JP3750691B1 - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、小型で耐振性高く相電流の検出ができるインバータ装置の提供を目的とする。
【解決手段】３相のうち２相の下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間にシャント抵抗をそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間から、同一のＯＮ期間を、３相全ての相において削減し、シャント抵抗の設けられた相における２相分の相電流を検出する。これにより、シャント抵抗２個のみで、シンプルな制御ソフトにより、電流歪を生ずることなく相電流の検出ができるインバータ装置が得られる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ３相変調を行うインバータ装置の相電流検出方法に関するものである。

従来、この種の相電流検出方法として、ＰＷＭ変調による正弦波駆動方式によりセンサレスＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ装置において、インバータ装置からの出力ライン（３本中２本）の電流を直接検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

この回路について以下説明する。図１１にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ装置２０の制御回路７は、電流センサ８からＵ相の電流を、電流センサ９からＷ相の電流を入力し、当該２個の電流値からＶ相の電流を演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。これらの電流値に基づき、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータと称す）を構成する磁石回転子５の誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２（ＩＧＢＴ等が用いられる）を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１を構成する固定子巻線４へ出力する。インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の還流ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。

上記電流センサ８、電流センサ９は、電位がバッテリー１のプラス側、マイナス側に変化するため、シャント抵抗で構成するのは困難であり、ホール素子を用いて構成される。

別の方法として、シャント抵抗で相電流を検出する方法が示されている（例えば、特許文献２参照）。

この方式について以下説明する。図１２にインバータ装置とその周辺の回路を示す。インバータ装置２１の制御回路１２は、シャント抵抗６からの電圧により電流を演算する。

３相変調の波形の特性図を示す。図１３は５０％変調、図１４は１００％変調におけるそれぞれの波形の特性図で、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、及び中性点電圧２９を示している。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。

図１５は３相変調の１キャリア内（キャリア周期）でのタイミングチャートであり、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ／ＯＦＦの一例を示している。この場合、図１３の５０％変調において、位相がおおよそ１２０度でのタイミングチャートである。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。同一相の上アームスイッチング素子がＯＮならば下アームスイッチング素子はＯＦＦ、上アームスイッチング素子がＯＦＦならば下アームスイッチング素子はＯＮの関係にある。但し、表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは割愛してい
る。

各スイッチング素子のスイッチングには、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）の４種類があり、それぞれ図１６〜図１９に示す。

期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙと並列のダイオード３Ｘ，３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。下アームとモータ１１間で電流が循環している（以降下循環期間と称す）。よって、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へは電力供給されない非通電の状態にある。

期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオード３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給される通電状態にある。このとき、電源ライン（シャント抵抗６）には、Ｕ相の相電流が流れる。

期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給される通電状態にある。そして、電源ライン（シャント抵抗６）には、Ｗ相の相電流が流れる。

期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＦＦである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗへ流れ込んでいる。上アームとモータ１１間で電流が循環している（以降上循環期間と称す）。よって、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へは電力供給されない非通電の状態にある。

以上のように、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電源ライン（シャント抵抗６）に流れる電流の有無、流れる相電流を知ることができる。上アームスイッチング素子のＯＮする相が無い時は流れず（非通電、下循環）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流が流れ（通電）、３相全てＯＮ時は流れない（非通電、上循環）。

図２０に、図１３の５０％３相変調での位相３０度、４５度、６０度、７５度、９０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を図１５に基き表示している。

Ｕ相の上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を太実線で表わしている。バッテリー１から固定子巻線４へ電力が供給される通電期間を実線矢印で、このとき電源ライン（シャント抵抗６）に流れる相電流をＵ，Ｖ，Ｗで示している。また、非通電期間（下循環期間、上循環期間）を破線矢印で示している。

同様に、図２１に、図１４の１００％３相変調について示す。図２０、図２１に示され
るように、シャント抵抗６により、１相分もしくは２相分の相電流が検出できる。１相分しか検出できない場合に、一部の相（上アームスイッチング素子）のＯＮ期間を増加もしくは減少させる方法が示されている。

