JP3774329B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機駆動用のインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、インバータ装置によれば、可変電圧且つ可変周波数の交流電力が簡単に供給できるので、誘導電動機などの交流電動機の駆動に広く用いられ、可変速運転による効率的な運用に大きく貢献しているが、この場合、負荷となる交流電動機の特性に応じてインバータを制御することにより、電動機の性能が最大限にまで活かされ、より一層効率的な運用が得られることになる。
【０００３】
そこで、負荷となった電動機の特性に応じて制御定数を設定し、これに基づいてインバータを制御するようにしたオートチューニングインバータ装置が近年注目を集めている。
【０００４】
ところで、このオートチューニングインバータ装置における制御定数の設定には、負荷となった電動機の特性、いわゆる電動機定数を予め知っておく必要があるが、このとき、特に誘導電動機の１次抵抗ｒ１の測定方法としては、次のような方法が一般的である。
【０００５】
すなわち、インバータ主回路の出力点には、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、図８に示すように、パルス状の電圧が現れる。
そこで、まず、インバータ主回路の直流入力Ｐ―Ｎ間の直流電圧Ｖdc と、半導体スイッチング素子のオン時間Ｔon から、数１式により平均電圧Ｖave を演算する。
ここで、Ｔc はパルス幅変調用搬送波(詳しくは後述する)の周期である。
【０００６】
【数１】
【０００７】
次に、この平均電圧Ｖave と、負荷である電動機に流れる電流Ｉから、数２式に示すようにして１次抵抗ｒ１を演算するのである。
【０００８】
【数２】
【０００９】
ここで、α(θ)は位相角θによる係数で、例えば次のようになる。
θ＝０→α(θ)＝２
θ＝π／２→α(θ)＝１.５
【００１０】
そして、従来技術では、このようにして求めた１次抵抗などの電動機の電気的定数を予めテーブルなどに設定しておき、インバータの制御に使用していた。
なお、この種の技術について開示している文献としては、特開平６−９８５９５号公報を挙げることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、負荷となった電動機の電気的定数と、インバータ主回路を構成する各種半導体素子に存在する順電圧(オン電圧)の精度について充分な配慮がされているとはいえず、オートチューニングの精度に問題があった。
【００１２】
通常、インバータ装置は、複数個のＩＧＢＴやＧＴＯなどの半導体スイッチング素子をオン(導通)、オフ(遮断)させることにより、負荷である電動機などに交流電流を供給するようになっている。
なお、ここで、ＩＧＢＴとは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor)のことで、ＧＴＯとはゲートターンオフサイリスタ(Gate Turn Off Thyristor)のことである。
【００１３】
しかしながら、半導体スイッチング素子は、一般にオンしたときでも完全な導通状態にはならず、微小な抵抗分(オン抵抗という)が残り、このため、このオン抵抗と通電電流の積で決まるオン電圧(順電圧)と呼ばれる電圧降下成分の発生が不可避である。
従って、循環電流が流れるモードのときは勿論、負荷である電動機でも、常にこのオン電圧を打ち消すための電圧降下が生じていることになる。
【００１４】
しかも、このオン抵抗は電流と温度に依存性を持ち、通電電流の大きさや温度によって変化するという性質があり、さらに、この性質は、ＩＧＢＴやＧＴＯなどのスイッチング素子に逆並列接続されるフリーホィールダイオードも、同じく持っている。
【００１５】
その上、負荷となる電動機の電気的定数も、温度依存性を持ち、且つ個体間での特性のバラツキも無視できない。
従って、電動機の電気的定数を予め保持しておくためには、上記した各種の依存性に応じて多くのデータ数を必要とし、高精度の保持には細かな数多くのデータが必要になる。
【００１６】
しかるに従来技術では、負荷となった電動機の電気的定数については、予めテーブルなどに格納してある不連続なデータから演算しているので、データ間での補間精度によりチューニング精度が決まってしまい、充分な精度の保持の点に問題が生じてしまうのである。
【００１７】
本発明の目的は、負荷となった電動機の電気的定数が容易に得られ、オートチューニングによる電動機の制御が出来るようにしたインバータ装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、２個の半導体スイッチング素子の直列接続回路からなるアームを、インバータ主回路部に少なくとも２アーム備えたオートチューニング方式のインバータ装置において、前記インバータ主回路部が動作中、逐次、前記半導体スイッチング素子の順電圧を測定する手段と、前記順電圧から前記インバータ主回路部に接続されている電動機の一次抵抗成分を逐次計算する手段とを設け、前記逐次計算される一次抵抗成分によりオートチューニングが与えられるようにして達成される。
【００１９】
また、上記目的は、出力に接続された電動機の電気的定数を自動測定してオートチューニングを行う方式のインバータ装置において、前記電動機が運転中、インバータ主回路部のアームを構成する半導体スイッチング素子とフリーホィールダイオードの少なくとも一方の順電圧を逐次測定し、測定した順電圧を用いて前記電動機の一次抵抗成分を演算し、演算結果を記憶保持してオートチューニングが与えられるようにしても達成される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるインバータ装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明によるインバータ装置の一実施形態で、図において、１は交流電源、２は整流回路、３は平滑用のコンデンサ、４ｕ〜４ｚはインバータを構成する半導体スイッチング素子、５ｕ〜５ｚはフリーホィールダイオード、６ｕ〜６ｗは電流検出器、７は負荷となる電動機(ここでは３相誘導電動機)、８は電圧検出手段、９はＡ／Ｄ変換器、１０は制御用のＣＰＵ、１１はゲートドライブ回路、それに１２はメモリである。
【００２１】
まず、インバータ主回路部について説明する。
ここで、このインバータ主回路部とは、通例、半導体スイッチング素子４ｕ〜４ｚ、それにフリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚからなる部分を指すが、整流回路２とコンデンサ３も含めて呼ぶこともある。
【００２２】
交流電源１から供給された３相交流電力は、整流回路２により直流電力に変換される。
なお、ここでは、整流回路２として、ダイオード整流回路が示してあるが、スイッチング素子からなるコンバータ回路を用いてもよい。
整流回路２から出力される直流電圧は、コンデンサ３により平滑化され、インバータ主回路部に供給される。
【００２３】
インバータ主回路部は、図示のように、直列接続した２個のＩＧＢＴからなる部分(これをアームと呼ぶ)を３相分備えている。
そして、各アームの中で、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ、４ｖ、４ｗのコレクタ端子は夫々直流電圧の正側Ｐに接続され、下アーム側のＩＧＢＴ４ｘ、４ｙ、４ｚのエミッタ端子は直流電圧の負側Ｎに接続されている。
