JP3799808B2 - マルチキャリア送受信方法及び受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリア送受信方法及び受信装置に係り、特に各々直交振幅変調(QAM)あるいは、直交位相変調(QPSK)された、互いに周波数の異なる複数のキャリアからなる信号を送受信するマルチキャリア送受信方法及び受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来より、複数のキャリア周波数(搬送波周波数)を用い、異なる情報を送受信する方法は種々知られており、アナログ信号の分野では例えばCATV等の放送分野で実施されている。この放送分野では、各々異なる番組情報で異なるチャンネル用のキャリア周波数をそれぞれ変調した後、これらを多重して送受信するものである。
【0003】
このアナログ信号の送受信ではそれぞれのキャリアによりそれぞれの情報が伝送されるため、受信機は復調すべきキャリア周波数の信号のみを選択受信して復調する。一方、ディジタル信号の分野では例えば単一のキャリアを用いるQAMディジタル変調方式、あるいはQPSK変調方式により、比較的大きな情報量のディジタル信号を伝送できる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、複数のアナログ信号情報で複数のキャリア周波数を変調した後多重して送受信する方法では、信号の正確な分割、合成が難しく、大きな情報量を伝送することは困難である。また、単一キャリアによるQAM変調方式やQPSK変調方式でディジタル信号を送受信する従来方法では、周波数帯域を増加させることで大きな情報量を伝送できるが、伝送帯域に制限がある伝送路に適用するときには、所定量のディジタル信号しか伝送できない。
【0005】
また、従来、多値QAMの手法を用いて所定帯域幅における伝送レートを高速化できるが、その場合は送信電力を増大させる必要がある。しかし、送信電力を増大させると、他の無線装置に大きな干渉を与えてしまう。
【0006】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、周波数帯域と送信電力が制限されている環境下において、複数のキャリア周波数を用いて比較的高い伝送レートでディジタル信号を送受信し得るマルチキャリア送受信方法及び受信装置を提供することを目的とする。
【0007】
また、本発明の他の目的は、微弱電波を用いて希望する伝送レートでディジタル信号を送受信し得るマルチキャリア送受信方法及び受信装置を提供することにある。
【0008】
更に、本発明の他の目的は、伝送に使用する複数のキャリア周波数を簡単な構成で送受信し得るマルチキャリア送受信方法及び受信装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明のマルチキャリア送受信方法は、送信側では、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の多数のキャリアのうち、隣接する4つのキャリアの周波数間隔以上の周波数間隔にある複数のキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号で分散して変調した後多重して得たマルチキャリア信号を送信し、受信側では受信した上記のマルチキャリア信号から複数のキャリアの変調波を別々に周波数選択した後、別々に周波数変換して互いに異なる周波数の中間周波信号とし、これら複数の中間周波信号を加算合成して一のチャンネルの多重化信号を生成し、この多重化信号を離散フーリエ変換演算した後復号器で復号する。
【0011】
本発明方法では、一のチャンネルの伝送すべきディジタル情報信号を、同期された複数のキャリアを分散して変調するようにしているため(すなわち、例えば16QAM変調の場合は、4ビットで表わされるIQ平面上の16点の情報を、16のキャリアで表現するようにしているため)、単位帯域当たりの送受信電力を小さく保ちつつ、必要な大きな伝送レートでディジタル情報信号を送信できる。
【0014】
また、上記の目的を達成するため、本発明のマルチキャリア受信装置は、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の複数のキャリアのうち、隣接するN本(Nは4以上の自然数)おきのキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号の値に基づき、別々に位相及び振幅を共通なシンボル間隔に同期させてディジタル変調した後多重して得たマルチキャリア信号を受信する受信手段と、受信手段からのマルチキャリア信号を、伝送周波数帯域を連続又は非連続のM個(ただし、Mは4以上N以下の自然数)に分割したときの各分割周波数帯域毎に周波数選択するM個の周波数選択手段と、M個の周波数選択手段からそれぞれ取り出されたM個の周波数成分信号のそれぞれについて局部発振周波数を用いて周波数変換を行うと共に、一の周波数変換後の周波数成分の変調されたキャリアが存在しない空いている周波数範囲に他の(M−1)の周波数変換後の周波数成分が位置するように局部発振周波数を設定して周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手段から並列に出力されたM個の出力信号を加算合成して一の多重信号を生成する加算合成手段と、加算合成手段の出力信号から同期信号を作成する同期信号生成手段と、加算合成手段の出力信号をディジタル信号に変換後、同期信号に基づいて離散フーリエ変換する演算手段と、演算手段の出力信号を復号して伝送すべきディジタル情報信号を得る復号手段とを有する構成としたものである。
【0015】
