JP3821923B2 - ウェーク渦乱流または大気乱流を実時間で決定する方法、およびウェーク渦空気乱流または空気乱流に対し補正された出力を与える光シンチロメータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の背景】
発明の分野
この発明は、乱れた大気条件において、地上レベルで、航空機により発生するウェーク渦および大気乱流の強度を正確に測定するためのシステムに関する。
【０００２】
先行技術の説明
現在、航空機特にジャンボジェットの飛行場滑走路での着陸および離陸により生ずるウェーク渦状態は、それらのウェークの中を後続する他の航空機にとって非常に有害な条件を作り出し得る。実際に、この現象に帰する致命的な空中衝突があった。現在のところ、信頼性を持ってウェーク渦および乱流を検知し得る、市場で入手可能な計器はない。
【０００３】
渦は、飛行中の航空機により発生される揚力が理由で生ずる。この渦は、１００ｍ／秒にもなる風速を伴う小さな水平方向の竜巻のようなものである。トレーリング・ウェーク渦は、小型の後続の航空機、および並行した滑走路にその渦が吹き流れる場合にはその並行した滑走路上の航空機に大きな脅威を与える。結果として生ずる乱流は小型の航空機を不安定にして転覆させ得る。これまでは、ウェーク渦の強さを遠隔操作で検知、追尾および測定する操縦計器はなかった。現在、ＦＡＡは航空機を空間的および時間的に分離するよう手続ガイダンスを用いている。これらの手続は非常に保守的であり効果的ではあるが、大きなピーク運行遅延をもたらし、滑走路をさらに設けるために飛行場を拡大する必要を生じさせる。
【０００４】
何年も前では、地上レベルの乱流および横風速を測定するのに光シンチレーション技術を用いた。部分的にコヒーレントな赤外線光源を飛行場の滑走路に沿って置き、間隔を接近させて置いたシンチレーション検出器の対を、滑走路の対向する側に、トランスミッタから大きな距離をおいて配置した。つまり、光線の経路は滑走路自体と非常にわずかな鋭角をなした。この先行技術のシステムでは、アナログ回路および平均化技術を用いて平均乱流および横風速を決定した。これは、約１０秒以上の時定数を有する乱流および横風の測定値を生じさせた。
【０００５】
この先行技術のシステムでは、トランスミッタおよびレシーバは、滑走路への小さな鋭角での視線で、１本の滑走路の対向する側に配置された。しかしながら、２つの並行する滑走路が互いから所定の間隔内にある場合、それらは、ＦＡＡの規定に従い、乱流および横風を決定するためには１本の滑走路として考えられなければならない。したがって、間隔が接近した並行した滑走路の場合、トランスミッタおよびレシーバは滑走路の間にそれらと並行して整列される。いずれの滑走路からの乱流および横風も同じくこの整列で測定可能な効果を生じさせる。
【０００６】
この先行技術のシステムに伴う問題は、時定数があまりに大きすぎるという点であった。つまり、計器が実用的に商業目的で適用されるためには、時定数ははるかに短くなければならない。しかしながら、先行技術の従来的なシンチレーション検出技術を用いると、短い時定数を達成することはできない。
【０００７】
弱散乱領域における経路平均屈折乱流構造定数（Ｃn 2 ）は、大気を通って伝搬される光波の対数−放射度（または対数−振幅）シンチレーションにより測定され得ることが公知である。先行技術の光シンチロメータは一次散乱理論に基づいており、屈折乱流の累積量が小さい限りにおいてのみ信頼性がある。屈折乱流の強度が大きくなるにつれ、シンチレーションは飽和し、性能が対数−振幅分散の比例性と屈折乱流とに基づくシンチロメータは役に立たなくなる。
【０００８】
【発明の概要】
この発明に従うと、乱流そのものではなく乱流の変動を測定し、横風速そのものではなく風の変動を測定することによって、乱流の変化率の有意義な測定値を発生させて、わずか１秒以下の時定数に対し危険な条件を示し得る。つまり、乱流のシンチレーション測定値をとりそれらを合せて平均化して平均乱流を得、次いで平均値を比較する代わりに、乱流の変化率を測定する。同様に、風そのものの速度ではなく横風速の変化率を測定する。乱流および横風速のこれら差分値は、危険な航空機のウェーク乱流状態および危険な横風状態を示し得る有用な計器構成を設けることにおいて、重要な前進ステップを呈示する。
【０００９】
この発明に従って、水平方向経路に沿って経路平均大気乱流強度を測定する診断技術および装置が考案された。０．１５ｍの光学アパーチャを有するシンチロメータが一次理論に従い１ｋｍの距離まで作動するよう設計されたことは公知である。しかしながら、飽和型において大気乱流の測定を可能にするよう展開された理論のおかげて、この発明に従うと、同じ光学素子を有する第２世代光シンチロメータで２．５ｋｍの距離まで大気乱流強度を測定することが可能である。
【００１０】
この発明の計器は、現場での運用および航空機により発生されるウェーク渦における乱流強度の実時間連続測定を行なう。この発明の非常に重要な局面は、この発明が妨害保護を有するという点である。光路が移動する運搬体、歩行者、航空機等によって妨害されると、その無効データは、出力測定値の質を保護するため、処理には用いられない。以前のアナログシステムは、経路を視覚的に隠すような障害物から回復するのに数秒を要した。デジタル処理を伴うこの新規な発明では、回復するのに、妨害後わずか２〜３秒しか必要としない。したがって、シンチロメータは計器の性能を危険にさらすことなく高速道路、滑走路または通路を横切って設置され得る。この計器は環境的音響ノイズおよび電磁波ノイズに反応しない。この計器はさらに、容易に輸送され操作されるよう小型である。
【００１１】
この発明に従って、強い乱流内での光学的屈折乱流センサの性能を表わす公式が導き出された。この理論に基づくと、弱および強乱流状態の両方においてその較正を維持する乱流センサが設計され試験された。
【００１２】
表Ａは、飽和なしで測定する場合に必要な経路長の関数としてのトランスミッタおよびレシーバ光学素子直径を示す。表Ａは、（Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3に対し、）所与の光学アパーチャ直径に対する飽和効果なしでの最長有効経路長を与える。
【００１３】
【表１】
【００１４】
表Ａは、トランスミッタおよびレシーバ光学素子の両方に１５２ｍｍアパーチャを用いるシンチロメータは、（Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3に対し、）１ｋｍ未満の有効経路長を有することを示す。範囲を２ｋｍにまで拡大するためには５３６ｍｍの光学素子を用い、３ｋｍまで拡大するためには１０２７ｍｍの光学素子を用いて、大気の乱れにより誘起される光シンチレーションへの飽和効果を回避する必要がある。しかしながら、現場での運用に対しそのような大きなアパーチャ光学システムを設計することは非実用的である。しかしながら、この発明のシステムを用いると、有限アパーチャシステムの有効経路長は飽和領域においてさえ動作するよう拡大され得る。
【００１５】
この発明に従い、有限アパーチャシステムの、乱流により誘起される光シンチレーションの飽和効果を分析して、視線経路に沿って経路平均屈折乱流を測定した。この分析の結果は、光シンチレーションの測定された対数−振幅分散に適切な補正が与えられるならば、経路平均屈折乱流は飽和型においてでも正確に測定され得ることを示す。これらの結果は、１５２ｍｍの送出および受取りアパーチャを用いて２．５ｋｍまでの距離で経路平均屈折乱流を測定するよう有限アパーチャシステムを設計することは実行可能であることを示す。
【００１６】
対数−振幅分散の飽和効果とは、乱流が増大するにつれ、測定される分散が一次理論による予測から偏向することである。しかしながら、わずかな飽和領域では、補正が有限アパーチャシステムの飽和曲線に基づいて与えられる場合には、測定される分散は経路平均乱流強度を得るのに依然として役立つ。
【００１７】
一次対数−振幅変量の補正は以下に定義されるごとくの多数のパラメータを伴う。
【００１８】
σX 2 ＝対数−振幅分散
ｕ＝正規化された経路長
Ｗ（ｕ）＝経路加重関数（つまり、経路の異なる位置での寄与であるもの）
ｙ＝大気乱流の、正規化された波数
ｄｙ＝正規化された波数微分増分
ｇ＝等式（３）に定義される
σT 2 ＝ウェーク散乱の理論的予測
ｋ＝光源の波数
Ｌ＝経路長
Ｃn 2 ＝大気乱流屈折構造定数
αt ＝フレネル寸法に正規化されたトランスミッタの直径
αr ＝フレネル寸法に正規化されたレシーバの直径
σD 2 ＝弱乱流領域におけるアパーチャＤを有する有限トランスミッタおよびレシーバの対数−振幅分散
ｆc ＝バンドパスフィルタの中心周波数
