JP3821151B2 - 1-bit audio signal generating apparatus and 1-bit audio signal generating method - Google Patents
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Description
本発明は、サンプリング周波数がｆｓ（ｋＨｚ）で量子化ビットがマルチビットのＰＣＭのディジタル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）で量子化ビットが１ビットの高速１ビットディジタル信号に変換して記録媒体に記録する１ビットオーディオ信号生成装置及び１ビットオーディオ信号生成方法に関する。 In the present invention, a PCM digital signal having a sampling frequency of fs (kHz) and a quantization bit of multi-bits, a sampling frequency of m (m ≧ 2 positive integer) × n (n ≧ 2 positive integer) × The present invention relates to a 1-bit audio signal generation apparatus and a 1-bit audio signal generation method for converting a high-speed 1-bit digital signal having a quantization bit of 1 bit at fs (kHz) and recording it on a recording medium.
ΔΣ変調された高速１ビット・オーディオ信号は、従来のデジタルオーディオに使われてきたＰＣＭ信号のフォーマット（例えばサンプリング周波数４４．１ｋＨｚ、データ語長１６ビット）に比べて、非常に高いサンプリング周波数と短いデータ語長（例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの６４倍でデータ語長が１ビット）といった形をしており、広い伝送可能周波数帯域を特長にしている。また、ΔΣ変調により１ビット信号であっても、６４倍というオーバーサンプリング周波数に対して低域であるオーディオ帯域において、高いダイナミックレンジをも確保できる。この特徴を生かして高音質のレコーダーやデータ伝送に応用することができる。
The ΔΣ modulated high-speed 1-bit audio signal is much higher in sampling frequency and shorter than the PCM signal format used in conventional digital audio (for example, sampling frequency 44.1 kHz,
ΔΣ変調装置自体はとりわけ新しい技術ではなく、回路構成がＩＣ化に適していて、また比較的簡単にＡＤ変換の精度を得ることができることで従来からＡＤコンバータの内部などではよく用いられている回路である。 The delta-sigma modulator itself is not a new technology in particular, and the circuit configuration is suitable for IC integration, and the AD conversion accuracy can be obtained relatively easily. It is.
ΔΣ変調にされた信号は、簡単なアナログローパスフィルターを通すことによって、アナログオーディオ信号に戻すことができる。 The signal subjected to ΔΣ modulation can be returned to an analog audio signal by passing through a simple analog low-pass filter.
ところで、例えば、量子化周波数が４４．１ＫＨｚで量子化語長が１６ビットのＰＣＭの楽音信号を、量子化周波数が２８２２．４ＫＨｚ（６４×４４．１ＫＨｚ）で量子化語長が１ビットの高速１ビット・オーディオ信号に変換する場合、今までは、ＰＣＭの周波数帯域の２２．０５ＫＨｚのみをオーバーサンプリングとΔΣ変調により高速１ビット・オーディオ信号に変換しているので、変換後も楽音信号の周波数帯域は２２．０５ＫＨｚであり、高速１ビット・オーディオ信号の周波数帯域約１００ＫＨｚを使っていなかった。 By the way, for example, a PCM musical sound signal with a quantization frequency of 44.1 KHz and a quantization word length of 16 bits is a high speed with a quantization frequency of 2822.4 KHz (64 × 44.1 KHz) and a quantization word length of 1 bit. When converting to a 1-bit audio signal, up to now, only 22.05 KHz in the PCM frequency band has been converted to a high-speed 1-bit audio signal by oversampling and ΔΣ modulation. The band was 22.05 KHz, and the frequency band of high-speed 1-bit audio signal was not about 100 KHz.
本発明は、前記実情に鑑みてなされたものであり、高速１ビット・オーディオ信号の十分な周波数帯域を使いこなし、高品質のオーディオ信号を得て、記録媒体に記録することができる１ビットオーディオ信号生成装置及び方法の提供を目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and a 1-bit audio signal that can be used on a recording medium by using a sufficient frequency band of a high-speed 1-bit audio signal to obtain a high-quality audio signal. An object is to provide a generation apparatus and method.
本発明に係る１ビットオーディオ信号生成装置は、前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ（ｋＨｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分析手段と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズレベル算出手段と、可聴帯域外の高域信号を生成する高域信号生成手段と、前記高域信号生成手段にて発生された前記高域信号のノイズレベルを算出する第２のノイズレベル算出手段と、前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出手段にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化手段と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、サンプリング周波数ｍ・ｆｓのマルチビットディジタル信号を出力する第１のオーバーサンプリング手段と、前記第１のオーバーサンプリング手段から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号と前記正規化手段にてノイズレベルが正規化された高域信号とを加算する加算手段と、前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによりｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号を出力する第２のオーバーサンプリング手段と、前記第２のオーバーサンプリング手段から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号にΔΣ変調処理を施してサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）でデータ語長１ビットの１ビットオーディオ信号を出力するΔΣ変調手段と、前記ΔΣ変調手段により出力された１ビットオーディオ信号を記録媒体に記録する記録手段とを備え、前記正規化手段は、前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノイズレベルに、前記第２のノイズレベル算出手段にて算出されたノイズレベルを等しくする等化係数を算出するゲイン算出手段と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づいて前記第１のディジタル信号の周波数特性の傾きを算出する周波数特性傾き算出手段と、前記周波数特性傾き算出手段が算出した傾きに基づいたフィルタ特性を発生するフィルタ特性発生手段とを有し、前記傾きに基づいたフィルタ特性に応じて得たフィルタ係数を用いて前記高域信号に周波数特性制限処理を施す周波数特性制限手段と、前記ゲイン算出手段からの前記等化係数を用いて前記周波数特性制限手段からのフィルタ出力のノイズレベルを調整するゲイン調整手段とを備える。 In order to solve the above problems, a 1-bit audio signal generation device according to the present invention includes frequency analysis means for performing frequency analysis processing on a first digital signal having a sampling frequency of fs (kHz) and a quantization bit of multi-bit. A first noise level calculating means for calculating an average noise level of a predetermined band based on a frequency analysis result obtained by the frequency analyzing means; a high frequency signal generating means for generating a high frequency signal outside the audible band; Based on the second noise level calculation means for calculating the noise level of the high frequency signal generated by the high frequency signal generation means, and the average noise level calculated by the first noise level calculation means Normalization means for normalizing the noise level calculated by the second noise level calculation means; and the first digital signal is expressed as m (m> 2). a first oversampling means for oversampling at a sampling frequency of s (kHz) and outputting a multi-bit digital signal with a sampling frequency of m · fs; and a sampling frequency m · fs () output from the first oversampling means. kHz) multi-bit digital signal and a high-frequency signal whose noise level is normalized by the normalizing means, and the addition output of the adding means is n (a positive integer of n ≧ 2) × second oversampling means for outputting a multi-bit digital signal of m · n · fs (kHz) by oversampling at a sampling frequency of fs (kHz); and the sampling frequency output from the second oversampling means m · n · fs (kHz) multi-bit digit ΔΣ modulation means for subjecting the signal to ΔΣ modulation processing and outputting a 1-bit audio signal having a data word length of 1 bit at a sampling frequency of m · n · fs (kHz), and the 1-bit audio signal output by the ΔΣ modulation means Is recorded on the recording medium, and the normalizing means adds the noise calculated by the second noise level calculating means to the average noise level calculated by the first noise level calculating means. Gain calculating means for calculating equalization coefficients for equalizing levels, frequency characteristic inclination calculating means for calculating the inclination of the frequency characteristic of the first digital signal based on the frequency analysis result obtained by the frequency analyzing means, Filter characteristic generation means for generating a filter characteristic based on the inclination calculated by the frequency characteristic inclination calculation means, and a filter based on the inclination. A frequency characteristic limiting means for applying a frequency characteristic limiting process to the high-frequency signal using a filter coefficient obtained according to a filter characteristic; and a filter from the frequency characteristic limiting means using the equalization coefficient from the gain calculating means. Gain adjusting means for adjusting the noise level of the output.
したがって、前記加算手段は、前記第１のオーバーサンプリング手段からのマルチビットディジタル信号に、ノイズレベルが正規化された可聴帯域外の高域信号を滑らかにつなげた加算出力を前記第２のオーバーサンプリング手段に送る。 Therefore, the adding means outputs an addition output obtained by smoothly connecting a high-frequency signal outside the audible band with a normalized noise level to the multi-bit digital signal from the first over-sampling means. Send to means.