【００２４】
さらに、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ〜４ｗと下アーム側のＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続され、これにより三相インバータ主回路部を形成している。
そして、各相のアームの中点Ｕ、Ｖ、Ｗを交流出力端子とし、これらに電動機７が接続され、インバータ装置の負荷となっている。
【００２５】
次に、インバータ制御回路について説明する。
ここで、このインバータ制御回路とは、電流検出器６ｕ〜６ｗと電圧検出回路８、Ａ／Ｄ変換器９、ＣＰＵ１０、ゲートドライブ回路１１、それにメモリ１２からなる部分のことを指す。
【００２６】
電圧検出回路８は、平滑回路３で平滑化したインバータの直流電源電圧と、３相インバータ主回路部の各相出力端子の電圧レベルを検出し、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗは、夫々３相インバータ主回路部の各相出力線の電流を検出する。 そして、これら電圧検出回路８で検出した信号と、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗで検出した信号は、夫々Ａ／Ｄ変換器９に入力され、アナログ信号からディジタル信号に変換されてＣＰＵ１０に供給される。
【００２７】
このとき、電圧検出回路８では、ある基準電位から、直流電源電圧の正側Ｐと負側Ｎ、それに３相の各出力端子の電圧を測定する。従って、例えば直流電源電圧の負側Ｎを基準電位とすると、直流電圧の負側Ｎは常に０Ｖとなるため、他の４種の電位を測定すればよいことになる。
【００２８】
なお、実際のインバータ装置では、直流電圧Ｖdc が、例えば２００Ｖ以上野かなり高い電圧になるため、これらの値を直接電圧検出回路８に取り込むのは非現実的であり、このため、各電圧を抵抗などで分圧して基準電位と比較する方法が、主として用いられる。
【００２９】
ＣＰＵ１０は、インバータが運転中、Ａ／Ｄ変換器９から供給される信号を用い、電動機７の電気的定数を演算(演算処理については後述)し、演算結果をメモリ１２に書替記憶する処理と、このメモリ１２から読出した電気的定数を用い、電動機７の性能を最大限に引き出すことができるようなゲートパルスを作成し、ゲートドライブ回路１１によりインバータ主回路部のスイッチング素子を駆動する処理とを並行して、夫々所定の頻度で逐次、実行するようにプログラム構成してある。
【００３０】
次に、この実施形態の各部の動作について説明する。
まず、図２により、この実施形態で半導体スイッチング素子の制御に用いられているパルス幅変調(ＰＷＭ)方式について説明する。
なお、実用上は、多パルス(マルチパルス)幅変調方式とするのが通例なので、この実施形態でも、多パルス幅変調方式の場合について説明する。
【００３１】
この多パルス幅変調方式とは、出力交流基本波の半サイクルの間に２個以上のパルスを発生させ、それらのパルス幅の調整により出力の基本成分の制御が得られると共に、高調波成分の低減が図れるという特長を持つ方式のことで、インバータ主回路部の制御方式として広く用いられている一般的なものである。
【００３２】
この図２において、まず、同図(1)〜(3)は３相交流出力電圧のＵ、Ｖ、Ｗの各相における基本波の波形を示したもので、図示のように、各基本波は夫々正弦波形をなしていて、相間で２／３πづつ位相がずれている。
【００３３】
次に、これら正弦波からなる基本波成分と、一般に三角波信号が用いられている搬送波成分とを、図２(4)に示すように比較し、例えば図２(5)に示すように、基本波成分が三角波信号よりも大きくなっている期間だけ正電圧になるパルスを生成する。
【００３４】
そして、この図２(5)に示すパルスを用いて、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相上下アームの半導体スイッチング素子をオン／オフさせることにより、３相交流出力が滑らかな正弦波に近づけられるようにしているのである。
【００３５】
なお、ここでは、パルスの生成方法として、基本波成分と三角波の搬送波成分とを比較する方法について説明したが、本発明がこのパルス生成方法に依存しないことは明らかであり、従って、他のパルス生成方法によっても実施することができる。
【００３６】
次に、上記したＣＰＵ１１による電動機の電気的定数の演算処理について説明する。
なお、インバータ主回路部では、出力交流の基本波の位相に応じて、主な電流の経路が種々に変化する。そこで、以下、この経路の変化毎に説明する。
【００３７】
まず、図３は、インバータ主回路部と、これに接続された電動機７からなる部分だけを示した図で、ここで、１３は直流電圧源で、例えば整流回路２から出力され、コンデンサ３で平滑化された直流電圧Ｖdc を発生する回路を等価的に表わしたものである。
【００３８】
この図３において、上アームのＩＧＢＴ４ｕ〜４ｗと、下アームのＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続され、これにより３相のインバータ主回路部を形成し、その出力は、負荷となる電動機７に供給される。
ここで、この電動機７の電気的定数については、その１次抵抗成分ｒ１だけが示してある。
【００３９】
いま、この図３のインバータ主回路部の各ＩＧＢＴを、図２(5)に示すゲートパルスで駆動したとすると、図４と図５に示すように、基本波の位相θに応じて電流経路が変化する。ここで、図４は、位相θ＝０のときの電流経路と相間電圧を示した図で、図５は、位相θ＝π／２のときの電流経路と相間電圧を示した図である。
【００４０】
図２において、位相θ＝０のときは、Ｕ相の電流Ｉｕは０、Ｖ相の電流ＩｖはＷ相の電流Ｉｗと同じの或る値になるが、流れる方向は反対になる。
このため、位相θ＝０においては、Ｗ相上アームのＩＧＢＴ４ｗとＶ相下アームのＩＧＢＴ４ｙだけがオンするので、電流の経路は図４(1)に示すようになり、電流Ｉｗと電流Ｉｖ(＝−Ｉｗ)が流れる。なお、図４では、電流の流れない部分の回路は省略してある。
【００４１】
この図４(1)で、抵抗Ｒ４ｗはＩＧＢＴ４ｗのオン抵抗を、そして抵抗Ｒ４ｙはＩＧＢＴ４ｙのオン抵抗を、夫々表わしており、従って、オン状態のＷ相上アームのＩＧＢＴと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴには、各々オン電圧ΔＶｗ１(＝Ｒ４ｗ×Ｉｗ)、ΔＶｙ１(＝Ｒ４ｙ×Ｉｖ)が発生する。
【００４２】
従って、電動機に印加される電圧成分Ｖｗｖ(Ｖ相出力端子に対するＷ相出力端子の電位)は、直流電源電圧Ｖdc より、オンしている２個のＩＧＢＴのオン電圧分ΔＶa (＝ΔＶｗ１＋ΔＶｙ１)だけ低下してしまうことになる。
【００４３】
次に、ＩＧＢＴ４ｗがオフされると環流電流が生じるが、このときの電流経路は、図４(2)に示すように、Ｗ相下アームのフリーホィールダイオード５ｚがオンして、これが電流経路になる。
ここで、抵抗Ｒ４ｚはフリーホィールダイオード５ｚのオン抵抗であり、従って、ここにもオン電圧ΔＶｚ２(＝Ｒ４ｚ×Ｉｗ)が現れる。
【００４４】
つまり、電圧成分Ｖｗｖは、電源電圧Ｖdc とは切り離されているが、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４ｙのオン電圧ΔＶｙ１と、Ｗ相下アームのフリーホィールダイオード５ｚのオン電圧ΔＶｚ２の和のオン電圧分ΔＶb (＝ΔＶｙ１＋ΔＶｚ２)だけ低い電圧となる。