図２０、図２１に示されるように、３相変調においては、キャリア周期内中央の期間（ｄ）は非通電期間となる（２相変調においては、１相が固定されるため、期間（ｄ）が存在しない）。また、キャリア周期内の前端、後端にもそれぞれ非通電期間がある。そのため、キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ通電期間がある。これは、２相変調が１回であるのに比べると、キャリア周期が半分（キャリア周波数が２倍）と同等になり（以降キャリア周期短縮効果と称す）、ＰＷＭ変調がきめ細かくなる。これにより、３相変調は２相変調に比べ、電流リップル、トルクリップルが小さくなり、低振動低騒音となる。

但し、図２１の１００％変調において位相３０度では、キャリア周期内の通電期間が１回のみであり、キャリア周期短縮効果が得られない。また、位相９０度では、キャリア周期内の前端、後端に非通電期間がないため、前後のキャリア周期における通電期間と連続してしまう。そのため、キャリア周期内の通電期間は２回であるが、結果として、１キャリア周期当たり通電期間は１回となり、キャリア周期短縮効果が得られない。

上記方法とは別のシャント抵抗で相電流を検出する方法も提案されている（例えば、特許文献３参照）。

この方式について以下説明する。図２２にインバータ装置とその周辺の回路を示す。インバータ装置２２の制御回路１３は、Ｕ相下アームとアース間に設けられたシャント抵抗１５、Ｖ相下アームとアース間に設けられたシャント抵抗１６、Ｗ相下アームとアース間に設けられたシャント抵抗１７それぞれからの電圧により電流を演算する。

図２３に、図２０に対応する下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を表示している。但し、表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは割愛している。

Ｕ相の下アームスイッチング素子ＸのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の下アームスイッチング素子ＹのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の下アームスイッチング素子ＺのＯＮ期間を太実線で表わしている。また、下循環期間を太線の破線矢印で、上循環期間を細線の破線矢印で示している。

同様に、図２４に、図２１に対応する下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を表示している。シャント抵抗１５に電流が流れるのは（電流を検出できるのは）下アームスイッチング素子ＸのＯＮ期間、シャント抵抗１６に電流が流れるのは（電流を検出できるのは）下アームスイッチング素子ＹのＯＮ期間、シャント抵抗１７に電流が流れるのは（電流を検出できるのは）下アームスイッチング素子ＺのＯＮ期間である。

よって、図２３においては、３相ともに電流を検出できるが、図２４においては、位相９０度において２相分（Ｖ相、Ｗ相）しか検出できない。よって、位相２１０度においては、Ｗ相、Ｕ相の電流を、位相３３０度においては、Ｕ相、Ｖ相の電流を検出するように制御する必要がある。
特開２０００−３３３４６５号公報（第９頁、第２図） 特開２００３−１８９６７０号公報（第２頁、請求項２、第１４頁、第１図、第１５頁、第９図） 特開２００３−２８４３７４号公報（第７頁、第１図）

上記のように、ＰＷＭ３相変調を行うインバータ装置において、特定の位相では、キャリア周期内の通電期間が１回のみであり、また、キャリア周期内の前端、後端に非通電期間がないため、前後のキャリア周期における通電期間と連続してしまう。そのため、特定の位相において、キャリア周期短縮効果が得られない場合がある。

そして、従来のインバータ装置の相電流検出方法には、それぞれに課題がある。

インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法においては、電流センサが、ホール素子、磁束発生用のコイル、素子周辺回路等で構成されるため、小型化、耐振強化が課題となる。また、サイズが大きいため、プリント基板上などでの配置の自由度が求められる。

電源ラインに流れる相電流をシャント抵抗により検出する方法においては、シャント抵抗により１相分しか検出できない場合、一部の相（上アームスイッチング素子）のみのＯＮ期間を増加もしくは減少させる必要があり、制御ソフトが複雑になる。また、この一部の相（上アームスイッチング素子）のみのＯＮ期間を増加もしくは減少させることにより、電流波形が歪み、騒音振動悪化の要因となっている。

空調装置に用いられる電動圧縮機をインバータ装置で駆動する場合、その騒音を防止するためルームエアコンなどでは防音箱などの防音装置を用いる事も可能であるが、車両用の空調装置に用いられる電動圧縮機においては、搭載スペース、重量などの制約により防音装置を用いる事は困難である。また、車室内への振動伝達防止のため、振動を小さく抑制しなければならないが、同様に防振装置を用いる事は困難である。ルームエアコンにおいても環境を考慮し極力低振動低騒音であることが求められる。

