JP3763477B2 - 複数のシンボルを推定する方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムに関し、特に、多入力多出力(MIMO:multiple-input multiple-output)システムとも呼ばれる、送信機および受信機にそれぞれ複数のアンテナを使用する無線通信システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
MIMO通信システムは、単一アンテナ対単一アンテナシステムまたは複数アンテナ対単一アンテナシステムと比較すると、その劇的に改善された容量を達成する性能により、従来技術において周知である。
【0003】
MIMO通信システムの原理は、図1に示されている。送信されるデータストリームDinは、送信機側でベクトル符号器110により符号化され、複数のシンボルサブストリームにマッピングされる。それぞれのサブストリームは、所定のアンテナ専用になっている。それぞれのサブストリームは、アンテナ1301、1302、…、130Mによって送信される前に、Txユニット1201、1202、…、120MによってRF変調され、増幅される。受信機側では、複数のアンテナ1401、1402、…、140Nが、送信信号を受信し、受信信号は、Rxユニット1501、1502、…、150Nによって、シンボルにRF復調される。このようにして得られたシンボルは、検出器160によって処理され、受信データDoutのストリームが生成される。
【0004】
ベクトル符号器110および検出器160に関し、さまざまな方式が従来技術で提案されてきた。これらの方式の根底にある基本的なアイデアは、(送信アンテナと受信アンテナとの間の伝播に影響するそれぞれのフェージング係数による)空間ダイバーシティおよび時間ダイバーシティの双方を利用することである。このことから、ユニット(ベクトル符号器)110は、空間時間符号器とも呼ばれる。例えば、空間時間ダイバーシティ技法は、『IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp 744-765, March 1998』に掲載されたTarokh等著「Space-time codes for high data rates wireless communications: performance criterion and code construction」という名称の論文に提案されている。この技法は、STTC(空間時間トレリス符号化(Space-Time Trellis Coding))と名づけられ、トレリス構造によって、空間領域(それぞれの送信アンテナ)の送信信号と時間領域(連続時間シンボル)の送信信号との相互関係を生成する。トレリスにおける遷移は、入力シンボルによって決定される。検出器160は、最も低い累積メトリックを計算して最大尤度送信シーケンスを決定する最尤系列推定(MLSE(Maximum Likelihood Sequence Estimation))に基づいている。別の空間時間ダイバーシティ技法が、S. M. Alamouti等によって、『IEEE J. Select. Areas. Comm., vol. 16, pp 1451-1458, Oct. 1998』に掲載された「A simple transmit diversity technique for wireless communications」という名称の論文に提案されている。この技法は、STBC(空間時間ブロック符号化(Space-Time Block Coding))と呼ばれ、この技法によると、入力シンボルのブロックが、L×M符号化行列にマッピングされる。ここで、Lは、多数の連続したタイムスロットであり、行列を構成するLベクトルは、M個の送信アンテナによって送信される。
【0005】
より最近になって、『IEEE Communication Letters, vol. 4, no. 5, pp 161-163, May 2000』に掲載された「Lattice code decoder for space-time codes」という名称の論文には、信号を受信したMIMO通信システムが、雑音によりエラーが加わった格子の点として表すことができること、およびしたがって、受信機側では、送信シンボルベクトルのML推定を得るために、球復号器(sphere decoder)を使用できることが、O. Damen等によって示されている。より正確には、球復号化方法は、符号化されていないMIMOシステム、すなわち、それぞれの送信アンテナに関連したシンボルのサブストリームが独立に符号化されるシステム、およびいわゆる代数的空間時間符号を用いるMIMOシステムの双方について提案されている。このような符号の例は、O. Damenの「Joint coding/decoding in a multiple access system- Application to mobile communications」ENST, Parisという名称の博士論文に見出すことができる。
【0006】
MIMO通信システムを図1に示すものとし、所定の時刻pにおいて、アンテナにより送信されるシンボルのベクトルおよびアンテナにより受信される信号のベクトルを、それぞれx(p)=(x1(p),x2(p),…,xM(p))およびy(p)=(y1(p),y2(p),…,yN(p))と示すこととする。我々は、まず、MIMOシステムのシンボルのサブストリームが、独立に符号化されているものと仮定する。我々は、以下の式を記述することができる。
【0007】
【数1】
【0008】
ここで、hmn(p)は、送信アンテナmと受信アンテナnとの間の伝播路の時刻pにおけるフェージング係数である。ηn(p)は、受信信号yn(p)に影響を与える雑音サンプルである。一般に、送信は、長さLのフレームによって行われ、係数は、1つの送信フレーム上で一定と仮定されるが、フレームごとに変化してもよい。例えば、M個の送信アンテナからN個の受信アンテナへのM×N個の送信チャネルは、準静的レーリーチャネル(quasi-static Rayleigh channel)であると仮定される。フェージング係数は、例えば、それぞれの送信アンテナによって送信されたパイロットシンボルを推定することにより、受信機では既知であると仮定される。雑音サンプルは、ゼロ平均(AWGN雑音)および分散σ2を有する独立複素ガウス変数(independent complex Gaussian variable)のサンプルであると仮定される。
【0009】
