JP3819184B2

JP3819184B2 - Control method of permanent magnet type synchronous motor

Info

Publication number: JP3819184B2
Application number: JP24509999A
Authority: JP
Inventors: 隆晴竹下; 信行松井
Original assignee: Japan Science and Technology Agency; National Institute of Japan Science and Technology Agency
Current assignee: Japan Science and Technology Agency; National Institute of Japan Science and Technology Agency
Priority date: 1999-08-31
Filing date: 1999-08-31
Publication date: 2006-09-06
Anticipated expiration: 2019-08-31
Also published as: JP2001069783A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石形同期電動機の制御方法に係り、特に、回転子位置センサを用いることなく電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行う突極形永久磁石形同期電動機の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、このような技術分野の先行技術文献としては、例えば、以下のようなものが挙げられる。
【０００３】
（１）先行技術文献（１）：竹下、市川、李、松井：「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」電学論Ｄ，１１７，ｐ．９８（平９−１）
（２）先行技術文献（２）：渡辺、竹下、松井：「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの零速制御」電気学会半導体電力変換研資，ＳＰＣ−９７−７，ｐ３７（平９−１）
（３）先行技術文献（３）：竹下、市川、松井、山田、水谷：「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期位置角推定法」電学論Ｄ、１１６、ｐ．７３６（平８−７）。
【０００４】
永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）の小形、軽量、低価格、信頼性改善のためにＰＭＳＭの位置センサレス制御の各種提案がなされている。本発明者らも、既に、中高速度域において速度起電力を利用した方法を、停止時・低速度域において突極機のｄ−ｑ軸インダクタンス差を利用した診断電圧印加による方法を提案し、全速度領域における位置センサレス駆動法を実現している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの位置センサレスアルゴリズムは、基本的にはｄ−ｑ軸モデル上での電圧方程式から導出されているので、ＰＭＳＭの電気的パラメータを事前に把握する必要がある。
【０００６】
本発明は、上記状況に鑑みて、回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行うことにより、小形、軽量、低価格であり、信頼性の改善を図り得る永久磁石形同期電動機の制御方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法において、前記電動機のパラメータはインダクタンスであり、電動機停止時に初期電流零の状態で、インバータの特定のスイッチング素子に短時間Ｔ_sだけオン信号を与え、その時に検出される各相の電流Ｉ_u（Ｔ_s），Ｉ_v（Ｔ_s），Ｉ_w（Ｔ_s）に基づいてインダクタンスＬ_d，Ｌ_qを計測する永久磁石形同期電動機の制御方法であって、
前記インダクタンスＬ _d ，Ｌ _q は、以下の方法により得ることを特徴とする。
【０００８】
回転子位置角θで停止しているとき、初期電流零で、スイッチング素子ｕ ⁺ ，ｖ ^- ，ｗ ^- に時間Ｔ _s だけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ _u1 （Ｔ _s ），Ｉ _v1 （Ｔ _s ），Ｉ _w1 （Ｔ _s ）から次式のＩα _u （Ｔ _s ），Ｉβ _u （Ｔ _s ）を計算し、
Ｉα _u （Ｔ _s ）＝√（２／３）・｛Ｉ _u1 （Ｔ _s ）−１／２・Ｉ _v1 （Ｔ _s ）
−１／２・Ｉ _w1 （Ｔ _s ）｝
Ｉβ _u （Ｔ _s ）＝１／√２・｛Ｉ _v1 （Ｔ _s ）−Ｉ _w1 （Ｔ _s ）｝
一方、電動機の電圧方程式より、Ｉα _u （Ｔ _s ），Ｉβ _u （Ｔ _s ）は次式で表わし、
Ｉα _u （Ｔ _s ）＝Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ｃｏｓ２θ
Ｉβ _u （Ｔ _s ）＝Ｉ ₂ ｓｉｎ２θ
ただし、
Ｉ ₁ ＝√（２／３）・（Ｌ _d ＋Ｌ _q ）Ｖ _dc Ｔ _s ／（２Ｌ _d Ｌ _q ），
Ｉ ₂ ＝√（２／３）・（Ｌ _q −Ｌ _d ）Ｖ _dc Ｔ _s ／（２Ｌ _d Ｌ _q ）である。
【０００９】
上式のＩ ₁ ，Ｉ ₂ が既知となれば、Ｌ _d ，Ｌ _q を次式で得る。
【００１０】
Ｌ _d ＝√（２／３）・Ｖ _dc Ｔ _s ／（Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ），
Ｌ _q ＝√（２／３）・Ｖ _dc Ｔ _s ／（Ｉ ₁ −Ｉ ₂ ）
ただし、
Ｉ ₁ ，Ｉ ₂ を求めるために初期電流零でスイッチング素子ｕ ^- ，ｖ ⁺ ，ｗ ^- に時間Ｔ _s だけオン信号を与えたときの、検出電流Ｉ _u2 （Ｔ _s ），Ｉ _v2 （Ｔ _s ），Ｉ _w2 （Ｔ _s ）及びスイッチング素子ｕ ^- ，ｖ ^- ，ｗ ⁺ に時間Ｔ _s だけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ _u3 （Ｔ _s ），Ｉ _v3 （Ｔ _s ），Ｉ _w3 （Ｔ _s ）から、次式のＩα _v （Ｔ _s ），Ｉβ _v （Ｔ _s ），Ｉα _w （Ｔ _s ），Ｉβ _w （Ｔ _s ）を計算し、Ｉα _v （Ｔ _s ）＝√（２／３）・｛Ｉ _v2 （Ｔ _s ）−１／２・Ｉ _w2 （Ｔ _s ）
−１／２・Ｉ _u2 （Ｔ _s ）｝
＝Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ｃｏｓ２（θ−２π／３）
Ｉβ _v （Ｔ _s ）＝１／√２｛Ｉ _w2 （Ｔ _s ）−Ｉ _u2 （Ｔ _s ）｝＝Ｉ ₂
ｓｉｎ２（θ−２π／３）
Ｉα _w （Ｔ _s ）＝√（２／３）｛Ｉ _w3 （Ｔ _s ）−１／２・Ｉ _u3 （Ｔ _s ）
−１／２・Ｉ _v3 （Ｔ _s ）｝
＝Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ｃｏｓ２（θ＋２π／３）
Ｉβ _w （Ｔ _s ）＝１／２√｛Ｉ _u3 （Ｔ _s ）−Ｉ _v3 （Ｔ _s ）｝＝Ｉ ₂
ｓｉｎ２（θ＋２π／３）
ただし、Ｉ ₁ ，Ｉ ₂ は次式で計算する。
【００１１】
Ｉ ₁ ＝｛Ｉα _u （Ｔ _s ）＋Ｉα _v （Ｔ _s ）＋Ｉα _w （Ｔ _s ）｝／３
Ｉ ₂ ＝√｛２／３（Ｉβ _u （Ｔ _s ） ² ＋Ｉβ _v （Ｔ _s ） ²
＋Ｉβ _w （Ｔ _s ） ² ｝または、
Ｉ ₂ ＝√〔２／３｛（Ｉα _u （Ｔ _s ）−Ｉ ₁ ） ² ＋（Ｉα _v （Ｔ _s ）
−Ｉ ₁ ） ² ＋（Ｉα _w （Ｔ _s ）−Ｉ ₁ ） ² ｝〕
〔２〕回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法において、前記電動機のパラメータは巻線抵抗であり、３種類のスイッチングパターンの電圧印加の電流応答により、更に２回の電圧印加により、初期位置角推定を行い、この初期位置角に基づき、前記電動機を回転させないようにｄ軸電流一定値に制御したときの指令電圧、検出電流により巻線抵抗を計測することを特徴とする。
