JP3788212B2

JP3788212B2 - 次数間高調波検出方法

Info

Publication number: JP3788212B2
Application number: JP2000226365A
Authority: JP
Inventors: 徳男江村; 儀宏羽田
Original assignee: Nissin Electric Co Ltd
Current assignee: Nissin Electric Co Ltd
Priority date: 2000-07-27
Filing date: 2000-07-27
Publication date: 2006-06-21
Anticipated expiration: 2020-07-27
Also published as: JP2002040067A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆる分散型電源の単独運転検出等に用いられる次数間高調波検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力系統の事故停電等による停止時に需要家の分散型電源の単独運転を検出してその運転を停止するため、本出願人は、特開平１０−２４８１６８号公報（Ｈ０２Ｊ３／３８）等に記載されているように、電力系統に系統基本波に同期したその非整数倍の周波数の次数間高調波（中間次数調波）を注入し、系統の電圧又は／及び電流の計測信号から次数間高調波を検出し、この検出結果に基づき系統の停止を検出する発明を、既に出願している。
【０００３】
この場合、次数間高調波が系統に本来存在しない周波数であることから、例えば系統電源の０．１％程度の少量の次数間高調波の供給（注入）で系統の停止を検出できる利点がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
前記公報に記載されているように系統電圧にＰＬＬ同期したサンプリング周波数のタイミング指令を形成し、この指令に基づいて系統の電圧，電流の計測信号をサンプリングすると、そのサンプリングデータを公知のフーリエ変換によるデジタルフィルタ処理により、系統基本波及びその整数倍周波数の高調波，すなわち系統成分の影響を受けることなく、注入次数の次数間高調波を精度よく抽出して検出し得るが、複雑なＰＬＬ回路等を要し、安価かつ簡単に検出することができない欠点がある。
【０００５】
一方、ＰＬＬ同期をとるためのＰＬＬ回路を省き、電力系統の電圧（以下系統電圧という）とは非同期にサンプリングのタイミング指令を形成し、この指令に基づいて計測信号をサンプリングすると、ＰＬＬ回路を用いる場合より安価かつ簡単な構成になるが、フーリエ変換の抽出に系統電圧の誤差が生じ、精度の高い検出が困難で、場合によっては検出できなくなる問題点がある。
【０００６】
そして、前記の分散型電源の単独運転の検出の場合だけでなく、次数間高調波を系統に注入し、系統の電圧又は／及び電流の計測信号をサンプリングして計測信号に含まれた次数間高調波をフーリエ変換の手法で抽出し、系統の高調波特性を計測する場合等にも、固定周波数サンプリング方式を採用すると同様の問題点が生じる。
【０００７】
本発明は、電力系統の電圧又は／及び電流の計測信号を周波数一定の固定周波数サンプリング方式でサンプリングし、そのサンプリングデータのフーリエ変換によるフィルタ演算により、系統成分の影響を極力少なくして注入次数の次数間高調波を精度よく抽出して検出することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するために、本発明の次数間高調波検出方法は、電力系統の電圧又は／及び電流をサンプリング周波数一定の固定周波数サンプリング方式でサンプリングし、
サンプリングデータのフーリエ変換によるフィルタ演算により注入次数の次数間高調波及び注入次数の上，下の非注入次数の次数間高調波の成分を抽出し、
