JP3698149B2 - Position sensorless control method for synchronous motor - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期モータの制御方法に関わり、特に同期モータの位置センサレス制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期モータの回転子構造には、回転位置によって巻線インダクタンスが変化する突極型と、ほぼ一定である非突極型があり、回転子を構成する永久磁石の配置が、前者ではコア内部に埋め込まれ、後者は回転子の表面に配置されている。
【０００３】
これら同期モータを駆動する方法として、
（１）回転位置を検出しないで、誘導モータのインバータ制御と同等にオープンループで駆動する、いわゆる同期運転方法
（２）何らかの回転位置検出手段を用いて閉ループで運転する、いわゆるブラシレスＤＣモータ運転方法
の２種類がある。
【０００４】
このうち、同期運転方法では、インバータ周波数に見合って、負荷に応じた最適なモータ電圧を印加することが求められる。このため、何らかの最適電圧制御を行わないと、モータ電流の増加を招くだけでなく、負荷の急変化，急加減速時にトルク不足を起こしモータは停止する。
【０００５】
一方ブラシレスＤＣモータ運転の場合では、何らかの回転子位置センサを設ける場合、誘導モータのインバータ駆動と比較して、インバータとモータ間の配線本数が増加し、その保守性，信頼性を損なうために、一般産業への普及及び圧縮機などの特殊雰囲気中での使用が妨げられる。この欠点をなくすために、回転子位置センサを用いずに位置を検出する各種の位置センサレス技術が発表されている。
【０００６】
この位置センサレス技術をまとめると停止・低速領域の位置センサレス技術と中・高速領域の位置センサレス技術がある。停止・低速位置検出では、突極型モータに適用され、巻線インダクタンスが回転位置により相違することを利用して、高周波信号の注入など何らかの手法により位置を測定している。
【０００７】
また中・高速領域では、モータ巻線に誘起される電圧を利用し、その利用方法に各種の方式が発表されている。
【０００８】
たとえば、特開平8−308286 号公報に開示された技術がある。この技術は、永久磁石回転子の磁束方向の位置であるｄ軸と、それから回転方向に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ実回転座標系に対して、制御上の仮想回転位置ｄｃ軸と、それから回転方向に９０度進んだ仮想位置ｑｃ軸からなる制御上のｄｃ−ｑｃ制御回転座標系を定義付ける。ｄ−ｑ実回転座標上で、モータ抵抗，モータインダンクタンス，モータ発電定数などのモータパラメータを用いて、電流と電圧の関係式によりモータモデルを表現し、このモータモデルから予測されるｄ軸電流と、制御軸上のｄｃ軸電流の差が位置誤差Δθに比例するとしている。
【０００９】
ｄ軸電流の予測計算においては、モータモデルと実モータとでモータパラメータが等しいこと、またΔθが０に近いとしてsinΔθ＝Δθ の近似を行い、また計算に用いる電流値は制御上観測されるｄｃ−ｑｃ回転座標軸での電流を使用する。
【００１０】
他の方法として、特開平9−191698 号公報の技術がある。この技術は、先ず、停止状態から見た時にモータの回転と共に発生するモータ誘起電圧は外乱であるとして扱い、周知の外乱オブザーバ手法に則り、モータ誘起電圧の大きさと極性を推定している。この外乱オブザーバは、先の技術と同様ｄｃ−ｑｃ回転制御座標系での状態方程式に基づいている。次に、推定したモータ誘起電圧とモータパラメータを用いて速度を演算し、更にこの速度を積算演算によって位置情報とし、実際の回転位置とのずれを、誘起電圧ｄｃ軸成分推定値と推定速度から得られる位置誤差Δθを用いて補正を行っている。
【００１１】
このΔθの算出にあたっては、先の例と同様に、Δθが０に近いとして sinΔθ＝Δθ の近似を行っている。
【００１２】
【特許文献１】
特開平８−３０８２８６号公報
【特許文献２】
特開平９−１９１６９８号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来の誘起電圧を利用した中・高速領域の位置センサレス技術は、モータ位置を推定するのに、仮想の回転軸である制御回転座標系の電流値を用いていること、また、sinΔθ＝Δθ の近似を行っていることなどの理由により、位置誤差が大きい場合には制御精度が低下する。このため、負荷の急変化，急な加減速運転の用途には適さない。また、モータパラメータが含まれる場合には推定位置に誤差を有する。
【００１４】
本発明は、中・高速領域の位置センサレス技術として、同期モータを位置センサレスで駆動するのに好適な制御方法の提供を目的とするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明者は次の点を検討した。
【００１６】
（１）制御軸に依存しない値で位相角を表現して、軸誤差Δθを求めること。
【００１７】
（２）その軸誤差に基づいて周波数を決定すること。
【００１８】
（３）制御軸に依存しない電流，電圧に基づいて速度を推定すること。
【００１９】
（４）上記軸誤差に含まれるパラメータ誤差の影響を解決すること。
【００２０】
（５）中高速領域の位置センサレス技術に対して、停止，低速時での運転手法を組み合わせることである。
【００２１】
上記検討に基づいてなされた本発明による同期モータの位置センサレス制御方法においては、永久磁石を界磁とする同期モータのモータ電流と実回転位置との第１の位相差と、モータ電流と仮想回転位置との第２の位相差を求める。そして、第１の位相差と前記第２の位相差の差より、実回転位置と仮想回転位置の位相誤差を推定する。第１及び第２の位相差を用いるので、位相誤差が大きい場合でも、制御精度が高くなる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態について、以下図１から図１６を参照して説明する。
【００２３】
図１は、本発明による同期モータの位置センサレス制御方法を適用した同期モータ駆動装置である。この装置は、主回路２，検出部４，中間パワー部５，制御部６に大きく分けられる。
【００２４】
主回路２は、交流電源１より整流回路２１，直流リアクトル２２，平滑コンデンサ２３を用いて直流電圧Ｅ_d を作成し、インバータ回路２４によって可変電圧，可変周波数の３相交流を同期モータ３に加える。
【００２５】
検出部４は、位置センサレス制御に必要なモータ電流検出のためのモータ電流検出部４２と、モータに加える電圧を制御するために必要な直流電圧Ｅ_d を検出する電圧検出部４１からなる。
【００２６】
中間パワー部５は、インバータ回路２４を構成するスイッチング素子を駆動するドライブ回路５３，ドライブ回路５３のためのドライブ電源５１、また後述の制御部６のための制御電源５２からなる。
【００２７】
制御部６においては、本発明による制御方法が適用される。この実施例での位置センサレス制御は、永久磁石回転子の磁束方向の位置をｄ軸、それから回転方向に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ実回転座標系に対して、制御上の仮想回転子位置ｄｃ軸と、それから回転方向に９０度進んだ制御上の位置ｑｃ軸からなる制御上のｄｃ−ｑｃ制御回転座標系での制御を基本としている。なお、これ以降の説明においてｄｃ−ｑｃ座標軸を単に制御軸と呼ぶ。
【００２８】
座標変換部６０では、モータ電流検出部４２で検出されたモータ電流ｉｕ，
ｉｗ、仮想回転子位置ｄｃ軸の位相θ_dcを入力として、仮想ｄｃ−ｑｃ座標系におけるｄｃ軸電流Ｉ_dcf ，ｑｃ軸電流Ｉ_qcf を出力する。
【００２９】
位相誤差演算部６１では、ｄｃ軸電流Ｉ_dcf ，ｑｃ軸電流Ｉ_qcf 、後述のモータ電圧Ｖ₁ ^*，ｑｃ軸とモータ電圧Ｖ₁ ^*との位相差δ_c を入力としてｄ−ｑ実座標系と制御軸系との位相誤差Δθを出力する。
【００３０】
周波数／位相作成・速度検出部６２では、位相誤差Δθを入力として検出速度ω_r を演算する。
【００３１】
速度制御部６３では、指令速度ω_r ^*と検出速度ω_r よりｑｃ軸電流指令Ｉ_q ^*を作成する。
【００３２】
電流制御部６４では、ｑｃ軸電流指令Ｉ_q ^*，検出速度ω_r より、ｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^**，ｄｃ軸電圧指令Ｖ_d ^**を作成する。
【００３３】
逆変換部６５では、ｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^**，ｄｃ軸電圧指令Ｖ_d ^**より３相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* を作成し、ＰＷＭ信号発生部より周知のＰＷＭドライブ信号が作られドライブ回路５３に伝えられる。
【００３４】
起動・運転管理部６６は、停止時，低速時の運転方法を実現するためのもので、起動時ｑｃ軸電流指令Ｉ_qs ^*，起動時ｄｃ軸電流指令Ｉ_ds ^*，起動時速度指令 ω_lsを電流制御部６４や周波数／位相作成・速度検出部６２に伝える。また、選択信号sel は、起動時の運転法と、位置センサレス制御による運転法を切り替えるための信号データであり、電流制御部６４と周波数／位相作成・速度検出部６２に伝える。
【００３５】
オペレータ７は運転停止指令や速度指令をマニュアル操作で行ったり、速度の表示や、各種運転パラメータを設定するためのものである。インターフェース部６７は、オペレータ７で設定された各種データを起動・運転管理部６６に伝えるもので、これらデータとして速度指令ω_r ^** や加速時間Ｔ_acの他に、起動を各種負荷条件で最適とするための位置決め時間Ｔ_p ，初期回転時間Ｔ_s ，位置決め時目標電流指令Ｉ_m0，初期回転最終目標周波数ω_ls0 などがある。
【００３６】
制御部６中に破線で示したパラメータ推定部６８Ｖ，パラメータ推定部６８Ｌ，位相調整部６９Ｉ、及び位相調整部６９Ｓは、いずれも位相誤差演算部６１にて求める位相誤差Δθに含まれるモータ定数の影響をなくすためのものである。
【００３７】
パラメータ推定部６８Ｖは、電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*と実電圧の誤差が位相誤差Δθに与える影響を軽減し、パラメータ推定部６８Ｌは、モータの実インダクタンスが位相誤差演算で使用するモータインダクタンス設定値Ｌとの相違で与える位相誤差Δθへの影響を軽減する。また、位相調整部６９Ｉと位相調整部６９Ｓはいずれも、位相誤差に与える複数のモータ定数やモータ電圧誤差の影響を軽減するためのもので、モータ電流が最小になるように位相調整部６９Ｉではｄｃ軸電流指令Ｉｄ^*を、位相調整部６９Ｓでは位相誤差指令Δθ^*を作成する。
【００３８】
次に本実施例における同期モータの回転子位置を推定する方法について説明する。
【００３９】
図２に、同期モータの回転子，固定子、前述のｄ−ｑ軸回転座標、及びｄｃ−ｑｃ制御回転座標の関係を示す。なお、図２は同期モータの解析モデル図であり、回転角度はモータを駆動する交流電圧の電気角で表す。前述のように、ｄ軸を永久磁石回転子の磁束方向の位置にとる。また、制御上の仮想回転子位置としてｄｃ軸をとる。固定子のＵ相巻線軸を基準とし、回転しているｄ軸の位相をθ_d とする。ｄｃ軸の位相も同様に固定子のＵ相巻線軸を基準として表示し、θ_dcで表す。なお、位相の極性は、図２の回転座標軸の回転方向が反時計回りの場合を正と定める。また、ｄ軸からみたｄｃ軸の位相を位相誤差Δθとする。本実施例では回転子位置を推定するため、位相誤差Δθを演算により求める。
【００４０】
図３に、同期モータが交流電圧により駆動され、回転子が正方向に回転している場合のベクトル図を示す。ここでＶ₁ はモータ電圧、Ｉ_m はモータ電流、Ｅ₀は誘起電圧を表す。誘起電圧Ｅ₀ の位相は回転子磁束軸に対して９０度進み位相となるから、誘起電圧Ｅ₀ とｑ軸は同じ位相になる。また、モータ電流Ｉ_m からモータ電圧Ｖ₁ までの位相をφ_v、ｑｃ軸からみたモータ電圧Ｖ₁ の位相をδ_c、ｑｃ軸からみた電流Ｉ_m の位相をφ_c （第２の位相差）、及びｑ軸からみた電流Ｉ_m の位相をφ_m （第１の位相差）と定める。
【００４１】
モータ電圧Ｖ₁ をｄ−ｑ座標系でｄ軸成分ｖ_d ，ｑ軸成分ｖ_q に分離して、モータ電流Ｉ_m のｄ軸成分Ｉ_d ，同ｑ軸成分Ｉ_q ，誘起電圧Ｅ₀ ，モータ定数であるモータ巻線抵抗ｒ及びモータ巻線インダクタンスＬ、並びにｄ−ｑ座標の回転速度ω_r を用いて、式（１）の電圧方程式が表わされる。但し、ｐは微分演算を表わす演算子である。
【００４２】
【数１】