Ｊ1 ＝一次の第一種ベッセル関数
これまでの分析に基づくと、一次対数−振幅分散関数は次の式により与えられる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
飽和領域は、強い乱流の領域として定義されてもよい。強い乱流において、一次対数−振幅分散と補正された対数−振幅分散との間の差は等式（３）の指数項である。
【００２１】
等式（２）−（４）において、
【００２２】
【数２】
【００２３】
は点光源およびレシーバに対する弱散乱予測対数−振幅分散であり、αr およびαt はそれぞれその光路に対するフレネル帯に正規化されたレシーバおよびトランスミッタの直径であり、Ｊ1 は一次の第一種ベッセル関数である。等式（３）は一次散乱理論とは指数項のみによって異なる。弱乱流（σT 2 ＜＜１）の場合、したがって、この項は無視できる。弱乱流と飽和型との間の精密な区分はいくらか主観的なものたり得るが、この発明のためには、強乱流または飽和型はσT 2 が０．０２より大きいときの状態と考えてもよい。
【００２４】
１つの広い局面において、この発明は、時間的および空間的に平均化された、航空機により発生されるウェーク渦大気乱流を実時間で決定する方法であると考えてもよく、この方法は：赤外線光信号を発生するステップと；好ましくはサイズが約０．２５ｍ以下の光学視準器を用いて赤外線光信号を視準するステップと；視準された光信号を大気を介して１ｋｍより長い距離にわたって送信するステップと；送信された光信号を受信し、好ましくはサイズが約０．２５ｍ以下の集束装置を用いてその送信された光信号を光検出器上に集束し、それによって受信アナログ信号を発生させるステップと；受信アナログ信号をデジタル形式に変換して受信デジタル信号を発生させるステップと；受信デジタル信号の各々を所定のデジタルしきい値レベルと比較して、それら受信デジタル信号のうち所定のデジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるもののみに対しデータ出力信号を発生させ、そのデータ出力信号の経路平均対数振幅分散を計算して大気乱流屈折構造定数を与えるステップとを含む。必要な変換および計算は、まず、大気乱流により誘起される光シンチレーションへの飽和効果に対しデータ信号をデジタルで補正することによって達成される。測定された大気乱流は、航空機により発生されるウェーク渦、気象条件または大気擾乱の他の源からもたらされるものであってもよい。
【００２５】
この方法の好ましい実施では、光信号は、約０．１５ｍ以下のサイズの光学視準器を用いて視準され、約０．１５ｍ以下のサイズの集束装置を用いて集束される。視準された光信号は好ましくは大気を介して２ｋｍより長い距離にわたって送信される。
【００２６】
別の広い局面において、この発明は大気乱流に対し補正される出力を与える光シンチロメータであると考えてもよく：赤外線光源と、好ましくは約２．５ｍ以下のサイズの光学視準手段とを含む光学トランスミッタアセンブリと；光学トランスミッタアセンブリから１ｋｍより長い距離をおいて置かれ、好ましくは約０．２５ｍのサイズの光学集束手段と、受信信号を発生させる赤外線光検出器とを含む光学レシーバアセンブリと；受信信号をアナログ形式からデジタル化された形式に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、デジタル化された受信信号を所定のデジタルしきい値レベルと比較してそのデジタル化された受信信号がしきい値信号と少なくとも同じ大きさである場合にのみそこからデータ出力を発生させるための比較器手段と、大気乱流屈折構造定数を与えるために処理される出力を比較器手段から受取るよう比較器手段に結合される二乗平均決定および信号平均化手段とを含む、屈折乱流に対し補償される大気乱流屈折構造定数を発生させるための信号処理手段とを含む。航空機により発生されるウェーク渦を測定する場合、この定数はウェーク渦により発生される力学的力積である。
【００２７】
この発明に従う光シンチロメータは、好ましくは、大気乱流による飽和効果に対しデータ出力を補正するためのデジタル飽和効果補償手段からなる。このデジタル飽和効果補償手段は、屈折乱流によるシンチレーション強度の一次対数振幅測定からの分散に対しデータ出力を補正する。つまり、デジタル飽和効果補償手段は、シンチレーション測定値の対数振幅への比例性からの屈折乱流の分散に対しデータ出力を補正する。
【００２８】
この発明に従う光シンチロメータでは、光学視準手段および光学集束手段は、ともに、約０．２５ｍ以下の直径を各々が有する凹面鏡から通常は形成される。各々は好ましくは直径が約０．１５ｍ以下である。光学トランスミッタアセンブリおよび光学レシーバアセンブリは好ましくは互いから少なくとも２ｋｍの距離をおいて置かれる。
【００２９】
さらに別の広い局面において、この発明は、アナログデータ出力を与え、二乗平均および平均化回路を含む信号プロセッサを用いて大気乱流屈折構造定数を与える、光学トランスミッタと光学レシーバとの間の経路に沿って経路平均大気乱流強度を測定するためのシンチロメータにおける改良であると考えてもよい。この改良は、レシーバからのアナログデータ出力をデジタル化するアナログ−デジタル変換器と、屈折乱流によるシンチレーション強度の一次対数振幅測定からの分散に対し、レシーバからのデジタル形式のデータ出力を補正するデジタル飽和効果補償手段とからなる。比較器手段は、レシーバからのデジタル形式の信号を所定のしきい値レベルと比較し、デジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるレシーバからのデジタル形式での信号にのみ応答してデータ出力を二乗平均および平均化回路に与える。
【００３０】
【方法および実施例の説明】
この発明は、添付の図面を参照することによってより明瞭かつ特定的に記載される。
【００３１】
有限アパーチャに対する弱散乱予測分散σD 2 （等式（３）の指数項を無視する）の関数としての対数−振幅分散σX 2 を、図１において、Ｄ＝０．１５ｍ、Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3、および０．５ｋｍ〜２．５ｋｍのさまざまな経路長に対しプロットする。種々のＣn 2 値に対し、結果は図１のそれに極めて近く、したがって、σX 2 とσD 2 との経験的関係は等式（６）または等式（７）として表現できる。大気乱流屈折構造定数はしたがって等式（８）のように得られ得る。
【００３２】
【数３】
【００３３】
受信されたシンチロメータ信号は、飽和領域においてでも屈折乱流を得るために、測定された対数−振幅分散を補正してこれらの公式を用いて処理される。飽和型または領域は、σT 2 が０．０２より大きいときに存在する大気状態であると考えてもよい。飽和領域は、σT 2 が０．０２以下の領域である一次領域とは区別される。０．１５ｍの等しいトランスミッタおよびレシーバアパーチャの場合、システムは、（Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3に対し、）経路平均屈折乱流を２．５ｋｍまで測定することができる。
【００３４】
図２は、１０ｃｍおよび２０ｃｍアパーチャの先行技術のシンチロメータにより得られる屈折乱流指数Ｃn 2 の比較を表わす。実線は理論による予測である。＋は実験結果である。図２は、１０１２ｍ経路に沿って等しいトランスミッタおよびレシーバアパーチャの２つの異なる組の実際に測定されたＣn 2 の比較を示す。飽和効果は、大きいアパーチャ（Ｄ＝２０ｃｍ）システムの結果と比較した場合に、小さいアパーチャ（Ｄ＝１０ｃｍ）システムの結果（破線で示される）から観測された。これらのパラメータに対する理論上の結果は図２において実線曲線として示される。計算された結果は実験結果（＋で示される）と非常によく一致する。
【００３５】
この発明のシンチロメータは、飛行場の離着陸ゾーン付近において航空機により発生されるウェーク渦を検知することもできる。シンチロメータが滑走路付近に置かれた場合、測定される乱流強度Ｃn を用いて、航空機により発生されるウェーク渦の力学的力積Ｉを次のように演繹することができる：
【００３６】
【数４】
【００３７】
測定された力学的力積は、航空機により発生されるウェーク渦の存在、持続性および強度の優れた指標を与える。シンチロメータは、実時間での連続データ収集の無人動作の能力を有する。横風の同時測定で、センサは、付近の滑走路から吹き流れてくる、航空機により発生されるウェーク渦の到着時間を予報することさえ可能であるだろう。この計器は、実時間連続無人動作用に設置されるよう、小型かつ単純なものである。
【００３８】