両非注入次数の次数間高調波の抽出成分の平均から注入次数の次数間高調波の抽出成分に含まれた系統電圧に基づく誤差を補間演算し、
注入次数の次数間高調波の抽出成分から誤差を減算して除去し、注入次数の次数間高調波を検出する。
【０００９】
したがって、電力系統に注入された次数間高調波を、ＰＬＬ回路等を用いることなく、サンプリング周波数を固定して安価かつ容易にサンプリングして抽出することができる。
【００１０】
そして、サンプリングデータのフーリエ変換で抽出された注入次数の次数間高調波につき、その系統周波数とサンプリング周波数との非同期に起因した系統電圧に基づく誤差が注入次数の上，下の非注入次数の次数間高調波の成分にも含まれ、その次数（周波数）の近い範囲では、誤差が線形変化することから、それらの成分の平均値から注入次数での前記誤差が求められて注入次数の抽出成分から減算除去される。
【００１１】
そのため、固定周波数サンプリング方式で精度よく注入次数の次数間高調波を検出することができる。
【００１２】
そして、注入次数の次数間高調波が、ｋ次高調波とｋ＋１次高調波（ｋは２以上の整数）との間の次数間高調波であり、次数間高調波の注入周波数を、ｋｆ±ｍｆ₀，（ｆは系統基本波周波数，ｍは１，２，…，ｎ−１の整数（ｎは２以上の整数，ｆ₀は次数間高調波の注入間隔を示し、ｆ₀＝ｆ／ｎ）から決定することが実用的で好ましい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の１形態につき、図１〜図３を参照して説明する。
図１は電力系統の１例の単線結線図であり、上位系統１に変電所２の１又は複数の変圧器３の１次側が接続され、各変圧器３の２次側から遮断器４を介して１又は複数の下位の電力系統５が分枝状に引出される。
【００１４】
これらの電力系統５は、分散型電源６を有する需要家設備７，分散型電源６が設けられていない一般需要家設備８等の複数の需要家設備が接続される。
【００１５】
そして、本発明が適用される需要家設備７は他の需要家設備と同様、電力系統５に引込線９の遮断器１０を介して負荷母線１１が接続され、この負荷母線１１に各負荷フィーダ１２の変圧器１３を介してそれぞれの負荷が接続される。
【００１６】
また、負荷母線１１に遮断器１４が接続され、この遮断器１４に解列用の開閉器１５を介して分散型電源６が接続されるとともに、次数間高調波の電流注入装置１６が接続される。
【００１７】
この電流注入装置１６は次数間高調波の注入電流を出力するインバータ等の電源部１７，この電源部１７と負荷母線１１との間に設けられた注入用の変圧器１８により形成される。
【００１８】
また、引込線９の遮断器１０より負荷母線１１側に、受電点変圧器１９及び受電点変流器２０が設けられ、それらの電圧，電流の計測信号が系統停止検出処理装置２１のサンプル・ホールド回路２２に供給される。
【００１９】
このサンプル・ホールド回路２２は水晶発振器等の定周波発生器で形成されたタイミング指令部２３の一定周波数のサンプリング指令のタイミング信号により、固定周波数サンプリング方式で系統電圧，系統電流に非同期に両計測信号をサンプル・ホールドし、その出力が後段のＡ／Ｄ変換回路２４によりデジタル信号に変換され、サンプリングデータとなる。
【００２０】
そして、Ａ／Ｄ変換回路２４によりデジタル信号に変換された電圧，電流のサンプリングデータが演算処理部２５に供給され、この処理部２５はマイクロコンピュータ等で形成され、そのソフトウェア処理により、両サンプリングデータを公知のフーリエ変換のデジタルフィルタ演算により電流注入装置１６から電力系統５に注入された注入次数の次数間高調波を抽出して検出し、その変化から遮断器４が解放する系統停止，すなわち分散型電源６の単独運転を監視して検出する。
【００２１】
さらに、この単独運転の検出時は、演算処理部２５から開閉器１５に解列の指令が供給されて開閉器１５が開放され、分散型電源６が電力系統５から切離される。