本発明に係る１ビットオーディオ信号生成方法は、前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ（ｋＨｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分析工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズレベル算出工程と、可聴帯域外の高域信号を生成する高域信号生成工程と、前記高域信号生成工程にて発生された前記高域信号のノイズレベルを算出する第２のノイズレベル算出工程と、前記第１のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出工程にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化工程と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、サンプリング周波数ｍ・ｆｓのマルチビットディジタル信号を出力する第１のオーバーサンプリング工程と、前記第１のオーバーサンプリング工程から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号と前記正規化工程にてノイズレベルが正規化された高域信号とを加算する加算工程と、前記加算工程の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによりｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号を出力する第２のオーバーサンプリング工程と、前記第２のオーバーサンプリング工程から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号にΔΣ変調処理を施してサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）でデータ語長１ビットの１ビットオーディオ信号を出力するΔΣ変調工程と、前記ΔΣ変調工程により出力された１ビットオーディオ信号を記録媒体に記録する記録工程とを備え、前記正規化工程は、前記第１のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノイズレベルに、前記第２のノイズレベル算出工程にて算出されたノイズレベルを等しくする等化係数を算出するゲイン算出工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づいて前記第１のディジタル信号の周波数特性の傾きを算出する周波数特性傾き算出工程と、前記周波数特性傾き算出工程が算出した傾きに基づいたフィルタ特性を発生するフィルタ特性発生工程とを有し、前記傾きに基づいたフィルタ特性に応じて得たフィルタ係数を用いて前記高域信号に周波数特性制限処理を施す周波数特性制限工程と、前記ゲイン算出工程からの前記等化係数を用いて前記周波数特性制限工程からのフィルタ出力のノイズレベルを調整するゲイン調整工程とを備える。 In order to solve the above problem, a 1-bit audio signal generation method according to the present invention includes a frequency analysis step of performing frequency analysis processing on a first digital signal having a sampling frequency of fs (kHz) and a quantization bit of multibit. A first noise level calculation step for calculating an average noise level of a predetermined band based on the frequency analysis result obtained in the frequency analysis step; a high-frequency signal generation step for generating a high-frequency signal outside the audible band; Based on the second noise level calculation step for calculating the noise level of the high frequency signal generated in the high frequency signal generation step, and the average noise level calculated in the first noise level calculation step A normalization step of normalizing the noise level calculated in the second noise level calculation step, and the first digital signal is expressed as m (m> 2). a first oversampling step of oversampling at a sampling frequency of s (kHz) and outputting a multi-bit digital signal having a sampling frequency of m · fs; and a sampling frequency m · fs (output from the first oversampling step) kHz) multi-bit digital signal and a high frequency signal whose noise level is normalized in the normalization step, and the addition output of the addition step is n (a positive integer of n ≧ 2) × a second oversampling step of outputting a multi-bit digital signal of m · n · fs (kHz) by oversampling at a sampling frequency of fs (kHz); and a sampling frequency output from the second oversampling step m · n · fs (kHz) multi-bit digit A ΔΣ modulation process for performing a ΔΣ modulation process on the signal and outputting a 1-bit audio signal having a data word length of 1 bit at a sampling frequency of m · n · fs (kHz), and the 1-bit audio signal output by the ΔΣ modulation process Recording on a recording medium, and the normalization step includes adding the noise calculated in the second noise level calculation step to the average noise level calculated in the first noise level calculation step. A gain calculating step for calculating equalization coefficients for equalizing levels, a frequency characteristic inclination calculating step for calculating an inclination of the frequency characteristic of the first digital signal based on the frequency analysis result obtained in the frequency analyzing step, A filter characteristic generation step for generating a filter characteristic based on the inclination calculated by the frequency characteristic inclination calculation step, and the filter based on the inclination A frequency characteristic limiting step for applying a frequency characteristic limiting process to the high-frequency signal using a filter coefficient obtained according to a filter characteristic; and a filter from the frequency characteristic limiting step using the equalization coefficient from the gain calculating step. A gain adjustment step of adjusting the noise level of the output.
したがって、前記加算工程は、前記第１のオーバーサンプリング工程からのマルチビットディジタル信号に、ノイズレベルが正規化された可聴帯域外の高域信号を滑らかにつなげた加算出力を前記第２のオーバーサンプリング工程に送る。 Therefore, in the adding step, an output obtained by smoothly connecting a high-frequency signal outside the audible band whose noise level is normalized to the multibit digital signal from the first oversampling step is used as the second oversampling. Send to process.
本発明の１ビットオーディオ信号生成装置及び方法は、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号を発生させ、元の信号に加算してからΔΣ変調により１ビットオーディオ信号を生成し、記録媒体に記録するので、聴覚的な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音の分離が良くなるオーディオ信号を提供することができる。さらに、微妙な音も再現され、例えばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるようになるため雰囲気がよくなる。また、脳波測定を行うとα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も得られた。 The 1-bit audio signal generation apparatus and method of the present invention generates a high-frequency signal outside the audible band that is not included in the original PCM signal, adds the high-frequency signal to the original signal, and then converts the 1-bit audio signal by ΔΣ modulation. Since it is generated and recorded on the recording medium, it is possible to provide an audio signal in which the sense of depth of each of the auditory sound images spreads back and forth, the sense of stereo spreads left and right, and sound separation is improved. In addition, subtle sounds are also reproduced, and background noise such as halls can be heard so that the atmosphere is improved. Moreover, when the electroencephalogram was measured, the generation of α waves was confirmed, and the result that comfort was increased was also obtained.
以下、本発明に係る１ビットオーディオ信号生成装置及び方法の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Embodiments of a 1-bit audio signal generation apparatus and method according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
先ず、第１の実施の形態について説明する。この第１の実施の形態は、図１に示すような高速１ビット・オーディオ信号生成システム１であり、ディジタルオーディオ信号処理装置２を備える。このディジタルオーディオ信号処理装置２には、選択装置３にて選択された、コンパクトディスク（ＣＤ）４やディジタルオーディオテープ（ＤＡＴ）５から再生されたＰＣＭ信号、又はディジタルオーディオミキサー７などからのＰＣＭ信号の何れかが入力される。そして、このディジタルオーディオ信号処理装置２により、前記ＰＣＭ信号を高速１ビット・オーディオ信号に変換し、スーパーオーディオＣＤ（ＳＡＣＤ：ソニー（株）商品名）８に記録したり、レコーダ９等に供給したりする。ここで、ディジタルオーディオミキサー７はマルチトラックレコーダ６により記録されたディジタルオーディオ信号をミキシングしたＰＣＭ信号を出力する。
First, the first embodiment will be described. The first embodiment is a high-speed 1-bit audio
したがって、図１に示した高速１ビット・オーディオ信号生成システム１は、コンパクトディスク（ＣＤ）４やディジタルオーディオテープ（ＤＡＴ）５から再生されたＰＣＭ信号、又はディジタルオーディオミキサー７のＰＣＭ信号から高速１ビット・オーディオ信号を生成し、光ディスク等の媒体に記録したり、レコーダに伝送することができる。
Therefore, the high-speed 1-bit audio
ディジタルオーディオ信号処理装置２の構成を図２に示す。このディジタルオーディオ信号処理装置２は、入力端子１１から入力された、量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ楽音信号（ＰＣＭ信号）に周波数分析処理を施す周波数分析部１２と、周波数分析部１２の周波数分析結果から所定帯域の平均ノイズレベルを算出するパワー算出部１３とを備える。
The configuration of the digital audio
また、ディジタル信号処理装置２は、可聴帯域外の高域信号であるディザ信号を発生するディザ発生部１４と、ディザ発生部１４にて発生したディザ信号の前記所定帯域の平均ノイズレベルを算出するパワー算出部１５と、パワー算出部１５にて算出された平均ノイズレベルを正規化するための正規化部１６とを備える。
The digital
また、ディジタルオーディオ信号処理装置２は、前記ＰＣＭ信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部２１と、オーバーサンプリング処理部２１にてオーバーサンプリングされたＰＣＭ信号と正規化部１６で正規化されたディザ信号を加算する加算器２２と、加算器２２の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部２３と、オーバーサンプリング処理部２３にてオーバーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を１ビットディジタル信号に変換し、出力端子２５から外部に導出するΔΣ変調部２４とを備える。
The digital audio
周波数分析部１２は、入力端子１１から入力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フーリエ変換（fast Fourier transformation：ＦＦＴ）を用いてＤＣ〜２２．０５ＫＨｚの範囲で周波数分析処理を施し、その周波数分析結果をパワー算出部１３に供給する。
The
パワー算出部１３は、周波数分析部１２より供給された周波数分析結果から、例えば１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの範囲の平均パワーを算出する。このパワー算出部１３で計算された平均パワーは正規化部１６に送られる。
The
ディザ発生部１４は、可聴帯域外の高域信号となる、ディザ信号を発生させる。このとき、ディザ信号の発生間隔を、後述するオーバーサンプリング処理部２１でのオーバーサンプリング処理後の信号周期と等しくする。オーバーサンプリング処理部２１で、例えば、２（＝ｍ）倍オーバーサンプリングをする場合は、２ｆｓ＝８８．２ＫＨｚに基づいた発生周期となる。また、ディザ信号の語長を、後述する加算器２２で前記オーバーサンプリング処理出力に正規化部１６の正規化結果を加算するのに充分な長さとする。オーバーサンプリング処理部２１で使用されるディジタルフィルタの係数の語長を例えば１６ビットとすると、入力端子１１には１６ビットのＰＣＭ信号が供給されているので、オーバーサンプリング後の語長が３１ビットとなり、前記ディザ信号の語長は３１ビット必要となる。
The
パワー算出部１５は、ディザ発生部１４にて発生されたディザ信号のパワーを算出する。このパワー算出部１５で計算されたパワーは正規化部１６に送られる。
The
正規化部１６は、パワー算出部１３にて算出されたＰＣＭ信号の１８ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲の平均パワーに基づいてパワー算出部１５にて算出されたディザ信号のパワーを正規化し、正規化出力を加算器２２に供給する。
The