【００４５】
従って、電圧成分Ｖｗｖの時間による変化は、図４(3)に示すようになる。
ここで、Ｔｃは、搬送波(図２(4)の三角波)の周期であり、ΔＶon１は、図４(1)のとき、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ４ｙに電流Ｉｗが流れたことによる電圧降下分で、ΔＶon２は、図４(2)のとき、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ５ｚに電流Ｉｗが流れたことによる電圧降下分である。
【００４６】
ところで、従来技術では、上記したように、期間Ｔｃ／２における電動機７の一次抵抗ｒ１は、数１式で示したように、平均電圧Ｖave を電動機電流Ｉで割ることにより求めている。
【００４７】
しかし、本発明では、従来技術とは異なり、平均電圧Ｖave として、半導体スイッチング素子のオン電圧成分を補正した値を用い、次の数３式により電動機７の一次抵抗ｒ１を計算するのである。
【００４８】
【数３】
【００４９】
従って、本発明では、この実施形態から明らかなように、数３式の分子の値を平均電圧Ｖave としていることになる。
なお、このとき半導体スイッチング素子のオン期間Ｔon が、期間Ｔｃ／２に対して十分に大きく、且つ直流電源電圧Ｖdc が極めて大きい場合には、電圧分ΔＶa と電圧分ΔＶb からなるる補正項は無視できるようになるが、実用的なレベル範囲では、これらの補正項は無視できない。
【００５０】
何故なら、現状のパワーデバイスのオン電圧は、例えばＩＧＢＴについてみた場合、コレクタ・エミッタ間飽和電圧Ｖce(sat)で示されているが、これは数Ｖオーダーにもなるからである。
他方、このことは、本発明では補正が行われる結果、少なくとも１０％は精度改善が可能なことを意味する。
【００５１】
次に、位相θがπ／２の場合について、図５を用いて説明する。
図２において、位相θ＝π／２の場合、Ｕ相電流が最大になり、Ｖ相電流とＷ相電流は同じ大きさで、ともにＵ相電流と逆向きとなる。
この状態におけるインバータのスイッチングモードは、Ｕ相上アームのＩＧＢＴ４ｕと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４ｙ、それにＷ相下アームのＩＧＢＴ４ｚがオンとなるので、図５(1)のような電流経路となる。
【００５２】
また、この状態でＵ相上アームのＩＧＢＴ４ｕがオフすると、Ｕ相下アームのフリーホィールダイオード５ｘがオンするので、図５(2)に示す環流モードとなる。
従って、このときのＶ相出力端子とＵ相出力端子の間の電圧Ｖｕｖは図５(3)のようになり、平均電圧は、次の数４式の分子のようになる。
【００５３】
【数４】
【００５４】
ここで、ΔＶc はＩＧＢＴ４ｕのオン電圧とＩＧＢＴ４ｙのオン電圧の和の電圧分で、ΔＶd はフリーホィールダイオード５ｘのオン電圧とＩＧＢＴ４ｙのオン電圧の和の電圧分である。
従って、ＣＰＵ１１は、以上のようにして電動機７の電気的定数のうちの１次抵抗ｒ１を逐次演算し、演算結果をメモリ１２に更新記憶してゆくことになる。
【００５５】
ここで、これら数３式と数４式から明らかなように、位相によりインバータ主回路部の電流経路が変わり、演算に考慮しなければならない半導体素子(スイッチング素子とフリーホィールダイオード)が違ってしまう。
一方、個々の半導体素子について、オン電圧が全て揃っていて、同じ変化をするなどは、事実上望むべくもないことから、予めオン電圧を想定し、設定しておいたのでは、とても精度は保てない。
【００５６】
しかるに、この本発明の実施形態によれば、インバータ装置が運転中は、ＣＰＵ１１が逐次オン電圧を測定し、順次新たな数値がメモリ１２に記憶されてゆくので、各半導体素子の運転中での実際のオン電圧に基づいて、電動機７の運転中での実際の１次抵抗が演算されることになるので、容易に高精度のオートチューニングを保つことができる。
【００５７】
ところで、以上の実施形態のままでは、インバータ装置が運転を開始した時点では、まだ電動機７の１次抵抗が演算されていないことになり、始動時でのインバータ装置の適切な制御に支障が生じてしまう。
そこで、このため、本発明の実施形態としては、インバータ装置が運転を停止したときは、そのときメモリ１２に記憶されていたデータが、次にインバータ装置が運転を開始するまで保持されるように構成する必要がある。
【００５８】
または、別途、インバータ装置の制御に必要な標準的なデータをテーブルとして保持させてき、始動後、所定の電気的定数が演算され、メモリ１２にデータが格納された時点で、メモリ１２のデータによる制御に切換えられるように構成してもよい。
【００５９】
ところで、この実施形態による１次抵抗ｒ１の演算式は、上記したように、位相に応じて演算内容が変化する。従って、上記数３式と数４式については、位相について一般化した次の数５式で表わすことができる。
【００６０】
【数５】
【００６１】
ここで、この数５式の分母のβ(θ)は、位相θがπ／３と２π／３のときβ＝１となり、位相θがπ／２のときβ＝３／４となるような関数を表わし、ΔＶr は代表値として選んだＩＧＢＴのオン電圧の２倍の値であり、ΔＶs は代表値として選んだＩＧＢＴとフリーホィールダイオードのオン電圧の和を表わす。
【００６２】
次に、この実施形態における個々の半導体素子のオン電圧を測定する方法について、図６により説明する。なお、ここでは、フリーホィールダイオードをＦＷＤと記す。
この図６において、まず、同図(1)は、半導体素子のオン電圧測定時におけるスイッチングモードの説明図である。
【００６３】
この図６(1)には、上アームのＩＧＢＴ(Ａ)と下アームのＩＧＢＴ(Ｂ)、それにＩＧＢＴ(Ａ)と逆並列接続されたＦＷＤ(Ａ)と、ＩＧＢＴ(Ｂ)に逆並列接続されたＦＷＤ(Ｂ)からなる１相分のアームが示されており、さらにＩＧＢＴ(Ａ)のコレクタ端子は正側電源Ｐに接続され、ＩＧＢＴ(Ｂ)のエミッタ端子は負側電源Ｎに接続されており、出力端子となる両方のＩＧＢＴの接続点がＵとして示されている。
【００６４】
そこで、この図６(1)の回路において、Ｐ−Ｎ間に直流電源を接続し、Ｕ点には負荷を接続した上で、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の各ゲートに、図６(2)に示すパルスを入力したとすると、各スイッチングモードにおける電流経路は、太い実線で示すモード▲１▼と、太い波線で示すモード▲２▼、細い実線で示すモード▲３▼、細い波線で示すモード▲４▼の順に変化する。
【００６５】
ここで、まずモード▲１▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)がオンし、ＩＧＢＴ(Ｂ)はオフなので、この場合には、太い実線で示すように、電源からＩＧＢＴ(Ａ)を経由してＵ点から負荷に電流が流れる。
従って、このときは、Ｐ点の電位からＵ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ(Ａ)のオン電圧となる。
【００６６】
次に、モード▲２▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、太い波線で示すように、ＦＷＤ(Ｂ)に循環電流か流れるため、Ｕ点の電位からＰ点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ｂ)のオン電圧となる。