送信シンボルは、必ずしも、同じ変調配置(constallation)に属する必要はないことに留意すべきである。
【0010】
式(1)は、行列形式を導入し、かつ時刻インデックスpを省略することにより、次のように書き換えることができる。
【0011】
【数2】
【0012】
ここで、Hは、H=(hmn)、m=1,…,M、n=1,…,Nによって定義されるM×N行列である。
【0013】
式(2)のベクトルx、yおよびηの複素成分は、それぞれ、xm=xR m+jxI m,ym=yR m+jyI m,ηm=ηR m+jηI mと表すことができる。同様にして、行列Hの複素係数hmnは、hmn=hR mn+jhI mnと表すことができる。ここで、hR mnおよびhI mnは、実数である。
【0014】
x’=(xR 1,xI 1,…,xR M,xI M)、y’=(yR 1,yI 1,…,yR N,yI N)、η’=(ηR 1,ηI 1,…,ηR N,ηI N)および
【0015】
【数3】
【0016】
と表すと、我々は、式(2)を以下のように書き換えることができる。
【0017】
【数4】
【0018】
ここで、y’およびη’は、1×2N実数ベクトルであり、x’は、1×2M実数ベクトルであり、H’は、2M×2N実数行列である。その後、それぞれの送信シンボルxmの実数成分xR mおよび虚数成分xI mはPAM変調されるものと仮定しても、一般性は失うことはない。すなわち、実数成分xR mおよび虚数成分xI mは、次のように表される。
【0019】
【数5】
【0020】
ここで、M2m-1およびM2mは、それぞれ、xR mおよびxI mの変調次数である。例えば、xmが16QAM変調シンボルである場合、M2m-1=M2m=4である。
【0021】
ウェブサイトmars.bell-labs.comで入手できるHochwald等著「Achieving near-capacity on a multiple antenna channel」という名称の論文に示されるように、以下の結果は、送信シンボルがPSK変調される場合に拡張することができる。
【0022】
次のアフィン変換が行われる。すなわち、
【0023】
【数6】
【0024】
および
【0025】
【数7】
【0026】
またはベクトル表記した
【0027】
【数8】
【0028】
ここで、(〜)x=((〜)xR 1,(〜)xI 1,…,(〜)xR M,(〜)xI M)およびμ=(M1−1,M2−1,…,M2M−1)である。(〜)xの成分は、Zの要素であり、したがって、(〜)xは、Z2Mのベクトルである。なお、例えば(〜)xという表記は、xの上に〜があることを表す。
【0029】
一般論として、成分xR mおよびxI mをZの要素に変換するアフィン変換が存在し、したがって、ベクトル(〜)xは、Z2Mのベクトルとして表すことができる。
【0030】
同様の方法で、これに対応する変換が、式(3)で定義したy’に実行される。すなわち、この変換は、以下の式で表される。
【0031】
【数9】
【0032】
したがって、式(7)のベクトル(〜)yは、次のように表すことができる。
【0033】
【数10】
【0034】
我々は、M≦N(すなわち、受信アンテナ数が送信アンテナ数より多い)であり、かつrank(H’)=2M(H‘の階数=2M)であると仮定する。これは、フェージング係数が、デコリレート(相関除去(decorrelate))される場合の実際の事例である。しかしながら、以下の結果は、『Elec. Letters, vol. 36, pp. 166-168, Jan. 2000』に掲載されたO. Damen等著「A generalized sphere decoder for asymmetrical space-time communication architecture」という名称の論文に示されるように、M>Nの場合に拡張することができる。実際には、このような場合に、M個の送信シンボルのうちのM−N個のシンボルについては、徹底的な探索を行うことができ、残りのN個のシンボルは、後にさらに説明するように、球復号化方法によって探索される。
【0035】
ベクトル(〜)yは、雑音η’/2によってエラーが加わった生成行列(generator matrix)H’およびR2Nの次元2Mの格子Λの点とみなすことができる。実際には、次元Kのベクトル空間における次元κの格子Λが、以下の式を満たすRKのベクトルvの任意の集合によって定義される。
【0036】
【数11】
【0037】
ここで、{v1,v2,…,vκ}は、RKの線形独立ベクトルであり、b=(b1,…,bκ)∈ZKである。
【0038】
ベクトルv1,v2,…,vκは、いわゆる格子の生成行列Gの行(横の列)を形成し、したがって、当該格子の生成ベクトルと呼ばれる。よって、ベクトルvは、以下のように記述することができる。
【0039】
【数12】
【0040】
このような格子が、図2Aにサンプル事例κ=2で表されている。一般に、G=H’によって生成される格子Λの次元は、次元K=2Nの空間においてκ=2Mである。
【0041】
送信シンボルの集合は、以下、積配置(プロダクトコンステレーション(product constellation))と呼ぶ有限サイズのΠ⊂Z2Mの文字体系によって表すことができる。この積配置は、M個のシンボルサブストリームを変調するのに使用される変調配置によって決定することができ、文字体系Πの基数は、それぞれの変調文字の基数の積に等しい。積配置Πは、格子Λの部分集合に対応する。
【0042】
全数最尤復号化を行うには、積配置Πの全体に渡って最近接のものを探索することが必要となるであろう。すなわち、距離‖z−(〜)y‖が(図2Aの表現において)最小となるようなz∈Πを探索することが必要となるであろう。
【0043】
球復号化方法は、格子の領域内に位置し、かつ受信点の周囲に位置する点、好ましくは、図2Aに示すように、受信点を中心とした所定の半径√Cの球S内の点への距離を計算する。したがって、受信点からCより小さな平方距離(quadratic distance)に位置する格子の点のみが、メトリックの最小化に考慮される。
【0044】
実際には、復号器は、以下の最小化を実行する。
【0045】
【数13】
【0046】
これを行うために、変換された集合(〜)y−Λの最小のベクトルwが探索される。H’†を行列H’の擬似逆行列(ムーア−ペンローズ逆行列とも呼ばれる)とし、ρ=(〜)yH’†およびξ=wH’†と表すと、ベクトル(〜)yおよびwは、次のように表すことができる。
【0047】
【数14】
【0048】
