JP3809344B2 - スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散通信方式の受信機で用いられるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータに係り、特にサンプルの位相制御に容易に対応でき、回路規模を縮小できるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信又は無線ＬＡＮ（Local Area Network）等に用いられるスペクトラム拡散通信方式では、無線送信を行う際に、送信機側で送信データに対して狭帯域変調（１次変調）と拡散変調（２次変調）の二段階変調を行っている。
このため受信機では、無線送信されたデータを受信すると、まず逆拡散を行って１次変調の状態に戻した後に、検波回路によりベースバンド信号の再生を行っている。つまり受信機では、送信機における二段階変調に対応して受信データを復調するような構成となっている。
【０００３】
スペクトラム拡散通信方式の受信機では、受信したデータの復調を行うための相関値を出力するスペクトラム拡散通信用相関回路が用いられており、この回路は受信データに対して逆拡散及び相関出力を行う逆拡散回路と、逆拡散回路の出力結果を基に復調を行う符号分割多重変調波の復調回路で構成されている。
【０００４】
スペクトラム拡散通信用相関回路の逆拡散回路として、受信データの同期捕捉を行い、検出された同期位相で相関を取るために、論理回路で構成されたスライディングコリレータ（Sliding Correlater：以下ＳＣという）が従来から用いられている。
【０００５】
ＳＣは、送信側で用いられた符号系列を１チップ単位でシフトさせ受信データの逆拡散を行い、受信側の符号系列との相関を求めるものである。ＳＣでは、符号系列長分のチップ数について受信データの逆拡散を行うことにより、受信データの相関値を得ることができる。
【０００６】
従来のスペクトラム拡散通信方式のＳＣの構成及び動作について、図１１を用いて説明する。図１１は、従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。図１１のＳＣは、符号分割多重（Code Division Multiple Access：以下ＣＤＭＡという）変調された受信データの相関を求めるものである。
【０００７】
従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器１１１と、ＰＮコードレジスタＡ１１２と、乗算器１１３と、加算器１１４と、遅延回路１１５とから構成されている。
ここで遅延回路１１５には、１シンボル分の受信データの処理が完了する毎に相関値をリセットする必要があるため、リセット機能のあるＦ／Ｆ（Flip Flop）又はレジスタを用いている。
【０００８】
次に、従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの動作について、図１１を用いて説明する。
送信機よりＣＤＭＡ変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信された後、Ａ／Ｄ変換器１１１に入力され、デジタルの受信データに変換される。
ここでアナログ信号のチップレートは４Ｍｃｐｓであり、Ａ／Ｄ変換器１１１におけるデジタル変換はオーバーサンプリングのため、通常その４倍にあたる１６Ｍｂｐｓで、同一のアナログ信号１ビットに対して多ビット出力される。
【０００９】
Ａ／Ｄ変換器１１１でデジタル信号に変換された受信データは１サンプルずつ乗算器１１３に出力され、乗算器１１３においてＰＮコードレジスタＡ１１２に記憶されているＰＮ（Pseudo Random Noise）符号コードとの乗算、すなわち逆拡散が行われる。ＰＮコードは送信機でＣＤＭＡ変調の際に用いられたものと同一である。
乗算器１１３は１チップ当たり１サンプルのデータとＰＮコードの乗算を行う。ＰＮコードレジスタ１１２は４ＭｂｐｓでＰＮコードを１ビットずつ乗算器１１３に出力している。
【００１０】
乗算器１１３の乗算結果は逐次、加算器１１４に出力される。加算器１１４は遅延回路１１５に格納されている累積加算結果と乗算結果の加算を行い、新たな累積加算結果を相関出力として出力すると共に遅延回路１１５にも出力する。遅延回路１１５は、入力された累積加算結果を格納する。また遅延回路１１５は、途中の累積加算結果をＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に出力することができ、出力結果は受信データの復調に用いられる。
ここで加算器１１４及び遅延回路１１５は乗算器１１３に対応して、４Ｍｂｐｓの速度で累積加算及び累積加算結果の入出力を行っている。
【００１１】
１シンボル分の乗算結果の累積加算による積分が終了すると、加算器１１４からは積分値が相関出力として出力されたことになる。図１１のＳＣにおいて、加算器１１４の出力結果は遅延回路１１５に格納されるので、相関値は遅延回路１１５から出力するようにしても同様の結果を得ることができる。１シンボル分の相関値が出力されると、次のシンボルの相関出力に備えるため、遅延回路１１５は格納されている累積加算結果をリセットする。
加算器１１４から１シンボル単位に出力される相関出力を基として、さらにＣＤＭＡ復調回路において受信データの復調が行われる。以上が従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの動作である。
【００１２】
また、ＣＤＭＡ通信では、２次変調として直交変調が用いられることもある。上述した従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、直交変調された受信データに対して相関出力を行う複素型のＳＣにも応用できる。
【００１３】
直交変調された受信データの復調方法について、以下に説明する。直交変調された受信データはそれぞれ、同相成分、直交成分とに分類できる。ここで同相成分をＲI、直交成分をＲｑ、拡散符号の同相成分をＣI、直交成分をＣqとすると、逆拡散することで得られる復調信号Ｄは
Ｄ＝（ＲI＋ｊＲｑ）（ＣI−ｊＣq）
＝（ＲI＊ＣI＋Ｒｑ＊Ｃq）＋ｊ（−ＲI＊Ｃq＋Ｒｑ＊ＣI） （１）
と表される。（１）式より、復調信号の同相成分ＤIと直交成分Ｄqはそれぞれ
ＤI＝ＲI＊ＣI＋Ｒｑ＊Ｃq （２）
Ｄq＝−ＲI＊Ｃq＋Ｒｑ＊ＣI （３）
と表される。（２）及び（３）式のＤI、Ｄqについて累積加算を行い、両成分についての相関値を出力することが複素型ＳＣの目的である。
【００１４】
上述した受信データの復調方法を実現する複素型ＳＣの構成ブロック図を図１２に示す。図１２の複素型ＳＣにおいて、受信機のアンテナ（図示せず）で受信されたＣＤＭＡ変調アナログ信号は、同相成分及び直交成分とに分類され、それぞれＡ／Ｄ変換器１２１Ａ、１２１Ｂとに入力される。
また、拡散符号の同相成分及び直交成分はそれぞれ、ＰＮコードレジスタＩ１２３Ａ、ＰＮコードレジスタＱ１２３Ｂに記憶されている。
【００１５】
図１２の複素型ＳＣにおいて、Ａ／Ｄ変換器及びＰＮコードレジスタから出力されたデジタル受信データ及び拡散符号は、位相を揃えるためレジスタ１２５Ａ〜１２５Ｄに格納された後、相関演算部１２７に入力される。相関演算部１２７では、デジタル受信データ及び拡散符号は乗算器１２２Ａ〜１２２Ｄ、加算器１２４Ａ〜１２４Ｂによって各成分の復調信号の導出式（２）及び（３）式の演算が行われ、さらに累積加算器１２８で同相成分と直交成分の１シンボル分の相関値をそれぞれ算出し、相関出力Ｉ及び相関出力Ｑとして出力する。
図１２の複素型ＳＣでは、ＣＤＭＡ変調アナログ信号は４Ｍｂｐｓのチップレートで送信され、複素型ＳＣの各素子には１６Ｍｂｐｓクロックが入力されることにより、１６Ｍｂｐｓの速度で動作している。
【００１６】
さらに図１２の複素型ＳＣに位相補正機能を持たせたものを図１３に示す。位相補正としては従来、マッチドフィルタを用いて受信データのシンボルの先頭位置を検出し、拡散符号の発生タイミングを調整する方法が用いられてきたが、マッチドフィルタでは検出精度が充分でない上時間による位相変化も発生するため、同期はずれを起こし目的の精度の相関出力を得ることができない場合がある。図１３の複素型ＳＣは、相関出力結果から最適な位相を検出することによって復調位相を補正することを特徴としている。
また、ＳＣはマッチドフィルタと比較して、回路規模が１／１００〜１／１０００と極端に小さいことから、ＣＤＭＡ変調の相関出力の際に多用されている。
【００１７】
図１３の複素型ＳＣでは、ＰＮコードレジスタＩ１３３Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１３３ＢからのＰＮコードの位相をサンプル時間単位でずらし、それぞれのタイミングのＰＮコードをレジスタ列１３５Ｃ〜１３５Ｅ、１３５Ｆ〜１３５Ｈに入力している。
図１３の複素型ＳＣでは、各レジスタ列には３つのレジスタが接続されており、クロック毎に右方向のレジスタにＰＮコードをシフトさせる構成となっており、３通りのサンプルに対応したＰＮコードを出力できる。
【００１８】
各サンプル間隔でレジスタ列に入力されたＰＮコードは、Ａ／Ｄ変換器１３１Ａ及び１３１Ｂでデジタル変換された受信データの同相成分及び直交成分と共に３つの相関演算部１３７Ａ〜１３７Ｃにそれぞれ入力される。相関演算部１３７Ａ〜１３７Ｃは、図１２の相関演算部１２７と同一の構成であり、３通りのサンプル（図ではそれぞれＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅとしている）に対応した同相成分及び直交成分の相関出力を出力する。
図１３の複素型ＳＣも図１２と同様、ＣＤＭＡ変調アナログ信号は４Ｍｂｐｓのチップレートで送信され、複素型ＳＣの各素子には１６Ｍｂｐｓクロックが入力されることにより、１６Ｍｂｐｓの速度で動作している。
【００１９】
図１３の複素型ＳＣでは、異なるタイミングでＰＮコードを出力させ、これに対応した相関出力をすることによって、相関出力の結果から最適なタイミングを検出して受信データの位相のずれを確認することができる。また、タイミングの検出結果をＰＮコードレジスタなどにフィードバックすることにより、ＣＤＭＡ変調アナログ信号と同期した最適な状態で復調処理を行うことができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、復調するチャネル数だけ相関演算部が必要であるため、受信機における回路規模が増大するという問題点があった。
【００２１】
特に近年の移動体通信の利用の急増に伴い、多数のチャネルの受信データの復調を行うことができ、且つ安価に開発できるようなスペクトラム拡散通信対応の受信機が求められている。
例えば基地局は多くのチャネルの信号受信及び復号処理が必要とされる機器の一つである。一般的な基地局では、４つの搬送波で送信される無線信号を扱っており、搬送波あたり３２ユーザ、すなわち３２チャネル割り振られているため、全部で１２８チャネルの復調に対応している。
【００２２】
単純に全てのチャネルに対して上述したような相関処理を送受信の際に行うには、アンテナ数を２、遅延波成分を少なくとも３つ取るものとして、１２８ｘ２ｘ３＝７６８本の信号に対する処理を行わなければならない。このため処理する信号ごとにＳＣ回路を用意するような従来の方法では、基地局の回路規模が増大し、結果として開発費用の上昇を招くことになる。
【００２３】
回路規模を縮小できる従来のスペクトラム拡散通信対応の受信機の一例として、平成８年３月２６日公開の特開平８−８４０９８号「スペクトラム拡散通信装置」（出願人：キヤノン株式会社、発明者：加藤伊智郎）、平成１１年１１月５日公開の特開平１１−３０８１４９号「４相相関器」（出願人：三菱電機株式会社、発明者：石岡和明他）が挙げられる。
【００２４】
しかし、従来のスペクトラム拡散通信対応の受信機でも、１チャネルの受信データを復調するＳＣ回路の回路規模を縮小したにとどまっており、従来通り多チャネルの受信データを復調させるには相当数のＳＣ回路が必要となるため、回路規模を縮小する根本的な解決には至っていなかった。
【００２５】
また、移動体通信では通信の性質上、伝送路の環境の変化によって、復調時間位置が時間的に変化する現象が発生するが、従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣではこのような現象に容易に対応できないため、復調の精度が悪化するという問題点があった。
【００２６】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、伝送路の環境変化に対応でき、かつ回路規模を縮小できるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータを提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号に対し、拡散符号に対応した逆拡散符号との相関演算を行い、相関演算結果を累積加算して相関出力として出力するスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、累積加算処理を行う前に空き時間を１チップ時間内に１つ以上設け、アナログ受信信号の位相のずれがない場合、空き時間には累積加算処理を行わず、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれが発生した場合には、ずれに応じて逆拡散符号の出力位相を調整すると共に、累積加算処理において、空き時間に累積加算を行うか又は空き時間を追加することを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００２８】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、デジタル受信信号と逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、１チップ時間内に一つ以上の空き時間を含むようになった演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００２９】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号との相関演算を行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号をサンプル別に切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３０】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３１】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、各々の逆拡散符号発生部から出力された各サンプルの逆拡散符号を逆拡散符号の種別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、対応するサンプルの逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３２】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、デジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３３】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号をサンプルレートの２倍の速度で、交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、サンプルレートの２倍の速度で、各成分のデジタル受信信号を交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号との相関演算を成分毎にサンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３４】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器毎に設けられ、対応するＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の受信信号遅延時間調整部と、各々の受信信号遅延時間調整部から出力された各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各々のＡ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別にサンプルレートの速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算器から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、拡散信号によりスペクトラム拡散されたアナログ受信信号をオーバーサンプルレートでディジタル信号に変換し、ディジタル信号及び逆拡散信号をサンプル毎に切り替えて出力し、ディジタル信号及び逆拡散信号との相関演算を行ってサンプル毎の相関演算結果を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収まるよう出力し、相関演算の累積加算を行ってサンプル毎の１シンボル分の累積加算結果を相関出力として出力し、アナログ受信信号の位相のずれを検出して、ずれに応じた位相制御信号を出力して逆拡散信号の出力タイミング及び相関演算の累積加算時の空き時間の処理制御を行うことで位相制御を行うものであり、これにより伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、且つ回路規模を縮小することができる。
【００３６】
尚、請求項における逆拡散符号発生部は図１及び図５〜１０のＰＮコードレジスタに、逆拡散符号遅延時間調整部は図５のＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆ、図６のＦ／Ｆ６５Ｂ〜６５Ｆ及び６５Ｊ〜６５Ｌ、図７のＦ／Ｆ９５Ｂ〜９５Ｋ、図８のＦ／Ｆ１０５Ｂ〜１０５Ｋ及び１０５Ｏ〜１０５Ｔ、図９の７５Ｃ〜７５Ｌ、図１０の８５Ｃ〜８５Ｌ及び８５Ｓ〜８５Ｘに、受信信号遅延時間調整部は図６のＦ／Ｆ６５Ｇ〜６５Ｉ、図８のＦ／Ｆ１０５Ｌ〜１０５Ｎ、図１０のＦ／Ｆ８５Ｍ〜８５Ｒに、復調演算部は図１の乗算器１３Ａ〜１３Ｄと加算器１４Ａ〜１４Ｂ及び図５〜図１０の乗算加算器に、復調信号遅延時間調整部は図５のＦ／Ｆ５５Ｇ〜５５Ｉ、図７のＦ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｑ、図９のＦ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｒに、累積加算部は図１及び図５〜図１０の累積加算器に、受信信号セレクタは図６のセレクタ６９Ａ、図８のセレクタ１０９Ａ、図９のセレクタ７９Ａ及び７９Ｂ、図１０のセレクタ８９Ａ及び８９Ｂに、逆拡散符号セレクタは図６のセレクタ６９Ｂ、図７のセレクタ９９Ａ〜９９Ｃ、図８のセレクタ１０９Ｂ、図１０のセレクタ８９Ｃ及び８９Ｄに、復調信号セレクタは図５のセレクタ５９、図７のセレクタ９９Ｄ及び図９のセレクタ７９Ｃに、制御部は図１及び図５〜図１０の制御装置にそれぞれ相当する。
【００３７】
まず本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣの前提となる、チップタイミングの位相制御の概念について説明する。
スペクトラム拡散通信用ＳＣのような逆拡散装置では、受信したＣＤＭＡ変調アナログ信号に同期して、ＰＮコードレジスタにおいてＰＮコードが生成される。ＰＮコードを同期して生成するため、ＰＮコードレジスタにはタイミング信号が入力されており、タイミング信号は相関演算値がピークとなるようなタイミングで調整、生成されている。
【００３８】
移動体通信では通信の性質上、伝送路の環境の変化によって、復調時間位置が時間的に変化する場合がある。よって正確な受信データの復調結果を得るには、この時間的変化に対応してタイミング信号のタイミングを早めたり、遅らせたりする位相制御を行う必要がある。このタイミング信号のタイミングを早めたり、遅らせたりする位相制御を、「位相制御によるチップタイミングの延長及び短縮」ということにする。
ＣＤＭＡ受信機では具体的に、相関出力等に基づいて伝送路の環境の変化を検知し、検知結果に基づいて同期回路等から出力される位相制御信号によって、チップタイミングの延長及び短縮を行っている。また位相制御の対象となるタイミング信号には、フレーム、スロット、シンボル、チップがあるが、本発明ではチップタイミングの位相制御を取り上げる。
【００３９】
図１４は、従来及び本発明におけるチップタイミングとサンプルの関係を示した図であり、上部は従来の、下部は本発明におけるチップタイミングとサンプルの関係をそれぞれ示している。
【００４０】
図１４上部に示されているように、従来は、４倍オーバーサンプリングの場合では、３通りのサンプルＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅはそれぞれ１サンプル時間置きにサンプリングしており、このような時間構成に従って各サンプルごとの相関出力を行い、位相制御を行っていた。
具体的には、図１３に示されるようなＳＣを用いて、各サンプルに対応した相関演算部から出力された相関出力に基づき、サンプル別に位相制御を行っていた。
【００４１】
本発明では１チップ時間中、サンプルＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅはそれぞれ、連続したサンプル時間となるように調整し、残りのサンプル時間は空き時間とするような時間構成とし、この時間構成に従ってサンプル別の相関演算及び相関出力を行う。
本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、図１４下部に示したサンプルの時間構成に基づいてチップタイミングの位相制御を行うものとする。以下、図１４上部、図１４下部に示したサンプルの時間構成をそれぞれ、「従来のサンプル時間構成」「本発明のサンプル時間構成」という。
【００４２】
本発明のサンプル時間構成は、ユーザ別、成分別等にサンプルを割り当てた場合、すなわち複数ユーザや複数成分等の復調処理についても、１チップ時間中に連続した３サンプル時間を複数ユーザ等に、残り１サンプル時間を空き時間として割り当てることで対応できる。尚、図１４では４倍オーバーサンプリング時の時間構成図を示したが、異なるオーバーサンプリング数やサンプル数についても、本発明のサンプル時間構成は適用できるものである。
【００４３】
図４は位相制御時におけるチップタイミングのタイムチャート図である。図４のタイムチャート図において、図４（ａ）はチップタイミングが短縮された場合の、図４（ｂ）はチップタイミングが延長された場合の処理のタイムチャート図を表している。
図４（ａ）では、１チップ時間中、累積加算処理を行わないサンプル時間、すなわち空き時間をないものとみなすことによって、１チップ時間を３サンプル時間に短縮して、新たなチップ時間としている。一方図４（ｂ）では、１チップ時間中の空き時間を延長することによって、１チップ時間を５サンプル時間に延長して、新たなチップ時間としている。図４で示したタイムチャート図では、１チップ時間における空きのサンプル時間を調整することによって、位相制御が行われている。
【００４４】
以上説明したように、本発明のサンプルの時間構成によれば、１チップ時間内に１サンプル時間の空き時間を設けることによって、位相制御によるチップタイミングの延長及び短縮に柔軟に対応できる。
【００４５】
実際にはチップタイミングの位相制御は、どのタイミングで行ってもよく、例えばシンボルの開始時点、途中、あるいはシンボルをまたいで行ってもよい。
しかし位相制御の量は、１チップ時間内に１サンプル時間間隔でしか行われない。これは各チップタイミングにおいて、位相制御のために設けられている空き時間が１サンプル時間しかないためである。
【００４６】
例えば１０サンプル時間の位相制御を行う場合には、１０チップ時間をかけてそれぞれのチップに対して１サンプル時間の位相制御を行うことになる。また複数のユーザをサンプルとして位相制御を行う場合には、位相制御を１度に行えるユーザ数は１であるため、回数を分けてそれぞれのユーザに対して位相制御を行う。
位相制御が行われることで新たなチップタイミングが決定され、移動体端末内の他の装置あるいは各種信号についてもこのチップタイミングに基づいて処理が行われる。
【００４７】
本発明の第１の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態（以下、実施の形態１という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って相関出力を行う位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
【００４８】
本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器１１Ａ及び１１Ｂと、ＰＮコードレジスタＩ１２Ａと、ＰＮコードレジスタＱ１２Ｂと、相関演算部１７とから構成される。
このうち相関演算部１７は、乗算器１３Ａ〜１３Ｄと、加算器１４Ａ及び１４Ｂと、Ｆ／Ｆ１５Ｅ及び１５Ｆと、累積加算器１８とで構成されている。さらに累積加算器１８は、加算器１４Ｃ及び１４ＤとＦ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｈとから構成されている。
また、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの相関結果に基づいて位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂに出力する制御装置（図示せず）が設けられている。
【００４９】
Ａ／Ｄ変換器１１Ａ及び１１Ｂは、アンテナ（図示せず）で受信したＣＤＭＡ直交変調アナログ信号をデジタル変換し、受信データとして出力する。このうち、Ａ／Ｄ変換器１１Ａはアナログ信号の同相成分のデジタル変換を行い、結果をＦ／Ｆ１５Ａに出力し、Ａ／Ｄ変換器１１Ｂはアナログ信号の直交成分のデジタル変換を行い、結果をＦ／Ｆ１５Ｂに出力する。
本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、アナログ信号のチップレートが４Ｍｃｐｓであるため、Ａ／Ｄ変換器１１Ａ及び１１Ｂは、オーバーサンプリングのため、４倍にあたる１６Ｍｂｐｓの速度でデジタル変換し、同一のアナログ信号１ビットに対して多ビットの出力を行う。
【００５０】
ＰＮコードレジスタＩ１２Ａは、送信機でアナログ信号の同相成分のＣＤＭＡ変調の際に用いられた拡散符号であるＰＮコードＩを記憶しており、ＰＮコードＩを１ビットずつＦ／Ｆ１５Ｃに出力する。
ＰＮコードレジスタＱ１２Ｂは、送信機でアナログ信号の直交成分のＣＤＭＡ変調の際に用いられた拡散符号であるＰＮコードＱを記憶しており、ＰＮコードＱを１ビットずつＦ／Ｆ１５Ｄに出力する。
【００５１】
ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂはそれぞれ、１６Ｍｂｐｓの速度で１ビットずつＰＮコードを出力する。また、ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂには、符号発生器を用いてもよい。
ＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂには、制御装置から出力される位相制御信号が入力されており、位相制御信号に基づいた出力タイミングに従ってＰＮコードＩとＰＮコードＱをそれぞれ出力している。
【００５２】
Ｆ／Ｆ１５Ａ〜１５Ｄは、各Ａ／Ｄ変換器によってデジタル変換された受信データ又は各ＰＮコードレジスタから出力されたＰＮコードを１ビットずつ格納し、クロックに同期して相関演算部１７に出力する。各Ｆ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力され、この周波数に同期してデータの入出力を行っている。
【００５３】
乗算器１３Ａ〜１３Ｄは、Ｆ／Ｆ１５Ａ〜１５Ｄから出力された受信データとＰＮコードの乗算を行う。
加算器１４Ａ及び１４Ｂは、各乗算器の乗算結果の加算を行う。乗算器１３Ａ及び１３Ｂの乗算結果は加算器１４Ａへ、乗算器１３Ｃ及び１３Ｄの乗算結果は加算器１４Ｂに出力されそれぞれ加算が行われ、復調信号としてそれぞれＦ／Ｆ１５ＥとＦ／Ｆ１５Ｆに出力される。乗算器１５Ａ〜１５Ｄ及び加算器１４Ａ及び１４Ｂはそれぞれ１６Ｍｂｐｓの速度で演算を行う。
【００５４】
Ｆ／Ｆ１５Ｅ〜１５Ｆは、各加算器から出力された加算結果、すなわち復調信号を格納し、クロックに同期して累積加算器１８に出力する。各Ｆ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力され、この周波数に同期してデータの入出力を行っている。
【００５５】
累積加算器１８は、Ｆ／Ｆ１５Ｅ及び１５Ｆから出力される同相成分又は直交成分の受信データの復調信号を１シンボル分累積加算して、相関出力としてＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に出力する。
【００５６】
累積加算器１８において、加算器１４Ｃは同相成分の累積加算結果と新たに入力された同相成分の復調信号との加算を行い、加算結果を新たな累積加算結果としてＦ／Ｆ１６Ｃ及び１６Ｄに出力する。同様に加算器１４Ｄは直交成分についての累積加算を行い、加算結果をＦ／Ｆ１６Ｇ及び１６Ｈに出力する。
【００５７】
Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃは加算器１４Ｃの累積加算結果を格納する。Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃは直列に接続されており、累積加算結果が格納されると順次左側へシフトされる。またＦ／Ｆ１６Ｄも累積加算結果を格納し、位相制御信号に基づいて受信データの同相成分の相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。
同様に、Ｆ／Ｆ１６Ｅ〜１６Ｇは加算器１４Ｄの累積加算結果を格納する。Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃは直列に接続されており、累積加算結果が格納されると順次左側へシフトされる。またＦ／Ｆ１６Ｈも累積加算結果を格納し、位相制御信号に基づいて受信データの直交成分の相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。
図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｈにはイネーブル付きＦ／Ｆを用いており、制御装置から出力される位相制御信号に基づいてデータの入出力及びリセットを行っている。
【００５８】
制御装置は、受信データから伝送路の環境変化に基づく位相のずれを検出し、チップタイミングが遅れた場合はチップタイミング中の空き時間を延長し、チップタイミングが早くなった場合は空き時間を短縮する旨の位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ１２Ａ、ＰＮコードレジスタＱ１２Ｂ及び累積加算器に出力し、位相制御を行う。
【００５９】
上述したスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、相関演算部１７からの相関出力を復調するＣＤＭＡ復調回路が設けられている。
尚、上記制御装置をＣＤＭＡ復調回路とは別に設けてもよいし、ＣＤＭＡ復調回路内に設けてもよい。
【００６０】
次に、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの動作について、図１を用いて説明する。
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されている。
アナログ信号の同相成分はＡ／Ｄ変換器１１Ａに、直交成分はＡ／Ｄ変換器１１Ｂに入力され、それぞれデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器１１Ａと１１Ｂから出力される受信データはそれぞれ、１ビットずつＦ／Ｆ１５Ａと１５Ｂに格納され、クロック周波数と同期して相関演算部１７に出力される。
【００６１】
また、ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂに記憶されている同相成分と直交成分のＰＮコードは１ビットずつ１６Ｍｂｐｓの速度で出力され、Ｆ／Ｆ１５Ｃと１５Ｄにそれぞれ格納される。Ｆ／Ｆ１５Ｃと１５Ｄに格納されたＰＮコードは、制御信号が入力されることで相関演算部１７に出力される。
図１において、ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂはそれぞれ、本発明のサンプル時間構成に従って同相成分と直交成分のＰＮコードを出力している。すなわち１チップ時間中、最初の連続した３サンプル時間で同相成分と直交成分のＰＮコードを出力しており、残りの１サンプル時間を空き時間としている。
【００６２】
Ｆ／Ｆ１５Ａ〜１５Ｄから出力された受信データ及びＰＮコードは、相関演算部１７において乗算器１３Ａ〜１３Ｄにそれぞれ入力され、乗算が行われる。また乗算器１３Ａ及び１３Ｂの乗算結果は加算器１４Ａで、乗算器１３Ｃ及び１３Ｄの乗算結果は加算器１４Ｂでそれぞれ加算される。
相関演算部１７の乗算器及び加算器の構成により、既述した直交変調に対する復調信号の導出式（２）及び（３）式を実現することができる。すなわち加算器１４Ａでは同相成分の復調信号を、加算器１４Ｂでは直交成分の復調信号を出力することができる。また同相成分と直交成分の復調信号は、同一のＰＮコードに基づいた復調結果が、１チップ時間中最初の連続した３サンプル時間出力され、残りの１サンプル時間が空き時間として出力されることになる。
【００６３】
加算器１４Ａと１４Ｂから出力された同相成分と直交成分の復調信号は、それぞれＦ／Ｆ１５Ｅと１５Ｆに格納され、クロック周波数に同期して累積加算器１８に出力される。同相成分の復調信号は累積加算器１８において、まず加算器１４Ｃに出力される。
加算器１４Ｃでは、Ｆ／Ｆ１５Ｅから出力された復調信号と、Ｆ／Ｆ１６Ａに格納されていた累積加算結果との加算が行われ、新たな累積加算結果はＦ／Ｆ１６Ｃ及び１６Ｄに格納される。同時にＦ／Ｆ１６Ｃに格納されていた累積加算結果はＦ／Ｆ１６Ｂに、Ｆ／Ｆ１６Ｂに格納されていた累積加算結果はＦ／Ｆ１６Ａにそれぞれシフトされる。Ｆ／Ｆのシフト動作は、制御装置から出力される位相制御信号に基づいて行われる。
【００６４】
このようなシフト制御は通常、１チップ時間、すなわち４サンプル時間中、最初の３サンプル時間だけ行われ、空き時間には行われない。すなわち空き時間には累積加算結果がレジスタ列又はＦ／Ｆに格納されないため、空き時間には実質累積加算処理が行われないこととなる。
Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃで形成されるレジスタ列にはサンプル時間毎に累積加算結果が入力されるため、シフトすることによって３通りのサンプル（以下Ｅａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅという）に分類され、これらのサンプル別に相関演算を行うことができる。
【００６５】
それぞれのサンプルについて１シンボル分の累積加算が終了すると、Ｆ／Ｆ１６Ｄは位相制御信号に基づいて、格納されている累積加算結果を相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。またすべてのサンプルにおける相関出力を出力した後、Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｄは、格納されている累積加算結果をリセットし、新たな累積加算結果を格納できる状態にする。
【００６６】
上述した累積加算器１８における復調信号の累積加算は、直交成分の復調信号に対しても行われる。すなわち、新たに入力された直交成分の復調信号と、Ｆ／Ｆ１６Ｅ〜１６Ｇに格納されている各サンプルの累積加算結果との累積加算が加算器１４Ｄで行われ、得られた累積加算結果はさらにＦ／Ｆ１６Ｅ〜１６Ｇのレジスタ列及びＦ／Ｆ１６Ｈに出力される。各サンプルにおいて１シンボル分の累積加算が終了すると、Ｆ／Ｆ１６Ｈは格納されている累積加算結果を相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。
すなわち累積加算器１８において、同相成分の復調信号は上段の回路群で、直交成分の復調信号は下段の回路群において累積加算が行われ、各サンプルの相関出力が得られることになる。
【００６７】
本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣを有するＣＤＭＡ受信機では、位相補正及び位相制御が行われる。すなわち位相補正ではＣＤＭＡ復調回路においてＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅの各サンプルの相関結果に基づいて最適なタイミングを検出し、以後このタイミングをシンボルの先頭位置と認識する処理が行われる。
【００６８】
位相制御では制御装置において、受信データの位相のずれを検出し、位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂに出力する処理が行われる。ＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂでは、１チップ時間中の空き時間を延長又は短縮して得られたチップタイミングで各ＰＮコードを生成する処理が行われる。
【００６９】
また制御装置は位相制御信号を累積加算器１８にも出力する。位相制御信号は累積加算器１８においてＦ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃ、１６Ｅ〜１６Ｇ及びＦ／Ｆ１６Ｄ、１６Ｈに出力される。
上述したように、累積加算器１８では位相制御信号に基づいて、１サンプル時間相当の空き時間には累積加算処理を行わないようになっている。受信データが遅れていると判断した場合には、制御装置は空き時間を延長する旨の位相制御信号を出力するので、累積加算器１８はこれに基づいて、既存の空き時間を追加し、追加した空き時間にも累積加算処理を行わないよう制御される。
受信データが進んでいると判断した場合、制御装置は空き時間を短縮する旨の位相制御信号を出力するので、累積加算器１８はこれに基づいて、既存の空き時間においても累積加算処理を行うよう制御される。
【００７０】
図２は、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器１８に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の構成ブロック図である。図２において、加算器２４Ｃ、Ｆ／Ｆ２６Ａ〜２６Ｄは図１の累積加算器１８における加算器及びＦ／Ｆと同一である。
【００７１】
図２において、カウンタ２７はＦ／Ｆ２６Ａ〜２６Ｃに対してイネーブル信号を出力することで累積加算結果のシフトを行っている。カウンタ２７は１チップ時間に３回シフトを行うようシフト回数のカウントを行っている。また、Ｅａｒｌｙのチップタイミングでクロック生成器（図示せず）から出力されたクロック周波数が入力されることで、カウンタ２７ではシフト回数のカウントがリセットされる。すなわちカウンタ２７は１シンボル時間中、累積加算を行わない空き時間において、リセット処理を行っている。
【００７２】
また、Ｆ／Ｆ２６Ａ〜２６Ｃ及びＦ／Ｆ２６Ｄには、位相制御信号が入力されることにより、各サンプルにおける１シンボルの相関出力をＣＤＭＡ復調回路に出力している。空き時間における累積加算結果は各Ｆ／Ｆには格納されない。
【００７３】
図３は、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器１８に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の他の構成ブロック図である。
図３の回路群では、レジスタ列の代わりにＲＡＭ３９を用いることによって復調信号の累積加算を実現している。ＲＡＭ３９は、Ｅａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅの各サンプルの累積加算結果を規定されたアドレスに格納する。また、新たな累積加算結果が入力されると、それまで格納されていた累積加算結果を加算器３４Ｃに出力し、規定されたアドレスに新たな累積加算結果を格納する。
【００７４】
Ｆ／Ｆ３６ＤとＲＡＭ３９には、位相制御信号が入力されており、これに基づいてＦ／Ｆ３６Ｄは各サンプルにおける１シンボルの相関出力をＣＤＭＡ復調回路に出力し、ＲＡＭ３９は、格納されているそれぞれのタイミングの累積加算結果をリセットする。空き時間には上述したような制御は行われない。
【００７５】
本発明の実施の形態１のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、累積加算器１８において本発明のサンプル時間構成に従ってサンプル数分の復調信号の累積加算処理を行い、１シンボル分の累積加算処理が終了するとサンプル毎の累積加算結果が相関出力として出力されるようにしたので、伝送路の環境変化に対応した位相制御を容易に行うことのできるスペクトラム拡散通信用ＳＣを提供することができる。
【００７６】
また相関演算部を一つ設置するだけで済むため、ＳＣ回路規模を縮小できる。特に相関演算部においては、累積加算器の加算器が回路の大半を占めているため、大幅な回路規模の縮小を実現できる。
また、累積加算器１８に図３のＲＡＭで構成された回路群を用いることにより、レジスタを複数配列した場合と比較して、累積加算結果の格納箇所の回路規模を縮小でき、一層ＳＣ回路の規模を縮小することができる。
【００７７】
また、本発明の実施の形態１のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、位相制御によるチップタイミングの延長及び短縮が行われた後においても、本発明のサンプル時間構成によってサンプル毎の相関出力を得ることができるものである。
【００７８】
また、本発明の実施の形態１のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、サンプル対象が減って空き時間が増えた場合にも適用できるものである。例えば４オーバーサンプリングにおいてＭａｉｎだけをとるような場合、Ｍａｉｎのタイミングに合わせてＰＮコードが出力され、他の３サンプル時間は空き時間となる。相関演算時でも１チップ時間中Ｍａｉｎのタイミングのみで相関演算が行われ、他は空き時間として処理される。
【００７９】
次に、本発明の第２の実施の形態に係る、スペクトラム拡散通信用ＳＣについて、図５を用いて説明する。図５は、本発明の第２の実施の形態に係る、スペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。このスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って受信データ及びＰＮコードの出力タイミングを調整した上で相関出力を行う、位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
【００８０】
図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、Ｅａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅの各サンプルが連続したサンプル時間に割り当てられていた場合に対応していたが、本発明の第２の実施の形態（以下、実施の形態２という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルが１サンプル時間置きにサンプリングされている場合、すなわち従来のサンプル時間構成に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
【００８１】
本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器５１と、ＰＮコードレジスタ５２と、Ｆ／Ｆ５５Ａ〜５５Ｆと、相関演算部５７とから構成されている。また相関演算部５７は、乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃと、Ｆ／Ｆ５５Ｇ〜５５Ｊと、セレクタ５９と、累積加算器５８とから構成されている。
【００８２】
また、本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコードレジスタ５２及び累積加算器５８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同一である。
【００８３】
本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、図５では紙面の都合上、同相成分又は直交成分のうち、いずれか一方の成分の相関出力をするための構成のみ図示している。
例えば図５では、Ａ／Ｄ変換器５１とＦ／Ｆ５５Ａ、ＰＮコードレジスタ５２とＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆは一組ずつしか図示されていないが、実際には同相成分及び直交成分の受信データ又はＰＮコードを出力するため、それぞれ２系列設置する必要がある。
また、本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣの各Ｆ／Ｆには、データの入出力を行わせるため１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力されるが、図５では省略している。
【００８４】
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されている。
アナログ信号はＡ／Ｄ変換器５１に入力され、成分別にデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器５１から出力される受信データは、１ビットずつＦ／Ｆ５５Ａに格納され、クロック周波数と同期して相関演算部５７に出力される。
【００８５】
また、ＰＮコードレジスタ５２に記憶されている同相成分又は直交成分のＰＮコードは１ビットずつ１６Ｍｂｐｓの速度で出力され、まずＦ／Ｆ５５Ｂに格納される。
次にＦ／Ｆ５５Ｂに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期して相関演算部５７及びＦ／Ｆ５５Ｃに出力される。Ｆ／Ｆ５５ＣはＦ／Ｆ５５Ｄと直列に接続されており、クロック周波数と共に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ５５Ｄに格納されたＰＮコードは、クロック周波数に同期して相関演算部５７に出力される。
さらにＦ／Ｆ５５Ｄに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期して相関演算部５７及びＦ／Ｆ５５Ｅに出力される。Ｆ／Ｆ５５ＥもＦ／Ｆ５５Ｆと直列に接続された構成になっており、クロック周波数と共に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ５５Ｆに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期して相関演算部５７に出力される。
【００８６】
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、ＰＮコードを複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより受信データを１サンプル時間置きとなるように調整、すなわち従来のサンプル時間構成となるようにして相関演算部５７に出力させている。具体的にはＦ／Ｆ５５Ｂから直接相関演算部５７に出力されたＰＮコードはサンプルＥａｒｌｙの、Ｆ／Ｆ５５ＤからはサンプルＭａｉｎの、Ｆ／Ｆ５５ＦからはサンプルＬａｔｅのＰＮコードとして認識される。
相関演算部出力前の受信データ及び各サンプルにおけるＰＮコードの出力タイミングは、図５の下段左のタイムチャート図に示す通りである。
【００８７】
Ｆ／Ｆ５５Ａ及びＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆから出力された受信データ及びＰＮコードは、相関演算部５７において乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃにそれぞれ入力され、乗算及び加算が行われる。
ここで乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃはそれぞれ、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける乗算器１３Ａ〜１３Ｄ及び加算器１４Ａ〜１４Ｂと同一の構成からなる。すなわちそれぞれの乗算加算器では図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣと同様、直交変調に対する復調信号の導出式（２）及び（３）式に基づいて、各成分における復調信号を出力することができる。
また乗算加算器のうち、乗算加算器５３ＡはサンプルＥａｒｌｙの、乗算加算器５３ＢはサンプルＭａｉｎの、乗算加算器５３ＣはサンプルＬａｔｅの受信データ及びＰＮコードが入力され、各サンプルにおける各成分の復調信号を出力する。
【００８８】
各乗算加算器から出力される相関値である復調信号のタイムチャート図は図５の中央上段の通りであり、この時点では未だ各サンプルはそれぞれ１サンプル時間置きに出力されている。
【００８９】
乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃから出力された同相成分又は直交成分の復調信号は、それぞれの経路に設置されたＦ／Ｆに格納され、異なるタイミングで累積加算器５８に出力される。
乗算加算器５３Ａから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ５５Ｇに出力される。Ｆ／Ｆ５５ＧはＦ／Ｆ５５Ｈに直列に接続されており、クロック周波数と共に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ５５Ｈに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期してセレクタ５９に出力される。
乗算加算器５３Ｂから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ５５Ｉに出力され、クロック周波数と同期してセレクタ５９に出力される。
また、乗算加算器５３Ｃから出力された各成分の復調信号は、直接セレクタ５９に出力される。
【００９０】
相関演算部５７では、各乗算加算器から出力された復調信号に対して、複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、本発明のサンプル時間構成で復調信号をセレクタ５９に出力している。
セレクタに入力される復調信号のタイムチャート図は図５の中央下段のようになり、この時点で各サンプルは連続したサンプル時間に配置される。上述した制御により、相関演算部５７は本発明のサンプル時間構成に従って、１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うことが可能となる。
【００９１】
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、それぞれの乗算加算器には１系列のレジスタ列が接続されているが、実際には乗算加算器は同相成分及び直交成分の復調信号を出力するため、それぞれの乗算加算器につき、２系列のレジスタ列が必要となる。
【００９２】
セレクタ５９は入力された各サンプルの復調信号をＦ／Ｆ５５Ｊに出力する。セレクタ５９は、本発明のサンプル時間構成に従って、サンプル毎に復調信号を１６Ｍｂｐｓの速度で切り替えてＦ／Ｆ５５Ｊに出力する。すなわちセレクタ５９は、１チップ時間中、各サンプルの復調信号を連続した３サンプル時間で出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【００９３】
既述した通り、図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは１成分の相関出力を行う場合を想定しているためセレクタは１つであるが、２成分の相関出力を行うためには、成分別にセレクタ５９及びＦ／Ｆ５５Ｊを２つ設置する必要がある。
位相制御が行われていない場合のセレクタ５９から出力される復調信号のタイムチャート図は図５右側の通りである。
【００９４】
Ｆ／Ｆ５５Ｊに格納された各成分の復調信号は、クロック周波数に同期して累積加算器５８に出力される。累積加算器５８は、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器１８と同一の構成であり、位相制御信号に基づいて各サンプルにおける同相成分及び直交成分の復調信号を１シンボル分累積加算し、相関出力する。
【００９５】
累積加算器５８は図１の累積加算器１８と同様、通常空き時間には累積加算処理は行われない。すなわち累積加算器５８では、各成分の復調信号の累積加算が行われ、異なるサンプルの相関出力が成分別に得られる。
累積加算器５８から出力された相関出力は、ＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に入力され、受信データの復調処理が行われる。
【００９６】
また、制御装置は受信データの位相のずれを検出し、位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコードレジスタ５２及び累積加算器５８に出力する。位相のずれが検出された場合、ＰＮコードレジスタ５２では、位相制御信号に基づいて１チップ時間中の空き時間が延長又は短縮され、各成分のＰＮコードの出力タイミングが調整されることによって位相制御が行われる。