オーバーサンプリング処理部２１は、入力端子１１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング処理出力を加算器２２に供給する。
The
加算器２２は、正規化部１６からの正規化出力とオーバーサンプリング処理部２１からのオーバーサンプリング出力とを加算し、その加算出力をオーバーサンプリング処理部２３に送る。
The
オーバーサンプリング処理部２３は、前記加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングする。よって、このオーバーサンプリング処理部２３からのオーバーサンプリング出力は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力となる。
The
この６４倍オーバーサンプリング出力は、ΔΣ変調部２４に送られ、後述するデルタシグマ変調処理が施されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子２５に供給される。
The 64 × oversampling output is sent to the
第１の実施の形態の１ビットオーディオ信号生成システム１に用いるディジタルオーディオ信号処理装置２は、正規化部１６の構成を異ならせることにより、いくつかの実施例に分けることができる。以下にいくつかの実施例について説明する。
The digital audio
先ず、第１の実施の形態の第１実施例（以下、実施例１−１と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置２１について図３〜図９を用いて説明する。この実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理装置２１の正規化部１６１は、ゲイン算出部３１と、バンドパス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２と、フィルタ係数算出部３３と、フィルタ処理部３４と、ゲイン調整部３５とを備えている。
First, a first embodiment of the first embodiment is (hereinafter, referred to as Example 1-1), will be described with reference to FIGS. 3 to 9 for the digital audio
バンドパス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２は、オーバーサンプリング処理部２１で例えば２倍オーバーサンプリング処理を行ったときに、図４に示すように、２０ｋＨｚ過ぎから４０ｋＨｚ手前までを０ｄＢで通過させるフィルタ特性を発生する。
When the
フィルタ係数算出部３３は、ＢＰフィルタ特性発生部３２で発生されたフィルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に変換する。
The filter
フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号を、フィルタ係数算出部３３で算出された前記フィルタ係数に基づいてフィルタ処理し、フィルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
The
ゲイン算出部３１は、パワー算出部１３で算出されたＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの範囲の平均パワーに対してパワー算出部１５で算出されたディザ信号のパワーを等しくする係数を算出する。このゲイン算出部３１で算出された係数は、ゲイン調整部３５に送られる。
The
ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４のフィルタ処理出力であるディザ信号のパワーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等しくし、加算器２２に送る。
The
そして、加算器２２は、正規化部１６１のゲイン調整部３５でパワーがゲイン調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部２１で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図５に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながるようになる。
The
すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られたフィルタ処理出力３７に、ゲイン調整部３５でパワー調整した後のディザ信号３８は、前記入力端子１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理を施した結果３６に滑らかにつながる。
That is, the
そして、図５に周波数特性を示した加算器２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２４には、前記図５に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
5 is oversampled by the
ΔΣ変調部２４は、図６に示すような基本的な構成を採る。すなわち、積分器４２と、一つの１ビット量子化器４３とその量子化出力のフィードバック系との組み合わせで構成されている。詳細には、入力信号Ｇが正入力端子に供給され、後述する帰還出力が負入力端子に供給される加算器４１と、加算器４１の加算出力に積分処理を施す積分器４２と、この積分器４２の積分出力を１サンプル周期毎に１ビットデジタル信号に量子化する１ビット量子化器４３とを備える。１ビット量子化器４３の量子化出力Ｈは、加算器４１に負符号とされて帰還され、入力信号Ｇに加算（結果的に減算）される。また、１ビット量子化器４３からは１ビットデジタル信号Ｈが量子化出力として外部に導出される。積分器４２は加算器４２ａと、遅延器４２ｂを備える。
The
ここで、１ビット量子化器４３は、時間に対して不変で常に０である閾値（スレッシュホールド）を参照して入力信号Ｇに量子化処理を施して１ビット出力信号Ｈを生成している。すなわち、この１ビット量子化器４３は、入力信号Ｇに対して０を境に、０以上と０未満で２値のレベルを判定し、量子化処理を施している。
Here, the 1-
図７には、図６に示したΔΣ変調装置を含む、積分器を複数備えたΔΣ変調装置８０の構成を示す。この図７において前記図６のΔΣ変調装置を構成した加算器４１、積分器４２及び１ビット量子化器４３は、加算器７５と、積分器７６及び１ビット量子化器７８に符号を代えている。また、１ビット量子化器７８からの負帰還経路にはビット長変換器７９を配している。
FIG. 7 shows a configuration of a ΔΣ modulator 80 including a plurality of integrators including the ΔΣ modulator shown in FIG. In FIG. 7, the adder 41, the integrator 42, and the 1-
この図７に示すΔΣ変調装置８０は、５個の積分器６３，６６，６９，７３及び７６を備えた５次のΔΣ変調装置である。また、この５次のΔΣ変調装置は、５個目の積分器７６の出力を減衰してから再量子化して前の積分器７３の入力に帰還する局部帰還ループ部８１を備える。局部帰還ループ部８１は、局部帰還減衰器７７と、ノイズシェーパ８２とを備える。
The ΔΣ modulator 80 shown in FIG. 7 is a fifth-order ΔΣ modulator provided with five
また、このΔΣ変調装置８０は、前記５個の積分器６３，６６，６９，７３及び７６の前で、各積分器に多ビットのデジタル信号を加算する加算器６２，６５，６８，７２及び７５と、前記５個の積分器の内の１番目〜４番目の積分器６３，６６，６９及び７３の後ろに接続される４個の減衰器６４，６７，７１及び７４と、５番目の積分器７６の後ろに接続される、前記１ビット量子化器３と同様の１ビット量子化器７８と、この１ビット量子化器７８からの１ビットデジタル信号のビット長を多ビットに変換し、５個の積分器６３，６６，６９，７３及び７６の入力となるように加算器６２，６５，６８，７２及び７５に供給するビット長変換器７９とを備える。
In addition, this ΔΣ modulator 80 includes
１番目の積分器６３は、入力端子６１及び加算器６２を介して供給された入力信号を積分する。このため、図６に示した加算器４２ａと同様の加算器からの出力を、遅延器４２ｂと同様の遅延器で遅延し、前記加算器に戻す構成をとる。２番目〜５番目の積分器６６，６９，７３及び７６も同様である。
The
５番目の積分器７６からの積分出力は１ビット量子化器７８及び局部帰還ループ部８１の局部帰還減衰器７７に供給される。
The integrated output from the
１ビット量子化器７８は、量子化処理にて参照する閾値レベルを時間軸に対して固定とした量子化器である。１ビット出力信号は、出力端子８３から導出されると共に、ビット長変換器７９に供給される。
The 1-
ビット長変換器７９は、前記１ビット量子化器７８からの１ビット信号を多ビットのデジタル信号に変換し、加算器６２，６５，６８，７２及び７５に負符号を付して帰還する。したがって、各加算器６２，６５，６８，７２及び７５は、入力端子６１及び前段の各積分器６３，６６，６９，７３から減衰器６４，６７，７１，７４を介して供給される信号からビット長変換器７８の出力信号を減算する。
The
減衰器６４，６７，７１及び７４は、係数Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３及びＫ４を用いて、積分器６３，６６，６９及び７３の各積分出力を減衰し、加算器６５，６８，７２及び７５に供給する。
局部帰還ループ部８１の局部帰還減衰器７７は、５番目の積分器７６からの積分出力を係数Ｋｆを用いて減衰し、ノイズシェーパ８２に供給する。
The local feedback attenuator 77 of the local
ノイズシェーパ８２は、図示しないが、加算器と遅延器とマルチビット量子化器とを備えてなり、局部帰還減衰器７７からの減衰出力をデータ語長の切り捨てを発生させることなく再量子化する。具体的には、再量子化誤差を可聴帯域外へシフトする。
Although not shown, the
したがって、このΔΣ変調装置８０は、局部帰還ループを備えるので、高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子２５を介してディジタルオーディオ信号処理装置２１の出力とされる。
Therefore, since this ΔΣ modulator 80 includes a local feedback loop, it can output a high-quality 1-bit audio signal. 1-bit audio signal of the high sound quality is the output of the digital audio
以上説明した実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理装置２１は、可聴帯域外の高域の信号をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６１のＢＰフィルタ特性発生部３２で帯域制限し、かつＰＣＭ信号のパワーでそのパワーを正規化してから、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図５に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越える信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。
Digital audio
この実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理装置２１において、オーバーサンプリング処理部２１では２倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部２３では、３２倍オーバーサンプリング処理を行ったが、オーバーサンプリング処理部２１では４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部２３では、１６倍オーバーサンプリング処理を行ってもよい。
In the digital audio
その時のＢＰフィルタ特性発生部３２でのＢＰフィルタ特性を図８に示す。また、ΔΣ変調器２４への入力信号を図９に示す。すなわち、ＢＰフィルタ特性発生部３２は、オーバーサンプリング処理部２１が４倍オーバーサンプリング処理を行うので、図８に示すように、２０ｋＨｚ過ぎから８０ｋＨｚ手前までを０ｄＢで通過させるためのフィルタ特性を発生する。そして、フィルタ係数算出部３３は、ＢＰフィルタ特性発生部３２で発生された前記フィルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に変換する。
FIG. 8 shows the BP filter characteristics in the BP filter
このフィルタ係数に基づいて、フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号にフィルタ処理を施し、フィルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
Based on the filter coefficient, the
ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４のフィルタ処理出力であるディザ信号のパワーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等しくし、加算器２２に送る。
The
加算器２２は、ゲイン調整部３５でゲイン調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部２１で４倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図９に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながるようになる。すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られたフィルタ処理出力４６にゲイン調整部３５でパワー調整した後のディザ信号４７は、前記入力端子１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理を施した結果４５に滑らかにつながっている。
The
そして、図９に周波数特性を示した加算器２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３により、１６×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２４には、前記図９に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
9 is oversampled at a sampling frequency of 16 × 44.1 KHz by the
このようにオーバーサンプリング処理部２１で４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部２３で１６倍オーバーサンプリング処理を行った場合、加算器２２は、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図９に示したような８０ｋＨｚに及ぶパワー調整した後のディザ信号４７を付加することになる。よってその加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調した１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域をはるかに越える信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。
When the
次に、第１の実施の形態の第２実施例（以下、実施例１−２と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置２２について図１０〜図１５を用いて説明する。先ず、構成について前記実施例１−１と異なる点を中心に説明する。この実施例１−２のディジタルオーディオ信号処理装置２２の正規化部１６２は、図３の正規化部１６１を構成したゲイン算出部３１とバンドパス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２とフィルタ係数算出部３３とフィルタ処理部３４とゲイン調整部３５の他に、さらに１／ｆフィルタ特性発生部５１と、フィルタ係数算出部５２と、フィルタ処理部５３とを備えている。
Next, a digital audio
次に、実施例１−２のディジタルオーディオ信号処理装置２２の正規化部１６２の動作について説明する。１／ｆフィルタ特性発生部５１は、図１１に示すように、周波数が高くなるほど振幅［GAIN］が小さくなり、かつ２０ｋＨｚ付近で振幅がフィルタ処理の前後で等しくなるようなフィルタ特性を発生する。
Next, the digital audio signal processing apparatus 2 2 of the operation of the
フィルタ係数算出部５２は、１／ｆフィルタ特性発生部５１で発生されたフィルタ特性を、フィルタ処理部５３で使う１／ｆフィルタ係数に変換する。
The filter
フィルタ処理部５３は、ディザ発生部１４からのディザ信号を、フィルタ係数算出部５２で算出された前記１／ｆフィルタ係数に基づいてフィルタ処理し、フィルタ処理出力をフィルタ処理部３４に供給する。
The
よって、フィルタ処理部３４は、フィルタ処理部５３にて前記１／ｆフィルタ係数に基づいてフィルタ処理されたディザ信号に、フィルタ係数算出部３３にて算出されたＢＰＦ用フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施し、図１２に示すようなＢＰＦフィルタ出力を生成し、ゲイン調整部３５に供給する。
Therefore, the
ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４のフィルタ処理出力（図１１）であるディザ信号のパワーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等しくし、加算器２２に送る。
The
加算器２２は、ゲイン調整部３５でゲイン調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部２１で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図１３に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながるようになる。
