JP3821047B2

JP3821047B2 - Variable voltage regulator

Info

Publication number: JP3821047B2
Application number: JP2002134282A
Authority: JP
Inventors: 裕久荒井; 豊吉田
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2002-05-09
Filing date: 2002-05-09
Publication date: 2006-09-13
Anticipated expiration: 2022-05-09
Also published as: JP2003330551A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧可変レギュレータに用いる電源制御用ＩＣに関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの通信用素子の電源は、高リップル除去率（以降、高PSRR(Power Supply Riple Rejection Ratio)と略称する) の電源が必要であり、また、使用素子によっては電源電圧の違いがあるため、安定化電源であるレギュレータの電圧可変型の高PSRR特性を有する電圧可変レギュレータの製品を必要としている。
【０００３】
従来技術では、レギュレータそのもののPSRR特性を向上させても、レギュレータの出力電圧Voutを電圧可変型とするために、電圧可変型のトリミング回路を電源制御用ＩＣに内蔵させることにより、このトリミング回路および電圧可変型にするフィードバック抵抗群に接続される複数のスイッチ素子の制御回路に侵入するノイズ成分がスイッチ素子を通過してフィードバック抵抗群に侵入し、負帰還増幅器を介してレギュレータ出力にリップル出力を発生させ、レギュレータのPSRR特性を悪化させていた。
【０００４】
図５に従来技術による電圧可変レギュレータの回路図を示す。図５において、電圧可変レギュレータは、供給電源Vcc に接続される基準電圧Vrefと、この基準電圧Vrefとフィードバック量Vfとの差を増幅する負帰還増幅器Amp と、この負帰還増幅器Amp 出力を増幅する出力トランジスタ（図示例では、Pch-MOSFET)PM0S と、この出力トランジスタPM0Sの出力をレギュレータ出力Voutとし，フィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)を介して前記フィードバック量Vfを制御してレギュレータ出力電圧Voutを可変制御するフィードバック量制御手段FBC5と、を備える電圧可変レギュレータにおいて、
フィードバック量制御手段FBC5は、フィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)の内, 予め定められた抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)に並列に接続され, この抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)を短絡・開路する複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)と、この複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)の短絡・開路を制御する複数のゲート素子 (Q1〜Q6) と、このゲート素子 (Q1〜Q6) にHigh,Low信号を与えてフィードバック量Vfを制御するトリミング回路Trimと、を備え、ゲート素子 (Q1〜Q6) の駆動電圧は供給電源Vcc から直接供給されていた。
【０００５】
かかる構成により、従来技術の回路構成では、基準電圧Vref、負帰還増幅器Amp 、出力トランジスタPM0S、およびフィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)を含めて高PSRR特性を向上させている。しかし、この回路に、抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)を短絡・開路する複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)と、このスイッチ素子(NM1〜NM6)の短絡・開路を制御する複数のゲート素子 (Q1〜Q6) と、このゲート素子 (Q1〜Q6) にHigh,Low信号を与えてフィードバック量Vfを制御するトリミング回路Trimと、からなるレギュレータ出力可変化回路を付加することにより、本来レギュレータが保有する高PSRR特性を劣化させる。
【０００６】
この原因は、供給電源Vcc に重畳しているノイズ信号Vsn がゲート素子 (Q1〜Q6) の電源を経由してゲート素子 (Q1〜Q6) の出力回路にリークし、このリークしたノイズ信号Vtn5が、図示例ではNch-MOSFETのスイッチ素子(NM1〜NM6)のゲート電位をゆさぶり、このゲート電位の動揺が、例えば、ゲート・ソースあるいはゲート・ドレイン間の浮遊容量によって、フィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)を経由して負帰還増幅器Amp に侵入して、レギュレータ出力のPSRR特性を劣化させている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
この様に従来技術による電圧可変レギュレータにおいて、レギュレータ出力電圧を可変制御するフィードバック量制御手段を有していないレギュレータは高PSRR特性を有することができるが、フィードバック量制御手段を付加してレギュレータ出力電圧を可変制御すると高PSRR特性を劣化させる。
【０００８】
本発明は上記の点にかんがみてなされたものであり、その目的は前記した課題を解決して、レギュレータ出力電圧を可変制御でき、かつ、高リップル除去率を有するフィードバック量制御手段を有し、また、レギュレータ出力電圧の可変範囲内において、フィードバック量制御手段が安定に動作する電圧可変レギュレータを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、基準電圧と、この基準電圧とフィードバック量との差を増幅する負帰還増幅器と、この負帰還増幅器出力を増幅する出力トランジスタと、この出力トランジスタの出力をレギュレータ出力とし，フィードバック抵抗群を介してフィードバック量を制御してレギュレータ出力電圧を可変制御するフィードバック量制御手段と、を備える電圧可変レギュレータにおいて、
フィードバック量制御手段は、フィードバック抵抗群の内, 予め定められた抵抗に並列に接続され，この抵抗を短絡・開路する複数のスイッチ素子と、この複数のスイッチ素子の短絡・開路を制御する複数のゲート素子と、このゲート素子にHigh,Low信号を与えてフィードバック量を制御するトリミング回路と、複数のゲート素子の電源をレギュレータの電源とは別の電源により駆動するノイズ抑圧手段と、を備え、
前記ノイズ抑圧手段が複数のゲート素子の内高電位側に接続されるフィードバック抵抗を短絡・開路するスイッチ素子を駆動するゲート素子の電源をレギュレータ出力電圧から供給し、低電位側に接続されるフィードバック抵抗を短絡・開路するスイッチ素子を駆動するゲート素子の電源を安定化した内部電源回路から供給することができるものとする。
【００１０】
かかる構成により、複数のゲート素子から複数のスイッチ素子へのHigh,Low信号に重畳するノイズ信号を抑圧するノイズ抑圧手段を備えることにより、供給電源側に重畳するノイズ信号がゲート素子からスイッチ素子に伝搬し、さらにフィードバック抵抗群を経由して負帰還増幅器に侵入するノイズルートを抑圧して電圧可変レギュレータの高リップル除去率を確保することができる。
【００１３】
さらに、高電位側に接続されるフィードバック抵抗を短絡・開路するスイッチ素子を駆動するゲート素子の電源をレギュレータ出力電圧から供給することにより、レギュレータ出力の高リップル除去特性により供給電源側に重畳するノイズ信号が除去され、かつ、高電位側に接続されるフィードバック抵抗を短絡・開路するスイッチ素子はゲート素子の出力振幅をほぼレギュレータ出力電位から電源0Vレベルまで広げることができるので、スイッチ素子の短絡・開閉をより確実に行うことができる。
【００１５】
また、請求項１の発明において、特に、フィードバック量制御手段のフィードバック抵抗群は、レギュレータ出力と電源OV間を分圧し、レギュレータ出力端に接続される抵抗を除いてレギュレータ出力端側のフィードバック抵抗に並列に接続されスイッチ素子を構成するPch-MOSFETと、電源OV端に接続される抵抗を除いて電源OV端側のフィードバック抵抗に並列に接続されスイッチ素子を構成するNch-MOSFETと、電圧可変レギュレータの供給電源から定電流源と電圧安定化素子とからなる安定化した内部電源回路と、を備えて構成し、スイッチ素子を構成するPch-MOSFETを駆動するゲート素子の電源はレギュレータ出力電圧から供給し、スイッチ素子を構成するNch-MOSFETを駆動するゲート素子の電源は安定化した内部電源回路から供給することができる。