【００９７】
同様に累積加算器５８は、位相制御信号に基づき、空き時間において累積加算処理を行うか、空き時間を追加するかの制御を行うことによって、位相制御が行われる。
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、累積加算器５８には、図３で示すようなＲＡＭで構成される回路群を用いた累積加算器を用いてもよい。
【００９８】
図６は、本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣも、受信データの各サンプルが１サンプル時間置きにサンプリングされる場合に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルの受信データの復調演算時にＰＮコードを受信データのタイミングに合わせて相関演算部に出力し、相関演算部において１チップ時間に累積加算処理を行うよう復調信号の出力タイミングを調整していた。
図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、これらのタイミングの調整を相関演算部６７に受信データ及びＰＮコードを出力する前に完了させるよう、レジスタ列を相関演算部６７の手前に設置したことを特徴としている。
【００９９】
図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、Ｆ／Ｆ６５Ｂ〜６５Ｆは、ＰＮコードを受信データのタイミングに対応させるためのレジスタ列であり、図５のＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆと同様の役割を果たす。
一方、Ｆ／Ｆ６５Ｇ〜６５Ｉ、Ｆ／Ｆ６５Ｊ〜６５Ｌは、本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間に累積加算処理を行わせるように受信データ及びＰＮコードのタイミングを調整させるためのレジスタ列であり、図５のＦ／Ｆ５５Ｇ〜５５Ｉに対応している。
【０１００】
またセレクタ６９Ａ、６９Ｂはそれぞれ、各成分の受信データとＰＮコードを１６Ｍｂｐｓの速度で順に切り替えて相関演算部６７に出力する。セレクタ６９Ａ、６９Ｂはそれぞれ、１サンプル時間において、３サンプル時間で受信データ、ＰＮコードをサンプル別に出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１０１】
また図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコードレジスタ６２及び累積加算器６４に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１、２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同一である。
図６を構成するその他の装置については、図５と同一の構成及び動作であるため、説明は省略する。
【０１０２】
尚、図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいても、１成分の相関出力をするための構成のみ図示しており、実際にはＡ／Ｄ変換器６１からセレクタ６９Ａまでの受信データ出力系列と、ＰＮコードレジスタ６２からセレクタ６９ＢまでのＰＮコード出力系列はそれぞれ、成分別に２系列必要になる。
【０１０３】
本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、遅延させるタイミング数分ＰＮコードレジスタに遅延レジスタを接続し、相関演算部において本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うよう復調信号のタイミング調整を行った後サンプル毎の相関出力を行うようにしたので、従来のサンプル時間構成に従う受信データのサンプリングにも対応して相関出力ができ、伝送路の環境変化に対応した位相制御を容易に行える効果がある。また相関演算部を一つ設置すればよいため、ＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１０４】
また図６の構成により、相関演算部６７には１チップ時間内でサンプル数分の受信データ及びＰＮコードが入力されるため、乗算加算器６３を一つ設置するだけで足りる。図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣと比較して、相関演算部における乗算加算器の数を低減することができるため、相関演算部６７の回路規模を縮小でき、ＳＣ回路規模を一層縮小することができる。
【０１０５】
また、本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、制御装置によってチップタイミングの延長又は短縮に対応してＰＮコード生成のタイミング及び累積加算処理を調整する位相制御を実現しているので、伝送路の環境変化が起きた場合でも、サンプルデータ毎の相関出力を正確に得ることができる効果がある。
【０１０６】
次に、本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣについて、図７を用いて説明する。図７は、本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って受信データ及びＰＮコードの出力タイミングを調整した上で相関出力を行う、複数ユーザ毎に位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
本発明の第３の実施の形態（以下、実施の形態３という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、異なる拡散符号で変調された２ユーザ分の受信データを１サンプル時間置きにサンプリングする場合、すなわち従来のサンプル時間構成に対応して、各ユーザに対して各サンプルにおける相関出力を行う。
【０１０７】
本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器９１と、ＰＮコード１レジスタ９２Ａと、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂと、Ｆ／Ｆ９５Ａ〜９５Ｋと、セレクタ９９Ａ〜９９Ｃと、相関演算部９７とから構成されている。また相関演算部９７は、乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃと、Ｆ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｒと、セレクタ９９Ｄと、累積加算器９８とから構成されている。
【０１０８】
また、本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコード１レジスタ９２Ａと、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂ及び累積加算器９８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同様である。
【０１０９】
本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、図７では紙面の都合上、同相成分又は直交成分のうち、いずれか一方の成分の相関出力をするための構成のみ図示している。
例えば図７では、Ａ／Ｄ変換器９１とＦ／Ｆ９５Ａ、ＰＮコード１レジスタ９２ＡとＦ／Ｆ９５Ｂ〜９５Ｇのレジスタ列、ＰＮコード２レジスタ９２ＢとＦ／Ｆ９５Ｃ〜９５Ｋのレジスタ列は一組ずつしか図示されていないが、実際には同相成分及び直交成分の受信データ又はＰＮコードを出力するため、それぞれ２系列設置する必要がある。
また、本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣで用いられるＦ／Ｆのうち、相関演算部９７で用いられるＦ／Ｆには３２Ｍｂｐｓの、それ以外のＦ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力されるが、図７では省略している。
【０１１０】
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されており、２ユーザ分の送信データがそれぞれ異なる変調信号で変調され、合成されている。
アナログ信号はＡ／Ｄ変換器９１に入力され、成分別にデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器９１から出力される受信データは、１ビットずつＦ／Ｆ９５Ａに格納され、クロック周波数と同期して相関演算部９７に出力される。
【０１１１】
ＰＮコード１レジスタ９２Ａ、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂにはそれぞれ、ユーザ１及びユーザ２からの受信データの変調の際に用いられた各成分のＰＮコードが記憶されており、それぞれ１６Ｍｂｐｓの速度でＦ／Ｆ９５Ｂ、９５ＣにＰＮコードを１ビットずつ出力する。
また、ＰＮコード１レジスタ９２Ａ及びＰＮコード２レジスタ９２Ｂには、制御装置から位相制御信号が入力されており、位相制御信号に基づく出力タイミングでＰＮコードを出力している。
【０１１２】
ＰＮコード１レジスタ９２Ａから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ９５Ｂ及び９５Ｄ〜９５Ｇで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きに配置された同一のＰＮコードを出力することができる。
【０１１３】
同様に、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ９５Ｃ及び９５Ｈ〜９５Ｋで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きで同一のＰＮコードを出力することができる。
すなわち図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、ユーザ１及びユーザ２のＰＮコードを複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、受信データのサンプリングに対応させてセレクタ９９Ａ〜９９Ｃに出力させている。
【０１１４】
セレクタ９９Ａ〜９９Ｃのうち、セレクタ９９ＡにはサンプルＥａｒｌｙのユーザ１及びユーザ２のＰＮコードが、セレクタ９９ＢにはサンプルＭａｉｎのユーザ１及びユーザ２のＰＮコードが、セレクタ９９ＣにはサンプルＬａｔｅのユーザ１及びユーザ２のＰＮコードが入力される。
セレクタ９９Ａ〜９９Ｃは、入力されたＰＮコードをサンプルレートのユーザ数倍、すなわち３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部９７に出力する。
【０１１５】
Ｆ／Ｆ９５Ａから出力された受信データ及びセレクタ９９Ａ〜９９Ｃから出力された各ユーザのＰＮコードは、相関演算部９７において乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃにそれぞれ入力され、乗算及び加算が行われ、復調信号が出力される。
ここで乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃはそれぞれ、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける乗算器１３Ａ〜１３Ｄ及び加算器１４Ａ〜１４Ｂと同一の構成からなるが、演算速度は３２Ｍｂｐｓの速度で行われる。
また乗算加算器のうち、乗算加算器９３ＡはサンプルＥａｒｌｙの、乗算加算器９３ＢはサンプルＭａｉｎの、乗算加算器９３ＣはサンプルＬａｔｅの受信データ及びＰＮコードが入力され、各サンプルにおける各成分の復調信号を出力する。
【０１１６】
乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃから出力された同相成分又は直交成分の復調信号は、それぞれの経路に設置されたＦ／Ｆに格納、遅延され、本発明のサンプル時間構成に従ってセレクタ９９Ｄに出力される。
乗算加算器９３Ａから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｏに出力される。Ｆ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｏは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ９５Ｏに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ９９Ｄに出力される。
乗算加算器９３Ｂから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ９５Ｐ〜９５Ｑに出力される。Ｆ／Ｆ９５Ｐ〜９５Ｑは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ９５Ｑに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ９９Ｄに出力される。
また、乗算加算器９３Ｃから出力された各成分の復調信号は、直接セレクタ９９Ｄに出力される。
【０１１７】
相関演算部９７では、各乗算加算器から出力された復調信号に対して、複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、本発明のサンプル時間構成で復調信号をセレクタ９９Ｄに出力している。
上述した制御により、相関演算部９７は本発明のサンプル時間構成に従って、１チップ時間内で各ユーザにおける各サンプルの相関出力を行うことが可能となる。
【０１１８】
図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、それぞれの乗算加算器には１系列のレジスタ列が接続されているが、実際には乗算加算器は同相成分及び直交成分の復調信号を出力するため、それぞれの乗算加算器につき、２系列のレジスタ列が必要となる。
【０１１９】
セレクタ９９Ｄは入力された各タイミングの復調信号を、ユーザ毎かつサンプル毎に３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えてＦ／Ｆ９５Ｒに出力する。すなわちセレクタ９９Ｄは１チップ時間において、ユーザ１のＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅ、ユーザ２のＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅ、といった順番で復調信号を切り替えてＦ／Ｆ９５Ｒに出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
既述したように、図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは１成分の相関出力を行う場合を想定しているためセレクタは１つであるが、２成分の相関出力を行うためには、成分別にセレクタ９９Ｄ及びＦ／Ｆ９５Ｒを設置する必要がある。
【０１２０】
Ｆ／Ｆ９５Ｒに格納された各成分の復調信号は、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数に同期して累積加算器９８に出力される。累積加算器９８は、図３で示されるＲＡＭで構成される回路群を用いた累積加算器であり、各ＲＡＭは２ユーザ分の各サンプルの累積加算結果を格納できるよう、格納用のアドレスを６つ有するような構成となる。
累積加算器９８は、位相制御信号に基づいて、各ユーザの復調信号をサンプル毎に１シンボル分累積加算を行い、累積加算結果を相関出力として出力する。
【０１２１】
累積加算器９８から出力された相関出力は、ＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に入力され、受信データの復調処理が行われる。
制御装置は受信データの位相のずれを検出し、位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコード１レジスタ９２ＡとＰＮコード２レジスタ９２Ｂ及び累積加算器９８に出力する。位相のずれが検出された場合、ＰＮコードレジスタでは、位相制御信号に基づいて１チップ時間中の空き時間が延長又は短縮され、各成分のＰＮコードの出力タイミングが調整されることによって位相制御が行われる。
【０１２２】
同様に累積加算器９８は、位相制御信号に基づき、空き時間において累積加算処理を行うか、空き時間を追加するかの制御を行われることによって、位相制御が行われる。
【０１２３】
図８は、本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣも、受信データの各サンプルが１サンプル時間置きに入力される場合に対応して、各ユーザに対して各サンプルにおける相関出力を行う。
図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルの受信データの復調演算時にＰＮコードを受信データのタイミングに合わせて相関演算部に出力し、相関演算部において１チップ時間に累積加算処理を行うよう復調信号の出力タイミングを調整していた。
図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、これらのタイミングの調整を相関演算部９７に受信データ及びＰＮコードを出力する前に完了させるよう、レジスタ列を相関演算部９７の手前に設置したことを特徴としている。
【０１２４】
図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、Ｆ／Ｆ１０５Ｂ及びＦ／Ｆ１０５Ｄ〜１０５Ｇ、Ｆ／Ｆ１０５Ｃ及びＦ／Ｆ１０５Ｈ〜１０５Ｋは、ＰＮコードを受信データのタイミングに対応させるためのレジスタ列であり、図７のＦ／Ｆ９５Ｂ及びＦ／Ｆ９５Ｄ〜９５Ｇ、Ｆ／Ｆ９５Ｃ及びＦ／Ｆ９５Ｈ〜９５Ｋと同様の役割を果たす。
【０１２５】
一方、Ｆ／Ｆ１０５Ｌ〜１０５Ｎ、Ｆ／Ｆ１０５Ｏ〜１０５Ｑ、Ｆ／Ｆ１０５Ｒ〜１０５Ｔは、本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間に累積加算処理を行わせるように受信データ及びＰＮコードのタイミングを調整させるためのレジスタ列であり、図７の９５Ｌ〜９５Ｑに対応している。
【０１２６】
またセレクタ１０９Ａは、各成分の受信データをサンプル別に、１６Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部１０７に出力する。セレクタ１０９Ｂは、各成分のＰＮコードを、ユーザ別且つサンプル別に、３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部１０７に出力する。セレクタ１０９Ａ、１０９Ｂはそれぞれ、１チップ時間において、３サンプル時間で受信データ、ＰＮコードをユーザ別且つサンプル別に出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１２７】
また図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコード１レジスタ１０２Ａ、ＰＮコード２レジスタ１０２Ｂ及び累積加算器１０８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、図７の制御装置と同一である。
図８を構成するその他の装置については、図９と同一の構成及び動作であるため、説明は省略する。
【０１２８】
尚、図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいても、１成分の相関出力をするための構成のみ図示しており、実際にはＡ／Ｄ変換器１０１からセレクタ１０９Ａまでの受信データ出力系列と、各ＰＮコードレジスタからセレクタ１０９ＢまでのＰＮコード出力系列はそれぞれ、成分別に２系列必要になる。
【０１２９】
本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、遅延させるタイミング数分ＰＮコードレジスタに遅延レジスタを接続し、サンプルレートのユーザ数倍の速度で受信データ又はＰＮコードを切り替えて相関演算部に出力するセレクタを設け、相関演算部において１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うよう復調信号のタイミング調整を行い、サンプル毎の相関出力を行うようにしたので、従来のサンプル時間構成に従う受信データのサンプリングにも対応してサンプル毎に複数ユーザの相関出力ができ、かつＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１３０】
また図８の構成により、相関演算部１０７には１チップ時間内でサンプル数分の受信データ及びＰＮコードが入力されるため、乗算加算器１０３を一つ設置するだけで足りる。図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣと比較して、相関演算部における乗算加算器の数を低減することができるため、相関演算部の回路規模を縮小することができ、ＳＣ回路規模を一層縮小できる効果がある。
【０１３１】
また、本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣと同様に、制御装置によってチップタイミングの延長又は短縮に対応してＰＮコード生成のタイミング及び累積加算処理を調整する位相制御を実現しているので、伝送路の環境変化が起きた場合でも、サンプルデータ毎の相関出力を正確に得ることができる効果がある。
【０１３２】
次に、本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣについて、図９を用いて説明する。図９は、本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って受信データ及びＰＮコードの出力タイミングを調整し、成分別に相関演算をして相関出力を行う、位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
本発明の第４の実施の形態（以下、実施の形態４という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、受信データを１サンプル時間置きにサンプリングする場合、すなわち従来のサンプル時間構成に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
【０１３３】
本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器７１Ａ及び７１Ｂと、ＰＮコードレジスタＩ７２Ａと、ＰＮコード２レジスタＱ７２Ｂと、Ｆ／Ｆ７５Ａ〜７５Ｌと、セレクタ７９Ａ及び７９Ｂと、相関演算部７７とから構成されている。また相関演算部７７は、乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃと、Ｆ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｒと、セレクタ７９Ｃと、累積加算器７８とから構成されている。
【０１３４】
また、本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて、位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ７２ＡとＰＮコードレジスタＱ７２Ｂ及び累積加算器７８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同様である。
【０１３５】
また、本発明の実施の形態４のスペクトラム拡散通信用ＳＣで用いられるＦ／Ｆのうち、相関演算部７７で用いられるＦ／Ｆには３２Ｍｂｐｓの、それ以外のＦ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力されるが、図９では省略している。
【０１３６】
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されている。
アナログ信号の同相成分はＡ／Ｄ変換器７１Ａに、直交成分はＡ／Ｄ変換器７１Ｂに入力され、それぞれデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器７１Ａと７１Ｂから出力される受信データはそれぞれ、１ビットずつＦ／Ｆ１５Ａと１５Ｂに格納され、クロック周波数と同期してセレクタ７９Ａ及び７９Ｂに出力される。
【０１３７】
各成分の受信データは、セレクタ７９Ａ及び７９Ｂに出力される際に、必要に応じて符号が反転される。例えばＦ／Ｆ７５Ａから出力される同相成分の受信データは、セレクタ７９Ｂに出力されると、符号が反転される。その他の場合については、そのままセレクタ７９Ａ及び７９Ｂに出力される。
セレクタ７９Ａ及び７９Ｂは３２Ｍｂｐｓの速度で、入力された各成分の受信データを交互に切り替えて相関演算部７７に出力する。セレクタ７９Ａ及び７９Ｂには、いずれの受信データを出力するかを制御する制御信号（図示せず）が入力されており、この制御信号に従って受信データが出力される。図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、制御信号は、例えばクロック周波数を用いてもよい。
図９のＳＣにおいて、受信データの反転を行うために、セレクタ７９Ｂの入力端子の手前には、例えば反転器などを設けてもよい。
【０１３８】
ＰＮコードレジスタＩ７２Ａ、ＰＮコードレジスタＱ７２Ｂにはそれぞれ、受信データの変調の際に用いられた同相成分と直交成分のＰＮコードが記憶されており、それぞれ１６Ｍｂｐｓの速度でＦ／Ｆ７５Ｃ、７５ＤにＰＮコードを１ビットずつ出力する。
また、ＰＮコードレジスタＩ７２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ７２Ｂには、制御装置から位相制御信号が入力されており、位相制御に基づく出力タイミングでＰＮコードを出力している。
【０１３９】
ＰＮコードレジスタＩ７２Ａから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ７５Ｃ及び７５Ｄ〜７５Ｇで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きに同一の同相成分のＰＮコードを出力することができる。
【０１４０】
同様に、ＰＮコードレジスタＱ７２Ｂから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ７５Ｈ及び７５Ｉ〜７５Ｌで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きに同一の直交成分のＰＮコードを出力することができる。