【００２２】
ところで、系統正常時は、遮断器４，１０，１４及び開閉器１５がいずれも閉成され、上位系統１の電力が電力系統５に給電され、電力系統５が電力供給状態にある。
【００２３】
このとき、分散型電源６は電力系統５に連系して運転され、その出力は自設備７内で消費されるとともに余剰分が引込線９を介して電力系統５に出力される。
【００２４】
さらに、需要家設備７においては、受電点変圧器１９，受電点変流器２０により図１の受電点Ａの電圧及び受電点Ａを出入する電流が常時計測される。
【００２５】
また、演算処理部２５がタイミング指令部２３の一定周波数のタイミング信号に同期して電源部１７に周期的に起動指令を出力し、この指令に基づき、電源部１７が前記タイミング信号に同期した１又は複数の周波数の次数間高調波の電流を形成し、これらの系統基本波に非同期の注入電流が変圧器１８，負荷母線１１，引込線９を介して需要家設備７の受電点Ａから電力系統５に注入される。
【００２６】
この注入に基づき、受電点変圧器１９，受電点変流器２０の計測信号に次数間高調波の電圧，電流が含まれる。
【００２７】
そして、これらの計測信号はタイミング指令部２３のタイミング信号に基づき、前記したようにサンプル・ホールド回路２２の固定周波数サンプリング方式のサンプリングにより、電力系統５の系統電圧，系統電流に非同期にサンプル・ホールドされる。
【００２８】
さらに、電圧，電流のホールド出力がＡ／Ｄ変換回路２４によりデジタル信号に変換され、これらのデジタル信号に変換されたサンプリングデータが演算処理部２５で処理され、注入された次数間高調波の電圧，電流が抽出されて検出される。
【００２９】
そして、電力系統５の停止により遮断器４が開放されると、受電点Ａからみた電力系統５の電源インピーダンスが短絡インピーダンスから開放インピーダンスに変わるため、受電点Ａからみた電力系統５の注入次数の次数間高調波についてのインピーダンス又はアドミタンス（以下インピーダンス等という）の変化から電力系統５の停止，すなわち分散型電源６の単独運転を検出できる。
【００３０】
また、演算の簡素化等を図る場合、検出した次数間高調波の電圧又は／及び電流の変化から分散型電源６の単独運転を検出してもよい。
【００３１】
そこで、演算処理部２５は、注入次数の次数間高調波の電圧又は／及び電流の変化或いは電力系統５の注入次数の次数間高調波のインピーダンス又はアドミタンスの変化から、系統停止の発生に基づく分散型電源６の単独運転を監視して検出する。
【００３２】
このとき、注入装置１６の次数間高調波の電流注入及びサンプル・ホールド回路２２のサンプリングが、タイミング指令部２３のタイミング信号により、系統電圧，系統電流に非同期に行われるため、注入次数の次数間高調波のサンプリングデータにこの非同期に起因する誤差が含まれ、フーリエ変換で抽出される注入次数の次数間高調波の抽出成分に前記誤差の影響が含まれる。
【００３３】
そこで、演算処理部２５は、つぎのようにして前記誤差を補正演算して低減，除去する。
【００３４】
まず、電力系統５に注入されてサンプリングされる次数間高調波について説明する。
【００３５】
電力系統５の６０Hz又は５０Hzの系統基本波の周波数（商用電源の規定の周波数）をｆ，次数間高調波の注入周波数をｆinj ，その注入数を定める周波数ｆの分割数をｎ，この分割数ｎに基づく注入周波数ｆinj の間隔をｆ₀とすると、ｆ₀＝ｆ／ｎであり、角周波数ω₀はω₀＝２πｆ₀＝２πｆ／ｎである。
そして、ｆ＝６０Hz，ｎ＝３０であれば、ｆ₀は６０／３０＝２Hzである。
【００３６】
また、次数間高調波はｋ次高調波とｋ＋１次高調波の間にあり（ｋ＝２，３，…）、それらをｋ次高調波に近いものから順のｍチャンネル（ｍ＝１，２，３，…，（ｎ−１））とすると、ｋ．ｍ次の次数間高調波の周波数ｆinj ，その角周波数ωinjはつぎの数１，数２の２式で表される。
【００３７】
【数１】