【００６７】
また、モード▲３▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)はオフで、ＩＧＢＴ(Ｂ)がオンするので、この場合には、細い実線で示すように、負荷からＵ点を通り、ＩＧＢＴ(Ｂ)を経由して電源に電流が流れる。
従って、このときは、Ｕ点の電位からＮ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ(Ｂ)のオン電圧となる。
【００６８】
そして、モード▲４▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、細い波線で示すように、ＦＷＤ(Ａ)に循環電流か流れるため、Ｐ点の電位からＵ点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ａ)のオン電圧となる。
従って、これらを纏めると、被測定素子と測定端子の関係は図６(3)に示すようになる。ここで、Ｖn はＰ点の電位で、Ｖp はＰ点の電位、そしてＶu はＵ点の電位である。
【００６９】
このように、各スイッチングモード毎に直流電源の正側Ｐ点の電位Ｖp 及び負側Ｎ点の電位Ｖn 、それに出力端子Ｕ点の電位Ｖu を測定することにより、各半導体素子のオン電圧を個別に測定することができる。
【００７０】
そこで、ＣＰＵ１１は、自らが制御しているインバータ主回路部のスイッチングモードに応じて、電圧検出回路８によりインバータ主回路部の各点から検出した電圧をＡ／Ｄ変換器９を介して取込み、図６(3)に従って演算し、各半導体素子のオン電圧を個別に測定し、この測定結果に基づいて電動機７の１次抵抗ｒ１を演算し、それをメモリ１２に順次更新記憶してゆく処理を実行する。
【００７１】
従って、この実施形態によれば、ほとんど実時間による各半導体素子のオン電圧に基づいて電動機７の１次抵抗ｒ１が演算されるので、インバータ装置運転中での各部の温度変化の影響を受ける虞れがなく、極めて高精度のチューニングが可能になり、オートチューニングによる常に的確な交流電動機の制御を容易に得ることができる。
【００７２】
ところで、このようなインバータ装置においては、インバータ主回路部の同一相の上アームと下アームが同時にオンすると、電源短絡状態になってしまうので、上下アームのスイッチング時間にデッドタイムを設定して制御するのが一般的である。
しかして、このデッドタイムを設けた場合には、オートチューニングに誤差が生じてしまう。
【００７３】
そこで、このオートチューニングにおけるデッドタイムを補正するようにした本発明の実施形態における演算内容について、図７により説明する。
この図７において、Ｔs はデッドタイムを設けたことによる遅れ時間であり、従って、図４(3)と図５(3)と異なっている点は、この遅れ時間Ｔs が存在する点だけである。
【００７４】
この遅れ時間Ｔs は、デッドタイムをΔＴd、ゲートドライブ回路１１と半導体スイッチング素子のオン時の動作遅れ時間の和をΔＴon、ゲートドライブ回路１１と半導体スイッチング素子のオフ時の動作遅れ時間の和をΔＴoff とした場合、これらを組み合わせたもので、次の数６式で表せる。
【００７５】
【数６】
【００７６】
そこで、この実施形態では、この遅れ時間Ｔs を考慮し、上記数５式による演算に代えて、ＣＰＵ１１は、次の数７式により電動機７の１次抵抗ｒ１を演算するのである。
【００７７】
【数７】
【００７８】
従って、この実施形態によれば、デッドタイムによる精度の低下が抑えられ、この結果、さらにオートチューニングの精度が向上する。
なお、上記本発明の実施形態では、インバータ主回路部のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、バイポーラパワートランジスタやＧＴＯ、ＭＯＳＦＥＴなどの各種のパワースイッチング素子を使用して実施することも勿論可能である。
【００７９】
また、上記実施形態では、インバータ装置の基本的構成が２レベルインバータになっている場合について説明したが、３レベル以上のマルチレベルインバータにも適用可能なこともいうまでもない。
【００８０】
さらに、上記実施形態では、半導体素子のオン電圧の測定結果を電動機の１次抵抗の演算に適用した場合についてだけ説明したが、他の電気的定数の演算にも適用可能であり、いずれの場合でもオートチューニングの精度を向上させることができる。
【００８１】
【発明の効果】
本発明によれば、各半導体素子のオン電圧に基づいて、電動機の１次抵抗が演算されることになる。
【００８２】
また、この結果、インバータ装置のオートチューニング精度が向上するので、電動機の効率的な運転状態を保つことができる。
また、インバータ主回路部の半導体素子のオン電圧に存在する特性のバラツキの影響を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるオートチューニング型インバータ装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態における多パルス幅変調による制御動作を説明するための波形図である。
【図３】本発明の一実施形態の動作を説明するための等価回路図である。
【図４】本発明の一実施形態の等価回路における電流経路と相間電圧の一例を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施形態の等価回路における電流経路と相間電圧の一例を示す説明図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるスイッチングモードの説明図である。
【図７】デッドタイムを考慮した本発明の一実施形態による平均電圧の説明図である。
【図８】従来技術による平均電圧の説明図である。
【符号の説明】
１ ３相交流電源
２ 整流回路(インバータ装置の順変換部)
３ 平滑用コンデンサ
４ｕ〜４ｚ ＩＧＢＴ(インバータ主回路部の半導体スイッチング素子)
５ｕ〜５ｚ フリーホィールダイオード
６ｕ〜６ｗ 電流検出器
７ 交流電動機(誘導電動機)
８ 電圧検出回路
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ ＣＰＵ(中央演算装置)
１１ ゲートドライブ回路
１２ メモリ
１３ 直流電圧源
Ｒ４ｕ〜Ｒ４ｚ ＩＧＢＴ４ｕ〜４ｚのオン抵抗
Ｒ５ｕ〜Ｒ５ｚ フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚのオン抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機駆動用のインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、インバータ装置によれば、可変電圧且つ可変周波数の交流電力が簡単に供給できるので、誘導電動機などの交流電動機の駆動に広く用いられ、可変速運転による効率的な運用に大きく貢献しているが、この場合、負荷となる交流電動機の特性に応じてインバータを制御することにより、電動機の性能が最大限にまで活かされ、より一層効率的な運用が得られることになる。
【０００３】
そこで、負荷となった電動機の特性に応じて制御定数を設定し、これに基づいてインバータを制御するようにしたオートチューニングインバータ装置が近年注目を集めている。