ρおよびξは、ともに実数ベクトルであることに留意することは重要である。式(8)によると、ベクトルρは、ベクトル(〜)xのZF推定とみなすことができる。z=bH’とすると、w=(〜)y−zは、格子Λに属するので、w=Σξivi(i=1〜2M)と共に、i=1,…,2Mのiに対してξi=ρi−biが得られる。ベクトルwは、格子の座標ξiが、受信点(〜)yを中心とする変換された参照フレームで表される格子の点である。ベクトルwは、以下の式が成立する場合に限り、0を中心とする平方半径Cの球に属する。
【0049】
【数15】
【0050】
その結果、ρ、bおよびξによって定義される新しい座標系では、(〜)yを中心とする平方半径Cの球は、楕円Eに変換され、格子Λは、Z2Mの要素として表現される。この表現を図2Bに示す。この表現は、図2Aに示すものと等価であることを理解されたい。
【0051】
グラム行列(Gram matrix)Γ=H’H’Tのコレスキー因子分解(Cholesky factorization)により、Γ=ΔΔTが得られる。ここで、Δは、要素δijからなる下位三角行列である。式(13)は、次のように書き換えることができる。
【0052】
【数16】
【0053】
以下のように置くことにより、
【0054】
【数17】
【0055】
次の式が得られる。
【0056】
【数18】
【0057】
まず第1に、ξ2Mの可能な変動範囲に関して、成分を1つずつインデックスの降順で加えると、次の2M個の不等式が得られる。これらの不等式は、すべて楕円内の点を定義する。
【0058】
【数19】
【0059】
不等式(17)は、bの整数成分が以下の式を満たすことを必要かつ十分とすることを示すことができる。
【0060】
【数20】
【0061】
ここで、
【0062】
【数21】
【0063】
は、実数xより大きな最小の整数であり、
【0064】
【数22】
【0065】
は、実数より小さな最大の整数である。
【0066】
実際には、2M個の内部カウンタ、すなわち1つの次元につき1つのカウンタが使用される。それぞれのカウンタがある特定の境界対に関連すると仮定すると、それぞれのカウンタは、(18)に示すように下限と上限との間をカウントする。実際には、これらの境界は、再帰的に更新することができる。我々は、T2M=Cとして、以下のように置く。
【0067】
【数23】
【0068】
式(19)から式(21)までを用いて、それぞれの成分biの変動範囲は、次の式で示すように、成分b2Mから開始して再帰的に決定される。
【0069】
【数24】
【0070】
(図2Bの表現における)それぞれの候補ベクトルbについて、b∈Πであるかどうかがチェックされる。最も近接したベクトルbが発見されると、その実部および虚部の推定、送信シンボルは、(6)から次のように簡単に得られる。
【0071】
【数25】
【0072】
上述したように、式(18)から式(23)までに関して、球復号化プロセスは、(17)により定義される楕円に含まれるすべての格子の点を通過する必要があり、かつすべての格子の点のそれぞれについてノルム‖w‖を計算する必要がある。この走査アルゴリズムは、特に多数の送信アンテナMについては、非常に時間を要する。
【0073】
球復号化プロセスを高速にするために、計算された最小のノルム‖w‖で半径√Cを更新することがすでに提案されている。これにより、より小さなノルムが発見されるごとに、楕円が縮小される。しかしながら、それぞれを縮尺し直すことには、新しい境界L- iおよびL+ iの計算が含まれ、更新された境界間を新たに探索する操作が続くこととなる。したがって、送信シンボルの推定を行うMIMO通信システムの受信機において、球復号化方法の複雑さを低減することが望まれている。
【0074】
図3Aは、ウェブサイトmars.bell-labs.comで入手できるB. Hassibi等著「High-rate codes that are linear in space and time」という名称の論文に開示されたような空間/時間符号器110の例を概略的に示している。
【0075】
空間/時間符号器に入力される入力データストリームDinは、マルチプレクサ111により複数のQ個のビットサブストリームに多重化される。これらQ個のビットサブストリームは、それぞれ、シンボルマッパ1121,…,112QによってQ個のシンボルサブストリームにマッピングされる。空間/時間分散シンボル符号器113は、その機能については後述するが、xu 1,…,xu Qで示すQ個の符号化されていないシンボルのブロックを、L個の連続ベクトル(x1(1),…,xM(1)),(x1(2),…,xM(2)),…,(x1(L),…,xM(L))からなるフレームに変換する。それぞれのベクトルは、M個の送信アンテナ1301,1302,…,130Mによって送信される。一般に、任意の時刻p=1,…,Lに送信されるシンボルx1(p),…,xM(p)は、独立ではない。より正確には、それぞれの符号化されていないシンボルxu qは、空間/時間分散シンボル符号器113において、2つのL×M空間/時間分散行列AqおよびBqにより、結合xu qAq+xu* qBq(ここで、・*は共役を示す)として符号化され、シンボルxu 1,…,xu Qのブロックは、以下の総和として符号化される。
【0076】
【数26】
【0077】
ここで、行列Xの行は、それぞれの時刻p=1,…,Lにおける送信シンボルのベクトルである。
【0078】
図3Bは、図3Aの空間/時間符号器が使用される場合の検出器160の構成を概略的に示している。シンボル復号器161は、L個の連続ベクトル(y1(1),…,yN(1)),(y1(2),…,yN(2)),…,(y1(L),…,yN(L))を入力する。それぞれのベクトルは、受信時刻p=1,…,Lに対応し、N個の受信アンテナ1401,1402,…,140Nによってその時刻に受信された信号から構成される。
【0079】
これらL個の連続ベクトルは、L×N行列Yの行として表すことができる。行列Yは、以下の式により表される。
【0080】
【数27】
【0081】
ここで、Θ(式(26)の右辺の第2項を表す)は、L×N行列であり、その行は、L個の連続タイムスロットの受信シンボルに影響を与える複素雑音サンプルを表す。
【0082】
実際には、所定の個数Nの送信アンテナについて、線形系(26)がxu 1,…,xu Qで未定義となることを回避するために、Q≦L・Nとなるように、ブロックサイズQおよびフレーム長Lが選択される。また、Q<L・Mの場合には、シンボル符号器113によってシンボル符号化レベルで冗長が導入されることにも留意されたい。
【0083】