各相の下アームとアース間に設けられたシャント抵抗により相電流を検出する方法においては、キャリア周期内における下アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相がある場合、特定の２相分しか検出できない。よって、位相により検出する２相を変更する必要があり、制御ソフトが複雑になる。また、そのため、３相ともにシャント抵抗が必要となり、部品点数が増え、小型化の障害となる。シャント抵抗による消費電力・発熱に対しての考慮も必要になる。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、小型で耐振性高い構成で、相電流の検出ができるインバータ装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と、直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、直流電源の直流電圧をＰＷＭ３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力する。そして、３相のうち２相の下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に電流検出器をそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間から、同一のＯＮ期間を、３相全ての相において削減することにより、電流検出器の設けられた相における２相分の相電流を検出するものである。

上記構成により、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、下アームスイッチング素子のＯ
Ｎ期間を長くできる。これにより、１キャリア内で下アームスイッチング素子の３相全てに電流が流れる期間ができる。従って、電流検出器２個のみにより３相分電流検出（他の１相は演算で求められる）できる。また、３相全ての相において同一のＯＮ期間を削減するものであり、一部の相（上アームスイッチング素子）のみのＯＮ期間を増加もしくは減少させるものではないので、３相変調の通電時間はそのままであり、電流歪を生ずることはない。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キャリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにできる。

そして、特定された２相の電流検出値を用いる方法であるので、従来の特定された２相の電流検出値を用いる方法、すなわち、インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法からの変更を容易に行うことができる。即ち、プリント基板上などでの電流検出器の配置自由度が高まる。

また、電流検出器をシャント抵抗にすることにより、小型化、耐振耐熱性強化を図ることができる。

本発明のインバータ装置は、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、更に電流を滑らかにし、小型で耐振性の高い構成で、相電流の検出ができる。

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と、直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、直流電源の直流電圧をＰＷＭ３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力する。そして、３相のうち２相の下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に電流検出器をそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間から、３相全ての相において同一のＯＮ期間を削減することにより、電流検出器の設けられた相における２相分の相電流を検出する制御回路を設ける。

上記構成により、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、下アームスイッチング素子のＯＮ期間を長くできる。これにより、１キャリア内で下アームスイッチング素子の３相全てに電流が流れる期間ができる。従って、電流検出器２個のみにより３相分電流検出（他の１相は演算で求められる）できる。また、３相全ての相において同一のＯＮ期間を削減するものであり、一部の相（上アームスイッチング素子）のみのＯＮ期間を増加もしくは減少させるものではないので、３相変調の通電時間はそのままであり、電流歪を生ずることはない。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キャリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにできる。

そして、特定された２相の電流検出値を用いる方法であるので、従来の特定された２相の電流検出値を用いる方法、すなわち、インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法からの変更を容易に行うことができる。即ち、プリント基板上などでの電流検出器の配置自由度が高まる。

これにより、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、更に電流を滑らかにし、３相分の相電流の検出が可能なインバータ装置が得られる。

第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間削減は、キャリア周期内における下アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相がある場合に行うもの、換言すれば、デッドタイムを割愛して考慮しなければ、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期
間が１００％または１００％に近い相がある場合に行うもので、変調度の高い限定された場合にのみ行う。これにより、更に制御の複雑化を防止できるインバータ装置が得られる。

第３の発明は、第１乃至第２の発明のインバータ装置において、３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間削減は、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間が０％または０％の近辺を避けて、すなわち０％に近くならないように行うもので、キャリア周期短縮効果を確保できる。これにより、３相変調の電流が滑らかとなる作用効果を維持しつつ、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、更に電流を滑らかにし、３相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

第４の発明は、第１乃至第３の発明のインバータ装置において、３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間削減は、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間と、上アームスイッチング素子全てがＯＦＦとなる期間とが同じ時間となるように行うもので、通電期間同士の間隔が等しくなり、キャリア周期短縮効果が向上し、３相変調の電流を更に滑らかにできる。これにより、３相変調の低騒音低振動性を更に向上し、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、３相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

第５の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、直流電源の直流電圧をＰＷＭ３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力するインバータ装置において、３相のうち２相の上アームスイッチング素子と直流電源のプラス側との間に流れる電流を検出する電流検出器をそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間へ、３相全ての相において同一のＯＮ期間を追加することにより、電流検出器の設けられた相における２相分の相電流を検出する制御回路を設ける。