The
すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られたフィルタ処理出力５７にゲイン調整部３５でパワー調整した後のディザ信号５８は、前記入力端子１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理を施した結果５６に滑らかにつながる。
That is, the
そして、図１３に周波数特性を示した加算器２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２４には、前記図１３に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
13 is oversampled by the
ΔΣ変調部２４は、前記図６に示す基本的な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構成であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子２５を介してディジタルオーディオ信号処理装置２２の出力とされる。
The
以上説明した実施例１−２のディジタルオーディオ信号処理装置２２は、可聴帯域外の高域の信号をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６２のＢＰフィルタ特性発生部３２と１／ｆフィルタ特性発生部で発生したそれぞれの特性に基づいて周波数特性を制限してからパワーを正規化し、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図１３に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつ傾きが１／ｆに調整された信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。
Or digital audio
ところで、この正規化部１６２では、回路規模が大きくなり、演算処理時間もかかるフィルタ処理部を二つ（フィルタ処理部５３及び３４）も用いているが、図１４に示すように、一つのフィルタ処理部３４のみにすることも可能である。
Meanwhile, in the
すなわち、フィルタ係数算出部５２とフィルタ係数算出部３３のフィルタ係数算出結果をフィルタ係数合成部９１にて合成してから、フィルタ処理部３４に供給する。これにより回路規模を小さくすることができるし、演算処理時間を短縮することができる。
That is, the filter coefficient calculation results of the filter
この図１４の構成を採った場合の正規化部１６２の要部の動作は、以下の通りである。フィルタ係数合成部９１は、フィルタ係数算出部５２で算出された前記１／ｆフィルタ係数とフィルタ係数算出部３３で算出された前記ＢＰＦ用フィルタ係数とを合成する。フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号に、フィルタ係数合成部９１からの合成フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施す。そして、フィルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
Operation of the main part of the
また、正規化部１６２では、図１５に示すように、１／ｆフィルタ特性発生部５１のフィルタ特性と、ＢＰフィルタ特性発生部３２のフィルタ特性をフィルタ特性合成部９２で合成し、その合成フィルタ特性に従ったフィルタ係数をフィルタ係数算出部３３で計算するようにして、フィルタ処理部を一つ（フィルタ処理部３４）にすることもできる。
Further, the
この図１５の構成を採った場合の正規化部１６２の要部の動作は、以下の通りである。フィルタ特性合成部９２は、１／ｆフィルタ特性発生部５１のフィルタ特性と、ＢＰフィルタ特性発生部３２のフィルタ特性を合成し、合成フィルタ特性をフィルタ係数算出部３３に供給する。
Operation of the main part of the
フィルタ係数算出部３３は、前記合成フィルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に変換する。フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号に、フィルタ係数算出部３３で算出したフィルタ係数を用いたフィルタ処理を施す。そして、フィルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
The filter
次に、第１の実施の形態の第３実施例（以下、実施例１−３と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置２３について図１６〜図２０を用いて説明する。先ず、構成について前記実施例１−１又は１−２と異なる点を中心に説明する。この実施例１−３のディジタルオーディオ信号処理装置２３の正規化部１６３は、図１０に示した正規化部１６２を変形した図１５に示す要部の構成にある、１／ｆフィルタ特性発生部５１をＦ特傾き算出部９３とフィルタ特性発生部９４に置き換えたものである。
Next, a third embodiment of the first embodiment is (hereinafter, referred to as Example 1-3), it will be described with reference to FIGS. 16 to 20 for a digital audio
すなわち、このディジタルオーディオ信号処理装置２３の正規化部１６３は、図３の正規化部１６１を構成したゲイン算出部３１とバンドパス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２とフィルタ係数算出部３３とフィルタ処理部３４とゲイン調整部３５の他に、さらにＦ特傾き算出部９３と、フィルタ特性発生部９４と、フィルタ特性合成部９２とを備えている。
That is, the
次に、実施例１−３のディジタルオーディオ信号処理装置２３の正規化部１６３の動作について説明する。Ｆ特傾き算出部９３は、周波数分析部１２での周波数分析により得られた前記ＰＣＭ信号の周波数分析結果の、図１７に示す例えば１０ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの周波数特性１０１の傾き１０２を算出する。
Next, the operation of the digital audio signal processing apparatus 2 3 normalization portion 16 3 of Example 1-3 will be described. The F characteristic
フィルタ特性発生部９４は、前記周波数特性１０１の傾き１０２から図１８に示すような、周波数が高くなるほど振幅が下がるフィルタ特性を発生させ、フィルタ特性合成部９２に供給する。
The filter
フィルタ特性合成部９２は、前記フィルタ特性発生部９４で発生された図１８に示すフィルタ特性と、ＢＰＦフィルタ特性発生部３２で発生された前記図４に示すフィルタ特性とを合成して合成フィルタ特性をフィルタ係数算出部３３に供給する。
The filter
フィルタ係数算出部３３は、前記合成フィルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に変換する。フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号に、フィルタ係数算出部３３で算出したフィルタ係数を用いたフィルタ処理を施す。そして、図１９に示すようなフィルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
The filter
ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４のフィルタ処理出力（図１９）であるディザ信号のパワーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等しくし、加算器２２に送る。
The
加算器２２は、ゲイン調整部３５でパワーがゲイン調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部２１で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図２０に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながるようになる。
The
すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られたフィルタ処理出力１０４にゲイン調整部３５でパワー調整した後のディザ信号１０５は、前記入力端子１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理を施した結果１０３に滑らかにつながる。
That is, the
ΔΣ変調部２４は、前述したように、高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子２５を介してディジタルオーディオ信号処理装置２３の出力とされる。
As described above, the
以上説明した実施例１−３のディジタルオーディオ信号処理装置２３は、可聴帯域外の高域の信号をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６３のＢＰフィルタ特性発生部３２とＦ特傾き算出部９３及びフィルタ特性発生部９４によって周波数特性を制限し、パワーを正規化してから、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図２０に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつ傾きがＦ特傾き算出部９３によって算出された信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。
Or digital audio
以上、実施例１−１、１−２、１−３の各説明からも明かなように、第１の実施の形態の１ビットオーディオ信号生成システム１は、可聴帯域外の高域の信号をディザ発生部１４によって発生させ、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成し、この１ビットオーディオ信号を記録媒体に記録している。各実施例はその正規化部１６１、１６２、１６３内の各フィルタ処理部により、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に加算する、可聴帯域外の高域の信号の傾きや、帯域を異ならせ、さらにパワーを調整している。いずれの場合も、聴覚的な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音の分離が良くなる。微妙な音も再現され、例えばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるようになるため雰囲気がよりよくなる。また、脳波測定を行うとα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も得られた。
As described above, as is clear from the descriptions of Examples 1-1, 1-2, and 1-3, the 1-bit audio
次に、第２の実施の形態について説明する。この第２の実施の形態も、図１に示すような高速１ビット・オーディオ信号生成システム１であり、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０を備える。
Next, a second embodiment will be described. The second embodiment is also a high-speed 1-bit audio
ディジタルオーディオ信号処理装置１１０の構成を図２１に示す。このディジタルオーディオ信号処理装置１１０は、入力端子１１１から入力された、ＰＣＭ信号に周波数分析処理を施す周波数分析部１１２と、周波数分析部１１２の周波数分析結果から所定帯域の平均ノイズレベルを算出するパワー算出部１１３とを備える。
The configuration of the digital audio signal processing apparatus 110 is shown in FIG. The digital audio signal processing apparatus 110 includes a
また、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０は、前記ＰＣＭ信号に加算する可聴帯域外の高域信号のスペクトルを発生するスペクトル発生部１１４と、このスペクトル発生部１１４にて発生した可聴帯域外の高域信号のスペクトルのパワーを算出するパワー算出部１１５と、パワー算出部１１５にて算出されたスペクトルのパワーを正規化し、かつスペクトルを時間波形信号に合成する正規化＆波形合成部１１６とを備える。
The digital audio signal processing apparatus 110 also includes a
また、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０は、前記ＰＣＭ信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部１１７と、オーバーサンプリング処理部１１７にてオーバーサンプリングされたＰＣＭ信号と正規化＆波形合成部１１６で正規化され、波形合成された可聴帯域外の高域信号を加算する加算器１１８と、加算器１１８の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部１１９と、オーバーサンプリング処理部１１９にてオーバーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を１ビットディジタル信号に変換し、出力端子１２１から外部に導出するΔΣ変調部１２０とを備える。
Also, the digital audio signal processing apparatus 110 includes an
周波数分析部１１２は、入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フーリエ変換ＦＦＴを用いてＤＣ〜２２．０５ＫＨｚの範囲で周波数分析処理を施し、その周波数分析結果をパワー算出部１１３に供給する。
The
パワー算出部１１３は、周波数分析部１１２より供給された周波数分析結果から、例えば１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの範囲の平均パワーを算出する。このパワー算出部１１３で計算された平均パワーは正規化＆波形合成部１１６に送られる。
The
スペクトル発生部１４は、周波数分析部１１２より供給された周波数分析結果から、前記ＰＣＭ信号に加算する、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越える、可聴帯域外の高域信号のスペクトルをＰＣＭ信号に相関するように発生する。このスペクトル発生部１４の詳細な構成及び動作については後述する。
The
パワー算出部１１５は、スペクトル発生部１１４にて発生されたスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ〜２５ＫＨｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワー算出部１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規化＆波形合成部１１６に送られる。
The
正規化＆波形合成部１１６は、パワー算出部１１３にて算出された平均パワーに基づいてパワー算出部１１５にて算出されたスペクトルのパワーを正規化し、かつスペクトルを時間波形信号に戻した出力を加算器１１８に供給する。この正規化＆波形合成部１１６の詳細な構成及び動作についても後述する。
The normalization &
オーバーサンプリング処理部１１７は、入力端子１１１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング処理出力を加算器１１８に供給する。
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６からの正規化された時間波形信号出力とオーバーサンプリング処理部１１７からのオーバーサンプリング出力とを加算し、その加算出力をオーバーサンプリング処理部１１９に送る。
The
オーバーサンプリング処理部１１９は、前記加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングする。よって、このオーバーサンプリング処理部１１９からのオーバーサンプリング出力は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力となる。この６４倍オーバーサンプリング出力は、ΔΣ変調部１２０に送られ、デルタシグマ変調処理が施されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子１２１に供給される。
The
第２の実施の形態の１ビットオーディオ信号生成システム１が備えるディジタルオーディオ信号処理装置１１０は、スペクトル発生部１１４や、正規化＆波形合成部１１６の構成を異ならせることにより、いくつかの実施例に分けることができる。以下に、ディジタル信号処理装置１１０のいくつかの実施例について説明する。
The digital audio signal processing apparatus 110 included in the 1-bit audio
先ず、第２の実施の形態の第１実施例（以下、実施例２−１と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０１について図２２〜図２６を用いて説明する。この実施例２−１のディジタルオーディオ信号処理装置１１０１のスペクトル発生部１１４は、図２２に示すように主要スペクトル選択部１２３と、パワースペクトル算出部１２４と、倍音スペクトル発生部１２５と、スペクトル加算部１２６とを備えている。
First, a digital audio signal processing apparatus 1101 which is a first example (hereinafter referred to as Example 2-1) of the second embodiment will be described with reference to FIGS.