式(26)は、次のように等価に再定式化可能であることを示すことができる。
【0084】
【数28】
【0085】
ここで、y’Lは、L個の連続ベクトルy’(p)=(yR 1(p),yI 1(p),…,yR N(p),yI N(p))、p=1,…,Lを連結することにより得られる1×2LNベクトルである。η’Lは、L個の連続ベクトルη’(p)=(ηR 1(p),ηI 1(p),…,ηR N(p),ηI N(p))、p=1,…,Lを連結することにより得られる1×2LNベクトルである。xu’は、1×2Qベクトル(xuR 1,xuI 1,…,xuR Q,xuI Q)である。ここで、xu q=xuR q+jxuI qである。H’Lは、フェージング係数からなる行列H(の実部および虚部)ならびに分散行列AqおよびBq、q=1,…,Q(の実部および虚部)から得られる実数係数からなる2Q×2LN行列である。Q≦L・Nであり、かつ分散行列が適切に選択されると、行列H’Lは、悪化することはない。
【0086】
式(27)は、式(3)よりも高い次元のベクトルおよび行列を含み、受信アンテナ数(N)が、タイムスロット数(L)と乗算され、送信アンテナ数(M)が、符号化されていないシンボルのブロックサイズ(Q)に置き換えられているが、式(3)と類似している。積配置Πは、ブロックのそれぞれのシンボルをマッピングするために使用される変調配置によって生成される。
【0087】
したがって、シンボル復調器161は、上記に示したような球復号化方法を実行することができ、格子は、ここでは、行列H’に代わって生成行列H’Lによって生成される。その結果、格子は、次元K=2LNの空間において次元κ=2Qを有する。球復号化アルゴリズムは、(式(24)と類似の式から)ベクトル(^)xu’を提供する((^)xは、xの上のハットを表す)。ベクトル(^)xu’は、推定値(^)xuR 1,(^)xuI 1,…,(^)xuR Q,(^)xuI Q,すなわち、符号化されていないシンボルxu qの複素推定値(^)xu qを与える。Q個の推定値は、ディマッパ(demapper)1621,…,162Qによってディマッピングされ、このように生成された2値のサブストリームは、ディマルチプレクサ163によって多重分離され、受信データDoutのストリームが生成される。
【0088】
空間/時間分散シンボル符号器が使用される場合に、球復号化方法は、送信されるシンボルxmの検出ではなく、符号器に入力されるシンボルxu qの検出が可能となることに留意されたい。
【0089】
ブロックサイズQが大きい場合に、楕円内の候補となる格子点を、格子の2Q個の次元(式(18)ではMがQに置き換えられる)のそれぞれに沿って走査することは、非常に時間を要する可能性がある。
【0090】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、特に、空間/時間分散シンボル符号器が送信機で使用される場合に、MIMO通信システムの受信機における球復号化方法の複雑さを大幅に低減する手段を提案することである。
【0091】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明は、特許請求の範囲の請求項1に規定する推定方法によって定義される。本発明の有利な差異は、従属請求項において定義される。
【0092】
上記本発明の特徴および他の特徴は、添付図面と関連して与えられる以下の説明を読むことにより、より一層明らかに浮かび上がるであろう。
【0093】
【発明の実施の形態】
受信機側で球復号化方法を用いるMIMO通信システムについて、再び考察する。本発明は、球復号化方法を高速にする手段に関するものである。この球復号化方法は、送信アンテナによって送信されたシンボル(x1,…,xM)が独立に符号化されている場合における当該シンボルの推定(第1の実施形態)、または空間/時間分散シンボル符号器の入力におけるシンボル(xu 1,…,xu Q)の推定(第2の実施形態)のいずれかに適用することができる。
【0094】
第1の実施形態および行列H’によって生成される格子Λについて考察すると、格子の次元2m−1および2mは、アンテナmによって送信される複素シンボルの実部および虚部をそれぞれ担う。格子Λの次元2m−1および2mは、(図2Bの表現タイプに基づいた)図4に示されている。
【0095】
積配置Π、すなわちアンテナmによって送信されるシンボルに関連した変調配置は、格子の次元2mに射影される。この射影は、区間[M- 2m,M+ 2m]を規定する。境界L- 2mおよびL+ 2mが、式(19)から式(23)までにより決定されると、第m次元に沿った探索区間[B- 2m,B+ 2m]が、以下の式(28)によって定義される。
【0096】
【数29】
【0097】
値b2mが、探索区間[B- 2m,B+ 2m]において選択されると、境界L- 2mおよびL+ 2mが決定され、次元2m−1に沿った新たな探索区間[B- 2k-1,B+ 2k-1]が、以下の式(29)によって定義される。
【0098】
【数30】
【0099】
ここで、[M- 2m-1,M+ 2m-1]は、積配置(すなわち、アンテナmによって送信されるシンボルに関連した変調配置)の次元2m−1への射影である。
【0100】
図4において、楕円内に位置する格子の点が、積配置Πに属する場合には、その点は、グレーの円で表される一方、積配置の外部に位置する場合には、その点は、グレーの十字によって表される。
【0101】
球復号化方法は、ある次元からこれに先行する次元に順次進行する。任意の次元について、i∈{1,…,2M}に対して、区間[L- i,L+ i]に代わって区間[B- i,B+ i]内のそれぞれの成分biを変化させることにより、最近接点が、楕円内に位置し、かつ積配置に属する候補の中からのみ探し出されることが保証される。
【0102】
本発明の根底にあるアイデアは、格子の次元の取り扱い順序が探索の複雑さに強く影響する点にある。式(18)から分かるように、探索は、生成行列H’の最後の行に対応する最も高い次数の次元(本実施の形態では2M)から開始され、低い次数の次元に順次移行する。
【0103】
図5に示すように、所定の積配置について、探索される最初の2つの次元2Mおよび2M−1について考察する。
【0104】
積配置に属する点は、円によって表され、当該点が楕円内に位置する場合には、グレーで色付けされた円で表され、そうでない場合には、黒で色付けされた円で表される。グレーの十字は、楕円内に位置するが、積配置に属さない格子点を示している。受信信号(ρ=(〜)yH’†)を表すρの、次元2Mおよび2M−1によって定義される超平面への射影は、その実数座標ρ2Mおよびρ2M-1によって特徴付けられる。