【００１６】
かかる構成により、レギュレータ出力端側のフィードバック抵抗に並列に接続されるPch-MOSFETスイッチ素子は、このスイッチ素子のゲートを駆動するゲート素子の電源をレギュレータ出力電圧から供給することにより、このPch-MOSFETスイッチ素子を開路するときはゲート電位をレギュレータ出力電圧近くにしてオフモードを確保し、Pch-MOSFETスイッチ素子を短絡するときはゲート電位を電源0V近くにすることにより、当該Pch-MOSFETを十分なるオンモードに駆動することができる（請求項２の発明）。
【００１７】
また、請求項３の発明は、電圧安定化素子は複数個のダイオード順方向の電圧降下を用いて安定化した内部電源回路を構成することができる。
また、請求項１ないし請求項３のいずれかの項に記載の発明におけるフィードバック量制御手段は、フィードバック抵抗群に並列に接続される複数のスイッチ素子の接続方法に代わって、複数のスイッチ素子は、レギュレータ出力と電源OV間を分圧するフィードバック抵抗群の節点に各スイッチ素子の一方を接続し、スイッチ素子の他方を共通に接続して負帰還増幅器へのフィードバック量とすることができる（請求項４の発明）。
【００１８】
かかる構成により、フィードバック量を制御してレギュレータ出力を可変する方法は、スイッチ素子の短絡時の短絡抵抗によるフィードバック量に与える影響の問題をレギュレータ出力を分圧するフィードバック抵抗群の各節点に於ける電位の検出により短絡時の短絡抵抗によるフィードバック量に与える影響を負帰還負帰還増幅器の高入力インピーダンス特性により無視できる構成を行うことができる。また、トリミング回路によるスイッチ素子のオン・オフの切り替え制御手段は、請求項２の発明の方法を用いることにより、同様にレギュレータ出力の高リップル除去率を確保することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明による一実施例としての電圧可変レギュレータの回路図、図２は他の実施例としての電圧可変レギュレータの回路図、図３、図４は他の実施例としての電圧可変レギュレータの回路図であり、図５に対応する同一部材には同じ符号が付してある。
【００２０】
図１において、本発明による電圧可変レギュレータは、基準電圧Vrefと、この基準電圧Vrefとフィードバック量Vfとの差を増幅する負帰還増幅器Amp と、この負帰還増幅器Amp 出力を電力増幅する出力トランジスタPMOSと、この出力トランジスタPMOSの出力をレギュレータ出力Voutとし，フィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)を介してフィードバック量Vfを制御してレギュレータ出力電圧Voutを可変制御するフィードバック量制御手段FBC(FBC1〜FBC4) と、を備え、フィードバック量制御手段FBC は、フィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)の内, 予め定められた抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)に並列に接続され, この抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)を短絡・開路する複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)と、この複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)の短絡・開路を制御する複数のゲート素子 (Q1〜Q6) と、このゲート素子 (Q1〜Q6) にHigh,Low信号を与えてフィードバック量Vfを制御するトリミング回路Trimと、複数のゲート素子 (Q1〜Q6) から複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)へのHigh,Low信号に重畳するノイズ信号Vtn を抑圧するノイズ抑圧手段NS(NS1〜NS4)と、を備えて構成することができる。
【００２１】
かかる構成により、複数のゲート素子 (Q1〜Q6) から複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)へのHigh,Low信号に重畳するノイズ信号Vtn を抑圧するノイズ抑圧手段NS(NS1〜NS4)を備えることにより、供給電源側Vcc に重畳するノイズ信号Vtn がゲート素子 (Q1〜Q6) からスイッチ素子(NM1〜NM6)に伝搬し、さらにフィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)を経由して負帰還増幅器Amp に侵入するノイズルートを抑圧することによって、電圧可変レギュレータの高リップル除去率PSRRを確保することができる。
【００２２】
【実施例】
（実施例１）
図１において、第１の実施例によるノイズ抑圧手段NS1 は、図示例では定電流源IsとダイオードD1〜D3で図示される安定化した内部電源（図示例では3DIOで表示する) を備え、この安定化電源3DIOで複数のゲート素子 (Q1〜Q6) を駆動することができる。
【００２３】
かかる構成により、供給電源側Vcc に重畳するノイズ信号Vsn を安定化した内部電源3DIOで減衰させることによって、複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)へのHigh,Low信号に重畳するノイズ信号Vtn を抑圧することができる。即ち、内部電源3DIOでは、定電流源Isの高インピーダンス性と、ダイオードD1〜D3に順方向電流を流すことによりダイオードD1〜D3の低インピーダンス性による分圧によって供給電源側Vcc のノイズ信号Vsn をノイズ信号Vtn に減衰させることができる。
【００２４】
また、上記実施例において、フィードバック量制御手段FBC1のフィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)は、レギュレータ出力Voutと電源OV(GND) 間を分圧し、レギュレータ出力端Voutおよび電源OV端GND に接続される抵抗R1,R2 を除いてフィードバック抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)に並列に接続されスイッチ素子(NM1〜NM6)を構成するNch-MOSFETと、電圧可変レギュレータの供給電源Vcc から定電流源Isと電圧安定化素子 (D1〜D3) とからなる安定化した内部電源回路3DIOと、を備えて構成することができる。
【００２５】
また、上記電圧安定化素子 (D1〜D3) は複数個のダイオードD1〜D3のダイオード順方向電圧降下を用いて安定化電源回路3DIOを構成することができる。
かかる構成により、供給電源側Vcc に重畳するノイズ信号Vsn はこの安定化した内部電源3DIOで抑圧することができるので、フィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)を経由して負帰還増幅器Amp に侵入するノイズ(Vtn')そのものを小さくし、電圧可変レギュレータの高リップル除去率PSRRを確保することができる。
【００２６】
即ち、従来技術による図５の電圧可変レギュレータは、電圧可変回路FBC5を付加することによって本来もっているレギュレータの高リップル除去率PSRRを低下させていた。この要因は、供給電源側Vcc に重畳するノイズ信号Vsn がトリミン回路Trimのトリミン信号によってスイッチ素子(NM1〜NM6)を駆動するゲート素子（インバータ素子）Q1〜Q6の出力に重畳し、このノイズVtn5がフィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)に直接のって、高リップル除去率PSRRを低下させることになるが、ゲート素子（インバータ素子）Q1〜Q6への供給電源に安定化電源（内部電源）を用いることにより対策することができる。
【００２７】
図１において、例えば、この内部電源として定電流源Isと電圧安定化素子（例えば、ダイオード）D1〜D3とからなる安定化した内部電源回路3DIOを搭載し、ゲート素子（インバータ素子）Q1〜Q6の電源をこの電源回路3DIOから供給することによって、供給電源Vcc のリップルからNch-MOSFETのゲートへのノイズ侵入経路を遮断することができる。この結果、トリミン回路Trimの付加による電圧可変レギュレータの高リップル除去率PSRRの低下は発生しない。
【００２８】
また、ここで述べる安定化した内部電源は、上述の電源回路3DIOに限定されることなく、供給電源Vcc がLDO(Low drop out) の下限値まで低下しても内部安定化電圧の出力Vs3(またはレギュレータ出力Vout) がぎりぎりその定電圧性が保持できる安定化電源であればどの様な電源でもよい。また、上述の電源回路3DIOは電流供給能力が殆ど必要としないので、集積回路上の基板面積は小さくてすむ。（実施例２）