アナログ回路を用いて等式（７）、（８）および（９）を実現することは、不可能ではないとしても非常に困難である。この発明に従うと、等式（７）、（８）および（９）を実現して、経路積算された乱流強度と航空機により発生されるウェーク渦とを実時間で測定するのに、デジタル信号処理ユニットが設計されている。
【００３９】
図３は、大気屈折乱流に対し補正される出力を与える、妨害保護を伴う、範囲が拡大された光シンチロメータ１００のブロック図である。この範囲が拡大された光シンチロメータ１００は、ＬＥＤトランスミッタ変調器１２と、トランスミッタ光学アセンブリ１４と、レシーバ光学アセンブリ１６と、フォトダイオード１８のための前置増幅器を含むフォトダイオード１８と、信号処理ユニット２０とを含む。
【００４０】
トランスミッタ変調器１２
周辺光の影響を最小にするために、トランスミッタＬＥＤ２２は、トランスミッタ変調器１２により発生される周波数ｆm で変調される。この変調周波数はシンチレーション信号のそれより高くあるべきである。通常の大気条件では、シンチレーション周波数は数百ヘルツより下である。したがって、約１０ｋＨｚの変調周波数が適当である。
【００４１】
図４は、ＡＣおよびＤＣ電力の両方とともに使用するために設計されるトランスミッタ変調器１２の回路図である。示される構成要素の記述、値および対応する図面の参照符号は表１に示される。継電器Ｋ１はＡＣまたはＤＣ電力の自動選択を制御する。ＤＣ電力（のみ）が利用可能である場合、赤ＬＥＤ Ｄ２が照明する。ＡＣ、またはＡＣおよびＤＣ電力が利用可能である場合、緑ＬＥＤ Ｄ３が照明する。電圧レギュレータＵ２は、残りの回路のための安定した８Ｖ電力を与える。発振器Ｕ１は１０ｋＨｚ方形波を与える。これは増幅器Ｕ３によってバッファ処理され、トランジスタＱ１のための変調信号を与えて、線１３上の出力によってトランスミッタＬＥＤ２２を駆動する。スイッチ１０はトランスミッタＬＥＤ２２の４つの異なる電力レベルの選択を行なう。出力電力レベルは経路長に比例して選択される。
【００４２】
トランスミッタ光学アセンブリ１４
図３に示される、３００ｍｍの焦点距離を有する１５２ｍｍ凹面鏡２４を用いて、赤外線ＬＥＤ（発光ダイオード）２２から発される赤外線光を視準する。ガラス板２１を用いて、ＬＥＤ２２を鏡２４の焦点に保持し、ユニットを塵等から封止する。
【００４３】
レーザとは異なり、赤外線ＬＥＤは部分的にコヒーレントな光源である。ここに記載されるような部分的にコヒーレントな有限アパーチャシステムの使用を通してのみ、飽和を回避しながらもシステムの線形範囲を拡大することができる。
【００４４】
レシーバ光学アセンブリ１６ならびにフォトダイオードおよび前置増幅器１８３００ｍｍの焦点距離を有する１５２ｍｍ凹面鏡２３を用いて、トランスミッタ１４から発された赤外線光を集光する。ガラス板パネル２５を用いて、フォトダイオード１８を鏡２３の焦点に保持し、ユニットを塵等から封止する。フォトダイオード１８は、データ処理のために受信信号を増幅する前置増幅器とともに、小型化されたプリント回路板上に取付られる。
【００４５】
信号処理ユニット２０
信号処理ユニットはアナログ部とデジタル部とからなる。アナログ部は図５および図６に示される。図５および図６に示される、提案される構成要素の記述、値、および構成要素のための対応する図面の参照符号は表２に示される。デジタルマイクロプロセッサ部は図７、図８および図９に示される。図７、図８および図９に示される、提案される構成要素の記述、値、および構成要素に対する対応する図面の参照符号は表３に示される。デジタルマイクロプロセッサにおけるアルゴリズムソフトウェアのフローチャートを図１０に示す。
【００４６】
図５に示されるように、レシーバ１６からの受信されたアナログ信号は、線２６上で信号プロセッサ２０に入りバッファ増幅器Ｕ１：Ｂを通過して２つの並列段を駆動する。第１の段への線３０上の信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）論理回路Ｕ２によって復調され正規化される。これにより、受信光強度を変化させるようなＬＥＤの老化、ガラス板上の塵または水滴、および大気の霧または霞により引き起こされる不要な汚染が測定に影響しないことが保証される。ＡＧＣ回路Ｕ２からの信号は次いでバッファ増幅器回路Ｕ１：Ｃを通過する。線３２上の出力は次いでさらなる信号処理を受ける。他方の段への線３１上の信号は、二乗平均（ＲＭＳ）回路Ｕ３およびバッファ増幅器回路Ｕ１：Ｄを通過して、さらなる処理のために線３３上に変調された信号ＣＸの信号レベルを得る。
【００４７】
図６において、線３２上の信号は、次いで、ＩＣチップＵ７：Ａ、Ｕ７：ＢおよびＵ７：Ｃを含むバンドパスフィルタ３５（ＢＰＦ）を通過して信号をクリーンアップする。ＢＰＦ３５の目的は、約１〜４００Ｈｚである対象の帯域外の背景ノイズを除去することである。この信号は、次いで、ＩＣチップＵ９およびＵ８からなる対数増幅器３７を通過して、さらなる信号処理のために線３４上にＬｏｇ（Ｓ）を得る。
【００４８】
図３に示される、信号プロセッサ２０のアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器部３９とマイクロプロセッサ部４１とを図７〜図９に概略的に示す。図７に示されるように、８ビットマイクロコントローラＵ２は、「ウォッチドッグ」タイマおよびリセットジェネレータＵ１と、データバストランシーバＵ４と、２つのアドレスラッチ／バスドライバＵ５およびＵ６と、ＲＳ２３２レベルシフタＵ２０とに接続される。図８に示されるように、１２ビットバイポーラアナログ−デジタル変換器Ｕ１２は、サンプルおよびホールド段Ｕ１３と、１６チャネル・シングルエンド型アナログマルチプレクサ（ＭＵＸ）Ｕ１４とに接続される。図９は、１６ｋｘ８スタティックＲＡＭ Ｕ１０、１６ｋｘ８ ＥＰＲＯＭ Ｕ１１、Ａ／Ｄ変換器Ｕ１２、または１６キーパッドおよびＬＣＤ表示モジュールに接続する並列インタフェースアダプタＵ１７を選択するのに用いられるアドレスバンクデコーダＵ８を概略的に示す。
【００４９】
線３３および３４上の信号はＡ／Ｄ変換器部３９によってデジタル化される。デジタル化されたデータは、次いで、アルゴリズム実施のためにマイクロプロセッサ４１のメモリ部に記憶される。
【００５０】
このアルゴリズムのフローチャートを図１０に示す。線３４上のデジタル化された信号Ｌｏｇ（Ｓ）は真数演算を介して送られて対数信号を線形信号Ｓに変換する。アナログマルチプレクサＵ１４はまずＣＸチャネルを選択し、アナログ−デジタル変換ＩＣチップＵ１２はＣＸ信号をデジタル化する。線３２からのデジタル化された信号ＣＸは、比較の機能を実行するマイクロコントローラＵ２を通過する。信号が予め設定されたしきい値レベルＴｈ未満であれば、そのデータは放棄され、システムは次のデータに対し待機する。ＣＸがしきい値レベルＴｈより大きい場合には、そのデータＳはマイクロコントローラＵ２により実行される二乗平均（ＲＭＳ）および平均（ＡＶＧ）演算を通ってσX 2 を得る。σX 2 は次いで等式（７）を介してσD 2 に変換され得る。シンチロメータの最終出力は、図７に示される標準ＲＳ２３２インタフェースである。光学素子直径Ｄおよび経路長Ｌを入力パラメータとして、経路平均大気屈折乱流構造定数Ｃn 2 が等式（８）から得られて線４３上においてＲＳ２３２トランスシーバＵ２０の出力で現れ得る。等式（９）から得られるＩの値は同じデータ列における別のフィールドとして発生され、さらに、ＲＳ２３２トランシーバＵ２０から同じ出力線４３上にも現われる。
【００５１】
ＲＳ２３２トランシーバＵ２０の送信および受信ポートに結合されるキーパッドおよびＬＣＤ表示を伴うマイクロプロセッサコントローラがユーザインタフェースに対して用いられ得る。数値キーパッドはシステムのパラメータおよび表示特徴を変更するのに非常に便利である。デジタル処理ユニットを加えることによって、現場での操作におけるシステムの柔軟性を大きく向上させる。ＲＳ２３２インタフェースの主要な利点は、それが任意のＰＣ、ポータブルまたはデスクトップコンピュータに容易に接続され得るという点である。したがって、実時間データをＰＣのハードディスクまたはフロッピーディスクに容易に記憶することができる。さらに、洗練されたグラフィックおよびデータ統計をＣＲＴスクリーンおよび／またはプリンタ上に表示することができる。
【００５２】
この発明の非常に重要な局面は、しきい値信号との比較に先立って信号をデジタル化することである。デジタル信号はしきい値信号レベルと比較されるため、無効信号入力は比較器によってＲＭＳおよび──Ｇ回路から排除される。このような信号の排除は、赤外線ビームの妨害がある場合に、屈折乱流強度を計算するのに用いられるデータの質を保証する。このシステムは、したがって、ＲＭＳおよびＡＶＧ回路へのアナログ入力を用いる先行技術のシステムとは異なるものである。