すなわち図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、同相成分及び直交成分のＰＮコードを複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、受信データのサンプリングに対応させて相関演算部７７に出力させている。
【０１４１】
セレクタ７９Ａ及び７９Ｂから出力された各成分の受信データと、Ｆ／Ｆ７５Ｃ及び７５Ｄ〜７５Ｇ、７５Ｈ及び７５Ｉ〜７５Ｌから出力された各成分のＰＮコードは、相関演算部７７において乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃにそれぞれ入力され、乗算及び加算が行われ、復調信号が出力される。
【０１４２】
図１５は本発明の第４の実施の形態のスペクトラム拡散通信用ＳＣの基本構成ブロック図であり、１サンプルの受信データについて相関出力を行うものである。尚、図１５のＳＣにおける各素子についての構成及び動作は、図９の対応する各素子と同一である。
【０１４３】
図１５において、相関演算部１５７における乗算器１５３Ａ及び１５３Ｂと、加算器１５４は図９の乗算加算器に相当する。セレクタ１５９Ａ、１５９Ｂから出力される各成分の受信データはそれぞれ、乗算器１５３Ａ、１５３Ｂに出力される。セレクタ１５９Ａ及び１５９Ｂは各成分の受信データを交互に出力するため、乗算器１５３Ａ及び１５３Ｂと加算器１５４の構成で、各成分の相関演算を行うことができる。
【０１４４】
すなわち、セレクタ１５９Ａからは同相、直交、同相、といった順番で、セレクタ１５９Ｂからは直交、同相、直交、といった順番で受信データを出力することにより、乗算器１５３Ａ及び１５３Ｂと加算器１５４によって（２）（３）式を実現でき、サンプルにおける同相成分及び直交成分の相関演算結果が交互に得られる。
図９のＳＣでは、異なるサンプル毎に乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃが設けられており、各サンプルにおける各成分の相関演算結果を交互に出力できる。また、乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃにおける演算速度は３２Ｍｂｐｓの速度で行われる。
【０１４５】
乗算加算器のうち、乗算加算器７３ＡにはＥａｒｌｙの、乗算加算器７３ＢにはＭａｉｎの、乗算加算器７３ＣにはＬａｔｅの各サンプルの受信データ及びＰＮコードが入力され、各サンプルにおける各成分の復調信号を出力する。
【０１４６】
乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃから出力された同相成分又は直交成分の復調信号は、それぞれの経路に設置されたＦ／Ｆに格納、遅延され、本発明のサンプル時間構成に従ってセレクタ７９Ｃに出力される。
乗算加算器７３Ａから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｐに出力される。Ｆ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｐは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ７５Ｐに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ７９Ｃに出力される。
乗算加算器７３Ｂから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ７５Ｑ〜７５Ｒに出力される。Ｆ／Ｆ９５Ｑ〜７５Ｒは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ９５Ｑに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ７９Ｃに出力される。
また、乗算加算器７３Ｃから出力された各成分の復調信号は、直接セレクタ７９Ｃに出力される。
【０１４７】
相関演算部７７では、各乗算加算器から出力された復調信号に対して、複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、本発明のサンプル時間構成で復調信号をセレクタ７９Ｄに出力している。
上述した制御により、相関演算部７７は本発明のサンプル時間構成に従って、１チップ時間内で各ユーザにおける各サンプルの相関出力を行うことが可能となる。
【０１４８】
セレクタ７９Ｃは入力された各タイミングの復調信号を、サンプル毎に且つ成分毎に３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えてＦ／Ｆ７５Ｓに出力する。すなわちセレクタ７９Ｃは１チップ時間において、同相成分のＥａｒｌｙ、直交成分のＥａｒｌｙ、同相成分のＭａｉｎ、直交成分のＭａｉｎ、といった順番で復調信号を切り替えてＦ／Ｆ７５Ｓに出力し、全ての復調信号を出力し終わった後で、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１４９】
Ｆ／Ｆ７５Ｓに格納された各成分の復調信号は、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数に同期して累積加算器７８に出力される。累積加算器７８は、図３で示されるＲＡＭで構成される回路群を用いた累積加算器であり、各ＲＡＭは両成分の各サンプルの累積加算結果を格納できるよう、格納用のアドレスを６つ有するような構成となる。
累積加算器７８は、位相制御信号に基づいて、各成分の復調信号をサンプル毎に１シンボル分累積加算を行い、累積加算結果を相関出力として出力する。
【０１５０】
累積加算器７８から出力された相関出力は、ＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に入力され、受信データの復調処理が行われる。
制御装置は受信データの位相のずれを検出し、これに基づいて位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ７２ＡとＰＮコードレジスタＱ７２Ｂ及び累積加算器７８に出力する。位相のずれが検出された場合、ＰＮコードレジスタでは、位相制御信号に基づいて１チップ時間中の空き時間が延長又は短縮され、各成分のＰＮコードの出力タイミングが調整されることによって位相制御が行われる。
【０１５１】
同様に累積加算器７８は、位相制御信号に基づき、空き時間において累積加算処理を行うか、空き時間を追加するかの制御が行われることによって、位相制御が行われる。
【０１５２】
図１０は、本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣも、受信データが１サンプル時間置きに入力される場合に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルの受信データの復調演算時にＰＮコードを受信データのタイミングに合わせて相関演算部に出力し、相関演算部において１チップ時間に累積加算処理を行うよう復調信号の出力タイミングを調整していた。
図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、これらのタイミングの調整を相関演算部８７に受信データ及びＰＮコードを出力する前に完了させるよう、レジスタ列を相関演算部８７の手前に設置したことを特徴としている。
【０１５３】
図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、Ｆ／Ｆ８５Ｃ及びＦ／Ｆ８５Ｅ〜８５Ｈ、Ｆ／Ｆ８５Ｄ及びＦ／Ｆ８５Ｉ〜８５Ｌは、ＰＮコードを受信データのタイミングに対応させるためのレジスタ列であり、Ｆ／Ｆ８５Ｍ〜８５Ｏ、Ｆ／Ｆ８５Ｐ〜８５Ｒ、Ｆ／Ｆ８５Ｓ〜８５Ｕ、Ｆ／Ｆ８５Ｖ〜８５Ｘは、本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間に累積加算処理を行わせるように受信データ及びＰＮコードのタイミングを調整させるためのレジスタ列である。
【０１５４】
またセレクタ８９Ａ及び８９Ｂは、各成分の受信データをサンプル別に、３２Ｍｂｐｓの速度で交互に切り替えて相関演算部８７に出力する。またセレクタ８９Ｂでは、符号の反転が行われた上で同相成分の受信データの入力が行われる。セレクタ８９Ａは１チップ時間において、受信データを、同相成分のＥａｒｌｙ、直交成分のＥａｒｌｙ、同相成分のＭａｉｎ、直交成分のＭａｉｎ、といった順番で出力し、全ての受信データを出力し終わった後で、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
セレクタ８９Ｂは１チップ時間において、受信データを、直交成分のＥａｒｌｙ、同相成分のＥａｒｌｙ、直交成分のＭａｉｎ、同相成分のＭａｉｎ、といった順番で出力し、全ての受信データを出力し終わった後で、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
セレクタ８９Ａ及び８９Ｂには、いずれの受信データを出力するかを制御する制御信号（図示せず）が入力されており、この制御信号に従って受信データが出力される。図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、制御信号は、例えばクロック周波数を用いてもよい。
【０１５５】
セレクタ８９Ｃ、８９Ｄはそれぞれ、同相成分、直交成分のＰＮコードをサンプル別に、３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部８７に出力する。セレクタ８９Ｃ及び８９Ｄは、１チップ時間において、３サンプル時間で各成分のＰＮコードをサンプル別に出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１５６】
また図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ８２ＡとＰＮコードレジスタＱ８２Ｂ及び累積加算器８８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、図９の制御装置と同一である。
図１０を構成するその他の装置については、図９と同一の構成及び動作であるため、説明は省略する。
【０１５７】
本発明の実施の形態４のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、遅延させるタイミング数分ＰＮコードレジスタに遅延レジスタを接続し、サンプルレートのユーザ数倍の速度で受信データ又はＰＮコードを切り替えて相関演算部に出力するセレクタを設け、相関演算部において１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うよう復調信号のタイミング調整を行い、サンプル毎の相関出力を行うようにしたので、従来のサンプル時間構成に従う受信データのサンプリングにも対応してサンプル毎に相関出力ができ、かつＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
特に乗算加算器の動作速度を倍にしたことで、乗算器及び加算器の組が一系列で済むため乗算加算器の回路規模を半減でき、一層ＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１５８】
また図１０の構成により、相関演算部８７には１チップ時間内でサンプル数分の受信データ及びＰＮコードが入力されるため、乗算加算器８３を一つ設置するだけで足りる。図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣと比較して、相関演算部における乗算加算器の数を低減することができるため、相関演算部の回路規模を縮小することができ、ＳＣ回路規模をさらに縮小できる効果がある。
【０１５９】
また、本発明の実施の形態４のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明の実施の形態２及び３のスペクトラム拡散通信用ＳＣと同様に、制御装置によってチップタイミングの延長又は短縮に対応してＰＮコード生成のタイミングを調整する位相制御を実現しているので、伝送路の環境変化が起きた場合でも、サンプルデータ毎の相関出力を正確に得ることができる効果がある。
【０１６０】
図９及び図１０のＳＣは、一つの拡散符号で変調された受信データの相関出力を行うものであるが、ＳＣを構成する各素子の動作速度を整数倍にすることで、複数の拡散符号で変調された受信データの相関出力を行うことができる。
【０１６１】
本発明の各々の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、受信データのサンプリング数、ユーザ数及びアンテナ数によらず適用できるものである。また、Ａ／Ｄ変換器のデジタル変換速度、クロック周波数の速度も、用いる回路の性能に応じて決定してよい。
また、本発明の各々の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、直交変調方式だけでなく、他の直接拡散変調方式にも対応できるものである。
【０１６２】
【発明の効果】
本発明によれば、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号に対し、拡散符号に対応した逆拡散符号との相関演算を行い、相関演算結果を累積加算して相関出力として出力するスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、累積加算処理を行う前に空き時間を１チップ時間内に１つ以上設け、アナログ受信信号の位相のずれがない場合、空き時間には累積加算処理を行わず、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれが発生した場合には、ずれに応じて逆拡散符号の出力位相を調整すると共に、累積加算処理において、空き時間に累積加算を行うか又は空き時間を追加するスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６３】
また、本発明によれば、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、デジタル受信信号と逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、１チップ時間内に一つ以上の空き時間を含むようになった演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６４】
また、本発明によれば、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号との相関演算を行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号をサンプル別に切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６５】
また、本発明によれば、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６６】
また、本発明によれば、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、各々の逆拡散符号発生部から出力された各サンプルの逆拡散符号を逆拡散符号の種別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、対応するサンプルの逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６７】
また、本発明によれば、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、デジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６８】
また、本発明によれば、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号をサンプルレートの２倍の速度で、交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、サンプルレートの２倍の速度で、各成分のデジタル受信信号を交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号との相関演算を成分毎にサンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６９】
また、本発明によれば、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器毎に設けられ、対応するＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の受信信号遅延時間調整部と、各々の受信信号遅延時間調整部から出力された各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各々のＡ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別にサンプルレートの速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算器から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図２】図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の構成ブロック図である。
【図３】図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の他の構成ブロック図である。
【図４】チップタイミングの位相制御時におけるタイムチャート図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。
【図１１】従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図１２】従来のスペクトラム拡散通信用複素型ＳＣの構成ブロック図である。
【図１３】位相補正機能を有する、従来のスペクトラム拡散通信用複素型ＳＣの構成ブロック図である。
【図１４】従来及び本発明におけるチップタイミングとサンプルの関係を示した図である。
【図１５】本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの基本構成ブロック図である。
【符号の説明】
１１Ａ，１１Ｂ，５１，６１，７１Ａ，７１Ｂ，８１Ａ，８１Ｂ，９１，１０１，１１１，１２１Ａ，１２１Ｂ，１３１Ａ，１３１Ｂ，１５１Ａ，１５１Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、 １２Ａ，１２Ｂ，５２，６２，７２Ａ，７２Ｂ，８２Ａ，８２Ｂ，９２Ａ，９２Ｂ，１０２Ａ，１０２Ｂ，１１２，１２３Ａ，１２３Ｂ，１３３Ａ，１３３Ｂ，１５２Ａ，１５２Ｂ…ＰＮコードレジスタ、 １７，５７，６７，７７，８７，９７，１０７，１２７，１３７Ａ，１３７Ｂ，１３７Ｃ，１５７…相関演算部、 １８，５８，６４，７８，８８，９８，１０８，１２８，１５８…累積加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散通信方式の受信機で用いられるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータに係り、特にサンプルの位相制御に容易に対応でき、回路規模を縮小できるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信又は無線ＬＡＮ（Local Area Network）等に用いられるスペクトラム拡散通信方式では、無線送信を行う際に、送信機側で送信データに対して狭帯域変調（１次変調）と拡散変調（２次変調）の二段階変調を行っている。
このため受信機では、無線送信されたデータを受信すると、まず逆拡散を行って１次変調の状態に戻した後に、検波回路によりベースバンド信号の再生を行っている。つまり受信機では、送信機における二段階変調に対応して受信データを復調するような構成となっている。
【０００３】
スペクトラム拡散通信方式の受信機では、受信したデータの復調を行うための相関値を出力するスペクトラム拡散通信用相関回路が用いられており、この回路は受信データに対して逆拡散及び相関出力を行う逆拡散回路と、逆拡散回路の出力結果を基に復調を行う符号分割多重変調波の復調回路で構成されている。
【０００４】
スペクトラム拡散通信用相関回路の逆拡散回路として、受信データの同期捕捉を行い、検出された同期位相で相関を取るために、論理回路で構成されたスライディングコリレータ（Sliding Correlater：以下ＳＣという）が従来から用いられている。
【０００５】
ＳＣは、送信側で用いられた符号系列を１チップ単位でシフトさせ受信データの逆拡散を行い、受信側の符号系列との相関を求めるものである。ＳＣでは、符号系列長分のチップ数について受信データの逆拡散を行うことにより、受信データの相関値を得ることができる。
【０００６】
従来のスペクトラム拡散通信方式のＳＣの構成及び動作について、図１１を用いて説明する。図１１は、従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。図１１のＳＣは、符号分割多重（Code Division Multiple Access：以下ＣＤＭＡという）変調された受信データの相関を求めるものである。
【０００７】
従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器１１１と、ＰＮコードレジスタＡ１１２と、乗算器１１３と、加算器１１４と、遅延回路１１５とから構成されている。
ここで遅延回路１１５には、１シンボル分の受信データの処理が完了する毎に相関値をリセットする必要があるため、リセット機能のあるＦ／Ｆ（Flip Flop）又はレジスタを用いている。
【０００８】
次に、従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの動作について、図１１を用いて説明する。
送信機よりＣＤＭＡ変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信された後、Ａ／Ｄ変換器１１１に入力され、デジタルの受信データに変換される。
ここでアナログ信号のチップレートは４Ｍｃｐｓであり、Ａ／Ｄ変換器１１１におけるデジタル変換はオーバーサンプリングのため、通常その４倍にあたる１６Ｍｂｐｓで、同一のアナログ信号１ビットに対して多ビット出力される。
【０００９】
Ａ／Ｄ変換器１１１でデジタル信号に変換された受信データは１サンプルずつ乗算器１１３に出力され、乗算器１１３においてＰＮコードレジスタＡ１１２に記憶されているＰＮ（Pseudo Random Noise）符号コードとの乗算、すなわち逆拡散が行われる。ＰＮコードは送信機でＣＤＭＡ変調の際に用いられたものと同一である。
乗算器１１３は１チップ当たり１サンプルのデータとＰＮコードの乗算を行う。ＰＮコードレジスタ１１２は４ＭｂｐｓでＰＮコードを１ビットずつ乗算器１１３に出力している。
【００１０】
乗算器１１３の乗算結果は逐次、加算器１１４に出力される。加算器１１４は遅延回路１１５に格納されている累積加算結果と乗算結果の加算を行い、新たな累積加算結果を相関出力として出力すると共に遅延回路１１５にも出力する。遅延回路１１５は、入力された累積加算結果を格納する。また遅延回路１１５は、途中の累積加算結果をＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に出力することができ、出力結果は受信データの復調に用いられる。
ここで加算器１１４及び遅延回路１１５は乗算器１１３に対応して、４Ｍｂｐｓの速度で累積加算及び累積加算結果の入出力を行っている。
【００１１】
１シンボル分の乗算結果の累積加算による積分が終了すると、加算器１１４からは積分値が相関出力として出力されたことになる。図１１のＳＣにおいて、加算器１１４の出力結果は遅延回路１１５に格納されるので、相関値は遅延回路１１５から出力するようにしても同様の結果を得ることができる。１シンボル分の相関値が出力されると、次のシンボルの相関出力に備えるため、遅延回路１１５は格納されている累積加算結果をリセットする。
加算器１１４から１シンボル単位に出力される相関出力を基として、さらにＣＤＭＡ復調回路において受信データの復調が行われる。以上が従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの動作である。
【００１２】
また、ＣＤＭＡ通信では、２次変調として直交変調が用いられることもある。上述した従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、直交変調された受信データに対して相関出力を行う複素型のＳＣにも応用できる。
【００１３】
直交変調された受信データの復調方法について、以下に説明する。直交変調された受信データはそれぞれ、同相成分、直交成分とに分類できる。ここで同相成分をＲI、直交成分をＲｑ、拡散符号の同相成分をＣI、直交成分をＣqとすると、逆拡散することで得られる復調信号Ｄは
Ｄ＝（ＲI＋ｊＲｑ）（ＣI−ｊＣq）
＝（ＲI＊ＣI＋Ｒｑ＊Ｃq）＋ｊ（−ＲI＊Ｃq＋Ｒｑ＊ＣI） （１）
と表される。（１）式より、復調信号の同相成分ＤIと直交成分Ｄqはそれぞれ
ＤI＝ＲI＊ＣI＋Ｒｑ＊Ｃq （２）
Ｄq＝−ＲI＊Ｃq＋Ｒｑ＊ＣI （３）
と表される。（２）及び（３）式のＤI、Ｄqについて累積加算を行い、両成分についての相関値を出力することが複素型ＳＣの目的である。
【００１４】
上述した受信データの復調方法を実現する複素型ＳＣの構成ブロック図を図１２に示す。図１２の複素型ＳＣにおいて、受信機のアンテナ（図示せず）で受信されたＣＤＭＡ変調アナログ信号は、同相成分及び直交成分とに分類され、それぞれＡ／Ｄ変換器１２１Ａ、１２１Ｂとに入力される。
また、拡散符号の同相成分及び直交成分はそれぞれ、ＰＮコードレジスタＩ１２３Ａ、ＰＮコードレジスタＱ１２３Ｂに記憶されている。
【００１５】
図１２の複素型ＳＣにおいて、Ａ／Ｄ変換器及びＰＮコードレジスタから出力されたデジタル受信データ及び拡散符号は、位相を揃えるためレジスタ１２５Ａ〜１２５Ｄに格納された後、相関演算部１２７に入力される。相関演算部１２７では、デジタル受信データ及び拡散符号は乗算器１２２Ａ〜１２２Ｄ、加算器１２４Ａ〜１２４Ｂによって各成分の復調信号の導出式（２）及び（３）式の演算が行われ、さらに累積加算器１２８で同相成分と直交成分の１シンボル分の相関値をそれぞれ算出し、相関出力Ｉ及び相関出力Ｑとして出力する。
図１２の複素型ＳＣでは、ＣＤＭＡ変調アナログ信号は４Ｍｂｐｓのチップレートで送信され、複素型ＳＣの各素子には１６Ｍｂｐｓクロックが入力されることにより、１６Ｍｂｐｓの速度で動作している。
【００１６】
さらに図１２の複素型ＳＣに位相補正機能を持たせたものを図１３に示す。位相補正としては従来、マッチドフィルタを用いて受信データのシンボルの先頭位置を検出し、拡散符号の発生タイミングを調整する方法が用いられてきたが、マッチドフィルタでは検出精度が充分でない上時間による位相変化も発生するため、同期はずれを起こし目的の精度の相関出力を得ることができない場合がある。図１３の複素型ＳＣは、相関出力結果から最適な位相を検出することによって復調位相を補正することを特徴としている。
