JP3765384B2 - 渦流量計 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、カルマン渦により発生する交番信号を検出し、この交番信号にフィルタを通過させアナログ／デジタル変換器でアナログ／デジタル変換して得た渦流量信号をマイクロプロセッサを用いて信号処理し、測定流体の流量を測定する渦流量計に関するものである。更に詳しくは、安定した流量検出を確保するための改良を施した渦流量計に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
渦流量計は測定流体中に配設された渦発生体の後方に発生するカルマン渦の発生周波数が流速に比例することを利用したものであり、構造が簡単で測定可能範囲が広く、測定精度が高いことから各種流体の流量測定に広く用いられている。
【０００３】
図２５は渦流量計の従来例を示すブロック構成図である（図ではセンサ …圧電素子…を１個示しているが１個以上の場合もある ）。圧電素子１から出力された交流電荷信号はチャージアンプ２で交流電圧信号に変換され、その電圧信号は増幅器３で増幅される。
【０００４】
増幅器３で増幅された電圧信号には測定周波数以外のノイズ成分が重畳しているが、そのノイズはバンドパスフィルタ４により除去され、このバンドパスフィルタ４を通過した信号はシュミットトリガ回路５によりパルス信号に変換される。
なお、バンドパスフィルタ４は、流量計の口径、流体密度、最大流量からマイクロプロセッサ（CPU）７で最適な帯域が選択されるようになっている。
【０００５】
シュミットトリガ回路５でパルス化された信号はマイクロプロセッサ７内に取込まれ、このマイクロプロセッサ７内に設けられた演算手段で流量演算に必要な乗数および演算プログラムにより周波数演算、流量演算、補正演算が施された後、流量信号に相当するパルス信号を出力する。このパルス信号はＦ／Ｖ変換器８でアナログ信号に変換された後、Ｖ／Ｉ変換器９で所望の出力形態（たとえば４−２０ｍＡ）として出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来の渦流量計においては、渦の信号成分に重畳するノイズ成分として次のものがある。
■配管の振動によるノイズ
■ビート状ノイズのような低周波ノイズ
■渦発生体の共振等による高周波ノイズ
■スパイク状ノイズ
これらのノイズはバンドパスフィルタ４によってかなり低減することができるが、なお低減されずに残っているノイズ成分が信号成分に対して悪影響を及ぼす。このため、シュミットトリガ回路５でノイズ成分を信号成分としてパルス化してしまったり、信号成分をパルス化するのを見落としたりすることがある。
【０００７】
その場合、従来では渦信号周波数パルス化後の処理は振幅／Ｆ変換器６により変換した周波数を用いたノイズ判別機能により信号かノイズかのオンオフ的な判断は行なっている。しかしながら、渦信号に高い周波数のノイズが重畳してパルス数が多くなるような場合についてはそのまま流量信号として出力され精度を十分に確保できないという問題があった。
【０００８】
本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、バンドパスフィルタの前段にローパスフィルタおよびこのローパスフィルタを通過した周波数を複数の周波数帯域に分割する周波数帯域分割手段を設けるとともにその分割した周波数帯域の中の信号強度から渦周波数の帯域を解析し、その解析結果に基づいてバンドパスフィルタの帯域を制御することにより精度の高い流量測定が可能な渦流量計を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は次のとおりの構成になった渦流量計である。
（１） カルマン渦により発生する交番信号をセンサで検出し、この交番信号にフィルタを通過させＡ／Ｄ変換器でアナログ／デジタル変換して得た渦流量信号をマイクロプロセッサを用いて信号処理し、測定流体の流量を測定する渦流量計において、
口径と流量範囲によって決まる前記交番信号の周波数帯域を通過させるローパスフィルタと、このローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を解析する周波数解析手段と、この周波数解析手段の解析結果に基づいて測定すべき周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタを通過した信号をパルス信号に変換するシュミット回路からなり、
前記周波数解析手段は、前記ローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を複数の帯域に分割する分割フィルタと、分割された複数の周波数帯域内の信号の振幅を測定する振幅測定回路と、この振幅測定回路で測定した振幅の大小から測定すべき周波数の帯域を判定する判定手段を有し、
判定手段は、分割された複数の周波数帯域毎にノイズ判別レベルおよび密度判定レベルの少なくとも一方を設定し、信号がノイズ判別レベル以上で密度判定レベルを超えた周波数帯域を渦周波数の帯域として選択することを特徴とする渦流量計。
（２） 前記分割された複数の周波数帯域のうち周波数が低い領域のゲインは大きく、高い領域ほどゲインを小さく設定し、最大の振幅となる周波数帯域を渦周波数の帯域として選択することを特徴とする請求項１に記載の渦流量計。