実施例１で述べた安定化した内部電源回路3DIOの電源電圧Vs3 は、一般的にレギュレータの供給電源電圧Vcc より低い電圧にある。従って、安定化した内部電源回路3DIOの電圧Vs3 で駆動されるゲート素子Q1〜Q6の出力値はこの安定化した内部電源回路3DIOの電圧Vs3 で抑制される。他方、トリミング回路Trimによるレギュレータ出力電圧Voutの設定範囲によってはこのレギュレータ出力電圧Voutはかなり高電位出力に設定されることがあり、この様な場合レギュレータ出力Voutの高電位側に接続されるスイッチ素子（例えば、NM1,NM2,NM3)は、後述する条件下が確保できないときは、上記の抑制されたゲート素子Q1,Q2,Q3 の出力値でスイッチ素子NM1,NM2,NM3 を短絡駆動することができない場合がある。
【００２９】
この様な課題に対する解決策として実施例２の方法がある。図２において、ノイズ抑圧手段NS2 が複数のゲート素子Q1〜Q6の内フィードバック抵抗(32R,16R,8R)を短絡・開路するスイッチ素子(NM1〜NM3)が高電位側に接続されるスイッチ素子(PM1〜PM3)を駆動するゲート素子Q1〜Q3の電源をレギュレータ出力電圧Voutから供給し、フィードバック抵抗(4R,2R,R) を短絡・開路するスイッチ素子(NM4〜NM6)が低電位側に接続されるスイッチ素子(NM4〜NM6)を駆動するゲート素子Q4〜Q6の電源を安定化した内部電源回路3DIOから供給することができる。
【００３０】
かかる構成により、フィードバック抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)を短絡・開路するスイッチ素子(NM1〜NM3)が高電位側に接続されるスイッチ素子(PM1〜PM3)を駆動するゲート素子Q1〜Q3の電源をレギュレータ出力電圧Voutから供給することにより、レギュレータ出力Voutの高リップル除去特性により供給電源側Vcc に重畳するノイズ信号Vsn が除去され、かつ、高電位側に接続されるスイッチ素子(PM1〜PM3)はゲート素子Q1〜Q3の出力振幅をほぼレギュレータ出力電位から電源0Vレベルまで広げことができるので、スイッチ素子(PM1〜PM3)の短絡・開閉をより確実に行うことができる。
【００３１】
また、特に、フィードバック量制御手段FBC2のフィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)は、レギュレータ出力Voutと電源OV(GND) 間を分圧し、レギュレータ出力Vout端に接続される抵抗R1を除いてレギュレータ出力Vout端側のフィードバック抵抗(32R,16R,8R)に並列に接続されスイッチ素子(PM1〜PM3)を構成するPch-MOSFETと、電源OV端に接続される抵抗2 を除いて電源OV端側GND のフィードバック抵抗(4R,2R,R) に並列に接続されスイッチ素子(NM4〜NM6)を構成するNch-MOSFETと、電圧可変レギュレータの供給電源Vcc から定電流源Isと電圧安定化素子D1〜D3とからなる安定化した内部電源回路3DIOと、を備えて構成し、スイッチ素子(PM1〜PM3)を構成するPch-MOSFETを駆動するゲート素子Q1〜Q3の電源はレギュレータ出力電圧Voutから供給し、スイッチ素子(NM4〜NM6)を構成するNch-MOSFETを駆動するゲート素子Q4〜Q6の電源は安定化した内部電源回路3DIOから供給することができる。
【００３２】
かかる構成により、レギュレータ出力端Vout側のフィードバック抵抗32R,16R,8Rに並列に接続されるPch-MOSFETスイッチ素子(PM1〜PM3)は、このスイッチ素子(PM1〜PM3)のゲートを駆動するゲート素子Q1〜Q3の電源をレギュレータ出力電圧Voutから供給することにより、このPch-MOSFETスイッチ素子(PM1〜PM3)を開路するときはゲート電位をレギュレータ出力電圧Vout近くにしてオフモードを確保し、Pch-MOSFETスイッチ素子(PM1〜PM3)を短絡するときはゲート電位を電源0V近くにすることにより、当該Pch-MOSFET(PM1〜PM3)を十分なるオンモードに駆動することができる。
【００３３】
また、電源OV端に接続される電源OV端側GND のフィードバック抵抗(4R,2R,R) に並列に接続されスイッチ素子(NM4〜NM6)を構成するNch-MOSFET(NM4〜NM6)は、スイッチ素子(NM4〜NM6)のゲートを駆動するゲート素子Q4〜Q6の電源を電圧可変レギュレータの供給電源Vcc から定電流源Isと電圧安定化素子D1〜D3とからなる安定化した内部電源回路3DIOから供給することにより、実施例１で述べたものと同様の構成・動作で、スイッチ素子(NM4〜NM6)の安定なる短絡・開閉動作と、本来もっているレギュレータの高リップル除去率PSRRを保持することができる。
【００３４】
次に、スイッチ素子(PM1〜PM3), (NM4〜NM6)のスイッチング条件を説明する。図２に図示される構成例では、上位３bit をPch-MOSFET(PM1〜PM3)としこのバックゲートをレギュレータ出力Voutに接続することにより、レギュレータの可変電圧の全範囲内で、
【００３５】
【数１】
Vout≧Vs2 ＞Vth ・・・・・(1)
が成立するので、Pch-MOSFET(PM1〜PM3)のオン・オフを制御することができる。但し、Vs2 は抵抗R1と抵抗32R との共通接続点の電位、Vth はPch-MOSFET(PM1〜PM3)の閾値電圧とする。
【００３６】
また、下位の３bit のNch-MOSFET(NM4〜NM6)では、
【００３７】
【数２】
(Vs4−Vs3)＞Vth ・・・・・(2)
が成立する様に条件を選定することにより、Nch-MOSFET(NM4〜NM6)のオン・オフを制御することができる。但し、Vs3 は抵抗8Rと抵抗4Rとの共通接続点の分圧電位、V4は3DIOの安定化された内部電圧である。
【００３８】
この様な式(1),(2) の条件を満たす様に選択することにより、上位bit 側で、Pch-MOSFET(PM1〜PM3)を制御し、下位bit 側で、Nch-MOSFET(NM4〜NM6)を制御することにより、レギュレータの高リップル除去率PSRRを劣化させることなくレギュレータの出力電圧の可変性を確保することができる。
また、実施例１、２において、フィードバック抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)の個々の抵抗値を抵抗R の32倍、16倍・・ 1倍と選択し、抵抗R1,R2 と抵抗R との比率を予め定められた値に設定することにより、レギュレータの出力電圧Voutの可変範囲を定め、この範囲内において、トリミング回路Trimの出力a1〜a6のHi/Lo を選択することにより、1/63の分解能で出力Voutを微調整することができる。
（実施例３）
また、実施例１および実施例２で述べた電圧可変レギュレータにおいて、フィードバック量制御手段FBC3,FBC4 は、フィードバック抵抗群(R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2)に並列に接続される複数のスイッチ素子(NM1〜NM6), (PM1〜PM3), (NM4〜NM6)の接続方法に代わって、図３、図４に図示する実施例３の電圧可変レギュレータの複数のスイッチ素子(NM1〜NM6), (PM1〜PM3), (NM4〜NM6)は、レギュレータ出力と電源OV間を分圧するフィードバック抵抗群(R1,R3,R4,R5,R6,R7,R8,R2) の節点p1〜p6（符号の表示省略）に各スイッチ素子(NM1〜NM6), (PM1〜PM3), (NM4〜NM6)の一方を接続し、スイッチ素子(NM1〜NM6), (PM1〜PM3), (NM4〜NM6)の他方を共通に接続して負帰還増幅器Amp へのフィードバック量Vfとすることができる。
【００３９】
かかる構成により、フィードバック量Vfを制御してレギュレータ出力Voutを可変する方法は、実施例１および実施例２ではスイッチ素子(NM1〜NM6), (PM1〜PM3), (NM4〜NM6)の短絡時の短絡抵抗によるフィードバック量Vfに与える影響の問題があるが、実施例３の接続方法によれば、レギュレータ出力Voutを分圧するフィードバック抵抗群(R1,R3,R4,R5,R6,R7,R8,R2) の各節点p1〜p6に於ける電位の検出により、検出時のオン抵抗の影響を負帰還負帰還増幅器Amp の高入力インピーダンス特性により無視できる様に行うことができる。また、トリミング回路によるスイッチ素子のオン・オフの切り替え制御手段は、実施例１および実施例２で述べた (1)式,(2)式の条件を用いることにより、オン・オフの切り替え制御を確実にして、同様にレギュレータ出力の高リップル除去率PSRRを確保することができる。
【００４０】
また、フィードバック抵抗(R3,R4,R5,R6,R7,R8) は実施例１、２と異なってほぼ均一な抵抗値を選択することにより、レギュレータ出力電圧をほぼ均一に微調整させることができる。