【００５３】
一旦信号がデジタル化されると、信号強度ＣＸが予め設定されたしきい値と比較される。ＣＸがしきい値より低い場合、そのデータは放棄される。この試験はデータ処理にとって重要である。光路が、移動する運搬体、歩行者、航空機等によって妨害されると、データは、出力測定値の質を保護するため、処理には用いられない。アナログシステムは、典型的には、経路上の、視覚的に隠すような障害物から回復するのに数秒を必要とする。対照的に、図示され記載されるこの発明のデジタルシステムは、回復するのに、妨害後２〜３秒しか必要としない。したがって、シンチロメータ１００は、計器の性能を危険にさらすことなく、高速道路、滑走路または通路を横切って設置できる。
【００５４】
さらに、アナログ手段を介して等式（７）、（８）および（９）を実現することは、不可能ではないとしても非常に困難である。したがって、先行技術のアナログシステムは飽和型においては使用できず、したがってその有効経路長は１ｋｍ未満に制限される。しかしながら、この発明の、範囲が拡大された光シンチロメータ１００はデジタルマイクロプロセッサ４１を介して等式（７）、（８）および（９）を容易に実現でき、したがって有効経路長を少なくとも２．５ｋｍにまで拡大し、場合によっては１０ｋｍまで拡大できる。
【００５５】
この発明に従う光シンチロメータ１００は屈折乱流に対し補正を行なうため、数多くの商業および軍事面での適用例を有する。たとえば、それは飛行場の滑走路付近に配置できる。航空機等の移動する物体により発生されるデータは計算プロセスからは排除されるので、航空機が離着陸する滑走路を横切って光線を送信することさえ可能である。こうして、このシステムを用いて、付近の乗客および航空機乗務員の生命を脅かし得るような、風のシアまたはジャンボジェットにより発生されるウェーク渦状態等の危険な空気乱流状態の存在を検知し知らせることができる。
【００５６】
アナログデータを処理するシンチロメータとは異なり、この発明に従うシンチロメータに対する回復時間はほとんど即時である。つまり、しきい値を満足できないデジタル化された信号は無効であるとして即座に認識されて排除されるため、それらはＲＭＳおよびＡＶＧ変換器により実行される処理に決して含まれない。したがって、それらは、有効信号を汚染することもなければ、有効信号の劣化に寄与することもない。
【００５７】
１ｋｍ未満の有効経路長を有する先行技術のシンチロメータとは違い、飽和型においてでも、弱乱流領域における有限トランスミッタおよびレシーバの対数−振幅分散σD 2 がこの発明の方法および装置を用いて等式（７）に従って計算され得る。そこから、乱流屈折構造定数Ｃn 2 が等式（８）から計算され、ウェーク渦の力学的力積Ｉが等式（９）から計算される。したがって、この発明は非線形領域においてでさえも乱流強度を測定する。このことは、この発明に従うシンチロメータの有効経路長を１ｋｍ未満から少なくとも２．５ｋｍにまで増加させ、場合によっては約１０ｋｍにまで増加させる。力学的力積Ｉに対するしきい値を設定することによって、システムはウェーク渦の存在および持続性を明確に示し得る。そのようなしきい値は聴覚または視覚的な警報を生じさせるのに利用され得る。
【００５８】
この発明の光シンチロメータは、離着陸ゾーン付近において航空機により発生されるウェーク渦を検知するのに優れたセンサである。横風および乱流の同時測定で、センサは、近くの滑走路から吹き流れてくる、航空機により発生されるウェーク渦の到着時間を予報することさえ可能であるだろう。滑走路を挟む２つのシンチロメータを用いると、測定値はさらにより典型的なものとなる。加えて、横風の収束および発散を得て、滑走路に沿ったダウンドラフトの存在を示す指示を与えることができる。
【００５９】
当然のことながら、シンチロメータに精通した者には、この発明の数多くの変形物および修正物が容易に明らかとなるであろう。したがって、この発明の範囲は、図示および記載された方法の実現の特定の実施例および特定の態様に限定されるよう解釈されるべきではない。
【００６０】
【表２】
【００６１】
【表３】
【００６２】
【表４】
【００６３】
【表５】
【００６４】
【表６】
【００６５】
【表７】
【図面の簡単な説明】
【図１】Ｄ＝０．１５ｍおよびＣn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3として、０．５ｋｍから２．５ｋｍまでのさまざまな経路長の場合の、弱散乱対数−振幅分散σD 2 に対する対数−振幅分散σX 2 をグラフで示す図である。
【図２】実線曲線および破線は、それぞれ、等式（１）〜（３）に従って飽和に対する補正を伴う理論上の予測および飽和に対する補正を伴わない理論上の予測であり、実験結果は＋で示される、１０ｃｍおよび２０ｃｍアパーチャシンチロメータにより得られる屈折乱流指数Ｃn 2 の比較を示す図である。
【図３】航空機のウェーク渦屈折乱流を測定するための、妨害保護を伴う、範囲が拡大された光シンチロメータのブロック図である。
【図４】図３に示されるトランスミッタの概略図である。
【図５】図３に示される信号プロセッサのアナログ部の概略図である。
【図６】図３に示される信号プロセッサのアナログ部の残りの部分の概略図である。
【図７】図３に示される信号プロセッサのデジタル部の一部の概略図である。
【図８】図３に示される信号プロセッサのデジタル部のさらなる部分の概略図である。
【図９】図３に示される信号プロセッサのデジタル部の残りの部分の概略図である。
【図１０】この発明の方法に従うデータの選択的試験を示す流れ図である。
【符号の説明】
１２ トランスミッタ変調器
１４ トランスミッタ光学アセンブリ
１６ レシーバ光学アセンブリ
１８ フォトダイオード
２０ 信号処理ユニット
２１ ガラス板
２２ 赤外線発光ダイオード
２３ 凹面鏡
２４ 凹面鏡
２５ ガラス板
２６ 線
３０ 線
３１ 線
３２ 線
３３ 線
３４ 線
３５ バンドパスフィルタ
３７ 対数増幅器
３９ アナログ−デジタル変換器
４１ マイクロプロセッサ
４３ 出力線
１００ 光シンチロメータ
Ｕ１：Ｂ バッファ増幅器
Ｕ１：Ｃ バッファ増幅器回路
Ｕ１：Ｄ バッファ増幅器回路
Ｕ２ 自動利得制御（ＡＧＣ）論理回路
Ｕ３ 二乗平均（ＲＭＳ）回路
【発明の背景】
発明の分野
この発明は、乱れた大気条件において、地上レベルで、航空機により発生するウェーク渦および大気乱流の強度を正確に測定するためのシステムに関する。
【０００２】
先行技術の説明
現在、航空機特にジャンボジェットの飛行場滑走路での着陸および離陸により生ずるウェーク渦状態は、それらのウェークの中を後続する他の航空機にとって非常に有害な条件を作り出し得る。実際に、この現象に帰する致命的な空中衝突があった。現在のところ、信頼性を持ってウェーク渦および乱流を検知し得る、市場で入手可能な計器はない。
【０００３】
渦は、飛行中の航空機により発生される揚力が理由で生ずる。この渦は、１００ｍ／秒にもなる風速を伴う小さな水平方向の竜巻のようなものである。トレーリング・ウェーク渦は、小型の後続の航空機、および並行した滑走路にその渦が吹き流れる場合にはその並行した滑走路上の航空機に大きな脅威を与える。結果として生ずる乱流は小型の航空機を不安定にして転覆させ得る。これまでは、ウェーク渦の強さを遠隔操作で検知、追尾および測定する操縦計器はなかった。現在、ＦＡＡは航空機を空間的および時間的に分離するよう手続ガイダンスを用いている。これらの手続は非常に保守的であり効果的ではあるが、大きなピーク運行遅延をもたらし、滑走路をさらに設けるために飛行場を拡大する必要を生じさせる。
【０００４】
何年も前では、地上レベルの乱流および横風速を測定するのに光シンチレーション技術を用いた。部分的にコヒーレントな赤外線光源を飛行場の滑走路に沿って置き、間隔を接近させて置いたシンチレーション検出器の対を、滑走路の対向する側に、トランスミッタから大きな距離をおいて配置した。つまり、光線の経路は滑走路自体と非常にわずかな鋭角をなした。この先行技術のシステムでは、アナログ回路および平均化技術を用いて平均乱流および横風速を決定した。これは、約１０秒以上の時定数を有する乱流および横風の測定値を生じさせた。
【０００５】
この先行技術のシステムでは、トランスミッタおよびレシーバは、滑走路への小さな鋭角での視線で、１本の滑走路の対向する側に配置された。しかしながら、２つの並行する滑走路が互いから所定の間隔内にある場合、それらは、ＦＡＡの規定に従い、乱流および横風を決定するためには１本の滑走路として考えられなければならない。したがって、間隔が接近した並行した滑走路の場合、トランスミッタおよびレシーバは滑走路の間にそれらと並行して整列される。いずれの滑走路からの乱流および横風も同じくこの整列で測定可能な効果を生じさせる。
