JP3719997B2

JP3719997B2 - Receiver for direct spread spectrum communication

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Publication number: JP3719997B2
Application number: JP2002074319A
Authority: JP
Inventors: 淳三ツ木; 学向井
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-03-18
Filing date: 2002-03-18
Publication date: 2005-11-24
Anticipated expiration: 2022-03-18
Also published as: JP2003273779A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直接スペクトラム拡散通信方式を採用する携帯電話システムなどの受信装置に関し、特に移動無線システムにおけるマルチパスのフィンガ割り当てのためのパスサーチ方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＳ-ＣＤＭＡ（Direct Sequence−Code Division Multiple Access）通信方式は、異なる拡散符号を用いて複数の受信機が同一の周波数で通信を行なう方式である。移動通信においては、基地局と受信機との間の建物や地形の影響によって多重波伝搬路（マルチパス）が形成される。多重波伝搬路では、各波が干渉し合い受信機における品質劣化の要因となるが、ＤＳ-ＣＤＭＡ方式では、これらの多重波を分離しＲＡＫＥ合成することによって受信品質を向上させることができる。この多重波伝搬路から各パスを分離する過程がパスサーチである。パスサーチによって分離された各パスは、各ＲＡＫＥフィンガに割り当てられて各パスの波が抽出され合成されることになる。
【０００３】
受信装置では、パスを選択するとき、まず遅延プロファイルを作成する。一般に遅延プロファイルは、受信信号に含まれている既知の共通パイロット信号と拡散符号（スクランブルコード）との相関電力値を、遅延時間を少しずつずらして計算することによって生成される。受信装置には、遅延時間をずらして並列的にパスサーチを行うために使用する複数のパスサーチフィンガと、検出された複数のパスのそれぞれが割り当てられて、ＲＡＫＥ合成に供される複数のＲＡＫＥフィンガとが備えられている。受信装置では周期的にパスサーチフィンガによって遅延プロファイルを生成し、その遅延プロファイルからＲＡＫＥフィンガの数だけのパスを選択し、これらパスのそれぞれをＲＡＫＥフィンガに割り当てるようにしている。このパスの選択方法としては、例えば特開２００１−２３７７３９に開示されているような、遅延プロファイルからまず極大点を検出した後、これら極大点から電力値の大きい順にパスを選択する方法等が知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
移動通信においては、受信信号からオーバーシュート、リンギング等の伝送帯域外の雑音成分を除去する目的で、例えばロールオフフィルタ等が使用される。ロールオフフィルタのインパルス応答は、例えば４倍オーバーサンプリングを行った場合、図１２に示すような波形となる。これを電力値に換算すると、図１３に示すような波形となる。つまり、最大電力を有するサンプリング点以外にも電力が漏れていることになる（最大サンプリング点から４サンプル毎に漏れ電力は０となる）。受信装置において遅延プロファイルを作成した場合に、遅延プロファイルの形状は、マルチパス数が１であれば、このインパルス応答と同様の波形となる。この遅延プロファイルからパスを選択するとき、特開２００１−２３７７３９に開示された方式のように、単に極大点を選択すると、サンプル点０とサンプル点±６の計３つのサンプル点が異なるパスとして選択される可能性がある。本来、サンプル点０のみを選択できれば良いのであるが、サンプル点±６も選択してしまった場合、これらのサンプル点はＳ／Ｎが低いため、ＲＡＫＥ合成すると受信特性を劣化させてしまうという問題がある。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みなされたもので、フィルタのインパルス応答成分の影響を受けることなく、常に良好な受信特性を得ることができる直接スペクトラム拡散通信の受信装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明に係る第１の受信装置は、直接スペクトラム拡散信号を受信する受信手段と、受信された直接スペクトラム拡散信号から伝送帯域外の雑音成分を除去するフィルタと、このフィルタから出力される直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との各遅延時間毎の相関電力値を求めて遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルから第一のパスを検出し、前記遅延プロファイルから、前記第一のパスを基準とする前記フィルタの伝達関数に基づくインパルス応答成分を除去した後、前記インパルス応答成分が除去された遅延プロファイルから第二のパスを検出する処理を行いながら複数のパスを決定するパスサーチ手段と、このパスサーチ手段で決定された複数のパスのそれぞれについて受信された直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との相関電力値を算出し、算出された相関電力値をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成手段と、このＲＡＫＥ合成した出力のブロック誤り率を検出するブロック誤り率検出手段とを備え、前記パスサーチ手段は、前記検出されたブロック誤り率が所定値を下回る場合には、前記フィルタから出力される直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との各遅延時間毎の相関電力値から求められた遅延プロファイルに基づいて前記複数のパスを決定し、検出されたブロック誤り率が所定値以上になったときには、前記生成された遅延プロファイルから第一のパスを検出し、前記遅延プロファイルから、前記第一のパスを基準とする前記フィルタの伝達関数に基づくインパルス応答成分を除去した後、前記インパルス応答成分が除去された遅延プロファイルから第二のパスを検出する処理を行いながら複数のパスを決定するものであることを特徴とする。
【０００７】
本発明に係る第１の受信装置によれば、パスサーチ部で求められた遅延プロファイルから第一のパスを決定し、次に第一のパスを基準とするフィルタの伝達関数に基づくインパルス応答成分を除去した後、次のパスを決定することにより、複数のパスを決定するようにしているので、決定されたパスには、インパルス応答波形のサンプル点０のみを含み、インパルス応答成分は含まない。このため、受信特性の劣化を防止することができる。また、本発明に係る第１の受信装置によれば、ＲＡＫＥ合成した出力のブロック誤り率を検出するブロック誤り率検出手段を設け、上述した遅延プロファイルからのフィルタのインパルス応答成分の除去の処理、又はパス間の相関値に基づくＲＡＫＥ合成パスの選択処理を、ブロック誤り率が所定のしきい値以上になったときのみ行うようにしているので、処理の負担を軽減して消費電力を抑えることができる。
【０００８】
