JP3799398B2

JP3799398B2 - 半導体電力変換システム

Info

Publication number: JP3799398B2
Application number: JP30735499A
Authority: JP
Inventors: 繁則木下; 浩一植木
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1999-10-28
Filing date: 1999-10-28
Publication date: 2006-07-19
Anticipated expiration: 2019-10-28
Also published as: JP2001128468A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体変換器の直流回路、あるいは交流回路に接続される半導体スイッチに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は直流電源で駆動される半導体電力変換器の代表的な３相インバータシステムの回路構成を示したものである。
図９において、１は直流電源、２はインバータの入力コンデンサ３の初期充電回路で、インバータを始動する時、入力コンデンサ３を初期充電する回路である。入力コンデンサ３はインバータの入力電流平滑及びスイッチングサージ電圧抑制用コンデンサである。２１は開閉器、２２は初期充電開閉器、２３は初期充電抵抗器である。入力コンデンサ初期充電回路とその動作は公知であるので、ここでは詳述を省略する。
【０００３】
４はインバータの半導体スイッチ部で、３相のスイッチアーム４１ａ、４１ｂ、４１ｃにより構成される。５はインバータで駆動される負荷で、ここでは３相電動機の場合を示してある。６は電動機５の負荷である。なお、図９の例では、半導体スイッチがＩＧＢＴの場合を示している。
図１０は図９のインバータシステムの始動時のタイムチャートの一例を示したものである。同図でインバータの始動を説明する。
【０００４】
時刻Ｔ１でスイッチ２２をオンし、初期充電抵抗２３を介して入力コンデンサ３を充電する。入力コンデンサ３の電圧が規定値まで上昇したら、スイッチ２１をオンする（図の時刻Ｔ２）。スイッチ２１をオンすると、入力コンデンサ３の電圧は直流電源電圧に充電され、この後時刻Ｔ３でインバータを始動させる。
インバータを停止する時は、インバータ動作を停止し、スイッチ２１と２２をオフする。すなわち、時刻Ｔ４でインバータ作動を停止し、その後時刻Ｔ５でスイッチ２１と２２をオフする。時刻Ｔ５では、入力コンデンサ電圧はほぼ直流電源電圧に保たれているので、時刻Ｔ６で放電回路により放電する。
【０００５】
放電方法については特に図示しないが、インバータのスイッチ部４をスイッチングさせて電動機の巻線を介して放電する方法と、抵抗器とスイッチによって放電する方法もある。
次に図９の電動機５に、効率が高い永久磁石型電動機が使用される場合について説明する。図１１は永久磁石型回転機のトルク−回転数特性の一例を示す。この種の回転機は小型・軽量化を図る為、図１１のように定出力特性の広い特性をもつようにしている。
【０００６】
この種の電動機では、磁束は永久磁石によって作られ、磁束は回転数によらず一定であるので、無負荷誘起電圧は図１１に示すように回転数に比例した特性となる。定トルク出力動作域運転では磁束制御は行わないので、インバータ出力電圧の大きさは回転数に比例した特性となる。基底回転数Ｎｂで、インバータ出力電圧は最大となり、これより出力電圧は高められない。回転数Ｎｂから高速回転数域では、インバータ出力電圧は一定で、電動機の無負荷誘起電圧は回転数に比例して増加し、インバータ出力電圧以上となるので、磁束を回転数に反比例して減少させる必要がある。即ち、界磁弱め制御を行う。
【０００７】
図１２は図１１の特性の定トルク特性域運転のインバータのフェーザ図である。この運転では磁束制御は行わないので、インバータ電流Ｉｉはトルク電流Ｉｑと同じとなる。図１３は弱界磁特性域のインバータのフェーザ図である。図１２に比べて、無負荷誘起電圧値はインバータ出力電圧以上となっているので、減磁電流Ｉｄを流して電動機端子電圧をインバータ最大出力電圧以下にする。
【０００８】
この種の電動機の大きな特徴は、弱界磁域の運転では常に減磁電流Ｉｄを流す必要がある事である。即ち、無負荷時（トルク零時）でも減磁電流が流れることである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図９、図１０に示したインバータ回路構成とその動作では、インバータの運転・停止を頻繁に繰り返すことが要求されるような負荷を駆動する場合、初期充電が問題となる。すなわち、初期充電抵抗（図９図示の２３）の所要容量は始動・停止頻度に比例するので、始動・停止頻度は高くなるほど抵抗容量は大きくなってしまう。
【００１０】
