JP3753156B2

JP3753156B2 - 広帯域ｃｄｍａ信号の再直交化

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Publication number: JP3753156B2
Application number: JP52225897A
Authority: JP
Inventors: デント，ポール，ダブリュ．
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1995-12-11
Filing date: 1996-12-10
Publication date: 2006-03-08
Anticipated expiration: 2016-12-10
Also published as: CN1208517A; JP2000502226A; WO1997022185A3; CN1188955C; EP1271797B1; DE69623988D1; CA2239232C; WO1997022185A2; AU1335197A; KR100447550B1; EP1271797A3; AU715112B2; DE69636940T2; KR19990072070A; EP1271797A2; DE69623988T2; BR9611934A; US5862173A; CA2239232A1; DE69636940D1

Description

背景
本発明は一般的には無線通信システムに関し、より詳細にはスペクトル拡散無線通信システムにおける信号処理技術に関する。
第二次世界大戦以来、ＣＤＭＡおよびスペクトル拡散通信が普及してきた。初期の利用は圧倒的に軍事用であった。しかしながら今日ではデジタルセルラー無線、地上移動無線および屋内および屋外のパーソナル通信ネットワークを含む商業利用においてスペクトル拡散システムを使用することに関心が高まってきた。
セルラー電話業界は米国のみならず、世界の他の地域においても商業的な運用で長足の進歩を遂げた。主要な都市エリアにおける成長は予想量をはるかに越えており、システムの容量を越えつつある。この傾向が続けば、急成長の効果はすぐに最小のマーケットにも及ぶこととなろう。これらの容量を増加するというニーズを満たすだけでなく、質の高いサービスを維持しながら価格の上昇を避けるための革新的な解決案が必要とされている。
世界中における、セルラーシステムでの重要な進歩は、アナログの送信からデジタルの送信に変わることである。次世代のセルラー技術を実現するための有効なデジタル送信方式を選択することも同様に重要である。更に快適に携帯でき、家庭、オフィス、道路および自動車内等で呼び出しまたは呼び出しへの応答をするのに使用できる、低価格のポケットサイズのコードレス電話を使ったパーソナル通信ネットワーク（ＰＣＮ）の第１世代は、次世代のデジタルセルラーシステムインフラストラクチャを使用するセルラー運用者よって提供されると広く信じられている。
現在、チャンネルアクセスは周波数分割マルチアクセス（ＦＤＭＡ）方法および時間分割マルチアクセス（ＴＤＭＡ）方法を使用して達成される。ＦＤＭＡでは通信チャンネルが単一の無線周波数バンドであり、このバンドに信号の送信パワーが集中している。システムの容量は利用可能な周波数のみならず、チャンネルの再利用によって課される制限によっても制限される。ＴＤＭＡシステムでは１つのチャンネルは同一周波数における時間インターバルの周期的列におけるタイムスロットから成る。システム容量は利用可能なタイムスロットのみならずチャンネル再利用に課される制限によっても制限される。
目標は、ＦＤＭＡまたはＴＤＭＡもしくはハイブリッドＦＤＭＡ／ＴＤＭＡシステムにより２つの潜在的に干渉し得る信号が同時に同じ周波数を占有しないように保証することである。これと対照的に、符号分割マルチアクセス（ＣＤＭＡ）システムは時間および周波数の双方で信号が重なることを認める。従って、すべてのＣＤＭＡ信号は同一の周波数スペクトルを共用する。周波数領域または時間領域では多数のアクセス信号が互いに重なり合うように見える。
ＣＤＭＡ通信技術に関連した利点は多い。ワイドバンドＣＤＭＡシステムの性質、例えば改善された符号ゲイン／変調密度、音声アクティビティゲーティング、各セルにおける同一スペクトルのセクター化および再利用の結果として、ＣＤＭＡをベースとするセルラーシステムの容量限界は現在のアナログ技術の容量限界の２０倍にまでなると予想される。ハイビットレート復号器による音声のＣＤＭＡ送信は、すぐれたリアルな音声の質を保証する。ＣＤＭＡは更に多数の異なるグレードの音声の質を提供できるようにする可変データレートを提供する。ＣＤＭＡのスクランブルされた信号フォーマットはクロストークを完全に解消し、通話の盗聴またはトラッキングを極めて困難で、かつコストのかかるものにし、発呼者のプライバシーを高め、エアタイム（移動体）の料金詐欺を受けにくくする。
従来のダイレクトシーケンスのＣＤＭＡシステムでは、送信シーケンスを発信するのにシグネチャーシーケンスとして知られる、より高いレートのデータストリームに送信すべき情報データストリームを載せている。これら情報データストリームと高ビットレートのシグネチャーシーケンスストリームは、２つのビットストリームの二進値が＋１または−１で表示されるように、２つのビットストリームを有効に乗算することによって組み合わせられる。情報データストリームは二進の＋１または−１の値の代わりにＭ進の複素数のシンボル値から構成できる。高ビットレート信号とより低いビットレートのデータストリームとの組み合わせは、情報データストリーム信号の符号化または拡散と称される。各情報データストリームまたはチャンネルにはユニークなシグネチャーシーケンスが割り当てられる。
一般に、シグネチャーシーケンスデータは二進であり、チップと称されるビットのストリームを生じさせる。このシグネチャーシーケンスを発生する１つの方法はランダムのように見えるが、認定された受信機によって再現できる疑似ノイズ（ＰＮ）方法を用いることである。同一のＮｃチップシグネチャーシーケンスにより、各データシンボルを拡散するようにシグネチャーシーケンスの周期が１つのデータシンボル周期を占めるようにするのが一般的である。このシーケンスのトップに、周期が極めて長いランダム化符号シーケンスを加えることもできる。一般に、このシグネチャーシーケンスは搬送波周波数（Ｉチャンネル）または搬送波周波数の９０度ずれた周波数（Ｑチャンネル）でチップ値を送ることに対応する実数および虚数でこの信号シーケンスを表示してもよい。更にこの信号シーケンスは２つのシーケンスのコンポジットシーケンスとしてもよく、この場合、これらシーケンスの一方はウォルシュ・アダマール符号ワードとなる。
