JP3797149B2

JP3797149B2 - Current sensor

Info

Publication number: JP3797149B2
Application number: JP2001201432A
Authority: JP
Inventors: 成友高畠; 宏典佐々木; 信和高島
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 2001-07-02
Filing date: 2001-07-02
Publication date: 2006-07-12
Anticipated expiration: 2021-07-02
Also published as: JP2003014788A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ホール素子を用いた電流センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、直流の電流センサはモータを使用する家電製品（エアコン、全自動洗濯機、ミシン等）から産業機器、輸送機器（自動車、鉄道、船舶等）に至るまで、幅広い分野に使用されている。このような用途の中で、特に安価で使用温度範囲が広く、且つ高精度に電流を検出する電流センサが求められている。
このような電流センサに使用される素子は、一般的にはホール素子やＭＲ（磁気抵抗効果）素子が用いられるが、この中で比較的安価であることからホール素子を用いた電流センサが多用されている。
【０００３】
ところで、ホール素子の特性上、この素子を用いた電流センサのセンサ感度は周囲温度変化に応じて変化して感度誤差が発生し易く、また被測定電流が零であってもオフセット電圧（不平衡電圧×アンプ増幅度）が発生し、その電圧もホール素子の特性のバラツキや周囲温度変化により一定ではない。
そこで、上記の感度誤差とオフセット電圧をキャンセルするために、従来では以下の方法が一般的に用いられている。
【０００４】
まず感度誤差の補償方式は以下の３つの方法が採用されている。
▲１▼ホール素子を定電流I_Cで駆動させたときに被測定電流に比例した外部磁界Ｂを受けた時のホール素子出力（ホール電圧V_H）は数式１で示すことができる。
【０００５】
【数１】