さらに開閉器としては、高い始動・停止頻度に耐えうる、すなわち許容開閉動作数の高い開閉器が必要となり、場合によっては、適当な間隔で交換する必要も生じてくる。図９に示した従来のインバータ駆動システムを高頻度に始動・停止させようとすると、初期充電回路の大型化、費用増大、保守費増大等の問題があった。
【００１１】
次に、インバータで駆動される電動機が永久磁石型電動機で、かつ始動・停止を高頻度に作動させる場合について説明する。
図１４は代表的な負荷パターンと電動機出力パターンの一例について示したものである。図１４の▲１▼から▲９▼までの各運転モードに対する電動機とインバータの動作状態を示したのが
【００１２】
【表１】

である。
この運転モードで問題となるのは、モード▲３▼、▲７▼である。これらの運転モードは、弱界磁運転域での出力トルク零運転である。すなわち、これらの運転モードでは図１３のフェーザ図に示すように、インバータはトルク電流零で減磁電流のみを流す動作となる。この結果、インバータとしては力率零の動作となってしまい、インバータによる可変速駆動システムとしては効率の悪い運転となってしまう。
【００１３】
この問題点を解決する為、図９に示すインバータシステムでは図１５に示すように交流側に交流スイッチを挿入し、必要に応じてインバータを電動機から切り離す方法がとられている。図１５において、図９から図１４までに示した構成要素と同じものは同じ番号で示してある。図１５において、２００は交流スイッチであり、ここでは３相一括の場合で示してある。
【００１４】
図１５に示す方法においても、交流スイッチは高頻度型とする必要があり、スイッチの価格増の問題点が発生する。開閉頻度が更に高くなると、交流スイッチは定期的に交換する必要が生じる点も図９の開閉器と同様である。図９、図１５に図示したいずれのスイッチにおいても、接点の磨きが必要になる等、保守上の問題点も出てくる。
【００１５】
この問題点を解決する為、半導体を利用した交流スイッチが提案されている。図１６は公知の交流用半導体スイッチであり、スイッチ素子ＩＧＢＴにダイオードを逆並列接続したスイッチ回路を直列接続して交流スイッチを構成している。図１６において、３００、３０１はＩＧＢＴで、３００ａ、３０１ａが逆並列ダイオードである。
【００１６】
図１７は図１６の半導体スイッチの特性例を示したもので、通電電流とスイッチに発生する電圧との関係を示している。ＩＧＢＴはバイポーラ素子であるので、オン電圧特性として、ダイオードと同じく立ち上がり電圧（別にえん層電圧とも呼ばれる）を持った特性を有する。この為、ＩＧＢＴスイッチの場合、両方向の電圧―電流特性はほぼ同じ立ち上がり電圧を持った図１７に示すような特性となる。
【００１７】
同図からもわかるように、正弦波状の交流電流を流しても、スイッチ電圧はほぼこの立ち上がり電圧となる。しかし、この立ち上がり電圧は数Ｖ程度であるので、半導体スイッチの発生損失は大きく、半導体電力変換システムの効率が大きく低下する為、実用されていないのが実情である。
このようなことから、半導体電力変換器の直流側又は交流側に接続して使用可能な高効率な半導体スイッチシステムが求められていた。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明はＭＯＳＦＥＴが、
１）オン電圧値は電流に比例するユニポーラ特性である
２）ゲートオン状態では双方に通流可能である
３）寄生ダイオードを高速化すると、寄生ダイオードの立ち上がり電圧が高くなる
といった特徴を有していることに着目し、寄生ダイオードを高速化すると共に、寄生ダイオードの立ち上がり電圧値をＭＯＳＦＥＴのオン電圧より高くして、双方通流時のスイッチ電圧をユニポーラ特性とした半導体スイッチが提案されている。
【００１９】
そこで、第１の発明では、直流電源と、該直流電源の両端に接続されたコンデンサと、該コンデンサの両端に接続され、前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換して出力し、交流電動機を駆動するインバータとを備えた電力変換システムにおいて、
ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、逆極性に直列接続し、該直列回路を前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側のいずれか一方の極側に挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記直列回路のユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
【００２０】