上記構成により、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、上アームスイッチング素子のＯＮ期間を長くできる。これにより、１キャリア内で上アームスイッチング素子の３相全てに電流が流れる期間ができる。従って、電流検出器２個のみにより３相分電流検出（他の１相は演算で求められる）できる。また、３相全ての相において同一のＯＮ期間を追加するものであり、一部の相（上アームスイッチング素子）のみのＯＮ期間を増加もしくは減少させるものではないので、３相変調の通電時間はそのままであり、電流歪を生ずることはない。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キャリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにできる。

そして、特定された２相の電流検出値を用いる方法であるので、従来の特定された２相の電流検出値を用いる方法、すなわち、インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法からの変更を容易に行うことができる。即ち、プリント基板上などでの電流検出器の配置自由度が高まる。

これにより、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、更に電流を滑らかにし、３相分の相電流の検出が可能なインバータ装置が得られる。

第６の発明は、第５の発明のインバータ装置において、３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間追加は、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相がある場合に行うもの、換言すれば、デッドタイムを割愛して考慮しなければ、キャリア周期内における下アームスイッチング素子のＯＮ期間が１００％または１００％に近い相がある場合に行うもので、変調度の高い限定された
場合にのみ行う。これにより、更に制御の複雑化を防止できるインバータ装置が得られる。

第７の発明は、第５乃至第６の発明のインバータ装置において、３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間追加は、下アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間が０％または０％の近辺を避けて、すなわち０％に近くならないように行うもので、キャリア周期短縮効果を確保できる。これにより、３相変調の電流が滑らかとなる作用効果を維持しつつ、簡単な制御ソフトで、電流歪を生ずることなく、更に電流を滑らかにし、３相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

第８の発明は、第５乃至第７の発明のインバータ装置において、３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間追加は、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間と、上アームスイッチング素子全てがＯＦＦとなる期間とが同じ時間となるように行うもので、通電期間同士の間隔が等しくなり、キャリア周期短縮効果が向上し、３相変調の電流を更に滑らかにできる。これにより、３相変調の低騒音低振動性を更に向上し、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、３相分の相電流を検出ができるインバータ装置が得られる。

第９の発明は、第１乃至第８の発明のインバータ装置において、電流検出器をシャント抵抗とするもので小型で耐振性強化を図ることができる。

第１０の発明は、第１乃至第９の発明のインバータ装置において、正弦波状の３相交流電流はセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力され、検出される２相分の相電流に基づいて、センサレスＤＣブラシレスモータのロータの位置検出を行う。これにより、小型で耐振性が高く且つ複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪なくセンサレスＤＣブラシレスモータを低騒音低振動で駆動するインバータ装置が得られる。

第１１の発明は、第１０の発明のインバータ装置において、センサレスＤＣブラシレスモータにより駆動される電動圧縮機に搭載されるものである。電動圧縮機に搭載されるインバータ装置は、取り付けスペースに制約があり小型化が必要で、モータからの振動に対して耐振性が必要であるため、小型で耐振性高く、電流歪がなく低振動でモータを駆動できる本インバータ装置は有用である。

第１２の発明は、第１乃至第１１の発明のインバータ装置において、車両に搭載するものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、重量などの制約により防音装置、防振装置の設置が困難であり、また、走行による振動に対する耐振性も必要なため、小型で耐振性高く低騒音低振動の本インバータ装置は有用である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置２３とその周辺の電気回路である。背景技術における図２２との相違点はシャント抵抗１７が無い点、制御回路１３が制御回路１４となっている点であり、その他に関しては、図２２と同一であり、記号等はそのまま適用する。

制御回路１４は、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚと、接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジ
スタの場合はベース電流を制御する。

図２４の位相９０度においては、下アームには２相分（Ｖ相、Ｗ相）しか電流が流れない。同様に、位相２１０度においては、Ｗ相、Ｕ相、位相３３０度においては、Ｕ相、Ｖ相にしか電流が流れない。そのため、図２２に示すインバータ装置２２のように、シャント抵抗が３個必要になる。