【００３８】
【数２】

【００３９】
このとき、ｋ．ｍ次の次数間高調波をＦinj(t)とすると（ｔは時間）、それの振幅を１として、又、それの初期位相をθｍとして、この次数間高調波Ｆinj(t)はつぎの数３の式で表すことができる。
【００４０】
【数３】

【００４１】
一方、電力系統５の系統基本波及びその整数倍周波数の高調波，すなわち系統成分については、その周波数変動Δを考慮すると、その基本波からｌ次高調波までの既存の系統成分Ｆ(t) はｌ次高調波の振幅をＶｌ，初期位相をφｌとして、つぎの数４の式で表わされる。
【００４２】
【数４】

【００４３】
そのため、電力系統５に次数間高調波の電流又は電圧が注入されたときに、変圧器１９，変流器２０の計測信号，すなわちサンプル・ホールド回路２２の電圧，電流に含まれる入力信号Ｆin(t) は、数３，数４の式を加算合成したつぎの数５の式に示すようになる。
【００４４】
【数５】

【００４５】
そして、この数５の式の右辺の第１項（Ｆ(t)）と第２項（Ｆinj(t)）とは、Ｆ(t) が周波数変動Δを含むのに対して、Ｆinj(t)がそれを含まないことから、非同期である。
【００４６】
つぎに、フーリエ変換（フーリエ積分）による次数間高調波の抽出演算式と系統成分の誤差について、フーリエ変換の積分原理式から説明する。
【００４７】
まず、入力信号Ｆin(t) に含まれる数３の式で示されるｋ．ｍ次の次数間高調波Ｆinj(t)の余弦成分（cos成分）Ｃｍ，正弦成分（sin成分）Ｓｍはつぎの数６，数７の公知のフーリエ変換（フーリエ積分）で抽出することができる。なお、これらの数６，数７の式が系統周波数とは非同期の周波数固定サンプリング方式でのデジタルフィルタ演算の原理式となるものである。
【００４８】
【数６】

【００４９】
【数７】

【００５０】
そして、数６，数７の式のＦin(t) に数５の式を代入すると、つぎの数８，数９の式が得られる。
【００５１】
【数８】

【００５２】
【数９】

【００５３】
この数８，数９の式の右辺の第１項（積分項）がそれぞれ系統成分の影響に基づく誤差ΔＣ，ΔＳの項である。
【００５４】
そして、誤差ΔＣ，ΔＳに基づく抽出成分全体の誤差ΔＳ＋ｊΔＣは、つぎの数１０の式から求まる。
【００５５】
【数１０】

【００５６】
この数１０の式の最右辺の第１項，第２項の時間積分の結果は、つぎの数１１，数１２に示すようになる。
【００５７】
【数１１】

【００５８】
【数１２】

【００５９】
そして、数１０の式に数１１，数１２の式を代入して整理すると、誤差ΔＳ，ΔＣは、つぎの数１３，数１４の式に示すようになる。
【００６０】
【数１３】

【００６１】
【数１４】

【００６２】
したがって、数５の式の入力信号Ｆin(t) からフーリエ変換のフィルタ演算で注入次数（ｋ．ｍ次）の次数間高調波を抽出すると、その余弦成分Ｃｍ，正弦成分Ｓｍは、つぎの数１５，数１６の式に示すように、本来の余弦成分（cos成分），正弦成分（sin成分）と、系統成分（系統基本波及び高調波）に基づく誤差成分ΔＣ，ΔＳとの和になる。
【００６３】
【数１５】

【００６４】
【数１６】

【００６５】
つぎに数１５，数１６の式の誤差成分ΔＣ，ΔＳの振幅の具体的な値について説明する。
【００６６】
まず、誤差ΔＣの振幅ＧＣｍはつぎの数１７の式から求まり、誤差ΔＳの振幅ＧＳｍはつぎの数１８の式から求まる。
【００６７】
【数１７】

【００６８】
【数１８】

【００６９】
そして、ｎ＝３０，ｋ＝１，２，３，４，周波数変動Δ＝−５％〜＋５％，ｌ＝１，２，３，４，５，６，７，ｍ＝１，２，…，２９としてシミュレーションにより検証したところ、つぎの表１に示すように、例えばｎ＝３０，ｋ＝３，Δ＝−５％，ｌ＝１，ｍ＝１のときに、ＧＣｍ＝−０．００７７６，ＧＳｍ＝−０．００２４３になることがわかった。
【００７０】
【表１】