【００４３】
式（１）左辺のｖ_d ，ｖ_q のそれぞれの２乗の和の平方根がモータ電圧Ｖ₁ の大きさ｜Ｖ₁ ｜であり、制御軸でのｄｃ軸成分ｖ_dc，ｑｃ軸成分ｖ_qc、とすると、次式の関係があり、制御軸の位置に依存しない値である。
【００４４】
【数２】

【００４５】
式（１）右辺の第１項は、モータ電流Ｉ_m と同方向の電圧降下分ベクトル、第２項は電流Ｉ_m を９０度回転させた方向の電圧降下分ベクトルである。これら電圧降下分ベクトルの大きさは、モータ電流Ｉ_m の制御軸成分Ｉ_qc，Ｉ_dc、大きさ｜Ｉ_m ｜とすると、次式で表わされる。
【００４６】
【数３】

【００４７】
すなわち、それぞれの電圧降下分ベクトルの大きさは、制御軸と実軸の位置関係に無関係に、モータ電流Ｉ_m の大きさによって表現される。
【００４８】
尚、以下の説明にあたり、モータ電圧Ｖ₁ 、及びモータ電流の大きさは単に、それぞれＶ₁ ，Ｉ_m と表わす。
【００４９】
本実施例では、位相誤差Δθを求めるに当たり、前述の位相φ_c 及び位相φ_m を選び、式（４）により位相誤差Δθを表す。
【００５０】
【数４】
Δθ＝φ_m −φ_c …式（４）
ここで、位相φ_c は、観測可能な、モータ電流Ｉ_m のｄｃ−ｑｃ軸の値Ｉ_dc，Ｉ_qcから式（５）に従って求められる。
【００５１】
【数５】