この発明では、複数のキャリアに分散してディジタル変調されたマルチキャリア信号を、M個の分割周波数帯域(サブ帯域)毎に周波数選択し、その周波数選択した信号について周波数変換する際に、それらの周波数変換後のM個の周波数信号が互いの空いている周波数位置に配置(挿入)されるように局部発振周波数を設定し、その周波数変換後の信号を多重するようにしているため、周波数インターリーブ関係にある一の多重信号に対して離散フーリエ変換と復号ができる。
【0016】
また、本発明は、周波数変換手段から出力されたM個の出力信号のそれぞれに対して、有効変調周波数帯域のみを通過させ不要周波数成分を除去して加算合成手段へ出力する櫛歯型フィルタ特性のM個の櫛歯フィルタを有することが、信号対雑音比向上にとって望ましい。
【0017】
また、本発明は、周波数選択手段を、他の無線局から受信される入力信号帯域が不連続帯域内に位置するように、伝送周波数帯域を非連続のM個(ただし、Mは4以上N以下の自然数)に分割して各分割周波数帯域毎に周波数選択することが、他の無線局からの干渉を軽減できる点で望ましい。
【0018】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図1は本発明になるマルチキャリア送受信方法及び受信装置の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、マルチキャリア送受信システムは、マルチキャリア送信装置10とマルチキャリア受信装置20とから構成されている。マルチキャリア送信装置10は、第1の実施の形態では表1に示す仕様でマルチキャリア信号を送信する。
【0019】
【表1】
表1から分かるように、マルチキャリア送信装置10が送信するマルチキャリア信号は、100kHzの周波数帯域幅のQAM変調されたキャリアが、700kHz間隔で128波並べられている(周波数分割多重されている)。QAM変調波は100kHzの周波数帯域で200kbpsを伝送できるため、この実施の形態のようにQAM変調波を128波用いた場合は、25.6Mbpsの信号を伝送できる。ただし、実際には同期用等に用いる信号が必要であるので、これらの信号を除いて24.5Mbps(エラー訂正用信号を含む)のディジタル信号を伝送することとする。
【0020】
図2は本発明の一実施の形態で伝送する信号の並びを示す。同図(A)はマルチキャリア送信装置10が発生可能である信号の周波数分布、同図(B)は、実際に送信される信号の周波数分布を示す。すなわち、マルチキャリア送信装置10は、図2(A)に示すように、100kHz間隔の複数のキャリアがQAM変調された、直交周波数分割多重(OFDM)波を発生できるが、実際には図2(A)の点線のキャリアはあらかじめゼロとされ、図2(A)及び(B)に実線で示すように、7本おきに間引かれたキャリアが発生され、QAM変調されて伝送される。
【0021】
7本のキャリア毎に6本のキャリアを間引き、キャリアを700kHz間隔とする理由は、微弱通信での電波法で定められた1MHzの周波数範囲で測定したときの送信電力の制限条件を満足するためである(間引かないと、この制限条件以上の送信電力値となってしまう)。
【0022】
マルチキャリア送信装置10で発生される変調信号は、共通のシンボル期間を有しており、OFDM信号として復号動作を行うマルチキャリア受信装置20内のFFT演算回路25はそのシンボル周波数を用いて復号動作を行う。前述したように、この実施の形態では、キャリアは7本おきにしか存在しないため、FFT復号した後の復調出力も、それに対応した復調出力端子にしか復号信号は出力されない。このようにして伝送される信号の受信は、通常のOFDM信号波を受信する技術を用いて行うことができる。
【0023】
次に、マルチキャリア送信装置10とマルチキャリア受信装置20の構成及び動作について説明する。図1に示すように、マルチキャリア送信装置10は、インタフェース回路11、多周波数発振器12、制御回路13、加算器14、DA変換器15及び送信アンテナ17に接続された周波数変換器16から構成されている。また、マルチキャリア受信装置20は、受信アンテナ21に接続された周波数変換部22、同期回路23、AD変換器24、FFT(高速フーリエ変換)演算回路25、復号器26及びインタフェース回路27から構成されている。
【0024】
送信すべきディジタルデータは、インタフェース回路11に供給され、ここでシンボル期間毎に伝送できる量のデータが取り込まれて伝送すべきキャリアの割り付けが行われ、それぞれのデータが割り付けられたキャリアを発振出力する多周波数発振器12の入力として与えられる。
【0025】
多周波数発振器12は入力されるデータに対応したディジタル変調波信号を出力する。制御回路13は多周波数発振器12のうちどの発振出力を生じさせるかを、入力される信号内容に応じて制御する。ここで、上記のディジタル変調波信号が16QAM信号である場合、IQ平面上の16点の情報を伝送する。IQ平面上の16点は、それに対応する振幅と位相値による16種類の発振信号を表現することができる。
【0026】
この場合、4ビットのディジタルデータはそれらに対応する16種類のキャリア(発振周波数信号)により伝送することができる。すなわち、16QAM変調波を、16個のキャリアに分散して伝送する。また、各QAMの信号は、同一のシンボル期間は同一のデータで変調され、各キャリアの周波数間隔はシンボル周波数の整数倍となるように設定されている。
【0027】
このようにして、多周波数発振器12は、それぞれ送信されるキャリア数に対して、その多値化の状態で必要とする発振信号の種類の信号情報を有しており、キャリアの数だけの発振信号を同時に発生する。加算器14は多周波数発振器12からの複数の発振信号を加算して一つの信号とし、これをDA変換器15に供給する。DA変換器15によりディジタル・アナログ変換して得られたアナログ信号は周波数変換器16に供給されて、送信周波数帯に周波数変換された後、図示しない増幅回路で所定の電力値に増幅されて送信アンテナ17より空中に放射される。