また第２の発明では、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、逆極性に直列接続し、該直列回路を前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側の両極側にそれぞれ挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記直列回路のユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
また第３の発明では、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側の両極側にそれぞれ逆極性にして挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記ユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
【００２１】
また第４の発明では、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第２の半導体スイッチを、前記インバータと前記交流電動機との間の各相にそれぞれ挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記第２の半導体スイッチを同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
また第５の発明では、第１〜３のいずれかの発明において、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第２の半導体スイッチを、前記インバータと前記交流電動機との間の各相にそれぞれ挿入し前記電動機の運転モードに応じて前記第１，第２の半導体スイッチを同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
【００２２】
また第６の発明では、
第１〜第５のいずれかの発明において、前記ユニポーラ型半導体スイッチ素子をＭＯＳＦＥＴとした。
また第７の発明では、
第１〜第６のいずれかの発明において、前記ダイオードのスイッチング動作可能周波数範囲は前記ユニポーラ型半導体のスイッチング動作可能周波数範囲とした。
【００２３】
また第８の発明では、
第１〜第７のいずれかの発明において、前記規定電流値は前記半導体スイッチに流れる電流の最大値とした。
また第９の発明では、
第４〜第８のいずれかの発明において、前記第２の半導体スイッチは前記半導体スイッチ素子にゲート電圧を印加することにより双方向に通流するようにした。
【００２４】
また第１０の発明では、
第１〜第３、第５〜第９のいずれかの発明において、半導体電力変換器の直流側に接続された前記第１の半導体スイッチをオン、オフして、前記半導体電力変換器の直流側のコンデンサ（直流負荷）の初期充電を行うようにした。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施形態で、請求項１、６乃至１０に相当する回路構成である。図１では、図９と同じ構成要素には同一番号を付してある。
図１において、１００、１０１は半導体スイッチで、ＭＯＳＦＥＴ１００ａ、１０１ａとダイオード１００ｂ、１０１ｂとをそれぞれ逆並列接続して構成したものである。ここで、ダイオード１００ｂ、１０１ｂはＭＯＳＦＥＴに内蔵されている寄生ダイオードとすることも可能である。半導体スイッチ１００と１０１とは図示のように互いに逆極性に直列接続されている。１０２、１０３は半導体スイッチ１００、１０１をそれぞれオン、オフするゲート駆動回路である。ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動回路は公知であり、本発明の本旨ではないので説明は省略する。
【００２６】
半導体スイッチ１００、１０１のゲートをオフすることにより、直流電源１とインバータ４とは電気的に切り離される。
図２は図１の半導体スイッチ１００の詳細な動作説明図である。図２において、（ａ）は半導体スイッチ１００の回路構成の再掲である。（ｂ）は半導体スイッチ１００のＭＯＳＦＥＴ１００ａの素子単体（寄生ダイオードを削除した）ゲートオン時の電圧―電流特性と、寄生ダイオード単体の電圧―電流特性とを各々示したものである。さらに（ｃ）は、（ｂ）に図示した寄生ダイオードとＭＯＳＦＥＴの各特性に基づく、半導体スイッチの特性（寄生ダイオードとＭＯＳＦＥＴの合成の特性）を示した図である。
【００２７】
同図において順方向、逆方向の向きは図示の通りである。
図３は図２の半導体スイッチに正弦波状の電流を通流した場合にスイッチに発生する電圧を示したものである。同図では、寄生ダイオードの立ち上がり電圧ＶoをＭＯＳＦＥＴのオン電圧Ｖｄより高くしているので、正弦波状電流を流すとスイッチ電圧もほぼ正弦波状の電圧となる。図１７に図示した従来のＩＧＢＴ方式に比べると、スイッチ電圧が大きく異なっていることがわかる。
【００２８】
図４は本発明の第２の実施形態であり、請求項３、６乃至１０に相当する回路構成図である。図４において、図１、図９と同じ構成要素には同一番号を付してある。