【０００６】
ここで、 k_Hは積感度、Ke・I_Cは不平衡電圧である。
上記数式１にて積感度k_Hが周囲温度により変化し、例えばGaAsを材料としたホール素子の場合は−0.05% ／℃の温度変化を生じる。従って、不平衡電圧I_Cを温度の変化に応じて、積感度k_Hの温度変化の正反対にすれば、k_H・I_C・B≫Ke・I_C の時、ホール電圧V_Hは周囲温度に関係なく、略外界磁界であるB値に比例する。 ▲２▼電流センサの構成上、ホール素子の出力を増幅回路にて必要な出力レベルまで増幅するのが一般的であるが、フィードバック抵抗に積感度k_Hと相反する温度係数の抵抗器を用いて、温度補償を行う。この時の回路構成の一例は、図７に示されている。
【０００７】
図７においてこの電流センサ２にあっては、ホール素子４の一方向には定電流源６より一定の電流が流されており、上記一方向に直交する他方向からの出力は、それぞれ入力抵抗８、１０を介して差動増幅器１２へ入力されている。そして、この出力端子と一入力端子との間にフィードバック抵抗１４を接続している。このフィードバック抵抗１４は、上述のように積感度k_Hと相反する温度係数を有しており、このフィードバック抵抗１４により温度補償を行うようになっている。
▲３▼ホール素子の出力を増幅後、電流出力に変換し、電流を検出する磁性コアに巻かれたコイルにフィードバックし、この磁性コア内の磁束を零にするように電流を流すことにより、ホール素子の出力が周囲温度により変化しても、その影響を受けない電流を出力することができる。この時の回路構成の一例は図８に示されている。
【０００８】
図８において、図７の構成と同一部分には同一符号を付している。図８に示す電流センサ１８のホール素子４の一方向に電圧を印加して電流を流しており、他方向の出力をそれぞれ差動増幅器１２へ入力し、その出力を一対の直列接続されたトランジスタ２０、２２の各ベースへ入力して電流出力に変換している。そして、この出力電流を、電流を検出するための磁性コア２４に巻回されているフィードバックコイル２６にフィードバックしている。そして、この磁性コア２４内の磁束を零にするように電流Ｉを流すことにより、ホール素子４の出力が周囲温度により変化しても、その影響を受けない電流を出力することができる。
【０００９】
次に、オフセット電圧の補償方法に関しては、例えば、（１）特開2000-97972号公報に示されるように、増幅回路への入力電圧変動の補償を行う方法、更にはは（２）特公平8- 14616号公報に示されるように、個々のホール素子における不平衡電圧の温度変化を、事前に測定して補償する方法がある。
以上述べた方法を適宜組み合わすことで、温度変化に対して比較的安定した出力が得られる電流センサとしている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の方法には以下のような問題点があった。
まず、周囲の温度変化に対する感度の安定度は、上記▲３▼の方法が最も優れているが、この場合には電流センサ自体の消費電力も大きくなり、また電流出力のため、出力受信側に用いる抵抗器も非常に高精度で、且つ温度特性の優れたものにしなければならず、トータルコストは他の方法に比べて非常に高価となってしまう。更には、構造上、この電流センサに前述したようなオフセット電圧の補償方法を採用することはできない。
次に、上記▲２▼の方法は増幅度を変化させるため、ホール素子側の入力インピーダンス変化により、センサの出力インピーダンス及び周波数特性に変化が生じてしまうので、高精度の電流センサには不向きである。
従って、一般的には上記▲１▼の方法を感度誤差の温度補償方法として用いるのが、最も安価であり、且つ適切であると考えられる。
【００１１】
次に、この上記[ １ ]の方法と組み合わせるオフセット電圧の補償方法に関してであるが、前述した（１）の方法はホール素子の不平衡電圧の変化には追従できないため、感度補償するための電流源の電流変化に応じたホール素子の不平衡電圧×アンプ増幅度となるオフセット誤差が必ず出力されてしまう。
また、上記（２）の方法は上記（１）の方法の問題点を補っているが、その前提として、不平衡電圧の温度係数を事前に知っておく必要があり、またその具体的方法については述べられていない。更に、温度補償を行うために、ダイオードや感温抵抗など温度変化が一次関数的である部品を使用する提案がされているが、通常のモールド成形されたホール素子における不平衡電圧の温度変化は図９に示すように周囲温度の変化に対して非線形であり、且つ動作は不安定であるので、一次関数による補償では不完全である。