本発明に係る第２の受信装置は、直接スペクトラム拡散信号を受信する受信手段と、受信された直接スペクトラム拡散信号から伝送帯域外の雑音成分を除去するフィルタと、このフィルタから出力される直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との各遅延時間毎の相関電力値を求めて遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルから複数のパスを決定するパスサーチ手段と、このパスサーチ手段で決定された複数のパスのそれぞれについて受信された直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との相関電力値を算出し、算出された各パス間の相関値を算出し、算出された相関値が所定のしきい値よりも小さい場合には各パスをＲＡＫＥ合成し、前記算出された相関値が所定のしきい値以上である場合には、一方のパスのみＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成手段と、前記ＲＡＫＥ合成した出力のブロック誤り率を検出するブロック誤り率検出手段とを備え、前記ＲＡＫＥ合成手段は、前記検出されたブロック誤り率が所定値を下回る場合には、パスサーチ手段で決定された複数のパスのそれぞれについて受信された直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との相関電力値を算出し、算出された相関電力値をＲＡＫＥ合成し、前記検出されたブロック誤り率が所定値以上になったときには、前記算出された各パスの時系列間の相関値を算出し、算出された相関値が所定のしきい値よりも小さい場合には各パスをＲＡＫＥ合成し、前記算出された相関値が所定のしきい値以上である場合には、一方のパスのみＲＡＫＥ合成するものであることを特徴とする。
【０００９】
本発明に係る第２の受信装置によれば、ＲＡＫＥ合成する際に、検出された各パス間の相関値を算出し、算出された相関値が所定のしきい値よりも小さい場合には、両パス間は、別々のパスであるとしてこれらをＲＡＫＥ合成し、算出された相関値が所定のしきい値以上である場合には、両パスは、同一のパスで、フィルタのインパルス応答の影響により現れるサンプル点０とサンプル点±ｎとの関係にあるものとみなして、相関電力値の高い方のパスのみをＲＡＫＥ合成するようにしているので、誤ったパスがＲＡＫＥ合成されるのを防止することができる。これにより、受信特性の劣化を防止することができる。
【００１０】
また、上記受信装置においても、ＲＡＫＥ合成した出力のブロック誤り率を検出するブロック誤り率検出手段を設け、上述した遅延プロファイルからのフィルタのインパルス応答成分の除去の処理、又はパス間の相関値に基づくＲＡＫＥ合成パスの選択処理を、ブロック誤り率が所定のしきい値以上になったときのみ行うようにしているので、処理の負担を軽減して消費電力を抑えることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る直接スペクトラム拡散通信の受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この受信装置は、信号を受信するアンテナ１と、このアンテナ１を介して受信された直接スペクトラム拡散信号をベースバンド信号に変換するＲＦ部２と、このＲＦ部２の出力をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部３と、ディジタル信号に変換されたベースバンド信号の帯域を制限してリンギング、オーバーシュート等の伝送帯域外の雑音成分を除去するフィルタ４と、パスサーチのために受信信号に含まれる共通パイロット信号とスクランブルコードとを相関演算するパスサーチ部５と、検出された各パスでデータを復号してＲＡＫＥ合成を行なうためのＲＡＫＥ合成部６と、ＲＡＫＥ合成部６の出力にエラー訂正を施すエラー訂正部７と、パスサーチ及び決定制御、パスの割り当て、ＲＡＫＥ受信制御等を実行するコントローラ８と、パス決定のための遅延プロファイル等を記憶するメモリ９とを備えて構成されている。
【００１２】
図２は、パスサーチ部５の具体的構成を示すブロック図である。
パスサーチ部５は、Ｐｆ個のパスサーチフィンガ１０を有する。各パスサーチフィンガ１０には、受信信号とスクランブルコードとの相関演算を行う同期検波用の共通パイロット用相関器１１と、この共通パイロット用相関器１１に拡散符号としてのスクランブルコードを供給するスクランブルコード発生器１２と、受信信号とスクランブルコードとの相関電力を測定する電力測定器１３とが備えられている。また、パスサーチ部５には、Ｐｆ個の電力測定器１３から出力される相関電力値と遅延時間とを遅延プロファイルとしてメモリ１５に書き込むと共に遅延プロファイルからパスを決定するＤＳＰ（Digital Signal Processor）１４と、ＤＳＰ１４により書き込まれる遅延プロファイルを記憶するメモリ１５とが含まれている。なお、パスサーチを行なうためには、相関器１１の代わりにマッチトフィルターを使用しても良い。
【００１３】
図３は、ＲＡＫＥ合成部６の具体的構成を示すブロック図である。
ＲＡＫＥ合成部６は、Ｒｆ個のＲＡＫＥフィンガ２０を有する。各ＲＡＫＥフィンガ２０には、受信信号とスクランブルコードとの相関演算を行う同期検波用の共通パイロット用相関器２１と、受信信号から各パスのデータを復調するためのデータ用相関器２２と、これら相関器２１，２２に共通の拡散符号であるスクランブルコードを供給するスクランブルコード発生器２３と、データ用相関器２２に個別の拡散符号であるチャネライジングコードを供給するチャネライジングコード発生器２４とが備えられている。また、各ＲＡＫＥフィンガ２０には、共通パイロット用相関器２１からの相関値に基づいて電力値を測定し伝送路応答を推定するための電力測定器２５が備えられている。ＲＡＫＥ合成部６には、また、推定された伝送路応答とデータ用相関器２２からの相関値とを複素乗算して復調データを生成し、この復調されたデータに対し、各ＲＡＫＥフィンガ２０に割り当てられたパスに相当する遅延時間を補償して全てのＲＡＫＥフィンガ２０のデータタイミングを合わせて同相合成するためのＤＳＰ２５と、このＤＳＰ２５の処理に必要なデータを記憶するメモリ２６とが備えられている。
【００１４】
次に、このように構成された受信装置の動作について説明する。
図４は、受信信号の構成を模式的に示す図である。受信信号には、ユーザ毎に異なるチャネライジングコードで拡散されたデータＤＡＴＡ１，２，３，…と、既知信号である共通パイロット信号とが多重されている。また、各基地局は、基地局毎に異なるスクランブルコードを使用して送信信号を生成する。
【００１５】
この受信装置において、パスサーチ部５とＲＡＫＥ合成部６とは独立に動作する。パスサーチ部４は、コントローラ８からの命令でスクランブルコード発生器１２の位相を設定し、受信信号に含まれる共通パイロット信号との相関値を共通パイロット用相関器１１で計算する。その相関値から電力測定器１３で相関電力値を測定する。電力測定器１３は、共通パイロット信号の相関結果を複数シンボルにわたってベクトル平均化するもので、ＤＳＰやシフトレジスタ、加算器及び乗算器等で構成することができる。
【００１６】
ＤＳＰ１４は、各パスサーチフィンガ１０で計算された相関電力値をメモリ１５に書きこむ。メモリ１５に書きこむ内容は、各パスの遅延時間毎の相関電力値である。これをここでは、現在の「瞬時遅延プロファイル」と呼ぶ。例えば、図５に示すように、複数のパスサーチフィンガ１０は、相関演算の開始タイミングを遅延時間軸τ方向に少しずつずらして共通パイロット信号の相関電力値を並列に算出する。受信信号にパスＰ１，Ｐ２，Ｐ３が含まれている場合、時刻ｔ_n-1と時刻ｔ_nで得られた瞬時遅延プロファイルには、それぞれパスＰ１，Ｐ２，Ｐ３の先頭位置に対応する遅延時間で、ピークの相関電力値が得られる。
【００１７】