【０００４】
ところで、このオートチューニングインバータ装置における制御定数の設定には、負荷となった電動機の特性、いわゆる電動機定数を予め知っておく必要があるが、このとき、特に誘導電動機の１次抵抗ｒ１の測定方法としては、次のような方法が一般的である。
【０００５】
すなわち、インバータ主回路の出力点には、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、図８に示すように、パルス状の電圧が現れる。
そこで、まず、インバータ主回路の直流入力Ｐ―Ｎ間の直流電圧Ｖdc と、半導体スイッチング素子のオン時間Ｔon から、数１式により平均電圧Ｖave を演算する。
ここで、Ｔc はパルス幅変調用搬送波(詳しくは後述する)の周期である。
【０００６】
【数１】
次に、この平均電圧Ｖave と、負荷である電動機に流れる電流Ｉから、数２式に示すようにして１次抵抗ｒ１を演算するのである。
【０００８】
【数２】
ここで、α(θ)は位相角θによる係数で、例えば次のようになる。
θ＝０→α(θ)＝２
θ＝π／２→α(θ)＝１.５
【００１０】
そして、従来技術では、このようにして求めた１次抵抗などの電動機の電気的定数を予めテーブルなどに設定しておき、インバータの制御に使用していた。
なお、この種の技術について開示している文献としては、特開平６−９８５９５号公報を挙げることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、負荷となった電動機の電気的定数と、インバータ主回路を構成する各種半導体素子に存在する順電圧(オン電圧)の精度について充分な配慮がされているとはいえず、オートチューニングの精度に問題があった。
【００１２】
通常、インバータ装置は、複数個のＩＧＢＴやＧＴＯなどの半導体スイッチング素子をオン(導通)、オフ(遮断)させることにより、負荷である電動機などに交流電流を供給するようになっている。
なお、ここで、ＩＧＢＴとは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor)のことで、ＧＴＯとはゲートターンオフサイリスタ(Gate Turn Off Thyristor)のことである。
【００１３】
しかしながら、半導体スイッチング素子は、一般にオンしたときでも完全な導通状態にはならず、微小な抵抗分(オン抵抗という)が残り、このため、このオン抵抗と通電電流の積で決まるオン電圧(順電圧)と呼ばれる電圧降下成分の発生が不可避である。
従って、循環電流が流れるモードのときは勿論、負荷である電動機でも、常にこのオン電圧を打ち消すための電圧降下が生じていることになる。
【００１４】
しかも、このオン抵抗は電流と温度に依存性を持ち、通電電流の大きさや温度によって変化するという性質があり、さらに、この性質は、ＩＧＢＴやＧＴＯなどのスイッチング素子に逆並列接続されるフリーホィールダイオードも、同じく持っている。
【００１５】
その上、負荷となる電動機の電気的定数も、温度依存性を持ち、且つ個体間での特性のバラツキも無視できない。
従って、電動機の電気的定数を予め保持しておくためには、上記した各種の依存性に応じて多くのデータ数を必要とし、高精度の保持には細かな数多くのデータが必要になる。
【００１６】
しかるに従来技術では、負荷となった電動機の電気的定数については、予めテーブルなどに格納してある不連続なデータから演算しているので、データ間での補間精度によりチューニング精度が決まってしまい、充分な精度の保持の点に問題が生じてしまうのである。
【００１７】
本発明の目的は、負荷となった電動機の電気的定数が容易に得られ、オートチューニングによる電動機の制御が出来るようにしたインバータ装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、２個の半導体スイッチング素子の直列接続回路からなるアームを、インバータ主回路部に少なくとも２アーム備えたオートチューニング方式のインバータ装置において、前記インバータ主回路部が動作中、逐次、前記半導体スイッチング素子の順電圧を測定する手段と、前記順電圧から前記インバータ主回路部に接続されている電動機の一次抵抗成分を逐次計算する手段とを設け、前記逐次計算される一次抵抗成分によりオートチューニングが与えられるようにして達成される。
【００１９】
また、上記目的は、出力に接続された電動機の電気的定数を自動測定してオートチューニングを行う方式のインバータ装置において、前記電動機が運転中、インバータ主回路部のアームを構成する半導体スイッチング素子とフリーホィールダイオードの少なくとも一方の順電圧を逐次測定し、測定した順電圧を用いて前記電動機の一次抵抗成分を演算し、演算結果を記憶保持してオートチューニングが与えられるようにしても達成される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるインバータ装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明によるインバータ装置の一実施形態で、図において、１は交流電源、２は整流回路、３は平滑用のコンデンサ、４ｕ〜４ｚはインバータを構成する半導体スイッチング素子、５ｕ〜５ｚはフリーホィールダイオード、６ｕ〜６ｗは電流検出器、７は負荷となる電動機(ここでは３相誘導電動機)、８は電圧検出手段、９はＡ／Ｄ変換器、１０は制御用のＣＰＵ、１１はゲートドライブ回路、それに１２はメモリである。
【００２１】
まず、インバータ主回路部について説明する。
ここで、このインバータ主回路部とは、通例、半導体スイッチング素子４ｕ〜４ｚ、それにフリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚからなる部分を指すが、整流回路２とコンデンサ３も含めて呼ぶこともある。
【００２２】
交流電源１から供給された３相交流電力は、整流回路２により直流電力に変換される。
なお、ここでは、整流回路２として、ダイオード整流回路が示してあるが、スイッチング素子からなるコンバータ回路を用いてもよい。
整流回路２から出力される直流電圧は、コンデンサ３により平滑化され、インバータ主回路部に供給される。
【００２３】
インバータ主回路部は、図示のように、直列接続した２個のＩＧＢＴからなる部分(これをアームと呼ぶ)を３相分備えている。
そして、各アームの中で、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ、４ｖ、４ｗのコレクタ端子は夫々直流電圧の正側Ｐに接続され、下アーム側のＩＧＢＴ４ｘ、４ｙ、４ｚのエミッタ端子は直流電圧の負側Ｎに接続されている。
【００２４】
さらに、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ〜４ｗと下アーム側のＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続され、これにより三相インバータ主回路部を形成している。
そして、各相のアームの中点Ｕ、Ｖ、Ｗを交流出力端子とし、これらに電動機７が接続され、インバータ装置の負荷となっている。
【００２５】
次に、インバータ制御回路について説明する。
ここで、このインバータ制御回路とは、電流検出器６ｕ〜６ｗと電圧検出回路８、Ａ／Ｄ変換器９、ＣＰＵ１０、ゲートドライブ回路１１、それにメモリ１２からなる部分のことを指す。
【００２６】