図１と異なる点は、図１では半導体スイッチ１００と１０１とを逆向きに直列接続したのに対し、図４の方式では、半導体スイッチを各々直流回路の正極側と負極側に別々に挿入したことである。図４において、１１０はゲート駆動回路である。
【００２９】
図５は本発明の第３の実施形態であり、請求項４、６乃至９に相当する回路構成図である。図５の実施形態は図１に示した半導体スイッチをインバータの交流側の各相に同一極性にして挿入したものである。図５において図１、３及び４と同じ構成要素には同一番号を付してある。図５では、半導体スイッチのゲート駆動回路の図示は省略してある。各相に挿入された半導体スイッチを一斉にオン又オフすることによって、インバータの交流側と負荷とは電気的にオン又はオフされる。
【００３０】
図６は本発明の第４の実施形態であり、請求項５、６乃至１０に相当する回路構成図であり、これは第１の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせた実施形態である。
図７は本発明の第５の実施形態であり、請求項５、６乃至１０に相当する回路構成図であり、これは第２の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせた実施形態である。
【００３１】
請求項１０は、図１、図4、図６及び図７において、インバータ始動時は、半導体スイッチ１００をスイッチングして、インバータコンデンサ３を初期充電する。図１、図4、図６及び図７に示したスイッチングサージ抑制コンデンサ４００は半導体スイッチ１００のスイッチングによって発生するサージ電圧を抑制するために挿入する。
【００３２】
【発明の効果】
以上のように、本発明は半導体スイッチ素子として、モノポーラ型であるＭＯＳＦＥＴを用い、且つＭＯＳＥＴ内蔵の寄生ダイオードを高速化すると共に、ダイオードの立ち上がり電圧をＭＯＳＦＥＴの規定電流通流時のオン電圧以上としたので、半導体スイッチに発生する損失を大幅に減少することができる。
【００３３】
図８はこの効果を説明する図で、（ａ）は半導体スイッチに流れる電流波形であり、ほぼ正弦波状の場合で示してある。（ｂ）は半導体スイッチに発生する電圧であり、細線は従来のＩＧＢＴスイッチの場合、太線は本発明の場合、をそれぞれ示している。共に図３と図１７において説明した内容である。（ｃ）は半導体スイッチに発生する損失の瞬時値を示しており、細線が従来のＩＧＢＴスイッチの場合、太線は本発明の場合、を示している。（ｃ）において斜線を施した部分が本発明によって損失が減少する部分であり、従来方式に比べ大きく減少することを示している。
【００３４】
図８では簡単のため交流波形で損失を示したが、直流側に本発明の半導体スイッチを設置する場合においても、実際は負荷変動により直流電流は零から最大値まで変化するので、損失低減は可能である。
ところで、本発明では半導体スイッチにより構成した電力変換器のスイッチ方式を示したが、半導体スイッチは完全に電位を遮断する事は不可能である。電力変換回路の点検等の際に、完全に回路を機械的に切り離す必要がある場合は、断路器に相当する機械的スイッチを挿入することは勿論である。
【００３５】
また、本発明では、半導体電力変換器はインバータを例に説明したが、他の半導体電力変換器、例えばチョッパ、整流器、サイクロコンバータ等の変換器にも同様に適用できる事は勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路構成図である。
【図２】図１の半導体スイッチの動作説明図である。
【図３】図１の半導体スイッチの他の動作説明図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図５】本発明の第３の実施例を示す回路構成図である。
【図６】本発明の第４の実施例を示す回路構成図である。
【図７】本発明の第５の実施例を示す回路構成図である。
【図８】本発明の効果を説明する図である。
【図９】公知の半導体電力変換システム構成図である。
【図１０】図９の動作説明図である。
【図１１】公知の電動機運転特性図である。
【図１２】公知の永久磁石型電動機のフェーザ図（定トルク運転域）である。
【図１３】公知の永久磁石型電動機のフェーザ図（弱界磁運転域）である。
【図１４】従来の半導体電力変換器で駆動される電動機運転例を示す図である。
【図１５】公知の半導体電力変換システムの他の構成図である。
【図１６】従来の半導体スイッチの回路構成図である。
【図１７】図１６の動作説明図である。
【符号の説明】
１…直流電源、２…初期充電回路、３…インバータ入力コンデンサ、４…インバータ半導体スイッチ部、５…電動機、６…負荷、２１…開閉器、２２…初期充電開閉器、２３…充電抵抗器、４１ａ，４１ｂ，４１ｃ…スイッチアーム、１００，１０１…半導体スイッチ、１０１ａ，１０１ａ…ＭＯＳＦＥＴ、１００ｂ，１０１ｂ…寄生ダイオード、１０２，１０３，１１０…ゲート駆動回路、２００…交流スイッチ、２００ａ，２００ｂ，２００ｃ…半導体スイッチ、３００，３０１…ＩＧＢＴ、３００ａ，３０１ａ…逆並列ダイオード、４００…スイッチングサージ抑制コンデンサ