一般にデータシンボルは二進であり、よってシグネチャーシーケンスまたはその逆の送信は１ビットの情報を示す。一般にシグネチャーシーケンスｓ（ｎ）を使って情報シンボルｂを送るのに次信号を送信する。
ｔ（ｎ）＝ｂｓ（ｎ）（１）
受信機は受信した信号と既知のシグネチャーシーケンスとを相関化し、ｂを検出するのに使用される検出統計値を発生する。二進情報シンボルに対し大きい正の相関値が得られると、「０」が検出され、大きい負の相関値が得られると、「１」が検出される。
例えば複数の符号化された情報信号は位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により無線周波数搬送波を変調し、受信機ではこれら情報信号は共にコンポジット信号として受信される。拡散信号の各々は周波数および時間の双方において、他の拡散信号のすべてのみならずノイズに関連した信号とも重なり合う。受信機が認定されているものである場合、コンポジット信号はユニークなシグネチャーシーケンスのうちの１つと相関化されており、対応する情報信号を分離し、復号化できる。
上記の例では、データシンボルｂはシグネチャーシーケンスｓ（ｎ）を直接変調し、これは一般にコヒーレント変調と称される。データシンボルは二進（＋１または−１）、四進（＋１、＋ｊ、−１、−ｊ）または一般的にＭ個の可能な値のうちのいずれかをとるＭ進とすることができる。これにより１つの情報シンボルｂによりｌｏｇ（Ｍ）個の情報ビットを表示することができる。従来の別のＣＤＭＡ変調方式では、１つのシンボルから次のシンボルにｂがどれだけ変化するかに情報が含まれており、この変調方式は差分コヒーレント変調と称される。この場合、真の情報は通常、ｂ（ｔ）ｂ＊（ｔ−Ｔｓ）によって示され、ここで＊は複素共役を示し、ｔは時間インデックスであり、Ｔｓは情報シンボルの周期である。従来の更に別のＣＤＭＡ変調方式（非コヒーレント変調と称されることが多い）ではＭ個の異なるシグネチャーシーケンスのうちの１つを送信することにより、Ｍ進の情報シンボルを送る。
エンハンストＣＤＭＡと称される別のＣＤＭＡ技術も、各送信シーケンスで２つ以上のビットの情報を表示できる。符号ワードの一組、一般に直交符号ワードまたは双直交符号ワードを使用して情報ビットのグループを、より長い符号シーケンスすなわち符号シンボルに符号化する。送信前に二進符号シーケンスをスクランブルするのに１つのシグネチャーシーケンスが使用される。これは２つの二進シーケンスをモジュロ２の加算をすることによって行うことができる。受信機では既知のスクランブルマスクを使用して受信した信号を逆スクランブルし、逆スクランブルした信号を可能性のあるすべての符号ワードと相関化させる。相関値の最も大きい符号ワードは、どの符号ワードが送られた可能性が高いかを示し、すなわちどの情報ビットが送られた可能性が最も高いかを示す。最も一般的な直交符号は、ウォルシュ・アダマール（ＷＨ）符号である。エンハンストＣＤＭＡは非コヒーレント変調の特殊なケースと見なすことができる。
従来のＣＤＭＡおよびエンハンストＣＤＭＡの双方では、上記の情報ビットまたは情報シンボルは符号化されたビットまたはシンボルとすることができ、使用される符号はブロックまたはたたみ込み符号である。１つ以上の情報ビットは１つのデータシンボルを形成でき、更にシグネチャーシーケンスまたはスクランブルマスクを単一の符号シーケンスよりも長くすることができ、この場合、符号シーケンスにシグネチャーシーケンスまたはスクランブルマスクのサブシーケンスが加えられる。
多くの無線通信システムでは、受信された信号は２つの成分、すなわちＩ（合相）成分と、Ｑ（直交）成分とを含む。送信された信号が２つの成分および／または介入チャンネルを有するか、またはコヒーレント搬送波の基準がないことにより、送信された信号がＩ成分とＱ成分とに分割されるので、このような結果が生じる。デジタル信号処理を使用する代表的な受信機では、Ｔｃ秒おきに受信したＩおよびＱ成分の信号をサンプリングする。ここで、Ｔｃはチップの時間長さであり、記憶されている。
Ｐａｕｌ・Ｗ・Ｄｅｎｔ氏に付与された米国特許第5,151,919号および第5,218,619号は、数人の加入者が同一無線周波数で基地局との通信を可能にするＣＤＭＡシステムを記述しており、これら特許をここに引用し本明細書にとり込むことにする。従来のＣＤＭＡシステムと異なり、これら特許では、例えば信号を最も強い信号から最も弱い信号強度の順に連続的に復号化し、復号化後、受信したコンポジット信号から復号化された信号を減算することにより、干渉を防止している。
上記特許に記載された実現例は、既知のスクランブル符号を使用して信号を逆スクランブルし、信号をスペクトル領域に変換し、更にその信号に関連したスペクトル成分をノッチングにより除くのにデジタル信号処理を使用している。ノッチング後、残ったゼロでない成分は、最初の信号の符号で逆スクランブルされた他の信号の変換を示す。次に残りの信号を波形領域に変換し、再び逆スクランブル符号を用いて信号のうちの１つが減算された状態の元の領域に信号を回復している。
米国特許第5,218,619号では、他の微弱な重なった信号の一部を減算した後に、既に減算された信号を再び適当な値だけ減算することにより、他のより微弱な重なった信号からの干渉により減算された信号の分だけ、誤りにより生じた不完全な信号の減算を除くことができる。再直交化と称されるこのような再減算方法はデジタル信号プロセッサによって行うことができる。しかしながら、この技術は処理量がスペクトルバンド幅の少なくとも４乗に従って増加し、よってワイドバンドな信号に対しては、この技術はコスト高となるという特徴を有する。
概要
本明細書では、他の特徴のうちでも、再直交化（re-orthogonalization）と称される、減算の誤差を除くためにすでに減算された信号の再減算を行い、ワイドバンドの運用に対して最適化できる異なる方法および受信機について記載する。実施例によれば、受信したコンポジット信号を逆拡散するのに、拡散符号のペアとなる組み合わせを使用する。例えばこれらペアとなる組み合わせとしては、既に減算された信号に関連する第１の拡散符号と、第１の拡散符号に関連した信号よりもより微弱な信号に関連した第２拡散符号とが含まれる。このように、同時に再減算と減算とを実行する。別の実施例によれば、拡散符号の時間をずらした変形符号を使用して逆拡散することによって、信号エコーを減算することもできる。
【図面の簡単な説明】
添付図面を参照して次の詳細な説明を読めば、本発明の上記およびそれ以外の課題、特徴および利点について、より容易に理解できよう。
図１は、本発明の実施例に係わるＣＤＭＡ受信機を示すブロック図である。
図２ａは、本発明の実施例による中間周波数における再直交化を示すブロック図である。
図２ｂは、本発明の別の実施例による中間周波数における再直交化を示すブロック図である。