【0105】
送信アンテナmによって送信されるシンボルを16QAMと仮定する。これにより、積配置(または関連する変調配置)の次元2Mまたは2M−1への射影は、区間[0,3]に対応する。
【0106】
探索木を使用する従来の球復号化は、図6(a)に示されている。図6(a)では、探索木のそれぞれのレベルが、格子の次元に対応し、最も低いレベルは、最も高い次数(2M)の次元と関連している。最初の2つのレベル(図5の次元2Mおよび2M−1に対応する)が表されているが、探索木は、2M個のレベルを備えることを理解されたい。探索木のそれぞれのノードの水平方向の範囲は、区間[L- i,L+ i]を示し、その部分区間[B- i,B+ i]は、白色のボックスで表される一方、残りの部分は、グレーのボックスで表される。
【0107】
探索は、[B- 2M,B+ 2M]の次元から開始される。図5から、[L- 2M,L+ 2M]=[0,3]であり、かつ[M- 2M,M+ 2M]=[0,3]であり、したがって、[B- 2M,B+ 2M]=[0,3]であることが分かる。[B- 2M,B+ 2M]=[0,3]であることは、b2Mが4つの可能な値0〜3をとり得ることを意味する。
【0108】
b2M=0の場合、[B- 2M-1,B+ 2M-1]=[L- 2M-1,L+ 2M-1]∩[M- 2M-1,M+ 2M-1]={5}∩[0,3]=φ(空集合)である。したがって、b2M-1の候補となる値は考慮されず、このノードは枯葉である。
【0109】
b2M=1の場合、[B- 2M-1,B+ 2M-1]=[L- 2M-1,L+ 2M-1]∩[M- 2M-1,M+ 2M-1]=[4,5]∩[0,3]=φ(空集合)である。したがって、このノードも枯葉である。
【0110】
b2M=2の場合、[B- 2M-1,B+ 2M-1]=[L- 2M-1,L+ 2M-1]∩[M- 2M-1,M+ 2M-1]=[3,5]∩[0,3]={3}である。したがって、b2M-1=3が、考慮される単一の候補値である。1つの枝のみが、このノードからこれに続くレベル2M−2に開始する。
【0111】
b2M=3の場合、[B- 2M-1,B+ 2M-1]=[L- 2M-1,L+ 2M-1]∩[M- 2M-1,M+ 2M-1]=[3,4]∩[0,3]={3}である。したがって、ここでも、b2M-1=3が、考慮される単一の候補値である。1つの枝のみが、このノードからこれに続くレベル2M−2に開始する。
【0112】
探索木のノードの通過率σiを比によって次のように定義する。
【0113】
【数31】
【0114】
ノードの通過率は、探索の制約によって区間[B- i,B+ i]に生じるろ過(filtering、フィルタリング)効果の尺度である。通過率が低い場合には、ろ過効果は高く、逆に、通過率が高い場合には、ろ過効果は低い。
【0115】
任意の次元の通過率、すなわち探索木のレベルの通過率は、そのレベルに属するノードの平均通過率として定義される。
【0116】
図6(a)から分かるように、探索木は、そのルートで選択肢が乏しい(b2Mについては、4つの中から4つの候補が保持される)一方、高いレベルのノードほど、選択肢が非常に多くなる(b2M-1については、3つの中から多くて1つの候補が保持される)。ノードの通過率は、当該ノードのボックスの総数に対する白色のボックスの比として得ることができることに留意されたい。
【0117】
このような木は、最終的には枯葉(すなわち、無効な区間[B- i,B+ i]に関連する)に終わる多くの枝が、無駄に探索されるので、探索にとって質の悪い木である。枝に沿って中間ノードで行われる境界の計算は、最終的には役に立たないことが判明する。
【0118】
本発明によると、探索木のルートおよび低いレベルのノードが、低い通過率(すなわち高い選択性)に対応するように、格子のベクトル、すなわち生成行列H’の行を並べ替えることが提案される。これにより、積配置と交わらない楕円の大部分を初期の段階で廃棄することが可能となる。格子のベクトルの再配列は、ベクトルρおよびbの成分の同じ並べ替えを含む。
【0119】
第1の変形によると、生成行列の行または次元が、楕円の射影された中心の距離を表す値に従って並べ替えられる。この中心の距離は、射影された配置のサイズに正規化されている。それぞれの行または次元iについて、中心の距離は、より具体的には、以下の式により計算される。
【0120】
【数32】
【0121】
ここで、
【0122】
【数33】
【0123】
は、次元iに射影された楕円の中心の、射影された配置の中央への距離を示す。
【0124】
実際には、前記正規化された距離を反映する任意の式を、式(29)に代わって使用できることが、当業者には分かるであろう。
【0125】
値εiは、射影された配置に関して、配置の中心の射影の離心率を表す。離心率が高くなるほど、区間[L- i,L+ i]および[M- i,M+ i]は、ほとんど重ならない可能性が高くなり、区間[B- i,B+ i]は、[L- i,L+ i]よりも小さくなる。
【0126】
第1の変形は、第1の順序付け規則を利用する。この規則によると、行は、εiの増加する値によって並び替えられる。すなわち、正規化された距離が大きいほど(すなわち、離心率が高くなるほど)、その行の順位は高くなる。そうすることにより、探索木内の低いレベルは、楕円の中心の射影が配置の射影の外部に遠く位置する次元に対応することとなる。したがって、低い通過率を示す次元は、木の低いレベルに集中する。これにより、格子の点を早期に廃棄することが可能となる。第1の順序付け規則を適用することにより、楕円と配置との共通集合に属する候補となる点の探索は、大幅に高速化される。
【0127】
第2の変形によると、配置があらゆる次元に沿って同じサイズを有する場合(例えば、すべての送信シンボルが、同じ変調配置に属する場合)に向けられ、以下の順序付け規則が使用される。
【0128】
第2の変形は、第2の順序付け規則を使用することができる。この規則によると、生成行列H’の最後の行は、ρi<M- iまたはρi>M+ iとなる次元iに対応するように選択される。δ’iを、ρiとM- iとの距離(ρi<M- iの場合)またはρiとM+ iとの距離(ρi>M+ iの場合)とすると、これらの行は、δ’iの増加する値によって順序付けられる。すなわち、距離が大きいほど、その行の順位は高くなる。探索は、比較的大きな距離の値を示す次元から開始される。したがって、探索木の低いレベルは、楕円の中心の射影が、配置の射影の外部に遠く位置する次元に対応することとなる。その結果、低い通過率を示す次元は、木の低いレベルに集中する。