【００１２】
〔３〕回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法において、前記電動機のパラメータは起電力係数であり、予めコントローラに記憶されている定格電圧と定格回転数から起電力係数の暫定値Ｋ_EMを与え、既存のセンサレス制御法で電動機を回転させ、コントローラ内の推定起電力ｅ_Mから得られる速度ω_Mが実際の速度ωに一致するように、コントローラ内の起電力係数Ｋ_EMを調整することにより、起電力係数を計測することを特徴とする。
【００１３】
〔４〕上記〔３〕記載の永久磁石形同期電動機の制御方法において、前記起電力係数は、以下の方法により得ることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
【００１４】
コントローラ内で推定された起電力ｅ_Mは実際の起電力ｅを正確に推定しているとし（ｅ≒ｅ_M）、また、推定起電力ｅ_Mに基づいた推定速度ω_M（＝ｅ_M／Ｋ_EM）が得られる。
【００１５】
一方、インバータ周波数よりモータの回転速度ωはコントローラ内でわかり、実際の起電力係数Ｋ_Eとの間にω＝ｅ／Ｋ_Eの関係が得られる。
【００１６】
以上より、速度誤差ω−ω_Mは、
ω−ω_M＝（１／Ｋ_E−１／Ｋ_EM）ｅ_M
と得られるので、速度差ω−ω_Mを用いてコントローラ内の起電力係数Ｋ_EMを補正し、速度誤差が零に収束したときの起電力係数の暫定値Ｋ_EMを起電力係数の計測値とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１８】
まず、本発明の永久磁石形同期電動機の位置センサレス制御のためのパラメータ推定方法としてのインダクタンス計測について説明する。
【００１９】
このインダクタンス計測では、原理的に電流を変化させる必要があり、電動機停止時に初期電流零の状態でインバータの特定のスイッチング素子に短時間Ｔ_sだけオン信号を与え、その時に検出される各相の電流Ｉ_u（Ｔ_s），Ｉ_v（Ｔ_s），Ｉ_w（Ｔ_s）からインダクタンスＬ_d，Ｌ_qを計測する。
【００２０】
具体的方法は以下の通りである。
【００２１】
まず、回転子位置角θで停止しているとき、初期電流零で、スイッチング素子ｕ⁺，ｖ^-，ｗ^-に時間Ｔ_sだけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ_u1（Ｔ_s），Ｉ_v1（Ｔ_s），Ｉ_w1（Ｔ_s）から、次式のＩα_u（Ｔ_s），Ｉβ_u（Ｔ_s）を計算する。
【００２２】
Ｉα_u（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_u1（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_v1（Ｔ_s）
−１／２・Ｉ_w1（Ｔ_s）｝
Ｉβ_u（Ｔ_s）＝１／√２｛Ｉ_v1（Ｔ_s）−Ｉ_w1（Ｔ_s）｝
一方、電動機の電圧方程式より、Ｉα_u（Ｔ_s），Ｉβ_u（Ｔ_s）は、次式で記せる。
【００２３】
Ｉα_u（Ｔ_s）＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２θ
Ｉβ_u（Ｔ_s）＝Ｉ₂ｓｉｎ２θ
ただし、
Ｉ₁＝√（２／３）・（Ｌ_d＋Ｌ_q）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ_dＬ_q），
Ｉ₂＝√（２／３）・（Ｌ_q−Ｌ_d）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ_dＬ_q）である。
【００２４】
上式のＩ₁，Ｉ₂が既知となれば、Ｌ_d，Ｌ_qは次式で得られる。
【００２５】
Ｌ_d＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁＋Ｉ₂），
Ｌ_q＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁−Ｉ₂）
Ｉ₁，Ｉ₂を求めるために、初期電流零でスイッチング素子ｕ^-，ｖ⁺，ｗ^-に時間Ｔ_sだけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ_u2（Ｔ_s），Ｉ_v2（Ｔ_s），Ｉ_w2（Ｔ_s）及びスイッチング素子ｕ^-，ｖ^-，ｗ⁺に時間Ｔ_sだけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ_u3（Ｔ_s），Ｉ_v3（Ｔ_s），Ｉ_w3（Ｔ_s）から、次式のＩα_v（Ｔ_s），Ｉβ_v（Ｔ_s），Ｉα_w（Ｔ_s），Ｉβ_w（Ｔ_s）を計算する。
【００２６】
Ｉα_v（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_v2（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_w2（Ｔ_s）
−１／２・Ｉ_u2（Ｔ_s）｝
＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ−２π／３）
Ｉβ_v（Ｔ_s）＝１／√２・｛Ｉ_w2（Ｔ_s）−Ｉ_u2（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂
ｓｉｎ２（θ−２π／３）
Ｉα_w（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_w3（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_u3（Ｔ_s）
−１／２・Ｉ_v3（Ｔ_s）｝
＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ＋２π／３）
Ｉβ_w（Ｔ_s）＝１／２√｛Ｉ_u3（Ｔ_s）−Ｉ_v3（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂
ｓｉｎ２（θ＋２π／３）
Ｉ₁，Ｉ₂は次式で計算できる。
【００２７】
Ｉ₁＝｛Ｉα_u（Ｔ_s）＋Ｉα_v（Ｔ_s）＋Ｉα_w（Ｔ_s）｝／３
Ｉ₂＝√｛２／３（Ｉβ_u（Ｔ_s）²＋Ｉβ_v（Ｔ_s）²
＋Ｉβ_w（Ｔ_s）²｝または、
Ｉ₂＝√〔２／３｛（Ｉα_u（Ｔ_s）−Ｉ₁）²＋（Ｉα_v（Ｔ_s）
−Ｉ₁）²＋（Ｉα_w（Ｔ_s）−Ｉ₁）²｝〕
次いで、本発明の永久磁石形同期電動機の位置センサレス制御のための、パラメータ推定方法としての巻線抵抗の計測は、３種類のスイッチングパターンの電圧印加の電流応答により、更に２回の電圧印加により、初期位置角推定を行い、この初期位置角に基づき、前記電動機を回転させないようにｄ軸電流一定値に制御したときの指令電圧、検出電流により巻線抵抗を計測する。
【００２８】
次いで、本発明の永久磁石形同期電動機の位置センサレス制御のための、パラメータ推定方法としての起電力係数の計測について説明する。
【００２９】
この起電力係数の計測では、銘板の定格電圧と定格回転数から起電力係数の暫定値Ｋ_EMを与え、既存のセンサレス制御法で電動機を回転させる。コントローラ内の推定起電力ｅ_Mから得られる速度ω_Mが実際の速度ωに一致するように、コントローラ内の起電力係数Ｋ_EMを調整し、この結果、起電力係数が計測できる。
【００３０】
具体的には以下の通りである。
【００３１】
コントローラ内で推定された起電力ｅ_Mは実際の起電力ｅを正確に推定しているとする（ｅ≒ｅ_M）。また、推定起電力ｅ_Mに基づいた推定速度ω_M（＝ｅ_M／Ｋ_EM）が得られる。
【００３２】
一方、インバータ周波数よりモータの回転速度ωはコントローラ内でわかり、実際の起電力係数Ｋ_Eとの間にω＝ｅ／Ｋ_Eの関係が得られる。以上より、速度誤差ω−ω_Mは、
ω−ω_M＝（１／Ｋ_E−１／Ｋ_EM）ｅ_M
と得られるので、速度差ω−ω_Mを用いてコントローラ内の起電力係数Ｋ_EMを補正し、速度誤差が零に収束したときのＫ_EMが起電力係数の計測値となる。
【００３３】
以下、詳細に、本発明のパラメータ推定方法について説明する。
（１）インダクタンスの推定
図１は本発明に係るＰＭＳＭの解析モデル図である。
【００３４】
この図において、１は逆突極形永久磁石形同期電動機、２はその電動機の逆突磁極３は巻線、４はトランジスタインバータ、５はスイッチング素子（スイッチングトランジスタ）、６はダイオードである。
【００３５】
図中に定義した静止座標α_u−β_u軸上のモータ停止時の電圧方程式は次式で表される。
【００３６】
【数１】