一方、ＲＡＫＥ合成部６では、コントローラ８からの命令で、各ＲＡＫＥフィンガ２０に各パスが割り当てられ、チャネライジングコード発生器２４及びスクランブルコード発生器２３がそれぞれスクランブルコード及びチャネライゼーションコードの位相をセットし、受信データの逆拡散処理を実行する。それと同時にＤＳＰ２６で伝送路応答推定を行ない、その結果をデータに適用する。また、ＤＳＰ２６は、伝送路応答推定用のフィンガからの相関値情報を使用して電力値を測定し、メモリ２７に書き込む。メモリ２７に書き込む内容は、各フィンガ２０に割り当てられているパスの遅延時間と相関電力値である。
【００１８】
次に、本実施形態に係る受信装置を使用した第１の実施形態に係るパスサーチ方法について説明する。
図６は本実施形態に係るパスサーチのフローチャート、図７は同パスサーチのタイミングチャートである。いま、パスサーチを行なう周期を５０ｍｓとする。コントローラ８は５０ｍｓ毎にパスサーチ部５へサーチ命令を出力し、図６の処理をスターとさせる。このとき、メモリ９には、過去に算出された遅延プロファイル（これをこれから作成しようとしている「瞬時遅延プロファイル」と区別するため、「累積的遅延プロファイル」と呼ぶ。）が記憶されており、コントローラ８は、メモリ９に記憶されている累積的遅延プロファイルの各相関電力値に係数（１−α）（但し、０＜α＜１）を乗算してメモリ９の内容を更新する（Ｓ１１）。
【００１９】
次に、パスサーチ部５で瞬時遅延プロファイルが生成される（Ｓ１２）。即ち、コントローラ８からのサーチ命令に基づき、パスサーチ部５は各遅延時間毎の相関電力値を測定する。ＤＳＰ１４は、その結果をメモリ１５に書き込んでいく。遅延プロファイルを生成するパスサーチ窓幅分の相関電力値の計算が終了したら、メモリ１５への書きこみを終了する。つまりＤＳＰ１４は、これら窓幅内の電力値と各電力値に対応する遅延時間情報とをメモリ１５に格納する。図８（ａ）にメモリ１５に格納された各サンプルが示されている。
【００２０】
次に、ＤＳＰ１４は、図８（ａ）に示す、記憶されたサンプルのうち最大電力値を有するサンプルＰ１とその遅延時間Ｔ１とをサーチし、これを第１パスとして選択する。次に、第１パスとして選択したサンプル点近傍に対応する電力値から、使用しているフィルタ４の特性（例えばロールオフフィルタの特性）に合わせた電力値を引き算する。即ち、図８（ｂ）に示すように、最大値Ｐ１を有するサンプル点の遅延時間をＴ１としたとき、Ｔ１±１のサンプル点に対して（Ｐ１＊Ｃ１）を、Ｔ１±２のサンプル点に対して（Ｐ１＊Ｃ２）を、Ｔ１±３のサンプル点に対して（Ｐ１＊Ｃ３）を、Ｔ１±５のサンプル点に対して（Ｐ１＊Ｃ５）を、Ｔ１±６のサンプル点に対して（Ｐ１＊Ｃ６）を、Ｔ１±７のサンプル点に対して（Ｐ１＊Ｃ７）をそれぞれ引き算する。ただしＣｉは、フィルタ４のインパルスレスポンス応答波形の形状に合わせた係数であり、０＜Ｃｉ＜１である。この操作を行った後の各遅延時間に対する相関電力値は、図８（ｃ）に示すような形になる。そして、ＤＳＰ１４は、次に大きなサンプルＰ２とその遅延時間Ｔ２に対して、上記と同様の操作を繰り返して、例えば１０パスを選択し、これをメモリ１５に書き込む（Ｓ１３）。
【００２１】
コントローラ８は、これら１０パス分の相関電力値と遅延時間とを順次取り込んでメモリ９へ書きこむ。その際、瞬時遅延プロファイルの各相関電力値には係数αを乗算しておく（Ｓ１４）。そして、メモリ９内に書きこまれている累積的遅延プロファイル（係数（１−α）が乗算されたもの）と瞬時遅延プロファイル（係数αが乗算されたもの）とを、遅延時間毎に足し算し（Ｓ１５）、その結果を新たな累積的遅延プロファイルとしてメモリ９に書きこむ（Ｓ１６）。ただし、ここでの足し算は、同じ遅延時間をもつパス同士の足し算である。このように更新された情報から閾値を満足するパスで、かつＲＡＫＥフィンガ数Ｒｆ以下のパスを選択する（Ｓ１７，１８，１９）。ここでいう閾値を満足するパスとは、例えば、最大電力を有するパスの相関電力ピーク値からＴＨ１［ｄＢ］以内に含まれる電力ピークを持つパス、又はＴＨ２［ｄＢ］以上の相関電力値を有するパスを意味する。
【００２２】
本実施形態によれば、遅延プロファイルからパスを決定していく過程で、１パス毎にフィルタのインパルス応答成分による影響を除去していくことができるので、パス検出精度の向上を図ることができる。なお、ここでαは、通信の安定度を確保するためには、０＜α＜０．５に設定することが望ましい。
【００２３】
ところで、上述したパスサーチのステップＳ１３におけるフィルタのインパルス応答成分の除去は、受信品質が低下したときのみ実施するようにしても良い。この場合の判断基準としては、ビット誤り率（ＢＥＲ）やブロック誤り率（ＢＬＥＲ）等を用いることができる。ＢＬＥＲを用いる場合、図１に示すエラー訂正部７のエラー訂正処理で求められたＢＬＥＲをコントローラ８が監視し、ＢＬＥＲが所定のしきい値（例えば１％）を超えたら、ステップＳ１３におけるフィルタのインパルス応答成分の除去処理を実行する。このような処理を行うことにより、受信状況が良好なときの電力消費量を抑えることができる。
【００２４】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る直接スペクトラム拡散通信の受信装置について説明する。図９は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置におけるパスサーチのフローチャート、図１０は同パスサーチのタイミングチャートである。この実施形態では、メモリ９が３つの記憶領域（メモリ１、メモリ２，メモリ３）に論理的に分割されている。図９のステップＳ１１〜Ｓ１６までのパスサーチ部５での動作は、基本的に第１の実施形態と同じであるため、重複する部分の説明は割愛する。累積的遅延プロファイルは、メモリ１に記憶される。
本実施形態では、パスサーチ部５での累積的遅延プロファイルの生成及び更新と並行して、ＲＡＫＥ合成部６で各パスの相関電力値が算出される。図１０は、その計算タイミングを示している。ＤＳＰ２６は、例えば５０ｍｓ間隔でのパスサーチと並行して、例えば１０ｍｓ毎に、伝送路応答を推定する電力測定器２５からの平均相関電力値をメモリ２に書きこむ。そして、１０ｍｓ経過したら、ＤＳＰ２６は、メモリ２に書き込まれていた相関電力値（以後、これは「累積的相関電力値」となる）に係数（１−β）（但し０≦β≦１）を乗算してメモリ２の内容を更新する（Ｓ２１）。一方、ＤＳＰ２６はＲＡＫＥ合成部６に現在割り当てられているパスに対する相関電力値（これを「瞬時相関電力値」と呼ぶ）を計算させ（Ｓ２２）、得られた瞬時相関電力値に係数βを乗算する（Ｓ２３）。そして、メモリ２内に書きこまれている累積的相関電力値（係数（１−β）が乗算されたもの）と瞬時相関電力値（係数βが乗算されたもの）とを同じ遅延時間のパス同士で足し算し（Ｓ２４）、その結果を新たな相関電力値としてメモリ２の内容を更新する（Ｓ２５）。
【００２５】
つまり、図１０に示すように、メモリ１は５０ｍｓ毎に更新され、メモリ２は１０ｍｓ毎に更新される。ＲＡＫＥフィンガ２０への割り当て変更もメモリ１のアップデートと同期して５０ｍｓ毎に行なう。即ち、メモリ１とメモリ２の両相関電力値を足し合わせた結果を新たな累積的遅延プロファイルとしてメモリ３に書き込む（Ｓ２６）。ただし、メモリ１とメモリ２の足し算は、同じ遅延時間をもつパス同士で行う。そして、このように生成されたメモリ３内の累積的遅延プロファイルから閾値を満足するパスで、かつＲＡＫＥフィンガ数Ｒｆ以下のパスを選択する（Ｓ１６，Ｓ１７，Ｓ１８）。ここでいう閾値を満足するパスとは、例えば、最大電力を有するパスの相関電力ピーク値からＴＨ１［ｄＢ］以内に含まれる電力ピークを持つパス、又はＴＨ２［ｄＢ］以上の相関電力値を有するパスを意味する。
【００２６】