パワースペクトル算出部１２４は、周波数分析部１１２による周波数分析結果から、例えば、図２３に示すように、１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚまでのパワー周波数スペクトルＰＦｓを計算し、主要スペクトル選択部１２３に送る。ここでは説明のために簡略したスペクトルを示している。
The power
主要スペクトル選択部１２３は、周波数分析部１１２による周波数分析結果と、パワースペクトル算出部１２４によるパワー周波数スペクトルＰＦｓからパワー値の大きい周波数スペクトルを順番に選び出す。例えば、図２４に示す(1)、(2)、(3)、(4)のように上位４つを選び出している。
The main
倍音スペクトル発生部１２５は、主要スペクトル選択部１２３で選ばれた周波数スペクトル(1)、(2)、(3)、(4)の２ｎ（ｎ＝１，２，３・・・）倍のスペクトル(1')、(2')、(3')、(4')を図２４に示すように算出し、さらに、その周波数が２０ｋＨｚを越えて４０ｋＨｚ以下のスペクトルを選択する。このため、(1')のスペクトルは、２０ｋＨｚであり、選択の条件の２０ｋＨｚを越えていないので選択されない。図２５に示すように、スペクトル(2')、(3')、(4')が選択される。
The
なお、４０ｋＨｚ以下という制限は、オーバーサンプリング処理部１１７が２倍オーバーサンプリングであるため、サンプリング定理から導かれる。
The limitation of 40 kHz or less is derived from the sampling theorem because the
倍音スペクトル発生部１２５で算出されたスペクトルは、スペクトル加算部１２６に供給される。スペクトル加算部１２６は、倍音スペクトル発生部１２５で算出されたスペクトルを周波数毎にそれぞれ加算する。スペクトル加算部１２６で加算されたスペクトルは、パワー算出部１１５及び正規化＆波形合成部１１６に供給される。
The spectrum calculated by the overtone
パワー算出部１１５は、スペクトル加算部１２６からのスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ〜２５ＫＨｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワー算出部１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規化＆波形合成部１１６に送られる。
The
また、この実施例２−１のディジタルオーディオ信号処理装置１１０１の正規化＆波形合成部１１６は、図２２に示すように、ゲイン算出部１２７と、ゲイン調整部１２８と、波形合成部１２９とを備えている。
Further, normalization and
ゲイン算出部１２７は、パワー算出部１１３で算出されたＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの範囲の平均パワーに対してパワー算出部１１５で算出されたスペクトルの２３ｋＨｚから２５ｋＨｚまでのパワーを等しくする係数を算出する。このゲイン算出部１２７で算出された係数は、ゲイン調整部１２８に送られる。
The
ゲイン調整部１２８は、スペクトル加算部１２６で算出したスペクトルのパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
波形合成部１２９は、ゲイン調整部１２８でパワーが調整されたスペクトルに、例えば、逆ＦＦＴ処理を施し、周波数スペクトルを時間波形に変換して、加算器１１８に送る。
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図２６に示すように、周波数スペクトルがつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図２６に示すように、スペクトル加算部１２６で生成したスペクトル（(2'')、(3'')、(4'')）１３１に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１３２は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果得られたパワー周波数スペクトル（(1)、(2)、(3)、(4)）１３０につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 26, the spectrum ((2 ″), (3 ″), (4 ″)) 131 generated by the
そして、図２６に周波数特性を示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部１２０には、前記図２６に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
26 is oversampled by the
ΔΣ変調部１２０は、前記図６に示す基本的な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構成であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０１の出力とされる。
The
以上説明した実施例２−１のディジタルオーディオ信号処理装置１１０１は、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号を元ＰＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化＆波形合成部１１６によって正規化してから波形合成し、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図２６に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関のある信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。
Or digital audio signal processing apparatus 110 1 of Example 2-1 described may generate by calculating a harmonic of the original PCM signals high-frequency signal outside the audible band is not included in the original PCM signal, normal The waveform is synthesized by the normalization &
この実施例２−１のディジタルオーディオ信号処理装置１１０１において、オーバーサンプリング処理部１１７では２倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部１１９では、３２倍オーバーサンプリング処理を行ったが、オーバーサンプリング処理部１１７では４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部１１９では、１６倍オーバーサンプリング処理を行ってもよい。また、オーバーサンプリング処理部１１７では８倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部１１９でも、８倍オーバーサンプリング処理を行ってもよい。
In the digital audio signal processing apparatus 110 1 of this embodiment 2-1, the
次に、第２の実施の形態の第２実施例（以下、実施例２−２と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０２について図２７及び図２８を用いて説明する。この実施例２−２のディジタルオーディオ信号処理装置１１０２は、実施例２−１のディジタルオーディオ信号処理装置１１０１のスペクトル発生部１１４に、スペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えたものである。このディジタルオーディオ信号処理装置１１０２は、自身を一方のチャンネルｃｈ１とするとき、他方のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるものである。
Next, a digital audio signal processing apparatus 1102 that is a second example of the second embodiment (hereinafter referred to as Example 2-2) will be described with reference to FIGS. 27 and 28. FIG. Digital audio signal processing apparatus 110 2 in the embodiment 2-2, the digital audio signal processing apparatus 110 first
スペクトル加算部１２６で加算されたスペクトルは、スペクトル加算部１３５及び出力端子１３６に供給される。
The spectrum added by the
出力端子１３６は、スペクトル加算部１２６からのスペクトルを図２８に示すように他方のチャンネルｃｈ２へ供給する。
The
掛け算器１３８に接続する出力端子１３９は、図２８に示すように他方のチャンネルｃｈ２で生成されたスペクトルを受け取るためのものである。
The
また、掛け算器１３８に接続する入力端子１３７に供給される合成係数ｋは、他方のチャンネルｃｈ２のスペクトルを加算するときの加算率を表すものである。例えば、ｙ＝ｃｈ１＋ｋ＊ｃｈ２とすると、まったく加算しないときは、ｋ＝０、５０％加算のときは、ｋ＝１などとなる。
The synthesis coefficient k supplied to the
掛け算器１３８は、入力端子１３９に供給される他方のチャンネルｃｈ２からのスペクトルに、合成係数ｋをかけてスペクトル加算部１３５に送る。
The
スペクトル加算部１３５は、掛け算器１３８の掛け算結果と、スペクトル加算部１２６からの加算結果をさらに加算し、パワー算出部１１５及びゲイン調整部１２８に供給する。
The
パワー算出部１１５は、スペクトル加算部１３５からのスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ〜２５ＫＨｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワー算出部１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規化＆波形合成部１１６のゲイン算出部１２７に送られる。
The
ゲイン調整部１２８は、スペクトル加算部１３５で算出したスペクトルのパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
波形合成部１２９以下、加算器１１８、オーバーサンプリング処理部１１９及びΔΣ変調部１２０の動作は前記図２２のものと同様であるのでここでは説明を省略する。
Since the operations of the
したがって、この実施例２−２のディジタルオーディオ信号処理装置１１０２は、自身を一方のチャンネルｃｈ１とするとき、他方のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるので、スピーカや、ヘッドホンなどに接続した場合に、音場の広がり感を制御できるようになる。 Accordingly, the digital audio signal processing apparatus 110 2 in the embodiment 2-2, when the one channel ch1 themselves, by synthesizing the spectral information generated by the other channels ch2, and controls the synthesis rate, PCM Since the degree of separation between the channels of the high-frequency signal added to the signal can be controlled, it is possible to control the sense of spread of the sound field when connected to speakers or headphones.
また、実施例２−２では、二つのチャンネルの場合を示したが、スペクトル加算部１３５と掛け算器１３８を相手チャンネルの数だけ付け加えることにより、２チャンネルを越える場合にでも対応できる。
Further, in the embodiment 2-2, the case of two channels is shown. However, the case where the number of channels exceeds two can be dealt with by adding the
また、合成係数ｋは、固定値であるが、周波数分析部１１２による周波数分析結果を用いて、入力信号のスペクトルによって変化させてもよい。
The synthesis coefficient k is a fixed value, but may be changed depending on the spectrum of the input signal using the frequency analysis result by the
次に、第２の実施の形態の第３実施例（以下、実施例２−３と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０３について図２９〜図３２を用いて説明する。この実施例２−３のディジタルオーディオ信号処理装置１１０３は、実施例２−１のディジタルオーディオ信号処理装置１１０１の正規化＆波形合成部１１６に、１／ｆ特性発生部１４０と掛け算器１４１とを新たに加えたものである。
Next, a digital audio signal processing apparatus 1103 that is a third example (hereinafter referred to as Example 2-3) of the second embodiment will be described with reference to FIGS. Digital audio signal processing apparatus 110 3 of this embodiment 2-3, the normalized &
１／ｆ特性発生部１４０は、図３０に示すように、周波数が高くなるほどに振幅［GAIN］が小さくなるような特性であり、かつ２０ｋＨｚで振幅が処理の前後で等しくなるようにしている１／ｆ特性を発生する。
As shown in FIG. 30, the 1 / f
掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２６で生成されたスペクトルに前記１／ｆ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８に送る。このときの掛け算器１４１のスペクトル出力を図３１に示す。
The
ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図３２に示すように、周波数スペクトルがつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図３２に示すように、スペクトル加算部１２６で生成したスペクトルを掛け算器１３８で処理した出力１４３に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１４４は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果１４２につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 32, the
そして、図３２に周波数特性を示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部１２０には、前記図３２に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
32 is oversampled at a sampling frequency of 32 × 44.1 KHz by the
ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０３の出力とされる。
The ΔΣ modulator 120 can output a high-quality 1-bit audio signal as described above. The 1-bit audio signal of high quality is the output of the digital audio signal processing apparatus 110 3 via the
以上説明した実施例２−３のディジタルオーディオ信号処理装置１１０３は、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元ＰＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化＆波形合成部１１６によって１／ｆ特性にしたがって周波数特性を制限し、そのパワーを正規化してから波形合成して、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図３２に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。
Digital audio signal processing apparatus 110 3 of Example 2-3 described above, it is generated by calculating a harmonic of the original PCM signal spectrum of high-frequency signal outside the audible band is not included in the original PCM signal The normalization &
したがって、この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関のある信号が傾きを調整されて付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。 Therefore, since the 1-bit audio signal is added with a signal that exceeds the frequency band of the PCM signal and has a correlation with the PCM signal, the depth of the auditory sound image spreads forward and backward. Can give a natural feeling.