図３は、本発明に係わるハイパスフィルタリングの実施例のブロック図である。
図４は、本発明の実施例による遅延信号部分の除去を示すブロック図である。
図５は、本発明の別の実施例による信号部分のモニタおよび処理を示すブロック図である。
詳細な説明
図１は、本発明の実施例に係わる減算型ＣＤＭＡ受信機のブロック図を示す。同一無線周波数を使用する重なったＣＤＭＡ通信信号のコンポジット信号をアンテナ１０が受信し、このコンポジット信号はフィルタ１１でバンド外での干渉を除くように濾波され、低ノイズ増幅器１２で増幅され、再びイメージノイズを除くようにフィルタ１３を使って濾波される。混合器１４において局部発振器１５（プログラマブル周波数シンセサイザとすることができる）からの信号とヘテロダイン混合することにより、上記の結果得られた信号を適当な中間周波数に変換し、いくつかのＣＤＭＡチャンネルのうちのいずれかを選択することができる。この中間周波数信号は更に、ＩＦフィルタ１６および１８で濾波され、増幅器１７および１９で増幅され、他のＣＤＭＡチャンネル周波数の信号を除き、信号を都合のよいレベルまで高める。当業者であれば上記説明はシングルスーパーヘテロダイン受信機の説明であることが理解できよう。しかしながら、このタイプの受信機は単なる説明のためのものと認識すべきである。例えば最終中間周波数まで周波数のダウンコンバージョンを２回行うダブルスーパーヘテロダイン受信機も同じように使用でき、後に説明するように、アンテナで受信した周波数からベースバンドの周波数の直交信号まで直接変換を行う、いわゆるホモダイン受信機も使用できる。
図１では、直交局部発振器２２と、直交混合器２０、２１と、オプションのローパスフィルタ２３、２４を使用した変換の最終ステージは、ホモダイン変換となっており、ＣＤＭＡ信号ＩおよびＱを生じさせる。これらＩおよびＱ信号は元のコンポジット信号を示すが、ＤＣまたはゼロ周波数に近くに周波数変換されている。
ホモダイン受信機で共通する問題は、直交混合器２０および２１からのスプリアスＤＣオフセット成分が希望する信号よりも、より強力となり、希望する信号の検出が妨害され得ることである。この問題は、Ｐａｕｌ・Ｗ・Ｄｅｎｔ氏に付与された「ＤＣオフセット補償」と題する米国特許第5,241,702号によって解決されており、ここに引用して本明細書にとり込むことにする。この特許は希望しないＤＣ成分を除くのにＩ信号とＱ信号との差分を利用するが、信号のうちの希望するＤＣまたは低周波成分も除いてしまうことがある。しかしながら希望する信号の波形全体が何に見えるかという既知の特徴を利用することにより、意図に反して除かれた希望信号を回復できる。この原理は図１の減算型ＣＤＭＡ受信機にも適用でき、有利な特徴が得られる。信号のスクランブリング（拡散）符号のアプリオリな情報を使用して、まずコンポジット信号における最強の信号のＩ、Ｑ成分を逆スクランブリングする。例えばこの理論上の情報は最強の信号に関連した拡散符号のレプリカＣ１を発生するよう、符号発生器３３をプログラムするのに使用できる。この符号レプリカをバランスド混合器２５および２６に印加し、これら混合器の出力端に逆拡散されたＩ、Ｑ信号を発生する。ホモダインダウンコンバータ２０および２１からのスプリアスＤＣオフセットは、最強の信号の拡散符号を用いて拡散された成分として見える。当業者であれば混合器２５および２６は例えばダイオードリング混合器、トランジスタのギルバートセル（Gilbert cells）、位相反転スイッチ等を含む多数の方法で実現できることが理解できよう。
フィルタ２３および２４内にハイパスフィルタ要素を設けることによりホモダインダウンコンバータ２０および２１からのＤＣオフセットがＩ、Ｑ逆拡散器２５および２６からのスプリアス符号成分を発生しないように防止することもできる。ハイパスフィルタはＤＣオフセット成分を除くが、逆拡散器２５および２６に達するワイドバンドなコンポジットＣＤＭＡ信号にわずかに影響するだけである。
符号Ｃ１で逆拡散された信号は、狭スペクトル成分（逆拡散された信号番号１）とワイドバンド拡散状態にあるコンポジット信号の残りとを含む。符号Ｃ１はそれらの拡散符号に相関していないので、コンポジット信号における他の信号は拡散されたままである。実際に符号Ｃ２で最初に拡散された第２に強い信号は、この点においてＣ１とＣ２のモジュロ２の組み合わせにより拡散されている。
次に、逆拡散器２５および２６の出力から第１の逆拡散された信号を抽出し、更に情報を抽出するように処理できる。この抽出された情報は、例えばデジタルデータ、デジタル化された音声、アナログＦＭまたは側波帯音声変調の形態をとり得る。デジタル信号は誤り訂正符号化および暗号化のような他の有利な処理ができるので、このようなデジタル信号が好ましい。しかしながら、側波帯は音声信号の平均パワーが、そのピークパワーよりも小さいことにより、自己干渉を大きく低減できるという点で有利である。デジタルスピーチシステムでは、この利点は約２分の１に制限され、このような値は、ツーウェイ通話における、一時的に話を中断した当事者の送信をオフにすることによって得られる。
次に、ハイパスフィルタ２７および２８により逆拡散器２５および２６の出力端から、最初に逆拡散された信号を除く。これらハイパスフィルタは残りの逆拡散されない信号が大きく影響されないまま、ホモダインオフセットを抑制するようにフィルタ２３および２４を注文設計できるのと同じように、狭帯域の逆拡散された信号を抑制するように注文設計される。次に、フィルタ２７および２８からのＩ、Ｑの残りの信号は、符号Ｃ２で逆拡散する前に符号Ｃ１で再び拡散できる。更にこれら２つのステップは残りの信号をＣ１＋Ｃ２により逆拡散することにより同時に実行でき、Ｃ１＋Ｃ２は第１の（最強の）信号および第２の（第２に強い）信号の双方の符号のみならずそれらの相対的タイミングの理論上の知識を使用して符号発生器３３により発生される。Ｃ１＋Ｃ２（ここで記号＋はモジュロ２の（ビットごとの）加算を意味する）による逆拡散の結果、逆拡散器２９および３０の出力に狭バンドの逆拡散された形態の第２信号が生じる。この狭バンドの信号は情報を復調し、復号化するためのＩ、Ｑ処理を行うために抽出でき、更にＣ２＋Ｃ３による逆拡散前であって、すべての信号を復号化するか、または希望する信号に達してこれを復号化するまでに、ハイパスフィルタ３１および３２により除くこともできる。このように、所望する信号は最強信号の信号強度よりも下に存在でき、また読み取り可能である。