また、ＳＣはマッチドフィルタと比較して、回路規模が１／１００〜１／１０００と極端に小さいことから、ＣＤＭＡ変調の相関出力の際に多用されている。
【００１７】
図１３の複素型ＳＣでは、ＰＮコードレジスタＩ１３３Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１３３ＢからのＰＮコードの位相をサンプル時間単位でずらし、それぞれのタイミングのＰＮコードをレジスタ列１３５Ｃ〜１３５Ｅ、１３５Ｆ〜１３５Ｈに入力している。
図１３の複素型ＳＣでは、各レジスタ列には３つのレジスタが接続されており、クロック毎に右方向のレジスタにＰＮコードをシフトさせる構成となっており、３通りのサンプルに対応したＰＮコードを出力できる。
【００１８】
各サンプル間隔でレジスタ列に入力されたＰＮコードは、Ａ／Ｄ変換器１３１Ａ及び１３１Ｂでデジタル変換された受信データの同相成分及び直交成分と共に３つの相関演算部１３７Ａ〜１３７Ｃにそれぞれ入力される。相関演算部１３７Ａ〜１３７Ｃは、図１２の相関演算部１２７と同一の構成であり、３通りのサンプル（図ではそれぞれＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅとしている）に対応した同相成分及び直交成分の相関出力を出力する。
図１３の複素型ＳＣも図１２と同様、ＣＤＭＡ変調アナログ信号は４Ｍｂｐｓのチップレートで送信され、複素型ＳＣの各素子には１６Ｍｂｐｓクロックが入力されることにより、１６Ｍｂｐｓの速度で動作している。
【００１９】
図１３の複素型ＳＣでは、異なるタイミングでＰＮコードを出力させ、これに対応した相関出力をすることによって、相関出力の結果から最適なタイミングを検出して受信データの位相のずれを確認することができる。また、タイミングの検出結果をＰＮコードレジスタなどにフィードバックすることにより、ＣＤＭＡ変調アナログ信号と同期した最適な状態で復調処理を行うことができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、復調するチャネル数だけ相関演算部が必要であるため、受信機における回路規模が増大するという問題点があった。
【００２１】
特に近年の移動体通信の利用の急増に伴い、多数のチャネルの受信データの復調を行うことができ、且つ安価に開発できるようなスペクトラム拡散通信対応の受信機が求められている。
例えば基地局は多くのチャネルの信号受信及び復号処理が必要とされる機器の一つである。一般的な基地局では、４つの搬送波で送信される無線信号を扱っており、搬送波あたり３２ユーザ、すなわち３２チャネル割り振られているため、全部で１２８チャネルの復調に対応している。
【００２２】
単純に全てのチャネルに対して上述したような相関処理を送受信の際に行うには、アンテナ数を２、遅延波成分を少なくとも３つ取るものとして、１２８ｘ２ｘ３＝７６８本の信号に対する処理を行わなければならない。このため処理する信号ごとにＳＣ回路を用意するような従来の方法では、基地局の回路規模が増大し、結果として開発費用の上昇を招くことになる。
【００２３】
回路規模を縮小できる従来のスペクトラム拡散通信対応の受信機の一例として、平成８年３月２６日公開の特開平８−８４０９８号「スペクトラム拡散通信装置」（出願人：キヤノン株式会社、発明者：加藤伊智郎）、平成１１年１１月５日公開の特開平１１−３０８１４９号「４相相関器」（出願人：三菱電機株式会社、発明者：石岡和明他）が挙げられる。
【００２４】
しかし、従来のスペクトラム拡散通信対応の受信機でも、１チャネルの受信データを復調するＳＣ回路の回路規模を縮小したにとどまっており、従来通り多チャネルの受信データを復調させるには相当数のＳＣ回路が必要となるため、回路規模を縮小する根本的な解決には至っていなかった。
【００２５】
また、移動体通信では通信の性質上、伝送路の環境の変化によって、復調時間位置が時間的に変化する現象が発生するが、従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣではこのような現象に容易に対応できないため、復調の精度が悪化するという問題点があった。
【００２６】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、伝送路の環境変化に対応でき、かつ回路規模を縮小できるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータを提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号に対し、拡散符号に対応した逆拡散符号との相関演算を行い、相関演算結果を累積加算して相関出力として出力するスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、累積加算処理を行う前に空き時間を１チップ時間内に１つ以上設け、アナログ受信信号の位相のずれがない場合、空き時間には累積加算処理を行わず、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれが発生した場合には、ずれに応じて逆拡散符号の出力位相を調整すると共に、累積加算処理において、空き時間に累積加算を行うか又は空き時間を追加することを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００２８】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、デジタル受信信号と逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、１チップ時間内に一つ以上の空き時間を含むようになった演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００２９】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号との相関演算を行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号をサンプル別に切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３０】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３１】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、各々の逆拡散符号発生部から出力された各サンプルの逆拡散符号を逆拡散符号の種別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、対応するサンプルの逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３２】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、デジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３３】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号をサンプルレートの２倍の速度で、交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、サンプルレートの２倍の速度で、各成分のデジタル受信信号を交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号との相関演算を成分毎にサンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３４】
また、本発明は、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器毎に設けられ、対応するＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の受信信号遅延時間調整部と、各々の受信信号遅延時間調整部から出力された各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各々のＡ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別にサンプルレートの速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算器から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするものであり、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、拡散信号によりスペクトラム拡散されたアナログ受信信号をオーバーサンプルレートでディジタル信号に変換し、ディジタル信号及び逆拡散信号をサンプル毎に切り替えて出力し、ディジタル信号及び逆拡散信号との相関演算を行ってサンプル毎の相関演算結果を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収まるよう出力し、相関演算の累積加算を行ってサンプル毎の１シンボル分の累積加算結果を相関出力として出力し、アナログ受信信号の位相のずれを検出して、ずれに応じた位相制御信号を出力して逆拡散信号の出力タイミング及び相関演算の累積加算時の空き時間の処理制御を行うことで位相制御を行うものであり、これにより伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、且つ回路規模を縮小することができる。
【００３６】
尚、請求項における逆拡散符号発生部は図１及び図５〜１０のＰＮコードレジスタに、逆拡散符号遅延時間調整部は図５のＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆ、図６のＦ／Ｆ６５Ｂ〜６５Ｆ及び６５Ｊ〜６５Ｌ、図７のＦ／Ｆ９５Ｂ〜９５Ｋ、図８のＦ／Ｆ１０５Ｂ〜１０５Ｋ及び１０５Ｏ〜１０５Ｔ、図９の７５Ｃ〜７５Ｌ、図１０の８５Ｃ〜８５Ｌ及び８５Ｓ〜８５Ｘに、受信信号遅延時間調整部は図６のＦ／Ｆ６５Ｇ〜６５Ｉ、図８のＦ／Ｆ１０５Ｌ〜１０５Ｎ、図１０のＦ／Ｆ８５Ｍ〜８５Ｒに、復調演算部は図１の乗算器１３Ａ〜１３Ｄと加算器１４Ａ〜１４Ｂ及び図５〜図１０の乗算加算器に、復調信号遅延時間調整部は図５のＦ／Ｆ５５Ｇ〜５５Ｉ、図７のＦ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｑ、図９のＦ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｒに、累積加算部は図１及び図５〜図１０の累積加算器に、受信信号セレクタは図６のセレクタ６９Ａ、図８のセレクタ１０９Ａ、図９のセレクタ７９Ａ及び７９Ｂ、図１０のセレクタ８９Ａ及び８９Ｂに、逆拡散符号セレクタは図６のセレクタ６９Ｂ、図７のセレクタ９９Ａ〜９９Ｃ、図８のセレクタ１０９Ｂ、図１０のセレクタ８９Ｃ及び８９Ｄに、復調信号セレクタは図５のセレクタ５９、図７のセレクタ９９Ｄ及び図９のセレクタ７９Ｃに、制御部は図１及び図５〜図１０の制御装置にそれぞれ相当する。
【００３７】
まず本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣの前提となる、チップタイミングの位相制御の概念について説明する。
スペクトラム拡散通信用ＳＣのような逆拡散装置では、受信したＣＤＭＡ変調アナログ信号に同期して、ＰＮコードレジスタにおいてＰＮコードが生成される。ＰＮコードを同期して生成するため、ＰＮコードレジスタにはタイミング信号が入力されており、タイミング信号は相関演算値がピークとなるようなタイミングで調整、生成されている。
【００３８】
移動体通信では通信の性質上、伝送路の環境の変化によって、復調時間位置が時間的に変化する場合がある。よって正確な受信データの復調結果を得るには、この時間的変化に対応してタイミング信号のタイミングを早めたり、遅らせたりする位相制御を行う必要がある。このタイミング信号のタイミングを早めたり、遅らせたりする位相制御を、「位相制御によるチップタイミングの延長及び短縮」ということにする。
ＣＤＭＡ受信機では具体的に、相関出力等に基づいて伝送路の環境の変化を検知し、検知結果に基づいて同期回路等から出力される位相制御信号によって、チップタイミングの延長及び短縮を行っている。また位相制御の対象となるタイミング信号には、フレーム、スロット、シンボル、チップがあるが、本発明ではチップタイミングの位相制御を取り上げる。
【００３９】
図１４は、従来及び本発明におけるチップタイミングとサンプルの関係を示した図であり、上部は従来の、下部は本発明におけるチップタイミングとサンプルの関係をそれぞれ示している。
【００４０】
図１４上部に示されているように、従来は、４倍オーバーサンプリングの場合では、３通りのサンプルＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅはそれぞれ１サンプル時間置きにサンプリングしており、このような時間構成に従って各サンプルごとの相関出力を行い、位相制御を行っていた。
具体的には、図１３に示されるようなＳＣを用いて、各サンプルに対応した相関演算部から出力された相関出力に基づき、サンプル別に位相制御を行っていた。
【００４１】
本発明では１チップ時間中、サンプルＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅはそれぞれ、連続したサンプル時間となるように調整し、残りのサンプル時間は空き時間とするような時間構成とし、この時間構成に従ってサンプル別の相関演算及び相関出力を行う。
本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、図１４下部に示したサンプルの時間構成に基づいてチップタイミングの位相制御を行うものとする。以下、図１４上部、図１４下部に示したサンプルの時間構成をそれぞれ、「従来のサンプル時間構成」「本発明のサンプル時間構成」という。
【００４２】
本発明のサンプル時間構成は、ユーザ別、成分別等にサンプルを割り当てた場合、すなわち複数ユーザや複数成分等の復調処理についても、１チップ時間中に連続した３サンプル時間を複数ユーザ等に、残り１サンプル時間を空き時間として割り当てることで対応できる。尚、図１４では４倍オーバーサンプリング時の時間構成図を示したが、異なるオーバーサンプリング数やサンプル数についても、本発明のサンプル時間構成は適用できるものである。
【００４３】
図４は位相制御時におけるチップタイミングのタイムチャート図である。図４のタイムチャート図において、図４（ａ）はチップタイミングが短縮された場合の、図４（ｂ）はチップタイミングが延長された場合の処理のタイムチャート図を表している。
図４（ａ）では、１チップ時間中、累積加算処理を行わないサンプル時間、すなわち空き時間をないものとみなすことによって、１チップ時間を３サンプル時間に短縮して、新たなチップ時間としている。一方図４（ｂ）では、１チップ時間中の空き時間を延長することによって、１チップ時間を５サンプル時間に延長して、新たなチップ時間としている。図４で示したタイムチャート図では、１チップ時間における空きのサンプル時間を調整することによって、位相制御が行われている。
【００４４】
以上説明したように、本発明のサンプルの時間構成によれば、１チップ時間内に１サンプル時間の空き時間を設けることによって、位相制御によるチップタイミングの延長及び短縮に柔軟に対応できる。
【００４５】
実際にはチップタイミングの位相制御は、どのタイミングで行ってもよく、例えばシンボルの開始時点、途中、あるいはシンボルをまたいで行ってもよい。
しかし位相制御の量は、１チップ時間内に１サンプル時間間隔でしか行われない。これは各チップタイミングにおいて、位相制御のために設けられている空き時間が１サンプル時間しかないためである。
【００４６】
例えば１０サンプル時間の位相制御を行う場合には、１０チップ時間をかけてそれぞれのチップに対して１サンプル時間の位相制御を行うことになる。また複数のユーザをサンプルとして位相制御を行う場合には、位相制御を１度に行えるユーザ数は１であるため、回数を分けてそれぞれのユーザに対して位相制御を行う。
位相制御が行われることで新たなチップタイミングが決定され、移動体端末内の他の装置あるいは各種信号についてもこのチップタイミングに基づいて処理が行われる。
【００４７】
本発明の第１の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態（以下、実施の形態１という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って相関出力を行う位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
【００４８】
本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器１１Ａ及び１１Ｂと、ＰＮコードレジスタＩ１２Ａと、ＰＮコードレジスタＱ１２Ｂと、相関演算部１７とから構成される。
このうち相関演算部１７は、乗算器１３Ａ〜１３Ｄと、加算器１４Ａ及び１４Ｂと、Ｆ／Ｆ１５Ｅ及び１５Ｆと、累積加算器１８とで構成されている。さらに累積加算器１８は、加算器１４Ｃ及び１４ＤとＦ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｈとから構成されている。
また、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの相関結果に基づいて位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂに出力する制御装置（図示せず）が設けられている。
【００４９】
Ａ／Ｄ変換器１１Ａ及び１１Ｂは、アンテナ（図示せず）で受信したＣＤＭＡ直交変調アナログ信号をデジタル変換し、受信データとして出力する。このうち、Ａ／Ｄ変換器１１Ａはアナログ信号の同相成分のデジタル変換を行い、結果をＦ／Ｆ１５Ａに出力し、Ａ／Ｄ変換器１１Ｂはアナログ信号の直交成分のデジタル変換を行い、結果をＦ／Ｆ１５Ｂに出力する。
本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、アナログ信号のチップレートが４Ｍｃｐｓであるため、Ａ／Ｄ変換器１１Ａ及び１１Ｂは、オーバーサンプリングのため、４倍にあたる１６Ｍｂｐｓの速度でデジタル変換し、同一のアナログ信号１ビットに対して多ビットの出力を行う。
【００５０】
ＰＮコードレジスタＩ１２Ａは、送信機でアナログ信号の同相成分のＣＤＭＡ変調の際に用いられた拡散符号であるＰＮコードＩを記憶しており、ＰＮコードＩを１ビットずつＦ／Ｆ１５Ｃに出力する。
ＰＮコードレジスタＱ１２Ｂは、送信機でアナログ信号の直交成分のＣＤＭＡ変調の際に用いられた拡散符号であるＰＮコードＱを記憶しており、ＰＮコードＱを１ビットずつＦ／Ｆ１５Ｄに出力する。
【００５１】
ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂはそれぞれ、１６Ｍｂｐｓの速度で１ビットずつＰＮコードを出力する。また、ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂには、符号発生器を用いてもよい。
ＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂには、制御装置から出力される位相制御信号が入力されており、位相制御信号に基づいた出力タイミングに従ってＰＮコードＩとＰＮコードＱをそれぞれ出力している。
【００５２】
Ｆ／Ｆ１５Ａ〜１５Ｄは、各Ａ／Ｄ変換器によってデジタル変換された受信データ又は各ＰＮコードレジスタから出力されたＰＮコードを１ビットずつ格納し、クロックに同期して相関演算部１７に出力する。各Ｆ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力され、この周波数に同期してデータの入出力を行っている。
【００５３】
乗算器１３Ａ〜１３Ｄは、Ｆ／Ｆ１５Ａ〜１５Ｄから出力された受信データとＰＮコードの乗算を行う。
加算器１４Ａ及び１４Ｂは、各乗算器の乗算結果の加算を行う。乗算器１３Ａ及び１３Ｂの乗算結果は加算器１４Ａへ、乗算器１３Ｃ及び１３Ｄの乗算結果は加算器１４Ｂに出力されそれぞれ加算が行われ、復調信号としてそれぞれＦ／Ｆ１５ＥとＦ／Ｆ１５Ｆに出力される。乗算器１５Ａ〜１５Ｄ及び加算器１４Ａ及び１４Ｂはそれぞれ１６Ｍｂｐｓの速度で演算を行う。
【００５４】
Ｆ／Ｆ１５Ｅ〜１５Ｆは、各加算器から出力された加算結果、すなわち復調信号を格納し、クロックに同期して累積加算器１８に出力する。各Ｆ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力され、この周波数に同期してデータの入出力を行っている。
【００５５】
累積加算器１８は、Ｆ／Ｆ１５Ｅ及び１５Ｆから出力される同相成分又は直交成分の受信データの復調信号を１シンボル分累積加算して、相関出力としてＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に出力する。
【００５６】
累積加算器１８において、加算器１４Ｃは同相成分の累積加算結果と新たに入力された同相成分の復調信号との加算を行い、加算結果を新たな累積加算結果としてＦ／Ｆ１６Ｃ及び１６Ｄに出力する。同様に加算器１４Ｄは直交成分についての累積加算を行い、加算結果をＦ／Ｆ１６Ｇ及び１６Ｈに出力する。
【００５７】
Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃは加算器１４Ｃの累積加算結果を格納する。Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃは直列に接続されており、累積加算結果が格納されると順次左側へシフトされる。またＦ／Ｆ１６Ｄも累積加算結果を格納し、位相制御信号に基づいて受信データの同相成分の相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。
同様に、Ｆ／Ｆ１６Ｅ〜１６Ｇは加算器１４Ｄの累積加算結果を格納する。Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃは直列に接続されており、累積加算結果が格納されると順次左側へシフトされる。またＦ／Ｆ１６Ｈも累積加算結果を格納し、位相制御信号に基づいて受信データの直交成分の相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。
図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｈにはイネーブル付きＦ／Ｆを用いており、制御装置から出力される位相制御信号に基づいてデータの入出力及びリセットを行っている。
【００５８】
制御装置は、受信データから伝送路の環境変化に基づく位相のずれを検出し、チップタイミングが遅れた場合はチップタイミング中の空き時間を延長し、チップタイミングが早くなった場合は空き時間を短縮する旨の位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ１２Ａ、ＰＮコードレジスタＱ１２Ｂ及び累積加算器に出力し、位相制御を行う。
【００５９】
上述したスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、相関演算部１７からの相関出力を復調するＣＤＭＡ復調回路が設けられている。
尚、上記制御装置をＣＤＭＡ復調回路とは別に設けてもよいし、ＣＤＭＡ復調回路内に設けてもよい。
【００６０】
次に、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの動作について、図１を用いて説明する。
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されている。
アナログ信号の同相成分はＡ／Ｄ変換器１１Ａに、直交成分はＡ／Ｄ変換器１１Ｂに入力され、それぞれデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器１１Ａと１１Ｂから出力される受信データはそれぞれ、１ビットずつＦ／Ｆ１５Ａと１５Ｂに格納され、クロック周波数と同期して相関演算部１７に出力される。
【００６１】
また、ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂに記憶されている同相成分と直交成分のＰＮコードは１ビットずつ１６Ｍｂｐｓの速度で出力され、Ｆ／Ｆ１５Ｃと１５Ｄにそれぞれ格納される。Ｆ／Ｆ１５Ｃと１５Ｄに格納されたＰＮコードは、制御信号が入力されることで相関演算部１７に出力される。
図１において、ＰＮコードレジスタＩ１２ＡとＰＮコードレジスタＱ１２Ｂはそれぞれ、本発明のサンプル時間構成に従って同相成分と直交成分のＰＮコードを出力している。すなわち１チップ時間中、最初の連続した３サンプル時間で同相成分と直交成分のＰＮコードを出力しており、残りの１サンプル時間を空き時間としている。
【００６２】
Ｆ／Ｆ１５Ａ〜１５Ｄから出力された受信データ及びＰＮコードは、相関演算部１７において乗算器１３Ａ〜１３Ｄにそれぞれ入力され、乗算が行われる。また乗算器１３Ａ及び１３Ｂの乗算結果は加算器１４Ａで、乗算器１３Ｃ及び１３Ｄの乗算結果は加算器１４Ｂでそれぞれ加算される。
相関演算部１７の乗算器及び加算器の構成により、既述した直交変調に対する復調信号の導出式（２）及び（３）式を実現することができる。すなわち加算器１４Ａでは同相成分の復調信号を、加算器１４Ｂでは直交成分の復調信号を出力することができる。また同相成分と直交成分の復調信号は、同一のＰＮコードに基づいた復調結果が、１チップ時間中最初の連続した３サンプル時間出力され、残りの１サンプル時間が空き時間として出力されることになる。
【００６３】
加算器１４Ａと１４Ｂから出力された同相成分と直交成分の復調信号は、それぞれＦ／Ｆ１５Ｅと１５Ｆに格納され、クロック周波数に同期して累積加算器１８に出力される。同相成分の復調信号は累積加算器１８において、まず加算器１４Ｃに出力される。
加算器１４Ｃでは、Ｆ／Ｆ１５Ｅから出力された復調信号と、Ｆ／Ｆ１６Ａに格納されていた累積加算結果との加算が行われ、新たな累積加算結果はＦ／Ｆ１６Ｃ及び１６Ｄに格納される。同時にＦ／Ｆ１６Ｃに格納されていた累積加算結果はＦ／Ｆ１６Ｂに、Ｆ／Ｆ１６Ｂに格納されていた累積加算結果はＦ／Ｆ１６Ａにそれぞれシフトされる。Ｆ／Ｆのシフト動作は、制御装置から出力される位相制御信号に基づいて行われる。
【００６４】
このようなシフト制御は通常、１チップ時間、すなわち４サンプル時間中、最初の３サンプル時間だけ行われ、空き時間には行われない。すなわち空き時間には累積加算結果がレジスタ列又はＦ／Ｆに格納されないため、空き時間には実質累積加算処理が行われないこととなる。
Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃで形成されるレジスタ列にはサンプル時間毎に累積加算結果が入力されるため、シフトすることによって３通りのサンプル（以下Ｅａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅという）に分類され、これらのサンプル別に相関演算を行うことができる。
【００６５】
それぞれのサンプルについて１シンボル分の累積加算が終了すると、Ｆ／Ｆ１６Ｄは位相制御信号に基づいて、格納されている累積加算結果を相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。またすべてのサンプルにおける相関出力を出力した後、Ｆ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｄは、格納されている累積加算結果をリセットし、新たな累積加算結果を格納できる状態にする。
【００６６】
上述した累積加算器１８における復調信号の累積加算は、直交成分の復調信号に対しても行われる。すなわち、新たに入力された直交成分の復調信号と、Ｆ／Ｆ１６Ｅ〜１６Ｇに格納されている各サンプルの累積加算結果との累積加算が加算器１４Ｄで行われ、得られた累積加算結果はさらにＦ／Ｆ１６Ｅ〜１６Ｇのレジスタ列及びＦ／Ｆ１６Ｈに出力される。各サンプルにおいて１シンボル分の累積加算が終了すると、Ｆ／Ｆ１６Ｈは格納されている累積加算結果を相関出力としてＣＤＭＡ復調回路に出力する。
すなわち累積加算器１８において、同相成分の復調信号は上段の回路群で、直交成分の復調信号は下段の回路群において累積加算が行われ、各サンプルの相関出力が得られることになる。
【００６７】
本発明のスペクトラム拡散通信用ＳＣを有するＣＤＭＡ受信機では、位相補正及び位相制御が行われる。すなわち位相補正ではＣＤＭＡ復調回路においてＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅの各サンプルの相関結果に基づいて最適なタイミングを検出し、以後このタイミングをシンボルの先頭位置と認識する処理が行われる。
【００６８】
位相制御では制御装置において、受信データの位相のずれを検出し、位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂに出力する処理が行われる。ＰＮコードレジスタＩ１２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ１２Ｂでは、１チップ時間中の空き時間を延長又は短縮して得られたチップタイミングで各ＰＮコードを生成する処理が行われる。
【００６９】
また制御装置は位相制御信号を累積加算器１８にも出力する。位相制御信号は累積加算器１８においてＦ／Ｆ１６Ａ〜１６Ｃ、１６Ｅ〜１６Ｇ及びＦ／Ｆ１６Ｄ、１６Ｈに出力される。
上述したように、累積加算器１８では位相制御信号に基づいて、１サンプル時間相当の空き時間には累積加算処理を行わないようになっている。受信データが遅れていると判断した場合には、制御装置は空き時間を延長する旨の位相制御信号を出力するので、累積加算器１８はこれに基づいて、既存の空き時間を追加し、追加した空き時間にも累積加算処理を行わないよう制御される。
受信データが進んでいると判断した場合、制御装置は空き時間を短縮する旨の位相制御信号を出力するので、累積加算器１８はこれに基づいて、既存の空き時間においても累積加算処理を行うよう制御される。
【００７０】
図２は、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器１８に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の構成ブロック図である。図２において、加算器２４Ｃ、Ｆ／Ｆ２６Ａ〜２６Ｄは図１の累積加算器１８における加算器及びＦ／Ｆと同一である。
【００７１】
図２において、カウンタ２７はＦ／Ｆ２６Ａ〜２６Ｃに対してイネーブル信号を出力することで累積加算結果のシフトを行っている。カウンタ２７は１チップ時間に３回シフトを行うようシフト回数のカウントを行っている。また、Ｅａｒｌｙのチップタイミングでクロック生成器（図示せず）から出力されたクロック周波数が入力されることで、カウンタ２７ではシフト回数のカウントがリセットされる。すなわちカウンタ２７は１シンボル時間中、累積加算を行わない空き時間において、リセット処理を行っている。
【００７２】
また、Ｆ／Ｆ２６Ａ〜２６Ｃ及びＦ／Ｆ２６Ｄには、位相制御信号が入力されることにより、各サンプルにおける１シンボルの相関出力をＣＤＭＡ復調回路に出力している。空き時間における累積加算結果は各Ｆ／Ｆには格納されない。
【００７３】
図３は、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器１８に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の他の構成ブロック図である。
図３の回路群では、レジスタ列の代わりにＲＡＭ３９を用いることによって復調信号の累積加算を実現している。ＲＡＭ３９は、Ｅａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅの各サンプルの累積加算結果を規定されたアドレスに格納する。また、新たな累積加算結果が入力されると、それまで格納されていた累積加算結果を加算器３４Ｃに出力し、規定されたアドレスに新たな累積加算結果を格納する。
【００７４】
Ｆ／Ｆ３６ＤとＲＡＭ３９には、位相制御信号が入力されており、これに基づいてＦ／Ｆ３６Ｄは各サンプルにおける１シンボルの相関出力をＣＤＭＡ復調回路に出力し、ＲＡＭ３９は、格納されているそれぞれのタイミングの累積加算結果をリセットする。空き時間には上述したような制御は行われない。
【００７５】
本発明の実施の形態１のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、累積加算器１８において本発明のサンプル時間構成に従ってサンプル数分の復調信号の累積加算処理を行い、１シンボル分の累積加算処理が終了するとサンプル毎の累積加算結果が相関出力として出力されるようにしたので、伝送路の環境変化に対応した位相制御を容易に行うことのできるスペクトラム拡散通信用ＳＣを提供することができる。
【００７６】
また相関演算部を一つ設置するだけで済むため、ＳＣ回路規模を縮小できる。特に相関演算部においては、累積加算器の加算器が回路の大半を占めているため、大幅な回路規模の縮小を実現できる。
また、累積加算器１８に図３のＲＡＭで構成された回路群を用いることにより、レジスタを複数配列した場合と比較して、累積加算結果の格納箇所の回路規模を縮小でき、一層ＳＣ回路の規模を縮小することができる。
【００７７】
また、本発明の実施の形態１のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、位相制御によるチップタイミングの延長及び短縮が行われた後においても、本発明のサンプル時間構成によってサンプル毎の相関出力を得ることができるものである。
【００７８】
また、本発明の実施の形態１のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、サンプル対象が減って空き時間が増えた場合にも適用できるものである。例えば４オーバーサンプリングにおいてＭａｉｎだけをとるような場合、Ｍａｉｎのタイミングに合わせてＰＮコードが出力され、他の３サンプル時間は空き時間となる。相関演算時でも１チップ時間中Ｍａｉｎのタイミングのみで相関演算が行われ、他は空き時間として処理される。
【００７９】
次に、本発明の第２の実施の形態に係る、スペクトラム拡散通信用ＳＣについて、図５を用いて説明する。図５は、本発明の第２の実施の形態に係る、スペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。このスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って受信データ及びＰＮコードの出力タイミングを調整した上で相関出力を行う、位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
【００８０】
図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、Ｅａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅの各サンプルが連続したサンプル時間に割り当てられていた場合に対応していたが、本発明の第２の実施の形態（以下、実施の形態２という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルが１サンプル時間置きにサンプリングされている場合、すなわち従来のサンプル時間構成に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
【００８１】
本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器５１と、ＰＮコードレジスタ５２と、Ｆ／Ｆ５５Ａ〜５５Ｆと、相関演算部５７とから構成されている。また相関演算部５７は、乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃと、Ｆ／Ｆ５５Ｇ〜５５Ｊと、セレクタ５９と、累積加算器５８とから構成されている。
【００８２】
また、本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコードレジスタ５２及び累積加算器５８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同一である。
【００８３】
本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、図５では紙面の都合上、同相成分又は直交成分のうち、いずれか一方の成分の相関出力をするための構成のみ図示している。
例えば図５では、Ａ／Ｄ変換器５１とＦ／Ｆ５５Ａ、ＰＮコードレジスタ５２とＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆは一組ずつしか図示されていないが、実際には同相成分及び直交成分の受信データ又はＰＮコードを出力するため、それぞれ２系列設置する必要がある。
また、本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣの各Ｆ／Ｆには、データの入出力を行わせるため１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力されるが、図５では省略している。
【００８４】
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されている。
アナログ信号はＡ／Ｄ変換器５１に入力され、成分別にデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器５１から出力される受信データは、１ビットずつＦ／Ｆ５５Ａに格納され、クロック周波数と同期して相関演算部５７に出力される。
【００８５】
また、ＰＮコードレジスタ５２に記憶されている同相成分又は直交成分のＰＮコードは１ビットずつ１６Ｍｂｐｓの速度で出力され、まずＦ／Ｆ５５Ｂに格納される。
次にＦ／Ｆ５５Ｂに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期して相関演算部５７及びＦ／Ｆ５５Ｃに出力される。Ｆ／Ｆ５５ＣはＦ／Ｆ５５Ｄと直列に接続されており、クロック周波数と共に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ５５Ｄに格納されたＰＮコードは、クロック周波数に同期して相関演算部５７に出力される。
さらにＦ／Ｆ５５Ｄに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期して相関演算部５７及びＦ／Ｆ５５Ｅに出力される。Ｆ／Ｆ５５ＥもＦ／Ｆ５５Ｆと直列に接続された構成になっており、クロック周波数と共に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ５５Ｆに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期して相関演算部５７に出力される。
【００８６】
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、ＰＮコードを複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより受信データを１サンプル時間置きとなるように調整、すなわち従来のサンプル時間構成となるようにして相関演算部５７に出力させている。具体的にはＦ／Ｆ５５Ｂから直接相関演算部５７に出力されたＰＮコードはサンプルＥａｒｌｙの、Ｆ／Ｆ５５ＤからはサンプルＭａｉｎの、Ｆ／Ｆ５５ＦからはサンプルＬａｔｅのＰＮコードとして認識される。
相関演算部出力前の受信データ及び各サンプルにおけるＰＮコードの出力タイミングは、図５の下段左のタイムチャート図に示す通りである。
【００８７】
Ｆ／Ｆ５５Ａ及びＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆから出力された受信データ及びＰＮコードは、相関演算部５７において乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃにそれぞれ入力され、乗算及び加算が行われる。
ここで乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃはそれぞれ、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける乗算器１３Ａ〜１３Ｄ及び加算器１４Ａ〜１４Ｂと同一の構成からなる。すなわちそれぞれの乗算加算器では図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣと同様、直交変調に対する復調信号の導出式（２）及び（３）式に基づいて、各成分における復調信号を出力することができる。
また乗算加算器のうち、乗算加算器５３ＡはサンプルＥａｒｌｙの、乗算加算器５３ＢはサンプルＭａｉｎの、乗算加算器５３ＣはサンプルＬａｔｅの受信データ及びＰＮコードが入力され、各サンプルにおける各成分の復調信号を出力する。
【００８８】
各乗算加算器から出力される相関値である復調信号のタイムチャート図は図５の中央上段の通りであり、この時点では未だ各サンプルはそれぞれ１サンプル時間置きに出力されている。
【００８９】
乗算加算器５３Ａ〜５３Ｃから出力された同相成分又は直交成分の復調信号は、それぞれの経路に設置されたＦ／Ｆに格納され、異なるタイミングで累積加算器５８に出力される。
乗算加算器５３Ａから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ５５Ｇに出力される。Ｆ／Ｆ５５ＧはＦ／Ｆ５５Ｈに直列に接続されており、クロック周波数と共に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ５５Ｈに格納されたＰＮコードは、クロック周波数と同期してセレクタ５９に出力される。
乗算加算器５３Ｂから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ５５Ｉに出力され、クロック周波数と同期してセレクタ５９に出力される。
また、乗算加算器５３Ｃから出力された各成分の復調信号は、直接セレクタ５９に出力される。
【００９０】
相関演算部５７では、各乗算加算器から出力された復調信号に対して、複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、本発明のサンプル時間構成で復調信号をセレクタ５９に出力している。
セレクタに入力される復調信号のタイムチャート図は図５の中央下段のようになり、この時点で各サンプルは連続したサンプル時間に配置される。上述した制御により、相関演算部５７は本発明のサンプル時間構成に従って、１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うことが可能となる。
【００９１】
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、それぞれの乗算加算器には１系列のレジスタ列が接続されているが、実際には乗算加算器は同相成分及び直交成分の復調信号を出力するため、それぞれの乗算加算器につき、２系列のレジスタ列が必要となる。
【００９２】
セレクタ５９は入力された各サンプルの復調信号をＦ／Ｆ５５Ｊに出力する。セレクタ５９は、本発明のサンプル時間構成に従って、サンプル毎に復調信号を１６Ｍｂｐｓの速度で切り替えてＦ／Ｆ５５Ｊに出力する。すなわちセレクタ５９は、１チップ時間中、各サンプルの復調信号を連続した３サンプル時間で出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【００９３】
既述した通り、図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは１成分の相関出力を行う場合を想定しているためセレクタは１つであるが、２成分の相関出力を行うためには、成分別にセレクタ５９及びＦ／Ｆ５５Ｊを２つ設置する必要がある。
位相制御が行われていない場合のセレクタ５９から出力される復調信号のタイムチャート図は図５右側の通りである。
【００９４】
Ｆ／Ｆ５５Ｊに格納された各成分の復調信号は、クロック周波数に同期して累積加算器５８に出力される。累積加算器５８は、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器１８と同一の構成であり、位相制御信号に基づいて各サンプルにおける同相成分及び直交成分の復調信号を１シンボル分累積加算し、相関出力する。
【００９５】
累積加算器５８は図１の累積加算器１８と同様、通常空き時間には累積加算処理は行われない。すなわち累積加算器５８では、各成分の復調信号の累積加算が行われ、異なるサンプルの相関出力が成分別に得られる。
累積加算器５８から出力された相関出力は、ＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に入力され、受信データの復調処理が行われる。
【００９６】
また、制御装置は受信データの位相のずれを検出し、位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコードレジスタ５２及び累積加算器５８に出力する。位相のずれが検出された場合、ＰＮコードレジスタ５２では、位相制御信号に基づいて１チップ時間中の空き時間が延長又は短縮され、各成分のＰＮコードの出力タイミングが調整されることによって位相制御が行われる。
【００９７】
同様に累積加算器５８は、位相制御信号に基づき、空き時間において累積加算処理を行うか、空き時間を追加するかの制御を行うことによって、位相制御が行われる。
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、累積加算器５８には、図３で示すようなＲＡＭで構成される回路群を用いた累積加算器を用いてもよい。
【００９８】
図６は、本発明の実施の形態２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣも、受信データの各サンプルが１サンプル時間置きにサンプリングされる場合に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルの受信データの復調演算時にＰＮコードを受信データのタイミングに合わせて相関演算部に出力し、相関演算部において１チップ時間に累積加算処理を行うよう復調信号の出力タイミングを調整していた。
図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、これらのタイミングの調整を相関演算部６７に受信データ及びＰＮコードを出力する前に完了させるよう、レジスタ列を相関演算部６７の手前に設置したことを特徴としている。
【００９９】
図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、Ｆ／Ｆ６５Ｂ〜６５Ｆは、ＰＮコードを受信データのタイミングに対応させるためのレジスタ列であり、図５のＦ／Ｆ５５Ｂ〜５５Ｆと同様の役割を果たす。
一方、Ｆ／Ｆ６５Ｇ〜６５Ｉ、Ｆ／Ｆ６５Ｊ〜６５Ｌは、本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間に累積加算処理を行わせるように受信データ及びＰＮコードのタイミングを調整させるためのレジスタ列であり、図５のＦ／Ｆ５５Ｇ〜５５Ｉに対応している。
【０１００】
またセレクタ６９Ａ、６９Ｂはそれぞれ、各成分の受信データとＰＮコードを１６Ｍｂｐｓの速度で順に切り替えて相関演算部６７に出力する。セレクタ６９Ａ、６９Ｂはそれぞれ、１サンプル時間において、３サンプル時間で受信データ、ＰＮコードをサンプル別に出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１０１】
また図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコードレジスタ６２及び累積加算器６４に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１、２に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同一である。
図６を構成するその他の装置については、図５と同一の構成及び動作であるため、説明は省略する。
【０１０２】
尚、図６のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいても、１成分の相関出力をするための構成のみ図示しており、実際にはＡ／Ｄ変換器６１からセレクタ６９Ａまでの受信データ出力系列と、ＰＮコードレジスタ６２からセレクタ６９ＢまでのＰＮコード出力系列はそれぞれ、成分別に２系列必要になる。
【０１０３】
本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、遅延させるタイミング数分ＰＮコードレジスタに遅延レジスタを接続し、相関演算部において本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うよう復調信号のタイミング調整を行った後サンプル毎の相関出力を行うようにしたので、従来のサンプル時間構成に従う受信データのサンプリングにも対応して相関出力ができ、伝送路の環境変化に対応した位相制御を容易に行える効果がある。また相関演算部を一つ設置すればよいため、ＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１０４】
また図６の構成により、相関演算部６７には１チップ時間内でサンプル数分の受信データ及びＰＮコードが入力されるため、乗算加算器６３を一つ設置するだけで足りる。図５のスペクトラム拡散通信用ＳＣと比較して、相関演算部における乗算加算器の数を低減することができるため、相関演算部６７の回路規模を縮小でき、ＳＣ回路規模を一層縮小することができる。
【０１０５】
また、本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、制御装置によってチップタイミングの延長又は短縮に対応してＰＮコード生成のタイミング及び累積加算処理を調整する位相制御を実現しているので、伝送路の環境変化が起きた場合でも、サンプルデータ毎の相関出力を正確に得ることができる効果がある。
【０１０６】
次に、本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣについて、図７を用いて説明する。図７は、本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って受信データ及びＰＮコードの出力タイミングを調整した上で相関出力を行う、複数ユーザ毎に位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
本発明の第３の実施の形態（以下、実施の形態３という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、異なる拡散符号で変調された２ユーザ分の受信データを１サンプル時間置きにサンプリングする場合、すなわち従来のサンプル時間構成に対応して、各ユーザに対して各サンプルにおける相関出力を行う。
【０１０７】
本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器９１と、ＰＮコード１レジスタ９２Ａと、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂと、Ｆ／Ｆ９５Ａ〜９５Ｋと、セレクタ９９Ａ〜９９Ｃと、相関演算部９７とから構成されている。また相関演算部９７は、乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃと、Ｆ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｒと、セレクタ９９Ｄと、累積加算器９８とから構成されている。
【０１０８】
また、本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコード１レジスタ９２Ａと、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂ及び累積加算器９８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同様である。
【０１０９】
本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、図７では紙面の都合上、同相成分又は直交成分のうち、いずれか一方の成分の相関出力をするための構成のみ図示している。
例えば図７では、Ａ／Ｄ変換器９１とＦ／Ｆ９５Ａ、ＰＮコード１レジスタ９２ＡとＦ／Ｆ９５Ｂ〜９５Ｇのレジスタ列、ＰＮコード２レジスタ９２ＢとＦ／Ｆ９５Ｃ〜９５Ｋのレジスタ列は一組ずつしか図示されていないが、実際には同相成分及び直交成分の受信データ又はＰＮコードを出力するため、それぞれ２系列設置する必要がある。
また、本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣで用いられるＦ／Ｆのうち、相関演算部９７で用いられるＦ／Ｆには３２Ｍｂｐｓの、それ以外のＦ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力されるが、図７では省略している。
【０１１０】
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されており、２ユーザ分の送信データがそれぞれ異なる変調信号で変調され、合成されている。