本発明は、以上のような問題点に着目し、これを有効に解決すべく創案されたものであり、その目的は周囲温度変化によって発生するオフセットドリフトを簡単な構造で低減し、より高精度な電流センサを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に規定する発明は、ホール素子と、前記ホール素子に一定の電流を流す定電流源と、前記ホール素子の出力電圧をゲインβで増幅して第１の出力電圧を出力する差動増幅器と、前記ホール素子の温度変化に伴って変化する内部抵抗Ｒｉ及び不平衡電圧Ｖｏを入力すると共に、補償用ゲインγを算出して第２の出力電圧を出力する補償用差動増幅器と、前記内部抵抗Ｒｉに対する前記不平衡電圧Ｖｏの比率Ｖｏ／Ｒｉの値が＋（プラス）の場合は前記第１の出力電圧から前記第２の出力電圧を減算し、−（マイナス）の場合は前記第１の出力電圧に前記第２の出力電圧を加算することにより、センサ出力電圧として出力する加減算器と、により構成されてなり、前記ゲインβと前記補償用ゲインγとは、γ＝α・β（αは定数）の関係を満たすことを特徴とする電流センサである。
この場合、例えば前記所定の補償用ゲインは、前記差動増幅器のゲインと、前記ホール素子の２５℃の時の不平衡電圧及び前記ホール素子の温度変化による不平衡電圧の変化により求めた定数と、とに基づいて得られる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明に係る電流センサの一実施例を添付図面に基づいて詳述する。図１は本発明の電流センサを示すブロック構成図、図２は温度により応力変化の生じないホール素子の不平衡電圧の温度特性を示すグラフ、図３は周囲温度の変化に対するホール素子の入力抵抗の変化を示すグラフ、図４は周囲温度の変化に対する不平衡電圧／ホール素子内部抵抗の変化を示すグラフ、図５は周囲温度が２５℃の時の不平衡電圧に対する不平衡電圧／ホール素子の内部抵抗の変化を示すグラフ、図６は本発明の電流センサと従来の電流センサの温度特性を示すグラフである。尚、本発明において従来装置と同一構成部分については同一参照符号を付す。
【００１４】
まず、本発明では、電流センサに先の▲１▼の感度誤差の補償方法を用い、使用するホール素子はモールド成形しない状態、若しくは、温度により応力を生じない物質によりホール素子部を包んだ状態であり、その不平衡電圧の周囲温度による変化が例えば図２に示すように周囲温度が２５℃時の不平衡電圧値により推定できることを利用し、更にその補償をホール素子の内部抵抗値の変化を抽出することで行うオフセット補償回路を備えるようにしたものである。
具体的には、図１に示すようにこの電流センサ３０のホール素子４の一方向には定電流源６より一定の電流が流されており、上記一方向に直交する他方向からの出力は、それぞれゲインがβの差動増幅器１２へ入力されている。また、上記ホール素子４の定電流が流れる方向における内部抵抗Riの電圧降下を、補償用差動増幅器３２へ入力している。この補償用差動増幅器３２のゲインを補償用ゲインγとする。そして、上記差動増幅器１２の電圧出力から上記補償用差動増幅器３２の電圧出力を、加減算器３４にて減算、或いは両出力を加算することにより、センサ出力電圧を得るようになっている。この補償用差動増幅器３２と加減算器３４とでオフセット補償回路を構成している。
【００１５】
上記ホール素子４は、前述のように、モールド成形しない状態、若しくは温度により応力を生じない物質により素子部を包んだ構成となっている。
また、上記補償用差動増幅器３２としては、ここでは演算増幅器が用いられ、後述するように補償用ゲインγが演算により求められる。
この電流センサ３０ではホール素子４の差動出力を差動増幅器１２により任意の大きさに増幅するため、同相ノイズの影響が低減されるばかりか、ホール素子４の出力の動作中心電圧が変化しても、上記演算増幅器３２の入力オフセット電圧の温度ドリフトはほとんどセンサ出力に現れない。
ここで、ホール素子４の内部抵抗Riの周囲温度に対する変化は図３に示されており、直線的に変化して非線形関数が周囲温度に対するホール素子の不平衡電圧の変化とほぼ同一である。それを裏付ける定電流駆動時のホール素子４の不平衡電圧Voの変化と内部抵抗Riの変化の関係は図４に示すようになり、各々の非線形性はほぼ一致する。従って、周囲温度による不平衡電圧Voの変化を数式２のように示すことができ、定数であるα値は図５より２５℃時の不平衡電圧Vo値にて推定できる。
【００１６】
【数２】