また、図示省略しているが、例えば、フィードバック量制御手段FBC6として、フィードバック抵抗群((R1,32R,16R,8R,4R,2R,R)+(R3,R4,R5,R6.R7.R8,R2))の実施例２および実施例３のフィードバック抵抗回路で構成し、抵抗R1側をレギュレータ出力Voutに接続し、フィードバック抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)は並列に接続される実施例２の複数のスイッチ素子(PM1〜PM6)をPch-MOSFETで構成し, このPch-MOSFET駆動するゲート素子Q1〜Q6の電源をレギュレータ出力電圧Voutから供給し、また、抵抗R2側を電源0V側(GND) に接続し、フィードバック抵抗(R3,R4,R5,R6.R7.R8,R2)は分圧節点p1〜p6を複数のスイッチ素子(NM1〜NM6)をNch-MOSFETで構成し, このNch-MOSFETを駆動するゲート素子(Q1'〜Q6')の電源を安定化した内部電源回路3DIOから供給することができる。
【００４１】
かかる構成により、フィードバック抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R)側でレギュレータ出力電圧Voutの粗調整を行い、フィードバック抵抗(R3,R4,R5,R6.R7.R8,R2)側でレギュレータ出力電圧Voutの微調整を行い、全体として高可変電圧範囲を有しながら、そのレギュレータ出力電圧Voutは必要とする精度を確保し高リップル除去率を有するする電圧可変レギュレータを提供することができる。
【００４２】
また、実施例１〜３において、上述のフィードバック抵抗(32R,16R,8R,4R,2R,R),(32R,16R,8R),(4R,2R,R),(R3,R4,R5,R6.R7.R8,R2)は６個あるいは３個の例で説明したが、 (1)式,(2)式の条件を満たす範囲内でフィードバック抵抗の増減は自由に選択することができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、レギュレータ出力電圧を可変制御でき、かつ、高リップル除去率を有するフィードバック量制御手段を有し、また、レギュレータ出力電圧の可変範囲内において、フィードバック量制御手段が安定に動作する電圧可変レギュレータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施例としての電圧可変レギュレータの回路図
【図２】他の実施例としての電圧可変レギュレータの回路図
【図３】他の実施例としての電圧可変レギュレータの回路図
【図４】他の実施例としての電圧可変レギュレータの回路図
【図５】従来技術による電圧可変レギュレータの回路図
【符号の説明】
Vref 基準電圧
Amp 負帰還増幅器
PMOS 出力トランジスタ
FBC,FBC1〜FBC4 フィードバック量制御手段
NS,NS1〜NS4 ノイズ抑圧手段
R1,32R,16R,8R,4R,2R,R,R2, R3〜R8 フィードバック抵抗
NM1〜NM6, PM1〜PM6 スイッチ素子
Q1〜Q6 ゲート素子
Trim トリミング回路
3DIO 安定化電源
D1〜D3 電圧安定化素子
Is 電流源
Vsn,Vtn ノイズ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply control IC used for a voltage variable regulator.
[0002]
[Prior art]
The power supply for communication devices such as mobile phones must have a high ripple rejection ratio (hereinafter abbreviated as Power Supply Riple Rejection Ratio (PSRR)), and the power supply voltage varies depending on the device used. Therefore, there is a need for a voltage variable regulator product having a voltage variable type high PSRR characteristic of a regulator that is a stabilized power supply.
[0003]
In the prior art, even if the PSRR characteristics of the regulator itself are improved, in order to make the output voltage Vout of the regulator variable, the voltage variable trimming circuit is built in the power supply control IC, Noise components that enter the control circuit of multiple switch elements connected to the feedback resistor group that makes the voltage variable type pass through the switch element and enter the feedback resistor group, and output ripple output to the regulator output via the negative feedback amplifier. Generated and deteriorated the PSRR characteristics of the regulator.
[0004]
FIG. 5 shows a circuit diagram of a voltage variable regulator according to the prior art. In FIG. 5, the voltage variable regulator amplifies the reference voltage Vref connected to the power supply Vcc, the negative feedback amplifier Amp that amplifies the difference between the reference voltage Vref and the feedback amount Vf, and the output of the negative feedback amplifier Amp. The output transistor (Pch-MOSFET in the illustrated example) PM0S and the output of this output transistor PM0S is defined as a regulator output Vout, and the output transistor (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2) In a voltage variable regulator comprising feedback amount control means FBC5 that variably controls the regulator output voltage Vout by controlling the feedback amount Vf,
The feedback amount control means FBC5 is in parallel with a predetermined resistance (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) in the feedback resistance group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2). The multiple switch elements (NM1 to NM6) that short-circuit / open this resistor (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) and the short-circuit / open circuit of these multiple switch elements (NM1 to NM6) A plurality of gate elements (Q1 to Q6) to be controlled, and a trimming circuit Trim for controlling the feedback amount Vf by applying high and low signals to the gate elements (Q1 to Q6), and the gate elements (Q1 to Q6) The drive voltage of was supplied directly from the supply power source Vcc.