図２に、位相９０度において、下アームに３相分電流が流れるようにする方法を示す。図２の上側は、図２４の位相９０度の場合をそのまま示している。この状態では、キャリア周期短縮効果が得られない。上アームのＵ，Ｖ，Ｗ各ＯＮ期間から同一のＯＮ期間２αを削減したものを下側に示す。３相ともに同一のＯＮ期間２αを削減しているので、Ｕ相の電流が電源ラインに流れる通電期間の長さは変わらない。つまり、ＰＷＭ３相変調は変化しないので電流歪は発生しない。また、キャリア周期内の前端、後端に長さαの循環期間が形成されている。これにより、１キャリア周期当たりの通電期間が２回となり、キャリア周期短縮効果を得られるようになる。

ここで、キャリア周期とは、一般に知られているように、ＰＷＭ変調する場合の単位時間であり、スイッチングのＤｕｔｙが１００％となる時間である。この時間を１周期とした周波数がキャリア周波数である。一例として、キャリア周波数が５ｋＨｚの場合、キャリア周期は２００μｓとなる。

また、キャリア周期短縮効果とは、前述のように、３相変調において、キャリア周期内中央の期間、また、キャリア周期内の前端、後端もそれぞれ非通電期間があるため、キャリア周期内の前半と後半に分けて通電される。これにより、通電に関して、キャリア周期が半分（キャリア周波数が２倍）と同等になり、ＰＷＭ変調がきめ細かくなることをいう。上記の例によれば、キャリア周期は１００μｓ、キャリア周波数は１０ｋＨｚと同等になる。

図３に、位相７５度の場合を示す。この場合、上アームのＵ，Ｖ，Ｗ各ＯＮ期間から同一のＯＮ期間２（β−γ）を削減し、キャリア周期内の前端、後端に長さβの循環期間を形成している。上記同様、３相ともに同一のＯＮ期間２（β−γ）を削減しているので、Ｕ相、Ｖ相の電流が電源ラインに流れる通電期間の長さは変わらない。つまり、ＰＷＭ３相変調は変化しないので電流歪は発生しない。

図４に、図２４の位相９０度、位相７５度の場合を、上記図２、図３と入れ替えたものを示す。

図５に、図４に基づいた位相３０度〜９０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す。デッドタイムは割愛しているので、位相９０度ではα、位相７５度ではβの下循環期間が確保されている。これにより、３相ともに下アームに電流が流れるようになる。同様に、位相２１０度、位相３３０度及びその周辺においても、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ともに下アームに電流が流れるようになる。

そのため、位相（位相９０度、位相２１０度、位相３３０度など）によって、電流を検出する相を変更する必要はなく、いずれかの２相に固定できる。本実施の形態においては、Ｕ相とＶ相に固定している。残りのＷ相の電流は固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。

上記のように、従来の図２２におけるインバータ装置２２の制御回路１３の制御ソフトを変更して制御回路１４とすれば、シャント抵抗１７を削除できる。

これらの検出された電流値に基づき、モータ１１を構成する磁石回転子５の誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。

従って、同一のＯＮ期間を削減するだけのシンプルな制御ソフトにより、ＰＷＭ３相変調に変化を生じさせることなく電流歪を発生させず、電流検出する相を位相により変更する必要もなく、シャント抵抗を２個に削減できる。また、キャリア周期短縮効果が得られない領域においても、キャリア周期短縮効果が得られるようになり、更に電流を滑らかにできる。

また、モータ１１の駆動においては、電流検出（位置検出）において電流歪が発生しないので、低騒音低振動で駆動することができる。

α、βの時間（長さ）は、下アームのＯＮ期間において電流を検出するのに要する最小時間以上に設定すれば良い（電流を検出するのに要する最小時間以上）。電流を検出するのに要する最小時間の一例としては、制御回路の性能にもよるが、約３μｓである。すなわち、デッドタイムを割愛して考慮しなければ、α、βの時間（長さ）は約３μｓであり、前述したキャリア周期の一例としての２００μｓに当てはめれば、α又はβは前端と後端にあるため合計６μｓとなり、キャリア周期の約３％に相当する。

なお、デッドタイムを考慮すると、α、βの時間（長さ）は、電流を検出するのに要する最小時間＋デッドタイムになる。

また、同一のＯＮ期間の削減は、１００％３相変調の位相９０度周辺のように、キャリア周期内における下アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相がある場合（下循環期間の時間が短く、電流を検出するのに要する最小時間を確保できない場合）にのみ行うだけで良い。従って、多くの場合、同一のＯＮ期間の削減は必要なく、制御の複雑化を防止することができる。