アナログ信号はＡ／Ｄ変換器９１に入力され、成分別にデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器９１から出力される受信データは、１ビットずつＦ／Ｆ９５Ａに格納され、クロック周波数と同期して相関演算部９７に出力される。
【０１１１】
ＰＮコード１レジスタ９２Ａ、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂにはそれぞれ、ユーザ１及びユーザ２からの受信データの変調の際に用いられた各成分のＰＮコードが記憶されており、それぞれ１６Ｍｂｐｓの速度でＦ／Ｆ９５Ｂ、９５ＣにＰＮコードを１ビットずつ出力する。
また、ＰＮコード１レジスタ９２Ａ及びＰＮコード２レジスタ９２Ｂには、制御装置から位相制御信号が入力されており、位相制御信号に基づく出力タイミングでＰＮコードを出力している。
【０１１２】
ＰＮコード１レジスタ９２Ａから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ９５Ｂ及び９５Ｄ〜９５Ｇで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きに配置された同一のＰＮコードを出力することができる。
【０１１３】
同様に、ＰＮコード２レジスタ９２Ｂから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ９５Ｃ及び９５Ｈ〜９５Ｋで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きで同一のＰＮコードを出力することができる。
すなわち図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、ユーザ１及びユーザ２のＰＮコードを複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、受信データのサンプリングに対応させてセレクタ９９Ａ〜９９Ｃに出力させている。
【０１１４】
セレクタ９９Ａ〜９９Ｃのうち、セレクタ９９ＡにはサンプルＥａｒｌｙのユーザ１及びユーザ２のＰＮコードが、セレクタ９９ＢにはサンプルＭａｉｎのユーザ１及びユーザ２のＰＮコードが、セレクタ９９ＣにはサンプルＬａｔｅのユーザ１及びユーザ２のＰＮコードが入力される。
セレクタ９９Ａ〜９９Ｃは、入力されたＰＮコードをサンプルレートのユーザ数倍、すなわち３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部９７に出力する。
【０１１５】
Ｆ／Ｆ９５Ａから出力された受信データ及びセレクタ９９Ａ〜９９Ｃから出力された各ユーザのＰＮコードは、相関演算部９７において乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃにそれぞれ入力され、乗算及び加算が行われ、復調信号が出力される。
ここで乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃはそれぞれ、図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける乗算器１３Ａ〜１３Ｄ及び加算器１４Ａ〜１４Ｂと同一の構成からなるが、演算速度は３２Ｍｂｐｓの速度で行われる。
また乗算加算器のうち、乗算加算器９３ＡはサンプルＥａｒｌｙの、乗算加算器９３ＢはサンプルＭａｉｎの、乗算加算器９３ＣはサンプルＬａｔｅの受信データ及びＰＮコードが入力され、各サンプルにおける各成分の復調信号を出力する。
【０１１６】
乗算加算器９３Ａ〜９３Ｃから出力された同相成分又は直交成分の復調信号は、それぞれの経路に設置されたＦ／Ｆに格納、遅延され、本発明のサンプル時間構成に従ってセレクタ９９Ｄに出力される。
乗算加算器９３Ａから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｏに出力される。Ｆ／Ｆ９５Ｌ〜９５Ｏは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ９５Ｏに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ９９Ｄに出力される。
乗算加算器９３Ｂから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ９５Ｐ〜９５Ｑに出力される。Ｆ／Ｆ９５Ｐ〜９５Ｑは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ９５Ｑに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ９９Ｄに出力される。
また、乗算加算器９３Ｃから出力された各成分の復調信号は、直接セレクタ９９Ｄに出力される。
【０１１７】
相関演算部９７では、各乗算加算器から出力された復調信号に対して、複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、本発明のサンプル時間構成で復調信号をセレクタ９９Ｄに出力している。
上述した制御により、相関演算部９７は本発明のサンプル時間構成に従って、１チップ時間内で各ユーザにおける各サンプルの相関出力を行うことが可能となる。
【０１１８】
図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、それぞれの乗算加算器には１系列のレジスタ列が接続されているが、実際には乗算加算器は同相成分及び直交成分の復調信号を出力するため、それぞれの乗算加算器につき、２系列のレジスタ列が必要となる。
【０１１９】
セレクタ９９Ｄは入力された各タイミングの復調信号を、ユーザ毎かつサンプル毎に３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えてＦ／Ｆ９５Ｒに出力する。すなわちセレクタ９９Ｄは１チップ時間において、ユーザ１のＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅ、ユーザ２のＥａｒｌｙ、Ｍａｉｎ、Ｌａｔｅ、といった順番で復調信号を切り替えてＦ／Ｆ９５Ｒに出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
既述したように、図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは１成分の相関出力を行う場合を想定しているためセレクタは１つであるが、２成分の相関出力を行うためには、成分別にセレクタ９９Ｄ及びＦ／Ｆ９５Ｒを設置する必要がある。
【０１２０】
Ｆ／Ｆ９５Ｒに格納された各成分の復調信号は、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数に同期して累積加算器９８に出力される。累積加算器９８は、図３で示されるＲＡＭで構成される回路群を用いた累積加算器であり、各ＲＡＭは２ユーザ分の各サンプルの累積加算結果を格納できるよう、格納用のアドレスを６つ有するような構成となる。
累積加算器９８は、位相制御信号に基づいて、各ユーザの復調信号をサンプル毎に１シンボル分累積加算を行い、累積加算結果を相関出力として出力する。
【０１２１】
累積加算器９８から出力された相関出力は、ＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に入力され、受信データの復調処理が行われる。
制御装置は受信データの位相のずれを検出し、位相のずれに応じた位相制御信号をＰＮコード１レジスタ９２ＡとＰＮコード２レジスタ９２Ｂ及び累積加算器９８に出力する。位相のずれが検出された場合、ＰＮコードレジスタでは、位相制御信号に基づいて１チップ時間中の空き時間が延長又は短縮され、各成分のＰＮコードの出力タイミングが調整されることによって位相制御が行われる。
【０１２２】
同様に累積加算器９８は、位相制御信号に基づき、空き時間において累積加算処理を行うか、空き時間を追加するかの制御を行われることによって、位相制御が行われる。
【０１２３】
図８は、本発明の実施の形態３に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣも、受信データの各サンプルが１サンプル時間置きに入力される場合に対応して、各ユーザに対して各サンプルにおける相関出力を行う。
図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルの受信データの復調演算時にＰＮコードを受信データのタイミングに合わせて相関演算部に出力し、相関演算部において１チップ時間に累積加算処理を行うよう復調信号の出力タイミングを調整していた。
図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、これらのタイミングの調整を相関演算部９７に受信データ及びＰＮコードを出力する前に完了させるよう、レジスタ列を相関演算部９７の手前に設置したことを特徴としている。
【０１２４】
図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、Ｆ／Ｆ１０５Ｂ及びＦ／Ｆ１０５Ｄ〜１０５Ｇ、Ｆ／Ｆ１０５Ｃ及びＦ／Ｆ１０５Ｈ〜１０５Ｋは、ＰＮコードを受信データのタイミングに対応させるためのレジスタ列であり、図７のＦ／Ｆ９５Ｂ及びＦ／Ｆ９５Ｄ〜９５Ｇ、Ｆ／Ｆ９５Ｃ及びＦ／Ｆ９５Ｈ〜９５Ｋと同様の役割を果たす。
【０１２５】
一方、Ｆ／Ｆ１０５Ｌ〜１０５Ｎ、Ｆ／Ｆ１０５Ｏ〜１０５Ｑ、Ｆ／Ｆ１０５Ｒ〜１０５Ｔは、本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間に累積加算処理を行わせるように受信データ及びＰＮコードのタイミングを調整させるためのレジスタ列であり、図７の９５Ｌ〜９５Ｑに対応している。
【０１２６】
またセレクタ１０９Ａは、各成分の受信データをサンプル別に、１６Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部１０７に出力する。セレクタ１０９Ｂは、各成分のＰＮコードを、ユーザ別且つサンプル別に、３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部１０７に出力する。セレクタ１０９Ａ、１０９Ｂはそれぞれ、１チップ時間において、３サンプル時間で受信データ、ＰＮコードをユーザ別且つサンプル別に出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１２７】
また図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコード１レジスタ１０２Ａ、ＰＮコード２レジスタ１０２Ｂ及び累積加算器１０８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、図７の制御装置と同一である。
図８を構成するその他の装置については、図９と同一の構成及び動作であるため、説明は省略する。
【０１２８】
尚、図８のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいても、１成分の相関出力をするための構成のみ図示しており、実際にはＡ／Ｄ変換器１０１からセレクタ１０９Ａまでの受信データ出力系列と、各ＰＮコードレジスタからセレクタ１０９ＢまでのＰＮコード出力系列はそれぞれ、成分別に２系列必要になる。
【０１２９】
本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、遅延させるタイミング数分ＰＮコードレジスタに遅延レジスタを接続し、サンプルレートのユーザ数倍の速度で受信データ又はＰＮコードを切り替えて相関演算部に出力するセレクタを設け、相関演算部において１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うよう復調信号のタイミング調整を行い、サンプル毎の相関出力を行うようにしたので、従来のサンプル時間構成に従う受信データのサンプリングにも対応してサンプル毎に複数ユーザの相関出力ができ、かつＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１３０】
また図８の構成により、相関演算部１０７には１チップ時間内でサンプル数分の受信データ及びＰＮコードが入力されるため、乗算加算器１０３を一つ設置するだけで足りる。図７のスペクトラム拡散通信用ＳＣと比較して、相関演算部における乗算加算器の数を低減することができるため、相関演算部の回路規模を縮小することができ、ＳＣ回路規模を一層縮小できる効果がある。
【０１３１】
また、本発明の実施の形態３のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明の実施の形態２のスペクトラム拡散通信用ＳＣと同様に、制御装置によってチップタイミングの延長又は短縮に対応してＰＮコード生成のタイミング及び累積加算処理を調整する位相制御を実現しているので、伝送路の環境変化が起きた場合でも、サンプルデータ毎の相関出力を正確に得ることができる効果がある。
【０１３２】
次に、本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣについて、図９を用いて説明する。図９は、本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明のサンプル時間構成に従って受信データ及びＰＮコードの出力タイミングを調整し、成分別に相関演算をして相関出力を行う、位相補正機能を有する複素型ＳＣである。
本発明の第４の実施の形態（以下、実施の形態４という）に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、受信データを１サンプル時間置きにサンプリングする場合、すなわち従来のサンプル時間構成に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
【０１３３】
本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、Ａ／Ｄ変換器７１Ａ及び７１Ｂと、ＰＮコードレジスタＩ７２Ａと、ＰＮコード２レジスタＱ７２Ｂと、Ｆ／Ｆ７５Ａ〜７５Ｌと、セレクタ７９Ａ及び７９Ｂと、相関演算部７７とから構成されている。また相関演算部７７は、乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃと、Ｆ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｒと、セレクタ７９Ｃと、累積加算器７８とから構成されている。
【０１３４】
また、本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて、位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ７２ＡとＰＮコードレジスタＱ７２Ｂ及び累積加算器７８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、本発明の実施の形態１に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置と同様である。
【０１３５】
また、本発明の実施の形態４のスペクトラム拡散通信用ＳＣで用いられるＦ／Ｆのうち、相関演算部７７で用いられるＦ／Ｆには３２Ｍｂｐｓの、それ以外のＦ／Ｆには１６Ｍｂｐｓのクロック周波数が入力されるが、図９では省略している。
【０１３６】
送信機よりＣＤＭＡ直交変調されて送信されたアナログ信号は、受信機のアンテナ（図示せず）において受信され、同相成分及び直交成分に分離される。ここでアナログ信号は、４Ｍｃｐｓのチップレートで送信されている。
アナログ信号の同相成分はＡ／Ｄ変換器７１Ａに、直交成分はＡ／Ｄ変換器７１Ｂに入力され、それぞれデジタルの受信データに１６Ｍｂｐｓの速度で変換される。Ａ／Ｄ変換器７１Ａと７１Ｂから出力される受信データはそれぞれ、１ビットずつＦ／Ｆ１５Ａと１５Ｂに格納され、クロック周波数と同期してセレクタ７９Ａ及び７９Ｂに出力される。
【０１３７】
各成分の受信データは、セレクタ７９Ａ及び７９Ｂに出力される際に、必要に応じて符号が反転される。例えばＦ／Ｆ７５Ａから出力される同相成分の受信データは、セレクタ７９Ｂに出力されると、符号が反転される。その他の場合については、そのままセレクタ７９Ａ及び７９Ｂに出力される。
セレクタ７９Ａ及び７９Ｂは３２Ｍｂｐｓの速度で、入力された各成分の受信データを交互に切り替えて相関演算部７７に出力する。セレクタ７９Ａ及び７９Ｂには、いずれの受信データを出力するかを制御する制御信号（図示せず）が入力されており、この制御信号に従って受信データが出力される。図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、制御信号は、例えばクロック周波数を用いてもよい。
図９のＳＣにおいて、受信データの反転を行うために、セレクタ７９Ｂの入力端子の手前には、例えば反転器などを設けてもよい。
【０１３８】
ＰＮコードレジスタＩ７２Ａ、ＰＮコードレジスタＱ７２Ｂにはそれぞれ、受信データの変調の際に用いられた同相成分と直交成分のＰＮコードが記憶されており、それぞれ１６Ｍｂｐｓの速度でＦ／Ｆ７５Ｃ、７５ＤにＰＮコードを１ビットずつ出力する。
また、ＰＮコードレジスタＩ７２Ａ及びＰＮコードレジスタＱ７２Ｂには、制御装置から位相制御信号が入力されており、位相制御に基づく出力タイミングでＰＮコードを出力している。
【０１３９】
ＰＮコードレジスタＩ７２Ａから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ７５Ｃ及び７５Ｄ〜７５Ｇで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きに同一の同相成分のＰＮコードを出力することができる。
【０１４０】
同様に、ＰＮコードレジスタＱ７２Ｂから出力されたＰＮコードは、Ｆ／Ｆ７５Ｈ及び７５Ｉ〜７５Ｌで形成される多段の構成からなるレジスタ列のいずれかを通ることで遅延化され、それぞれが１サンプル時間置きに同一の直交成分のＰＮコードを出力することができる。
すなわち図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、同相成分及び直交成分のＰＮコードを複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、受信データのサンプリングに対応させて相関演算部７７に出力させている。
【０１４１】
セレクタ７９Ａ及び７９Ｂから出力された各成分の受信データと、Ｆ／Ｆ７５Ｃ及び７５Ｄ〜７５Ｇ、７５Ｈ及び７５Ｉ〜７５Ｌから出力された各成分のＰＮコードは、相関演算部７７において乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃにそれぞれ入力され、乗算及び加算が行われ、復調信号が出力される。
【０１４２】
図１５は本発明の第４の実施の形態のスペクトラム拡散通信用ＳＣの基本構成ブロック図であり、１サンプルの受信データについて相関出力を行うものである。尚、図１５のＳＣにおける各素子についての構成及び動作は、図９の対応する各素子と同一である。
【０１４３】
図１５において、相関演算部１５７における乗算器１５３Ａ及び１５３Ｂと、加算器１５４は図９の乗算加算器に相当する。セレクタ１５９Ａ、１５９Ｂから出力される各成分の受信データはそれぞれ、乗算器１５３Ａ、１５３Ｂに出力される。セレクタ１５９Ａ及び１５９Ｂは各成分の受信データを交互に出力するため、乗算器１５３Ａ及び１５３Ｂと加算器１５４の構成で、各成分の相関演算を行うことができる。
【０１４４】
すなわち、セレクタ１５９Ａからは同相、直交、同相、といった順番で、セレクタ１５９Ｂからは直交、同相、直交、といった順番で受信データを出力することにより、乗算器１５３Ａ及び１５３Ｂと加算器１５４によって（２）（３）式を実現でき、サンプルにおける同相成分及び直交成分の相関演算結果が交互に得られる。
図９のＳＣでは、異なるサンプル毎に乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃが設けられており、各サンプルにおける各成分の相関演算結果を交互に出力できる。また、乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃにおける演算速度は３２Ｍｂｐｓの速度で行われる。
【０１４５】
乗算加算器のうち、乗算加算器７３ＡにはＥａｒｌｙの、乗算加算器７３ＢにはＭａｉｎの、乗算加算器７３ＣにはＬａｔｅの各サンプルの受信データ及びＰＮコードが入力され、各サンプルにおける各成分の復調信号を出力する。
【０１４６】
乗算加算器７３Ａ〜７３Ｃから出力された同相成分又は直交成分の復調信号は、それぞれの経路に設置されたＦ／Ｆに格納、遅延され、本発明のサンプル時間構成に従ってセレクタ７９Ｃに出力される。
乗算加算器７３Ａから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｐに出力される。Ｆ／Ｆ７５Ｍ〜７５Ｐは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ７５Ｐに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ７９Ｃに出力される。
乗算加算器７３Ｂから出力された各成分の復調信号は、Ｆ／Ｆ７５Ｑ〜７５Ｒに出力される。Ｆ／Ｆ９５Ｑ〜７５Ｒは直列に接続されており、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数と共に順に右へシフトされる。Ｆ／Ｆ９５Ｑに格納された復調信号は、クロック周波数と同期してセレクタ７９Ｃに出力される。
また、乗算加算器７３Ｃから出力された各成分の復調信号は、直接セレクタ７９Ｃに出力される。
【０１４７】
相関演算部７７では、各乗算加算器から出力された復調信号に対して、複数のレジスタ列でシフトさせ遅延させることにより、本発明のサンプル時間構成で復調信号をセレクタ７９Ｄに出力している。
上述した制御により、相関演算部７７は本発明のサンプル時間構成に従って、１チップ時間内で各ユーザにおける各サンプルの相関出力を行うことが可能となる。
【０１４８】
セレクタ７９Ｃは入力された各タイミングの復調信号を、サンプル毎に且つ成分毎に３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えてＦ／Ｆ７５Ｓに出力する。すなわちセレクタ７９Ｃは１チップ時間において、同相成分のＥａｒｌｙ、直交成分のＥａｒｌｙ、同相成分のＭａｉｎ、直交成分のＭａｉｎ、といった順番で復調信号を切り替えてＦ／Ｆ７５Ｓに出力し、全ての復調信号を出力し終わった後で、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１４９】
Ｆ／Ｆ７５Ｓに格納された各成分の復調信号は、３２Ｍｂｐｓのクロック周波数に同期して累積加算器７８に出力される。累積加算器７８は、図３で示されるＲＡＭで構成される回路群を用いた累積加算器であり、各ＲＡＭは両成分の各サンプルの累積加算結果を格納できるよう、格納用のアドレスを６つ有するような構成となる。
累積加算器７８は、位相制御信号に基づいて、各成分の復調信号をサンプル毎に１シンボル分累積加算を行い、累積加算結果を相関出力として出力する。
【０１５０】
累積加算器７８から出力された相関出力は、ＣＤＭＡ復調回路（図示せず）に入力され、受信データの復調処理が行われる。
制御装置は受信データの位相のずれを検出し、これに基づいて位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ７２ＡとＰＮコードレジスタＱ７２Ｂ及び累積加算器７８に出力する。位相のずれが検出された場合、ＰＮコードレジスタでは、位相制御信号に基づいて１チップ時間中の空き時間が延長又は短縮され、各成分のＰＮコードの出力タイミングが調整されることによって位相制御が行われる。
【０１５１】
同様に累積加算器７８は、位相制御信号に基づき、空き時間において累積加算処理を行うか、空き時間を追加するかの制御が行われることによって、位相制御が行われる。
【０１５２】
図１０は、本発明の実施の形態４に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣも、受信データが１サンプル時間置きに入力される場合に対応して、各サンプルにおける相関出力を行う。
図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、各サンプルの受信データの復調演算時にＰＮコードを受信データのタイミングに合わせて相関演算部に出力し、相関演算部において１チップ時間に累積加算処理を行うよう復調信号の出力タイミングを調整していた。
図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、これらのタイミングの調整を相関演算部８７に受信データ及びＰＮコードを出力する前に完了させるよう、レジスタ列を相関演算部８７の手前に設置したことを特徴としている。
【０１５３】
図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、Ｆ／Ｆ８５Ｃ及びＦ／Ｆ８５Ｅ〜８５Ｈ、Ｆ／Ｆ８５Ｄ及びＦ／Ｆ８５Ｉ〜８５Ｌは、ＰＮコードを受信データのタイミングに対応させるためのレジスタ列であり、Ｆ／Ｆ８５Ｍ〜８５Ｏ、Ｆ／Ｆ８５Ｐ〜８５Ｒ、Ｆ／Ｆ８５Ｓ〜８５Ｕ、Ｆ／Ｆ８５Ｖ〜８５Ｘは、本発明のサンプル時間構成に従って１チップ時間に累積加算処理を行わせるように受信データ及びＰＮコードのタイミングを調整させるためのレジスタ列である。
【０１５４】
またセレクタ８９Ａ及び８９Ｂは、各成分の受信データをサンプル別に、３２Ｍｂｐｓの速度で交互に切り替えて相関演算部８７に出力する。またセレクタ８９Ｂでは、符号の反転が行われた上で同相成分の受信データの入力が行われる。セレクタ８９Ａは１チップ時間において、受信データを、同相成分のＥａｒｌｙ、直交成分のＥａｒｌｙ、同相成分のＭａｉｎ、直交成分のＭａｉｎ、といった順番で出力し、全ての受信データを出力し終わった後で、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
セレクタ８９Ｂは１チップ時間において、受信データを、直交成分のＥａｒｌｙ、同相成分のＥａｒｌｙ、直交成分のＭａｉｎ、同相成分のＭａｉｎ、といった順番で出力し、全ての受信データを出力し終わった後で、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
セレクタ８９Ａ及び８９Ｂには、いずれの受信データを出力するかを制御する制御信号（図示せず）が入力されており、この制御信号に従って受信データが出力される。図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおいて、制御信号は、例えばクロック周波数を用いてもよい。
【０１５５】
セレクタ８９Ｃ、８９Ｄはそれぞれ、同相成分、直交成分のＰＮコードをサンプル別に、３２Ｍｂｐｓの速度で切り替えて相関演算部８７に出力する。セレクタ８９Ｃ及び８９Ｄは、１チップ時間において、３サンプル時間で各成分のＰＮコードをサンプル別に出力し、残りの１サンプル時間を空き時間として出力する。