【0028】
次に、マルチキャリア受信装置20について説明する。受信アンテナ21で受信された信号は、必要に応じて図示しない増幅回路により高周波増幅された後周波数変換部22に供給されて、中間周波数に変換される。この周波数変換部22から出力された中間周波信号は、AD変換器24に供給される一方、同期回路23に供給され、AD変換器24及びFFT演算回路25を駆動する同期信号を作成する。
【0029】
AD変換器24により同期回路23からの同期信号に基づきアナログ・ディジタル変換されて得られたディジタル中間周波信号は、FFT演算回路25に供給され、ここで同期回路23からの同期信号に基づき、複素フーリエ変換されて実数−虚数複素平面内の信号として取り出される。ここで、受信信号がQAM信号である場合、各QAMの信号は、同一のシンボル期間は同一のデータで変調され、各キャリア(発振周波数信号)の周波数間隔はシンボル周波数の整数倍となるように設定されているため、上記のFFT演算回路25により、直交周波数分割多重信号(OFDM信号)と同様にして復号できる。
【0030】
FFT演算回路25の出力信号は、復号器26に供給されてその信号の振幅と位相値よりディジタル信号が求められる。この復号器26により復号されたディジタル信号は、インタフェース回路27を介してインタフェース回路11に入力されたのと同じ順序で出力される。
【0031】
次に、周波数変換部22の構成及び動作について更に詳細に説明する。図3は周波数変換部22の第1の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図1と同一構成部分には同一符号を付してある。この実施の形態では、設定される225MHzから315MHzまでの信号伝送帯域を、図4に示すように、第1サブ帯域41、第2サブ帯域42、第3サブ帯域43及び第4サブ帯域44の4つに分割して受信動作を行う。
【0032】
次に、図3のブロック図の動作について説明する。図3において、受信アンテナ21で受信された信号は、高周波増幅回路28(図1では図示省略)により高周波増幅された後、帯域増幅器311、312、313及び314にそれぞれ供給され、ここで、第1サブ帯域41、第2サブ帯域42、第3サブ帯域43及び第4サブ帯域44の各周波数成分が周波数選択される。
【0033】
ここで、高周波増幅器28の周波数特性は図5(A)に示す如く、前記第1サブ帯域41〜第4サブ帯域44を帯域増幅する特性である。この高周波増幅器28より出力された受信マルチキャリア信号は、帯域増幅器311により図5(B)に示す如き第1サブ帯域41の周波数成分信号aが周波数選択及び増幅され、帯域増幅器313により図5(C)に示す如き第3サブ帯域43の周波数成分信号bが周波数選択及び増幅される。また、帯域増幅器312、314は、受信信号から第2サブ帯域42、第4サブ帯域44の周波数成分信号を周波数選択及び増幅する。
【0034】
周波数変換器321は図5(D)に示すように、第1サブ帯域41の周波数成分信号aと局部発振器33aよりの第1の局部発振周波数fLとの周波数変換を行い、両信号の差の周波数成分信号を出力する。また、これと同時に、周波数変換器323は図5(E)に示すように、第3サブ帯域43の周波数成分信号bと局部発振器33bよりの第1の局部発振周波数fLとの周波数変換を行い、両信号の差の周波数成分信号を出力する。第1の局部発振周波数fLは、図5(D)及び(E)に示すように、第1サブ帯域41と第3サブ帯域43の中間の周波数に設定されている。
【0035】
周波数変換器321の出力信号は、櫛歯フィルタ特性を有する櫛歯フィルタ341に供給されて不要周波数成分が除去されて図5(F)に示す信号cとされる。また、周波数変換器323の出力信号は、櫛歯フィルタ特性を有する櫛歯フィルタ343に供給されて不要周波数成分が除去されて図5(G)に示す信号dとされる。ここで、信号cの中心周波数は、第1サブ帯域の周波数成分信号aの中心周波数をf1とすると、(fL−f1)であり、信号dの中心周波数は、第3サブ帯域の周波数成分信号bの中心周波数をf3とすると、(f3−fL)であり、これらの周波数は異なる値に、かつ、互いに一部の帯域が共用するように設定される。
【0036】
また、上記の信号a及びbは、100kHzの周波数帯域の信号で変調された複数の変調波が700kHz間隔で配置された構成であるから、上記の信号c及びdも同様の周波数分布構成である。すなわち、信号c及びdは、それぞれ700kHzの周波数範囲のうち、情報信号が伝送されるのは100kHzの周波数範囲であり、残りの600kHzの周波数範囲は、空きの状態となっている。そこで、信号cの上記の空きの状態となっている600kHzの周波数範囲に、信号dの周波数帯域100kHzの変調波が配置されるように、第1の局部発振周波数fLが設定されている。
【0037】
よって、上記の信号c及びdを加算合成した信号の周波数スペクトラムは、図5(H)に示すように、実線で示す信号cを構成する100kHz帯域幅の変調波と、点線で示す信号dを構成する100kHz帯域幅の変調波とが周波数インターリーブ関係にある。
【0038】
同様に、周波数変換器322及び324により、帯域増幅器312、314よりの第2サブ帯域42の周波数成分信号と第4サブ帯域44の周波数成分信号と局部発振器33bよりの第2の局部発振周波数との差の周波数変換が行われ、櫛歯フィルタ342、344により不要周波数成分が除去されることにより、櫛歯フィルタ342から第2サブ帯域42の周波数成分信号と第2の局部発振周波数の差の周波数成分信号が取り出され、櫛歯フィルタ344から第4サブ帯域44の周波数成分信号と第2の局部発振周波数の差の周波数成分信号が取り出される。このとき、第2の局部発振周波数は、櫛歯フィルタ342及び344の各出力信号周波数が互いに異なり、かつ、櫛歯フィルタ341及び343の出力信号c及びdとも異なる周波数になるように設定されている。