減算が不完全となる２つの原因は、所望する信号を最強信号のどれだけ下で読み取りできるかを限定し得る。第１に、信号の遅延エコーである時間分散はＣ１またはＣ２のような符号を使用して逆拡散されない成分を加える。その理由は、エコーは時間的に１つ以上のチップだけずれたものであり、それらの関連する拡散符号と完全には相関化しないからである。これらエコーは次に限定されない。限定されないエコーを補償するには、符号Ｃ２を使った減算の第２ステージをエコーの遅延に従い、Ｃ１の符号の時間シフトされた符号であるＣ２符号を使用して実行できる。第２ステージの逆拡散符号は、Ｃ１の遅延された符号にモジュロ２を加算されたＣ２、すなわちＣ１（ｔ）・Ｃ１（ｔ−Ｔ）のようである。ここで「・」はＣ１のチップが算術値±１の場合は乗算、チップがブール値１または０である場合にはモジュロ２の加算を示す。この実施例を実施するには図１に示された減算の最初の２つのステージを使用して第１信号と、そのエコーを除くことができる。次に第２信号をその後の同様なステージで逆拡散し、減算する。
このように逆拡散された信号を更に処理するために逆拡散器２５、２６、２９および３０からの狭バンドのＩ、Ｑ出力をＲＡＫＥ組み合わせ器（合波器）として知られる別の処理回路（図示せず）へ送ることができる。この組み合わせ器で信号を復号化するのに複素数の重みづけされた合計を形成し、直接波およびエコー双方における信号エネルギーのすべてを最大限活用する。このようなＲＡＫＥ組み合わせ方法は、任意の数の大きな遅延エコーを含むように拡張できる。更に、例えばＣＤＭＡセルラーダウンリンク処理において、存在していない逆拡散されたエコー成分の重みづけされた合計を含むことが望ましいことが、時々ある。当然ながらこの逆拡散されたエコー成分は減算しようとしない。大きなエネルギーを有するエコーを逆拡散する逆拡散器のペア、例えばペア２５および２６と並置された逆拡散器のペア（図示せず）により、この目的のためのシフトされた符号により存在していないエコーを逆拡散することを行うことができる。しかしながら、実際のエコーを逆拡散する逆拡散器ペア２５および２６並びにその他の逆拡散器しか、フィルタ、例えばフィルタ２７および２８に信号を通過させず、他方、存在していないエコーに作用するパラレル逆拡散器ペア（図示せず）信号を別の処理装置、例えば上記ＲＡＫＥ組み合わせ器に信号を送るにすぎない。従来のＲＡＫＥ組み合わせ器の他に「ダウンリンクＣＤＭＡ信号の復調方法」と題する米国特許出願第08/187,062号の発明の要旨に従って変形されたＲＡＫＥ組み合わせ器も使用できる。ここにこの特許出願を引用して本願明細書にとり込むことにする。ＲＡＫＥ組み合わせ技術のこのような変形例は、基地局から移動局への送信方向のＣＤＭＡ移動電話システム用、すなわち移動受信機用に適すが、従来のＲＡＫＥ技術は移動局から基地局への方向、例えば基地局の受信機に適当である。
不完全な減算の第２の原因は拡散信号の値だけでなく第１逆拡散器ペア、例えば逆拡散器２５および２６の出力における、例えばＣ１＋Ｃ２、Ｃ１＋Ｃ３．．．等で拡散された他の信号の低周波成分の値も除かれるからである。すべての符号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３等が任意のペアのモジュロ２の合計が等しい数の１と０を含むという性質に関連して閉じられた組に属す場合、この不完全な減算のこのような原因を減らすことができる。例えばすべての符号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３がモジュロ２の加算に関し、閉じた組に属し、すべてが等しい数の１と０を有する場合、これら条件が満たされる。ウォルシュ・アダマール直交符号の組は、かかる組であるが、構成要素の数が限られている。ＢｏｔｔｏｍｌｅｙおよびＤｅｎｔ両氏により、別の拡張された組が開発された「移動無線通信のためのマルチアクセス符号化」と題する米国特許第5,353,352号に開示されている。この特許をここに引用することにより、本明細書に組み込むことにする。
しかしながら任意の形態の符号を用いた場合、米国特許第5,218,619号に記載されている方法と同様に、再減算により後のステージで初期のステージにおける不完全な減算の残りを更に除くことができる。図１の回路例に関連して、このような再減算を行うために、後の逆拡散ステージ、例えば逆拡散器２９および３０の後であって、かつ符号Ｃｎで信号を逆拡散する前に再び符号Ｃ１を使用できる。このような再減算ステージは実際に先の符号Ｃ_n-1による再拡散と次の符号による逆拡散とを組み合わせた上記原理に従い、逆拡散符号Ｃ_n-1・Ｃ１を使用する。従って、Ｃ（ｎ＋１）を使用する前のステージで再び符号Ｃ２を使用して信号２の再減算を行うことができ、逆算符号はＣｎ・Ｃ２等となる。同様にして、強力なマルチパスエコーの再減算を行う必要が生じることもある。
上記引用した米国特許第5,218,619号に記載されているような信号強度トラッカーおよびソーター（図示せず）並びに同期化コントローラ（図示せず）からのタイミングの知識を用いることにより符号発生器３３をプログラムできる。ハイパスフィルタを使ってスペクトル拡散されたコンポジット信号から減算されるＤＣの周りの狭バンド信号を得るために、ホモダイン変換された信号を逆拡散することは、逆拡散された結果をローパスフィルタリングし、その結果を減算することと等価的であることも理解できよう。別の類似の技術は中間周波数の周りの狭バンド信号を得るのに、０でない中間周波数において信号を逆拡散し、バンドストップフィルタを用いて狭バンド信号をノッチング除去することである。
図２は、スペクトルのゼロ化により使用される上記再直交化の原理を示す。必要である場合、受信機１００は受信した信号を適当な中間周波数にダウンコンバートする。次にこの中間周波数は逆拡散器１０１において最強信号の符号Ｃ１を使用して逆拡散される。次に、この狭バンドの逆拡散された信号はゼロ化フィルタ１０２によりスペクトル領域においてゼロ化される。次に、残留信号を符号Ｃ２により１０４内で逆拡散する前に再拡散器１０３内で符号Ｃ１により再拡散し、フィルタ１０５内で信号２をゼロ化し、ブロック１０６内でＣ２により再拡散する。この実施例によれば、例えば他の信号を減算すなわちゼロ化した後に、Ｃ１に相関する成分を再び減算することによる、Ｃ１に対する信号の再直交化が第２のＣ１逆拡散器１０７、Ｃ１と相関化された成分１０８のための第２のゼロ化フィルタ、および第２のＣ１再拡散器１０９として示されている。ブロック１０７、１０８および１０９で示された再減算ステージの後で、残りの信号を処理して他の信号を抽出し、第３回でＣ２およびＣ１の、その後の再減算を行うことができる。微弱な信号の復号化を阻害する不完全な減算の累積を防止するのに、先に減算された信号の一部またはすべての再減算を行ってもよい。
図２ｂは、符号波形Ｃ１とＣ２の算術的積（または二進符号ではモジュロ２の合計）である符号波形を用いて、図２ａの再拡散ステージ１０３と逆拡散ステージ１０４を単一の逆拡散器２０３に組み合わせることができることを示している。このような組み合わせを行う際の再減算ステージ２０５および２０６の逆拡散器は、Ｃ（ｎ−１）で表示される直前の符号と組み合わされた符号Ｃ１およびＣｎで表示された直後の符号と組み合わされた符号Ｃ１をそれぞれ使用する。