【００３７】
【数２】

【００３８】
ただし、ｖα_u，ｖβ_u：α_u−β_u軸電機子電圧、ｉα_u，ｉβ_u：α_u−β_u軸電機子電流、Ｒ：巻線抵抗、Ｌ_d，Ｌ_q：ｄ−ｑ軸インダクタンス、ｐ（＝ｄ／ｄｔ）：微分演算子である。
【００３９】
モータ停止時に初期電流零で時間Ｔ_sだけ電圧ベクトルｖ（１００）〔＋，−のスイッチング素子の導通に対してそれぞれ１．０を割り当てｕ⁺，ｖ^-，ｗ^-導通時のモータ印加電圧をｖ（１００）と表現する〕を印加したときの電流ｉ_u（Ｔ_s）は、抵抗Ｒ≒０の近似のもとで次式で得られる。
【００４０】
【数３】

【００４１】
【数４】

【００４２】
上記（４）式のＩ₁，Ｉ₂がわかれば、Ｌ_d，Ｌ_qは次式で計算できる。
【００４３】
【数５】

【００４４】
一方、α_u−β_u軸に対して、２π／３，４π／３進みにそれぞれα_v−β_v，α_w−β_w軸を定義し、ｖ（０１０），ｖ（００１）をＴ_sだけ印加したときの電流は次の（６），（７）式で与えられる。
【００４５】
【数６】

【００４６】
【数７】

【００４７】
上記（３），（６），（７）式のα軸からＩ₁は、
【００４８】
【数８】

【００４９】
と得られる。また、Ｉ₂はβ軸電流および上記（８）式のＩ₁とα軸電流から２通りで求められ、それぞれＩ₂₁，Ｉ₂₂として次の（９），（１０）式で得られる。
【００５０】
【数９】

【００５１】
【数１０】

【００５２】
上記（９），（１０）式のＩ₂₁，Ｉ₂₂を用いてそれぞれＬ_d，Ｌ_qを計算し、その平均値を推定値にする。また、ｉ_u（Ｔ_s），ｉ_v（Ｔ_s），ｉ_w（Ｔ_s）を用いて回転子位置θが推定できる（例えば、前記先行技術文献（３）参照）。
（２）巻線抵抗の推定
モータ停止時（θ＝０）のｄ−ｑ軸上の電圧方程式は次の（１１）式で表される
【００５３】
【数１１】

【００５４】
トルクを発生しないようにｑ軸電流を零とし、ｄ軸に一定電流Ｉ_dを流したときの指令電圧ｖ_dを用いて巻線抵抗Ｒを次の（１２）式により推定できる。
【００５５】
【数１２】

【００５６】
（３）速度起電力係数の推定
モータ銘版記載の定格電圧Ｖ_0n，定格回転数ω_nより速度起電力係数の初期値をＫ_E0＝Ｖ_0n／ω_nと与える。この初期値を用いて起電力推定に基づくセンサレス制御（例えば、前記先行技術文献（１）参照）により定格速度で無負荷運転する。このとき、１サンプル周期間Ｔのモータの位置変化量Δθ_wは速度起電力ｅと起電力係数Ｋ_Eを用いて、
【００５７】
【数１３】

【００５８】
と得られる。一方、センサレス制御アルゴリズムよりΔθ_wは、
【００５９】
【数１４】

【００６０】
と表される。ここで、ｅ_M（ｎ）は速度起電力推定値、Ｋ_EM（ｎ−１）（＝Ｋ_E0）は速度起電力係数推定値、ＫθΔｉγ（ｎ）は位置の補正項で、Ｋθは位置推定ゲイン、Δｉγ（ｎ）は電流推定誤差である。
【００６１】
一定速度状態ではｅ＝ｅ_M（ｎ）が成立するため、上記（１３），（１４）式より速度起電力係数誤差１／ΔＫ_E（ｎ−１）は、
【００６２】
【数１５】