【０００６】
この先行技術のシステムに伴う問題は、時定数があまりに大きすぎるという点であった。つまり、計器が実用的に商業目的で適用されるためには、時定数ははるかに短くなければならない。しかしながら、先行技術の従来的なシンチレーション検出技術を用いると、短い時定数を達成することはできない。
【０００７】
弱散乱領域における経路平均屈折乱流構造定数（Ｃn 2 ）は、大気を通って伝搬される光波の対数−放射度（または対数−振幅）シンチレーションにより測定され得ることが公知である。先行技術の光シンチロメータは一次散乱理論に基づいており、屈折乱流の累積量が小さい限りにおいてのみ信頼性がある。屈折乱流の強度が大きくなるにつれ、シンチレーションは飽和し、性能が対数−振幅分散の比例性と屈折乱流とに基づくシンチロメータは役に立たなくなる。
【０００８】
【発明の概要】
この発明に従うと、乱流そのものではなく乱流の変動を測定し、横風速そのものではなく風の変動を測定することによって、乱流の変化率の有意義な測定値を発生させて、わずか１秒以下の時定数に対し危険な条件を示し得る。つまり、乱流のシンチレーション測定値をとりそれらを合せて平均化して平均乱流を得、次いで平均値を比較する代わりに、乱流の変化率を測定する。同様に、風そのものの速度ではなく横風速の変化率を測定する。乱流および横風速のこれら差分値は、危険な航空機のウェーク乱流状態および危険な横風状態を示し得る有用な計器構成を設けることにおいて、重要な前進ステップを呈示する。
【０００９】
この発明に従って、水平方向経路に沿って経路平均大気乱流強度を測定する診断技術および装置が考案された。０．１５ｍの光学アパーチャを有するシンチロメータが一次理論に従い１ｋｍの距離まで作動するよう設計されたことは公知である。しかしながら、飽和型において大気乱流の測定を可能にするよう展開された理論のおかげて、この発明に従うと、同じ光学素子を有する第２世代光シンチロメータで２．５ｋｍの距離まで大気乱流強度を測定することが可能である。
【００１０】
この発明の計器は、現場での運用および航空機により発生されるウェーク渦における乱流強度の実時間連続測定を行なう。この発明の非常に重要な局面は、この発明が妨害保護を有するという点である。光路が移動する運搬体、歩行者、航空機等によって妨害されると、その無効データは、出力測定値の質を保護するため、処理には用いられない。以前のアナログシステムは、経路を視覚的に隠すような障害物から回復するのに数秒を要した。デジタル処理を伴うこの新規な発明では、回復するのに、妨害後わずか２〜３秒しか必要としない。したがって、シンチロメータは計器の性能を危険にさらすことなく高速道路、滑走路または通路を横切って設置され得る。この計器は環境的音響ノイズおよび電磁波ノイズに反応しない。この計器はさらに、容易に輸送され操作されるよう小型である。
【００１１】
この発明に従って、強い乱流内での光学的屈折乱流センサの性能を表わす公式が導き出された。この理論に基づくと、弱および強乱流状態の両方においてその較正を維持する乱流センサが設計され試験された。
【００１２】
表Ａは、飽和なしで測定する場合に必要な経路長の関数としてのトランスミッタおよびレシーバ光学素子直径を示す。表Ａは、（Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3に対し、）所与の光学アパーチャ直径に対する飽和効果なしでの最長有効経路長を与える。
【００１３】
【表１】
表Ａは、トランスミッタおよびレシーバ光学素子の両方に１５２ｍｍアパーチャを用いるシンチロメータは、（Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3に対し、）１ｋｍ未満の有効経路長を有することを示す。範囲を２ｋｍにまで拡大するためには５３６ｍｍの光学素子を用い、３ｋｍまで拡大するためには１０２７ｍｍの光学素子を用いて、大気の乱れにより誘起される光シンチレーションへの飽和効果を回避する必要がある。しかしながら、現場での運用に対しそのような大きなアパーチャ光学システムを設計することは非実用的である。しかしながら、この発明のシステムを用いると、有限アパーチャシステムの有効経路長は飽和領域においてさえ動作するよう拡大され得る。
【００１５】
この発明に従い、有限アパーチャシステムの、乱流により誘起される光シンチレーションの飽和効果を分析して、視線経路に沿って経路平均屈折乱流を測定した。この分析の結果は、光シンチレーションの測定された対数−振幅分散に適切な補正が与えられるならば、経路平均屈折乱流は飽和型においてでも正確に測定され得ることを示す。これらの結果は、１５２ｍｍの送出および受取りアパーチャを用いて２．５ｋｍまでの距離で経路平均屈折乱流を測定するよう有限アパーチャシステムを設計することは実行可能であることを示す。
【００１６】
対数−振幅分散の飽和効果とは、乱流が増大するにつれ、測定される分散が一次理論による予測から偏向することである。しかしながら、わずかな飽和領域では、補正が有限アパーチャシステムの飽和曲線に基づいて与えられる場合には、測定される分散は経路平均乱流強度を得るのに依然として役立つ。
【００１７】
一次対数−振幅変量の補正は以下に定義されるごとくの多数のパラメータを伴う。
【００１８】
σX 2 ＝対数−振幅分散
ｕ＝正規化された経路長
Ｗ（ｕ）＝経路加重関数（つまり、経路の異なる位置での寄与であるもの）
ｙ＝大気乱流の、正規化された波数
ｄｙ＝正規化された波数微分増分
ｇ＝等式（３）に定義される
σT 2 ＝ウェーク散乱の理論的予測
ｋ＝光源の波数
Ｌ＝経路長
Ｃn 2 ＝大気乱流屈折構造定数
αt ＝フレネル寸法に正規化されたトランスミッタの直径
αr ＝フレネル寸法に正規化されたレシーバの直径
σD 2 ＝弱乱流領域におけるアパーチャＤを有する有限トランスミッタおよびレシーバの対数−振幅分散
ｆc ＝バンドパスフィルタの中心周波数
Ｊ1 ＝一次の第一種ベッセル関数
これまでの分析に基づくと、一次対数−振幅分散関数は次の式により与えられる。
【００１９】
【数１】
飽和領域は、強い乱流の領域として定義されてもよい。強い乱流において、一次対数−振幅分散と補正された対数−振幅分散との間の差は等式（３）の指数項である。
【００２１】
等式（２）−（４）において、
【００２２】
【数２】
は点光源およびレシーバに対する弱散乱予測対数−振幅分散であり、αr およびαt はそれぞれその光路に対するフレネル帯に正規化されたレシーバおよびトランスミッタの直径であり、Ｊ1 は一次の第一種ベッセル関数である。等式（３）は一次散乱理論とは指数項のみによって異なる。弱乱流（σT 2 ＜＜１）の場合、したがって、この項は無視できる。弱乱流と飽和型との間の精密な区分はいくらか主観的なものたり得るが、この発明のためには、強乱流または飽和型はσT 2 が０．０２より大きいときの状態と考えてもよい。
【００２４】
１つの広い局面において、この発明は、時間的および空間的に平均化された、航空機により発生されるウェーク渦大気乱流を実時間で決定する方法であると考えてもよく、この方法は：赤外線光信号を発生するステップと；好ましくはサイズが約０．２５ｍ以下の光学視準器を用いて赤外線光信号を視準するステップと；視準された光信号を大気を介して１ｋｍより長い距離にわたって送信するステップと；送信された光信号を受信し、好ましくはサイズが約０．２５ｍ以下の集束装置を用いてその送信された光信号を光検出器上に集束し、それによって受信アナログ信号を発生させるステップと；受信アナログ信号をデジタル形式に変換して受信デジタル信号を発生させるステップと；受信デジタル信号の各々を所定のデジタルしきい値レベルと比較して、それら受信デジタル信号のうち所定のデジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるもののみに対しデータ出力信号を発生させ、そのデータ出力信号の経路平均対数振幅分散を計算して大気乱流屈折構造定数を与えるステップとを含む。必要な変換および計算は、まず、大気乱流により誘起される光シンチレーションへの飽和効果に対しデータ信号をデジタルで補正することによって達成される。測定された大気乱流は、航空機により発生されるウェーク渦、気象条件または大気擾乱の他の源からもたらされるものであってもよい。
【００２５】
この方法の好ましい実施では、光信号は、約０．１５ｍ以下のサイズの光学視準器を用いて視準され、約０．１５ｍ以下のサイズの集束装置を用いて集束される。視準された光信号は好ましくは大気を介して２ｋｍより長い距離にわたって送信される。