【００５２】
次に位相φ_m を求める式の導出について述べる。図３に示すベクトル図において、直角三角形（Ａ−Ｂ₁ −Ｃ₁ ）に着目する。ここで、直角三角形の底辺（Ａ−Ｃ₁ ）の長さは、辺（Ａ−Ｃ₂ ）から辺（Ｃ₁ −Ｃ₂ ）を差し引いたものであり、式（６）により求められる。なお、式（６）では辺の長さについて符号情報を持たせている。
【００５３】
【数６】
辺（Ａ−Ｃ₁）＝Ｖ₁ cosφ_v −(ｒ＋ｐＬ)・Ｉ_m …式（６）
また、直角三角形の高さは辺（Ｂ₂ −Ｃ₂ ）からモータ巻線インダクタンスでの電圧降下分を差し引いたものであり、式（７）により求められる。なお、式 （７）についても辺の長さについて符号情報を持たせている。
【００５４】
【数７】
辺（Ｂ₁−Ｃ₁）＝Ｖ₁ sinφ_v −ω_rＬ・Ｉ_m …式（７）
さらに、直角三角形の斜辺（Ａ−Ｂ₁ ）は誘起電圧ベクトルＥ₀ の長さであり、式（８）により求められる。ただし、ｋ_E は発電定数である。
【００５５】
【数８】
辺（Ａ−Ｂ₁）＝ｋ_E ・ω_r …式（８）
また、式（６），式（７）における、φ_v は次式で求められる。
【００５６】
【数９】

【００５７】
すなわち、直角三角形（Ａ−Ｂ₁ −Ｃ₁ ）の３辺の長さは、すべて制御部６が観測可能で、かつ制御軸の位置に影響されない量によって求められる。
【００５８】
以上より直角三角形の角度φ_m は式（１０)〜(１２）に示す３通りの式により求められる。
【００５９】
【数１０】

【００６０】
【数１１】

【００６１】
【数１２】

【００６２】
なお、式（５），式（９），式（１０）に示す三角関数の逆関数は、関数の出力範囲を−π〜π［rad］ にひろげた拡張関数を用いる。特に断りのないかぎり、本実施例において用いる三角関数の逆関数は上述のように拡張された関数とする。
【００６３】
以上示したように、本実施例では位相φ_m が制御軸に依存しない量より求めることができる。さらに、本実施例では位相誤差Δθの大きさに基づいて、Δθが零になるようにモータに加える交流電圧の周波数を修正する。このように周波数を制御することによって、仮想回転軸である制御軸はモータの回転子位相に合わせて回転する。
【００６４】
なお、これまではモータ回転子の回転方向が正の場合について説明したが、回転方向が逆の場合では、φ_m 算出時、関数の出力範囲を−π〜π［rad］ に広げるにあたり、分母，分子の符号を考慮することにより、同様に位相φ_m を求めることができる。
【００６５】
ところで、先の直角三角形（Ａ−Ｂ₁ −Ｃ₁ ）の３辺の長さの関係より、
【００６６】
【数１３】
(ｋ_Eω_r)²＝(Ｖ₁sinφ_v−ω_rＬＩ_m)²＋{Ｖ₁cosφ_v−(ｒ＋ｐＬ)Ｉ_m)²…式（１３）
を得て、これよりモータ速度は、次式で表現できる。
【００６７】
【数１４】

【００６８】
以上、式（１０）ないし式（１１）によるφ_m の演算、及び式（１４）によるモータ速度の演算において、電流の変化成分ｐＬ・Ｉ_m の項は、制御系の応答が速ければ無視してよく、また、抵抗ｒなり、ωＬがそれぞれ他の値に比して十分小さければ、これらを無視してもよい。
【００６９】
次に座標変換部６０について、図４を用いて演算内容を説明する。
【００７０】
モータ電流検出部４２より出力された観測電流ｉｕ，ｉｗ、及び周波数／位相作成・速度検出部６２より出力された位相θ_dcは演算部６０１に入力される。演算部６０１ではｉｕ，ｉｗから固定座標軸上の２相電流ｉ_α，ｉ_βが演算され、さらに位相θ_dcを用いてｄｃ−ｑｃ座標軸上の電流Ｉ_dc，Ｉ_qcが演算される。電流Ｉ_dcはフィルター６０２に入力される。フィルター６０２では、観測電流Ｉ_dcから高周波成分を取り除いた電流Ｉ_dcf が演算される。電流Ｉ_qcはフィルター６０３に入力される。フィルター６０３では、観測電流Ｉ_qcから高周波成分を取り除いた電流Ｉ_gcf が演算される。なお、フィルター６０２及び６０３は、モータ電流に含まれるスイッチングリプル及びノイズを除去する。また、フィルターの時定数Ｔ_IDは、インバータのスイッチング周波数やモータ電流検出部４２の回路仕様にあわせて所定の値に設定される。
【００７１】
次に位相誤差演算部６１について、図５を用いて演算内容を説明する。
【００７２】
位相誤差演算部６１においては、位相φ_m を、式（１０）に基づいて算出する。また、先に示した軸誤差Δθ算出の説明と相違する点は、位相φ_m 算出に必要なモータ電圧Ｖ₁ 、及びモータ定数であるモータ巻線抵抗ｒとモータ巻線インダクタンスＬとして、それぞれモータ電圧に対する指令値Ｖ₁ ^*，モータ巻線抵抗設定値ｒ_c ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌ_c を用いている点、及び回転速度ω_r に対してモータ速度指令ω_r ^*を用いる点である。更に、制御系の応答が十分速いとして、電流変化の成分である（ｐＬ・Ｉ_m ）の項は無視している。
【００７３】
座標変換部６０より出力された観測電流Ｉ_dcf 及びＩ_qcf は演算部６１１及び６１２に入力される。演算部６１１では式（１５）により位相φ_c が演算される。
【００７４】
【数１５】

【００７５】
上記の位相φ_c は演算部６１２及び６１３に入力される。演算部６１２では式（１６）によりモータ電流の大きさＩ_m が演算される。
【００７６】
【数１６】
Ｉ_m＝−Ｉ_dcf・sinφ_c＋Ｉ_qcf・cosφ_c …（式１６）
逆変換部６５より出力されたモータ電圧指令Ｖ₁ ^*及び位相δ_c は演算部６１３に入力される。起動・運転管理部６６から出力されたモータ速度指令ω_r ^*は演算部６１３に入力される。演算部６１３では入力されたＶ₁ ^*，Ｉ_m ，ω_r ^*，δ_c 及びφ_c と、モータ巻線抵抗設定値ｒ_c ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌ_c から式（１７）により位相誤差Δθが演算される。本実施例によれば、sinΔθ ＝Δθなどの近似を用いることとなく、直接的に位相誤差を推定することができる。従って、位相誤差が大きい場合でも、制御精度が高くなる。
【００７７】
【数１７】