（３） 振幅測定回路は絶対値回路とローパスフィルタの組み合わせ、若しくは２乗回路とローパスフィルタの組み合わせで構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の渦流量計。
【００１２】
（４） 選択された密度レベルに応じて測定範囲を表示するようにしたことを特徴とする（１）乃至（３）のいずれかに記載の渦流量計。
（５） 複数の密度判定の対象流体は液体および気体であることを特徴とする（１）乃至（４）のいずれかに記載の渦流量計。
（６ ) 全ての周波数帯域の振幅が、ノイズ判別レベル以下の場合には、バンドパスフィルタの帯域をあらかじめ設定された帯域にすることを特徴とする（１）乃至（５）のいずれかに記載の渦流量計。
【００１３】
（７） バンドパスフィルタの帯域設定は出力をゼロとするように設定することを特徴とする（６ )記載の渦流量計。
（８） バンドパスフィルタの帯域設定は最低流速を中心とした帯域にすることを特徴とする（６）記載の渦流量計。
【００１４】
（９） 前記分割された複数の周波数帯域毎に適切な飽和検知レベルを設定し、信号が飽和検知レベル以上のときにはバンドパスフィルタの帯域をあらかじめ設定された帯域にすることを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（１０） バンドパスフィルタの帯域は全流速範囲とすることを特徴とする（９）記載の渦流量計。
【００１５】
（１１） 前記複数の周波数帯域に分割するハイパスフィルタの伝達関数は（１−Ｚ-1）／２または｛（１−Ｚ-1）／２｝nとしたことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（１２） 振幅測定回路に用いるＩＩＲローパスフィルタの構成を、シフタ、加算器、減算器、遅延素子で構成したことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（１３） ＡＤ変換器と周波数解析手段の間のローパスフィルタは移動平均フィルタとしたことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（１４） ローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を、口径と流量範囲によって決まる周波数帯域に応じて間引いて出力することを特徴とする（１３）記載の渦流量計。
（１５） 移動平均フィルタは加算器と遅延素子で構成したことを特徴とする請求項（１３）記載の渦流量計。
【００１６】
（１６） 分割フィルタを構成するローパスフィルタは“移動平均”＋“デシメーション”としたことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（１７） １／２デシメーションを行って、全ての分割フィルタの演算式を共通としたことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（１８） １／２デシメーションを行って、各分割フィルタの演算部を共用したことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
【００１７】
（１９） 渦波形整形の為のバンドパスフィルタのローパスフィルタを分割フィルタを構成するローパスフィルタの出力から選択するようにしたことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（２０） 分割フィルタのサンプリング周期を１／２毎にデシメーションすることで、渦波形整形の為のバンドパスフィルタのハイパスフィルタの帯域を自動的に変化させるようにしたことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（２１） 渦波形整形の為のバンドパスフィルタの帯域は選択された帯域の前後の帯域を含んで設定することを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（２２） バンドパスフィルタの後段にはパルス化回路が設けられ、前記バンドパスフィルタからの入力信号のピークに追従して前記パルス化回路のトリガレベルを変化させるように構成したことを特徴とする（１）記載の渦流量計。
（２３） トリガレベルは、ピークホールド回路の出力を基準にヒステリシスにより設定することを特徴とする（２２）記載の渦流量計。
（２４） ピークホールド回路は、パルス化回路の出力の極性にしたがって、出力がハイ(H)の場合最大値検出、または出力がロー(L)の場合最小値検出となるように、切り替えることを特徴とする（２３）記載の渦流量計。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明を説明する。図１は本発明の一実施例を示した構成図である。図１において図２５と同一のものは同一符号を付している。図１ではセンサが１個である場合を例示しているが、センサを２個用いる渦流量計にも図１の実施例は適用可能である。
【００１９】