【００６３】
と記せる。したがって、図２に示すようにΔｉγから１／Ｋ_EM（ｎ）を起電力係数推定ゲインＫ_Kを用いて、
【００６４】
【数１６】

【００６５】
と推定できる。なお、図２において、１１は起電力推定器である。
【００６６】
【表１】

【００６７】
表１の６極１．５ｋＷ，１５００ｒｐｍ供試機を用いて実験を行った。
【００６８】
図３は、Ｌ_d，Ｌ_qの推定結果である。１回につきπ／４づつ異なった８点における推定値をプロットしており、全部で２５６回の推定結果を示している。
【００６９】
このとき、電圧ベクトル印加時間Ｔ_sは１９５μｓとした。推定結果の平均値はＬ_d＝４．５１ｍＨ、Ｌ_q＝９．５５ｍＨで表１のモータパラメータとの誤差はそれぞれ４．９％、０．４％で推定できている。
【００７０】
また、抵抗Ｒの推定については上記（１２）式で、Ｉ_d＝４，７，１０Ａを与えたときの抵抗の平均値より求め、Ｒ＝０．５４８Ωと推定できた。速度起電力係数Ｋ_Eの推定については、時定数０．４４ｓとしてＫ_Kを設計した。
【００７１】
図４は速度起電力係数の初期値Ｋ_E0をＫ_Eの１．５倍、１．０倍、０．５倍として与え、定格回転時における１／Ｋ_EMの推定結果である。
【００７２】
図４から明らかなように、設計通りの時定数０．４４ｓの収束特性が得られ、収束値はＫ_EM＝０．２０８Ｖ／ｒａｄ／ｓとなり、表１のＫ_Eとの誤差は５．０％で推定できている。
【００７３】
本発明によれば、センサレス突極形ＰＭＳＭのパラメータ計測方法（パラメータ：Ｌ_d，Ｌ_q，Ｒ，Ｋ_E）について提案し、良好な結果が得られた。
【００７４】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【００７５】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、回転子位置センサを用いることなく、電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行うことができるので、小形、軽量、低価格であり、信頼性の改善を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＰＭＳＭの解析モデル図である。
【図２】速度起電力係数の推定の説明図である。
【図３】インダクタンス推定結果を示す図である。
【図４】速度起電力係数の収束特性を示す図である。
【符号の説明】
１永久磁石形同期電動機
２電動機の逆突磁極
３巻線
４トランジスタインバータ
５スイッチング素子（スイッチングトランジスタ）
６ダイオード
１１起電力推定器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control method for a permanent magnet type synchronous motor, and more particularly to a control method for a salient pole type permanent magnet type synchronous motor that estimates a motor parameter without using a rotor position sensor and controls the motor. Is.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as prior art documents in such a technical field, for example, the following can be cited.
[0003]
(1) Prior art document (1): Takeshita, Ichikawa, Lee, Matsui: “Sensorless salient pole type brushless DC motor control based on speed electromotive force estimation”, D. 117, p. 98 (flat 9-1)
(2) Prior art document (2): Watanabe, Takeshita, Matsui: “Zero speed control of sensorless salient pole type brushless DC motor” The Institute of Electrical Engineers of Japan, Semiconductor Power Conversion Research Institute, SPC-97-7, p37 (hira 9-1)
(3) Prior art document (3): Takeshita, Ichikawa, Matsui, Yamada, Mizutani: “Initial position angle estimation method of sensorless salient pole type brushless DC motor” Electronics D, 116, p. 736 (flat 8-7).
[0004]
Various proposals for position sensorless control of PMSM have been made in order to improve the small size, light weight, low cost, and reliability of a permanent magnet type synchronous motor (PMSM). The present inventors have already proposed a method using a speed electromotive force in a medium / high speed range, and a method by applying a diagnostic voltage using a dq axis inductance difference of a salient pole machine in a stop / low speed range, The position sensorless driving method in the entire speed range is realized.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, since these position sensorless algorithms are basically derived from voltage equations on the dq axis model, it is necessary to grasp the PMSM electrical parameters in advance.
[0006]
In view of the above situation, the present invention estimates the parameters of the electric motor using the electric motor drive device without using the rotor position sensor, and is small, light, and low in price, and improves reliability. It is an object of the present invention to provide a method for controlling a permanent magnet synchronous motor to be obtained.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides
[1] In a control method of a permanent magnet type synchronous motor that estimates a motor parameter using a motor drive device without using a rotor position sensor and controls the motor, the parameter of the motor is an inductance; With the initial current zero when the motor is stopped, an on signal is given to a specific switching element of the inverter for a short time T _s , and the currents I _u (T _s ), I _v (T _s ) of each phase detected at that time a inductance L _d, a control method of L _q a to that permanent magnet synchronous motor measured based on the I _w (T _s),
The inductances L _d and L _q are obtained by the following method.
[0008]
When the rotor is stopped at the rotor position angle θ, the detected currents I _u1 (T _s ) and I _v1 when the ON current is given to the switching elements u ⁺ , v ⁻ and w ⁻ for the time T _s with the initial current zero. The following formulas Iα _u (T _s ) and Iβ _u (T _s ) are calculated from (T _s ) and I _w1 (T _s ) ,
Iα _u (T _s ) = √ (2/3) · {I _u1 (T _s ) −1 / 2 · I _v1 (T _s )
−1 / 2 · I _w1 (T _s )}
Iβ _u (T _s ) = 1 / √2 · {I _v1 (T _s ) −I _w1 (T _s )}
On the other hand, from the voltage equation of the motor, Iα _u (T _s ) and Iβ _u (T _s ) are expressed by the following equations:
Iα _u (T _s ) = I ₁ + I ₂ cos 2θ
Iβ _u (T _s ) = I ₂ sin 2θ
However,
I ₁ = √ (2/3) · (L _d + L _q ) V _dc T _s / (2L _d L _q ),
I ₂ = √ (2/3) · (L _q −L _d ) V _dc T _s / (2L _d L _q ).
[0009]
If I ₁ and I _{2 in the} above equations are known, L _d and L _q are obtained by the following equations.
[0010]
L _d = √ (2/3) · V _dc T _s / (I ₁ + I ₂ ),
L _q = √ (2/3) · V _dc T _s / (I ₁ −I ₂ )
However,
Detected currents I _u2 (T _s ), I _v2 (T _s ) when an ON signal is given to the switching elements u ⁻ , v ⁺ , w ⁻ for a time T _{s with} zero initial current to obtain I ₁ and I ₂ ), I _w2 (T _s) and the switching element ^u -, ^v -, detection current I _u3 (T _s when received only on signal w ⁺ two hours _{_{T s), I v3 (T}} s), I w3 ( From T _s , Iα _v (T _s ), Iβ _v (T _s ), Iα _w (T _s ), and Iβ _w (T _s ) are calculated as follows : Iα _v (T _s ) = √ (2 / 3) ・ {I _v2 (T _s ) −1/2 ・ I _w2 (T _s )
−1 / 2 · I _u2 (T _s )}
= I ₁ + I ₂ cos2 (θ-2π / 3)
Iβ _v (T _s ) = 1 / √2 {I _w2 (T _s ) −I _u2 (T _s )} = I ₂
sin2 (θ-2π / 3)
Iα _w (T _s ) = √ (2/3) {I _w3 (T _s ) −1 / 2 · I _u3 (T _s )
−1 / 2 · I _v3 (T _s )}
= I ₁ + I ₂ cos2 (θ + 2π / 3)
_{_{Iβ w (T s) = 1}} / 2√ {I u3 (T s) -I v3 (T s)} = I 2
sin2 (θ + 2π / 3)
However, I ₁ and I ₂ are calculated by the following equations.
[0011]
I ₁ = {Iα _u (T _s ) + Iα _v (T _s ) + Iα _w (T _s )} / 3
I ₂ = √ {2/3 (Iβ _u (T _s ) ² + Iβ _v (T _s ) ²
+ Iβ _w (T _s ) ² } or
I ₂ = √ [2/3 {(Iα _u (T _s ) −I ₁ ) ² + (Iα _v (T _s )
−I ₁ ) ² + (Iα _w (T _s ) −I ₁ ) ² }]
[ 2 ] In a method for controlling a permanent magnet synchronous motor in which a motor parameter is estimated using a motor drive device without using a rotor position sensor and the motor is controlled, the motor parameter is a winding resistance. Yes, the initial position angle is estimated by applying the voltage response of the three types of switching patterns and by applying the voltage twice, and based on this initial position angle, the d-axis current is set to a constant value so as not to rotate the motor. The winding resistance is measured by a command voltage and a detection current when controlled.
[0012]