【００７８】
次に周波数／位相作成・速度検出部６２について、図６を用いて演算内容を説明する。
【００７９】
位相誤差演算部６１により出力された位相誤差Δθ，位相調整部６９ｓにより出力された位相誤差指令Δθ^*は加算器６２１に入力され、差分(Δθ^*)−Δθが演算される。なお、位相誤差指令Δθ^* としては、後述の位相調整部６９Ｓを用いた場合に有効な値が入力され、位相調整部６９Ｓを用いない場合はΔθ^* ＝０に設定される。差分（Δθ^*)−ΔθはＰＩ補償器６２２に入力される。
【００８０】
ＰＩ補償器６２２では、リミッタ６２３と組み合わされて、インバータ出力周波数ω₁ が演算される。このインバータ出力周波数ω₁ はフィルター６２４に入力され、周波数ω₁ から高周波変動成分を取り除いたモータ速度ω_r が演算される。
【００８１】
インバータ出力周波数ω₁ ，起動・運転管理部６６が出力した選択信号sel 及び起動時速度信号ω_lsはセレクタ６２５に入力される。セレクタ６２５では、選択信号sel が後述の位置決め初期回転モードを表す「起動時」の場合はω_lsが選択され出力され、選択信号sel が後述の位置センサレス運転モードを表す「通常運転時」の場合はω₁ が選択され出力される。
【００８２】
セレクタ６２５により選択出力された周波数ω_1selは、演算部６２６に入力される。演算部６２６では周波数ω_1selの値に基づいて位相θ_dcが演算される。
【００８３】
ＰＩ補償器６２２はΔθをΔθ^* に追従させるようにインバータ出力周波数
ω₁ を演算する。同じ機能を有するＰＩ補償以外の手段を用いてもよい。また、リミッタ６２３の上限値及び下限値の設定は、上限値として定格周波数以上の所定の固定値を設定する。なお、下限値には、上限値の極性を負にした値を設定し、モータ回転方向が逆の場合の制限値とする。
【００８４】
ＰＩ補償器６２２の出力は、位相誤差Δθを調整するために常に変動しており、高い周波数成分を含んでいる。このため、ＰＩ補償器６２２の出力をモータの検出速度としてモータの速度制御を行うと、速度制御特性が悪化する。そこで本実施例では低域通過フィルター６２４を設け、高周波成分を取り除いたものをモータの検出速度とする。
【００８５】
演算部６２６では入力された周波数により位相θ_dcが求められる。なお、図６の演算部６２６においては、周波数／位相作成・速度検出部６２がソフトウェア演算処理により実行され、制御周期Δｔの時間間隔で演算が実行される。位相演算は、前回位相θ_dc(ｉ−１)にω_1sel×Δｔを加算することで今回位相θ_dc(ｉ)を求めている。
【００８６】
前述のように、図６では、ＰＩ補償器６２２の出力にモータの検出速度分と位相誤差Δθを調整する高周波成分が含まれる。このため検出速度を求めるにあたり、ＰＩ補償器６２２の出力をそのまま速度制御で用いることはできず、高周波成分が低域通過フィルタによって除去される。ここでは、別の実施例として、モータ回転速度を推定演算することで、低域通過フィルタを用いない方式を示す。
【００８７】
図７に周波数／位相作成・速度検出部６２の他の構成を示す。インバータ出力周波数ω₁ を第１の周波数と第２の周波数の２つの和として求め、第１の周波数は式（１４）に基づいて、モータ電流の大きさと、モータ電圧の大きさと、これらモータ電流とモータ電圧の位相差と、モータ誘起電圧定数、及びモータ巻線抵抗とモータ巻線インダクタンスを用いて求めたモータ速度として、第２の周波数はΔθがΔθ^* に等しくするための周波数とする。モータ電流の大きさＩ_m ，モータ電圧指令値Ｖ₁ ^*、及びモータ電流とモータ電圧の位相差φ_v が演算部６２７に入力され、第１の周波数であるモータ速度ω_r が演算される。ただし、この演算にあたっては、式（１４）と相違して、モータ電圧Ｖ₁ →Ｖ₁ ^*，モータ巻線抵抗ｒ→ｒ_c 、及びモータ巻線インダクタンスＬ→Ｌ_c ，モータ発電定数ｋ_E →同設定値ｋ_Ec，電流変化の成分である（ｐＬ，Ｉ_m ）の項を無視して、次式による。
【００８８】
【数１８】