この第２の実施形態によれば、パスサーチ周期よりも頻繁に計算されるＲＡＫＥ合成部６での各パスの相関電力値を用いて累積的遅延プロファイルを生成するようにしているので、実際の通信状態をより反映したパスサーチが可能になる。なお、より安定した受信動作を実現するためには、βは、０．５＜β≦１であることが望ましい。
【００２７】
（第３の実施形態）
次に本発明の第３の実施形態に係るパスサーチ方法について説明する。
この実施形態では、パスサーチ部５におけるフィルタのインパルス応答成分の除去によるパスサーチ処理の代わりに、又はそれと併用して、ＲＡＫＥ合成部６で算出された各パス間の相関値を算出し、算出された相関値が所定のしきい値よりも小さい場合には各パスをＲＡＫＥ合成し、算出された相関値が所定のしきい値以上である場合には、一方のパスのみＲＡＫＥ合成するようにしている。即ち、パスサーチ部５で異なるパスとして検出された２つのパスが、実際は同一のパスである場合、両パスの信号間の相関値は高くなる。これに対し、２つのパスが異なるパスの場合、両パスの信号間の相関値は低くなる。本実施形態では、この点に着目している。
【００２８】
図１１は、第３の実施形態に係る受信装置によるＲＡＫＥ合成のフローチャートである。
いまパスサーチ部５から指定されたパスが３パス（遅延時間はそれぞれＴ１，Ｔ２，Ｔ３）とする。ＲＡＫＥ合成部６のＤＳＰ２６は、各パスの共通パイロット用相関器２１からの出力信号Ｒ１（ｔ），Ｒ２（ｔ），Ｒ３（ｔ）をメモリ２７に保存しておき（Ｓ３１）、各パス間の相関値Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２３を計算する（Ｓ３２）。相関値Ｃｉｊが、所定のしきい値よりも小さい場合には（Ｓ３３）、各パス間に相関がないとみなしてＲＡＫＥ合成する（Ｓ３４）。一方、相関値Ｃｉｊが所定のしきい値以上である場合には（Ｓ３３）、パス間に相関があるとして片方のパスのみを選択して（Ｓ３５）、ＲＡＫＥ合成する（Ｓ３４）。例えば相関値Ｃ１２がしきい値以上であり、相関値Ｃ１３と相関値Ｃ２３がしきい値よりも小さい場合には、パス１とパス２のそれぞれの電力値を比較して大きい方のパスと、パス３とをＲＡＫＥ合成することになる。
【００２９】
次に、相関値Ｃｉｊの計算方法としきい値の具体例について説明する。
相関値Ｃｉｊは、−１から１の範囲の数値なので、上述した所定のしきい値ＴＨとしては、例えば、０＜ＴＨ＜１の範囲の数値を選択する。
【００３０】
（相関値計算方法１）
パス１、パス２及びパス３の平均振幅をそれぞれＡ１，Ａ２，Ａ３とすると、
【００３１】
【数１】
Ａ１＝｛Σ｜Ｒ１（ｔ）｜｝／Ｎ
Ａ２＝｛Σ｜Ｒ２（ｔ）｜｝／Ｎ
Ａ３＝｛Σ｜Ｒ３（ｔ）｜｝／Ｎ
【００３２】
と表すことができる。但し、ｔ＝１，２，…，Ｎである。パス１、パス２、パス３の分散Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、数２のようになる。
【００３３】
【数２】
Ｂ１＝Σ｛｜Ｒ１（ｔ）｜−Ａ１｝²／Ｎ
Ｂ２＝Σ｛｜Ｒ２（ｔ）｜−Ａ２｝²／Ｎ
Ｂ３＝Σ｛｜Ｒ３（ｔ）｜−Ａ３｝²／Ｎ
【００３４】
更にパスｉとパスｊとの間の共分散Ｄｉｊは、数３のようになる。
【００３５】
【数３】
Ｄ１２＝Σ｛（｜Ｒ１（ｔ）｜−Ａ１）（｜Ｒ２（ｔ）｜−Ａ２）｝／Ｎ
Ｄ１３＝Σ｛（｜Ｒ１（ｔ）｜−Ａ１）（｜Ｒ３（ｔ）｜−Ａ３）｝／Ｎ
Ｄ２３＝Σ｛（｜Ｒ２（ｔ）｜−Ａ２）（｜Ｒ３（ｔ）｜−Ａ３）｝／Ｎ
【００３６】
これより、パスｉとパスｊとの相関値Ｃｉｊは、数４のようになる。
【００３７】
【数４】
Ｃ１２＝Ｄ１２／√（Ｂ１×Ｂ２）
Ｃ１３＝Ｄ１３／√（Ｂ１×Ｂ３）
Ｃ２３＝Ｄ２３／√（Ｂ２×Ｂ３）
【００３８】
このとき、例えばＣｉｊ＞０．５であれば相関有りと判定し、片方のパス（平均電力の小さい方のパス）のみ切り離す。
【００３９】
（相関値計算方法２）
パス１、パス２、及びパス３の平均電力をそれぞれＰ１，Ｐ２，Ｐ３とすると、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、それぞれ数５のように表される。
【００４０】
【数５】
Ｐ１＝｛Σ｜Ｒ１（ｔ）｜²｝／Ｎ
Ｐ２＝｛Σ｜Ｒ２（ｔ）｜²｝／Ｎ
Ｐ３＝｛Σ｜Ｒ３（ｔ）｜²｝／Ｎ
【００４１】
ここで、共通パイロット用相関器２１の出力信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を、
【００４２】
【数６】
ｒ１（ｔ）＝Ｒ１（ｔ）／√Ｐ１
ｒ２（ｔ）＝Ｒ２（ｔ）／√Ｐ２
ｒ３（ｔ）＝Ｒ３（ｔ）／√Ｐ３
【００４３】
のように正規化して、パスｉとパスｊとの相関値Ｃｉｊを次のように計算する。
【００４４】
【数７】
Ｃ１２＝Σ｛ｒ１(ｔ)×ｒ２（ｔ）＊｝／Ｎ
Ｃ１３＝Σ｛ｒ１(ｔ)×ｒ３（ｔ）＊｝／Ｎ
Ｃ２３＝Σ｛ｒ２(ｔ)×ｒ３（ｔ）＊｝／Ｎ
【００４５】
ただし、＊は共役の複素数である。このとき、例えばＣｉｊ＞０．５であれば相関有りと判定し、片方のパス（平均電力の小さい方のパス）のみ切り離す。
【００４６】
この実施形態においても、フィルタのインパルス応答成分によるパスを誤ってＲＡＫＥ合成してしまうのを効果的に防止することができる。
なお、この実施形態においても、コントローラ８がエラー訂正部７からのＢＬＥＲを監視し、ＢＬＥＲが所定のしきい値、例えば１％を超えたら、パス間の相関値を計算するようにすることにより、消費電力を削減することができる。
【００４７】
【発明の効果】
以上、詳述したように、本発明によれば、直接スペクトラム拡散通信方式において、ＲＡＫＥフィンガに割り当てるパスの検出精度またはＲＡＫＥ合成の精度を向上させることができるため、受信特性を向上させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る直接スペクトラム拡散通信の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】同受信装置におけるパスサーチ部のブロック図である。
【図３】同受信装置におけるＲＡＫＥ合成部のブロック図である。
【図４】同受信装置に受信される受信信号の構成を示す図である。
【図５】同受信信号からパスサーチによって求められる遅延プロファイルを示す図である。
【図６】第１の実施形態によるパスサーチの手順を示すフローチャートである。
【図７】同パスサーチのタイミングチャートである。
【図８】同パスサーチにおけるインパルス応答成分の除去処理を説明するための図である。
【図９】第２の実施形態によるパスサーチの手順を示すフローチャートである。
【図１０】同パスサーチのタイミングチャートである。
【図１１】第３の実施形態によるパスサーチの手順を示すフローチャートである。
【図１２】フィルタのインパルス応答波形を示すグラフである。
【図１３】フィルタのインパルス応答の電力波形を示すグラフである。
【符号の説明】
１…アンテナ
２…Ｒ／Ｆ部
３…Ａ／Ｄ変換器
４…フィルタ
５…パスサーチ部
６…ＲＡＫＥ受信機
７…エラー訂正部
８…コントローラ
９…メモリ
１０…パスサーチフィンガ
１１，２１…共通パイロット用相関器
１２，２３…スクランブルコード発生器
１３，２５…電力測定器
１４，２６…ＤＳＰ
１５，２７…メモリ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiving apparatus such as a mobile phone system that employs a direct spread spectrum communication system, and more particularly to a path search system for multipath finger assignment in a mobile radio system.