図１において、２ａはチャージアンプ（ここでは図２５に示す増幅器3も含めている）、２０はチャージアンプ２ａを通過後の信号をアナログ／デジタル変換するＡ／Ｄ変換器、２２はＡ／Ｄ変換器２０の出力（渦流量信号）の高周波成分を除去するローパスフィルタ（ローパスフィルタをＬＰＦとする）である。
【００２０】
２３は周波数解析手段で、後述するデジタルフィルタで構成された帯域分割フィルタおよび周波数判定手段から構成されている。この周波数解析手段２３はローパスフィルタ２２を通過した帯域の周波数信号を複数の帯域に分割し、分割された複数の周波数帯域のうちどの帯域に測定信号が含まれているかを判定する。
【００２１】
２４はこの周波数解析手段２３の解析結果に基づいて測定すべき周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタである。５はシュミット回路で、バンドパスフィルタ２４を通過した信号をパルス信号に変換する。
【００２２】
シュミットトリガ回路５でパルス化された信号はマイクロプロセッサ７内に取込まれ、このマイクロプロセッサ７内に設けられた演算手段で流量演算に必要な乗数および演算プログラムにより周波数演算、流量演算、補正演算が施された後、流量信号に相当するパルス信号を出力する。このパルス信号は出力回路２５を構成するＦ／Ｖ変換器（図示省略）でアナログ信号に変換された後、Ｖ／Ｉ変換器（図示省略）で所望の出力形態（たとえば４−２０ｍＡ）として出力される。
【００２３】
図２は周波数解析手段２３のブロック構成図である。
３０は分割（バンドパス）フィルタでSUB1〜SUB6からなっており、図３に示すように信号処理すべき帯域（渦信号の帯域は口径と流量範囲によって決まる。）を例えば６分割(６とは限らず必要なだけ)する。以降、分割された帯域をサブバンドと呼ぶ。
【００２４】
図２に戻り、３１は振幅測定回路でAMP1〜AMP6からなっており、図３に示す各サブバンドの振幅を測定する。これら振幅測定回路３１のAMP1〜AMP6は“絶対値回路”＋“ローパスフィルタ”または“２乗回路” ＋ “ローパスフィルタ”で構成される。
３２は判定回路で各サブバンドの振幅を比較し、どのサブバンドに渦信号があるかを判定する。
BPF２４の通過帯域は判定回路３２で求めたサブバンドを中心とした帯域にコントローラ３３を介して制御される。
【００２５】
次に判定方法を示す。図４に周波数解析部分の詳細ブロック図を示す。
x1〜x6は振幅測定回路３１から出力される各サブバンドの振幅である。
これら各サブバンドの振幅に値の異なるGAIN1〜GAIN6が乗ぜられ、出力y1〜y6を得る。図５は周波数とゲインの関係を示すもので、出力y1〜y6はゲインの異なったバンドパスフィルタを通した信号の振幅に等しい。（GAIN1〜GAIN6でゲインが異なる為 ）
【００２６】
先に述べたように渦流量計の信号の振幅は口径、密度、流速で決まる。渦流量計のセンシング方式には、応力検出方式、圧力検出方式、超音波検出方式等があり、応力検出方式の場合、信号の振幅は流体の密度に比例し、流速の２乗に比例する。また、超音波検出方式の場合、流体の音速に比例し、流速に比例する。
【００２７】
いずれの方式においても、流速が大きくなる（周波数が大きくなる）と、振幅が大きくなる。したがって、周波数が低いサブバンドのゲインは大きく、周波数が高いサブバンドのゲインは小さく設定する。
また、周波数と振幅の関係もある程度予想され、それをもとにノイズ判別レベルNLをサブバンド毎に設定する。
【００２８】
図４において、NL1〜NL6はサブバンド毎に設けられたノイズ判別レベルである。サブバンドの振幅x１〜x６は比較器３４に入力されノイズ判別レベルNL1〜NL6とそれぞれ比較される。最大値判定回路３５は振幅ｘがノイズ判別レベルNL以上のサブバンドの中で、振幅yが最大であるサブバンドに対応した信号MAX_BANDを出力する。
【００２９】
コントローラ３３はBPF２４（図１参照）の帯域をMAX_BANDを中心とした帯域に設定する。
例えば、図６（ａ）に示すように周波数の低いSUB5の帯域の信号に、周波数の高いSUB2の帯域のノイズが重畳されたような波形が入力された場、図７（a、b）のようなスペクトルが得られる。この場合、図７（ａ）に示すように振幅ｘがNLより大きいSUB2、SUB4、SUB5、SUB6のサブバンドの中で図７（ｂ）図に示すように振幅yがもっとも大きいSUB5が信号であると判断する。したがって、BPF２４の通過帯域は図７（c）のように設定する。その結果、BPF２４の出力として図６（b）のような信号が得られる。
【００３０】
図４に戻り、最大値判定回路３５の出力NJは１つ以上のサブバンドの振幅ｘがノイズ判別レベルNLより大きいときにＨを出力し、全てのサブバンドの振幅ｘがノイズ判別レベルNLより小さいときにＬを出力する。
流量が０の時のスペクトルの例を図８（a）に示す。全てのサブバンドの振幅ｘはノイズ判別レベルNLよりも小さい。この時、最大値判定回路３５はNJをLにする。
【００３１】
コントローラ３３は予め設定されているNJ_DATAに従いBPF２４をコントロールし、NJがLのときBPF２４は出力をカットする。または図８（ｂ）の様に最低流速を中心とした通過帯域とする。出力をカットすると耐ノイズ性が増す。図８（ｂ）の様に通過帯域を設定すると、流量の立上り時にいち早く追従することができる。
【００３２】