【００８９】
Δθ^* とΔθの差を入力としたＰＩ補償器６２２とリミッタ６２３と組み合わされて第２の周波数ω_pll が演算される。
【００９０】
モータの検出速度ω_r と第２の周波数ω_pll とが加算器６２８に入力され、両者の和が演算されインバータ出力周波数ω₁ として出力される。ここで、ＰＩ補償器６２２の出力は位相誤差Δθを調整する高周波成分である。従って、リミッタ６２３の上限値及び下限値は、先の図６に示したリミッタの上限値，下限値より小さくてよい。
【００９１】
図６及び図７に示す実施例では、位相誤差Δθを位相誤差指令Δθ^* に合わせるため、ＰＩ補償器６２２によりインバータ出力周波数が修正される。ここでは別の方法として、演算した位相θ_dcを直接修正することにより、位相誤差Δθを位相誤差指令Δθ^* に合わせる方法を示す。
【００９２】
図８に周波数／位相作成・速度検出部６２の更に他の構成を示す。ここでは、図７と異なる部分について信号の接続と流れを説明する。検出速度ω_r ，選択信号sel 及び起動時速度信号ω_lsはセレクタ６２５に入力される。セレクタ６２５では、選択信号sel の値に応じてω_r またはω_lsが選択され、選択速度ω_1selが出力される。演算部６２６では周波数ω_1selの値に基づいて位相が演算される。加算器６２８では、演算部６２６の出力位相及び加算器６２１の出力（Δθ^*)−Δθが入力され、位相θ_dcが出力される。加算器６２１が出力した位相ずれ （Δθ^*)−Δθの分だけ、演算部６２６が出力した位相が直接修正される。このため、図７において必要だったＰＩ補償器およびリミッタが不要になり、制御部の演算量を減らすことができる。
【００９３】
次に速度制御部６３について、図９を用いて説明する。起動・運転管理部６６から出力された速度指令値ω_r ^*、及び周波数／位相作成・速度検出部６２から出力された検出速度ω_r は、加算器６３１に入力される。加算器６３１では(ω_r ^*)−ω_r が演算され、その差はＰＩ補償器６３２に入力される。ＰＩ補償器６３２ではω_r がω_r ^*に追従するように、電流指令値が演算される。ＰＩ補償器６３２の出力はリミッター６３３に入力される。リミッター６３３では、あらかじめ設定された上限値及び下限値を超えないように入力された値のリミット演算が行われ、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*が出力される。
【００９４】
次に電流制御部６４について、図１０を用いて内容を説明する。
【００９５】
周波数／位相作成・速度検出部６２から出力された検出速度ω_r と起動・運転管理部６６から出力された速度指令ω_ls，速度制御部６３から出力された電流指令Ｉ_q ^*と起動・運転管理部６６から出力された電流指令Ｉ_qs ^*,位相調整部６９Ｉから出力された電流指令Ｉ_d ^*と起動・運転管理部６６から出力されたＩ_ds ^* は、それぞれ組として、セレクタ６４０に入力される。同じく、セレクタ６４０に入力される選択信号sel に従って、選択信号sel が「起動時」を表す場合は、起動時ｄ軸電流指令Ｉ_ds ^* ，起動時ｑ軸電流指令Ｉ_qs ^* 、及び起動時速度指令ω_lsがそれぞれ選択され、選択信号sel が「通常運転時」を表す場合はｄ軸電流指令Ｉ_d ^*，ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*、及び検出速度ω_r が選択され出力される。
【００９６】
セレクタ６４０により選択されたｄ軸電流指令Ｉ_ds ^* もしくはＩ_d ^*、及び座標変換部６０から出力されたｄ軸電流Ｉ_dcf は加算器６４１に入力され、両者の差が演算される。ＰＩ補償器６４３では加算器６４１の出力を零にするような補償電圧が演算される。補償電圧はリミッター６４５に入力され、あらかじめ設定された上限値及び下限値を値が超えないように処理が行われ、ｄ軸補償電圧ＶＩ_d が出力される。
【００９７】
一方、セレクタ６４０により選択されたｑ軸電流指令Ｉ_qs ^* もしくはＩ_q ^*、及び座標変換部６０から出力されたｑ軸電流Ｉ_qcf は加算器６４２に入力され、両者の差が演算される。ＰＩ補償器６４４では加算器６４２の出力を零にするような補償電圧が演算される。補償電圧はリミッター６４６に入力され、あらかじめ設定された上限値及び下限値を値が超えないように処理が行われ、ｑ軸補償電圧ＶＩ_q が出力される。
【００９８】
更に、ｄ軸電流指令Ｉ_ds ^* もしくはＩ_d ^*、ｑ軸電流指令Ｉ_qs ^* もしくはＩ_q ^*、及び起動時速度指令ω_lsもしくは検出速度ω_r は、モータ電圧モデル６４７に入力され、ｄ軸モデル電圧Ｖ_d ^*、及びｑ軸モデル電圧Ｖ_q ^*が出力される。このモータ電圧モデルには、Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*，ω_r を用いる場合には、次式にて表現される。
【００９９】
【数１９】
Ｖ_d ^*＝ｒ_cＩ_d ^*−ω_rＬ_cＩ_q ^*
Ｖ_q ^*＝ω_rＬ_cＩ_d ^*＋ｒ_cＩ_q ^*＋Ｋ_Ecω_r …式（１９）
上式のように、このモータ電圧モデルは、式（１）より導出されるもので、式（１）に対して、電流変化項を省略し、電圧，電流をすべて指令値に、また、モータ定数をすべて設定値に置き換えたものである。
【０１００】
ｄ軸補償電圧ＶＩ_d 及びｄ軸モデル電圧Ｖ_d ^*は加算器６４８に入力され、両者の和がｄｃ軸電圧指令Ｖ_d ^** として出力される。同様にｑ軸補償電圧ＶＩ_q 及びｑ軸モデル電圧Ｖ_q ^* は加算器６４９に入力され、両者の和がｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^** として出力される。
【０１０１】
ここで、ｄ軸補償電圧ＶＩ_d とｑ軸補償電圧ＶＩ_q は、加速時，減速時、または定常時であっても、モータ電圧モデルに用いる抵抗設定値ｒ_c ，巻線インダクタンス設定値Ｌ_c ，発電定数ｋ_Ecのいずれかが実際の値と相違する場合に、何らかの値を発生するもので、それ以外は０の値となる。
【０１０２】
次に逆変換部６５について、図１１を用いて内容を説明する。
【０１０３】
図１１に示す逆変換部６５は、制御軸電圧指令Ｖ_d ^** ，Ｖ_q ^** を受けて３相電圧指令を生成する。電流制御部６４より出力されたｄｃ軸電圧指令Ｖ_d ^** 及びｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^** は演算部６５１に入力される。演算部６５１ではｑｃ軸からみたモータ電圧Ｖ₁ の位相δ_c が式（９）に従い演算される。位相δ_c ，ｄｃ軸電圧指令Ｖ_d ^**、及びｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^**は演算部６５２に入力される。演算部６５２では電圧指令の大きさＶ₁ ^*が演算される。位相δ_c 及び位相θ_dcは演算部６５３に入力され、位相θ_v が演算される。位相θ_v 及び電圧指令の大きさＶ₁ ^*は演算部６５４に入力され、３相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* が演算される。なお、位相θ_dcは固定子Ｕ相巻線軸からみた仮想回転子磁束軸（ｄｃ軸）の位相を表しており、演算部６５３で演算された位相θ_v は出力電圧ベクトルの位相を表している。
【０１０４】
次に起動・運転管理部６６について、図１２を用いて内容を説明する。
【０１０５】
インタフェース部６７より出力された位置決め時間Ｔ_p ，電流目標値Ｉ_m0，初期回転時間Ｔ_s ，初期周波数ω_ls0 ，加速時間Ｔ_ac、及び設定周波数ω_r ^** はシーケンス演算部６６１に入力される。シーケンス演算部６６１では、設定値の入力と、経過時間に応じた指令値が演算される。ここで、時間ｔに対してシーケンス演算部６６１の出力値は式（２０）により演算される。
【０１０６】
【数２０】

【０１０７】
シーケンス演算部より出力された位相指令φ_c ^*及び電流指令Ｉ_m ^*は、演算部６６２に入力され、位置決めと初期回転時のｄｑ軸電流指令Ｉ_ds ^* ，Ｉ_qs ^* が式（２１）により演算される。
【０１０８】
【数２１】