【００７１】
なお、表１のＣｍ，ＳｍはゲインＧＣｍ，ＧＳｍを示す。
【００７２】
そして、前記のシミュレーションによると、例えばｋ＝３，ｍ＝１５の３．１５次の次数間高調波の周波数は６０Hz系統で６０Hz×３＋２Hz×１５＝１８０＋３０＝２１０Hzであり、このとき、系統の周波数変動Δが−２．５％であれば、基本波（ｌ＝１）に基づく誤差（残留誤差）の振幅はＧＣｍ＝０．００４６５（＝０．４６５％），ＧＳｍ＝０．００１２９（＝０．１２９％）になり、周波数変動Δが−５％であれば、基本波に基づく誤差ΔＣ，ΔＳの振幅はＧＣｍ＝−０．００６５５（＝−０．６５５％），ＧＳｍ＝−０．００１７８（＝−０．１７８％）になる。
一方、基本波を１００％とすると、次数間高調波の注入量は０．１％程度である。
【００７３】
したがって、前記の各誤差ΔＣ，ΔＳの振幅（ゲイン）ＧＣｍ，ＧＳｍは、次数間高調波の注入量と同じオーダ（パーセント）の大きさで抽出したcos 成分、sin 成分に含まれ、この場合、誤差ΔＣ，ΔＳが大きく、数１５，数１６の抽出した余弦成分Ｃｍ，正弦成分Ｓｍそのままでは、これらから本来の次数間高調波の成分cosθｍ，sinθｍを分離して精度よく検出することはできない。
【００７４】
そして、つぎの数１９，数２０に示す数１５，数１６の系統成分による誤差ΔＣ，ΔＳは振幅ＧＣｍ，ＧＳｍがｋ，ｍに依存して変化し、しかも、ｍの近接値間では、ｍに対してほぼ線形に変化する。
【００７５】
【数１９】

【００７６】
【数２０】

【００７７】
具体的には、ｋ＝３，Δ＝−５％の条件下、ｌ＝１，３におけるｍ＝５，６，７の振幅ＧＣ₅，ＧＣ₆，ＧＣ₇及びＧＳ₅，ＧＳ₆，ＧＳ₇は、表１より、つぎのようになる。

【００７８】
そして、振幅ＧＣ₆，ＧＳ₆については、つぎの数２１〜数２４に示すように、その上，下の中間次数調波の誤差成分ΔＣ，ΔＳのゲインＧＣ₅とＧＣ₇，ＧＳ₅とＧＳ₇の平均値から補間演算して求めることができる。
【００７９】
【数２１】

【００８０】
【数２２】

【００８１】
【数２３】

【００８２】
【数２４】

【００８３】
すなわち、ｍ−１，ｍ，ｍ＋１のｋ．ｍ−１次，ｋ．ｍ次，ｋ．ｍ＋１次の隣接３チャンネルの次数間高調波間において、系統成分の誤差（ΔＣ，ΔＳ）の振幅（ＧＣｍ_-1，ＧＳｍ_ｍ _-1），（ＧＣｍ，ＧＳｍ），（ＧＣｍ₊₁，ＧＳｍ_ｍ ₊₁）は、図２の破線に示すようにその周波数にほぼ線形変化し、中間のｋ．ｍ次の系統成分の誤差ΔＣ，ΔＳのゲインＧＣｍ，ＧＳｍは、その上，下のｋ．ｍ−１次，ｋ．ｍ＋１次の系統成分の誤差ΔＣ，ΔＳのゲインＧＣｍ_-1とＧＣｍ₊₁，ＧＳｍ_-1とＧＳｍ_ｍ ₊₁の平均値を求めるつぎの数２５，数２６の補間演算からゲインＧＣｍ’，ＧＳｍ’として求めることができる。なお、図２は振幅ＧＣｍ_-1 ，ＧＣｍ，ＧＳｍ₊₁を示し、振幅ＧＳｍ_-1，ＧＳｍ，ＧＳｍ₊₁についても同様である。
【００８４】
【数２５】

【００８５】
【数２６】

【００８６】
そして、抽出した成分Ｃｍ，Ｓｍに含まれた誤差ΔＣ，ΔＳの振幅ＧＣｍ，ＧＳｍと、数２５，数２６の補間演算から求まる振幅ＧＣｍ’，ＧＳｍ’につき、つぎの数２７，数２８の式からそれらの差の振幅ＧＣｍ”，ＧＳｍ”をシミュレーションして演算したところ、つぎの表２の結果が得られた。
【００８７】
【数２７】