ところで、周波数解析は信号が飽和すると、これまで述べてきたような正常な動作が保証されない。一方、信号が飽和しているということは、信号が十分大きくノイズの影響は十分小さい場合である。
図９（ａ）に示すように飽和検知レベルSLは、信号が飽和したときのサブバンドの振幅ｘより小さく設定する。
【００３３】
図４に戻り、飽和検知回路３７は、全てのサブバンドの振幅xが飽和検知レベルSLより小さいときにはＬ、１つ以上のサブバンドの振幅xが飽和検知レベルSLより大きいときにＨを出力する。コントローラ３３はSLがＨとなったとき渦信号は十分大きいと判断し予め設定されているSJ_DATAに従いBPF２４の通過帯域を図９（ｂ）に示すように広げる。
【００３４】
ここで、ノイズ判別レベルNL、飽和検知レベルSL、GAIN1〜GAIN6、NJ_DATA、SJ_DATAは口径、流速範囲、流体密度等の条件により設定されるパラメータである。
上記の構成によれば、帯域内のノイズが重畳された場合でも、ノイズを除去することができ、より安定した流量測定が可能になる。
【００３５】
次に本発明で使用するローパスフィルタ２２の後段に配置された分割フィルタ３０（図２参照）について説明する。図１０は図２の分割フィルタ３０の詳細を示すものである。図１０において、２２のローパスフィルタをＬＰＦ０とし、分割フィルタ３０（ａ〜ｅ）を構成するハイパス／ローパスフィルタをＨＰＦ（１〜６）、ＬＰＦ（０〜５）として表示している。また、ここでのフィルタは加算器とレジスタ等の遅延素子で構成できる移動平均フィルタである。↓１／２の記号で示すようにＬＰＦを通過する毎にサンプルを１／２に間引いている。
【００３６】
デジタルフィルタは一般的に
・乗算器
・加算器
・レジスタ等の遅延素子
から構成される。この中で乗算器は特にハードウエアの構成が大規模になる。
【００３７】
図１０のLPF0２２は、口径と流量範囲で決定される帯域のローパスフィルタで、加算器とレジスタ等の遅延素子で構成できる移動平均フィルタである。LPF0の出力は帯域に応じてデシメーション（間引き）される。
LPF1〜LPF５は１次または２次以上の移動平均フィルタである。
【００３８】
１次の移動平均フィルタの伝達関数は、
（１＋Ｚ^-1）／２ （式１）
ｎ次の移動平均フィルタの伝達関数は、
｛（１＋Ｚ^-1）／２｝ⁿ （式２）
で表わされ、移動平均後に１／２にデシメーションされる。
HPF1〜HPF6は、
（１−Ｚ^-1）／２ （式３）
または、式3のｎ次である、
｛（１−Ｚ^-1）／２｝ⁿ （式４）
の伝達関数で表わされるハイパスフィルタである。
【００３９】
図１１はLPF、HPF共に２次の場合のフィルタ部分のブロック図である。遅延素子Ｄの後段に演算器４０、４１が並列に接続された構成となっている。
これらのフィルタにより、図１２に示すように帯域を１：２毎に分割するフィルタを構成することができる（移動平均後にデシメーションを行っているので、同じ伝達関数でも帯域が異なっている）。
【００４０】
上記のようなフィルタは加算器、減算器、遅延素子Ｄのみで構成可能であり、汎用の乗算器を必要とないので、小規模なハード構成とすることができる。
図１３は振幅測定回路３１のブロック図である。このブロック図１３は図２、図１０のAMP1〜AMP6に対応する。この振幅測定回路３１は絶対値回路ABSとIIRローパスフィルタで構成される。
【００４１】
図中、係数ｋは０＜ｋ＜１の値である。IIRローパスフィルタは図１４の様にシフタ、加算器、減算器、遅延素子(Ｄ)で構成することができる。例えば、shifterが３ビット右シフト（つまり、1／8倍することになる）する場合、図１１において、ｋ＝ 0.125、1-k ＝ 0.875のフィルタを構成することができる。
【００４２】
上記フィルタは加算器、減算器、遅延素子のみが必要である。汎用の乗算器を必要としないので、小規模なハード構成とすることができる。
また、周波数解析を行うためのフィルタ群は１／２デシメーションを行っているので、各サブバンドのレジスタ等の記憶素子のデータが異なるだけであり、帯域によらず演算回路を共有して全て同じ演算で処理することができる。
【００４３】
図１５は周波数解析手段２３（図１、図２、図１０参照）のブロック構成図である。フィルタの演算を行う演算部５０（図１１）、LPFの計算に使用するMEMORY1、振幅測定回路５１（図１３）のIIRローパスフィルタの計算に使用するMEMORY2、これらメモリのコントロールを行うコントロール回路５２などから構成されている。
このように１／２デシメーションにより演算回路を共有化することができハードウエアの大幅な削減が可能となる。
【００４４】
ところで、図１、図２、図１５中に示すバンドパスフィルタBPF２４は、周波数解析した結果をもとに帯域をコントロールされる。バンドパスフィルタは通常ローパスフィルタとハイパスフィルタの組み合わせで構成されるが図１６の構成とすることでバンドパスフィルタＢＰＦ２４のローパスフィルタを省略することができる。
【００４５】
先に延べたように、周波数解析を行うためには図２、図１０のようにSUB1〜SUB6のバンドパスフィルタを使用する。本発明では、これらのバンドパスフィルタを図１６で示すようにローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順番で構成する。ここで、LPF０〜LPF５は、それぞれ帯域が異なったローパスフィルタである。これらLPF０〜LPF５の出力から選択すれば、帯域可変のローパスフィルタと等価となる。