【0039】
これにより、櫛歯フィルタ341〜344の各出力信号は、それぞれ同じ700kHzの周波数範囲において、他の3つの信号の空きの状態となっている600kHzの周波数範囲に、周波数帯域100kHzの変調波が配置される。これにより、櫛歯フィルタ341〜344の各出力信号が、加算合成回路35で加算合成されることにより、4つの出力信号が周波数インターリーブされた(帯域共用多重化された)1つの多重信号とされる。この帯域共用多重信号は、AD変換器24に供給されてディジタル多重信号に変換されて、図1のFFT演算回路25に供給された後、前述したようにして復号される。
【0040】
このように、この実施の形態によれば、QAM変調された情報信号が複数のキャリアで送信され、この送信マルチキャリア信号が受信され、一つの周波数インターリーブされた多重信号に変換した後復号するようにしているため、送信電波のエネルギー集中を無くし、所定の伝送帯域内での電力エネルギーを小さく設定できるため、微弱電波(例えば、1MHz帯域幅で測定した時に0.047μW以下)で大きな情報量の信号を伝送できる。
【0041】
また、この実施の形態では、変調開始から終了がシンボル区間(基本間隔)で同期された7本おきのキャリア(700kHz間隔のキャリア)に間引いて伝送するので、7本のキャリアのうちのどの1本を伝送するかにより7つの状態がある。すなわち、この実施の形態では、7つのチャンネルが設定可能であり、また、各チャンネルあたりの電力を小さく保ちつつ、必要とする大きな伝送レートのディジタル信号を伝送することができる。
【0042】
更に、各QAM変調されたキャリアは、同一のシンボル期間は同一のデータで変調され、各キャリアの周波数間隔もシンボル周波数の整数倍となるように設定されているため、これらのQAM信号はFFT演算回路25を用いてOFDM信号と同様の手法により復号することができる。すなわち、伝送に使用するキャリア数は多いが、ハードウェアとしては比較的小さな回路規模で復号できる。
【0043】
また、微弱電波であるので、受信範囲を少し外れると、その受信信号レベルは雑音レベルとなり、従って、少し離れた場所で共通の周波数を用いて運用できる。一例として、東京都内の面積を2000km2とすると、100m離れてノイズレベルとなるこの実施の形態のシステムでは、200m間隔で送信機を設置することが可能であるから、最大35万チャンネル(すなわち、各7チャンネルの送信機を5万台)を用意できる。1チャンネル当たりの同期信号等を除いた情報信号の伝送に寄与するQAMキャリアは120本からなっているものとし、またキャリア1本はISDNの伝送容量(144kbps)と同じ容量が可能であるので、計算上では都内に最大4200万のISDN無線チャンネルが設置可能ということになる。
【0044】
なお、以上の実施の形態では、700kHzおきに有効キャリアを立てるように説明したが、600kHzおき、あるいは800kHzおきに有効キャリアを立ててもよく、またそれらを混在させてもよい。また、サブ帯域は4分割、6分割、8分割というように、任意に分割して、周波数変換後に加算合成をするようにしてもよい。
【0045】
次に、マルチキャリア受信装置の第2の実施の形態について説明する。図6は図1のマルチキャリア受信装置20内の周波数変換部22の第2の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図3と同一構成部分には同一符号を付してある。前記したマルチキャリア送信機10から送信されたマルチキャリア信号は、図6の受信アンテナ21で受信され、高周波増幅器28により所定の伝送周波数帯域225MHz〜315MHzの周波数成分信号が帯域増幅された後、全部でr個の帯域フィルタ(BPF)510〜51r-1に並列に供給される。なお、BPF510〜51r-1は帯域増幅器でもよい。
【0046】
上記のマルチキャリア信号は、図2において、実線及び点線でそれぞれ示した100kHz間隔のキャリアを、周波数の低い方から順にf0、f1、f2、...、fpとすると、実線で示したf0及びpが7の倍数である700kHz間隔の周波数f0、f7、f14、...が有効キャリアとして情報信号の伝送に用いられ、その他のキャリア周波数はレベルの無い信号とされる。
【0047】
BPF510〜51r-1は、所定の伝送周波数帯域225MHz〜315MHzを、図7に示すように、第0サブ帯域610〜第r−1サブ帯域61r-1までr分割する互いに異なる通過周波数帯域を有している。すなわち、例えば、BPF510は、第0サブ帯域610の通過周波数帯域を、また、BPF51r-1は、第r−1サブ帯域61r-1の通過周波数帯域に設定されている。
【0048】
ここで、第0サブ帯域610〜第r−1サブ帯域61r-1のうち、それぞれのサブ帯域で伝送する有効キャリア数をq個とすると、任意の第kサブ帯域(k=0,1,2,...,r−1)で扱われる、そのサブ帯域内でs番目(s=0,1,2,...q−1)の有効キャリアの周波数番号は、{(k×q+s)×7}で与えられる。従って、第0サブ帯域610には周波数番号の0から{(q−1)×7}の有効キャリアが、同様に第r−1サブ帯域61r-1には周波数番号の{(r−1)×q×7}から{(r×q−1)×7}の有効キャリアが伝送される。
【0049】
再び図6に戻って説明するに、BPF510〜51r-1から取り出された、第0サブ帯域610〜第r−1サブ帯域61r-1の各信号は、周波数変換器520〜52r-1に供給され、それぞれ図示しない局部発振器からの第0〜第r−1の局部発振周波数と周波数変換された後、低域フィルタ(LPF)530〜53r-1に供給されて不要周波数成分が除去されて、中間周波信号とされる。
【0050】