[ 3 ] In a control method of a permanent magnet type synchronous motor in which a motor parameter is estimated using a motor drive device without using a rotor position sensor and the motor is controlled, the parameter of the motor is an electromotive force coefficient. There, the speed of advance controller provides a provisional value K _EM electromotive force coefficient from the rated voltage stored and the rated rotational speed, rotates the motor in the existing sensorless control method is obtained from the estimated electromotive force e _M in the controller omega as _M matches the actual speed omega, by adjusting an electromotive force coefficient K _EM in the controller, characterized by measuring the electromotive force coefficient.
[0013]
[ 4 ] The method for controlling a permanent magnet synchronous motor according to [ 3 ], wherein the electromotive force coefficient is obtained by the following method.
[0014]
The electromotive force e _M estimated in the controller and that accurately estimate the actual electromotive force e (e ≒ e _M), also the estimated speed based on the estimated electromotive force _{_{_{e M ω M (= e M}}} / K _EM ) is obtained.
[0015]
On the other hand, the rotational speed ω of the motor is known in the controller from the inverter frequency, and the relationship of ω = e / K _E is obtained with the actual electromotive force coefficient K _E.
[0016]
From the above, the speed error ω-ω _M is
ω−ω _M = (1 / K _E −1 / K _EM ) e _M
Since the resulting a, using the speed difference omega-omega _M corrects the electromotive force coefficient K _EM in the controller, the provisional value K _EM of the electromotive force coefficient when the speed error has converged to zero measured value of the electromotive force coefficient And
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail.
[0018]
First, inductance measurement as a parameter estimation method for position sensorless control of the permanent magnet type synchronous motor of the present invention will be described.
[0019]
In this inductance measurement, it is necessary to change the current in principle. When the motor is stopped, the initial current is zero and an ON signal is given to a specific switching element of the inverter for a short time T _s , and each phase detected at that time is detected. The inductances L _d and L _q are measured from the currents I _u (T _s ), I _v (T _s ), and I _w (T _s ).
[0020]
The specific method is as follows.
[0021]
First, when the rotor is stopped at the rotor position angle θ, the detection current I _u1 (T _s ) when the ON current is given to the switching elements u ⁺ , v ⁻ , w ⁻ for the time T _s with the initial current zero. From I _v1 (T _s ) and I _w1 (T _s ), Iα _u (T _s ) and Iβ _u (T _s ) of the following equations are calculated.
[0022]
Iα _u (T _s ) = √ (2/3) · {I _u1 (T _s ) −1 / 2 · I _v1 (T _s )
−1 / 2 · I _w1 (T _s )}
Iβ _u (T _s ) = 1 / √2 {I _v1 (T _s ) −I _w1 (T _s )}
On the other hand, from the voltage equation of the motor, Iα _u (T _s ) and Iβ _u (T _s ) can be expressed by the following equations.
[0023]
Iα _u (T _s ) = I ₁ + I ₂ cos 2θ
Iβ _u (T _s ) = I ₂ sin 2θ
However,
I ₁ = √ (2/3) · (L _d + L _q ) V _dc T _s / (2L _d L _q ),
I ₂ = √ (2/3) · (L _q −L _d ) V _dc T _s / (2L _d L _q ).
[0024]
If I ₁ and I _{2 in the} above equations are known, L _d and L _q can be obtained by the following equations.
[0025]
L _d = √ (2/3) · V _dc T _s / (I ₁ + I ₂ ),
L _q = √ (2/3) · V _dc T _s / (I ₁ −I ₂ )
In order to obtain I ₁ and I ₂ , the detected currents I _u2 (T _s ) and I _v2 (T _s ) when the ON current is given to the switching elements u ⁻ , v ⁺ , w ⁻ for the time T _{s with} zero initial current. ), I _w2 (T _s) and the switching element ^u -, ^v -, detection current I _u3 (T _s when received only on signal w ⁺ two hours _{_{T s), I v3 (T}} s), I w3 ( From T _s , Iα _v (T _s ), Iβ _v (T _s ), Iα _w (T _s ), and Iβ _w (T _s ) are calculated.
[0026]
Iα _v (T _s ) = √ (2/3) · {I _v2 (T _s ) −1 / 2 · I _w2 (T _s )
−1 / 2 · I _u2 (T _s )}
= I ₁ + I ₂ cos2 (θ-2π / 3)
Iβ _v (T _s ) = 1 / √2 · {I _w2 (T _s ) −I _u2 (T _s )} = I ₂
sin2 (θ-2π / 3)
Iα _w (T _s ) = √ (2/3) · {I _w3 (T _s ) −1 / 2 · I _u3 (T _s )
−1 / 2 · I _v3 (T _s )}
= I ₁ + I ₂ cos2 (θ + 2π / 3)
_{_{Iβ w (T s) = 1}} / 2√ {I u3 (T s) -I v3 (T s)} = I 2
sin2 (θ + 2π / 3)
I ₁ and I ₂ can be calculated by the following equations.
[0027]
I ₁ = {Iα _u (T _s ) + Iα _v (T _s ) + Iα _w (T _s )} / 3
I ₂ = √ {2/3 (Iβ _u (T _s ) ² + Iβ _v (T _s ) ²
+ Iβ _w (T _s ) ² } or
I ₂ = √ [2/3 {(Iα _u (T _s ) −I ₁ ) ² + (Iα _v (T _s )
−I ₁ ) ² + (Iα _w (T _s ) −I ₁ ) ² }]
Next, the winding resistance measurement as a parameter estimation method for position sensorless control of the permanent magnet synchronous motor of the present invention is performed by applying a voltage response of three types of switching patterns and by applying two more voltage applications. Then, the initial position angle is estimated, and based on the initial position angle, the winding resistance is measured by the command voltage and the detected current when the d-axis current is controlled to be constant so as not to rotate the motor.
[0028]
Next, measurement of an electromotive force coefficient as a parameter estimation method for position sensorless control of the permanent magnet type synchronous motor of the present invention will be described.
[0029]
In the measurement of the electromotive force coefficient, a provisional value _KEM of the electromotive force coefficient is given from the rated voltage and rated rotation speed of the nameplate, and the electric motor is rotated by an existing sensorless control method. The electromotive force coefficient K _EM in the controller is adjusted so that the speed ω _M obtained from the estimated electromotive force e _M in the controller matches the actual speed ω, and as a result, the electromotive force coefficient can be measured.
[0030]
Specifically, it is as follows.
[0031]
It is assumed that the electromotive force e _M estimated in the controller accurately estimates the actual electromotive force e (e≈e _M ). Further, an estimated speed ω _M (= e _M / K _EM ) based on the estimated electromotive force e _M is obtained.
[0032]
On the other hand, the rotational speed ω of the motor is known in the controller from the inverter frequency, and the relationship of ω = e / K _E is obtained with the actual electromotive force coefficient K _E. From the above, the speed error ω-ω _M is
ω−ω _M = (1 / K _E −1 / K _EM ) e _M
Since the resulting a, using the speed difference omega-omega _M corrects the electromotive force coefficient K _EM in the controller, K _EM when the speed error has converged to zero is the measured value of the electromotive force coefficient.
[0033]
Hereinafter, the parameter estimation method of the present invention will be described in detail.
(1) Estimation of inductance FIG. 1 is an analysis model diagram of PMSM according to the present invention.
[0034]
In this figure, 1 is a reverse salient pole type permanent magnet synchronous motor, 2 is a reverse salient magnetic pole of the motor, 3 is a winding, 4 is a transistor inverter, 5 is a switching element (switching transistor), and 6 is a diode.
[0035]
The voltage equation when the motor is stopped on the stationary coordinate α _u −β _u axis defined in the figure is expressed by the following equation.
[0036]
[Expression 1]