[0005]
With this configuration, in the prior art circuit configuration, the reference voltage Vref, the negative feedback amplifier Amp, the output transistor PM0S, and the feedback resistor group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2) are included in the high PSRR. The characteristics are improved. However, in this circuit, multiple switching elements (NM1 to NM6) that short-circuit and open resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) and short-circuiting and opening of these switching elements (NM1 to NM6) are controlled. A regulator output variable circuit consisting of a plurality of gate elements (Q1 to Q6) to be controlled and a trimming circuit Trim for controlling the feedback amount Vf by applying a High and Low signal to the gate elements (Q1 to Q6). As a result, the high PSRR characteristic originally possessed by the regulator is degraded.
[0006]
This is because the noise signal Vsn superimposed on the power supply Vcc leaks to the output circuit of the gate element (Q1 to Q6) via the power supply of the gate element (Q1 to Q6), and this leaked noise signal Vtn5 In the example shown in the figure, the gate potential of the switching elements (NM1 to NM6) of the Nch-MOSFET is shaken, and the fluctuation of this gate potential is caused by, for example, the feedback resistance group (R1, 32R , 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2) to enter the negative feedback amplifier Amp to degrade the PSRR characteristic of the regulator output.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
Thus, in the voltage variable regulator according to the prior art, a regulator that does not have a feedback amount control means for variably controlling the regulator output voltage can have a high PSRR characteristic, but the regulator output voltage can be added by adding a feedback amount control means. Variable PS control degrades high PSRR characteristics.
[0008]
The present invention has been made in view of the above points, and its object is to solve the above-described problem, and to have a feedback amount control means that can variably control the regulator output voltage and has a high ripple rejection rate, It is another object of the present invention to provide a voltage variable regulator in which the feedback amount control means operates stably within the variable range of the regulator output voltage.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention of claim 1 includes a reference voltage, a negative feedback amplifier that amplifies the difference between the reference voltage and the feedback amount, an output transistor that amplifies the output of the negative feedback amplifier, and the output. In a voltage variable regulator comprising: a transistor output as a regulator output; and a feedback amount control means for variably controlling the regulator output voltage by controlling a feedback amount via a feedback resistor group.
The feedback amount control means is connected in parallel to a predetermined resistance in the feedback resistance group, and a plurality of switch elements that short-circuit and open the resistance, and a plurality of control elements that control the short-circuit and open-circuit of the plurality of switch elements. a gate element, e Bei a trimming circuit for controlling the amount of feedback is given High, a Low signal to the gate device, a noise suppressing means for driving by a different power source from the power supply to the regulator of the plurality of gate elements, the ,
The noise suppression means supplies the power of the gate element for driving the switch element that short-circuits and opens the feedback resistor connected to the high potential side of the plurality of gate elements from the regulator output voltage, and the feedback connected to the low potential side It is assumed that the power supply of the gate element that drives the switch element that short-circuits and opens the resistor can be supplied from a stabilized internal power supply circuit.
[0010]
With such a configuration, the noise signal superimposed on the power supply side is transferred from the gate element to the switch element by including the noise suppression unit that suppresses the noise signal superimposed on the high and low signals from the plurality of gate elements to the plurality of switch elements. It is possible to suppress the noise route that propagates and enters the negative feedback amplifier via the feedback resistor group, thereby ensuring a high ripple rejection ratio of the voltage variable regulator.
[0013]
Furthermore , by supplying power from the regulator output voltage to the gate element that drives the switch element that shorts and opens the feedback resistor connected to the high potential side, noise superimposed on the supply power side due to the high ripple rejection characteristics of the regulator output The switch element that removes the signal and shorts and opens the feedback resistor connected to the high potential side can widen the output amplitude of the gate element from the regulator output potential to the power supply 0V level. Opening and closing can be performed more reliably.
[0015]
In the first aspect of the invention, in particular, the feedback resistor group of the feedback amount control means divides the voltage between the regulator output and the power supply OV, and removes the resistor connected to the regulator output end to the feedback resistor on the regulator output end side. Pch-MOSFET connected in parallel to form a switch element, Nch-MOSFET connected in parallel to a feedback resistor on the power supply OV end side excluding the resistor connected to the power supply OV end, and a voltage variable regulator The power supply for the gate element that drives the Pch-MOSFET that constitutes the switch element is supplied from the regulator output voltage. The power supply for the gate element that drives the Nch-MOSFET constituting the switch element can be supplied from a stabilized internal power supply circuit.
[0016]
With such a configuration, the Pch-MOSFET switching element connected in parallel to the feedback resistor on the regulator output end side supplies the power of the gate element that drives the gate of this switching element from the regulator output voltage, so that this Pch-MOSFET When opening the switch element, the gate potential should be close to the regulator output voltage to ensure the off mode, and when shorting the Pch-MOSFET switch element, the gate potential should be close to 0 V to make the Pch-MOSFET sufficient It can be driven in the on mode (invention of claim 2 ).
[0017]
According to a third aspect of the present invention, an internal power supply circuit can be configured in which the voltage stabilizing element is stabilized by using a plurality of diode forward voltage drops.
Further, the feedback amount control means in the invention according to any one of claims 1 to 3 is configured such that the plurality of switch elements are replaced with a connection method of the plurality of switch elements connected in parallel to the feedback resistance group. One of the switch elements can be connected to a node of a feedback resistor group that divides the voltage between the regulator output and the power supply OV, and the other switch element can be connected in common to obtain a feedback amount to the negative feedback amplifier. Invention of 4 ).
[0018]
With such a configuration, the method of varying the regulator output by controlling the feedback amount is based on the potential effect at each node of the feedback resistor group that divides the regulator output due to the problem of the effect on the feedback amount due to the short-circuit resistance when the switch element is short-circuited. By detecting this, it is possible to perform a configuration in which the influence on the feedback amount due to the short-circuit resistance at the time of short-circuit can be ignored by the high input impedance characteristic of the negative feedback negative feedback amplifier. The on / off switching control means of the switch element by the trimming circuit can similarly ensure a high ripple removal rate of the regulator output by using the method of the invention of claim 2 .
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
1 is a circuit diagram of a voltage variable regulator as one embodiment according to the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a voltage variable regulator as another embodiment, and FIGS. 3 and 4 are diagrams of a voltage variable regulator as another embodiment. It is a circuit diagram and the same code | symbol is attached | subjected to the same member corresponding to FIG.