また、このディジタルオーディオ信号処理装置１１０３のスペクトル発生部１１４に、前記実施例２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるようにしてもよい。
Further, the
次に、第２の実施の形態の第４実施例（以下、実施例２−４と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０４について図３３〜図３７を用いて説明する。先ず、構成について前記実施例２−１又は２−３と異なる点を中心に説明する。この実施例２−４のディジタルオーディオ信号処理装置１１０４は、実施例２−３のディジタルオーディオ信号処理装置１１０３の正規化＆波形合成部１１６にある、１／ｆ特性発生部１４０をＦ特傾き算出部１４５と傾き特性発生部１４６に置き換えたものである。
Next, a fourth embodiment of the second embodiment is (hereinafter, referred to as Example 2-4), will be described with reference to FIGS. 33 to 37 for a digital audio signal processing apparatus 110 4. First, the configuration will be described with a focus on differences from the embodiment 2-1 or 2-3. Digital audio signal processing apparatus 110 4 of this embodiment 2-4, in the normalization and the
すなわち、このディジタルオーディオ信号処理装置２４の正規化＆波形合成部１１６は、図２２の正規化＆波形合成部１１６を構成したゲイン算出部１２７とゲイン調整部１２８と波形合成部１２９の他に、さらにＦ特傾き算出部１４５と、傾き特性発生部１４６と、掛け算器１４１とを備えている。
That is, the normalized &
Ｆ特傾き算出部１４５は、周波数分析部１１２での周波数分析により得られた前記ＰＣＭ信号の周波数分析結果の、図３４に示す例えば１０ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの周波数特性１４７の傾き１４８を算出する。
The F characteristic
傾き特性発生部１４６は、前記周波数特性１４７の傾き１４８から図３５に示すような、周波数が高くなるほど振幅が下がるフィルタ特性を発生させ、掛け算器１４１に供給する。
The slope
掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１４６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８に送る。このときの掛け算器１４１のスペクトル出力を図３６に示す。
The
ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図３７に示すように、周波数スペクトルがつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図３７に示すように、スペクトル加算部１２６で生成したスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１５１に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１５２は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果１５０につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 37, the
そして、図３７に周波数特性を示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部１２０には、前記図３７に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
Then, the addition output of the
ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の出力とされる。
The ΔΣ modulator 120 can output a high-quality 1-bit audio signal as described above. The 1-bit audio signal of high quality is the output of the digital audio signal processing apparatus 110 4 via the
以上説明した実施例２−４のディジタルオーディオ信号処理装置１１０３は、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元ＰＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化＆波形合成部１１６によってＦ特傾き算出部１４５で算出した傾き特性にしたがって制限してからそのパワーを正規化し、そして時間波形信号を合成してから、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図３７に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。
Digital audio signal processing apparatus 110 3 of Example 2-4 described above, it is generated by calculating a harmonic of the original PCM signal spectrum of high-frequency signal outside the audible band is not included in the original PCM signal The normalization &
したがって、この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きのまま付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。 Therefore, since this 1-bit audio signal is added with a signal that exceeds the frequency band of the PCM signal and has a correlation with the PCM signal with a slope related to the PCM signal, an auditory sound image has a sense of depth. A natural feeling that spreads out.
また、このディジタルオーディオ信号処理装置１１０４のスペクトル発生部１１４に、前記実施例２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるようにしてもよい。
Further, the
次に、第２の実施の形態の第５実施例（以下、実施例２−５と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０５について図３８〜図４０を用いて説明する。先ず、構成について前記実施例２−４と異なる点を中心に説明する。この実施例２−５のディジタルオーディオ信号処理装置１１０５は、実施例２−４のディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の正規化＆波形合成部１１６に、新たに、傾き切り替え部１５３と、パワー算出部１５４と、パワー比較部１５５と、パワー値発生部１５７と、平坦特性発生部１５６とを加えた構成を採る。
Next, a fifth embodiment of the second embodiment is (hereinafter, referred to as Example 2-5), it will be described with reference to FIGS. 38 40 for digital audio signal processing apparatus 110 5. First, the configuration will be described focusing on the differences from Example 2-4. Digital audio signal processing apparatus 110 5 of this embodiment 2-5, the digital audio signal processing apparatus 110 4 normalization &
パワー算出部１５４は、周波数分析部１１２による周波数分析の結果得られた周波数分析結果の出力から、例えば、１８ｋＨｚ〜２０ｋＨｚのパワーを算出し、パワー比較部１５５に送る。
The
パワー値発生部１５７は、パワー比較部１５５における比較の基準となるパワー値を発生する。具体的には、量子化語長１６bit及びＰＣＭ入力のＳ／Ｎ比を考慮して、例えば、-90dBを発生する。
The power
パワー比較部１５５は、パワー算出部１５４におけるパワー算出結果を、パワー値発生部１５７からの-90dBと比較して比較結果を傾き切り替え部１５３に送る。ここでは、パワー値算出部１５４におけるパワー算出結果が、パワー値発生部１５７の-90dBより大きかった場合に“１”を、小さかった場合に“０”を出力する。
The
傾き切り替え部１５３は、パワー比較部１５５における比較結果が“１”の場合、図３９に示すように、傾き特性発生部１４６で生成された傾き特性１６１を掛け算器１４１に送る。
When the comparison result in the
すると、掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１４６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８に送る。
Then, the
ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図３９に示すように、周波数スペクトルがつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図３９に示すように、スペクトル加算部１２６で生成したスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１６１に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１６２は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果１６０につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 39, the spectrum 162 after the power adjustment by the
また、パワー比較部１５５における比較結果が“０”の場合は、図４０に示すように、平坦特性発生部１５６の出力を掛け算器１４１に送る。
If the comparison result in the
すると、掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２６で生成されたスペクトルに平坦特性発生部１５６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８に送る。
Then, the
ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図４０に示すように、周波数スペクトルがつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図４０に示すように、スペクトル加算部１２６で生成したスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１６４に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１６５は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果１６３につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 40, the
なお、図４０には比較のため、パワー比較部１５５でのパワー比較に基づいた傾きの切替を行わなかったときのゲイン調整部１２８からのスペクトル１６６を示す。
40 shows a
そして、図３９及び図４０に周波数特性を示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部１２０には、前記図３９及び図４０に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
39 and 40 is oversampled by the
ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０５の出力とされる。
The ΔΣ modulator 120 can output a high-quality 1-bit audio signal as described above. 1-bit audio signal of the high sound quality is the output of the digital audio signal processing apparatus 110 5 via an
以上説明した実施例２−５のディジタルオーディオ信号処理装置１１０５は、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元ＰＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化＆波形合成部１１６によって入力信号のダイナミックレンジを考慮したスペクトルにしてからそのパワーを正規化し、さらに時間波形信号に合成してから、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図３９及び図４０に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。
Or the digital audio signal processing apparatus 110 5 of Example 2-5 described, is generated by calculating a harmonic of the original PCM signal spectrum of high-frequency signal outside the audible band is not included in the
したがって、この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きで、さらに入力信号のダイナミックレンジが考慮されて付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。 Therefore, a signal that exceeds the frequency band of the PCM signal and has a correlation with the PCM signal is added to the 1-bit audio signal in consideration of the dynamic range of the input signal with a slope related to the PCM signal. It is possible to produce a natural feeling that the depth of the auditory sound image spreads back and forth.