【0129】
第2の変形は、第3の順序付け規則を使用することができる。この規則によると、生成行列H’の最初の行は、M- i≦ρi≦M+ iとなる次元iに対応するように選択される。
【0130】
これらの行は、上記で定義したδiの増加する値によって順序付けられる。すなわち、距離が大きいほど、その行の順位は高くなる。探索は、比較的大きな距離の値を示す次元から開始される。所定の区間[L- i,L+ i]に対して、δiが低いほど、区間[B- i,B+ i]が[L- i,L+ i]と同じサイズを有する可能性は高くなる。したがって、高い通過率(すなわち低い選択性)を示す次元は、木の高いレベルに集中することとなる。
【0131】
次元をソートするために、第2の順序付け規則および第3の順序付け規則を共同で使用することができる。最後の行は、ρi<M- iまたはρi>M+ iに対応する行であり、最初の行は、M- i≦ρi≦M+ iに対応する行である。
【0132】
第2の順序付け規則および/または第3の順序付け規則を適用することにより、楕円と配置との共通集合に属する候補点の探索は、大幅に高速化される。この要点が、図6(b)に示されている。図6(b)は、本発明の球復号化方法による探索木を示している。ここでは、第1の順序付け規則または第2の順序付け規則の適用により、次元2Mと次元2M−1との交換が行われている。すなわち、生成行列H’の最後の2つの行の交換が行われている。
【0133】
前記交換後、探索は、新しい区間[B- 2M,B+ 2M]を決定することから開始される。図4から分かるように、[L- 2M,L+ 2M]=[3,5]および[M- 2M,M+ 2M]=[0,3]であるので、[B- 2M,B+ 2M]={3}となる。成分b2Mは、1つの値のみをとることができ、したがって、1つの枝のみが探索されることとなる。
【0134】
b2M=3について、[L- 2M,L+ 2M]=[2,3]であるので、[B- 2M-1,B+ 2M-1]=[L- 2M-1,L+ 2M-1]∩[M- 2M-1,M+ 2M-1]=[2,3]∩[0,3]=[2,3]となる。(図6(a)の5つのノードと比較して)2つのノードのみが探索された後、2つの候補点が発見される。
【0135】
第3の変形によると、それぞれの次元について、探索が前記次元から開始されたならば、(すなわち、この次元に対応する行が、生成行列の最後であるとき)、木のルートによって示される通過率が計算される。この通過率をσi 2Mとすると、通過率は、以下の式として表すことができる。
【0136】
【数34】
【0137】
式(30)の右辺に現れる項q2M,2Mは、行列Δの右下のコーナーに現れる係数である。行列Δは、ここでは、行の置換が行われ、第i番目の行が行列の最下端に置かれた後の生成行列H’のコレスキー因子分解によって得られるので、項q2M,2Mはiに依存する。
【0138】
第3の変形は、第4の順序付け規則を使用する。この規則によると、生成行列の行は、σi 2Mの減少する値によって順序付けされる。すなわち、行は、通過率が低いほど、その行の順位が高くなるように入れ替えられる。したがって、探索は、比較的低い通過率を示す次元から開始される。
【0139】
第3の変形は、2M個のコレスキー因子分解を必要とするので、送信アンテナ数がかなり少ない場合に、第3の変形は有利である。
【0140】
どの順序付け規則が使用されても、次元のそれぞれの並び替えは、生成行列H’の行の入れ替えπとして表すことができる。受信点ρに最も近い積配置の点bが見つかると、逆入れ替えπ-1が、bの成分に実行され、推定された送信シンボルが、それから導出される。
【0141】
本発明の第2の実施形態は、図3Aおよび3Bと共に説明したように、次元の変更(ブロックサイズQが送信アンテナ数Mに取って代わり、受信アンテナ数がタイムスロット数Lと乗算される)およびH’の代わりにH’Lを用いる生成行列の変更を犠牲にするが、第1の実施形態と同じラインに沿って進行する。格子の次元2q−1および2qは、複素シンボルxu qの実部および虚部をそれぞれ担う。
【0142】
第2の実施形態では、積配置Πは、Q個のシンボルxu 1,…,xu Qをそれぞれマッピングするために使用される変調配置によって生成される。上述した順序付け規則は、行列H’Lの行、すなわちシンボルxu 1,…,xu Qの実部および虚部に作用する。繰り返し述べるが、受信点に最も近い積配置の点が見つかると、逆入れ替えがその成分に実行され、推定されたシンボル(^)xu q、q=1,…,Qがそこから導出される。
【0143】
当業者には理解されるように、受信信号のベクトルが、式(3)または式(27)で与えられるタイプの線形系によって表すことができるならば、本発明は、複数のM個の送信アンテナによって送信され、複数のN個の受信アンテナによって受信される複数のQ個のシンボルを推定するために使用することができる。特に、本発明の方法は、空間/時間分散が式(25)に示すものと異なる場合であっても、式(27)で与えられるタイプの一次式が存在するならば、適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 MIMO通信システムの送信機および受信機の構成を概略的に示す。
【図2A】 球復号化方法で使用される2次元格子の点の第1の表現である。
【図2B】 球復号化方法で使用される2次元格子の点の第2の表現である。
【図3A】 図1の送信機に使用される空間/時間符号器の概略構成を示す。
【図3B】 図1の受信機に使用される検出器の概略構成を示す。
【図4】 積配置を考慮した球復号化方法の例を概略的に示す。
【図5】 球復号化に使用される最初の2つの次元によって定義される超平面への積配置および受信点の射影を示す。
【図6】 (a)は従来技術による球復号化方法の探索木を与え、(b)は本発明による球復号化方法の探索木を与える。
Claims (8)
- 所定の送信時刻に第1の複数(M個)の送信アンテナによって送信された複数のシンボルか、または第2の複数(L個)の送信回数にわたる前記第1の複数(M個)の送信アンテナによる送信前に空間/時間分散符号化を施された複数のシンボルを、第3の複数(N個)の受信アンテナによって受信される信号を用いて推定する方法であって、それぞれのシンボルは変調配置に属しており、
受信時刻または第2の複数(L個)の連続した受信時刻における前記受信信号を表すベクトル((〜)y)を形成するステップと、
複数の生成ベクトル(v1,v2,…,vκ)によって生成された点の格子に属する候補ベクトル(z)の中から最近傍の前記ベクトル((〜)y)を探索するステップとを含み、