【００４６】
ハードウェア上では帯域可変のローパスフィルタがセレクタ４５に置き換えられ、ハードウェアの規模が大きく削減される。本発明の周波数解析ではサブバンドのフィルタの構成は、帯域を１：２毎に分割すると同時に１／２デシメーションしている。
【００４７】
つまり、図１６中のLPF０〜LPF５の出力のサンプリング周期も１／２の比で異なっている。LPF０〜LPF５の出力から選択することで、BPFを構成するためのハイパスフィルタHPFのサンプリング周期も同時に変化する。したがって、HPFの伝達関数はサンプリング周期が変更されることに伴い自動的に変更される。そのため、HPFの帯域をコントロールする回路が不要となり、ハードウエアを簡略化することができる。
【００４８】
なお、周波数解析のサブバンドを構成するバンドパスフィルタは、周波数分解能をよくするために、帯域が比較的狭くなっている。したがって、渦波形を整形するためのバンドパスフィルタBPFには使用しない。また、BPFは渦周波数が変化したときに十分早く追従するためにある程度帯域を大きくする必要がある。
【００４９】
例えば図３において、渦信号の帯域が SUB3にあった場合、BPFの帯域はSUB2〜SUB4というように設定する必要がある。その場合、図１６のLPF2とHPF3がSUB3に相当するが、BPFを構成する為のセレクタ４５は、SUB3を構成するLPF2ではなくて、SUB2を構成するLPF1の出力を選択する。もちろん、HPFはLPF1を選んだときのサンプリング周波数における帯域がSUB4の低周波数側の帯域になるように設計されている。ここで、HPFの帯域は厳密にSUB4の帯域に合わせる必要はない。
【００５０】
また、BPFの帯域は上記に限らない。耐ノイズ性を考慮するなら、上記のように比較的狭い帯域が適当であるが、渦周波数に対しての追従性を考慮するなら、「SUB3の信号に対してSUB1からSUB5の帯域とする」というように広くすることもできる。
【００５１】
ところで、前述の説明では１種類の流体測定時に発生するノイズ除去および最大振幅を有する周波数帯域を渦信号とする例について述べたが、本発明は、液体、ガス・スチームの両方が流れる配管において、液体かガス・スチームかを自動的に判別し、変換器の設定等を変えることなしに両方の測定を行う流量計としても機能する。
【００５２】
従来の方式では、渦流量計変換器は液用バンドパスフィルタとガス用バンドパスフィルタを独立して持ち、その後段のシュミットトリガ回路でパルス化したのちその周波数を判定して、液体の領域の渦周波数であれば液体用フィルタによって処理された信号を用いて出力を行い、気体の領域の渦周波数であれば気体用フィルタによって処理された信号を用いて出力する。
この方式は周波数のみで判断するために、条件として液体の場合の渦周波数とガスの場合の渦周波数がオーバーラップしていないことが測定可能な条件であった。
【００５３】
本発明では図１７に示す様にサブバンドと振幅の関係から、液体の場合の判別ラインと気体の場合の判別レベルを設定する。
検出された周波数と振幅をCPU内部で設定値と比較し、液体の判別レベル以上であれば流体は液体として出力し、気体の判別レベル以上液体の判別レベル未満であれば流体は気体として、それぞれの流体での設定に応じて出力する。
【００５４】
図１７の例ではy5が信号帯域で流体は液体と判別される。この実施例において、信号振幅が気体判別レベルを下回る場合には、ノイズと判別し、出力をカットする。なお、液体・気体という分類のみならず、密度が有る程度違っていれば、複数の気体の判別、複数の液体の判別を行い出力を切り替えることも可能である。
【００５５】
図１８は図１に複数の密度の流体を測定する場合の信号ライン（イ、ロ）を付加したもので、イで示すラインは周波数解析手段２３が判断した判別結果（液体か気体か）をＣＰＵに伝えるステータス信号であり、この信号によりＣＰＵは出力設定をしてそれぞれの流体に応じた出力（例えば０−１００％）をする。
【００５６】
なお液体・気体の判別をマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）７で行う場合には点線ロで示すように周波数情報と振幅情報をＣＰＵから読みに行き、その判断によりＣＰＵは出力設定を行い、周波数解析手段２３を介してバンドパスフィルタ２４の通過帯域を決定する。
【００５７】
次に本発明で使用するシュミットトリガ回路５（図１参照）について説明する。
図1に示すようにセンサ１の出力はチャージアンプ２ａで電圧に変換され、ＡＤ変換器２０で信号変換された後、バンドパスフィルタによりノイズが除去されてシュミットトリガ回路５によりパルス化される。
一般にシュミットトリガ回路は、出力がＬの場合入力がトリガレベルTLHより大きくなると、反転してＨになる。出力がＨの場合入力がトリガレベルTLLより小さくなると、反転してＬになる。これにより、TLH−TLLの幅のヒステリシスを設けるため、高周波のノイズに対して有効に働く。
【００５８】
ところで、従来の渦流量計では、渦波形に振動等による低周波のノイズが重畳した場合、図１９のＡ〜Ｄの箇所に示すように、パルス落ちが生じてしまい正確な流量が測定できないという問題があった。本発明で用いるシュミットトリガ回路ではその様な場合であってもパルスのない正確な流量測定が可能である。図２０は本発明で使用するシュミットトリガ回路の一例を示すブロック構成図である。