電圧検出回路８は、平滑回路３で平滑化したインバータの直流電源電圧と、３相インバータ主回路部の各相出力端子の電圧レベルを検出し、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗは、夫々３相インバータ主回路部の各相出力線の電流を検出する。 そして、これら電圧検出回路８で検出した信号と、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗで検出した信号は、夫々Ａ／Ｄ変換器９に入力され、アナログ信号からディジタル信号に変換されてＣＰＵ１０に供給される。
【００２７】
このとき、電圧検出回路８では、ある基準電位から、直流電源電圧の正側Ｐと負側Ｎ、それに３相の各出力端子の電圧を測定する。従って、例えば直流電源電圧の負側Ｎを基準電位とすると、直流電圧の負側Ｎは常に０Ｖとなるため、他の４種の電位を測定すればよいことになる。
【００２８】
なお、実際のインバータ装置では、直流電圧Ｖdc が、例えば２００Ｖ以上野かなり高い電圧になるため、これらの値を直接電圧検出回路８に取り込むのは非現実的であり、このため、各電圧を抵抗などで分圧して基準電位と比較する方法が、主として用いられる。
【００２９】
ＣＰＵ１０は、インバータが運転中、Ａ／Ｄ変換器９から供給される信号を用い、電動機７の電気的定数を演算(演算処理については後述)し、演算結果をメモリ１２に書替記憶する処理と、このメモリ１２から読出した電気的定数を用い、電動機７の性能を最大限に引き出すことができるようなゲートパルスを作成し、ゲートドライブ回路１１によりインバータ主回路部のスイッチング素子を駆動する処理とを並行して、夫々所定の頻度で逐次、実行するようにプログラム構成してある。
【００３０】
次に、この実施形態の各部の動作について説明する。
まず、図２により、この実施形態で半導体スイッチング素子の制御に用いられているパルス幅変調(ＰＷＭ)方式について説明する。
なお、実用上は、多パルス(マルチパルス)幅変調方式とするのが通例なので、この実施形態でも、多パルス幅変調方式の場合について説明する。
【００３１】
この多パルス幅変調方式とは、出力交流基本波の半サイクルの間に２個以上のパルスを発生させ、それらのパルス幅の調整により出力の基本成分の制御が得られると共に、高調波成分の低減が図れるという特長を持つ方式のことで、インバータ主回路部の制御方式として広く用いられている一般的なものである。
【００３２】
この図２において、まず、同図(1)〜(3)は３相交流出力電圧のＵ、Ｖ、Ｗの各相における基本波の波形を示したもので、図示のように、各基本波は夫々正弦波形をなしていて、相間で２／３πづつ位相がずれている。
【００３３】
次に、これら正弦波からなる基本波成分と、一般に三角波信号が用いられている搬送波成分とを、図２(4)に示すように比較し、例えば図２(5)に示すように、基本波成分が三角波信号よりも大きくなっている期間だけ正電圧になるパルスを生成する。
【００３４】
そして、この図２(5)に示すパルスを用いて、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相上下アームの半導体スイッチング素子をオン／オフさせることにより、３相交流出力が滑らかな正弦波に近づけられるようにしているのである。
【００３５】
なお、ここでは、パルスの生成方法として、基本波成分と三角波の搬送波成分とを比較する方法について説明したが、本発明がこのパルス生成方法に依存しないことは明らかであり、従って、他のパルス生成方法によっても実施することができる。
【００３６】
次に、上記したＣＰＵ１１による電動機の電気的定数の演算処理について説明する。
なお、インバータ主回路部では、出力交流の基本波の位相に応じて、主な電流の経路が種々に変化する。そこで、以下、この経路の変化毎に説明する。
【００３７】
まず、図３は、インバータ主回路部と、これに接続された電動機７からなる部分だけを示した図で、ここで、１３は直流電圧源で、例えば整流回路２から出力され、コンデンサ３で平滑化された直流電圧Ｖdc を発生する回路を等価的に表わしたものである。
【００３８】
この図３において、上アームのＩＧＢＴ４ｕ〜４ｗと、下アームのＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続され、これにより３相のインバータ主回路部を形成し、その出力は、負荷となる電動機７に供給される。
ここで、この電動機７の電気的定数については、その１次抵抗成分ｒ１だけが示してある。
【００３９】
いま、この図３のインバータ主回路部の各ＩＧＢＴを、図２(5)に示すゲートパルスで駆動したとすると、図４と図５に示すように、基本波の位相θに応じて電流経路が変化する。ここで、図４は、位相θ＝０のときの電流経路と相間電圧を示した図で、図５は、位相θ＝π／２のときの電流経路と相間電圧を示した図である。
【００４０】
図２において、位相θ＝０のときは、Ｕ相の電流Ｉｕは０、Ｖ相の電流ＩｖはＷ相の電流Ｉｗと同じの或る値になるが、流れる方向は反対になる。
このため、位相θ＝０においては、Ｗ相上アームのＩＧＢＴ４ｗとＶ相下アームのＩＧＢＴ４ｙだけがオンするので、電流の経路は図４(1)に示すようになり、電流Ｉｗと電流Ｉｖ(＝−Ｉｗ)が流れる。なお、図４では、電流の流れない部分の回路は省略してある。
【００４１】
この図４(1)で、抵抗Ｒ４ｗはＩＧＢＴ４ｗのオン抵抗を、そして抵抗Ｒ４ｙはＩＧＢＴ４ｙのオン抵抗を、夫々表わしており、従って、オン状態のＷ相上アームのＩＧＢＴと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴには、各々オン電圧ΔＶｗ１(＝Ｒ４ｗ×Ｉｗ)、ΔＶｙ１(＝Ｒ４ｙ×Ｉｖ)が発生する。
【００４２】
従って、電動機に印加される電圧成分Ｖｗｖ(Ｖ相出力端子に対するＷ相出力端子の電位)は、直流電源電圧Ｖdc より、オンしている２個のＩＧＢＴのオン電圧分ΔＶa (＝ΔＶｗ１＋ΔＶｙ１)だけ低下してしまうことになる。
【００４３】
次に、ＩＧＢＴ４ｗがオフされると環流電流が生じるが、このときの電流経路は、図４(2)に示すように、Ｗ相下アームのフリーホィールダイオード５ｚがオンして、これが電流経路になる。
ここで、抵抗Ｒ４ｚはフリーホィールダイオード５ｚのオン抵抗であり、従って、ここにもオン電圧ΔＶｚ２(＝Ｒ４ｚ×Ｉｗ)が現れる。
【００４４】
つまり、電圧成分Ｖｗｖは、電源電圧Ｖdc とは切り離されているが、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４ｙのオン電圧ΔＶｙ１と、Ｗ相下アームのフリーホィールダイオード５ｚのオン電圧ΔＶｚ２の和のオン電圧分ΔＶb (＝ΔＶｙ１＋ΔＶｚ２)だけ低い電圧となる。
【００４５】
従って、電圧成分Ｖｗｖの時間による変化は、図４(3)に示すようになる。
ここで、Ｔｃは、搬送波(図２(4)の三角波)の周期であり、ΔＶon１は、図４(1)のとき、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ４ｙに電流Ｉｗが流れたことによる電圧降下分で、ΔＶon２は、図４(2)のとき、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ５ｚに電流Ｉｗが流れたことによる電圧降下分である。
【００４６】
ところで、従来技術では、上記したように、期間Ｔｃ／２における電動機７の一次抵抗ｒ１は、数１式で示したように、平均電圧Ｖave を電動機電流Ｉで割ることにより求めている。