ここで、第0サブ帯域610で伝送される信号の中間周波信号は、7おきの周波数番号0から{(q−1)×7}の有効キャリアを周波数変換した有効周波数成分からなり、それらの有効周波数成分と次の有効周波数成分との間に、100kHz間隔で6つの周波数番号の空き周波数が存在するので、その空き周波数に他のサブ帯域611〜61r-1(ただし、この場合r−1=6)の中間周波信号の有効周波数を挿入する。
【0051】
すなわち、第1サブ帯域611の中間周波信号の有効周波数を第0サブ帯域610の中間周波信号の第1の空き周波数位置(7おきの周波数番号1から{(q−1)×7+1}の有効キャリア)に配置し、第2サブ帯域612の中間周波信号の有効周波数を第0サブ帯域610の中間周波信号の第2の空き周波数位置(7おきの周波数番号2から{(q−1)×7+2}の有効キャリア)に配置するというように、順次空き周波数位置に他のサブ帯域611〜61r-1(ただし、この場合r−1=6)の中間周波信号の有効周波数を挿入する。これにより、7つ(r−1=6)のサブ帯域610〜616で伝送される信号はあたかも空きの無い一つの帯域共用多重化信号としてその後の処理を行うことができる。
【0052】
サブ帯域の信号を所定中間周波数の中間周波信号に変換するためには、周波数変換器520〜52r-1でサブ帯域の信号と中間周波数の差の局部発振周波数を発生させ、混合して中間周波信号の出力を得る。この実施の形態では、各サブ帯域の中間周波信号毎に差の周波数関係を異ならしめておく。すなわち、LPF531の第1サブ帯域611の出力中間周波信号は、LPF530の第0サブ帯域610の出力信号に対して、全体を100kHz高くさせた出力信号を得るため、100kHz差の高い局部発振周波数を用いて周波数変換を行う。同様にして、第r−1サブ帯域61r-1の出力中間周波信号は、LPF530の第0サブ帯域610の出力信号に対して、全体を(r−1)×100kHz高くさせた出力信号を得るため、(r−1)×100kHz差の高い局部発振周波数を用いて周波数変換を行う。
【0053】
このようにして得られた、サブ帯域610〜61r-1(ここでは、r−1=6)の各出力中間周波信号は、それぞれ対応して設けられた図6のAD変換器540〜54r-1によりディジタル信号に変換され、更に櫛歯フィルタ特性を有するフィルタ550〜55r-1で必要周波数成分のみが通過された後、共通の加算合成回路56に供給されて加算合成されることにより、100kHzおきに情報信号でQAM変調された有効キャリアのみが配置された信号とされる。
【0054】
この加算合成信号は、図1の同期回路23に供給されて作成された同期信号と共に共通のFFT演算回路25に供給されて複素フーリエ変換され、実数−複素平面内の信号とされて復号器26により、その信号の振幅と位相差によりディジタル信号が復号される。
【0055】
この実施の形態も図3に示した周波数変換部22を有する第1の実施の形態のマルチキャリア受信装置20と同様の効果を有する。なお、サブ帯域は連続的に分割する必要はなく、互いのサブ帯域幅は必ずしも同一とする必要はない。その場合は、合成された中間周波数の有効スペクトラムが断続となるが、それを踏まえた復号をすればよい。更に、伝送帯域中に、他の無線局から受信される微弱電波よりも強い入力信号があるときには、それを外したサブ帯域分割とすることにより、他の無線局からの干渉を軽減することができる。この場合、同周波数近傍では微弱電波の送信も行わないようにする。
【0056】
次に、本発明のマルチキャリア送信装置の一実施の形態の詳細構成について説明する。マルチキャリア送信装置10は、図1に示した構成であり、また、以上の実施の形態では複数のキャリアをQAM変調した構成のマルチキャリア信号を送信するように説明したが、この実施の形態では例えば4相のQPSK変調されたマルチキャリア信号を表2の仕様で送信する。
【0057】
【表2】
QPSK変調波は、100kHzの周波数帯域で100kbpsを伝送できるため、128波を用いて12.8Mbpsの信号を伝送できる。実際には、同期用等に用いる信号を除いて、12Mbps(エラー訂正用信号を含む)のディジタル信号を伝送する。
【0058】
この場合、図1の多周波数発振器12はディジタル変調方式が4相のQPSKである場合、多周波数発振器12は位相が90°ずつ異なる4つの発振信号を出力する。制御回路13は入力される信号内容により、どの位相の発振信号を生じさせるかの位相制御を司る。また、制御回路13は、キャリア間隔を700kHz間隔とした場合、そのキャリアの周波数値の指定も行う。このようにして、多周波数発振器12は、それぞれの送信されるキャリア数に対して、その多値化の状態で必要とする発振信号の種類の信号情報を有しており、キャリアの数だけの信号を同時に発生する。
【0059】
図8は上記の多周数波発振器12及び制御回路13の詳細ブロック図を示す。同図中、図1と同一構成部分には同一符号を付してある。図8において、n個のリード・オンリ・メモリ(ROM)型発振器711〜71nが多周波数発振器12を構成しており、読み出し制御器721〜72nと基準位相発生器73とが制御回路13を構成している。
【0060】
基準位相発生器73は、入力される信号内容により、ROM型発振器711〜71nに対して、入力信号に対応する発振信号を出力させる。例えば、ディジタルデータと発振周波数の位相関係は、2進数で示されるデータが”00”のときは0°、”01”のときは90°、”10”のときは180°、”11”のときは270°というように指定する。
【0061】
この実施の形態の仕様は表2に示した通りであるが、1つのQPSKキャリアの周波数帯域幅は100kHzであり、これをOFDM発振器で図2(A)に示したようなキャリアのOFDM信号を発生する時は、100kHzのシンボル周波数で行う。すなわち、シンボル期間は10μsである。100kHz間隔の変調波は225MHz〜315MHzの90MHz幅の伝送周波数帯域に900波並べられるが、OFDMの手法により得る場合は、10μsの間に1サイクルから900サイクル存在する信号が発生される。