【００５９】
図２０において、５０は第1コンパレータ、５１は第２コンパレータであり、＋（非反転入力）端子にバンドパスフィルタ２４からの出力端子が接続されている。第1コンパレータ５０の−端子にはレジスタ５３の出力端子が接続され、第２コンパレータ５１の−（反転入力）端子には加算器５５の出力端子が接続されている。
【００６０】
この加算器の２つの入力端子の一方には、レジスタ５３の出力端子が接続され、他方の入力端子にはセレクタ５４の出力端子が接続されている。５２はコントローラであり、このコントローラの２つの入力端子には第１、第２コンパレータの出力端子が接続され、出力端子はレジスタ５３の一方の入力端子に接続にされている。このレジスタ５３の他方の入力端子にはバンドパスフィルタ２４の出力が入力する。セレクタ５４の入力端子にはコンパレータ５１の出力端子が接続されており、センサ１（図１参照）の特性によって定まる＋又は−のヒステリシス信号が入力する。
【００６１】
上記の構成において、まずピークホールド回路５６として機能するコントロール回路５２およびレジスタ５３での動作を説明する。
パルス出力PULSEがＨの場合COPM1がＨ、つまり、SIG＞REFの場合にレジスタREFの値を更新する。
したがって、レジスタREFには、パルス出力PULSEがＨになった後のSIGの最大値が保持される。
【００６２】
パルス出力PULSEがＬの場合COPM1がＬ、つまり、SIG＜REFの場合にレジスタREFの値を更新する。したがって、レジスタREFには、パルス出力PULSEがＬになった後のSIGの最小値が保持される。
セレクタ５４はパルス出力PULSEがＨの場合、−HYSを出力し、
パルス出力PULSEがＬの場合、＋HYSを出力する。
【００６３】
したがって、加算器５５から出力されるトリガレベルTLは、
・パルス出力PULSEがＨの場合、SIGの最大値−HYS
・パルス出力PULSEがＬの場合、SIGの最小値＋HYS
となり、常にピーク値を基準に設定される。
【００６４】
図２１は出力波形（ＳＩＧ）に低周波のノイズが重畳した場合の各部の波形を示す。トリガレベル（点線）が常にピーク値を基準に設定されるため、出力信号（一点鎖線）はパルス落ちすることがなく、したがって、正確な流量測定が可能となる。なお、上述の動作を行うことにより図２２に示すように、低い周波数に対しても正しくパルス化を行うことができる。
【００６５】
図２３は本発明で使用するシュミットトリガ回路５（図１参照）の他の実施形態の一例を示す図である。図２３においてCOMP２のパルス出力PULSEがＨの場合正のピークホールド回路として動作する。つまり、パルス出力PULSEがＨになった後のSIGの最大値が保持される。
【００６６】
COMP２のパルス出力PULSEがＬの場合、負のピークホールド回路として動作する。つまり、パルス出力PULSEがＬになった後のSIGの最小値が保持される。
アナログSW５４ａは、パルス出力PULSEがＨの場合、SIGの最大値＋HYSを出力し、パルス出力PULSEがＬの場合、SIGの最小値−HYSを出力する。
【００６７】
したがって、トリガレベルTLは、パルス出力PULSEがＨの場合、最大値−HYSパルス出力PULSEがＬの場合、最小値＋HYSとなり、常にピーク値を基準に設定される。図２４は図２３に示すシュミットトリガ回路の具体例を示すもので、ピークホールド回路を一般的なピークホールド回路の極性をアナログスイッチにより切り替える事ができるようにしたものである。
【００６８】
図２４において、PULSEがLのときには上のダイオード側のスイッチがオンとなって、最大値検出回路となる。逆にPULSEがHのときには下のダイオード側のスイッチがオンとなって、最小値検出回路となる。
コンパレータ５１の出力を±VCCとすると、コンパレータの非反転入力端子の入力は、

となり、ピークホールドの出力にヒステリシス

を加算した値になる。
【００６９】
一方、Ｒ3＝Ｒ1、Ｒ4＝Ｒ2とすると、コンパレータ５１の反転入力端子の入力は、

となる。したがって図２３に示すセレクタ５４のヒステリシス±ＨＹＳは、図２４における

に等しい。
ここで、図２４における出力PULSEは図２３におけるPULSEの逆極性を示している。
【００７０】
なお、本発明の以上の説明は、説明および例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎない。したがって本発明はその本質から逸脱せずに多くの変更、変形をなし得ることは当業者に明らかである。特許請求の範囲の欄の記載により定義される本発明の範囲は、その範囲内の変更、変形を包含するものとする。
【００７１】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明によれば、カルマン渦により発生する交番信号をセンサで検出し、この交番信号にフィルタを通過させＡ／Ｄ変換器でアナログ／デジタル変換して得た渦流量信号をマイクロプロセッサを用いて信号処理し、測定流体の流量を測定する渦流量計において、