【００２６】
別の広い局面において、この発明は大気乱流に対し補正される出力を与える光シンチロメータであると考えてもよく：赤外線光源と、好ましくは約２．５ｍ以下のサイズの光学視準手段とを含む光学トランスミッタアセンブリと；光学トランスミッタアセンブリから１ｋｍより長い距離をおいて置かれ、好ましくは約０．２５ｍのサイズの光学集束手段と、受信信号を発生させる赤外線光検出器とを含む光学レシーバアセンブリと；受信信号をアナログ形式からデジタル化された形式に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、デジタル化された受信信号を所定のデジタルしきい値レベルと比較してそのデジタル化された受信信号がしきい値信号と少なくとも同じ大きさである場合にのみそこからデータ出力を発生させるための比較器手段と、大気乱流屈折構造定数を与えるために処理される出力を比較器手段から受取るよう比較器手段に結合される二乗平均決定および信号平均化手段とを含む、屈折乱流に対し補償される大気乱流屈折構造定数を発生させるための信号処理手段とを含む。航空機により発生されるウェーク渦を測定する場合、この定数はウェーク渦により発生される力学的力積である。
【００２７】
この発明に従う光シンチロメータは、好ましくは、大気乱流による飽和効果に対しデータ出力を補正するためのデジタル飽和効果補償手段からなる。このデジタル飽和効果補償手段は、屈折乱流によるシンチレーション強度の一次対数振幅測定からの分散に対しデータ出力を補正する。つまり、デジタル飽和効果補償手段は、シンチレーション測定値の対数振幅への比例性からの屈折乱流の分散に対しデータ出力を補正する。
【００２８】
この発明に従う光シンチロメータでは、光学視準手段および光学集束手段は、ともに、約０．２５ｍ以下の直径を各々が有する凹面鏡から通常は形成される。各々は好ましくは直径が約０．１５ｍ以下である。光学トランスミッタアセンブリおよび光学レシーバアセンブリは好ましくは互いから少なくとも２ｋｍの距離をおいて置かれる。
【００２９】
さらに別の広い局面において、この発明は、アナログデータ出力を与え、二乗平均および平均化回路を含む信号プロセッサを用いて大気乱流屈折構造定数を与える、光学トランスミッタと光学レシーバとの間の経路に沿って経路平均大気乱流強度を測定するためのシンチロメータにおける改良であると考えてもよい。この改良は、レシーバからのアナログデータ出力をデジタル化するアナログ−デジタル変換器と、屈折乱流によるシンチレーション強度の一次対数振幅測定からの分散に対し、レシーバからのデジタル形式のデータ出力を補正するデジタル飽和効果補償手段とからなる。比較器手段は、レシーバからのデジタル形式の信号を所定のしきい値レベルと比較し、デジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるレシーバからのデジタル形式での信号にのみ応答してデータ出力を二乗平均および平均化回路に与える。
【００３０】
【方法および実施例の説明】
この発明は、添付の図面を参照することによってより明瞭かつ特定的に記載される。
【００３１】
有限アパーチャに対する弱散乱予測分散σD 2 （等式（３）の指数項を無視する）の関数としての対数−振幅分散σX 2 を、図１において、Ｄ＝０．１５ｍ、Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3、および０．５ｋｍ〜２．５ｋｍのさまざまな経路長に対しプロットする。種々のＣn 2 値に対し、結果は図１のそれに極めて近く、したがって、σX 2 とσD 2 との経験的関係は等式（６）または等式（７）として表現できる。大気乱流屈折構造定数はしたがって等式（８）のように得られ得る。
【００３２】
【数３】
受信されたシンチロメータ信号は、飽和領域においてでも屈折乱流を得るために、測定された対数−振幅分散を補正してこれらの公式を用いて処理される。飽和型または領域は、σT 2 が０．０２より大きいときに存在する大気状態であると考えてもよい。飽和領域は、σT 2 が０．０２以下の領域である一次領域とは区別される。０．１５ｍの等しいトランスミッタおよびレシーバアパーチャの場合、システムは、（Ｃn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3に対し、）経路平均屈折乱流を２．５ｋｍまで測定することができる。
【００３４】
図２は、１０ｃｍおよび２０ｃｍアパーチャの先行技術のシンチロメータにより得られる屈折乱流指数Ｃn 2 の比較を表わす。実線は理論による予測である。＋は実験結果である。図２は、１０１２ｍ経路に沿って等しいトランスミッタおよびレシーバアパーチャの２つの異なる組の実際に測定されたＣn 2 の比較を示す。飽和効果は、大きいアパーチャ（Ｄ＝２０ｃｍ）システムの結果と比較した場合に、小さいアパーチャ（Ｄ＝１０ｃｍ）システムの結果（破線で示される）から観測された。これらのパラメータに対する理論上の結果は図２において実線曲線として示される。計算された結果は実験結果（＋で示される）と非常によく一致する。
【００３５】
この発明のシンチロメータは、飛行場の離着陸ゾーン付近において航空機により発生されるウェーク渦を検知することもできる。シンチロメータが滑走路付近に置かれた場合、測定される乱流強度Ｃn を用いて、航空機により発生されるウェーク渦の力学的力積Ｉを次のように演繹することができる：
【００３６】
【数４】
測定された力学的力積は、航空機により発生されるウェーク渦の存在、持続性および強度の優れた指標を与える。シンチロメータは、実時間での連続データ収集の無人動作の能力を有する。横風の同時測定で、センサは、付近の滑走路から吹き流れてくる、航空機により発生されるウェーク渦の到着時間を予報することさえ可能であるだろう。この計器は、実時間連続無人動作用に設置されるよう、小型かつ単純なものである。
【００３８】
アナログ回路を用いて等式（７）、（８）および（９）を実現することは、不可能ではないとしても非常に困難である。この発明に従うと、等式（７）、（８）および（９）を実現して、経路積算された乱流強度と航空機により発生されるウェーク渦とを実時間で測定するのに、デジタル信号処理ユニットが設計されている。
【００３９】
図３は、大気屈折乱流に対し補正される出力を与える、妨害保護を伴う、範囲が拡大された光シンチロメータ１００のブロック図である。この範囲が拡大された光シンチロメータ１００は、ＬＥＤトランスミッタ変調器１２と、トランスミッタ光学アセンブリ１４と、レシーバ光学アセンブリ１６と、フォトダイオード１８のための前置増幅器を含むフォトダイオード１８と、信号処理ユニット２０とを含む。
【００４０】
トランスミッタ変調器１２
周辺光の影響を最小にするために、トランスミッタＬＥＤ２２は、トランスミッタ変調器１２により発生される周波数ｆm で変調される。この変調周波数はシンチレーション信号のそれより高くあるべきである。通常の大気条件では、シンチレーション周波数は数百ヘルツより下である。したがって、約１０ｋＨｚの変調周波数が適当である。
【００４１】
図４は、ＡＣおよびＤＣ電力の両方とともに使用するために設計されるトランスミッタ変調器１２の回路図である。示される構成要素の記述、値および対応する図面の参照符号は表１に示される。継電器Ｋ１はＡＣまたはＤＣ電力の自動選択を制御する。ＤＣ電力（のみ）が利用可能である場合、赤ＬＥＤ Ｄ２が照明する。ＡＣ、またはＡＣおよびＤＣ電力が利用可能である場合、緑ＬＥＤ Ｄ３が照明する。電圧レギュレータＵ２は、残りの回路のための安定した８Ｖ電力を与える。発振器Ｕ１は１０ｋＨｚ方形波を与える。これは増幅器Ｕ３によってバッファ処理され、トランジスタＱ１のための変調信号を与えて、線１３上の出力によってトランスミッタＬＥＤ２２を駆動する。スイッチ１０はトランスミッタＬＥＤ２２の４つの異なる電力レベルの選択を行なう。出力電力レベルは経路長に比例して選択される。
【００４２】
トランスミッタ光学アセンブリ１４
図３に示される、３００ｍｍの焦点距離を有する１５２ｍｍ凹面鏡２４を用いて、赤外線ＬＥＤ（発光ダイオード）２２から発される赤外線光を視準する。ガラス板２１を用いて、ＬＥＤ２２を鏡２４の焦点に保持し、ユニットを塵等から封止する。
【００４３】
レーザとは異なり、赤外線ＬＥＤは部分的にコヒーレントな光源である。ここに記載されるような部分的にコヒーレントな有限アパーチャシステムの使用を通してのみ、飽和を回避しながらもシステムの線形範囲を拡大することができる。
【００４４】