【００１７】
ここでゲインβの差動増幅器１２により増幅された電圧出力V_out1は以下の数式３で示すことができる。
【００１８】
【数３】

【００１９】
従って、センサ出力の温度変化当たりの変化量は以下の数式４で示される。
【００２０】
【数４】

【００２１】
上記数式４においてホール電圧Ｖ_H の温度変化を前記▲１▼の方法、つまり定電流Icの変化により補償することを前提とすると、以下の数式５の関係となる。
【００２２】
【数５】

【００２３】
従って、上記数式４は下記の数式６に書き換えられる。
【００２４】
【数６】

【００２５】
ここで、補償用ゲインγの上記補償用差動増幅器３２の出力V_out2 の温度変化当たりの変化量は、上記数式２の関係から次の数式７のようになる。
【００２６】
【数７】

【００２７】
よって、上記数式６と数式７の関係から、温度変化により発生する電圧出力V_o _ut1のオフセット電圧変化は電圧出力V_out2の値から推測でる。つまり、γ＝α ・βで示される関係式となるように補償用差動増幅器３２の補償用ゲインγを決め、電圧出力V_out1から電圧出力V_out2を加減算器３４にて減算、或いは両出力を加算することにより、温度変化により発生するオフセット電圧変化は補償することが可能となる。この場合、図５に示すV₀/Ri の値が”＋”の時には減算を行い、”−”の時には加算を行なう。
以上のように構成した本発明の電流センサ３０のオフセット補償結果であるオフセットドリフト率を図６に示す。ここで比較のために、従来の電流センサ（補償無し）の補償結果についても併せて示す。
【００２８】
これによれば、従来の電流センサは、周囲温度の変化に対してオフセットドリフト率は２％程度と大きく変動して好ましくない。これに対して、本発明の電流センサの場合は、周囲温度が変化してもオフセットドリフト率は略零％であり、良好な特性を示していることが判明した。
上記した本発明は、InSb、GaAs、InAs等どのようなホール素子においても適応が可能である。また、図１０に示す本発明の電流センサを実現するための電源としては正側単電源、正負両電源および、負側単電源の何れを用いてもよい。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、簡単な構成で電流センサの周囲温度の変化におけるオフセットドリフトを低減し、より高精度な電流センサを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電流センサを示すブロック構成図である。
【図２】温度により応力変化の生じないホール素子の不平衡電圧の温度特性を示すグラフである。
【図３】周囲温度の変化に対するホール素子の入力抵抗の変化を示すグラフである。
【図４】周囲温度の変化に対する不平衡電圧／ホール素子内部抵抗の変化を示すグラフである。
【図５】周囲温度が２５℃の時の不平衡電圧に対する不平衡電圧／ホール素子の内部抵抗の変化を示すグラフである。
【図６】本発明の電流センサと従来の電流センサの温度特性を示すグラフである。
【図７】フィードバック抵抗に積感度k_Hと相反する温度係数の抵抗器を用いて温度補償を行う従来の電流センサの回路構成の一例を示す図である。
【図８】ホール素子の出力が周囲温度により変化して影響を受けない電流を出力することができる従来の他の電流センサの回路構成の一例を示す図である。
【図９】通常のモールド成形されたホール素子における不平衡電圧の温度変化を示すグラフである。
【符号の説明】
４…ホール素子、６…定電流源、１２…差動増幅器、３０…電流センサ、３２…補償用差動増幅器、３４…加減算器、Ri…内部抵抗、α…ゲイン、β…補償用ゲイン。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a current sensor using a Hall element.
[0002]
[Prior art]
In general, DC current sensors are used in a wide range of fields from home appliances using motors (air conditioners, fully automatic washing machines, sewing machines, etc.) to industrial equipment and transportation equipment (automobiles, railways, ships, etc.). Among such applications, there is a need for a current sensor that is particularly inexpensive, has a wide operating temperature range, and detects current with high accuracy.
In general, Hall elements and MR (magnetoresistance) elements are used as elements used in such current sensors, but current sensors using Hall elements are widely used because they are relatively inexpensive. Has been.
[0003]
By the way, due to the characteristics of the Hall element, the sensor sensitivity of the current sensor using this element changes according to changes in the ambient temperature, and a sensitivity error is likely to occur, and even if the measured current is zero, the offset voltage (unbalanced) (Voltage × amplifier amplification)), and the voltage is not constant due to variations in hall element characteristics and ambient temperature changes.
Therefore, in order to cancel the sensitivity error and the offset voltage, the following methods are generally used conventionally.
[0004]
First, the following three methods are adopted as a compensation method for the sensitivity error.
(1) The Hall element output (Hall voltage V _H ) when receiving the external magnetic field B proportional to the current to be measured when the Hall element is driven with a constant current I _C can be expressed by Equation 1.
[0005]
[Expression 1]