Claims

直流電源と、該直流電源の両端に接続されたコンデンサと、該コンデンサの両端に接続され、前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換して出力し、交流電動機を駆動するインバータとを備えた電力変換システムにおいて、
ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、逆極性に直列接続し、
該直列回路を前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側のいずれか一方の極側に挿入し、
前記電動機の運転モードに応じて前記直列回路のユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すことを特徴とする半導体電力変換システム。
直流電源と、該直流電源の両端に接続されたコンデンサと、該コンデンサの両端に接続され、前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換して出力し、交流電動機を駆動するインバータとを備えた電力変換システムにおいて、
ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、逆極性に直列接続し、
該直列回路を前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側の両極側にそれぞれ挿入し、
前記電動機の運転モードに応じて前記直列回路のユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すことを特徴とする半導体電力変換システム。
直流電源と、該直流電源の両端に接続されたコンデンサと、該コンデンサの両端に接続され、前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換して出力し、交流電動機を駆動するインバータとを備えた電力変換システムにおいて、
ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側の両極側にそれぞれ逆極性にして挿入し、
前記電動機の運転モードに応じて前記ユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すことを特徴とする半導体電力変換システム。
直流電源と、該直流電源の両端に接続されたコンデンサと、該コンデンサの両端に接続され、前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換して出力し、交流電動機を駆動するインバータとを備えた電力変換システムにおいて、
ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第２の半導体スイッチを、前記インバータと前記交流電動機との間の各相にそれぞれ挿入し、
前記電動機の運転モードに応じて前記第２の半導体スイッチを同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すことを特徴とする半導体電力変換システム。
ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第２の半導体スイッチを、前記インバータと前記交流電動機との間の各相にそれぞれ挿入し、
前記電動機の運転モードに応じて前記第１，第２の半導体スイッチを同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の半導体電力変換システム。
前記ユニポーラ型半導体スイッチ素子はＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とする、請求項１乃至５のいずれかに記載の半導体電力変換システム。
前記ダイオードのスイッチング動作可能周波数範囲は前記ユニポーラ型半導体のスイッチング動作可能周波数範囲としたことを特徴とする、請求項１乃至６のいずれかに記載の半導体電力変換システム。
前記規定電流値は前記半導体スイッチに流れる電流の最大値としたことを特徴とする、請求項１乃至７のいすれかに記載の半導体電力変換システム。
前記第２の半導体スイッチは前記半導体スイッチ素子にゲート電圧を印加することにより双方向に通流するようにしたことを特徴とする、請求項４乃至８のいずれかに記載の半導体電力変換システム。
半導体電力変換器の直流側に接続された前記第１の半導体スイッチをオン、オフして、前記コンデンサの初期充電を行うようにしたことを特徴とする、請求項１、２、３、５乃至９のいずれかに記載の半導体電力変換システム。