図３は、逆拡散されたＩ、Ｑ信号のハイパスフィルタリングを使用して本発明の再減算技術を実現する実施例を示す。低ノイズ増幅器４１およびフィルタ４０および４２は、所望する周波数バンドを選択し、これを増幅し、信号をホモダインダウンコンバータ５０に印加する。当業者であればホモダインダウンコンバーた５０の前に、増幅、フィルタリングおよび中間周波数へのダウンコンバージョンの別のステージをオプションとして前置できることが理解できよう。ホモダインダウンコンバータ５０は複素数のＩ、Ｑベースバンド出力信号を発生するように、信号と混合されるコサインおよびサイン局部発振器波により駆動される直交混合器５１および５２を含む。この局部発振器の周波数ω０は信号がＤＣを中心とするＩ、Ｑベースバンド周波数に変換されるように、処理すべき所望するチャンネルを中心としている。従って、ハードウェアが不完全であることから生じるＤＣオフセットは所望する信号の処理と干渉することがあるので、これをハイパスフィルタ６０によって除くことが好ましい。このハイパスフィルタはワイドなスペクトル拡散信号のバンド幅のほとんどにわたって減衰量が小さく、希望する信号エネルギーを実質的に減少させるものではない。
第１の逆拡散器７０は、混合器すなわち位相反転スイッチ７１および７２を含み、符号Ｃ１を使って第１信号を逆拡散するように働く。この第１の逆拡散される信号は最も強力な信号であることが好ましい。この逆拡散される信号成分は、信号除去器８０におけるハイパスフィルタ８１および８２により除かれるＤＣの周りの狭いバンド幅に圧縮される。符号Ｃ１により逆拡散されない他の信号は、信号除去器８０により実質的に減衰されないままである。０を中心とする信号、すなわちＤＣを除くことが好ましい場合、信号除去器８０において、ハイパスフィルタ８１および８２を使用する。除去すべき所定の信号がω₀に対する周波数オフセットを有する場合、この信号は逆拡散後、ＤＣを除く周波数を中心とする狭バンドのＩ、Ｑ信号として現れ、フィルタ８１および８２をノッチまたはバンドストップフィルタとすることができる。
フィルタ８０において、第１信号を除いた後、符号Ｃ１を使用して残留信号を再拡散し、抽出すべき次の信号の符号Ｃ２を使用して逆拡散する。このことは、第１逆拡散器７０と同様な構造を使用し、かつ符号Ｃ１とＣ２のモジュロ２の組み合わせＣ１＊Ｃ２（ここで演算子「＊」はビットごとの排他的ＯＲ演算を示す）を使用するブロック８３でこれを行うことができる。ブロック８３は新しい残留信号を次のステージに送り、その後、最終ステージ８４まで次々に送る前に、逆拡散されたＣ２信号成分を除くのにフィルタを含むようにも解される。１つの信号しか復号化しない場合、出力信号が先のステージで、より強力な妨害信号が除かれた所望する信号となった時に、ステージのカスケードが終了する。しかしながら、各ステージは除去前の逆拡散された信号成分をオプションとして出力してもよく、移動局からのすべての信号を復号化することが望ましい時には、セルラー基地局におけるように、これら出力成分を使用して他の信号を復号化する。
符号Ｃ１を使用して除去された最強の信号Ｓ１とステージ８４の次のステージ（図示せず）においてＣｎを使用して逆拡散し、復号化すべき最終信号との間の信号強度の差が大きい場合、ノイズおよび多数のユーザーの干渉効果による不完全な信号除去によって生じる残留誤りが残ることがあるが、上記引用した米国特許第5,218,619号に記載されているように、本発明者は符号Ｃ１を使ったステージからの残留減算誤りは、依然、符号Ｃ１と相関化されたままであり、他の信号の最初の減算後により正確に識別できることを発見した。従って、本発明の特徴によれば、実際に番号５０の後の信号除去ステージとし得る、番号８４で示されるステージは、ステージ５０で完全には除去されなかったＣ１と相関化された残留成分を逆拡散し、フィルタによって除くように再び符号Ｃ１を使用する逆拡散と組み合わされた、直前のステージの逆拡散符号Ｃ_n-1による同時再拡散を行う。同様に、ステージ８３で除かれないＣ２と相関化された任意の残留成分は、ステージ８３の後の、好ましくは小さい残留誤りを良好に識別するように別の信号を除いた後の、チェーン内の任意のポイントに同様な再除去ステージを設けることによって、更に減少できる。
図４は、符号シーケンスＣ１_tのうちの遅延された変形シーケンスＣ１_t-Tを使うことにより、同じ信号のうちの異なる時間遅延された信号部分（ray）の除去を行うのに、信号除去ステージのうちの一部を使用できることを示している。信号部分（ray）は信号強度が低下する順に除去することが好ましい。例えば信号１の信号部分１がすべてのうちの受信された最強の信号部分であると仮定すれば、この信号部分は符号Ｃ１_tを使って第２ステージ９１で逆拡散される。同一の信号のうちの信号部分の逆拡散された成分（すなわち信号１の信号部分１、信号１の信号部分２等）を組み合わせ器９５に送ることができる。この組み合わせ器は、例えばＲＡＫＥ組み合わせ器でよく、各信号部分の位相および振幅をトラックし、復号器９６で復号を行うため信号をエンハンスするための複素数の重みの助けにより、コヒーレントな組み合わせを実行する。これとは異なり、ブロック９５は信号１の常に最強信号部分を復号化するために選択するための選択組み合わせ器でよい。しかしながら、この最強信号部分はステージ１において適当な符号遅延Ｃ１_t、Ｃ１_t-T等を使用することによりステージ９１で常に除去されるようになっていなければならない。ブロック９２は信号１の第２信号部分を逆拡散する前に他の信号の信号部分を逆拡散し、除去できることを示しており、このようなことは、信号１の信号部分２よりも他の信号の信号部分のほうが強力である場合に望ましい。
信号１の信号部分２はＴだけ遅延された符号Ｃ１、すなわち符号シーケンスＣ１_t-T（ここでＴは信号１のうちの最も強力な信号部分に対して信号１のうちの第２に強力な信号部分の遅延時間にできるだけ近似して対応するように選択された値である）を使用することにより、ステージ９３で逆拡散される。この逆拡散された信号部分２成分は組み合わせ器９５へ送られ、その後、ブロック９４で表示される次のステージへ送られる信号から濾波により除かれる。ブロック９４は続けて信号１の他の信号部分、他の信号の信号部分を逆拡散し、除くこと、すなわち符号Ｃ１_t、符号Ｃ１_t-Tまたは他の符号もしくは先の信号除去ステージで前に使用された遅延された符号のいずれかと相関化された成分を再減算するように進むことができる。ここに引用することにより本明細書にとり込まれた、ＰａｕｌＤｅｎｔ等の米国特許出願第08/187,062号に示されているように、受信されなかった信号部分を含む信号の組み合わせを組み合わせ器９５で形成することが好ましいこともある。このような現象は同一の基地局において発信されたマルチユーザーノイズが存在している場合に、基地局からのＣＤＭＡ信号を復号化する、移動局の受信機で生じる。最も強力な信号部分または直接信号部分に対して負の遅延時間を有するこれらのファントム信号部分は、最新の受信機がいわゆる「逆チャンネルフィルタ近似」受信機であり、ＲＡＫＥ受信機でない時、または同一局のノイズと同じ基地局のノイズと他の基地局のノイズの双方が競合する際には、これら２つのタイプの受信機がハイブリッドである場合に使用される。しかしながらファントム信号部分が他の信号に対する真の干渉を構成しない場合、これらを減算する必要はない。