【０１０９】
以上の構成により運転を行えば、モータ運転開始から時間がＴ_p 経過するまでは位置決めモード，位置決めモード終了から時間がＴ_s 経過するまでは初期回転モード、及び初期回転モード終了後は位置センサレス運転モードの合計３つの制御モードを連続的に変化させることにより、永久磁石モータの起動を行うことができる。なお、周波数／位相作成・速度検出部６２及び電流制御部６４では各制御モードに応じた制御を行う。このため、制御モードに応じた選択信号sel が出力される。
【０１１０】
次に各制御モードでの電圧位相、及び電流指令の変化について説明する。まず、位置決めモードでは、周波数ω_lsが零に固定されるため、電圧位相はあらかじめ設定された所定の値に固定されて変化しない。また、電流指令Ｉ_m ^*は所定値Ｉ_m0まで徐々に増加するが、位相φ_c ^*は−π／２に固定されるため、ｄｑ軸電流指令にはＩ_ds ^* ＝Ｉ_m ^*，Ｉ_qs ^* ＝０がそれぞれ出力される。次に、初期回転モードでは周波数ω_lsが徐々に増加するため、電圧位相が回転方向に変化する。また、電流指令Ｉ_m ^*はＩ_m0に固定されるが、位相φ_c ^*は位相が−π／２から０まで変化する。従ってｄｑ軸電流指令は、最初にＩ_ds ^* ＝Ｉ_m0，Ｉ_qs ^* ＝０の状態から、Ｉ_ds ^* が徐々に減少かつＩ_qs ^* が徐々に増加していき、最終的にはＩ_ds ^* ＝０，Ｉ_qs ^* ＝Ｉ_m0に変化する。
【０１１１】
なお、位置決めモード、及び初期回転モードでは図９に示した速度制御を行わない。従って、制御モードが位置センサレス運転モードに返り替わった以降に、モータ速度指令ω_r ^*の値が速度制御部６３に出力される。
【０１１２】
なお、インタフェース部６７より出力される位置決め時間Ｔ_p ，電流目標値Ｉ_m0，初期回転時間Ｔ_s ，初期周波数ω_ls0 、及び設定周波数ω_r ^** の値のうち少なくとも一つは、設定値の変更が可能である。これにより、モータ定数の変動や負荷条件が変動しても、モータを確実に起動させることができる。なお、図１に示す実施例では、オペレータ７による操作により、設定値を変更できる。
【０１１３】
図１３に、本実施例の制御方法を用いて同期モータを運転した場合の、モータ回転周波数とインバータ出力周波数の関係を示す。図１３では、モータ運転開始から、３つの制御モード（位置決めモード，初期回転モード、及び位置センサレス制御モード(通常運転モード)）を経てモータが駆動される様子を表している。また、位置センサレス制御モードでは加速，減速，負荷増加，負荷減少の４つの要因による周波数変化を示す。なお、モータ回転周波数はモータ電気角周波数を表すものとする。以下、各モードにおけるモータ回転周波数とインバータ出力周波数の関係を述べる。
【０１１４】
（１）位置決めモードではインバータ出力周波数は零に固定される。一方、位置決め制御によって回転子が所定の位置へ方向を変えるため、モータ回転周波数は正負の間で振動する。速度の振動は次第に減衰していく。
【０１１５】
（２）初期回転モードでは、モータ回転周波数及びインバータ周波数が上昇する。
【０１１６】
（３）位置センサレス制御モードにおいて加速運転を行うと、インバータ周波数はモータ回転周波数に対して低くなるように制御される。
【０１１７】
（４）位置センサレス制御モードにおいて減速運転を行うと、インバータ周波数はモータ回転周波数に対して高くなるように制御される。
【０１１８】
（５）位置センサレス制御モードにおいてモータの負荷を増やすと、負荷変化の直後にはインバータ周波数はモータ回転周波数に対して高くなるように制御される。
【０１１９】
（６）位置センサレス制御モードにおいてモータの負荷を減らすと、負荷変化の直後にはインバータ周波数はモータ回転周波数に対して低くなるように制御される。
【０１２０】
なお、上述（３）〜（６）において、インバータ出力周波数とモータ回転周波数の高低が決まるのは、周波数／位相作成・速度検出部６２において、位相誤差Δθが位相誤差指令Δθ^* に一致するようにインバータ出力周波数をモータ回転周波数に追従させるためである。
【０１２１】
図５に示した位相誤差演算部６１では、位相φ_m を、モータ電圧に対する指令値Ｖ₁ ^*，モータ巻線抵抗設定値ｒ_c ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌ_c 、及びモータ速度指令ω_r ^*が用いて求める。このうちモータ定数であるモータ巻線抵抗設定値ｒ_c ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌ_c 、また電圧指令値Ｖ₁ ^*が実際の値とずれると、演算で求めた位相φ_m は実際の値と異なり、位相誤差Δθに定常誤差が発生する。ここでは、その誤差を低減する方法としてｄ軸補償電圧ＶＩ_d 及びｑ軸補償電圧ＶＩ_q を用いた方法及びモータ電流が最小になるように位相調整をする方法について、それぞれ２つの例を示す。
【０１２２】
補償電圧ＶＩ_d 及びＶＩ_q を用いた方法を説明するにあたり、簡単のため、電圧とインダクタンスが実際値と相違する場合を示す。
【０１２３】
式（１）の電圧方程式は、位相誤差Δθ＝０の場合であり、位相誤差が発生すると、電圧方程式は式（２２）となる。ただし、電流変化項は無視している。
【０１２４】
【数２２】
ｖ_dc＝ｒ・ｉ_dc−ω_r・Ｌ・ｉ_qc＋ｋ_E・ω_r・sinΔθ
ｖ_qc＝ω_r・Ｌ・ｉ_dc＋ｒ・ｉ_qc＋ｋ_E・ω_r・cosΔθ …式（２２）
ここで、
【０１２５】
【数２３】
ｖ_d ^** ＝ｖ_dc＋ｄｖ_d ，ｖ_q ^** ＝ｖ_qc＋ｄｖ_q ，ｖ₁ ^* ＝ｖ₁＋ｄｖ
Ｉ_d ^* ＝ｉ_dc ，Ｉ_d ^* ＝ｉ_qc …式（２３）
Ｌ_c＝Ｌ＋ｄＬ，ｒ_c＝ｒ，ｋ_EC＝ｋ_E
とおいて、まとめると式（２４）となる。
【０１２６】
【数２４】

式（２４）のそれぞれの第１項は、モータ電圧モデル６４７に相当するから、他の項はそれぞれｄ軸補償電圧ＶＩ_d 及びｑ軸補償電圧ＶＩ_q に対応する。これより次式が得られる。
【０１２７】
【数２５】
ＶＩ_d ＝ω_rｄＬＩ_q ^*＋ｋ_Ecω_rsinΔθ＋ｄｖ_d
ＶＩ_q ＝−ω_rｄＬＩ_d ^*−ｋ_E ^*ω_r＋ｋ_ECω_rcosΔθ＋ｄｖ_q …式（２５）
ここで、１次電圧指令その誤差，ｄ軸指令その誤差，ｑ軸指令その誤差の比率は同じとすると式（２６）の関係が得られ、更に式（２７）の関係式を用いて式（２５）からΔθを消去すると式（２８）が得られる。
【０１２８】
【数２６】

【０１２９】
【数２７】
sin²θ＋cos²θ＝１ …式（２７）
【０１３０】
【数２８】

【０１３１】
式（２８）は、インダクタンス誤差と電圧誤差を含んでいる。もし、どちらか一方のみの誤差がある場合には、式（２８）を用いて、その誤差を推定することができる。
【０１３２】
パラメータ推定部６８Ｌについて、図１４を用いて説明する。電流制御部６４内の演算で出力されるｄ軸電流制御の補償電圧ＶＩ_d 、及びｑ軸電流制御の補償電圧ＶＩ_q 、ｄｑ軸電流指令Ｉ_d ^*及びＩ_q ^*、及び速度指令ω_r ^*はパラメータ推定部６８Ｌに入力される。パラメータ推定部６８Ｌでは、図５における演算部613において用いる周波数指令・インダクタンス積（ω_r ^*）×Ｌ_c と実際値のずれ量としてω_r ^*×ｄＬが演算される。
【０１３３】
ここに、ω_r ^*×ｄＬは、式（２８）においてｄｖ＝０とおいて求めたもので、式（２９）で得られる。この値を図５で示した位相誤差演算部の式（１７）での（ω_r ^*）×Ｌ_c から引くことによって正しいインダクタンスが式に反映される。ただし式（２９）では、平方根の演算結果を加算するか、減算するかによって２通りの値が求められるが、これは、誤差の大きさによりいずれか一方を選ぶことになる。
【０１３４】
【数２９】

【０１３５】
次にパラメータ推定部６８Ｖについて、図１５を用いて説明する。電流制御部６４内の演算で出力されるｄ軸電流制御の補償電圧ＶＩ_d 、及びｑ軸電流制御の補償電圧ＶＩ_q ，ｄｑ軸電圧指令Ｖ_d ^** 及びＶ_q ^** 、モータ電圧の大きさＶ₁ ^*、及び指令速度ω_r ^*はパラメータ推定部６８Ｖに入力される。パラメータ推定部６８Ｖでは、図５中の演算部６１３において用いるモータ電圧の大きさＶ₁ ^*と実際値のずれ量としてｄＶが演算される。
【０１３６】
【数３０】