【0062】
n個(nは900以下の自然数)のROM型発振器711〜71nは、上記の10μs期間に必要とされる発振信号のデータを持つ。この実施の形態では、1サイクルから900サイクルまでの発振出力信号データが必要である。900サイクルのデータを表現するには、その2倍の1800点以上のサンプリング点が必要であるが、ROM型発振器711〜71nは1800以上で2のべき乗に当たる2048のサンプリング点によるデータを予め記憶しているものとする。
【0063】
次に、この実施の形態の動作について説明する。図8において、インタフェース回路11を通して入力された送信すべきディジタルデータは、読み出し制御器721〜72nにそれぞれ供給される。また、基準位相発生器73から出力された基準位相信号は、読み出し制御器721〜72nにそれぞれ供給される。読み出し制御器721〜72nは上記の基準位相信号に同期して、予め定められたサイクルの順番で、1対1に対応して設けられているROM型発振器711〜71nから入力2ビットデータに応じたサンプル点からのタイミングで正弦波データを読み出す。
【0064】
第1サイクル目の信号には、正弦波1サイクルを2048に分割した1サンプル毎の全サンプルのデータを持つことになる。同様にして、第nサイクル目までの正弦波の振幅データを2048のサンプル点に関して持たせる。ここで、入力されるデータとROM型発振器711〜71nの読み出され方は、2進数で示されるデータが”00”のときは0番目のサンプル点から、”01”のときは第512番目の、”10”のときは1024番目の、”11”のときは1536番目のサンプル点からと指定される。そのときに読み出されるデータ値は位相で0°、90°、180°、270°というように変調を受けるため、出力信号はQPSK変調波となる。この動作は第1サイクルから第nサイクルまで行われる。
【0065】
これらのディジタル的に得られた出力信号は、ROM型発振器711〜71nから加算器14に供給され、ここで加算合成される。これにより、加算器14の出力ディジタル信号は、90MHz幅の伝送周波数帯域にn個のQPSK変調されている有効キャリアが周波数分割された多重信号であり、IFFT演算により発生されたOFDM信号と等価である。
【0066】
しかし、現時点では高速なIFFT素子が入手困難な状況にあるため、数μsでIFFT演算により上記のOFDM信号を発生することは極めて困難である。これに対し、この実施の形態では、予め計算された多数のディジタル正弦波信号データをROM型発振器711〜71nから、必要な位相変調を行いながら信号を読み出す構成であるため、現存する素子で容易に数μsでn個のQPSK変調されている有効キャリアが周波数分割された多重信号を発生することができる。
【0067】
加算器14からディジタル的に発生されて出力された信号は、DA変換器15によりアナログ信号に変換された後、図1の周波数変換器16により伝送すべき周波数帯に周波数変換された後、所定の電力値に増幅され、送信アンテナ17より空中に放射される。
【0068】
なお、ここでは2048サンプル点の振幅情報をROM型発振器711〜71nに記録しておき読み出すように説明したが、第1024サンプル点以降の信号データは第0点以降の信号データの位相を反転したものであるので、ディジタル位相反転処理機能(サインビットを反転させる)を持たせることにより、ROM型発振器711〜71nの全体の容量を半分にすることができる。
【0069】
更に、第242点から第1023点までのディジタル振幅データは、第241点から第0点までの逆方向に読んだデータと同一であり、ROM型発振器711〜71nの読み出し方向を操作することにより、更にROM型発振器711〜71nの容量を半分とすることができる。これらのROM型発振器711〜71nの容量大きさと、読み出し、信号処理の複雑さは相反する関係にあり、実際のハードウェアの構成は両者を勘案したものとなる。
【0070】
また、上記の説明では、QPSK変調について説明したが、図8の構成を前述の16QAMに適用することも可能である。16QAMは、IQ平面上の16点の情報を伝送する。IQ平面上の16点は、それに対応する振幅と位相値による16種類の発振信号で表現することができ、4ビットのディジタルデータはそれらに対応する16種類の発振信号により伝送することができるため、これも同様にして1個のROM型発振器と、読み出し開始位置の制御による位相変調、所定の減衰量を与えるディジタル乗算器により構成できる。ディジタル乗算器を簡単な演算手法(ビットシフト、加算回路)で実現する方法もあるが既存の技術であるのでここでは触れない。
【0071】
次に、受信機の動作について説明する。図9は本発明になるマルチキャリア受信装置の要部である周波数変換部22の第3の実施の形態のブロック図を示す。基本的な受信動作は第1及び第2の実施の形態と同様である。図9において、受信アンテナ21で受信された信号は、高周波増幅回路28(図1では図示省略)により高周波増幅された後、帯域増幅器811〜81nにそれぞれ供給され、ここで、各有効キャリアが周波数選択及び増幅された後、周波数変換器831〜83nに供給され、局部発振器よりの局部発振周波数と周波数変換されて差の周波数に変換される。
【0072】
周波数変換器821〜82nの出力信号は、櫛歯フィルタ特性を有する櫛歯フィルタ841〜84nに供給されて不要周波数成分が除去された後、加算合成回路85に供給され、加算された後、図1のAD変換器24及び同期回路23に出力される。以後、図1と共に説明したと同様の受信動作が行われる。