図５は、信号除去機能を果たさず、逆拡散機能しか果たさないために、カスケード出力信号を発生しない逆拡散器１９１、２９１、１９７、２９７、９８および１９８における、ファントム信号部分を逆拡散するためのシステム信号部分を示す。しかしながら実際の信号部分を逆拡散する逆拡散器９１、９７および２９８は、逆拡散エネルギーを除去し、次のステージに接続するためのカスケードを発生することを行う。組み合わせ器９５は情報復号器９６のために希望する信号対ノイズ＋妨害波の比を高めるために、同一信号、例えば信号１に対応するすべての逆拡散された信号部分（実信号部分またはファントム信号部分）のすべてを組み合わせる。従って、図５は並列に接続された逆拡散器およびカスケード接続された逆拡散器の双方を示す。これら逆拡散器はハイパスＩ、Ｑフィルタリングまたは中間周波数におけるノッチフィルタリングにより逆拡散された信号エネルギーの除去を含む出力信号としてカスケード信号を発生するが、ファントム信号部分またはこれらの信号部分を除去するのを保証するのに現在のところ充分に強力ではないが、強力になった場合にモニタされる信号部分を逆拡散するのに使用されるカスケード出力は発生しない。信号除去ステージは同じ符号を使用した信号の先の減算から残ったままである残留誤りを低減するための再減算ステージを構成できると理解すべきである。この場合、再減算ステージからの逆拡散された信号は、信号復号化のために組み合わせ器９５では組み合わされず、信号の復号化は、例えば再減算ステージを組み合わせ器９５に接続しないか、または組み合わせ器９５において逆拡散された出力信号に重みゼロを与えるかのいずれかによって実施できる。
所望する信号強度に応じた順に信号すなわち信号部分を減算するように、図３、４または５の実現例を構成することは、ステージが処理しなければならない信号または信号部分に対応するように、符号発生器３５から各逆拡散ステージへ送られる符号シーケンスを選択することにより、適宜実行できる。異なる時間において、異なるステージへ異なる符号を出力するように符号発生器をプログラムすることは、組み合わせ器９５において異なる信号および信号部分の変化する振幅をトラッキングすることによって行うことができる。信号および信号部分の強度の順にソートした後にステージ１（例えば図３のブロック７０、または図４および５のブロック９１）に送られる符号が最も強力な信号部分に対応し、次のステージへ送られる符号が信号または信号部分の連続して減少する強度に対応するように、組み合わせ器９５から制御信号を送り、符号発生器を適応化できる。このようにしてダイナミックに変化する信号強度の状態に本発明の受信機をダイナミックに適応させるのに、実際に信号パスをスイッチングする必要はない。対応する受信された信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３．．．．のタイミングと、その符号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３．．．．を最初に同期化し、その同期を維持するための従来の方法を用いることによって符号発生器３３を実現できる。しかしながら各逆拡散ステージへ送られる符号シーケンスの符号および符号遅延量をダイナミックに選択することにより、同期維持動作をほとんど自動的に行うことができる。
上記実施例は本発明を限定するのではなく、本発明の特徴を説明するためのものである。従って、当業者であれば本明細書の説明から考え付くことができる細部の構成において、本発明を種々変形できる。かかる変形例および変更例のすべては次の請求の範囲に記載された本発明の範囲および要旨内に入るものと見なされる。

Claims

複数の重なったスペクトル拡散信号を受信し、前記重なったスペクトル拡散信号のうちの少なくとも１つの信号を復号化するための受信機であって、
中間周波数信号を発生するための受信手段と、
前記重なった信号およびそれらの組み合わせに関連した逆拡散符号のレプリカを発生するための符号発生手段と、
逆拡散された信号を得るように前記逆拡散符号レプリカの第１レプリカにより前記中間周波数信号を逆拡散するための第１逆拡散手段と、
前記逆拡散された信号から前記第１逆拡散符号により拡散された前記重なったスペクトル拡散された信号のうちの第１信号の信号エネルギーを除き、他の信号に関連した全エネルギーがほぼ影響されないままとなっている第１の残留信号を残すための第１フィルタリング手段と、
前記第１の逆拡散符号レプリカと第２の逆拡散符号レプリカとの組み合わせを用いて、前記第１の残留信号を逆拡散し、出力信号を得るための第２逆拡散手段とを備えた受信機。
前記逆拡散符号レプリカの組み合わせがペア状の組み合わせを含み、前記受信機が追加フィルタ手段を含み、前記第２逆拡散手段と前記追加フィルタが前記ペア状の組み合わせを使用して第１の残留信号から他の信号に関連したエネルギーを除き第２の残留信号を得る、請求項１に記載の受信機。
前記第２の残留信号から前記第１の信号に関連したエネルギーを除き、出力信号を発生するために、前記第１の逆拡散符号を含むペア状の符号の組み合わせを使用する逆拡散およびフィルタリング手段を含む再減算手段とを備えた、請求項２に記載の受信機。
複数の重なったスペクトル拡散信号を受信し、前記重なったスペクトル拡散信号のうちの少なくとも１つの信号を復号化するための受信機であって、
中間周波数信号を発生するための受信手段と、
前記重なった信号によって使用される拡散符号のレプリカを発生するための符号発生手段と、
逆拡散された信号を得るように前記拡散符号レプリカの第１レプリカにより前記中間周波数信号を逆拡散するための逆拡散手段と、
前記逆拡散された信号から前記第１拡散符号により拡散された前記重なったスペクトル拡散された信号のうちの第１信号の信号エネルギーを除き、前記重なったスペクトル拡散信号のうちの他の信号に関連した全エネルギーがほぼ影響されないままとなっている第１の残留信号を残すためのフィルタリング手段と、