【０１３７】
ここにｄＶは、式（２８）においてｄＬ＝０とおいて求めたもので、式(３０)で得られる。この値を図５で示した位相誤差演算部の式（１７）でのＶ₁ ^*から引くことによって正しい電圧が式に反映される。ただし式（３０）では、平方根の演算結果を加算するか、減算するかによって２通りの値が求められるが、これは、誤差の大きさによりいずれか一方を選ぶことになる。
【０１３８】
図１４及び図１５で示したパラメータ誤差のためのｄ軸補償電圧ＶＩ_d 及びｑ軸補償電圧ＶＩ_q を用いた方法は、複数のパラメータの中でひとつのパラメータのみに誤差が生じた場合に有効な方法である。これに対し、複数パラメータ誤差に対して有効な方法として、図１の全体構成の図では位相調整部６９Ｉ及び69Ｓの２つの例を示した。以下、位相調整部６９Ｉ及び６９Ｓについて、図１６を用いて説明する。
【０１３９】
前述のように、位相誤差Δθの演算結果には、パラメータ誤差に起因する誤差分が含まれる。この誤差のためｄｃ−ｑｃ軸回転座標の位相はｄ−ｑ軸回転座標に一致させることはできず、定常軸ずれΔθ_e が残る。電流制御部６４においてｑ軸方向成分にのみ電流を流すようにｄｃ軸電流指令Ｉ_d ^*を零として制御するが、実軸と制御軸が軸ずれしている場合には、実線のｄ軸方向にも電流が流れてしまい、その分ｑ軸方向のトルク電流成分は減少する。トルク電流成分は軸ずれΔθ_e が大きいほど減少する。
【０１４０】
この結果速度の低下を招くため、速度制御部６３がトルク電流指令Ｉ_q ^*を増加させることになり、結局、モータ電流の大きさＩ_m が軸ずれのため増加する。逆に言えば、実軸と制御軸の位相が一致し、最もトルクが発生する位相で電流が流れると、モータ電流の大きさＩ_m は最小値をとる。そこで、モータ電流位相を調整して、電流の大きさＩ_m が最小になる位相にて電流を流す。
【０１４１】
電流位相の変える２つの方法を示す。
【０１４２】
第１の方法は、励磁電流指令値Ｉ_d ^*に所定の値を設定する方法である。通常は零が設定されるＩ_d ^*に値を代入してやることにより、モータ電流の位相を任意に変化させることができる。第２の方法は、位相誤差指令Δθ^* に所定の値を設定する方法である。通常は零が設定されるΔθ^* に値を代入してやることにより、実軸と制御軸の軸ずれは、前述のパラメータ誤差に起因する軸ずれΔθ_e と位相誤差指令Δθ^*の和となる。そこで、位相誤差指令Δθ^*を調整し(Δθ^*)＋Δθ_eを零にすることにより、実軸と制御軸を一致させることができる。第１の方法は位相調整部６９Ｉにより実現される。また、第２の方法は位相制御部６９Ｓにより実現される。
【０１４３】
図１６に、励磁電流指令値Ｉ_d ^*或いは位相誤差指令Δθ^* を調整し、モータ電流Ｉ_m を最小にする方法の一例を示す。制御周期ｉ番目において、励磁電流指令値Ｉ_d ^*或いは位相誤差指令Δθ^* に値が設定され、モータ電流の大きさが Ｉ_m(ｉ)であるとする。次に、制御周期ｉ＋１番目において、Ｉ_d ^*或いはΔθ^*にランダムに選んだ値を代入し、モータ電流の大きさがＩ_m(ｉ＋１）に変化したとする。Ｉ_m(ｉ＋１）がＩ_m(ｉ）よりも小さければ、Ｉ_d ^*或いはΔθ^* の値として制御周期ｉ＋１番目で用いた設定値を選ぶ。以上を繰り返すことにより、モータ電流Ｉ_m を最小にする設定値を探すことができる。また、上記方法以外では、既知のニュートン・ラプソン法などの最適解探索アルゴリズムを用いれば、設定値を求めることができる。
【０１４４】
【発明の効果】
本発明によれば、制御軸の位置に依存しない値で位相角を表現して位相誤差を求めており、負荷の急変化や急加減速運転など、大きな位相誤差が発生する場合でも安定な同期モータの位置センサレス制御系を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に関わる同期モータの位置センサレス制御方法を実現するための全体構成図である。
【図２】同期モータの回転子，固定子、前述のｄ−ｑ軸回転座標、及びｄｃ−ｑｃ制御回転座標の関係を示した解析モデル図である。
【図３】同期モータが交流電圧により駆動され、回転子が正方向に回転している場合のベクトル図を示す。
【図４】座標変換部の演算内容をブロックで示した図である。
【図５】位相誤差演算部の演算内容をブロックで示した図である。
【図６】周波数／位相作成・速度検出部の演算内容をブロックで示した図である。
【図７】周波数／位相作成・速度検出部の他の演算内容をブロックで示した図である。
【図８】周波数／位相作成・速度検出部のさらに他の演算内容をブロックで示した図である。
【図９】速度制御部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１０】電流制御部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１１】逆変換部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１２】起動・運転管理部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１３】本発明による制御方法を用いて同期モータを運転した場合の、加速，減速、及び負荷変化に対応するモータ回転周波数とインバータ出力周波数の関係を示した図である。
【図１４】インダクタンスＬのパラメータ誤差を推定する方法を示した図である。
【図１５】出力電圧Ｖ₁ ^*のパラメータ誤差を推定する方法を示した図である。
【図１６】位相調整部によって、電流位相を最適な状態に合わせる原理を説明する図である。
【符号の説明】
１…交流電源、２…主回路部、３…同期モータ、４…検出部、５…中間パワー部、６…制御部、７…オペレータ、２１…整流回路、２２…直流リアクトル、２３…平滑コンデンサ、２４…インバータ回路、４１…電圧検出部、４２…モータ電流検出部、５１…ドライブ電源、５２…制御電源、５３…ドライブ回路、６０…座標変換部、６１…位相誤差演算部、６２…周波数／位相作成・速度検出部、６３…速度制御部、６４…電流制御部、６５…逆変換部、６６…起動・運転管理部、６７…インターフェース部、６８Ｖ，６８Ｌ…パラメータ推定部、69Ｉ，６９Ｓ…位相調整部、Ｅ_d …直流電圧、ｉｕ…Ｕ相モータ電流、ｉｗ…Ｗ相モータ電流、ｄ軸…永久磁石回転子の磁束方向の位置の軸、ｑ軸…ｄ軸に対し回転方向に９０度進んだ位置の軸、ｄｃ軸…制御上の仮想回転子位置の軸、ｑｃ軸…ｄｃ軸に対し回転方向に９０度進んだ位置の軸、Ｉ_dcf …仮想ｄｃ−ｑｃ座標系のｄｃ軸電流、Ｉ_qcf …仮想ｄｃ−ｑｃ座標系のｑｃ軸電流、Ｖ₁ ^*…モータ電圧、δ_c …ｑｃ軸とモータ電圧Ｖ₁ ^*との位相差、Δθ…ｄ−ｑ実座標系とｄｃ−ｑｃ仮想座標系との位相誤差、ω_r …検出速度、ω_r ^*…指令速度、Ｉ_d ^*…ｄｃ軸電流指令、Ｉ_q*…ｑｃ軸電流指令、Ｖ_d ^**…ｄｃ軸電圧指令、Ｖ_q ^**…ｑｃ軸電圧指令、Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* …３相電圧指令、Ｉ_ds ^* …起動時ｄｃ軸電流指令、Ｉ_qs ^* …起動時ｑｃ軸電流指令、ω_ls…起動時運転周波数、sel …選択信号、Ｔ_p …位置決め時間、Ｔ_s …初期回転時間、Ｉ_m0…位置決め時目標電流指令、ω_ls0 …初期回転最終目標周波数、Δθ^* …位相誤差指令。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a synchronous motor control method, and more particularly to a synchronous motor position sensorless control method.
[0002]
[Prior art]
The rotor structure of the synchronous motor includes a salient pole type in which the winding inductance changes depending on the rotational position, and a non-salient pole type that is substantially constant. In the former case, the permanent magnets constituting the rotor are arranged inside the core. Embedded, the latter being placed on the surface of the rotor.
[0003]
As a method of driving these synchronous motors,
(1) A so-called synchronous operation method in which the rotation position is not detected and the drive is performed in an open loop equivalent to the inverter control of the induction motor.
(2) A so-called brushless DC motor operation method of operating in a closed loop using some rotational position detection means
There are two types.
[0004]
Among these, in the synchronous operation method, it is required to apply an optimum motor voltage corresponding to the load in accordance with the inverter frequency. For this reason, if some optimum voltage control is not performed, not only will the motor current increase, but the motor will stop due to a shortage of torque when the load suddenly changes or suddenly accelerates or decelerates.
[0005]
On the other hand, in the case of brushless DC motor operation, when some rotor position sensor is provided, the number of wires between the inverter and the motor increases compared to the inverter drive of the induction motor, and the maintainability and reliability are impaired. Dissemination to general industries and use in special atmospheres such as compressors are hindered. In order to eliminate this drawback, various position sensorless techniques for detecting the position without using the rotor position sensor have been announced.
[0006]
This position sensorless technology can be summarized into a stop / low speed region sensorless technology and a medium / high speed region sensorless technology. In the stop / low-speed position detection, the position is measured by some technique such as injection of a high-frequency signal by utilizing the fact that the winding inductance is different depending on the rotation position, which is applied to a salient pole type motor.
[0007]
In the middle and high speed range, various methods have been announced for using the voltage induced in the motor winding.
[0008]