口径と流量範囲によって決まる前記交番信号の周波数帯域を通過させるローパスフィルタと、このローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を解析する周波数解析手段と、この周波数解析手段の解析結果に基づいて測定すべき周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタを通過した信号をパルス信号に変換するシュミット回路からなり、
前記周波数解析手段は、前記ローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を複数の帯域に分割する分割フィルタと、分割された複数の周波数帯域内の信号の振幅を測定する振幅測定回路と、この振幅測定回路で測定した振幅の大小から測定すべき周波数の帯域を判定する判定手段を有し、
判定手段は、分割された複数の周波数帯域毎にノイズ判別レベルおよび密度判定レベルの少なくとも一方を設定し、信号がノイズ判別レベル以上で密度判定レベルを超えた周波数帯域を渦周波数の帯域として選択するように構成したので、様々なノイズを効果的に除去し、安定した流量検出を確保することができる。
【００７２】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る渦流量計の実施形態の一例を示すブロック構成図である。
【図２】周波数解析手段のブロック構成図である。
【図３】信号処理すべき帯域を６分割した状態を示す説明図である。
【図４】周波数解析部分の詳細ブロック図である。
【図５】周波数とゲインの関係を示す図である。
【図６】周波数の低い帯域の信号に、周波数の高い帯域のノイズが重畳された状態を示す図である。
【図７】振幅ｘとサブバンドの関係を示すスペクトル図およびバンドパスフィルタの設定範囲を示す説明図である。
【図８】流量が０の時のサブバンドの振幅ｘと周波数の関係およびバンドパスフィルタの通過帯域を最低流速を中心とした通過帯域とした状態を示す説明図である。
【図９】飽和検知レベルSLとサブバンドの振幅ｘとの関係およびバンドパスフィルタの通過帯域を広げた状態を示す図である。
【図１０】分割フィルタの詳細を示す図である。
【図１１】 LPF、HPF共に２次の場合のフィルタ部分のブロック図である。
【図１２】帯域を１：２毎に分割するフィルタを構成した図である。
【図１３】振幅測定回路のブロック図である。
【図１４】振幅測定をシフタ、加算器、減算器、遅延素子で構成した図である。
【図１５】周波数解析手段のブロック構成図である。
【図１６】バンドパスフィルタをローパス／ハイパスフィルタで構成した図である。
【図１７】サブバンドと振幅の関係から、液体と気体の判別レベルを設定した状態を示す図である。
【図１８】図１に複数の密度の流体を測定する場合の信号ラインを付加した図である。
【図１９】低周波のノイズが重畳しパルス落ちが生じている状態を示す波形図である。
【図２０】本発明で使用するシュミットトリガ回路の一例を示すブロック構成図である。
【図２１】低周波のノイズが重畳してもパルス落ちのない状態を示す波形図である。
【図２２】低い周波数をパルス化した状態を示す波形図である。
【図２３】本発明で使用するシュミットトリガ回路の他の一例を示す図である。
【図２４】図２３に示すシュミットトリガ回路の具体例を示す図である。
【図２５】従来の渦流量計の一実施例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１ 圧電素子
２、２ａ チャージアンプ
３ 増幅器
４、２４ バンドパスフィルタ
５ シュミットトリガ回路
６ 振幅／周波数変換器
７ マイクロプロセッサ
８ 周波数／電圧変換器
９ 電圧／電流変換器
２０ Ａ／Ｄ変換器
２２ ローパスフィルタ
２３ 周波数解析手段
２５ 出力回路
３０分割（バンドパス）フィルタ
３１ 振幅測定回路
３２ 判定回路
３３、５２ コントローラ
３４ 比較器
３５ 最大値判定回路
３７ 飽和検知回路
３８ 異常検出回路
４０、４１ 演算器
４５、５４ セレクタ
５０ 第1コンパレータ
５１ 第２コンパレータ
５３ レジスタ
５５ 加算器
５６ ピークホールド回路

Claims (24)

1. カルマン渦により発生する交番信号をセンサで検出し、この交番信号にフィルタを通過させＡ／Ｄ変換器でアナログ／デジタル変換して得た渦流量信号をマイクロプロセッサを用いて信号処理し、測定流体の流量を測定する渦流量計において、
   口径と流量範囲によって決まる前記交番信号の周波数帯域を通過させるローパスフィルタと、このローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を解析する周波数解析手段と、この周波数解析手段の解析結果に基づいて測定すべき周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタを通過した信号をパルス信号に変換するシュミット回路からなり、
   前記周波数解析手段は、前記ローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を複数の帯域に分割する分割フィルタと、分割された複数の周波数帯域内の信号の振幅を測定する振幅測定回路と、この振幅測定回路で測定した振幅の大小から測定すべき周波数の帯域を判定する判定手段を有し、