第１の再拡散された信号を得るように、前記第１の拡散符号レプリカを用いて前記第１の残留信号を再拡散するための再拡散手段と、
前記第１の残留信号から他の信号に関連したエネルギーを除き、第２の残留信号を得るよう、前記符号レプリカの他のレプリカを使用する更に別の逆拡散、フィルタリングおよび再拡散手段と、
前記第２の残留信号エネルギーから前記第１の信号に関連したエネルギーを除き、出力信号を発生するために、前記第１の拡散符号レプリカを使用する、逆拡散、フィルタリングおよび再拡散手段を含む再減算手段とを備えた受信機。
前記出力信号を更に処理し、他の拡散符号に関連した信号エネルギーを除き、最終出力信号を発生する、請求項１から４のいずれかに記載の受信機。
前記出力信号を更に処理し、所望する情報を抽出する、請求項５記載の受信機。
前記所望する情報が電話の音声信号である、請求項６記載の受信機。
前記処理が復調または誤り訂正復号化、および低ビットレート形式からＰＣＭ形式への音声の復号化を含む、請求項６記載の受信機。
幹線を通して前記ＰＣＭ形式を電話交換システムへ送信する、請求項８記載の受信機。
デジタル−アナログ変換器を使用して電話の受話器を駆動するように、前記ＰＣＭ形式を更に処理する、請求項８記載の受信機。
前記第１の拡散符号のレプリカが前記重なったスペクトル拡散信号の最も強力な一つに関係する、請求項１から１０のいずれかに記載の受信機。
前記重なったスペクトル拡散信号の最も強力な一つは、パイロット信号、コーリングチャネル信号、シグナリングチャネル信号の一つである、請求項１１に記載の受信機。
前記重なったスペクトル拡散信号の第１および第２の信号は逆拡散され、信号強度順に除去される、請求項１から１２のいずれかに記載の受信機。
複数の重なったスペクトル拡散信号を受信し、前記信号のうちの少なくとも１つを復号化するための受信機であって、
前記重なった信号を受信し、該重なった信号を直交ダウンコンバートし、複素数のベースバンドのＩおよびＱ信号を発生するための受信手段と、
前記重なった信号によって使用される拡散符号のレプリカを発生するための符号発生手段と、
第１の拡散符号のレプリカを使用して第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生するように、ＩおよびＱ信号を逆拡散するためのＩおよびＱ逆拡散手段と、
他の符号に関連したエネルギーをほぼ変更しない状態のままにしながら、前記第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号から前記第１の拡散符号を使用する第１信号に関連したエネルギーを除き、第１残留ＩおよびＱ信号を発生するための第１フィルタリング手段と、
前記第１の拡散符号レプリカを使用して前記第１の残留信号を再拡散すると共に、第２の符号レプリカを使用して前記第１の残留信号を逆拡散し、第２の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生するための再拡散および逆拡散手段と、
前記第２の逆拡散されたＩおよびＱ信号から前記第２の拡散符号を使用する信号に関連したエネルギーを除き、第２の残留ＩおよびＱ信号を残すための第２のフィルタリング手段と、
前記第２の拡散符号以外の拡散符号を使用する信号に関連したエネルギーを前記第２の残留信号から除き、第３の残留ＩおよびＱ信号を発生するための信号除去手段と、
前記第１の拡散符号を使用する前記第１の信号に関連した残留エネルギーを前記第３の残留信号から除くための再減算手段とを備えた受信機。
前記受信手段が前記複素数のベースバンドＩおよびＱ信号からＤＣオフセットを除くためのオフセット補償手段を更に含む、請求項１４記載の受信機。
前記オフセット補償手段がハイパスフィルタである、請求項１５記載の受信機。
前記第１フィルタリング手段がハイパスフィルタである、請求項１４記載の受信機。
前記第２フィルタリング手段がハイパスフィルタである、請求項１４記載の受信機。
前記再拡散および逆拡散手段が、前記符号発生器において前記第１の拡散符号レプリカと第２の拡散符号レプリカのモジュロ２の合計を形成し、組み合わされた符号を形成すると共に、Ｉ混合器およびＱ混合器を使用して前記組み合わされた符号と前記第１のＩおよびＱ残留信号とを混合するための回路を含む、請求項１４記載の受信機。
前記再減算手段が、
前記信号除去手段において最後に除去された信号によって使用された符号のレプリカを使用して、前記第３の残留ＩおよびＱ信号を再拡散すると共に、前記第１の拡散符号レプリカを使用して前記第３の残留信号を逆拡散し、第４の残留ＩおよびＱ信号を発生する第２の再拡散および逆拡散手段と、
前記第１拡散符号を使用して第１の信号に関連した残留エネルギーを前記第４の残留ＩおよびＱ信号から除き、第５の残留ＩおよびＱ信号を発生する第３のフィルタリング手段を含む、請求項１４記載の受信機。
所望する情報を抽出するように、前記第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号を更に処理する、請求項１４記載の受信機。
前記所望する情報が位相基準信号であり、前記第１の逆拡散符号がパイロットすなわち位相基準信号によって使用される、請求項２１記載の受信機。
前記所望する情報が一斉送信された情報である、請求項２１記載の受信機。
前記所望する情報が移動電話番号に向けられた発呼警告情報である、請求項２１記載の受信機。
第１のスペクトル拡散された信号によって搬送された所望する情報を抽出するように、前記第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号を更に処理し、前記第２のスペクトル拡散された信号により搬送される所望する情報を抽出するように、前記第２の逆拡散されたＩおよびＱ信号を処理し、前記信号除去手段の作動中、または前記再減算手段の作動後に得られる、その次の逆拡散されたＩ、Ｑ信号を処理して、他のスペクトル拡散信号によって搬送されるその他の所望する情報を抽出する、請求項１４記載の受信機。
複数の重なったスペクトル拡散信号を受信し、前記信号のうちの少なくとも１つを復号化するための受信機であって、
前記重なった信号を受信し、該重なった信号を直交ダウンコンバートし、複素数のベースバンドのＩおよびＱ信号を発生するための受信手段と、
前記重なった信号によって使用される拡散符号のレプリカおよび該拡散符号の時間シフトされたレプリカを発生するための符号発生手段と、
第１の拡散符号のレプリカを使用してＩおよびＱ信号を逆拡散し、第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生するためのＩおよびＱ逆拡散手段と、