【００４７】
しかし、本発明では、従来技術とは異なり、平均電圧Ｖave として、半導体スイッチング素子のオン電圧成分を補正した値を用い、次の数３式により電動機７の一次抵抗ｒ１を計算するのである。
【００４８】
【数３】
従って、本発明では、この実施形態から明らかなように、数３式の分子の値を平均電圧Ｖave としていることになる。
なお、このとき半導体スイッチング素子のオン期間Ｔon が、期間Ｔｃ／２に対して十分に大きく、且つ直流電源電圧Ｖdc が極めて大きい場合には、電圧分ΔＶa と電圧分ΔＶb からなるる補正項は無視できるようになるが、実用的なレベル範囲では、これらの補正項は無視できない。
【００５０】
何故なら、現状のパワーデバイスのオン電圧は、例えばＩＧＢＴについてみた場合、コレクタ・エミッタ間飽和電圧Ｖce(sat)で示されているが、これは数Ｖオーダーにもなるからである。
他方、このことは、本発明では補正が行われる結果、少なくとも１０％は精度改善が可能なことを意味する。
【００５１】
次に、位相θがπ／２の場合について、図５を用いて説明する。
図２において、位相θ＝π／２の場合、Ｕ相電流が最大になり、Ｖ相電流とＷ相電流は同じ大きさで、ともにＵ相電流と逆向きとなる。
この状態におけるインバータのスイッチングモードは、Ｕ相上アームのＩＧＢＴ４ｕと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４ｙ、それにＷ相下アームのＩＧＢＴ４ｚがオンとなるので、図５(1)のような電流経路となる。
【００５２】
また、この状態でＵ相上アームのＩＧＢＴ４ｕがオフすると、Ｕ相下アームのフリーホィールダイオード５ｘがオンするので、図５(2)に示す環流モードとなる。
従って、このときのＶ相出力端子とＵ相出力端子の間の電圧Ｖｕｖは図５(3)のようになり、平均電圧は、次の数４式の分子のようになる。
【００５３】
【数４】
ここで、ΔＶc はＩＧＢＴ４ｕのオン電圧とＩＧＢＴ４ｙのオン電圧の和の電圧分で、ΔＶd はフリーホィールダイオード５ｘのオン電圧とＩＧＢＴ４ｙのオン電圧の和の電圧分である。
従って、ＣＰＵ１１は、以上のようにして電動機７の電気的定数のうちの１次抵抗ｒ１を逐次演算し、演算結果をメモリ１２に更新記憶してゆくことになる。
【００５５】
ここで、これら数３式と数４式から明らかなように、位相によりインバータ主回路部の電流経路が変わり、演算に考慮しなければならない半導体素子(スイッチング素子とフリーホィールダイオード)が違ってしまう。
一方、個々の半導体素子について、オン電圧が全て揃っていて、同じ変化をするなどは、事実上望むべくもないことから、予めオン電圧を想定し、設定しておいたのでは、とても精度は保てない。
【００５６】
しかるに、この本発明の実施形態によれば、インバータ装置が運転中は、ＣＰＵ１１が逐次オン電圧を測定し、順次新たな数値がメモリ１２に記憶されてゆくので、各半導体素子の運転中での実際のオン電圧に基づいて、電動機７の運転中での実際の１次抵抗が演算されることになるので、容易に高精度のオートチューニングを保つことができる。
【００５７】
ところで、以上の実施形態のままでは、インバータ装置が運転を開始した時点では、まだ電動機７の１次抵抗が演算されていないことになり、始動時でのインバータ装置の適切な制御に支障が生じてしまう。
そこで、このため、本発明の実施形態としては、インバータ装置が運転を停止したときは、そのときメモリ１２に記憶されていたデータが、次にインバータ装置が運転を開始するまで保持されるように構成する必要がある。
【００５８】
または、別途、インバータ装置の制御に必要な標準的なデータをテーブルとして保持させてき、始動後、所定の電気的定数が演算され、メモリ１２にデータが格納された時点で、メモリ１２のデータによる制御に切換えられるように構成してもよい。
【００５９】
ところで、この実施形態による１次抵抗ｒ１の演算式は、上記したように、位相に応じて演算内容が変化する。従って、上記数３式と数４式については、位相について一般化した次の数５式で表わすことができる。
【００６０】
【数５】
ここで、この数５式の分母のβ(θ)は、位相θがπ／３と２π／３のときβ＝１となり、位相θがπ／２のときβ＝３／４となるような関数を表わし、ΔＶr は代表値として選んだＩＧＢＴのオン電圧の２倍の値であり、ΔＶs は代表値として選んだＩＧＢＴとフリーホィールダイオードのオン電圧の和を表わす。
【００６２】
次に、この実施形態における個々の半導体素子のオン電圧を測定する方法について、図６により説明する。なお、ここでは、フリーホィールダイオードをＦＷＤと記す。
この図６において、まず、同図(1)は、半導体素子のオン電圧測定時におけるスイッチングモードの説明図である。
【００６３】
この図６(1)には、上アームのＩＧＢＴ(Ａ)と下アームのＩＧＢＴ(Ｂ)、それにＩＧＢＴ(Ａ)と逆並列接続されたＦＷＤ(Ａ)と、ＩＧＢＴ(Ｂ)に逆並列接続されたＦＷＤ(Ｂ)からなる１相分のアームが示されており、さらにＩＧＢＴ(Ａ)のコレクタ端子は正側電源Ｐに接続され、ＩＧＢＴ(Ｂ)のエミッタ端子は負側電源Ｎに接続されており、出力端子となる両方のＩＧＢＴの接続点がＵとして示されている。
【００６４】
そこで、この図６(1)の回路において、Ｐ−Ｎ間に直流電源を接続し、Ｕ点には負荷を接続した上で、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の各ゲートに、図６(2)に示すパルスを入力したとすると、各スイッチングモードにおける電流経路は、太い実線で示すモード▲１▼と、太い波線で示すモード▲２▼、細い実線で示すモード▲３▼、細い波線で示すモード▲４▼の順に変化する。
【００６５】
ここで、まずモード▲１▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)がオンし、ＩＧＢＴ(Ｂ)はオフなので、この場合には、太い実線で示すように、電源からＩＧＢＴ(Ａ)を経由してＵ点から負荷に電流が流れる。
従って、このときは、Ｐ点の電位からＵ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ(Ａ)のオン電圧となる。
【００６６】
次に、モード▲２▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、太い波線で示すように、ＦＷＤ(Ｂ)に循環電流か流れるため、Ｕ点の電位からＰ点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ｂ)のオン電圧となる。
【００６７】
また、モード▲３▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)はオフで、ＩＧＢＴ(Ｂ)がオンするので、この場合には、細い実線で示すように、負荷からＵ点を通り、ＩＧＢＴ(Ｂ)を経由して電源に電流が流れる。
従って、このときは、Ｕ点の電位からＮ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ(Ｂ)のオン電圧となる。
【００６８】
そして、モード▲４▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、細い波線で示すように、ＦＷＤ(Ａ)に循環電流か流れるため、Ｐ点の電位からＵ点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ａ)のオン電圧となる。