   判定手段は、分割された複数の周波数帯域毎にノイズ判別レベルおよび密度判定レベルの少なくとも一方を設定し、信号がノイズ判別レベル以上で密度判定レベルを超えた周波数帯域を渦周波数の帯域として選択することを特徴とする渦流量計。
2. 前記分割された複数の周波数帯域のうち周波数が低い領域のゲインは大きく、高い領域ほどゲインを小さく設定し、最大の振幅となる周波数帯域を渦周波数の帯域として選択することを特徴とする請求項１に記載の渦流量計。
3. 振幅測定回路は絶対値回路とローパスフィルタの組み合わせ、若しくは２乗回路とローパスフィルタの組み合わせで構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の渦流量計。
4. 選択された密度レベルに応じて測定範囲を表示するようにしたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の渦流量計。
5. 複数の密度判定の対象流体は液体および気体であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の渦流量計。
6. 全ての周波数帯域の振幅が、ノイズ判別レベル以下の場合には、バンドパスフィルタの帯域をあらかじめ設定された帯域にすることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の渦流量計。
7. バンドパスフィルタの帯域設定は出力をゼロとするように設定することを特徴とする請求項６記載の渦流量計。
8. バンドパスフィルタの帯域設定は最低流速を中心とした帯域にすることを特徴とする請求項６記載の渦流量計。
9. 前記分割された複数の周波数帯域毎に飽和検知レベルを設定し、信号が飽和検知レベル以上のときにはバンドパスフィルタの帯域をあらかじめ設定された帯域にすることを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
10. バンドパスフィルタの帯域は全流速範囲とすることを特徴とする請求項９記載の渦流量計。
11. 前記複数の周波数帯域に分割するハイパスフィルタの伝達関数は（１−Ｚ^-1）／２または｛（１−Ｚ^-1）／２｝^ｎとしたことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
12. 振幅測定回路に用いるＩＩＲローパスフィルタの構成を、シフタ、加算器、減算器、遅延素子で構成したことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
13. ＡＤ変換器と周波数解析手段の間のローパスフィルタは移動平均フィルタとしたことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
14. ローパスフィルタを通過した帯域の周波数信号を、口径と流量範囲によって決まる周波数帯域に応じて間引いて出力することを特徴とする請求項1３記載の渦流量計。
15. 移動平均フィルタは加算器と遅延素子で構成したことを特徴とする請求項１３記載の渦流量計。
16. 分割フィルタを構成するローパスフィルタは“移動平均”＋“デシメーション”としたことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
17. １／２デシメーションを行って、全ての分割フィルタの演算式を共通としたことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
18. １／２デシメーションを行って、各分割フィルタの演算部を共用したことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
19. 渦波形整形の為のバンドパスフィルタのローパスフィルタを分割フィルタを構成するローパスフィルタの出力から選択するようにしたことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
20. 分割フィルタのサンプリング周期を１／２毎にデシメーションすることで、渦波形整形の為のバンドパスフィルタのハイパスフィルタの帯域を自動的に変化させるようにしたことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
21. 渦波形整形の為のバンドパスフィルタの帯域は選択された帯域の前後の帯域を含んで設定することを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
22. バンドパスフィルタの後段にはパルス化回路が設けられ、前記バンドパスフィルタからの入力信号のピークに追従して前記パルス化回路のトリガレベルを変化させるように構成したことを特徴とする請求項１記載の渦流量計。
23. トリガレベルは、ピークホールド回路の出力を基準にヒステリシスにより設定することを特徴とする請求項２２記載の渦流量計。
24. ピークホールド回路は、パルス化回路の出力の極性にしたがって、出力がハイ(H)の場合最大値検出、または出力がロー(L)の場合最小値検出となるように、切り替えることを特徴とする請求項２３記載の渦流量計。

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