前記格子がシンボルの任意の結合を表す点の部分集合(Π)を含み、
探索が前記ベクトル((〜)y)の周囲の空間に限定され、かつ前記生成ベクトルに関連した表現の前記ベクトル((〜)y)のそれぞれの次元について、候補ベクトルの座標(bi)を順次選択することにより実行される、複数のシンボルを推定する方法において、
前記ベクトル((〜)y)の成分は前記探索前に順序付け規則(π)に従って並べ替えられ、前記順序付け規則は、第1の次元の候補ベクトルが、後続の探索される次元の候補ベクトルよりも高い比率で除去されるように選択される
ことを特徴とする複数のシンボルを推定する方法。 - それぞれの次元(i)について、前記部分集合の前記次元への射影を表す第1の区間([M- i,M+ i])が決定され、もしあれば、すでに選択された複数の座標について、前記次元に沿った前記空間の一部を表す第2の区間([L- i,L+ i])が決定され、前記次元の座標の選択は、前記第1および第2の区間の共通集合として得られる第3の区間([B- i,B+ i])に限定される、ことを特徴とする請求項1に記載の方法。
- それぞれの次元(i)について、前記次元に対応するベクトルの成分(ρi)と前記第1の区間の中央との間の距離を表す、前記格子のサイズによって正規化された値(εi)が計算され、前記順序付け規則は、探索される第1の次元が、後続の探索される次元に関連した値よりも大きな正規化された距離の値に関連するようになっていることを特徴とする請求項2に記載の方法。
- それぞれの次元(i)について、前記次元に対応するベクトルの成分(ρi)が前記第1の区間内に入るかどうかがチェックされ、入らない場合において、前記成分が前記第1の区間の上限より大きいときは、前記成分と前記第1の区間の上限との間の距離(δ’i)の値が決定されるか、または前記第1の区間の下限が前記成分より大きいときは、前記成分と前記第1の区間の下限との間の距離(δ’i)の値が決定され、前記順序付け規則は、探索される第1の次元が、後続の探索される次元に関連した値よりも大きな値に関連するようになっていることを特徴とする請求項2に記載の方法。
- それぞれの次元(i)について、前記次元に対応するベクトルの成分(ρi)が前記第1の区間内に入るかどうかがチェックされ、入る場合において、前記成分と前記第1の区間の中央との間の距離の値が決定され、前記順序付け規則は、探索される第1の次元が、後続の探索される次元に関連した値よりも大きな値に関連するようになっていることを特徴とする請求項2に記載の方法。
- 第1の次元に対応する第1のベクトルの成分が、前記部分集合の前記同じ第1の次元への射影を表す前記第1の区間の外部にあり、第2の次元に対応する第2のベクトルの成分が、前記部分集合の前記同じ第2の次元への射影を表す別の第1の区間内にあり、前記順序付け規則は、前記第1の次元が、前記第2の次元の前に探索されるようになっていることを特徴とする請求項4又は5に記載の方法。
- それぞれの次元(i)について、前記空間の前記次元への射影を表す第4の区間が決定され、第5の区間が、前記第1および第4の区間の共通部分として得られ、前記第4の区間の長さに対する前記第5の区間の長さの比を表す値(σi 2M)が計算され、前記順序付け規則は、探索される第1の次元が、後続の探索される次元に関連した値よりも小さな値に関連するようになっていることを特徴とする請求項2に記載の方法。
- 前記最近接のベクトルが発見されると、その座標が、前記順序付け規則の逆規則(π-1)に従って並べ替えられ、前記複数のシンボルの推定が、前記並べ替えられた座標から導出されることを特徴とする請求項1から請求項7までのいずれかに記載の方法。
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Families Citing this family (30)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US7952511B1 (en) | 1999-04-07 | 2011-05-31 | Geer James L | Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns |
GB0323208D0 (en) * | 2003-10-03 | 2003-11-05 | Toshiba Res Europ Ltd | Signal decoding methods and apparatus |
EP1521414B1 (en) | 2003-10-03 | 2008-10-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Method and apparatus for sphere decoding |
CN101969325B (zh) * | 2003-11-21 | 2014-05-07 | 哈里公司 | 多天线发送装置和方法以及多天线接收装置和方法 |
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US7308047B2 (en) * | 2003-12-31 | 2007-12-11 | Intel Corporation | Symbol de-mapping methods in multiple-input multiple-output systems |
CN100414851C (zh) * | 2004-03-30 | 2008-08-27 | 中国科学技术大学 | 一种基于旋转星座图的空时编码方法 |
US7489746B1 (en) * | 2004-04-22 | 2009-02-10 | Qualcomm, Inc. | MIMO receiver using maximum likelihood detector in combination with QR decomposition |
US20050288062A1 (en) * | 2004-06-23 | 2005-12-29 | Hammerschmidt Joachim S | Method and apparatus for selecting a transmission mode based upon packet size in a multiple antenna communication system |