レシーバ光学アセンブリ１６ならびにフォトダイオードおよび前置増幅器１８３００ｍｍの焦点距離を有する１５２ｍｍ凹面鏡２３を用いて、トランスミッタ１４から発された赤外線光を集光する。ガラス板パネル２５を用いて、フォトダイオード１８を鏡２３の焦点に保持し、ユニットを塵等から封止する。フォトダイオード１８は、データ処理のために受信信号を増幅する前置増幅器とともに、小型化されたプリント回路板上に取付られる。
【００４５】
信号処理ユニット２０
信号処理ユニットはアナログ部とデジタル部とからなる。アナログ部は図５および図６に示される。図５および図６に示される、提案される構成要素の記述、値、および構成要素のための対応する図面の参照符号は表２に示される。デジタルマイクロプロセッサ部は図７、図８および図９に示される。図７、図８および図９に示される、提案される構成要素の記述、値、および構成要素に対する対応する図面の参照符号は表３に示される。デジタルマイクロプロセッサにおけるアルゴリズムソフトウェアのフローチャートを図１０に示す。
【００４６】
図５に示されるように、レシーバ１６からの受信されたアナログ信号は、線２６上で信号プロセッサ２０に入りバッファ増幅器Ｕ１：Ｂを通過して２つの並列段を駆動する。第１の段への線３０上の信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）論理回路Ｕ２によって復調され正規化される。これにより、受信光強度を変化させるようなＬＥＤの老化、ガラス板上の塵または水滴、および大気の霧または霞により引き起こされる不要な汚染が測定に影響しないことが保証される。ＡＧＣ回路Ｕ２からの信号は次いでバッファ増幅器回路Ｕ１：Ｃを通過する。線３２上の出力は次いでさらなる信号処理を受ける。他方の段への線３１上の信号は、二乗平均（ＲＭＳ）回路Ｕ３およびバッファ増幅器回路Ｕ１：Ｄを通過して、さらなる処理のために線３３上に変調された信号ＣＸの信号レベルを得る。
【００４７】
図６において、線３２上の信号は、次いで、ＩＣチップＵ７：Ａ、Ｕ７：ＢおよびＵ７：Ｃを含むバンドパスフィルタ３５（ＢＰＦ）を通過して信号をクリーンアップする。ＢＰＦ３５の目的は、約１〜４００Ｈｚである対象の帯域外の背景ノイズを除去することである。この信号は、次いで、ＩＣチップＵ９およびＵ８からなる対数増幅器３７を通過して、さらなる信号処理のために線３４上にＬｏｇ（Ｓ）を得る。
【００４８】
図３に示される、信号プロセッサ２０のアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器部３９とマイクロプロセッサ部４１とを図７〜図９に概略的に示す。図７に示されるように、８ビットマイクロコントローラＵ２は、「ウォッチドッグ」タイマおよびリセットジェネレータＵ１と、データバストランシーバＵ４と、２つのアドレスラッチ／バスドライバＵ５およびＵ６と、ＲＳ２３２レベルシフタＵ２０とに接続される。図８に示されるように、１２ビットバイポーラアナログ−デジタル変換器Ｕ１２は、サンプルおよびホールド段Ｕ１３と、１６チャネル・シングルエンド型アナログマルチプレクサ（ＭＵＸ）Ｕ１４とに接続される。図９は、１６ｋｘ８スタティックＲＡＭ Ｕ１０、１６ｋｘ８ ＥＰＲＯＭ Ｕ１１、Ａ／Ｄ変換器Ｕ１２、または１６キーパッドおよびＬＣＤ表示モジュールに接続する並列インタフェースアダプタＵ１７を選択するのに用いられるアドレスバンクデコーダＵ８を概略的に示す。
【００４９】
線３３および３４上の信号はＡ／Ｄ変換器部３９によってデジタル化される。デジタル化されたデータは、次いで、アルゴリズム実施のためにマイクロプロセッサ４１のメモリ部に記憶される。
【００５０】
このアルゴリズムのフローチャートを図１０に示す。線３４上のデジタル化された信号Ｌｏｇ（Ｓ）は真数演算を介して送られて対数信号を線形信号Ｓに変換する。アナログマルチプレクサＵ１４はまずＣＸチャネルを選択し、アナログ−デジタル変換ＩＣチップＵ１２はＣＸ信号をデジタル化する。線３２からのデジタル化された信号ＣＸは、比較の機能を実行するマイクロコントローラＵ２を通過する。信号が予め設定されたしきい値レベルＴｈ未満であれば、そのデータは放棄され、システムは次のデータに対し待機する。ＣＸがしきい値レベルＴｈより大きい場合には、そのデータＳはマイクロコントローラＵ２により実行される二乗平均（ＲＭＳ）および平均（ＡＶＧ）演算を通ってσX 2 を得る。σX 2 は次いで等式（７）を介してσD 2 に変換され得る。シンチロメータの最終出力は、図７に示される標準ＲＳ２３２インタフェースである。光学素子直径Ｄおよび経路長Ｌを入力パラメータとして、経路平均大気屈折乱流構造定数Ｃn 2 が等式（８）から得られて線４３上においてＲＳ２３２トランスシーバＵ２０の出力で現れ得る。等式（９）から得られるＩの値は同じデータ列における別のフィールドとして発生され、さらに、ＲＳ２３２トランシーバＵ２０から同じ出力線４３上にも現われる。
【００５１】
ＲＳ２３２トランシーバＵ２０の送信および受信ポートに結合されるキーパッドおよびＬＣＤ表示を伴うマイクロプロセッサコントローラがユーザインタフェースに対して用いられ得る。数値キーパッドはシステムのパラメータおよび表示特徴を変更するのに非常に便利である。デジタル処理ユニットを加えることによって、現場での操作におけるシステムの柔軟性を大きく向上させる。ＲＳ２３２インタフェースの主要な利点は、それが任意のＰＣ、ポータブルまたはデスクトップコンピュータに容易に接続され得るという点である。したがって、実時間データをＰＣのハードディスクまたはフロッピーディスクに容易に記憶することができる。さらに、洗練されたグラフィックおよびデータ統計をＣＲＴスクリーンおよび／またはプリンタ上に表示することができる。
【００５２】
この発明の非常に重要な局面は、しきい値信号との比較に先立って信号をデジタル化することである。デジタル信号はしきい値信号レベルと比較されるため、無効信号入力は比較器によってＲＭＳおよび──Ｇ回路から排除される。このような信号の排除は、赤外線ビームの妨害がある場合に、屈折乱流強度を計算するのに用いられるデータの質を保証する。このシステムは、したがって、ＲＭＳおよびＡＶＧ回路へのアナログ入力を用いる先行技術のシステムとは異なるものである。
【００５３】
一旦信号がデジタル化されると、信号強度ＣＸが予め設定されたしきい値と比較される。ＣＸがしきい値より低い場合、そのデータは放棄される。この試験はデータ処理にとって重要である。光路が、移動する運搬体、歩行者、航空機等によって妨害されると、データは、出力測定値の質を保護するため、処理には用いられない。アナログシステムは、典型的には、経路上の、視覚的に隠すような障害物から回復するのに数秒を必要とする。対照的に、図示され記載されるこの発明のデジタルシステムは、回復するのに、妨害後２〜３秒しか必要としない。したがって、シンチロメータ１００は、計器の性能を危険にさらすことなく、高速道路、滑走路または通路を横切って設置できる。
【００５４】
さらに、アナログ手段を介して等式（７）、（８）および（９）を実現することは、不可能ではないとしても非常に困難である。したがって、先行技術のアナログシステムは飽和型においては使用できず、したがってその有効経路長は１ｋｍ未満に制限される。しかしながら、この発明の、範囲が拡大された光シンチロメータ１００はデジタルマイクロプロセッサ４１を介して等式（７）、（８）および（９）を容易に実現でき、したがって有効経路長を少なくとも２．５ｋｍにまで拡大し、場合によっては１０ｋｍまで拡大できる。
【００５５】
この発明に従う光シンチロメータ１００は屈折乱流に対し補正を行なうため、数多くの商業および軍事面での適用例を有する。たとえば、それは飛行場の滑走路付近に配置できる。航空機等の移動する物体により発生されるデータは計算プロセスからは排除されるので、航空機が離着陸する滑走路を横切って光線を送信することさえ可能である。こうして、このシステムを用いて、付近の乗客および航空機乗務員の生命を脅かし得るような、風のシアまたはジャンボジェットにより発生されるウェーク渦状態等の危険な空気乱流状態の存在を検知し知らせることができる。
【００５６】
アナログデータを処理するシンチロメータとは異なり、この発明に従うシンチロメータに対する回復時間はほとんど即時である。つまり、しきい値を満足できないデジタル化された信号は無効であるとして即座に認識されて排除されるため、それらはＲＭＳおよびＡＶＧ変換器により実行される処理に決して含まれない。したがって、それらは、有効信号を汚染することもなければ、有効信号の劣化に寄与することもない。
【００５７】