【０１５６】
また図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣでは、受信データの位相のずれに応じて位相制御信号をＰＮコードレジスタＩ８２ＡとＰＮコードレジスタＱ８２Ｂ及び累積加算器８８に出力する制御装置（図示せず）が設けられている。図１０のスペクトラム拡散通信用ＳＣの制御装置の構成及び動作は、図９の制御装置と同一である。
図１０を構成するその他の装置については、図９と同一の構成及び動作であるため、説明は省略する。
【０１５７】
本発明の実施の形態４のスペクトラム拡散通信用ＳＣによれば、遅延させるタイミング数分ＰＮコードレジスタに遅延レジスタを接続し、サンプルレートのユーザ数倍の速度で受信データ又はＰＮコードを切り替えて相関演算部に出力するセレクタを設け、相関演算部において１チップ時間内で各サンプルの相関出力を行うよう復調信号のタイミング調整を行い、サンプル毎の相関出力を行うようにしたので、従来のサンプル時間構成に従う受信データのサンプリングにも対応してサンプル毎に相関出力ができ、かつＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
特に乗算加算器の動作速度を倍にしたことで、乗算器及び加算器の組が一系列で済むため乗算加算器の回路規模を半減でき、一層ＳＣ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１５８】
また図１０の構成により、相関演算部８７には１チップ時間内でサンプル数分の受信データ及びＰＮコードが入力されるため、乗算加算器８３を一つ設置するだけで足りる。図９のスペクトラム拡散通信用ＳＣと比較して、相関演算部における乗算加算器の数を低減することができるため、相関演算部の回路規模を縮小することができ、ＳＣ回路規模をさらに縮小できる効果がある。
【０１５９】
また、本発明の実施の形態４のスペクトラム拡散通信用ＳＣは、本発明の実施の形態２及び３のスペクトラム拡散通信用ＳＣと同様に、制御装置によってチップタイミングの延長又は短縮に対応してＰＮコード生成のタイミングを調整する位相制御を実現しているので、伝送路の環境変化が起きた場合でも、サンプルデータ毎の相関出力を正確に得ることができる効果がある。
【０１６０】
図９及び図１０のＳＣは、一つの拡散符号で変調された受信データの相関出力を行うものであるが、ＳＣを構成する各素子の動作速度を整数倍にすることで、複数の拡散符号で変調された受信データの相関出力を行うことができる。
【０１６１】
本発明の各々の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、受信データのサンプリング数、ユーザ数及びアンテナ数によらず適用できるものである。また、Ａ／Ｄ変換器のデジタル変換速度、クロック周波数の速度も、用いる回路の性能に応じて決定してよい。
また、本発明の各々の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣは、直交変調方式だけでなく、他の直接拡散変調方式にも対応できるものである。
【０１６２】
【発明の効果】
本発明によれば、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号に対し、拡散符号に対応した逆拡散符号との相関演算を行い、相関演算結果を累積加算して相関出力として出力するスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、累積加算処理を行う前に空き時間を１チップ時間内に１つ以上設け、アナログ受信信号の位相のずれがない場合、空き時間には累積加算処理を行わず、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれが発生した場合には、ずれに応じて逆拡散符号の出力位相を調整すると共に、累積加算処理において、空き時間に累積加算を行うか又は空き時間を追加するスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６３】
また、本発明によれば、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、デジタル受信信号と逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、１チップ時間内に一つ以上の空き時間を含むようになった演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６４】
また、本発明によれば、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号との相関演算を行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号をサンプル別に切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６５】
また、本発明によれば、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、逆拡散符号遅延時間調整部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６６】
また、本発明によれば、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、各々の逆拡散符号発生部から出力された各サンプルの逆拡散符号を逆拡散符号の種別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、サンプル別に設けられ、デジタル受信信号と、対応するサンプルの逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算をサンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６７】
また、本発明によれば、複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する受信信号遅延時間調整部と、受信信号遅延時間調整部から出力されたデジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、各々のアナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、デジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６８】
また、本発明によれば、スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号をサンプルレートの２倍の速度で、交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、サンプルレートの２倍の速度で、各成分のデジタル受信信号を交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、サンプル別に設けられ、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号との相関演算を成分毎にサンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、全ての復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、復調信号遅延時間調整部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【０１６９】
また、本発明によれば、直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器毎に設けられ、対応するＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の受信信号遅延時間調整部と、各々の受信信号遅延時間調整部から出力された各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、各々のＡ／Ｄ変換器から出力された各成分のデジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、各成分のデジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、位相制御信号に基づいて、アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、各々の逆拡散符号発生部から出力された逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別にサンプルレートの速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、第１、第２の受信信号セレクタから出力されたデジタル受信信号と、逆拡散符号セレクタから出力された逆拡散符号との相関演算を成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、位相制御信号に基づいて、復調演算器から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、伝送路の環境の変化によるアナログ受信信号の位相のずれを検出し、ずれに応じた位相制御信号を出力し、位相制御信号を用いて逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えるスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータとしたことにより、伝送路の環境変化に対応して相関出力を行うことができ、かつ回路規模を縮小できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図２】図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の構成ブロック図である。
【図３】図１のスペクトラム拡散通信用ＳＣにおける累積加算器に用いられる、各成分の累積加算を行う回路群の他の構成ブロック図である。
【図４】チップタイミングの位相制御時におけるタイムチャート図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの他の構成ブロック図である。
【図１１】従来のスペクトラム拡散通信用ＳＣの構成ブロック図である。
【図１２】従来のスペクトラム拡散通信用複素型ＳＣの構成ブロック図である。
【図１３】位相補正機能を有する、従来のスペクトラム拡散通信用複素型ＳＣの構成ブロック図である。
【図１４】従来及び本発明におけるチップタイミングとサンプルの関係を示した図である。
【図１５】本発明の第４の実施の形態に係るスペクトラム拡散通信用ＳＣの基本構成ブロック図である。
【符号の説明】
１１Ａ，１１Ｂ，５１，６１，７１Ａ，７１Ｂ，８１Ａ，８１Ｂ，９１，１０１，１１１，１２１Ａ，１２１Ｂ，１３１Ａ，１３１Ｂ，１５１Ａ，１５１Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、 １２Ａ，１２Ｂ，５２，６２，７２Ａ，７２Ｂ，８２Ａ，８２Ｂ，９２Ａ，９２Ｂ，１０２Ａ，１０２Ｂ，１１２，１２３Ａ，１２３Ｂ，１３３Ａ，１３３Ｂ，１５２Ａ，１５２Ｂ…ＰＮコードレジスタ、 １７，５７，６７，７７，８７，９７，１０７，１２７，１３７Ａ，１３７Ｂ，１３７Ｃ，１５７…相関演算部、 １８，５８，６４，７８，８８，９８，１０８，１２８，１５８…累積加算器
Claims (8)
- 拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号に対し、前記拡散符号に対応した逆拡散符号との相関演算を行い、相関演算結果を累積加算して相関出力として出力するスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータにおいて、
前記累積加算処理を行う前に空き時間を１チップ時間内に一つ以上設け、
前記アナログ受信信号の位相のずれがない場合、空き時間には前記累積加算処理を行わず、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれが発生した場合には、前記ずれに応じて前記逆拡散符号の出力位相を調整すると共に、前記累積加算処理において、空き時間に累積加算を行うか又は空き時間を追加することを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。 - 拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
位相制御信号に基づいて、前記拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、
前記デジタル受信信号と前記逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、１チップ時間内に一つ以上の空き時間を含むようになった演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、
位相制御信号に基づいて、前記復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれを検出し、前記ずれに応じた位相制御信号を出力し、前記位相制御信号を用いて前記逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、前記累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。 - 拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
位相制御信号に基づいて、前記拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、
前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、
サンプル別に設けられ、前記デジタル受信信号と、前記逆拡散符号遅延時間調整部から出力された前記逆拡散符号との相関演算を行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、
全ての前記復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、
前記復調信号遅延時間調整部から出力された前記復調信号をサンプル別に切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、
位相制御信号に基づいて、前記復調信号セレクタから出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれを検出し、前記ずれに応じた位相制御信号を出力し、前記位相制御信号を用いて前記逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、前記累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。 - 拡散符号によりスペクトラム拡散変調されたアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整する受信信号遅延時間調整部と、
前記受信信号遅延時間調整部から出力された前記デジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、
位相制御信号に基づいて、前記拡散符号に対応した逆拡散符号を出力する逆拡散符号発生部と、
前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する逆拡散符号遅延時間調整部と、
前記逆拡散符号遅延時間調整部から出力された前記逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、
前記受信信号遅延時間調整部から出力された前記デジタル受信信号と、前記逆拡散符号セレクタから出力された前記逆拡散符号との相関演算をサンプル別に行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、
位相制御信号に基づいて、前記復調演算部から出力された復調信号をサンプル別に空き時間を除いて累積加算を行い、若しくは空き時間において累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれを検出し、前記ずれに応じた位相制御信号を出力し、前記位相制御信号を用いて前記逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、前記累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。 - 複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
位相制御信号に基づいて、各々の前記アナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、
前記逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、
サンプル別に設けられ、各々の前記逆拡散符号発生部から出力された各サンプルの前記逆拡散符号を逆拡散符号の種別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、
サンプル別に設けられ、前記デジタル受信信号と、対応するサンプルの逆拡散符号セレクタから出力された前記逆拡散符号との相関演算をサンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、
全ての前記復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、
前記復調信号遅延時間調整部から出力された前記復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、
位相制御信号に基づいて、前記復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれを検出し、前記ずれに応じた位相制御信号を出力し、前記位相制御信号を用いて前記逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、前記累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。 - 複数種の拡散符号によりスペクトラム拡散変調された複数のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する受信信号遅延時間調整部と、
前記受信信号遅延時間調整部から出力された前記デジタル受信信号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めてサンプル別に切り替えて出力する受信信号セレクタと、
位相制御信号に基づいて、各々の前記アナログ受信信号で用いられた拡散符号に対応した逆拡散符号をそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、
前記逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、
各々の前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて、サンプルレートの整数倍の速さで切り替えて出力する逆拡散符号セレクタと、
前記デジタル受信信号と、前記逆拡散符号セレクタから出力された前記逆拡散符号との相関演算を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの整数倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、
位相制御信号に基づいて、前記復調演算部から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの整数倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれを検出し、前記ずれに応じた位相制御信号を出力し、前記位相制御信号を用いて前記逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、前記累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。 - 直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、
前記拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、
前記各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分の前記デジタル受信信号をサンプルレートの２倍の速度で、交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、
前記各Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分の前記デジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、サンプルレートの２倍の速度で、各成分の前記デジタル受信信号を交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、
位相制御信号に基づいて、前記アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、
前記逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号をサンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、
サンプル別に設けられ、前記第１、第２の受信信号セレクタから出力された前記デジタル受信信号と、前記逆拡散符号との相関演算を成分毎にサンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する複数の復調演算部と、
全ての前記復調演算器から出力された各サンプルの復調信号を、１チップ時間内で出力する復調信号遅延時間調整部と、
前記復調信号遅延時間調整部から出力された前記復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで切り替えて、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収めて出力する復調信号セレクタと、
位相制御信号に基づいて、前記復調信号セレクタから出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれを検出し、前記ずれに応じた位相制御信号を出力し、前記位相制御信号を用いて前記逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、前記累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。 - 直交変調に対応した拡散符号によりスペクトラム拡散変調された同相成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、
前記拡散符号によりスペクトラム拡散変調された直交成分のアナログ受信信号を一定のサンプルレートでデジタル受信信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器毎に設けられ、対応する前記Ａ／Ｄ変換器から出力された前記デジタル受信信号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の受信信号遅延時間調整部と、
各々の前記受信信号遅延時間調整部から出力された各成分の前記デジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第１の受信信号セレクタと、
各々の前記Ａ／Ｄ変換器から出力された各成分の前記デジタル受信信号のうち、同相成分については符号を反転し、各成分の前記デジタル受信信号を、一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速度で交互に切り替えて出力する第２の受信信号セレクタと、
位相制御信号に基づいて、前記アナログ受信信号で用いられた複素拡散符号に対応した逆拡散符号を成分別にそれぞれ出力する複数の逆拡散符号発生部と、
前記逆拡散符号発生部毎に設けられ、対応する前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号を、サンプル別に遅延時間を調整して出力する複数の逆拡散符号遅延時間調整部と、
各々の前記逆拡散符号発生部から出力された前記逆拡散符号を一つ以上の空き時間を含めて１チップ時間内に収め、成分別及びサンプル別にサンプルレートの速さで切り替えて出力する複数の逆拡散符号セレクタと、
前記第１、第２の受信信号セレクタから出力された前記デジタル受信信号と、前記逆拡散符号セレクタから出力された前記逆拡散符号との相関演算を成分別及びサンプル別に、サンプルレートの２倍の速さで行い、演算結果を復調信号として出力する復調演算部と、
位相制御信号に基づいて、前記復調演算器から出力された復調信号を逆拡散符号の種別及びサンプル別に空き時間を除いてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間においてサンプルレートの２倍の速さで累積加算を行い、若しくは空き時間を追加する処理を行い、累積加算結果を相関出力として出力する累積加算部と、
伝送路の環境の変化による前記アナログ受信信号の位相のずれを検出し、前記ずれに応じた位相制御信号を出力し、前記位相制御信号を用いて前記逆拡散符号発生部からの出力位相を調整すると共に、前記累積加算部に対して空き時間において累積加算処理を行わせるか又は空き時間を追加させる処理を行わせる制御部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2001143220A JP3809344B2 (ja) | 2001-05-14 | 2001-05-14 | スペクトラム拡散通信用スライディングコリレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2002344353A JP2002344353A (ja) | 2002-11-29 |
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| JP (1) | JP3809344B2 (ja) |
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