[0002]
[Prior art]
The DS-CDMA (Direct Sequence-Code Division Multiple Access) communication system is a system in which a plurality of receivers communicate at the same frequency using different spreading codes. In mobile communication, a multi-wave propagation path (multipath) is formed due to the influence of buildings and topography between a base station and a receiver. In the multi-wave propagation path, waves interfere with each other and cause quality degradation in the receiver. However, in the DS-CDMA system, reception quality can be improved by separating these multi-waves and combining them with RAKE. The process of separating each path from the multiple wave propagation path is a path search. Each path separated by the path search is assigned to each RAKE finger, and a wave of each path is extracted and synthesized.
[0003]
In the receiving apparatus, when a path is selected, a delay profile is first created. In general, a delay profile is generated by calculating a correlation power value between a known common pilot signal included in a received signal and a spreading code (scramble code) while slightly shifting the delay time. A plurality of path search fingers used for performing path searches in parallel with different delay times and a plurality of detected paths are allocated to the receiving apparatus, and a plurality of RAKEs used for RAKE combining are assigned. Fingers are provided. In the receiving apparatus, a delay profile is periodically generated by a path search finger, paths corresponding to the number of RAKE fingers are selected from the delay profile, and each of these paths is assigned to the RAKE finger. As a method for selecting this path, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-237739, a method of first detecting a local maximum point from a delay profile and then selecting a path in descending order of power value from these local maximum points is known. It has been.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In mobile communication, for example, a roll-off filter is used for the purpose of removing noise components outside the transmission band such as overshoot and ringing from a received signal. The impulse response of the roll-off filter has a waveform as shown in FIG. 12, for example, when 4 times oversampling is performed. When this is converted into a power value, a waveform as shown in FIG. 13 is obtained. That is, power is leaking in addition to the sampling point having the maximum power (leakage power is zero every four samples from the maximum sampling point). When a delay profile is created in the receiving apparatus, if the number of multipaths is 1, the shape of the delay profile has the same waveform as this impulse response. When selecting a path from this delay profile, simply selecting a maximum point as in the method disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-237739, a total of three sample points, sample point 0 and sample point ± 6, are selected as different paths. There is a possibility that. Originally, it suffices if only sample point 0 can be selected. However, if sample point ± 6 is also selected, since these sample points have low S / N, the RAKE synthesis deteriorates reception characteristics. There is.
[0005]
The present invention has been made in view of these points, and an object of the present invention is to provide a receiver for direct spread spectrum communication that can always obtain good reception characteristics without being affected by the impulse response component of the filter. And
[0006]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above problems, a first receiving apparatus according to the present invention includes a receiving unit that directly receives a spread spectrum signal, a filter that removes noise components outside the transmission band from the received direct spread spectrum signal, A correlation power value for each delay time between the direct spread spectrum signal output from the filter and the spread code is obtained to generate a delay profile, a first path is detected from the delay profile, and the first profile is detected from the delay profile. After removing an impulse response component based on the transfer function of the filter based on one path, a plurality of paths are determined while performing a process of detecting a second path from the delay profile from which the impulse response component has been removed. A path search means and a direct spectrum received for each of the plurality of paths determined by the path search means. Calculating a correlation electric power value of the ram spread signal and the spread code, and RAKE combining means for RAKE combining the calculated correlation power valuesBlock error rate detection means for detecting the block error rate of the RAKE synthesized output;WithWhen the detected block error rate is lower than a predetermined value, the path search means is obtained from the correlation power value for each delay time of the direct spread spectrum signal and the spread code output from the filter. The plurality of paths are determined based on a delay profile, and when the detected block error rate exceeds a predetermined value, a first path is detected from the generated delay profile, and the first path is detected from the delay profile. After removing an impulse response component based on the transfer function of the filter based on one path, a plurality of paths are determined while performing a process of detecting a second path from the delay profile from which the impulse response component has been removed. Is a thingIt is characterized by that.
[0007]
  According to the first receiving apparatus of the present invention, the first path is determined from the delay profile obtained by the path search unit, and then the impulse response component based on the transfer function of the filter based on the first path Since the plurality of paths are determined by determining the next path after removing the signal, the determined path includes only the sample point 0 of the impulse response waveform and does not include the impulse response component. . For this reason, it is possible to prevent deterioration of the reception characteristics.According to the first receiving apparatus of the present invention, the block error rate detecting means for detecting the block error rate of the RAKE-combined output is provided, and the process of removing the impulse response component of the filter from the delay profile described above, Alternatively, since the RAKE synthesis path selection process based on the correlation value between paths is performed only when the block error rate exceeds a predetermined threshold value, the processing load is reduced and the power consumption is reduced. Can do.
[0008]
  The second receiving apparatus according to the present invention includes a receiving means for directly receiving a spread spectrum signal, a filter for removing noise components outside the transmission band from the received direct spread spectrum signal, and a direct spectrum output from the filter. A path search unit that obtains a correlation power value for each delay time between the spread signal and the spread code, generates a delay profile, and determines a plurality of paths from the delay profile, and a plurality of paths determined by the path search unit When the correlation power value between the received direct spread spectrum signal and the spread code is calculated and the calculated correlation value between each path is calculated, and the calculated correlation value is smaller than a predetermined threshold value RAKE-combining each path, and RAKE-combining only one path when the calculated correlation value is equal to or greater than a predetermined threshold value And KE synthesis meansBlock error rate detecting means for detecting a block error rate of the output of the RAKE combining, and the RAKE combining means is determined by a path search means when the detected block error rate is below a predetermined value. The correlation power value between the received direct spread spectrum signal and the spreading code is calculated for each of the plurality of paths, and the calculated correlation power value is RAKE-combined, and the detected block error rate becomes a predetermined value or more. When the calculated correlation value is smaller than a predetermined threshold value, each path is RAKE synthesized, and the calculated correlation value is calculated. Is equal to or greater than a predetermined threshold, only one of the paths is RAKE combined.It is characterized by that.
[0009]
According to the second receiving apparatus of the present invention, when RAKE combining is performed, a correlation value between each detected path is calculated, and when the calculated correlation value is smaller than a predetermined threshold value, The two paths are RAKE-combined as being separate paths, and when the calculated correlation value is equal to or greater than a predetermined threshold, both paths are the same path and the influence of the impulse response of the filter It is assumed that there is a relationship between sample point 0 and sample point ± n appearing by the above, and only the path with the higher correlation power value is RAKE-combined, thus preventing erroneous paths from being RAKE-combined. can do. As a result, it is possible to prevent deterioration of the reception characteristics.
[0010]
  AlsoThe receiving apparatus also includes block error rate detection means for detecting the block error rate of the RAKE-combined output, and is based on the above-described processing for removing the impulse response component of the filter from the delay profile or the correlation value between the paths. The RAKE synthesis path selection process is performed only when the block error rate exceeds a predetermined threshold value.BecauseIt is possible to reduce the processing load and reduce power consumption.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus for direct spread spectrum communication according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the receiving apparatus includes an antenna 1 that receives a signal, an RF unit 2 that converts a direct spread spectrum signal received via the antenna 1 into a baseband signal, and an RF unit 2 An A / D converter 3 that converts the output from an analog signal to a digital signal, and a filter 4 that limits the band of the baseband signal converted to a digital signal and removes noise components outside the transmission band such as ringing and overshoot. And a path search unit 5 for performing a correlation operation between the common pilot signal and the scramble code included in the received signal for path search, and a RAKE combining unit 6 for decoding data on each detected path and performing RAKE combining. An error correction unit 7 that performs error correction on the output of the RAKE combining unit 6, path search and decision control, path allocation, RAKE reception A controller 8 that performs the control or the like, and is constituted by a memory 9 for storing a delay profile or the like for the path determination.
