symbols for periodically inserted pilot symbols And a selecting step for selecting one of the communication methods.

受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、
前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段と、
前記逆拡散手段により逆拡散された信号に、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段と、
前記第１のチャネル推定手段による第１のチャネル推定及び前記第２のチャネル推定手段による第２のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し、前記第１のチャネル推定に対応する第１の合成信号及び前記第２のチャネル推定に対応する第２の合成信号を出力する合成手段と、
前記合成手段からの第１の合成信号から前記第１の合成信号に対応する第１のシンボルを判定し、前記合成手段からの第２の合成信号から前記第２の合成信号に対応する第２のシンボルを判定するシンボル判定手段と、
データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記合成手段による第１及び第２の合成信号と既知のパイロットシンボルとの誤差に応じて前記シンボル判定手段により判定された第１及び第２のシンボルの一つを選択する選択手段とを具備したことを特徴とする通信装置。 Despreading means for despreading the received signal;
First channel estimation means that applies a primary interpolation method for each path to the signal despread by the despreading means;
Second channel estimation means applying a double slot averaging method for each path to the signal despread by the despreading means ;
It combines the signals of each path in response to a second channel estimation by the first channel estimation and the second channel estimation unit according to the first channel estimation unit, a first corresponding to the first channel estimation Combining means for outputting a combined signal and a second combined signal corresponding to the second channel estimation ;
Second corresponding to the first first determined symbol, the second composite signal from the second combined signal from the combining means corresponding to said first combined signal from the combined signal from the combining means a symbol decision means for determining the symbol,
First and second symbols determined by the symbol determining means in accordance with the error between the first and second composite signals and the known pilot symbols by the combining means for periodically inserted pilot symbols to the data symbols And a selecting means for selecting one of the communication devices.