【００８８】
【数２８】

【００８９】
【表２】

【００９０】
なお、表２のＣｍ’，Ｓｍ’が振幅ＧＣｍ”，ＧＳｍ”であり、この表２から明らかなように、振幅ＧＣｍ”，ＧＳｍ”はほぼ０になり、前記の補間演算から極めて精度よく振幅ＧＣｍ，ＧＳｍが求まることが確かめられた。
【００９１】
そこで、ｋ．ｍ次の次数間高調波の電流のみが注入され、その上，下のｋ．ｍ−１次、ｋ．ｍ＋１次の次数間高調波が非注入の場合、演算処理部２５はフーリエ変換のフィルタ演算によりｋ．ｍ−１次, ｋ．ｍ＋１次の成分Ｃｍ_-1 ，Ｃｍ₊₁，Ｓｍ_-1，Ｓｍ₊₁を抽出し、成分Ｃｍ_-1，Ｃｍ₊₁の平均値，成分Ｓｍ_-1，Ｓｍ_＋１の平均値をｋ．ｍ次の誤差成分ΔＣｍ，ΔＳｍとして補間演算し、これらの平均値を同時に抽出したｋ．ｍ次の成分Ｃｍ，Ｓｍから減算し、成分Ｃｍ，Ｓｍに含まれた数１５，数１６の誤差成分ΔＣ，ΔＳを除去して成分Ｃｍ，Ｓｍを補正し、本来の次数間高調波の余弦成分（cosθｍ），正弦成分（sinθｍ）を精度よく抽出して検出する。
【００９２】
この場合、複雑なＰＬＬ回路を用いることなく安価かつ簡単な固定周波数サンプリング方式で計測信号のサンプリングを行うことができる。
【００９３】
そして、サンプリングデータのフーリエ変換で得られた注入次数（ｋ．ｍ次）の次数間高調波の抽出成分に、その上，下のｋ．ｍ−１次、ｋ．ｍ＋１次の非注入次数の抽出成分の平均値に基づく簡単な補正演算を施して、系統成分の影響をほとんど受けることなく、注入次数の次数間高調波の電圧，電流を精度よく抽出して検出することができる。
【００９４】
なお、次数間高調波の注入周波数ｆinjは、ｆinj＝ｋｆ−ｍｆ₀から決定してもよい。
【００９５】
また、単独運転の誤検出防止等を図るため、複数次数の次数間高調波を注入し、その検出結果から多数決の原理で単独運転を検出する場合等は、各次数間高調波は、数１の式にしたがって、ｋ次高調波とｋ＋１次高調波との間にｆ₀の間隔でその注入周波数（注入次数）を決定することが好ましい。
【００９６】
この場合、決定した注入周波数に基づき、例えばｍ＝１，３，５，７，…又はｍ＝２，４，６，…の１つおきの注入周波数の次数間高調波を実際に注入し、それぞれの上，下隣りに非注入次数の空きの次数間高調波が存在するようにし、注入次数の次数間高調波について前記実施の形態と同様にして個別に系統成分の補正を施してもよいが、つぎに説明するように一括して補正を施すようにしてもよい。
【００９７】
すなわち、数１の式にしたがって例えばｍ＝ｍ−１，ｍの連続する複数次数の次数間高調波を決定して電力系統５に注入し、このとき、図３に示すようにそれらの上，下のｍ＝ｍ−２，ｍ＋１の非注入の次数間高調波の振幅ＧＣｍ_-2，ＧＣｍ₊₁（ＧＳｍ_-2，ＧＳｍ₊₁）もゲインＧＣｍ_-1，ＧＣｍ（ＧＳｍ_-1，ＧＳｍ）と同様にほぼ線形変化することから、振幅ＧＣｍ_-2とＧＣｍ₊₁（ＧＳｍ_-2とＧＳｍ₊₁）のいわゆる重み付けの平均値により、振幅ＧＣｍ_-1，ＧＣｍ（ＧＳｍ_-1，ＧＳｍ）を補間演算する。
【００９８】
具体的には、つぎの数３１〜数３２の式の重み付けの平均により振幅ＧＣｍ，ＧＳｍ，ＧＣｍ₊₁，ＧＳｍ₊₁をｋ．ｍ−１次，ｋ．ｍ次の誤差成分ΔＣｍ_-1，ΔＳｍ_-1，ΔＣｍ，ΔＳｍを補間演算し、成分（Ｃｍ_-1，Ｓｍ_-1，Ｃｍ，Ｓｍ）を一括して補正すればよい。
【００９９】
【数２９】