[0006]
Here, k _H is the product sensitivity, and Ke · I _C is the unbalanced voltage.
In the above Equation 1, the product sensitivity k _H changes depending on the ambient temperature. For example, in the case of a Hall element made of GaAs, a temperature change of −0.05% / ° C. occurs. Therefore, if the unbalanced voltage I _C is made opposite to the temperature change of the product sensitivity k _H according to the temperature change, the hall voltage V _H will be the ambient temperature when k _H · I _C · B >> Ke · I _C Regardless of, it is almost proportional to the B value, which is an external magnetic field. ▲ 2 ▼ on the configuration of the current sensor, but it is common to amplify the output of the Hall element to the required output level by the amplifier circuit, with resistors of the product sensitivity k _H contradicts temperature coefficient in the feedback resistor Temperature compensation. An example of the circuit configuration at this time is shown in FIG.
[0007]
In FIG. 7, in this current sensor 2, a constant current is supplied from the constant current source 6 in one direction of the Hall element 4, and the output from the other direction orthogonal to the one direction is an input resistance. 8 and 10 to be input to the differential amplifier 12. A feedback resistor 14 is connected between the output terminal and one input terminal. The feedback resistor 14 has a temperature coefficient opposite to the product sensitivity k _H as described above, and temperature compensation is performed by the feedback resistor 14.
(3) After amplifying the output of the Hall element, it is converted into a current output, fed back to the coil wound around the magnetic core for detecting the current, and by passing the current so that the magnetic flux in this magnetic core is zero, Even if the output of the Hall element changes depending on the ambient temperature, it is possible to output a current that is not affected by the change. An example of the circuit configuration at this time is shown in FIG.
[0008]
In FIG. 8, the same parts as those in FIG. A current is applied by applying a voltage in one direction of the Hall element 4 of the current sensor 18 shown in FIG. 8 and outputs in the other direction are respectively input to the differential amplifier 12, and the output is a pair of transistors connected in series. 20 and 22 are input to each base and converted to current output. The output current is fed back to the feedback coil 26 wound around the magnetic core 24 for detecting the current. By flowing the current I so that the magnetic flux in the magnetic core 24 is zero, even if the output of the Hall element 4 changes depending on the ambient temperature, a current that is not affected by the output can be output.
[0009]
Next, regarding the offset voltage compensation method, for example, (1) as disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-97972, a method for compensating for an input voltage fluctuation to an amplifier circuit, and (2) As shown in Japanese Patent Application Publication No. 8-14616, there is a method of compensating for the temperature change of the unbalanced voltage in each Hall element in advance.
By appropriately combining the methods described above, the current sensor can obtain a relatively stable output with respect to a temperature change.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above method has the following problems.
First, the above method (3) is the best in terms of the stability of sensitivity to changes in ambient temperature. In this case, however, the power consumption of the current sensor itself is large, and because of the current output, on the output receiving side. Resistors to be used must also have very high accuracy and excellent temperature characteristics, and the total cost becomes very high compared to other methods. Furthermore, due to the structure, the offset voltage compensation method as described above cannot be adopted for this current sensor.
Next, since the method (2) changes the amplification factor, the change in the output impedance and the frequency characteristics of the sensor due to the change in the input impedance on the Hall element side causes a change, so it is not suitable for a high-precision current sensor. is there.
Therefore, it is generally considered that the method (1) is the most inexpensive and appropriate to use as the temperature compensation method for the sensitivity error.
[0011]
Next, regarding the offset voltage compensation method combined with the above method [ 1 ], since the method (1) described above cannot follow the change in the unbalanced voltage of the Hall element, the current for compensating the sensitivity. An offset error of the unbalanced voltage of the Hall element × amplifier amplification according to the current change of the source is always output.
The method (2) supplements the problem of the method (1). However, as a premise, it is necessary to know the temperature coefficient of the unbalanced voltage in advance. Is not mentioned. Furthermore, in order to perform temperature compensation, it has been proposed to use a component whose temperature change is a linear function, such as a diode or a temperature sensitive resistor, but the temperature change of the unbalanced voltage in a normal molded Hall element is As shown in FIG. 9, since it is non-linear with respect to changes in ambient temperature and the operation is unstable, compensation by a linear function is incomplete.