[0012]
FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration of the path search unit 5.
The path search unit 5 has Pf path search fingers 10. Each path search finger 10 has a common pilot correlator 11 for synchronous detection that performs correlation calculation between a received signal and a scramble code, and a scramble code that supplies a scramble code as a spreading code to the common pilot correlator 11. A generator 12 and a power measuring device 13 for measuring the correlation power between the received signal and the scramble code are provided. Further, the path search unit 5 writes the correlation power value output from the Pf power measuring devices 13 and the delay time into the memory 15 as a delay profile, and determines a path from the delay profile. And a memory 15 for storing a delay profile written by the DSP 14. In order to perform a path search, a matched filter may be used in place of the correlator 11.
[0013]
FIG. 3 is a block diagram showing a specific configuration of the RAKE combining unit 6.
The RAKE combining unit 6 has Rf RAKE fingers 20. Each RAKE finger 20 includes a common pilot correlator 21 for synchronous detection that performs a correlation operation between a received signal and a scramble code, a data correlator 22 for demodulating data of each path from the received signal, and A scramble code generator 23 that supplies a scramble code that is a common spreading code to the correlators 21 and 22, and a channelizing code generator 24 that supplies a channelizing code that is an individual spreading code to the data correlator 22 Is provided. Each RAKE finger 20 is provided with a power measuring device 25 for measuring the power value based on the correlation value from the common pilot correlator 21 and estimating the transmission line response. The RAKE combining unit 6 also generates demodulated data by performing complex multiplication of the estimated transmission line response and the correlation value from the data correlator 22, and applies the demodulated data to each RAKE finger 20. A DSP 25 for compensating for the delay time corresponding to the assigned path and combining the data timings of all the RAKE fingers 20 in synchronism and a memory 26 for storing data necessary for the processing of the DSP 25 are provided. Yes.
[0014]
Next, the operation of the receiving apparatus configured as described above will be described.
FIG. 4 is a diagram schematically showing the configuration of the received signal. In the received signal, data DATA1, 2, 3,... Spread with different channelizing codes for each user and a common pilot signal that is a known signal are multiplexed. Each base station generates a transmission signal using a scramble code that is different for each base station.
[0015]
In this receiving apparatus, the path search unit 5 and the RAKE combining unit 6 operate independently. The path search unit 4 sets the phase of the scramble code generator 12 in accordance with an instruction from the controller 8, and calculates a correlation value with the common pilot signal included in the received signal by the common pilot correlator 11. The correlation power value is measured by the power meter 13 from the correlation value. The power meter 13 averages the correlation result of the common pilot signal over a plurality of symbols, and can be configured by a DSP, a shift register, an adder, a multiplier, and the like.
[0016]
The DSP 14 writes the correlation power value calculated by each path search finger 10 in the memory 15. The content written in the memory 15 is a correlation power value for each delay time of each path. This is referred to herein as the current “instantaneous delay profile”. For example, as shown in FIG. 5, the plurality of path search fingers 10 calculate the correlation power value of the common pilot signal in parallel by gradually shifting the correlation calculation start timing in the delay time axis τ direction. When paths P1, P2, and P3 are included in the received signal, time t_n-1And time t_nIn the instantaneous delay profile obtained in step 1, peak correlation power values are obtained with delay times corresponding to the head positions of the paths P1, P2, and P3, respectively.
[0017]
On the other hand, in the RAKE combining unit 6, each path is assigned to each RAKE finger 20 by an instruction from the controller 8, and the channelizing code generator 24 and the scramble code generator 23 set the phases of the scramble code and the channelization code, respectively. Then, despread processing of the received data is executed. At the same time, the channel response is estimated by the DSP 26 and the result is applied to the data. Further, the DSP 26 measures the power value by using the correlation value information from the channel response estimation finger and writes it in the memory 27. The contents written to the memory 27 are the delay time of the path assigned to each finger 20 and the correlation power value.
[0018]
Next, a path search method according to the first embodiment using the receiving apparatus according to this embodiment will be described.
FIG. 6 is a flowchart of the path search according to the present embodiment, and FIG. 7 is a timing chart of the path search. Now, the period for performing the path search is 50 ms. The controller 8 outputs a search command to the path search unit 5 every 50 ms to make the process of FIG. 6 a star. At this time, the memory 9 stores a delay profile calculated in the past (referred to as a “cumulative delay profile” in order to distinguish it from an “instantaneous delay profile” to be created from now on). 8 updates the contents of the memory 9 by multiplying each correlation power value of the cumulative delay profile stored in the memory 9 by a coefficient (1-α) (where 0 <α <1) (S11).
[0019]
Next, an instantaneous delay profile is generated by the path search unit 5 (S12). That is, based on the search command from the controller 8, the path search unit 5 measures the correlation power value for each delay time. The DSP 14 writes the result in the memory 15. When the calculation of the correlation power value for the path search window width for generating the delay profile is completed, the writing to the memory 15 is terminated. That is, the DSP 14 stores the power value within these window widths and the delay time information corresponding to each power value in the memory 15. FIG. 8A shows each sample stored in the memory 15.
[0020]
Next, the DSP 14 searches for the sample P1 having the maximum power value and the delay time T1 among the stored samples shown in FIG. 8A, and selects this as the first path. Next, from the power value corresponding to the vicinity of the sample point selected as the first path, the power value matching the characteristics of the filter 4 being used (for example, the characteristics of the roll-off filter) is subtracted. That is, as shown in FIG. 8B, when the delay time of the sample point having the maximum value P1 is T1, (P1 * C1) is set to the sample point of T1 ± 2 with respect to the sample point of T1 ± 1. (P1 * C2), (P1 * C3) for T1 ± 3 sample points, (P1 * C5) for T1 ± 5 sample points, and T1 ± 6 sample points (P1 * C6) and (P1 * C7) are subtracted from the sample points of T1 ± 7, respectively. However, Ci is a coefficient matched to the shape of the impulse response response waveform of the filter 4, and 0 <Ci <1. The correlation power value for each delay time after performing this operation takes the form shown in FIG. Then, the DSP 14 repeats the same operation as described above for the next largest sample P2 and its delay time T2, for example, selects 10 paths, and writes them in the memory 15 (S13).
[0021]
The controller 8 sequentially captures the correlation power values and delay times for these 10 paths and writes them in the memory 9. At that time, each correlation power value of the instantaneous delay profile is multiplied by a coefficient α (S14). Then, the cumulative delay profile written in the memory 9 (multiplied by the coefficient (1-α)) and the instantaneous delay profile (multiplied by the coefficient α) are added for each delay time. (S15), the result is written in the memory 9 as a new cumulative delay profile (S16). However, the addition here is addition of paths having the same delay time. A path satisfying the threshold value and having a RAKE finger number Rf or less is selected from the updated information as described above (S17, 18, 19). The path satisfying the threshold here is, for example, a path having a power peak included within TH1 [dB] from a correlation power peak value of a path having the maximum power, or a correlation power value equal to or higher than TH2 [dB]. Means a path.
[0022]
According to the present embodiment, the influence of the impulse response component of the filter can be removed for each path in the course of determining the path from the delay profile, so that the path detection accuracy can be improved. . Here, α is preferably set to 0 <α <0.5 in order to ensure the stability of communication.