３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間削減は、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間（上循環期間）が０％または０％の近辺を避けて、すなわち０％に近くならないように行うことにより、キャリア周期短縮効果を確保し、３相変調の電流が滑らかとなる作用効果を維持できる。本実施の形態においては、図５に示す如く、位相９０度、位相７５度ともに、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間（上循環期間）の長さを確保している。

図４、図５において、位相３０度〜９０度に特定して示したのは、該当する相は異なるとしても、このパターンの繰り返しになっているからである。

シャント抵抗は２個必要であるが、シャント抵抗１５（Ｕ相）とシャント抵抗１６（Ｖ相）、シャント抵抗１６（Ｖ相）とシャント抵抗１７（Ｗ相）、シャント抵抗１７（Ｗ相）とシャント抵抗１５（Ｕ相）のどの組合せでも良い。

例えば、シャント抵抗１７（Ｗ相）とシャント抵抗１５（Ｕ相）の組合せとすれば、Ｗ相とＵ相の電流値を検出できるので、図１１に示す従来のインバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法であるところの、Ｗ相とＵ相の電流値を検出するインバータ装置２０からの変更を容易に行うことができる。すなわち、電流センサ８、電流センサ９の削除、シャント抵抗１７、シャント抵抗１５の追加を行い、制御回路７から制御回路１４への変更は上記の同一のＯＮ期間を削減するだけのシンプルな制御ソフト追加のみで良い。

なお、上記実施の形態において、図１にシャント抵抗１７（Ｗ相）も追加し、同様の調整を実行すれば、あらゆる場合において、１キャリア内で３相ともに電流検出が可能となり（３相ともに下アームに電流が流れる）、２相分の電流値から残りの相の電流を演算する必要がなくなり、制御ソフトがシンプルになる。また、図１において、シャント抵抗１５（Ｕ相）、シャント抵抗１６（Ｖ相）は必要不可欠であるが、シャント抵抗１７（Ｗ相）が設けてあっても、差し支えない。

シャント抵抗１５とシャント抵抗１６は、電流検出器の一つである。電流検出器としてはこれらの抵抗の他に、ホール素子を用いたもの、ダイオードの順方向電圧を用いたものなどがあり、特に限定するものではない。

（実施の形態２）
図６〜図９に、本発明の実施の形態２に係る特性図を示す。インバータ装置とその周辺の電気回路は、本発明の実施の形態１に係る図１と同様である。

図６の上側は、図２４の位相９０度の場合をそのまま示している。上アームのＵ，Ｖ，Ｗ各ＯＮ期間から同一のＯＮ期間２δを削減し、上循環期間の長さ（２δ）と下循環期間の長さ（２δ＝δ＋δ）とを同じにしたものを下側に示す。

同様に、図７に位相７５度の場合で、上アームのＵ，Ｖ，Ｗ各ＯＮ期間から同一のＯＮ期間２（τ−γ）を削減し、上循環期間の長さ（２τ）と下循環期間の長さ（２τ＝τ＋τ）とを同じにしたものを下側に示す。

これにより、前後のキャリアにおいて、通電期間同士の間隔が等しくなる、そのため、キャリア周期短縮効果が向上し、３相変調の電流が更に滑らかになる。

図８に、図２４の位相９０度、位相７５度の場合を、上記図６、図７と入れ替えたものを示す。

図９に、図８に基づいた位相３０度〜９０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す。デッドタイムは割愛しているので、位相９０度ではδ、位相７５度ではτの下循環期間が確保されている。

（実施の形態３）
図１０に、電動圧縮機４０の右側にインバータ装置２３を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ１１等が設置されている。

冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ１１で駆動されることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ１１を通過する際にモータ１１を冷却し、吐出口３４より吐出される。

インバータ装置２３は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部１０は、低圧配管３８を介して低圧冷媒で冷却される。この冷却で結露しないように、インバータ装置２３は吸入管３８の下方に配置し、インバータ回路部１０の周囲温度も下げて温度差が小さくなるようにしている。

電動圧縮機４０の内部でモータ１１の巻き線に接続されているターミナル３９は、インバータ回路部１０の出力部に接続される。保持部３５でインバータ装置２３に固定される接続線３６には、バッテリー１への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントローラ
（図示せず）との信号線がある。

このようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２３が小さいこと、振動に強いこと、低振動で電動圧縮機のモータを駆動できることが必要になるので、本発明の実施の形態として好適である。