The present invention focuses on the problems described above, which has been made to effectively solve the problem, its purpose is to reduce the offset Todori shift caused by ambient temperature changes with a simple structure, higher The object is to provide an accurate current sensor.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The invention defined in claim 1 includes a Hall element , a constant current source that supplies a constant current to the Hall element, and a differential that amplifies an output voltage of the Hall element by a gain β and outputs a first output voltage. An amplifier, a compensation differential amplifier that inputs an internal resistance Ri and an unbalanced voltage Vo that change with a temperature change of the Hall element, calculates a compensation gain γ, and outputs a second output voltage; When the ratio Vo / Ri of the unbalanced voltage Vo to the internal resistance Ri is + (plus), the second output voltage is subtracted from the first output voltage. An adder / subtracter that outputs the sensor output voltage by adding the second output voltage to the first output voltage. The gain β and the compensation gain γ are expressed as γ = α · Satisfies β (α is a constant) A current sensor, characterized in that to.
In this case, before Symbol predetermined compensation gain For example, the gain of the differential amplifier, determined by the change of the unbalanced voltage and the unbalanced voltage caused by the temperature change of the Hall element when in 25 ° C. the Hall element Obtained based on a constant.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of a current sensor according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a current sensor according to the present invention, FIG. 2 is a graph showing temperature characteristics of an unbalanced voltage of a Hall element in which no stress change occurs due to temperature, and FIG. 3 is an input resistance of the Hall element with respect to a change in ambient temperature. FIG. 4 is a graph showing changes in the unbalanced voltage / Hall element internal resistance with respect to changes in the ambient temperature, and FIG. 5 is a graph showing changes in the unbalanced voltage / Hall element with respect to the unbalanced voltage when the ambient temperature is 25 ° C. FIG. 6 is a graph showing temperature characteristics of the current sensor of the present invention and the conventional current sensor. In the present invention, the same reference numerals are given to the same components as those of the conventional apparatus.
[0014]
First, in the present invention, the current sensor uses the compensation method of sensitivity error (1), and the Hall element to be used is not molded, or the Hall element portion is wrapped with a material that does not generate stress due to temperature. For example, as shown in FIG. 2, the change in the unbalanced voltage due to the ambient temperature can be estimated from the unbalanced voltage value when the ambient temperature is 25 ° C., and the compensation is performed by changing the internal resistance value of the Hall element. Is provided with an offset compensation circuit which is performed by extracting.
Specifically, as shown in FIG. 1, a constant current is supplied from the constant current source 6 in one direction of the Hall element 4 of the current sensor 30, and the output from the other direction orthogonal to the one direction is , Respectively, are input to the differential amplifier 12 having a gain of β. The voltage drop of the internal resistance Ri in the direction in which the constant current of the Hall element 4 flows is input to the compensating differential amplifier 32. The gain of the compensation differential amplifier 32 is set as a compensation gain γ. A sensor output voltage is obtained by subtracting the voltage output of the compensation differential amplifier 32 from the voltage output of the differential amplifier 12 by an adder / subtractor 34 or adding both outputs. The compensation differential amplifier 32 and the adder / subtractor 34 constitute an offset compensation circuit.
[0015]
As described above, the Hall element 4 has a configuration in which the element portion is wrapped with a material that is not molded or that does not generate stress due to temperature.
As the compensation differential amplifier 32, an operational amplifier is used here, and a compensation gain γ is obtained by computation as will be described later.
In this current sensor 30, the differential output of the Hall element 4 is amplified to an arbitrary magnitude by the differential amplifier 12, so that the influence of the common mode noise is reduced, and the operation center voltage of the output of the Hall element 4 changes. However, the temperature drift of the input offset voltage of the operational amplifier 32 hardly appears in the sensor output.
Here, the change of the internal resistance Ri of the Hall element 4 with respect to the ambient temperature is shown in FIG. 3 and changes linearly, and the nonlinear function is almost the same as the change of the unbalanced voltage of the Hall element with respect to the ambient temperature. The relationship between the change in the unbalanced voltage Vo of the Hall element 4 and the change in the internal resistance Ri during constant current driving to support it is as shown in FIG. 4, and the respective nonlinearities are almost the same. Therefore, the change in the unbalanced voltage Vo due to the ambient temperature can be expressed as in Equation 2, and the constant α value can be estimated from the unbalanced voltage Vo value at 25 ° C. from FIG.
[0016]
[Expression 2]