US7366248B2 (en) * | 2004-07-26 | 2008-04-29 | Nec Laboratories America, Inc. | Optimized high rate space-time codes for wireless communication |
JP4680008B2 (ja) * | 2004-08-31 | 2011-05-11 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 通信システム、通信ノード及び通信方法 |
US7583763B2 (en) * | 2005-02-07 | 2009-09-01 | Mimopro Ltd. | Multi input multi output wireless communication reception method and apparatus |
US20060176971A1 (en) * | 2005-02-07 | 2006-08-10 | Nissani Nissensohn Daniel N | Multi input multi output wireless communication reception method and apparatus |
JP4429945B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2010-03-10 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | Mimo多重通信装置および信号分離方法 |
GB2426419B (en) * | 2005-05-18 | 2007-04-04 | Toshiba Res Europ Ltd | Signal processing systems |
US8971461B2 (en) | 2005-06-01 | 2015-03-03 | Qualcomm Incorporated | CQI and rank prediction for list sphere decoding and ML MIMO receivers |
US8462859B2 (en) * | 2005-06-01 | 2013-06-11 | Qualcomm Incorporated | Sphere decoding apparatus |
US9231794B2 (en) * | 2005-07-20 | 2016-01-05 | Stmicroelectronics S.R.L. | Method and apparatus for multiple antenna communications, computer program product therefor |
US7895503B2 (en) * | 2006-01-11 | 2011-02-22 | Qualcomm Incorporated | Sphere detection and rate selection for a MIMO transmission |
CN101141165A (zh) | 2006-09-05 | 2008-03-12 | 华为技术有限公司 | 实现发射及接收分集的***及方法 |
US8042031B2 (en) * | 2006-12-21 | 2011-10-18 | Industrial Technology Research Institute | Maximum likelihood detection method and system |
US7945008B2 (en) * | 2007-02-15 | 2011-05-17 | Texas Instruments Incorporated | Systems and methods for lattice enumeration-aided detection |
EP1978666B1 (en) | 2007-04-02 | 2014-01-22 | Sequans Communications | Method for transmitting and estimating symbols coded with coding matrix, as well as corresponding receiver and transmitter |
US8275064B2 (en) * | 2008-01-25 | 2012-09-25 | Mint Access Fund, Llc | Enhanced MIMO detection method and apparatus |
CN101541023B (zh) * | 2008-03-18 | 2012-03-14 | 电信科学技术研究院 | 一种联合迭代检测译码方法和装置 |
TWI392295B (zh) * | 2008-10-07 | 2013-04-01 | Nat Univ Chung Hsing | 多輸入多輸出偵測系統之K-Best球型解碼器及其方法 |
DE102009024843B4 (de) * | 2009-03-30 | 2014-12-24 | Technische Universität Dresden | Baumsuchverfahren der Tiefensuche zur Detektion von MIMO-Empfangssignalen |
RU2486681C1 (ru) * | 2012-06-05 | 2013-06-27 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "ВОЕННАЯ АКАДЕМИЯ СВЯЗИ имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации | Способ и устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции |
EP2816767A1 (en) | 2013-06-17 | 2014-12-24 | Ericsson Modems SA | Equalization in the receiver of a multiple input multiple output system |
US10523480B1 (en) * | 2018-11-08 | 2019-12-31 | Nxp B.V. | K-bit enumerative sphere shaping of multidimensional constellations |
Family Cites Families (2)
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