従って、これらを纏めると、被測定素子と測定端子の関係は図６(3)に示すようになる。ここで、Ｖn はＰ点の電位で、Ｖp はＰ点の電位、そしてＶu はＵ点の電位である。
【００６９】
このように、各スイッチングモード毎に直流電源の正側Ｐ点の電位Ｖp 及び負側Ｎ点の電位Ｖn 、それに出力端子Ｕ点の電位Ｖu を測定することにより、各半導体素子のオン電圧を個別に測定することができる。
【００７０】
そこで、ＣＰＵ１１は、自らが制御しているインバータ主回路部のスイッチングモードに応じて、電圧検出回路８によりインバータ主回路部の各点から検出した電圧をＡ／Ｄ変換器９を介して取込み、図６(3)に従って演算し、各半導体素子のオン電圧を個別に測定し、この測定結果に基づいて電動機７の１次抵抗ｒ１を演算し、それをメモリ１２に順次更新記憶してゆく処理を実行する。
【００７１】
従って、この実施形態によれば、ほとんど実時間による各半導体素子のオン電圧に基づいて電動機７の１次抵抗ｒ１が演算されるので、インバータ装置運転中での各部の温度変化の影響を受ける虞れがなく、極めて高精度のチューニングが可能になり、オートチューニングによる常に的確な交流電動機の制御を容易に得ることができる。
【００７２】
ところで、このようなインバータ装置においては、インバータ主回路部の同一相の上アームと下アームが同時にオンすると、電源短絡状態になってしまうので、上下アームのスイッチング時間にデッドタイムを設定して制御するのが一般的である。
しかして、このデッドタイムを設けた場合には、オートチューニングに誤差が生じてしまう。
【００７３】
そこで、このオートチューニングにおけるデッドタイムを補正するようにした本発明の実施形態における演算内容について、図７により説明する。
この図７において、Ｔs はデッドタイムを設けたことによる遅れ時間であり、従って、図４(3)と図５(3)と異なっている点は、この遅れ時間Ｔs が存在する点だけである。
【００７４】
この遅れ時間Ｔs は、デッドタイムをΔＴd、ゲートドライブ回路１１と半導体スイッチング素子のオン時の動作遅れ時間の和をΔＴon、ゲートドライブ回路１１と半導体スイッチング素子のオフ時の動作遅れ時間の和をΔＴoff とした場合、これらを組み合わせたもので、次の数６式で表せる。
【００７５】
【数６】
そこで、この実施形態では、この遅れ時間Ｔs を考慮し、上記数５式による演算に代えて、ＣＰＵ１１は、次の数７式により電動機７の１次抵抗ｒ１を演算するのである。
【００７７】
【数７】
従って、この実施形態によれば、デッドタイムによる精度の低下が抑えられ、この結果、さらにオートチューニングの精度が向上する。
なお、上記本発明の実施形態では、インバータ主回路部のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、バイポーラパワートランジスタやＧＴＯ、ＭＯＳＦＥＴなどの各種のパワースイッチング素子を使用して実施することも勿論可能である。
【００７９】
また、上記実施形態では、インバータ装置の基本的構成が２レベルインバータになっている場合について説明したが、３レベル以上のマルチレベルインバータにも適用可能なこともいうまでもない。
【００８０】
さらに、上記実施形態では、半導体素子のオン電圧の測定結果を電動機の１次抵抗の演算に適用した場合についてだけ説明したが、他の電気的定数の演算にも適用可能であり、いずれの場合でもオートチューニングの精度を向上させることができる。
【００８１】
【発明の効果】
本発明によれば、各半導体素子のオン電圧に基づいて、電動機の１次抵抗が演算されることになる。
【００８２】
また、この結果、インバータ装置のオートチューニング精度が向上するので、電動機の効率的な運転状態を保つことができる。
また、インバータ主回路部の半導体素子のオン電圧に存在する特性のバラツキの影響を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるオートチューニング型インバータ装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態における多パルス幅変調による制御動作を説明するための波形図である。
【図３】本発明の一実施形態の動作を説明するための等価回路図である。
【図４】本発明の一実施形態の等価回路における電流経路と相間電圧の一例を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施形態の等価回路における電流経路と相間電圧の一例を示す説明図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるスイッチングモードの説明図である。
【図７】デッドタイムを考慮した本発明の一実施形態による平均電圧の説明図である。
【図８】従来技術による平均電圧の説明図である。
【符号の説明】
１ ３相交流電源
２ 整流回路(インバータ装置の順変換部)
３ 平滑用コンデンサ
４ｕ〜４ｚ ＩＧＢＴ(インバータ主回路部の半導体スイッチング素子)
５ｕ〜５ｚ フリーホィールダイオード
６ｕ〜６ｗ 電流検出器
７ 交流電動機(誘導電動機)
８ 電圧検出回路
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ ＣＰＵ(中央演算装置)
１１ ゲートドライブ回路
１２ メモリ
１３ 直流電圧源
Ｒ４ｕ〜Ｒ４ｚ ＩＧＢＴ４ｕ〜４ｚのオン抵抗
Ｒ５ｕ〜Ｒ５ｚ フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚのオン抵抗
Claims (4)
- ２個の半導体スイッチング素子の直列接続回路からなるアームを、インバータ主回路部に少なくとも２アーム備えたオートチューニング方式のインバータ装置において、
前記インバータ主回路部が動作中、逐次、前記半導体スイッチング素子の順電圧を測定する手段と、
前記順電圧から前記インバータ主回路部に接続されている電動機の一次抵抗成分を逐次計算する手段とを設け、
前記逐次計算される一次抵抗成分によりオートチューニングが与えられるように構成したことを特徴とするインバータ装置。 - 請求項１に記載のインバータ装置において、
前記半導体スイッチング素子が、前記半導体スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホィールダイオードを有し、
前記半導体スイッチング素子の順電圧を測定する手段が、前記フリーホィールダイオードの順電圧を測定する手段を備えていることを特徴とするインバータ装置。 - 出力に接続された電動機の電気的定数を自動測定してオートチューニングを行う方式のインバータ装置において、
前記電動機が運転中、インバータ主回路部のアームを構成する半導体スイッチング素子とフリーホィールダイオードの少なくとも一方の順電圧を逐次測定し、測定した順電圧を用いて前記電動機の一次抵抗成分を演算し、演算結果を記憶保持してオートチューニングが与えられるように構成したことを特徴とするインバータ装置。 - 請求項３に記載のインバータ装置において、
前記電気的定数の自動測定に、前記半導体スイッチング素子の制御に設定されているデッドタイムが考慮されるように構成したことを特徴とするインバータ装置。
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