[0017]
Here, the voltage output V _out1 amplified by the differential amplifier 12 having the gain β can be expressed by the following Equation 3.
[0018]
[Equation 3]

[0019]
Therefore, the change amount per temperature change of the sensor output is expressed by the following mathematical formula 4.
[0020]
[Expression 4]

[0021]
Assuming that the temperature change of the Hall voltage V _H is compensated by the above method (1), that is, the change of the constant current Ic, in the above formula 4, the following formula 5 is established.
[0022]
[Equation 5]

[0023]
Therefore, the above formula 4 is rewritten to the following formula 6.
[0024]
[Formula 6]

[0025]
Here, the amount of change per temperature change of the output V _out2 of the compensation differential amplifier 32 of the compensation gain γ is _{expressed by} the following Equation 7 from the relationship of Equation 2 above.
[0026]
[Expression 7]

[0027]
Therefore, from the relationship of the equation 6 and equation 7, the offset voltage change of the voltage output V _o _ut1 generated by temperature change out inferred from the value of the voltage output V _out2. That is, the compensation gain γ of the compensation differential amplifier 32 is determined so as to satisfy the relational expression represented by γ = α · β, and the voltage output V _out2 is subtracted from the voltage output V _out1 by the adder / subtractor 34 or both outputs. It is possible to compensate for the offset voltage change caused by the temperature change. In this case, subtraction is performed when the value of V ₀ / Ri shown in FIG. 5 is “+”, and addition is performed when the value is “−”.
FIG. 6 shows an offset drift rate as a result of offset compensation of the current sensor 30 of the present invention configured as described above. Here, for comparison, the compensation result of the conventional current sensor (without compensation) is also shown.
[0028]
According to this, the conventional current sensor is not preferable because the offset drift rate fluctuates as large as about 2% with respect to a change in ambient temperature. On the other hand, in the case of the current sensor of the present invention, it has been found that the offset drift rate is substantially 0% even when the ambient temperature is changed, and shows a good characteristic.
The above-described present invention can be applied to any Hall element such as InSb, GaAs, or InAs. As a power source for realizing the current sensor of the present invention shown in FIG. 10, any one of a positive single power source, a positive and negative power source, and a negative single power source may be used.
[0029]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, an offset drift due to a change in ambient temperature of the current sensor can be reduced with a simple configuration, and a more accurate current sensor can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a current sensor of the present invention.
FIG. 2 is a graph showing temperature characteristics of an unbalanced voltage of a Hall element in which a stress change does not occur with temperature.
FIG. 3 is a graph showing a change in input resistance of the Hall element with respect to a change in ambient temperature.
FIG. 4 is a graph showing a change in unbalanced voltage / Hall element internal resistance with respect to a change in ambient temperature.
FIG. 5 is a graph showing a change in unbalance voltage / internal resistance of a Hall element with respect to an unbalance voltage when the ambient temperature is 25 ° C.
FIG. 6 is a graph showing temperature characteristics of the current sensor of the present invention and a conventional current sensor.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a conventional current sensor that performs temperature compensation using a resistor having a temperature coefficient opposite to the product sensitivity k _{H as a} feedback resistor.
FIG. 8 is a diagram showing an example of a circuit configuration of another conventional current sensor capable of outputting a current that is not affected by the output of the Hall element being changed by the ambient temperature.
FIG. 9 is a graph showing a temperature change of an unbalanced voltage in a normal molded Hall element.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 4 ... Hall element, 6 ... Constant current source, 12 ... Differential amplifier, 30 ... Current sensor, 32 ... Compensation differential amplifier, 34 ... Adder / subtractor, Ri ... Internal resistance, α ... Gain, β ... Compensation gain

Claims

ホール素子と、
前記ホール素子に一定の電流を流す定電流源と、
前記ホール素子の出力電圧をゲインβで増幅して第１の出力電圧を出力する差動増幅器と、
前記ホール素子の温度変化に伴って変化する内部抵抗Ｒｉ及び不平衡電圧Ｖｏを入力すると共に、補償用ゲインγを算出して第２の出力電圧を出力する補償用差動増幅器と、
前記内部抵抗Ｒｉに対する前記不平衡電圧Ｖｏの比率Ｖｏ／Ｒｉの値が＋（プラス）の場合は前記第１の出力電圧から前記第２の出力電圧を減算し、−（マイナス）の場合は前記第１の出力電圧に前記第２の出力電圧を加算することにより、センサ出力電圧として出力する加減算器と、により構成されてなり、前記ゲインβと前記補償用ゲインγとは、γ＝α・β（αは定数）の関係を満たすことを特徴とする電流センサ。A Hall element ;
A constant current source for supplying a constant current to the Hall element;
A differential amplifier that amplifies the output voltage of the Hall element with a gain β and outputs a first output voltage;
A compensation differential amplifier that inputs an internal resistance Ri and an unbalanced voltage Vo that change with a temperature change of the Hall element, calculates a compensation gain γ, and outputs a second output voltage;
When the ratio Vo / Ri of the unbalanced voltage Vo to the internal resistance Ri is + (plus), the second output voltage is subtracted from the first output voltage. And an adder / subtracter that outputs a sensor output voltage by adding the second output voltage to the first output voltage. The gain β and the compensation gain γ are expressed as γ = α · A current sensor characterized by satisfying a relationship of β (α is a constant) .