[0023]
Incidentally, the removal of the impulse response component of the filter in step S13 of the path search described above may be performed only when the reception quality is deteriorated. As a judgment criterion in this case, a bit error rate (BER), a block error rate (BLER), or the like can be used. When BLER is used, the controller 8 monitors the BLER obtained by the error correction processing of the error correction unit 7 shown in FIG. 1, and when the BLER exceeds a predetermined threshold value (for example, 1%), the filter in step S13 An impulse response component removal process is executed. By performing such processing, it is possible to suppress power consumption when the reception condition is good.
[0024]
(Second Embodiment)
Next, a receiving apparatus for direct spread spectrum communication according to the second embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 is a path search flowchart in the receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 10 is a timing chart of the path search. In this embodiment, the memory 9 is logically divided into three storage areas (memory 1, memory 2, memory 3). The operations in the path search unit 5 from steps S11 to S16 in FIG. 9 are basically the same as those in the first embodiment, and thus the description of the overlapping parts is omitted. The cumulative delay profile is stored in the memory 1.
In this embodiment, in parallel with the generation and update of the cumulative delay profile in the path search unit 5, the RAKE combining unit 6 calculates the correlation power value of each path. FIG. 10 shows the calculation timing. The DSP 26 writes the average correlation power value from the power measuring device 25 that estimates the transmission line response to the memory 2 every 10 ms, for example, in parallel with the path search at intervals of 50 ms, for example. When 10 ms elapses, the DSP 26 adds a coefficient (1-β) (where 0 ≦ β ≦ 1) to the correlation power value written in the memory 2 (hereinafter referred to as “cumulative correlation power value”). The contents of the memory 2 are updated by multiplication (S21). On the other hand, the DSP 26 calculates a correlation power value (referred to as “instantaneous correlation power value”) for the path currently assigned to the RAKE combining unit 6 (S22), and multiplies the obtained instantaneous correlation power value by a coefficient β. (S23). Then, the cumulative correlation power value written in the memory 2 (multiplied by the coefficient (1-β)) and the instantaneous correlation power value (multiplied by the coefficient β) have the same delay time. The contents are added together (S24), and the contents of the memory 2 are updated using the result as a new correlation power value (S25).
[0025]
That is, as shown in FIG. 10, the memory 1 is updated every 50 ms, and the memory 2 is updated every 10 ms. The allocation change to the RAKE finger 20 is also performed every 50 ms in synchronization with the update of the memory 1. That is, the result obtained by adding the correlation power values of the memory 1 and the memory 2 is written in the memory 3 as a new cumulative delay profile (S26). However, the addition of the memory 1 and the memory 2 is performed between paths having the same delay time. Then, a path that satisfies the threshold value and is equal to or less than the RAKE finger number Rf is selected from the cumulative delay profile in the memory 3 thus generated (S16, S17, S18). The path satisfying the threshold here is, for example, a path having a power peak included within TH1 [dB] from a correlation power peak value of a path having the maximum power, or a correlation power value equal to or higher than TH2 [dB]. Means a path.
[0026]
According to the second embodiment, the cumulative delay profile is generated using the correlation power value of each path in the RAKE combining unit 6 calculated more frequently than the path search period. A path search that more reflects the communication status becomes possible. In order to realize a more stable reception operation, β is preferably 0.5 <β ≦ 1.
[0027]
(Third embodiment)
Next, a path search method according to the third embodiment of the present invention will be described.
In this embodiment, instead of or in combination with the path search process by removing the impulse response component of the filter in the path search unit 5, the correlation value between the paths calculated by the RAKE combining unit 6 is calculated and calculated. If the calculated correlation value is smaller than the predetermined threshold value, each path is RAKE-combined. If the calculated correlation value is greater than or equal to the predetermined threshold value, only one path is RAKE-combined. ing. That is, when two paths detected as different paths by the path search unit 5 are actually the same path, the correlation value between the signals of both paths becomes high. On the other hand, when the two paths are different, the correlation value between the signals of both paths is low. This embodiment focuses on this point.
[0028]
FIG. 11 is a flowchart of RAKE combining by the receiving apparatus according to the third embodiment.
Assume that the paths designated by the path search unit 5 are three paths (delay times are T1, T2, and T3, respectively). The DSP 26 of the RAKE combining unit 6 stores the output signals R1 (t), R2 (t), R3 (t) from the common pilot correlator 21 of each path in the memory 27 (S31), Correlation values C12, C13, and C23 are calculated (S32). When the correlation value Cij is smaller than the predetermined threshold value (S33), it is determined that there is no correlation between the paths, and RAKE synthesis is performed (S34). On the other hand, if the correlation value Cij is greater than or equal to a predetermined threshold value (S33), only one path is selected because there is a correlation between the paths (S35), and RAKE synthesis is performed (S34). For example, when the correlation value C12 is equal to or greater than the threshold value and the correlation value C13 and the correlation value C23 are smaller than the threshold value, the power value of each of the path 1 and the path 2 is compared, RAKE combining is performed with pass 3.
[0029]
Next, a method for calculating the correlation value Cij and a specific example of the threshold will be described.
Since the correlation value Cij is a numerical value in the range of −1 to 1, for example, a numerical value in the range of 0 <TH <1 is selected as the predetermined threshold value TH described above.
[0030]
(Correlation value calculation method 1)
If the average amplitudes of pass 1, pass 2 and pass 3 are A1, A2 and A3, respectively,
[0031]
[Expression 1]
A1 = {Σ | R1 (t) |} / N
A2 = {Σ | R2 (t) |} / N
A3 = {Σ | R3 (t) |} / N
[0032]
It can be expressed as. However, t = 1, 2,..., N. Distributions B1, B2, and B3 of path 1, path 2, and path 3 are as shown in Equation 2.
[0033]
[Expression 2]
B1 = Σ {| R1 (t) | −A1}²/ N
B2 = Σ {| R2 (t) | −A2}²/ N
B3 = Σ {| R3 (t) | −A3}²/ N
[0034]
Further, the covariance Dij between the path i and the path j is as shown in Equation 3.
[0035]
[Equation 3]
D12 = Σ {(| R1 (t) | −A1) (| R2 (t) | −A2)} / N
D13 = Σ {(| R1 (t) | −A1) (| R3 (t) | −A3)} / N
D23 = Σ {(| R2 (t) | −A2) (| R3 (t) | −A3)} / N
[0036]
Accordingly, the correlation value Cij between the path i and the path j is as shown in Equation 4.
[0037]
[Expression 4]
C12 = D12 / √ (B1 × B2)
C13 = D13 / √ (B1 × B3)
C23 = D23 / √ (B2 × B3)
[0038]
At this time, for example, if Cij> 0.5, it is determined that there is a correlation, and only one path (the path with the smaller average power) is cut off.
[0039]
(Correlation value calculation method 2)
Assuming that the average powers of path 1, path 2, and path 3 are P1, P2, and P3, respectively, P1, P2, and P3 are expressed as shown in Equation 5, respectively.
[0040]
[Equation 5]
P1 = {Σ | R1 (t) |²} / N
P2 = {Σ | R2 (t) |²} / N
P3 = {Σ | R3 (t) |²} / N
[0041]
Here, the output signals R1, R2, and R3 of the common pilot correlator 21 are
[0042]
[Formula 6]
r1 (t) = R1 (t) / √P1
r2 (t) = R2 (t) / √P2
r3 (t) = R3 (t) / √P3
[0043]
The correlation value Cij between the path i and the path j is calculated as follows.