[0020]
In FIG. 1, a voltage variable regulator according to the present invention includes a reference voltage Vref, a negative feedback amplifier Amp that amplifies the difference between the reference voltage Vref and the feedback amount Vf, and an output transistor PMOS that amplifies the output of the negative feedback amplifier Amp. The output of this output transistor PMOS is used as the regulator output Vout, and the regulator output voltage Vout can be varied by controlling the feedback amount Vf via the feedback resistors (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2). Feedback amount control means FBC (FBC1 to FBC4) to be controlled, and the feedback amount control means FBC is predetermined among the feedback resistance groups (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2). A plurality of switch elements (NM1 to NM6) connected in parallel to the resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) and short-circuiting / opening these resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) And a plurality of gate elements (Q1 to Q6) for controlling the short circuit / opening of the plurality of switch elements (NM1 to NM6). ) And a trimming circuit Trim that controls the feedback amount Vf by applying high and low signals to the gate elements (Q1 to Q6) and a plurality of gate elements (Q1 to Q6) to a plurality of switch elements (NM1 to NM6). Noise suppression means NS (NS1 to NS4) for suppressing the noise signal Vtn superimposed on the high and low signals.
[0021]
With such a configuration, noise suppression means NS (NS1 to NS4) for suppressing the noise signal Vtn superimposed on the high and low signals from the plurality of gate elements (Q1 to Q6) to the plurality of switch elements (NM1 to NM6) is provided. As a result, the noise signal Vtn superimposed on the power supply side Vcc is propagated from the gate element (Q1 to Q6) to the switch element (NM1 to NM6), and further the feedback resistance group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R , R2) to suppress the noise route entering the negative feedback amplifier Amp, the high ripple rejection rate PSRR of the voltage variable regulator can be ensured.
[0022]
【Example】
Example 1
In FIG. 1, the noise suppression means NS1 according to the first embodiment includes a stabilized internal power source (indicated by 3DIO in the illustrated example) represented by a constant current source Is and diodes D1 to D3 in the illustrated example. A plurality of gate elements (Q1 to Q6) can be driven by the stabilized power supply 3DIO.
[0023]
With this configuration, the noise signal Vsn superimposed on the power supply side Vcc is attenuated by the stabilized internal power supply 3DIO, thereby suppressing the noise signal Vtn superimposed on the high and low signals to the multiple switch elements (NM1 to NM6). can do. That is, in the internal power supply 3DIO, the noise signal Vsn on the power supply side Vcc is generated by voltage division due to the high impedance characteristic of the constant current source Is and the low impedance characteristic of the diodes D1 to D3 by flowing forward currents to the diodes D1 to D3. The noise signal Vtn can be attenuated.
[0024]
In the above embodiment, the feedback resistance group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2) of the feedback amount control means FBC1 divides the voltage between the regulator output Vout and the power supply OV (GND), and the regulator Nch that configures switch elements (NM1 to NM6) connected in parallel to feedback resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) except for resistors R1 and R2 connected to output terminal Vout and power supply OV terminal GND A MOSFET and a stabilized internal power supply circuit 3DIO including a constant current source Is and voltage stabilizing elements (D1 to D3) can be configured from a power supply Vcc of a voltage variable regulator.
[0025]
The voltage stabilizing elements (D1 to D3) can constitute a stabilized power supply circuit 3DIO using a diode forward voltage drop of a plurality of diodes D1 to D3.
With this configuration, the noise signal Vsn superimposed on the power supply side Vcc can be suppressed by this stabilized internal power supply 3DIO, so that the feedback resistor group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2) Thus, the noise (Vtn ′) that enters the negative feedback amplifier Amp via the current can be reduced, and the high ripple rejection ratio PSRR of the voltage variable regulator can be secured.
[0026]
That is, the voltage variable regulator of FIG. 5 according to the prior art reduces the high ripple rejection ratio PSRR of the regulator originally provided by adding the voltage variable circuit FBC5. This is because the noise signal Vsn superimposed on the power supply side Vcc is superimposed on the outputs of the gate elements (inverter elements) Q1 to Q6 that drive the switch elements (NM1 to NM6) by the trimin signal of the trimin circuit Trim, and this noise Vtn5 Is directly attached to the feedback resistor group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2), but the high ripple rejection ratio PSRR is reduced, but to the gate elements (inverter elements) Q1 to Q6 It is possible to take measures by using a stabilized power supply (internal power supply) for the power supply.
[0027]
In FIG. 1, for example, a stabilized internal power supply circuit 3DIO comprising a constant current source Is and voltage stabilizing elements (for example, diodes) D1 to D3 is mounted as the internal power supply, and gate elements (inverter elements) Q1 to Q6. By supplying this power from the power supply circuit 3DIO, the noise intrusion path from the ripple of the power supply Vcc to the gate of the Nch-MOSFET can be cut off. As a result, the high ripple rejection ratio PSRR of the voltage variable regulator does not decrease due to the addition of the Trimin circuit Trim.
[0028]
The stabilized internal power supply described here is not limited to the above-described power supply circuit 3DIO. Even if the power supply Vcc drops to the lower limit value of LDO (Low drop out), the output Vs3 ( Alternatively, any power source may be used as long as it is a stabilized power source that can maintain the constant voltage characteristic at the limit of the regulator output Vout). Further, since the above-described power supply circuit 3DIO requires almost no current supply capability, the substrate area on the integrated circuit can be reduced. (Example 2)
The power supply voltage Vs3 of the stabilized internal power supply circuit 3DIO described in the first embodiment is generally lower than the supply power supply voltage Vcc of the regulator. Therefore, the output values of the gate elements Q1 to Q6 driven by the stabilized voltage Vs3 of the internal power supply circuit 3DIO are suppressed by the stabilized voltage Vs3 of the internal power supply circuit 3DIO. On the other hand, depending on the setting range of the regulator output voltage Vout by the trimming circuit Trim, the regulator output voltage Vout may be set to a considerably high potential output. In such a case, the switching element connected to the high potential side of the regulator output Vout (For example, NM1, NM2, NM3) can short-circuit drive the switch elements NM1, NM2, NM3 with the output values of the above-described suppressed gate elements Q1, Q2, Q3 when the conditions described later cannot be secured. There are cases where it is not possible.
[0029]
As a solution to such a problem, there is a method according to the second embodiment. In FIG. 2, switch elements (NM1 to NM3) for short-circuiting / opening the feedback resistors (32R, 16R, 8R) of the plurality of gate elements Q1 to Q6 by the noise suppression means NS2 are connected to the high potential side ( The power of the gate elements Q1 to Q3 that drive (PM1 to PM3) is supplied from the regulator output voltage Vout, and the switch elements (NM4 to NM6) that short-circuit and open the feedback resistors (4R, 2R, R) are connected to the low potential side The power supplies of the gate elements Q4 to Q6 that drive the switch elements (NM4 to NM6) to be operated can be supplied from the stabilized internal power supply circuit 3DIO.
[0030]
With this configuration, the switching elements (PM1 to NM3) that short-circuit and open the feedback resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) drive the switching elements (PM1 to PM3) connected to the high potential side. A switch connected to the high potential side with the noise signal Vsn superimposed on the power supply side Vcc removed by the high ripple rejection characteristics of the regulator output Vout by supplying power from the elements Q1 to Q3 from the regulator output voltage Vout The elements (PM1 to PM3) can widen the output amplitude of the gate elements Q1 to Q3 from almost the regulator output potential to the power supply 0V level, so the switch elements (PM1 to PM3) can be short-circuited and opened and closed more reliably. .