[0037]
[Expression 2]

[0038]
_{_{However, vα u, vβ u: α}} u -β u -axis armature _{_{voltage, iα u, iβ u: α}} u -β u -axis armature current, R: winding _{_{resistance, L d, L q: d}} -q -axis Inductance, p (= d / dt): a differential operator.
[0039]
When the motor is stopped, the initial current is zero and the voltage vector v (100) [1.0 is assigned to the conduction of the switching elements of + and − for the time T _s , and the motor applied voltage at the time of u ⁺ , v ⁻ , w ⁻ conduction is assigned. The current i _u (T _s ) when v (100) is applied is obtained by the following equation under the approximation of the resistance R≈0.
[0040]
[Equation 3]

[0041]
[Expression 4]

[0042]
If I ₁ and I _{2 in} the above equation (4) are known, L _d and L _q can be calculated by the following equations.
[0043]
[Equation 5]

[0044]
On the other hand, α _v -β _v and α _w -β _w axes are respectively defined in advance by 2π / 3 and 4π / 3 with respect to the α _u -β _u axis, and v (010) and v (001) are expressed as T _s. The current when only the voltage is applied is given by the following equations (6) and (7).
[0045]
[Formula 6]

[0046]
[Expression 7]

[0047]
From the α axis in the above equations (3), (6), (7), I ₁ is
[0048]
[Equation 8]

[0049]
And obtained. I ₂ is obtained in two ways from the β-axis current and the I ₁ and α-axis currents of the above equation (8), and is obtained by the following equations (9) and (10) as I ₂₁ and I ₂₂ , respectively.
[0050]
[Equation 9]

[0051]
[Expression 10]

[0052]
L _d and L _q are calculated using I ₂₁ and I ₂₂ in the above expressions (9) and (10), respectively, and the average values are used as estimated values. Further, the rotor position θ can be estimated using i _u (T _s ), i _v (T _s ), and i _w (T _s ) (for example, see the prior art document (3)).
(2) Estimation of winding resistance The voltage equation on the dq axis when the motor is stopped (θ = 0) is expressed by the following equation (11).
[Expression 11]

[0054]
The winding resistance R can be estimated by the following equation (12) using the command voltage v _d when the q-axis current is zero and a constant current I _d is passed through the d-axis so as not to generate torque.
[0055]
[Expression 12]

[0056]
(3) Estimation of speed electromotive force coefficient The initial value of the speed electromotive force coefficient is given as K _E0 = V _0n / ω _n from the rated voltage V _0n and the rated speed ω _n described in the motor _nameplate . Using this initial value, no-load operation is performed at the rated speed by sensorless control based on electromotive force estimation (for example, see the prior art document (1)). In this case, first position change amount [Delta] [theta] _w of the motor of the sample period between T by using the speed electromotive force e and the electromotive force coefficient K _E,
[0057]
[Formula 13]

[0058]
And obtained. On the other hand, Δθ _w is
[0059]
[Expression 14]

[0060]
It is expressed. Here, e _M (n) is a speed electromotive force estimated value, K _EM (n−1) (= K _E0 ) is a speed electromotive force coefficient estimated value, KθΔiγ (n) is a position correction term, and Kθ is a position estimated. Gain, Δiγ (n) is a current estimation error.
[0061]
Since e = e _M (n) is established in the constant speed state, the speed electromotive force coefficient error 1 / ΔK _E (n−1) is calculated from the above equations (13) and (14).
[0062]
[Expression 15]

[0063]
It can be written. Thus, by using the electromotive force coefficient estimated gain K _K a 1 / K _EM (n) from Δiγ as shown in FIG. 2,
[0064]
[Expression 16]

[0065]
Can be estimated. In FIG. 2, 11 is an electromotive force estimator.
[0066]
[Table 1]

[0067]
Experiments were performed using the 6-pole 1.5 kW, 1500 rpm test machine shown in Table 1.
[0068]
FIG. 3 shows estimation results of L _d and L _q . The estimated values at 8 points different from each other by π / 4 are plotted, and a total of 256 estimation results are shown.
[0069]
At this time, the voltage vector application time T _s was set to 195 μs. The average values of the estimation results are L _d = 4.51 mH and L _q = 9.55 mH, and the errors from the motor parameters in Table 1 can be estimated at 4.9% and 0.4%, respectively.
[0070]
The resistance R was estimated from the average value of the resistance when I _d = 4, 7, 10 A was given by the above equation (12), and R = 0.548Ω was estimated. For estimation of speed electromotive force coefficient K _E, it was designed K _K as time constant 0.44S.
[0071]
FIG. 4 is an estimation result of 1 / K _EM at the rated speed when the initial value K _E0 of the speed electromotive force coefficient is given as 1.5 times, 1.0 times, and 0.5 times K _E.
[0072]
As apparent from FIG. 4, obtained convergence characteristics of the time constant 0.44s as designed, the convergence value K _EM = 0.208V / rad / s, and the the error between K _E of Table 1 5.0 %.
[0073]
According to the present invention, a parameter measurement method (parameters: L _d , L _q , R, K _E ) of the sensorless salient pole type PMSM was proposed, and good results were obtained.
[0074]
In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible based on the meaning of this invention, and these are not excluded from the scope of the present invention.
[0075]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, it is possible to estimate the parameters of the electric motor and control the electric motor using the electric motor drive device without using the rotor position sensor. Light weight, low price, and can improve reliability.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an analysis model diagram of PMSM according to the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of estimation of a speed electromotive force coefficient.
FIG. 3 is a diagram illustrating an inductance estimation result.
FIG. 4 is a diagram showing a convergence characteristic of a speed electromotive force coefficient.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Permanent magnet type synchronous motor 2 Reverse salient magnetic pole of motor 3 Winding 4 Transistor inverter 5 Switching element (switching transistor)
6 Diode 11 Electromotive force estimator