[0044]
[Expression 7]
C12 = Σ {r1 (t) × r2 (t) *} / N
C13 = Σ {r1 (t) × r3 (t) *} / N
C23 = Σ {r2 (t) × r3 (t) *} / N
[0045]
However, * is a conjugate complex number. At this time, for example, if Cij> 0.5, it is determined that there is a correlation, and only one path (the path with the smaller average power) is cut off.
[0046]
Also in this embodiment, it is possible to effectively prevent RAKE synthesis of a path due to the impulse response component of the filter by mistake.
Also in this embodiment, the controller 8 monitors the BLER from the error correction unit 7 and calculates the correlation value between paths when the BLER exceeds a predetermined threshold, for example, 1%. , Power consumption can be reduced.
[0047]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, in the direct spread spectrum communication method, it is possible to improve the detection accuracy of a path assigned to a RAKE finger or the accuracy of RAKE combining, and thus it is possible to improve reception characteristics. There is an effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus for direct spread spectrum communication according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a path search unit in the receiving apparatus.
FIG. 3 is a block diagram of a RAKE combining unit in the receiving apparatus.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a received signal received by the receiving apparatus.
FIG. 5 is a diagram showing a delay profile obtained by path search from the received signal.
FIG. 6 is a flowchart showing a path search procedure according to the first embodiment;
FIG. 7 is a timing chart of the same path search.
FIG. 8 is a diagram for explaining an impulse response component removal process in the same path search;
FIG. 9 is a flowchart showing a path search procedure according to the second embodiment.
FIG. 10 is a timing chart of the same path search.
FIG. 11 is a flowchart showing a path search procedure according to the third embodiment;
FIG. 12 is a graph showing an impulse response waveform of a filter.
FIG. 13 is a graph showing a power waveform of an impulse response of a filter.
[Explanation of symbols]
1 ... Antenna
2 ... R / F part
3 ... A / D converter
4 ... Filter
5. Path search part
6 ... RAKE receiver
7 ... Error correction section
8 ... Controller
9 ... Memory
10 ... Pass search finger
11, 21 ... Correlator for common pilot
12, 23 ... Scramble code generator
13, 25 ... Electric power measuring device
14, 26 ... DSP
15, 27 ... Memory

Claims

直接スペクトラム拡散信号を受信する受信手段と、
受信された直接スペクトラム拡散信号から伝送帯域外の雑音成分を除去するフィルタと、
このフィルタから出力される直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との各遅延時間毎の相関電力値を求めて遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルから第一のパスを検出し、前記遅延プロファイルから、前記第一のパスを基準とする前記フィルタの伝達関数に基づくインパルス応答成分を除去した後、前記インパルス応答成分が除去された遅延プロファイルから第二のパスを検出する処理を行いながら複数のパスを決定するパスサーチ手段と、
このパスサーチ手段で決定された複数のパスのそれぞれについて受信された直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との相関電力値を算出し、算出された相関電力値をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成手段と、
このＲＡＫＥ合成した出力のブロック誤り率を検出するブロック誤り率検出手段と
を備え、
前記パスサーチ手段は、前記検出されたブロック誤り率が所定値を下回る場合には、前記フィルタから出力される直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との各遅延時間毎の相関電力値から求められた遅延プロファイルに基づいて前記複数のパスを決定し、検出されたブロック誤り率が所定値以上になったときには、前記生成された遅延プロファイルから第一のパスを検出し、前記遅延プロファイルから、前記第一のパスを基準とする前記フィルタの伝達関数に基づくインパルス応答成分を除去した後、前記インパルス応答成分が除去された遅延プロファイルから第二のパスを検出する処理を行いながら複数のパスを決定するものである
ことを特徴とする直接スペクトラム拡散通信の受信装置。Receiving means for directly receiving a spread spectrum signal;
A filter that removes noise components outside the transmission band from the received direct spread spectrum signal;
A delay profile is generated by obtaining a correlation power value for each delay time between the direct spread spectrum signal and the spread code output from the filter, and a first path is detected from the delay profile. After removing an impulse response component based on the transfer function of the filter based on the first path, a plurality of paths are determined while performing a process of detecting a second path from the delay profile from which the impulse response component has been removed. Path search means to perform,
RAKE combining means for calculating a correlation power value between the direct spread spectrum signal and the spread code received for each of the plurality of paths determined by the path search means, and RAKE combining the calculated correlation power value;
Block error rate detection means for detecting the block error rate of the RAKE synthesized output, and
When the detected block error rate is lower than a predetermined value, the path search means determines the delay obtained from the correlation power value for each delay time between the direct spread spectrum signal and the spread code output from the filter. The plurality of paths are determined based on a profile, and when the detected block error rate exceeds a predetermined value, a first path is detected from the generated delay profile, and the first path is detected from the delay profile. A plurality of paths are determined while performing a process of detecting a second path from the delay profile from which the impulse response components are removed after removing the impulse response components based on the transfer function of the filter with reference to the path of A receiver for direct spread spectrum communication, characterized in that

直接スペクトラム拡散信号を受信する受信手段と、
受信された直接スペクトラム拡散信号から伝送帯域外の雑音成分を除去するフィルタと、
このフィルタから出力される直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との各遅延時間毎の相関電力値を求めて遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルから複数のパスを決定するパスサーチ手段と、
このパスサーチ手段で決定された複数のパスのそれぞれについて受信された直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との相関電力値を算出し、算出された各パス間の相関値を算出し、算出された相関値が所定のしきい値よりも小さい場合には各パスをＲＡＫＥ合成し、前記算出された相関値が所定のしきい値以上である場合には、一方のパスのみＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成手段と、
前記ＲＡＫＥ合成した出力のブロック誤り率を検出するブロック誤り率検出手段と
を備え、
前記ＲＡＫＥ合成手段は、前記検出されたブロック誤り率が所定値を下回る場合には、パスサーチ手段で決定された複数のパスのそれぞれについて受信された直接スペクトラム拡散信号と拡散符号との相関電力値を算出し、算出された相関電力値をＲＡＫＥ合成し、前記検出されたブロック誤り率が所定値以上になったときには、前記算出された各パスの時系列間の相関値を算出し、算出された相関値が所定のしきい値よりも小さい場合には各パスをＲＡＫＥ合成し、前記算出された相関値が所定のしきい値以上である場合には、一方のパスのみＲＡＫＥ合成するものである
ことを特徴とする直接スペクトラム拡散通信の受信装置。Receiving means for directly receiving a spread spectrum signal;
A filter that removes noise components outside the transmission band from the received direct spread spectrum signal;
A path search means for determining a plurality of paths from the delay profile by determining a correlation power value for each delay time between the direct spread spectrum signal output from the filter and a spread code, and generating a delay profile;
The correlation power value between the direct spread spectrum signal and the spread code received for each of the plurality of paths determined by the path search means is calculated, the correlation value between the calculated paths is calculated, and the calculated correlation is calculated. RAKE combining means for combining each path when the value is smaller than a predetermined threshold value, and RAKE combining means for RAKE combining only one path when the calculated correlation value is equal to or greater than the predetermined threshold value. ,
Block error rate detecting means for detecting a block error rate of the RAKE-combined output;
With
When the detected block error rate is lower than a predetermined value, the RAKE combining means is a correlation power value between the direct spread spectrum signal and the spread code received for each of the plurality of paths determined by the path search means. RAKE combining the calculated correlation power value, and when the detected block error rate is equal to or greater than a predetermined value, the correlation value between the time series of the calculated paths is calculated and calculated. If the correlation value is smaller than a predetermined threshold value, each path is RAKE combined, and if the calculated correlation value is equal to or greater than the predetermined threshold value, only one path is RAKE combined. receiver of direct sequence spread spectrum communication, characterized in that.