なお、上記各実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源でもよい。モータをセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、誘導モータ等にも適用できる。また、車両用としては、電気自動車、ハイブリッド車、燃料電池車などエンジン騒音のない車両で静粛性の効果が大きい。

また、３相の場合を例に挙げたが、多相においても適用できる。

また、３相のうち２相の下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間にシャント抵抗をそれぞれ設ける場合を示したが、下アームスイッチング素子とモータとの間の電流は下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間の電流に等しいので、モータとの間の電流が検出できるように、下アームスイッチング素子の上側に配置しても良い。

さらに、下循環において、電流検出する場合を例に挙げたが、キャリア周期中央付近の上循環において電流検出する場合にも適用できる。この場合、上アームと電源のプラス側との間の電流を検出するシャント抵抗を２相分設け、３相１００％変調の位相３０度、位相４５度などにおいて、３相ともに、同一のＯＮ期間を追加することになる。この場合も同様の作用効果が得られる。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、複雑な制御ソフト開発を必要とせず、電流歪を生ずることなく、小型で耐振性高く相電流の検出ができるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器にも適用可能である。

本発明の実施の形態１に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図 本発明の実施の形態１に係る位相９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態１に係る位相７５度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態１に係る位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態１に係る位相３０度〜９０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態２に係る位相９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態２に係る位相７５度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態２に係る位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態２に係る位相３０度〜９０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図 本発明の実施の形態３に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 相電流を直接検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 電源ラインのシャント抵抗で相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ５０％３相変調における各相波形の変調を示す特性図 １００％３相変調における各相波形の変調を示す特性図 ３相変調のタイミングチャート 期間（ａ）における電流経路を示す電気回路図 期間（ｂ）における電流経路を示す電気回路図 期間（ｃ）における電流経路を示す電気回路図 期間（ｄ）における電流経路を示す電気回路図 ５０％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 １００％３相変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 下アームとアース間のシャント抵抗３個により相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ５０％３相変調の位相３０度〜９０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図 １００％３相変調の位相３０度〜９０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
１５ Ｕ相用シャント抵抗
１６ Ｖ相用シャント抵抗
２３ インバータ装置
４０ 電動圧縮機

Claims (12)

1. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、前記直流電源の直流電圧をＰＷＭ３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力するインバータ装置において、前記下アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側との間に流れる電流を検出する電流検出器を３相のうち２相にそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間から、３相全ての相において同一のＯＮ期間を削減することにより、前記電流検出器の設けられた相における２相分の相電流を検出する制御回路を備えたインバータ装置。
2. 前記３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間削減は、キャリア周期内における下アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相がある場合に行う請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間削減は、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間が０％または０％の近辺を避けて行う請求項１乃至２に記載のインバータ装置。
4. 前記３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間削減は、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間と、上アームスイッチング素子全てがＯＦＦとなる期間とがほぼ同じ時間となるように行う請求項１乃至３に記載のインバータ装置。
5. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、前記直流電源の直流電圧をＰＷＭ３相変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力するインバータ装置において、前記上アームスイッチング素子と前記直流電源のプラス側との間に流れる電流を検出する電流検出器を３相のうち２相にそれぞれ設け、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間へ、３相全ての相において同一のＯＮ期間を追加することにより、前記電流検出器の設けられた相における２相分の相電流を検出する制御回路を備えたインバータ装置。
6. 前記３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間追加は、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相がある場合に行う請求項５に記載のインバータ装置。
7. 前記３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間追加は、下アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間が０％または０％の近辺を避けて行う請求項５乃至６に記載のインバータ装置。
8. 前記３相全ての相における上アームスイッチング素子のＯＮ期間追加は、上アームスイッチング素子全てがＯＮとなる期間と、上アームスイッチング素子全てがＯＦＦとなる期間とがほぼ同じ時間となるように行う請求項５乃至７に記載のインバータ装置。
9. 前記電流検出器は、シャント抵抗である請求項１乃至８に記載のインバータ装置。
10. 前記正弦波状の３相交流電流はセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力され、前記検出される２相分の相電流に基づいて、前記センサレスＤＣブラシレスモータのロータの位置検出を行う請求項１乃至９に記載のインバータ装置。
11. 前記センサレスＤＣブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機に搭載される請求項１０に記載のインバータ装置。
12. 車両に搭載される請求項１乃至１１に記載のインバータ装置。