Claims

回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法において、
前記電動機のパラメータはインダクタンスであり、電動機停止時に初期電流零の状態で、インバータの特定のスイッチング素子に短時間Ｔ_sだけオン信号を与え、その時に検出される各相の電流Ｉ_u（Ｔ_s），Ｉ_v（Ｔ_s），Ｉ_w（Ｔ_s）に基づいてインダクタンスＬ_d，Ｌ_qを計測する永久磁石形同期電動機の制御方法であって、
前記インダクタンスＬ _d ，Ｌ _q は、以下の方法により得ることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
回転子位置角θで停止しているとき、初期電流零で、スイッチング素子ｕ ⁺ ，ｖ ^- ，ｗ ^- に時間Ｔ _s だけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ _u1 （Ｔ _s ），Ｉ _v1 （Ｔ _s ），Ｉ _w1 （Ｔ _s ）から次式のＩα _u （Ｔ _s ），Ｉβ _u （Ｔ _s ）を計算し、
Ｉα _u （Ｔ _s ）＝√（２／３）・｛Ｉ _u1 （Ｔ _s ）−１／２・Ｉ _v1 （Ｔ _s ）
−１／２・Ｉ _w1 （Ｔ _s ）｝
Ｉβ _u （Ｔ _s ）＝１／√２・｛Ｉ _v1 （Ｔ _s ）−Ｉ _w1 （Ｔ _s ）｝
一方、電動機の電圧方程式より、Ｉα _u （Ｔ _s ），Ｉβ _u （Ｔ _s ）は次式で表わし、
Ｉα _u （Ｔ _s ）＝Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ｃｏｓ２θ
Ｉβ _u （Ｔ _s ）＝Ｉ ₂ ｓｉｎ２θ
ただし、
Ｉ ₁ ＝√（２／３）・（Ｌ _d ＋Ｌ _q ）Ｖ _dc Ｔ _s ／（２Ｌ _d Ｌ _q ），
Ｉ ₂ ＝√（２／３）・（Ｌ _q −Ｌ _d ）Ｖ _dc Ｔ _s ／（２Ｌ _d Ｌ _q ）である。
上式のＩ ₁ ，Ｉ ₂ が既知となれば、Ｌ _d ，Ｌ _q を次式で得る。
Ｌ _d ＝√（２／３）・Ｖ _dc Ｔ _s ／（Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ），
Ｌ _q ＝√（２／３）・Ｖ _dc Ｔ _s ／（Ｉ ₁ −Ｉ ₂ ）
ただし、
Ｉ ₁ ，Ｉ ₂ を求めるために初期電流零でスイッチング素子ｕ ^- ，ｖ ⁺ ，ｗ ^- に時間Ｔ _s だけオン信号を与えたときの、検出電流Ｉ _u2 （Ｔ _s ），Ｉ _v2 （Ｔ _s ），Ｉ _w2 （Ｔ _s ）及びスイッチング素子ｕ ^- ，ｖ ^- ，ｗ ⁺ に時間Ｔ _s だけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ _u3 （Ｔ _s ），Ｉ _v3 （Ｔ _s ），Ｉ _w3 （Ｔ _s ）から、次式のＩα _v （Ｔ _s ），Ｉβ _v （Ｔ _s ），Ｉα _w （Ｔ _s ），Ｉβ _w （Ｔ _s ）を計算する。
Ｉα _v （Ｔ _s ）＝√（２／３）・｛Ｉ _v2 （Ｔ _s ）−１／２・Ｉ _w2 （Ｔ _s ）
−１／２・Ｉ _u2 （Ｔ _s ）｝
＝Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ｃｏｓ２（θ−２π／３）
Ｉβ _v （Ｔ _s ）＝１／√２｛Ｉ _w2 （Ｔ _s ）−Ｉ _u2 （Ｔ _s ）｝＝Ｉ ₂
ｓｉｎ２（θ−２π／３）
Ｉα _w （Ｔ _s ）＝√（２／３）｛Ｉ _w3 （Ｔ _s ）−１／２・Ｉ _u3 （Ｔ _s ）
−１／２・Ｉ _v3 （Ｔ _s ）｝
＝Ｉ ₁ ＋Ｉ ₂ ｃｏｓ２（θ＋２π／３）
Ｉβ _w （Ｔ _s ）＝１／２√｛Ｉ _u3 （Ｔ _s ）−Ｉ _v3 （Ｔ _s ）｝＝Ｉ ₂
ｓｉｎ２（θ＋２π／３）
ただし、Ｉ ₁ ，Ｉ ₂ は次式で計算する。
Ｉ ₁ ＝｛Ｉα _u （Ｔ _s ）＋Ｉα _v （Ｔ _s ）＋Ｉα _w （Ｔ _s ）｝／３
Ｉ ₂ ＝√｛２／３（Ｉβ _u （Ｔ _s ） ² ＋Ｉβ _v （Ｔ _s ） ²
＋Ｉβ _w （Ｔ _s ） ² ｝または、
Ｉ ₂ ＝√〔２／３｛（Ｉα _u （Ｔ _s ）−Ｉ ₁ ） ² ＋（Ｉα _v （Ｔ _s ）
−Ｉ ₁ ） ² ＋（Ｉα _w （Ｔ _s ）−Ｉ ₁ ） ² ｝〕 In the control method of the permanent magnet type synchronous motor that estimates the parameters of the motor using the motor drive device without using the rotor position sensor and controls the motor,
The parameter of the electric motor is inductance, and when the electric motor is stopped, the initial current is zero, and an ON signal is given to a specific switching element of the inverter for a short time T _s , and each phase current I _u (T _s) detected at that time. _{_{), I v (T s)}} , a inductance L _d, a control method of L _q a to that permanent magnet synchronous motor measured based on the I _w (T _s),
The inductances L _d and L _q are obtained by the following method.
When the rotor is stopped at the rotor position angle θ, the detected currents I _u1 (T _s ) and I _v1 when the ON current is given to the switching elements u ⁺ , v ⁻ and w ⁻ for the time T _s with the initial current zero. The following formulas Iα _u (T _s ) and Iβ _u (T _s ) are calculated from (T _s ) and I _w1 (T _s ) ,
Iα _u (T _s ) = √ (2/3) · {I _u1 (T _s ) −1 / 2 · I _v1 (T _s )
−1 / 2 · I _w1 (T _s )}
Iβ _u (T _s ) = 1 / √2 · {I _v1 (T _s ) −I _w1 (T _s )}
On the other hand, from the voltage equation of the motor, Iα _u (T _s ) and Iβ _u (T _s ) are expressed by the following equations:
Iα _u (T _s ) = I ₁ + I ₂ cos 2θ
Iβ _u (T _s ) = I ₂ sin 2θ
However,
I ₁ = √ (2/3) · (L _d + L _q ) V _dc T _s / (2L _d L _q ),
I ₂ = √ (2/3) · (L _q −L _d ) V _dc T _s / (2L _d L _q ).
If I ₁ and I _{2 in the} above equations are known, L _d and L _q are obtained by the following equations.
L _d = √ (2/3) · V _dc T _s / (I ₁ + I ₂ ),
L _q = √ (2/3) · V _dc T _s / (I ₁ −I ₂ )
However,
Detected currents I _u2 (T _s ), I _v2 (T _s ) when an ON signal is given to the switching elements u ⁻ , v ⁺ , w ⁻ for a time T _{s with} zero initial current to obtain I ₁ and I ₂ ), I _w2 (T _s) and the switching element ^u -, ^v -, detection current I _u3 (T _s when received only on signal w ⁺ two hours _{_{T s), I v3 (T}} s), I w3 ( From T _s , Iα _v (T _s ), Iβ _v (T _s ), Iα _w (T _s ), and Iβ _w (T _s ) are calculated.
Iα _v (T _s ) = √ (2/3) · {I _v2 (T _s ) −1 / 2 · I _w2 (T _s )
−1 / 2 · I _u2 (T _s )}
= I ₁ + I ₂ cos2 (θ-2π / 3)
Iβ _v (T _s ) = 1 / √2 {I _w2 (T _s ) −I _u2 (T _s )} = I ₂
sin2 (θ-2π / 3)
Iα _w (T _s ) = √ (2/3) {I _w3 (T _s ) −1 / 2 · I _u3 (T _s )
−1 / 2 · I _v3 (T _s )}
= I ₁ + I ₂ cos2 (θ + 2π / 3)
_{_{Iβ w (T s) = 1}} / 2√ {I u3 (T s) -I v3 (T s)} = I 2
sin2 (θ + 2π / 3)
However, I ₁ and I ₂ are calculated by the following equations.
I ₁ = {Iα _u (T _s ) + Iα _v (T _s ) + Iα _w (T _s )} / 3
I ₂ = √ {2/3 (Iβ _u (T _s ) ² + Iβ _v (T _s ) ²
+ Iβ _w (T _s ) ² } or
I ₂ = √ [2/3 {(Iα _u (T _s ) −I ₁ ) ² + (Iα _v (T _s )
−I ₁ ) ² + (Iα _w (T _s ) −I ₁ ) ² }]