１ｋｍ未満の有効経路長を有する先行技術のシンチロメータとは違い、飽和型においてでも、弱乱流領域における有限トランスミッタおよびレシーバの対数−振幅分散σD 2 がこの発明の方法および装置を用いて等式（７）に従って計算され得る。そこから、乱流屈折構造定数Ｃn 2 が等式（８）から計算され、ウェーク渦の力学的力積Ｉが等式（９）から計算される。したがって、この発明は非線形領域においてでさえも乱流強度を測定する。このことは、この発明に従うシンチロメータの有効経路長を１ｋｍ未満から少なくとも２．５ｋｍにまで増加させ、場合によっては約１０ｋｍにまで増加させる。力学的力積Ｉに対するしきい値を設定することによって、システムはウェーク渦の存在および持続性を明確に示し得る。そのようなしきい値は聴覚または視覚的な警報を生じさせるのに利用され得る。
【００５８】
この発明の光シンチロメータは、離着陸ゾーン付近において航空機により発生されるウェーク渦を検知するのに優れたセンサである。横風および乱流の同時測定で、センサは、近くの滑走路から吹き流れてくる、航空機により発生されるウェーク渦の到着時間を予報することさえ可能であるだろう。滑走路を挟む２つのシンチロメータを用いると、測定値はさらにより典型的なものとなる。加えて、横風の収束および発散を得て、滑走路に沿ったダウンドラフトの存在を示す指示を与えることができる。
【００５９】
当然のことながら、シンチロメータに精通した者には、この発明の数多くの変形物および修正物が容易に明らかとなるであろう。したがって、この発明の範囲は、図示および記載された方法の実現の特定の実施例および特定の態様に限定されるよう解釈されるべきではない。
【００６０】
【表２】
【表３】
【表４】
【表５】
【表６】
【表７】
【図面の簡単な説明】
【図１】Ｄ＝０．１５ｍおよびＣn 2 ＝１０-12 ｍ-2/3として、０．５ｋｍから２．５ｋｍまでのさまざまな経路長の場合の、弱散乱対数−振幅分散σD 2 に対する対数−振幅分散σX 2 をグラフで示す図である。
【図２】実線曲線および破線は、それぞれ、等式（１）〜（３）に従って飽和に対する補正を伴う理論上の予測および飽和に対する補正を伴わない理論上の予測であり、実験結果は＋で示される、１０ｃｍおよび２０ｃｍアパーチャシンチロメータにより得られる屈折乱流指数Ｃn 2 の比較を示す図である。
【図３】航空機のウェーク渦屈折乱流を測定するための、妨害保護を伴う、範囲が拡大された光シンチロメータのブロック図である。
【図４】図３に示されるトランスミッタの概略図である。
【図５】図３に示される信号プロセッサのアナログ部の概略図である。
【図６】図３に示される信号プロセッサのアナログ部の残りの部分の概略図である。
【図７】図３に示される信号プロセッサのデジタル部の一部の概略図である。
【図８】図３に示される信号プロセッサのデジタル部のさらなる部分の概略図である。
【図９】図３に示される信号プロセッサのデジタル部の残りの部分の概略図である。
【図１０】この発明の方法に従うデータの選択的試験を示す流れ図である。
【符号の説明】
１２ トランスミッタ変調器
１４ トランスミッタ光学アセンブリ
１６ レシーバ光学アセンブリ
１８ フォトダイオード
２０ 信号処理ユニット
２１ ガラス板
２２ 赤外線発光ダイオード
２３ 凹面鏡
２４ 凹面鏡
２５ ガラス板
２６ 線
３０ 線
３１ 線
３２ 線
３３ 線
３４ 線
３５ バンドパスフィルタ
３７ 対数増幅器
３９ アナログ−デジタル変換器
４１ マイクロプロセッサ
４３ 出力線
１００ 光シンチロメータ
Ｕ１：Ｂ バッファ増幅器
Ｕ１：Ｃ バッファ増幅器回路
Ｕ１：Ｄ バッファ増幅器回路
Ｕ２ 自動利得制御（ＡＧＣ）論理回路
Ｕ３ 二乗平均（ＲＭＳ）回路
Claims (8)
- 時間的および空間的に平均化されたウェーク渦乱流を実時間で決定する方法であって、
赤外線光信号を発生するステップと、
前記赤外線光信号を、光学視準器を用いて部分的に視準するステップと、
前記視準された光信号を、大気を通して送信するステップと、
前記送信された光信号を受信し、前記送信された光信号を光検出器上に集束装置を用いて集束し、それによって受信アナログ信号を発生させるステップと、
前記受信アナログ信号をデジタル形式に変換して受信デジタル信号を発生させるステップと、
前記受信デジタル信号の各々を所定のデジタルしきい値レベルと比較して、前記受信デジタル信号のうち前記所定のデジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるもののみに対してデータ出力信号を発生させるステップと、
前記データ出力信号の経路平均対数振幅分散を計算して、航空機により発生されるウェーク渦の力学的力積を与えるステップとを含む、時間的および空間的に平均化されたウェーク渦乱流を実時間で決定する方法。 - 航空機により発生されたウェーク渦乱流により誘起される光シンチレーションへの飽和効果に対し前記データ信号をデジタルで補正するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
- 前記視準された光信号を前記光検出器に大気を介して１ｋｍより大きい距離にわたって送信するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
- 時間的および空間的に平均化された大気乱流を実時間で決定する方法であって、
赤外線光信号を発生するステップと、
前記赤外線光信号を、光学視準器を用いて部分的に視準するステップと、
前記視準された光信号を、大気を介して１ｋｍより大きい距離にわたって送信するステップと、
前記送信された光信号を受信し、前記送信された光信号を光検出器上に集束装置を用いて集束し、それによって受信アナログ信号を発生させるステップと、
前記受信アナログ信号をデジタル形式に変換して受信デジタル信号を発生させるステップと、
前記受信デジタル信号の各々を所定のデジタルしきい値レベルと比較して、前記受信デジタル信号のうち前記所定のデジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるもののみに対してデータ出力信号を発生させるステップと、
前記データ出力信号の経路平均対数振幅分散を計算して大気乱流強度の屈折構造定数を与えるステップとを含む、時間的および空間的に平均化された大気乱流を実時間で決定する方法。 - 航空機により発生されたウェーク渦空気乱流に対し補正された出力を与える光シンチロメータであって、
赤外線光源と光学視準手段とを含む光学トランスミッタアセンブリと、
前記光学トランスミッタアセンブリから離れて配置され、光学集束手段と、受信信号を発生させる赤外線光検出器とを含む、光学レシーバアセンブリと、
屈折乱流に対し補償される大気乱流屈折構造定数を発生させる信号処理手段とを含み、前記信号処理手段は、前記受信信号をアナログからデジタル化された形式に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、前記デジタル化された受信信号を所定のデジタルしきい値レベルと比較して、前記デジタル化された受信信号が前記しきい値信号と少なくとも同じ大きさである場合にのみデータ出力信号を発生する比較器手段と、ウェーク渦力学的力積を与えるよう処理される前記比較器手段からの出力を受けるよう前記比較器手段に結合される二乗平均決定および信号平均化手段とを含む、航空機により発生されたウェーク渦空気乱流に対し補正された出力を与える光シンチロメータ。 - ウェーク渦空気乱流による飽和効果に対し前記データ出力を補正するためのデジタル飽和効果補償手段をさらに含む、請求項５に記載の光シンチロメータ。
- 空気乱流に対し補正された出力を与える光シンチロメータであって、
赤外線光源と光学視準手段とを含む光学トランスミッタアセンブリと、
前記光学トランスミッタアセンブリから１ｋｍより長い距離をおいて置かれ、光学集束手段と、受信信号を発生する赤外線光検出器とを含む光学レシーバアセンブリと、
屈折乱流に対し補償された大気乱流屈折構造定数を発生させる信号処理手段とを含み、前記信号処理手段は、前記受信信号をアナログからデジタル化された形式に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、前記デジタル化された受信信号を所定のデジタルしきい値レベルと比較して、前記デジタル化された受信信号が前記しきい値信号と少なくとも同じ大きさである場合にのみデータ出力信号を発生する比較器手段と、前記大気乱流屈折構造定数を与えるよう処理される前記比較器手段からの出力を受けるよう前記比較器手段に結合された二乗平均決定および信号平均化手段とを含む、空気乱流に対し補正される出力を与える光シンチロメータ。 - 前記光学視準手段および前記光学集束手段はともに約０．１５ｍ以下の直径を各々が有する凹面鏡であることをさらに特徴とする、請求項７に記載の光シンチロメータ。
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