[0031]
In particular, the feedback resistance group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2) of the feedback amount control means FBC2 divides the voltage between the regulator output Vout and the power supply OV (GND), and the regulator output Vout terminal Connected to the feedback resistor (32R, 16R, 8R) on the regulator output Vout side except for the resistor R1 connected to the Pch-MOSFET that constitutes the switch elements (PM1 to PM3) and the power supply OV end It is determined from the Nch-MOSFET that is connected in parallel to the feedback resistor (4R, 2R, R) on the power supply OV terminal side except for the resistor 2 that configures the switch element (NM4 to NM6) and the power supply Vcc of the voltage variable regulator. A gate device Q1 to Q3 that drives a Pch-MOSFET that constitutes a switch element (PM1 to PM3), comprising a stabilized internal power supply circuit 3DIO composed of a current source Is and voltage stabilizing elements D1 to D3 Power is supplied from the regulator output voltage Vout, and the Nch-MOSFET that configures the switch elements (NM4 to NM6) Power for the gate elements Q4 to Q6 to be driven can be supplied from the stabilized internal power supply circuit 3DIO.
[0032]
With this configuration, the Pch-MOSFET switching elements (PM1 to PM3) connected in parallel to the feedback resistors 32R, 16R, and 8R on the regulator output terminal Vout side are gate elements that drive the gates of the switching elements (PM1 to PM3). By supplying power from Q1 to Q3 from the regulator output voltage Vout, when opening this Pch-MOSFET switch element (PM1 to PM3), the gate potential is close to the regulator output voltage Vout to secure the off mode, and Pch- When the MOSFET switch elements (PM1 to PM3) are short-circuited, the Pch-MOSFETs (PM1 to PM3) can be driven to a sufficient on mode by setting the gate potential close to the power supply 0V.
[0033]
The Nch-MOSFETs (NM4 to NM6) that are connected in parallel to the feedback resistor (4R, 2R, R) of the power supply OV end GND connected to the power supply OV end and constitute the switch elements (NM4 to NM6) The power supply of the gate elements Q4 to Q6 for driving the gates of the elements (NM4 to NM6) is supplied from the stabilized internal power supply circuit 3DIO comprising the constant current source Is and the voltage stabilizing elements D1 to D3 from the power supply Vcc of the voltage variable regulator By supplying, with the same configuration and operation as described in the first embodiment, stable switching and switching operation of the switch elements (NM4 to NM6) and the high ripple rejection rate PSRR of the original regulator should be maintained. Can do.
[0034]
Next, the switching conditions of the switch elements (PM1 to PM3) and (NM4 to NM6) will be described. In the configuration example shown in FIG. 2, the upper 3 bits are Pch-MOSFETs (PM1 to PM3), and this back gate is connected to the regulator output Vout.
[0035]
[Expression 1]
Vout ≧ Vs2> Vth (1)
Therefore, the on / off of the Pch-MOSFETs (PM1 to PM3) can be controlled. However, Vs2 is the potential at the common connection point between the resistor R1 and the resistor 32R, and Vth is the threshold voltage of the Pch-MOSFETs (PM1 to PM3).
[0036]
In the lower 3bit Nch-MOSFET (NM4 to NM6),
[0037]
[Expression 2]
(Vs4−Vs3)> Vth (2)
By selecting the conditions so that is established, ON / OFF of the Nch-MOSFETs (NM4 to NM6) can be controlled. However, Vs3 is a divided potential at the common connection point between the resistor 8R and the resistor 4R, and V4 is a stabilized internal voltage of 3DIO.
[0038]
By selecting such that the conditions of equations (1) and (2) are satisfied, the Pch-MOSFETs (PM1 to PM3) are controlled on the upper bit side and the Nch-MOSFETs (NM4 to NM4 to NM4 on the lower bit side). By controlling NM6), it is possible to ensure the variability of the output voltage of the regulator without degrading the high ripple rejection ratio PSRR of the regulator.
In the first and second embodiments, the individual resistance values of the feedback resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) are selected to be 32 times, 16 times, and 1 times the resistance R, and the resistors R1, R2 The variable range of the output voltage Vout of the regulator is determined by setting the ratio of R and R to a predetermined value, and Hi / Lo of the outputs a1 to a6 of the trimming circuit Trim is selected within this range Thus, the output Vout can be finely adjusted with a resolution of 1/63.
Example 3
In the voltage variable regulator described in the first and second embodiments, the feedback amount control means FBC3 and FBC4 are connected in parallel to the feedback resistance group (R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2). Switch elements (NM1 to NM6), (PM1 to PM3), and (NM4 to NM6) connected to a plurality of switch elements of the voltage variable regulator of the third embodiment shown in FIGS. (NM1 to NM6), (PM1 to PM3), and (NM4 to NM6) are the nodes of the feedback resistor group (R1, R3, R4, R5, R6, R7, R8, R2) that divides the voltage between the regulator output and power supply OV. Connect one of the switch elements (NM1 to NM6), (PM1 to PM3), (NM4 to NM6) to p1 to p6 (not shown), and switch elements (NM1 to NM6), (PM1 to PM3), The other of (NM4 to NM6) can be connected in common to obtain the feedback amount Vf to the negative feedback amplifier Amp.
[0039]
With this configuration, the regulator output Vout can be varied by controlling the feedback amount Vf in the first and second embodiments when the switch elements (NM1 to NM6), (PM1 to PM3), and (NM4 to NM6) are short-circuited. However, according to the connection method of the third embodiment, the feedback resistor group (R1, R3, R4, R5, R6, R7, R8, By detecting the potential at the nodes p1 to p6 of R2), the influence of the on-resistance at the time of detection can be made so as to be negligible due to the high input impedance characteristic of the negative feedback negative feedback amplifier Amp. The on / off switching control means of the switch element by the trimming circuit performs on / off switching control by using the conditions of the expressions (1) and (2) described in the first and second embodiments. It is possible to ensure the high ripple rejection ratio PSRR of the regulator output as well.
[0040]
Also, the feedback resistors (R3, R4, R5, R6, R7, R8) can be finely adjusted almost uniformly by selecting a substantially uniform resistance value unlike the first and second embodiments. .
Although not shown, for example, as the feedback amount control means FBC6, the feedback resistance group ((R1, 32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) + (R3, R4, R5, R6.R7.R8 , R2)) is composed of the feedback resistor circuit of Example 2 and Example 3, the resistor R1 side is connected to the regulator output Vout, and the feedback resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) are connected in parallel A plurality of switching elements (PM1 to PM6) of the second embodiment are configured with Pch-MOSFETs, and power for the gate elements Q1 to Q6 for driving the Pch-MOSFETs is supplied from the regulator output voltage Vout, and the resistance R2 side Is connected to the 0V side (GND) of the power supply, and the feedback resistors (R3, R4, R5, R6.R7.R8, R2) are divided nodes p1 to p6 with multiple switch elements (NM1 to NM6) using Nch-MOSFETs. The power supply of the gate element (Q1 ′ to Q6 ′) that drives the Nch-MOSFET can be supplied from the stabilized internal power supply circuit 3DIO.