回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法において、
前記電動機のパラメータは巻線抵抗であり、３種類のスイッチングパターンの電圧印加の電流応答により、更に２回の電圧印加により、初期位置角推定を行い、該初期位置角に基づき、前記電動機を回転させないようにｄ軸電流一定値に制御したときの指令電圧、検出電流により巻線抵抗を計測することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。In the control method of the permanent magnet type synchronous motor that estimates the parameters of the motor using the motor drive device without using the rotor position sensor and controls the motor,
The parameter of the motor is winding resistance, and the initial position angle is estimated by applying the voltage response of three types of switching patterns and by applying the voltage twice, and the motor is rotated based on the initial position angle. A control method for a permanent magnet type synchronous motor, characterized in that winding resistance is measured by a command voltage and a detected current when the d-axis current is controlled to be a constant value so as not to cause a failure.

回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法において、
前記電動機のパラメータは起電力係数であり、予めコントローラに記憶されている定格電圧と定格回転数から起電力係数の暫定値Ｋ_EMを与え、既存のセンサレス制御法で電動機を回転させ、コントローラ内の推定起電力ｅ_Mから得られる速度ωＭが実際の速度ωに一致するように、コントローラ内の起電力ｅ_Mから得られる速度ωＭが実際の速度ωに一致するようにコントローラ内の起電力係数Ｋ_EMを調整することにより、起電力係数を計測することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。In the control method of the permanent magnet type synchronous motor that estimates the parameters of the motor using the motor drive device without using the rotor position sensor and controls the motor,
The parameter of the electric motor is an electromotive force coefficient. A provisional value K _EM of the electromotive force coefficient is given from the rated voltage and the rated rotational speed stored in advance in the controller, and the electric motor is rotated by an existing sensorless control method. The electromotive force coefficient K in the controller is set so that the speed ωM obtained from the electromotive force e _M in the controller matches the actual speed ω, so that the speed ωM obtained from the estimated electromotive force e _M matches the actual speed ω. A control method of a permanent magnet type synchronous motor, wherein an electromotive force coefficient is measured by adjusting _EM .

請求項３記載の永久磁石形同期電動機の制御方法において、前記起電力係数は、以下の方法により得ることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
コントローラ内で推定された起電力ｅ_Mは実際の起電力ｅを正確に推定しているとし（ｅ≒ｅ_M）、また、推定起電力ｅ_Mに基づいた推定速度ω_M（＝ｅ_M／Ｋ_EM）が得られる。
一方、インバータ周波数よりモータの回転速度ωはコントローラ内でわかり、実際の起電力係数Ｋ_Eとの間にω＝ｅ／Ｋ_Eの関係が得られる。
以上より、速度誤差ω−ω_Mは、
ω−ω_M＝（１／Ｋ_E−１／Ｋ_EM）ｅ_M
と得られるので、速度差ω−ω_Mを用いてコントローラ内の起電力係数Ｋ_EMを補正し、速度誤差が零に収束したときの起電力係数の暫定値Ｋ_EMを起電力係数の計測値とする。4. The control method for a permanent magnet synchronous motor according to claim 3 , wherein the electromotive force coefficient is obtained by the following method.
The electromotive force e _M estimated in the controller and that accurately estimate the actual electromotive force e (e ≒ e _M), also the estimated speed based on the estimated electromotive force _{_{_{e M ω M (= e M}}} / K _EM ) is obtained.
On the other hand, the rotational speed ω of the motor is known in the controller from the inverter frequency, and the relationship of ω = e / K _E is obtained with the actual electromotive force coefficient K _E.
From the above, the speed error ω-ω _M is
ω−ω _M = (1 / K _E −1 / K _EM ) e _M
Since the resulting a, using the speed difference omega-omega _M corrects the electromotive force coefficient K _EM in the controller, the provisional value K _EM of the electromotive force coefficient when the speed error has converged to zero measured value of the electromotive force coefficient And