【０１００】
【数３０】

【０１０１】
【数３１】

【０１０２】
【数３２】

【０１０３】
ところで、次数間高調波の周波数を決定する場合、ｋ次，ｋ＋１次の高調波の影響を極力少なくするため、極力それらの中間の周波数に決定することが好ましく、具体的にはｋ＝２，ｆ＝６０Hzの場合、次数間高調波の注入周波数は、１２０Hz（＝２×６０Hz）と１８０Hz（＝３×６０Hz）との中間の１５０Hzに近い周波数に決定することが好ましい。
【０１０４】
そして、本発明は分散型電源の単独運転の検出における次数間高調波検出だけでなく、例えば次数間高調波を用いて電力系統の特性を検出する際の次数間高調波の検出にも適用することができるのは勿論である。
【０１０５】
【発明の効果】
本発明は、以下に記載する効果を奏する。
まず、請求項１の場合は、電力系統５に注入した次数間高調波をＰＬＬ回路等を用いることなく、一定サンプリング周波数の固定周波数サンプリング方式で安価かつ簡単にサンプリングすることができる。
【０１０６】
さらに、サンプリングデータのフーリエ変換で抽出された次数間高調波の系統基本波及び高調波の影響に基づく誤差が簡単な平均値の補間演算と減算により除去され、系統周波数とサンプリング周波数との非同期に起因した誤差を補正して精度の高い次数間高調波の検出を行うことができる。
【０１０７】
したがって、固定周波数サンプリング方式で精度の高い次数間高調波の検出を行うことができ、分散型電源の単独運転検出等に好適な次数間高調波検出方法を提供することができる。
【０１０８】
また、請求項２の場合、注入する次数間高調波の周波数を簡単な式の演算から決定して請求項１と同様の効果を得ることができ、極めて実用的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の１形態の単線結線図である。
【図２】図１の演算処理装置の補間演算の１例を説明する波形図である。
【図３】図１の演算処理装置の補間演算の他の例を説明する波形図である。
【符号の説明】
５電力系統
１６注入装置
２２サンプル・ホールド回路
２３タイミング指令部
２４Ａ／Ｄ変換部
２５演算処理部

Claims

電力系統の電圧又は／及び電流の計測信号をサンプリングし、サンプリングデータのフーリエ変換により、前記電力系統に注入された系統基本波の非整数倍周波数の注入次数の次数間高調波を抽出して検出する次数間高調波検出方法において、
前記電力系統の電圧又は／及び電流をサンプリング周波数一定の固定周波数サンプリング方式でサンプリングし、
サンプリングデータのフーリエ変換によるフィルタ演算により前記注入次数の次数間高調波及び前記注入次数の上，下の非注入次数の次数間高調波の成分を抽出し、
前記両非注入次数の次数間高調波の抽出成分の平均から前記注入次数の次数間高調波の抽出成分に含まれた前記系統基本波及び整数倍周波数の高調波の系統成分に基づく誤差を補間演算し、
前記注入次数の次数間高調波の抽出成分から前記誤差を減算して除去し、
前記注入次数の次数間高調波を検出することを特徴とする次数間高調波検出方法。
注入次数の次数間高調波がｋ次高調波とｋ＋１次高調波（ｋは２以上の整数）との間の次数間高調波であり、前記次数間高調波の注入周波数を、ｋｆ±ｍｆ₀，（ｆは系統基本波周波数，ｍは１，２，…，ｎ−１の整数ｎは２以上の整数，ｆ₀は次数間高調波の注入間隔を示し、ｆ₀＝ｆ／ｎ）から決定することを特徴とする請求項１記載の次数間高調波検出方法。