また、このディジタルオーディオ信号処理装置１１０５のスペクトル発生部１１４に、前記実施例２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるようにしてもよい。
Further, the
次に、第２の実施の形態の第６実施例（以下、実施例２−６と記す）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置１１０６について図４１〜図４３を用いて説明する。先ず、構成について前記実施例２−４と異なる点を中心に説明する。この実施例２−６のディジタルオーディオ信号処理装置１１０６は、実施例２−４のディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の正規化＆波形合成部１１６に、新たに、パワー算出部１５４と、傾き係数発生部１７１と、掛け算器１７２とを追加した。
Next, a sixth embodiment of the second embodiment is (hereinafter, referred to as Example 2-6), it will be described with reference to FIGS. 41 to 43 for a digital audio signal processor 110 6. First, the configuration will be described focusing on the differences from Example 2-4. Digital audio signal processing apparatus 110 sixth embodiment 2-6, the digital audio signal processing apparatus 110 4 normalization &
パワー算出部１５４は、周波数分析部１１２による周波数分析の結果得られた周波数分析結果の出力から、例えば、１８ｋＨｚ〜２０ｋＨｚのパワーを算出し、傾き係数発生部１７１に送る。
The
傾き係数発生部１７１は、パワー算出部１５４からのパワーの値により、“０”から“１”までの連続した値を傾き係数として出力する。パワーの値が小さいときは、より“０”に近い値を出力し、パワーの値が大きいときは、より“１”に近い値を出力し、掛け算器１７２に送る。
The slope
掛け算器１７２は、ｆ特傾き算出部１４５で算出した前記ｆ特傾き値に、前記傾き係数を掛けて、傾き特性発生部１４６に送る。
The
傾き特性発生部１４６は、掛け算器１７２からの掛け算出力に応じた傾き特性を発生し、掛け算器１４１に供給する。
The slope
パワー算出部１５４のパワー値が大きいとき、傾き係数発生部１７１は“１”に近い傾き係数を発生する。すると、掛け算器１７２は、ｆ特傾き算出部１４５で生成された傾きをそのまま、傾き特性発生部１４６に出力する。
When the power value of the
傾き特性発生部１４６は、前記傾きに応じたフィルタ特性（傾き特性）を発生し、掛け算器１４１に供給する。
The inclination
掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１４６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８に送る。
ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図４２に示すように、周波数スペクトルがつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図４２に示すように、スペクトル加算部１２６で生成したスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１７６に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１７７は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果１７５につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 42, the
また、パワー算出部１５４のパワー値が小さいとき、傾き係数発生部１７１は“０”に近い傾き係数を発生する。すると、掛け算器１７２は、ｆ特傾き算出部１４５で生成された傾きに０に近い値を掛けることになり、傾き特性発生部１４６は平坦に近い周波数特性を発生させる。
Further, when the power value of the
すると、掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２６で生成されたスペクトルに、傾き特性発生部１４６で発生された平坦に近い周波数特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８に送る。
Then, the
ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
The
加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図４３に示すように、周波数スペクトルがつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図４３に示すように、スペクトル加算部１２６で生成したスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１７９に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１８０は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果１７８につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 43, the
なお、図４３には比較のため、傾き係数発生部１７１での傾き係数発生を使わなかったときのゲイン調整部１２８からのスペクトル１８１を示す。
For comparison, FIG. 43 shows a
そして、図４２及び図４３に周波数特性を示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部１２０には、前記図４２及び図４３に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
42 and 43, the addition output of the
ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０６の出力とされる。
The ΔΣ modulator 120 can output a high-quality 1-bit audio signal as described above. 1-bit audio signal of the high sound quality is the output of the digital audio signal processing apparatus 110 6 via the
以上説明した実施例２−６のディジタルオーディオ信号処理装置１１０６は、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元ＰＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化＆波形合成部１１６によって入力信号の周波数特性、ダイナミックレンジを考慮したスペクトルに制限してから、そのパワーを正規化し、そして時間波形信号に合成してから、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図４２及び図４３に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。
Digital audio signal processing apparatus 110 6 of Example 2-6 described above, it is generated by calculating a harmonic of the original PCM signal spectrum of high-frequency signal outside the audible band is not included in the original PCM signal The normalization &
したがって、この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きで、さらに入力信号の周波数特性、ダイナミックレンジが考慮されて付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。 Therefore, a signal that exceeds the frequency band of the PCM signal and has a correlation with the PCM signal is added to the 1-bit audio signal in consideration of the frequency characteristic of the input signal and the dynamic range. Therefore, it is possible to produce a natural feeling that the depth of the auditory sound image spreads back and forth.
また、このディジタルオーディオ信号処理装置１１０６のスペクトル発生部１１４に、前記実施例２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるようにしてもよい。
Further, the
以上、実施例２−１、２−２、２−３、２−４、２−５、２−６の各説明からも明かなように、第２の実施の形態の１ビットオーディオ信号生成システム１で用いるディジタル信号処理装置は、可聴帯域外の高域の信号を入力信号に相関を持たせてスペクトル発生部１１４、及び正規化＆波形合成部１１６によって発生させ、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。
As described above, as is clear from the descriptions of Examples 2-1, 2-2, 2-3, 2-4, 2-5, and 2-6, the 1-bit audio signal generation system of the
これにより、第２の実施の形態の１ビットオーディオ信号生成システム１は、聴覚的な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音の分離が良くなる１ビットオーディオ信号を生成し、記録媒体に記録することができる。また、この１ビットオーディオ信号によれば、微妙な音も再現され、例えばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるようになるため雰囲気がよりよくなる。また、脳波測定を行うとα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も得られた。
As a result, the 1-bit audio
次に、第３の実施の形態について説明する。この第３の実施の形態も、図１に示すような高速１ビット・オーディオ信号生成システム１であり、ディジタルオーディオ信号処理装置１９０を備える。
Next, a third embodiment will be described. The third embodiment is also a high-speed 1-bit audio
ディジタルオーディオ信号処理装置１９０の構成を図４４に示す。このディジタルオーディオ信号処理装置１９０は、入力端子１９１から入力された、ＰＣＭ信号に周波数分析処理を施す周波数分析部１９２と、周波数分析部１９２の周波数分析結果からＰＣＭ信号に加算する信号を生成する可聴帯域外高域信号生成部１９３とを備える。
The configuration of the digital audio
また、ディジタルオーディオ信号処理装置１９０は、前記ＰＣＭ信号をｍ×ｆｓのサンプリング周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部１９４と、オーバーサンプリング処理部１９４にてオーバーサンプリングされたＰＣＭ信号と可聴帯域外高域信号生成部１９３で生成された可聴帯域外高域信号を加算する加算器１９５と、加算器１９５の加算出力をｎ×ｆｓのサンプリング周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部１９６と、オーバーサンプリング処理部１９６にてオーバーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を１ビットディジタル信号に変換し、出力端子１９８から外部に導出するΔΣ変調部１９７とを備える。
周波数分析部１９２は、入力端子１９１から入力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フーリエ変換ＦＦＴを用いてＤＣ〜２２．０５ＫＨｚの範囲で周波数分析処理を施し、その周波数分析結果を可聴帯域外高域信号生成部１９３に供給する。
Further, the digital audio
The
可聴帯域外高域信号生成部１９３は、ＰＣＭ信号に加算するための可聴帯域外の高域の信号をＰＣＭ信号に相関を持たせて生成し、加算器１９５に供給する。
The audible-band high-frequency
オーバーサンプリング処理部１９４は、入力端子１９１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング処理出力を加算器１９５に供給する。
The
加算器１９５は、可聴帯域外高域信号生成部１９３からの可聴帯域外高域信号とオーバーサンプリング処理部１９４からのオーバーサンプリング出力とを加算し、その加算出力をオーバーサンプリング処理部１９６に送る。
The
オーバーサンプリング処理部１９６は、前記加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングする。よって、このオーバーサンプリング処理部１９６からのオーバーサンプリング出力は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力となる。この６４倍オーバーサンプリング出力は、ΔΣ変調部１９７に送られ、デルタシグマ変調処理が施されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子１９８に供給される。
The
この第３の実施の形態の１ビットオーディオ信号生成システム１に用いられるディジタルオーディオ信号処理装置１９０は、可聴帯域外高域信号生成部１９３を、図４５に示す構成例とする。図４５に示す構成例の可聴帯域外高域信号生成部１９３を備えるディジタルオーディオ信号処理装置１９０の具体例（１９０１）を実施例３−１として以下に説明する。
In the digital audio
この実施例３−１のディジタルオーディオ信号処理装置１９０１は、可聴帯域外高域信号生成部１９３を、図４５に示すように、ｆ特傾き算出部２０１と、ゲイン算出部２０２と、ゲイン調整部２０３と、スペクトルのコピー部２０４と、スペクトル加算部２０５と、波形合成部２０６とから構成している。
Digital audio
スペクトルコピー部２０４は、周波数分析部１９２からの図４６に示す周波数分析結果２１０から、例えば、１５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚまで（図４６に斜線で示す）のスペクトルをコピーする。そして、２０ｋＨｚから２５ｋＨｚと、２５ｋＨｚから３０ｋＨｚと、３０ｋＨｚから３５ｋＨｚと、３５ｋＨｚから４０ｋＨｚとのそれぞれにコピー出力を行い、各ブロックよりなるスペクトル２１１を作り出り、ゲイン調整部２０３に送る。
The spectrum copy unit 204 copies, for example, a spectrum from 15 kHz to 20 kHz (shown by hatching in FIG. 46) from the
ｆ特傾き算出部２０１は、図４７に示すように、周波数分析部１９２の周波数分析結果２１２から、スペクトルコピー部２０４でコピーした１５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚまでのスペクトル（斜線）の傾き２１３を算出し、ゲイン算出部２０２に送る。
47. As shown in FIG. 47, the f-special
ゲイン算出部２０２は、図４８に示すように、ｆ特傾き算出部２０１にて前記周波数分析結果２１４から算出した傾きから、スペクトルコピー部２０４でのコピーにより生成された各ブロックのスペクトル２１１に対応したそれぞれのゲイン２１５を算出し、ゲイン調整部２０３に送る。
As shown in FIG. 48, the
ゲイン調整部２０３は、ゲイン算出部２０２で算出したゲインに基づいて、スペクトルのコピー部２０４で生成した各ブロック毎のゲイン２１５を調整し、図４９に示すように、ゲイン調整された各ブロック毎のスペクトル２１６を生成し、スペクトル加算部２０５に送る。
The
スペクトル加算部２０５は、前記各ブロック毎のスペクトル２１６を周波数毎にそれぞれ加算し、波形合成部２０６に供給する。
The
波形合成部２０６は、スペクトル加算部２０５で生成されたスペクトルに、例えば、逆ＦＦＴ処理を施し、周波数スペクトルを時間波形に変換して、加算器１９５に送る。
The
加算器１９５は、可聴帯域外高域信号生成部１９３の波形合成部２０６で生成された時間波形と、オーバーサンプリング処理部１９４で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図５０に示すように、周波数スペクトル２１７がつながる。
The
すなわち、周波数スペクトル上で見ると、図５０に示すように、波形合成部２０６で生成した各ブロック毎のスペクトルは、前記入力端子１９１から入力されたＰＣＭ信号につながる。
That is, when viewed on the frequency spectrum, as shown in FIG. 50, the spectrum for each block generated by the
そして、図５０に周波数特性２１７を示した加算器１９５の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１９６により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部１９７には、前記図５０に示した周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
Then, the addition output of the
ΔΣ変調部１９７は、前記図６に示す基本的な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構成であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１９８を介してディジタルオーディオ信号処理装置１９０１の出力とされる。
The
以上説明した実施例３−１のディジタルオーディオ信号処理装置１９０１は、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号を元ＰＣＭ信号のｆ特から算出した傾きを基に生成し、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図５０に示すように滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関のある信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができる。
Or digital audio
この実施例３−１のディジタルオーディオ信号処理装置１９０１において、オーバーサンプリング処理部１９４では２倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部１９６では、３２倍オーバーサンプリング処理を行ったが、オーバーサンプリング処理部１９４では４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部１９６では、１６倍オーバーサンプリング処理を行ってもよい。また、オーバーサンプリング処理部１９４では８倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプリング処理部１９６でも、８倍オーバーサンプリング処理を行ってもよい。
In the digital audio
また、このディジタルオーディオ信号処理装置１９０１の可聴帯域外高域信号生成部１９３に、前記実施例２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるようにしてもよい。
Further, the digital audio