【0073】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、一のチャンネルの伝送すべきディジタル情報信号を、同期された複数のキャリアを分散して変調することで、単位帯域当たりの送受信電力を小さく保ちつつ、必要な大きな伝送レートでディジタル情報信号を送信するようにしたため、微弱無線電波の制限された規定を順守しつつ、希望する大きな伝送レートでディジタル情報信号を所定の距離伝送できると共に、他の無線装置に与える干渉を小さくできる。
【0074】
また、本発明によれば、逆離散フーリエ変換のような多段のバタフライ演算をするために、データ入力時点から信号出力時点までに時間のかかるOFDM信号生成手段を用いることなく、ディスクリートのハードウェア回路である複数の記憶型発振器からシンボル期間において複数サイクル分の発振信号を並列出力させて、それらを加算合成してOFDM信号と等価な信号を生成するようにしたため、比較的簡単な既存の半導体素子を用いて同期された高速伝送レートのマルチキャリア信号を送信できる。
【0075】
更に、本発明によれば、複数のキャリアに分散してディジタル変調されたマルチキャリア信号を、M個の分割周波数帯域(サブ帯域)毎に周波数選択し、その周波数選択した信号について周波数変換する際に、それらの周波数変換後のM個の周波数信号が互いの空いている周波数位置に配置(挿入)されるように局部発振周波数を設定し、その周波数変換後の信号を多重することにより、周波数インターリーブ関係にある一の多重信号に対して離散フーリエ変換と復号するようにしたため、伝送に使用するキャリア数が多くても、ハードウェアとしては比較的小さな回路規模で、効率的にディジタル情報信号の復号ができる。
【0076】
また、本発明によれば、複数のキャリアの発生はディジタル的に構成する複数の発振回路を用いるが、その出力発振信号を加算して得たマルチキャリア信号は1つのアナログ信号として扱うことができ、複数の帯域のキャリアを共通のハードウェアで復調することもでき、この面でも、工業的な利点が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明になるマルチキャリア送受信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図2】本発明の一例のキャリアの並びを示す図である。
【図3】本発明受信装置の周波数変換部の第1の実施の形態のブロック図である。
【図4】図3の受信装置のサブ帯域分割の説明図である。
【図5】図3の動作説明用の各部の周波数スペクトラム図である。
【図6】本発明受信装置の周波数変換部の第2の実施の形態のブロック図である。
【図7】図6の受信装置のサブ帯域分割の説明図である。
【図8】本発明送信装置の要部の一実施の形態のブロック図である。
【図9】本発明受信装置の第3の実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
10 マルチキャリア送信装置
11、27 インタフェース回路
12 多周波数発振器
13 制御回路
14 加算器
15 DA変換器
16、321〜324、520〜52r-1 周波数変換器
17 送信アンテナ
20 マルチキャリア受信装置
21 受信アンテナ
22 周波数変換部
23 同期回路
24、540〜54r-1 AD変換器
25 FFT演算回路
26 復号器
28 高周波増幅器
311〜314 帯域増幅器
341〜344 櫛歯フィルタ
41〜44、610〜61r-1 サブ帯域
510〜51r-1 帯域フィルタ(BPF)
56 加算合成回路
711〜71n ROM型発振器
721〜72n 読み出し制御器
73 基準位相発生器
Claims (3)
- 送信側では、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の多数のキャリアのうち、隣接する4つのキャリアの周波数間隔以上の周波数間隔にある複数のキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号で分散して変調した後多重して得たマルチキャリア信号を送信し、受信側では受信した上記のマルチキャリア信号から前記複数のキャリアの変調波を別々に周波数選択した後、別々に周波数変換して互いに異なる周波数の中間周波信号とし、これら複数の中間周波信号を加算合成して前記一のチャンネルの多重化信号を生成し、この多重化信号を離散フーリエ変換演算した後復号器で復号することを特徴とするマルチキャリア送受信方法。
- 所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の複数のキャリアのうち、隣接するN本(Nは4以上の自然数)おきのキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号の値に基づき、別々に位相及び振幅を共通なシンボル間隔に同期させてディジタル変調した後多重して得たマルチキャリア信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からのマルチキャリア信号を、伝送周波数帯域を連続又は非連続のM個(ただし、Mは4以上N以下の自然数)に分割したときの各分割周波数帯域毎に周波数選択するM個の周波数選択手段と、
前記M個の周波数選択手段からそれぞれ取り出されたM個の周波数成分信号のそれぞれについて局部発振周波数を用いて周波数変換を行うと共に、一の周波数変換後の周波数成分の前記変調されたキャリアが存在しない空いている周波数範囲に他の(M−1)の周波数変換後の周波数成分が位置するように前記局部発振周波数を設定して周波数変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段から並列に出力されたM個の出力信号を加算合成して一の多重信号を生成する加算合成手段と、
前記加算合成手段の出力信号から同期信号を作成する同期信号生成手段と、