[0041]
With this configuration, the regulator output voltage Vout is roughly adjusted on the feedback resistor (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R) side, and the feedback resistor (R3, R4, R5, R6.R7.R8, R2) side is adjusted. It is possible to provide a voltage variable regulator that finely adjusts the regulator output voltage Vout and has a high variable voltage range as a whole, while ensuring the required accuracy of the regulator output voltage Vout and having a high ripple rejection ratio. .
[0042]
In Examples 1 to 3, the feedback resistors (32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R), (32R, 16R, 8R), (4R, 2R, R), (R3, R4, R5, Although R6.R7.R8, R2) have been described with six or three examples, the increase or decrease of the feedback resistance can be freely selected within the range that satisfies the conditions of equations (1) and (2).
[0043]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to variably control the regulator output voltage and to have a feedback amount control means having a high ripple rejection rate, and within the variable range of the regulator output voltage, the feedback amount control means. Can provide a voltage variable regulator that operates stably.
[Brief description of the drawings]
1 is a circuit diagram of a voltage variable regulator as one embodiment. FIG. 2 is a circuit diagram of a voltage variable regulator as another embodiment. FIG. 3 is a circuit diagram of a voltage variable regulator as another embodiment. FIG. 5 is a circuit diagram of a voltage variable regulator according to another embodiment. FIG. 5 is a circuit diagram of a voltage variable regulator according to the prior art.
Vref reference voltage
Amp Negative feedback amplifier
PMOS output transistor
FBC, FBC1 to FBC4 Feedback amount control means
NS, NS1 to NS4 Noise suppression
R1,32R, 16R, 8R, 4R, 2R, R, R2, R3 ~ R8 Feedback resistor
NM1-NM6, PM1-PM6 switch element
Q1-Q6 Gate element
Trim trimming circuit
3DIO regulated power supply
D1 to D3 Voltage stabilizer
Is current source
Vsn, Vtn noise

Claims

基準電圧と、この基準電圧とフィードバック量との差を増幅する負帰還増幅器と、この負帰還増幅器出力を増幅する出力トランジスタと、この出力トランジスタの出力をレギュレータ出力とし，フィードバック抵抗群を介して前記フィードバック量を制御してレギュレータ出力電圧を可変制御するフィードバック量制御手段と、を備える電圧可変レギュレータにおいて、
フィードバック量制御手段は、フィードバック抵抗群の内, 予め定められた抵抗に並列に接続され, この抵抗を短絡・開路する複数のスイッチ素子と、この複数のスイッチ素子の短絡・開路を制御する複数のゲート素子と、このゲート素子にHigh,Low信号を与えて前記フィードバック量を制御するトリミング回路と、前記複数のゲート素子の電源をレギュレータの電源とは別の電源により駆動するノイズ抑圧手段と、を備え、
前記ノイズ抑圧手段は、複数のゲート素子の内、高電位側に接続されるフィードバック抵抗を短絡・開路するスイッチ素子を駆動するゲート素子の電源をレギュレータ出力電圧から供給し、低電位側に接続されるフィードバック抵抗を短絡・開路するスイッチ素子を駆動するゲート素子の電源を安定化した内部電源回路から供給する、ことを特徴とする電圧可変レギュレータ。 A reference voltage, a negative feedback amplifier that amplifies the difference between the reference voltage and the feedback amount, an output transistor that amplifies the output of the negative feedback amplifier, and an output of the output transistor is used as a regulator output. In a voltage variable regulator comprising a feedback amount control means for variably controlling the regulator output voltage by controlling the feedback amount,
The feedback amount control means is connected in parallel to a predetermined resistor in the feedback resistor group, and a plurality of switch elements that short-circuit / open this resistor and a plurality of switch elements that control the short-circuit / open-circuit of the plurality of switch elements. A gate element, a trimming circuit that applies a high and low signal to the gate element to control the feedback amount, and a noise suppression unit that drives a power source of the plurality of gate elements by a power source different from the power source of the regulator. Bei example,
The noise suppression means supplies, from the regulator output voltage, a power supply of a gate element that drives a switch element that short-circuits or opens a feedback resistor connected to a high potential side among a plurality of gate elements, and is connected to a low potential side. A variable voltage regulator characterized in that a power supply for a gate element that drives a switching element that short-circuits or opens a feedback resistor is supplied from a stabilized internal power supply circuit.

請求項１に記載の電圧可変レギュレータにおいて、
フィードバック量制御手段のフィードバック抵抗群は、レギュレータ出力と電源OV間を分圧し、レギュレータ出力端に接続される抵抗を除いてレギュレータ出力端側のフィードバック抵抗に並列に接続されスイッチ素子を構成するPch-MOSFETと、電源OV端に接続される抵抗を除いて電源OV端側のフィードバック抵抗に並列に接続されスイッチ素子を構成するNch-MOSFETと、電圧可変レギュレータの供給電源から定電流源と電圧安定化素子とからなる安定化した内部電源回路と、を備え、
スイッチ素子を構成するPch-MOSFETを駆動するゲート素子の電源はレギュレータ出力電圧から供給し、スイッチ素子を構成するNch-MOSFETを駆動するゲート素子の電源は安定化した内部電源回路から供給する、ことを特徴とする電圧可変レギュレータ。The voltage variable regulator according to claim 1 ,
The feedback resistor group of the feedback amount control means divides the voltage between the regulator output and the power supply OV, except for the resistor connected to the regulator output terminal, connected in parallel to the feedback resistor on the regulator output terminal side, and constitutes a Pch- Constant current source and voltage stabilization from MOSFET and Nch-MOSFET which is connected in parallel with the feedback resistor on the power supply OV side excluding the resistor connected to the power supply OV terminal and the power supply of the voltage variable regulator A stabilized internal power supply circuit composed of elements,
The power of the gate element that drives the Pch-MOSFET constituting the switch element is supplied from the regulator output voltage, and the power of the gate element that drives the Nch-MOSFET constituting the switch element is supplied from the stabilized internal power supply circuit. Variable voltage regulator characterized by.

請求項２に記載の電圧可変レギュレータにおいて、電圧安定化素子は複数個のダイオード順方向の電圧降下を用いる、ことを特徴とする電圧可変レギュレータ。 3. The voltage variable regulator according to claim 2 , wherein the voltage stabilizing element uses a plurality of diode forward voltage drops.

請求項１ないし請求項３のいずれかの項に記載の電圧可変レギュレータにおいて、
フィードバック量制御手段は、フィードバック抵抗群に並列に接続される複数のスイッチ素子の接続方法に代わって、複数のスイッチ素子は、レギュレータ出力と電源OV間を分圧するフィードバック抵抗群の節点に各スイッチ素子の一方を接続し、スイッチ素子の他方を共通に接続して前記負帰還増幅器のフィードバック量とする、ことを特徴とする電圧可変レギュレータ。The voltage variable regulator according to any one of claims 1 to 3 ,
The feedback amount control means replaces the connection method of a plurality of switch elements connected in parallel with the feedback resistor group, and the plurality of switch elements are connected to each node of the feedback resistor group that divides the voltage between the regulator output and the power supply OV. One of these is connected, and the other switch element is connected in common to obtain the feedback amount of the negative feedback amplifier.