したがって、実施例３−１の説明からも明かなように、第３の実施の形態のディジタルオーディオ信号処理装置１９０は、可聴帯域外高域信号生成部１９３を備え、元のＰＣＭ信号の周波数分析結果をコピーすることによって、ＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高域の信号を発生させ、元の信号に加算してからΔΣ変調している。これにより、第３の実施の形態は、聴覚的な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音の分離が良くなる１ビットオーディオ信号を生成することができる。また、この１ビットオーディオ信号によれば、微妙な音も再現され、例えばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるようになるため雰囲気がよりよくなる。また、脳波測定を行うとα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も得られた。
Therefore, as is clear from the description of Example 3-1, the digital audio
１ 高速１ビット・オーディオ信号生成システム、２，１１０，１９０ ディジタルオーディオ信号処理装置、１２，１１２，１９２ 周波数分析部、１３，１１３ パワー算出部、１４ ディザ信号発生部、１５，１１５ パワー算出部、１６ 正規化部、２１，１１７，１９４ オーバーサンプリング処理部、２２，１１８，１９５ 加算器、２３，１１９，１９６ オーバーサンプリング処理部、２４，１２０，１９７ ΔΣ変調部、１１４ スペクトル発生部、１１６ 正規化＆波形合成部、１９３ 可聴帯域外高域信号生成部 1 high-speed 1-bit audio signal generation system, 2,110,190 digital audio signal processing device, 12, 112, 192 frequency analysis unit, 13,113 power calculation unit, 14 dither signal generation unit, 15,115 power calculation unit, 16 normalization unit, 21, 117, 194 oversampling processing unit, 22, 118, 195 adder, 23, 119, 196 oversampling processing unit, 24, 120, 197 ΔΣ modulation unit, 114 spectrum generation unit, 116 normalization & Waveform synthesis unit, 193 High frequency signal generation unit outside audible band
Claims (5)
前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズレベル算出手段と、
可聴帯域外の高域信号を生成する高域信号生成手段と、
前記高域信号生成手段にて発生された前記高域信号のノイズレベルを算出する第２のノイズレベル算出手段と、
前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出手段にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化手段と、
前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、サンプリング周波数ｍ・ｆｓのマルチビットディジタル信号を出力する第１のオーバーサンプリング手段と、
前記第１のオーバーサンプリング手段から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号と前記正規化手段にてノイズレベルが正規化された高域信号とを加算する加算手段と、
前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによりｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号を出力する第２のオーバーサンプリング手段と、
前記第２のオーバーサンプリング手段から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号にΔΣ変調処理を施してサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）でデータ語長１ビットの１ビットオーディオ信号を出力するΔΣ変調手段と、
前記ΔΣ変調手段により出力された１ビットオーディオ信号を記録媒体に記録する記録手段とを備え、
前記正規化手段は、
前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノイズレベルに、前記第２のノイズレベル算出手段にて算出されたノイズレベルを等しくする等化係数を算出するゲイン算出手段と、
前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づいて前記第１のディジタル信号の周波数特性の傾きを算出する周波数特性傾き算出手段と、前記周波数特性傾き算出手段が算出した傾きに基づいたフィルタ特性を発生するフィルタ特性発生手段とを有し、前記傾きに基づいたフィルタ特性に応じて得たフィルタ係数を用いて前記高域信号に周波数特性制限処理を施す周波数特性制限手段と、
前記ゲイン算出手段からの前記等化係数を用いて前記周波数特性制限手段からのフィルタ出力のノイズレベルを調整するゲイン調整手段とを備える
ことを特徴とする１ビットオーディオ信号生成装置。 Frequency analysis means for performing frequency analysis processing on a first digital signal having a sampling frequency of fs (kHz) and a quantization bit of multi-bit;
First noise level calculation means for calculating an average noise level of a predetermined band based on a frequency analysis result obtained by the frequency analysis means;
High-frequency signal generating means for generating a high-frequency signal outside the audible band;
Second noise level calculation means for calculating a noise level of the high frequency signal generated by the high frequency signal generation means;
Normalizing means for normalizing the noise level calculated by the second noise level calculating means based on the average noise level calculated by the first noise level calculating means;
First oversampling means for oversampling the first digital signal at a sampling frequency of m (m ≧ 2 positive integer) × fs (kHz) and outputting a multi-bit digital signal of sampling frequency m · fs; ,
Adding means for adding a multi-bit digital signal output from the first oversampling means and having a sampling frequency m · fs (kHz) and a high frequency signal whose noise level is normalized by the normalizing means;
A second output of a multi-bit digital signal of m · n · fs (kHz) by over-sampling the addition output of the adding means at a sampling frequency of n (a positive integer of n ≧ 2) × fs (kHz) Oversampling means;
A multi-bit digital signal having a sampling frequency of m · n · fs (kHz) output from the second oversampling means is subjected to ΔΣ modulation processing to obtain a data word length of 1 bit at a sampling frequency of m · n · fs (kHz). ΔΣ modulation means for outputting a 1-bit audio signal;
Recording means for recording the 1-bit audio signal output by the ΔΣ modulation means on a recording medium,
The normalizing means includes
Gain calculating means for calculating an equalization coefficient for making the noise level calculated by the second noise level calculating means equal to the average noise level calculated by the first noise level calculating means;
A frequency characteristic inclination calculating means for calculating an inclination of a frequency characteristic of the first digital signal based on a frequency analysis result obtained by the frequency analyzing means; and a filter characteristic based on the inclination calculated by the frequency characteristic inclination calculating means. A frequency characteristic limiting unit that performs a frequency characteristic limiting process on the high-frequency signal using a filter coefficient obtained according to the filter characteristic based on the slope;
Gain adjusting means for adjusting a noise level of a filter output from the frequency characteristic limiting means using the equalization coefficient from the gain calculating means.
前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズレベル算出工程と、
可聴帯域外の高域信号を生成する高域信号生成工程と、
前記高域信号生成工程にて発生された前記高域信号のノイズレベルを算出する第２のノイズレベル算出工程と、
前記第１のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出工程にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化工程と、
前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、サンプリング周波数ｍ・ｆｓのマルチビットディジタル信号を出力する第１のオーバーサンプリング工程と、
前記第１のオーバーサンプリング工程から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号と前記正規化工程にてノイズレベルが正規化された高域信号とを加算する加算工程と、
前記加算工程の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（ｋＨｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによりｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号を出力する第２のオーバーサンプリング工程と、
前記第２のオーバーサンプリング工程から出力されたサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）のマルチビットディジタル信号にΔΣ変調処理を施してサンプリング周波数ｍ・ｎ・ｆｓ（ｋＨｚ）でデータ語長１ビットの１ビットオーディオ信号を出力するΔΣ変調工程と、
前記ΔΣ変調工程により出力された１ビットオーディオ信号を記録媒体に記録する記録工程とを備え、
前記正規化工程は、
前記第１のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノイズレベルに、前記第２のノイズレベル算出工程にて算出されたノイズレベルを等しくする等化係数を算出するゲイン算出工程と、
前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づいて前記第１のディジタル信号の周波数特性の傾きを算出する周波数特性傾き算出工程と、前記周波数特性傾き算出工程が算出した傾きに基づいたフィルタ特性を発生するフィルタ特性発生工程とを有し、前記傾きに基づいたフィルタ特性に応じて得たフィルタ係数を用いて前記高域信号に周波数特性制限処理を施す周波数特性制限工程と、
前記ゲイン算出工程からの前記等化係数を用いて前記周波数特性制限工程からのフィルタ出力のノイズレベルを調整するゲイン調整工程とを備える
ことを特徴とする１ビットオーディオ信号生成方法。 A frequency analysis step of performing frequency analysis processing on a first digital signal having a sampling frequency of fs (kHz) and a quantization bit of multi-bit;
A first noise level calculation step of calculating an average noise level of a predetermined band based on the frequency analysis result obtained in the frequency analysis step;
A high frequency signal generating step for generating a high frequency signal outside the audible band;
A second noise level calculation step for calculating a noise level of the high frequency signal generated in the high frequency signal generation step;
A normalization step of normalizing the noise level calculated in the second noise level calculation step based on the average noise level calculated in the first noise level calculation step;
A first oversampling step of oversampling the first digital signal at a sampling frequency of m (m ≧ 2 positive integer) × fs (kHz) and outputting a multi-bit digital signal of sampling frequency m · fs; ,
An addition step of adding the multi-bit digital signal of the sampling frequency m · fs (kHz) output from the first oversampling step and the high frequency signal whose noise level is normalized in the normalization step;
A second output of a multi-bit digital signal of m · n · fs (kHz) is performed by oversampling the addition output of the addition step at a sampling frequency of n (a positive integer of n ≧ 2) × fs (kHz). An oversampling process;
The multi-bit digital signal having a sampling frequency of m · n · fs (kHz) output from the second oversampling step is subjected to ΔΣ modulation processing to obtain a data word length of 1 bit at a sampling frequency of m · n · fs (kHz). A ΔΣ modulation step of outputting a 1-bit audio signal;
A recording step of recording the 1-bit audio signal output by the ΔΣ modulation step on a recording medium,
The normalization step includes
A gain calculating step for calculating an equalization coefficient for making the noise level calculated in the second noise level calculating step equal to the average noise level calculated in the first noise level calculating step;
A frequency characteristic gradient calculating step for calculating a gradient of the frequency characteristic of the first digital signal based on the frequency analysis result obtained in the frequency analyzing step, and a filter characteristic based on the gradient calculated by the frequency characteristic gradient calculating step. A frequency characteristic limiting step of applying a frequency characteristic limiting process to the high-frequency signal using a filter coefficient obtained according to the filter characteristic based on the slope,
And a gain adjusting step of adjusting a noise level of the filter output from the frequency characteristic limiting step using the equalization coefficient from the gain calculating step.
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