前記加算合成手段の出力信号をディジタル信号に変換後、前記同期信号に基づいて離散フーリエ変換する演算手段と、
前記演算手段の出力信号を復号して前記伝送すべきディジタル情報信号を得る復号手段と
を有することを特徴とするマルチキャリア受信装置。 - 前記Mは偶数であり、前記周波数選択手段は、前記M個の周波数選択手段からそれぞれ取り出されたM個の周波数成分信号のうち、低い方から順に奇数番目同士の隣接する2つの周波数成分信号を、それらの中間の周波数の第1の局部発振周波数でそれぞれ周波数変換し、かつ、偶数番目同士の隣接する2つの周波数成分信号を、それらの中間の周波数の第2の局部発振周波数でそれぞれ周波数変換することを特徴とする請求項2記載のマルチキャリア受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06710198A JP3799808B2 (ja) | 1998-03-17 | 1998-03-17 | マルチキャリア送受信方法及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06710198A JP3799808B2 (ja) | 1998-03-17 | 1998-03-17 | マルチキャリア送受信方法及び受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11266223A JPH11266223A (ja) | 1999-09-28 |
JP3799808B2 true JP3799808B2 (ja) | 2006-07-19 |
Family
ID=13335172
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP06710198A Expired - Lifetime JP3799808B2 (ja) | 1998-03-17 | 1998-03-17 | マルチキャリア送受信方法及び受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3799808B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104836609A (zh) * | 2015-03-31 | 2015-08-12 | 西安交通大学 | 一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法 |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6928062B2 (en) * | 2002-10-29 | 2005-08-09 | Qualcomm, Incorporated | Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems |
US7317309B2 (en) * | 2004-06-07 | 2008-01-08 | Advantest Corporation | Wideband signal analyzing apparatus, wideband period jitter analyzing apparatus, and wideband skew analyzing apparatus |
US7944995B2 (en) * | 2005-11-14 | 2011-05-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Variable bandwidth receiver |
RU2469488C1 (ru) * | 2011-06-08 | 2012-12-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Импульс" | Способ демодуляции радиосигналов с фазоразностной модуляцией |
JP2014157027A (ja) * | 2013-02-14 | 2014-08-28 | Mitsubishi Electric Corp | アンテナ測定装置およびアンテナ測定方法 |
-
1998
- 1998-03-17 JP JP06710198A patent/JP3799808B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104836609A (zh) * | 2015-03-31 | 2015-08-12 | 西安交通大学 | 一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH11266223A (ja) | 1999-09-28 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040330 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050830 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20051122 |
|
A521 | Written amendment |
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|
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120512 Year of fee payment: 6 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
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