前記拡散符号の他の符号に関連したエネルギーをほぼ変更しない状態のままにしながら、前記第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号から前記第１の拡散符号を使用する第１信号に関連したエネルギーを除き、第１残留ＩおよびＱ信号を発生するための第１フィルタリング手段と、
前記第１拡散符号レプリカを使用して前記第１の残留信号を再拡散し、前記第１の拡散符号の時間シフトされたレプリカを使用して前記第１残留信号を逆拡散し、第２の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生するための第１の再拡散および逆拡散手段と、
前記第１信号のエコーに関連したエネルギーを前記第２の逆拡散されたＩ、Ｑ信号から除き、第２の残留ＩおよびＱ信号を発生するための第２のフィルタリング手段と、
前記第１符号の前記時間シフトされたレプリカを使用して前記第２の残留信号を再拡散し、第２の符号レプリカを使用して前記第２の残留信号を逆拡散し、第３の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生するための第２の再拡散および逆拡散手段と、
前記第３の逆拡散された信号を処理し、前記第２の拡散符号を使用する信号により搬送される、所望する情報を抽出するための処理手段とを備えた受信機。
複数の重なったスペクトル拡散信号を受信し、前記信号のうちの少なくとも１つを符号化するための受信機であって、
前記重なった信号を受信すると共に、中間周波数信号に変換するための受信手段と、
前記重なった信号によって使用される拡散符号のレプリカおよび該拡散符号の時間シフトされたレプリカを発生するための符号発生手段と、
第１の拡散復号のレプリカを使用して前記中間周波数信号を逆拡散し、第１の逆拡散信号を発生するための逆拡散手段と、
他の符号に関連したエネルギーをほぼ変更されない状態のままにしながら、前記第１の逆拡散された信号から前記第１の拡散符号を使用する第１の信号と関連したエネルギーを除き、第１残留信号を発生するノッチフィルタリング手段と、
前記第１の拡散符号レプリカを使用して前記第１の残留信号を再拡散し、前記第１の拡散符号の時間シフトされたレプリカを使用して逆拡散し、第２の逆拡散された信号を発生するための第１の再拡散および逆拡散手段と、
前記第１の信号の遅延されたエコーに関連したエネルギーを、前記第２の逆拡散された信号から除去し、第２の残留信号を残す第２のフィルタリング手段と、
前記第１の符号の時間シフトされたレプリカを使用して、前記第２の残留信号を再拡散し、第２の符号レプリカを使用して逆拡散し第３の逆拡散された信号を発生するための第２の再拡散および逆拡散手段と、
前記第３の逆拡散された信号を処理し、前記第２の拡散符号を使用する第２の信号により搬送される所望する情報を抽出するための処理手段とを備えた受信機。
前記第１の逆拡散された信号および前記第２の逆拡散信号を共に処理し、前記第１拡散符号を使用する前記第１の信号により搬送される、所望する情報を抽出する、請求項２６記載の受信機。
前記第１の逆拡散された信号および前記第２の逆拡散信号を共に処理し、前記第１拡散符号を使用する前記第１の信号により搬送される、所望する情報を抽出する、請求項２７記載の受信機。
前記処理手段が、前記第２符号の前記時間シフトされたレプリカを使用する前記第２信号の遅延されたエコーを逆拡散し、処理することを行う、請求項２６記載の受信機。
複数の重なったスペクトル拡散された信号を受信し、前記信号のうちの少なくとも１つを復号化するための受信機であって、
前記重なった信号を受信し、前記重なった信号を直交ダウンコンバートし、複素数のベースバンドのＩおよびＱ信号を発生するための受信手段と、
前記重なった信号によって使用される拡散符号の時間シフトされたレプリカを発生するための符号発生手段と、
第１の拡散符号の第１の時間シフトされたレプリカを使用してＩおよびＱ信号を逆拡散し、第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生するための第１のＩおよびＱ逆拡散手段と、
第１の拡散符号の第２の時間シフトされたレプリカを使用してＩおよびＱ信号を逆拡散し、第２の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生するための第２のＩおよびＱ逆拡散手段と、
前記第１および第２の逆拡散信号を共に処理し、所望する情報を抽出するための処理手段と、
他の符号に関連したエネルギーをほぼ変更しない状態に残しながら、前記第１の逆拡散されたＩおよびＱ信号から前記第１の拡散符号を使用する第１の信号に関連したエネルギーを除き、第１の残留Ｉ、Ｑ信号を発生するフィルタリング手段と、
前記第１の符号の前記第１の時間シフトされたレプリカを使用して前記第１の残留信号を再拡散すると共に、第２の符号のレプリカを使用して前記第１の残留信号を逆拡散し、第３の逆拡散されたＩおよびＱ信号を発生する、再拡散および逆拡散手段と、
前記第３の逆拡散された信号を処理し、前記第２拡散符号を使用する信号によって搬送される、所望する情報を抽出する処理手段とを備えた受信機。
複数の重なったスペクトル拡散された信号を受信し、前記信号のうちの少なくとも１つを復号化するための受信機であって、
前記重なった信号を受信し、該重なった信号を中間周波数信号に変換するための受信手段と、
前記重なった信号によって使用される拡散符号の時間シフトされたレプリカを発生するための符号発生手段と、
第１の拡散符号の第１の時間シフトされたレプリカを使用して前記中間周波数信号を逆拡散し、第１の逆拡散信号を発生する第１の逆拡散手段と、
前記第１の拡散符号の第２の時間シフトされたレプリカを使用して前記中間周波数信号を逆拡散し、第２の逆拡散信号を発生する第２の逆拡散手段と、
前記第１および第２の逆拡散信号を共に処理し、所望する情報を抽出するための処理手段と、
他の符号に関連したエネルギーをほぼ変更しない状態に残しながら、前記第１の逆拡散された信号から前記第１の拡散符号を使用する第１の信号に関連したエネルギーを除き、第１の残留信号を発生するフィルタリング手段と、
前記第１の符号の前記第１の時間シフトされたレプリカを使用して前記第１の残留信号を再拡散すると共に、第２の符号のレプリカを使用し逆拡散し、第３の逆拡散信号を発生する、再拡散および逆拡散手段と、
前記第３の逆拡散された信号を処理し、前記第２拡散符号を使用する信号によって搬送される、所望する情報を抽出する処理手段とを備えた受信機。
前記第１のＩおよびＱ逆拡散手段が、前記第１信号のうちの最も強力な信号部分を逆拡散する、請求項３１記載の受信機。
前記第１の逆拡散手段が、前記第１信号のうちの最も強力な信号部分を逆拡散する、請求項３２記載の受信機。
前記第１の信号が前記重なった信号のうちの最も強力な信号であり、その後逆拡散され除去された信号を、信号強度の低下する順に処理する、請求項１４記載の受信機。