For example, there is a technique disclosed in JP-A-8-308286. This technique is based on a virtual rotation position dc axis for control with respect to a dq real rotation coordinate system consisting of a d axis that is a position in the magnetic flux direction of a permanent magnet rotor and a q axis that is advanced 90 degrees in the rotation direction. Then, a dc-qc control rotation coordinate system on the control composed of the virtual position qc axis advanced by 90 degrees in the rotation direction is defined. A d-axis predicted from this motor model by expressing a motor model by a relational expression of current and voltage using motor parameters such as motor resistance, motor inductance, and motor power generation constant on the dq actual rotation coordinates. It is assumed that the difference between the current and the dc axis current on the control axis is proportional to the position error Δθ.
[0009]
In the prediction calculation of the d-axis current, the motor parameter is the same between the motor model and the actual motor, and sin Δθ = Δθ is approximated assuming that Δθ is close to 0, and the current value used for the calculation is observed in the control. Use the current in the -qc rotating coordinate axis.
[0010]
As another method, there is a technique disclosed in JP-A-9-191698. In this technique, first, the motor induced voltage generated along with the rotation of the motor when viewed from the stop state is treated as a disturbance, and the magnitude and polarity of the motor induced voltage are estimated according to a known disturbance observer method. This disturbance observer is based on a state equation in the dc-qc rotation control coordinate system as in the previous technique. Next, the speed is calculated using the estimated motor induced voltage and the motor parameters, and this speed is used as position information by integration calculation, and the deviation from the actual rotational position is calculated from the estimated voltage dc axis component estimated value and the estimated speed. Correction is performed using the obtained position error Δθ.
[0011]
In calculating this Δθ, as in the previous example, assuming that Δθ is close to 0, sinΔθ = Δθ is approximated.
[0012]
[Patent Document 1]
JP-A-8-308286
[Patent Document 2]
JP-A-9-191698
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional medium / high-speed position sensorless technology using the induced voltage uses the current value of the control rotation coordinate system, which is a virtual rotation axis, to estimate the motor position, and sinΔθ = Δθ For example, if the position error is large, the control accuracy decreases. For this reason, it is not suitable for sudden load changes and sudden acceleration / deceleration operation. Further, when the motor parameter is included, there is an error in the estimated position.
[0014]
An object of the present invention is to provide a control method suitable for driving a synchronous motor without a position sensor as a position sensorless technique in the middle / high speed region.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present inventor studied the following points.
[0016]
(1) The axis error Δθ is obtained by expressing the phase angle with a value independent of the control axis.
[0017]
(2) Determine the frequency based on the axis error.
[0018]
(3) Estimating speed based on current and voltage independent of the control axis.
[0019]
(4) To solve the influence of the parameter error included in the axis error.
[0020]
(5) Combining the operation method at the time of stop and low speed with the position sensorless technology in the middle and high speed range.
[0021]
In the position sensorless control method for a synchronous motor according to the present invention based on the above examination, the first phase difference between the motor current and the actual rotational position of the synchronous motor having a permanent magnet as a field, the motor current and the virtual rotation A second phase difference from the position is obtained. Then, the phase error between the actual rotational position and the virtual rotational position is estimated from the difference between the first phase difference and the second phase difference. Since the first and second phase differences are used, the control accuracy is increased even when the phase error is large.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS.
[0023]
FIG. 1 shows a synchronous motor driving apparatus to which a synchronous motor position sensorless control method according to the present invention is applied. This apparatus is roughly divided into a main circuit 2, a detection unit 4, an intermediate power unit 5, and a control unit 6.
[0024]
The main circuit 2 uses a rectifier circuit 21, a DC reactor 22, and a smoothing capacitor 23 from the AC power source 1 to generate a DC voltage E_d And three-phase alternating current of variable voltage and variable frequency is applied to the synchronous motor 3 by the inverter circuit 24.
[0025]
The detection unit 4 includes a motor current detection unit 42 for detecting a motor current necessary for position sensorless control, and a DC voltage E necessary for controlling a voltage applied to the motor._d It comprises a voltage detection unit 41 for detecting.
[0026]
The intermediate power unit 5 includes a drive circuit 53 for driving the switching elements constituting the inverter circuit 24, a drive power source 51 for the drive circuit 53, and a control power source 52 for the control unit 6 described later.
[0027]
In the control unit 6, the control method according to the present invention is applied. In the position sensorless control in this embodiment, the position of the permanent magnet rotor in the magnetic flux direction is d-axis, and then the control is virtually performed on the dq real rotation coordinate system including the q-axis advanced 90 degrees in the rotation direction. The control is based on a control dc-qc control rotational coordinate system including a rotor position dc axis and a control position qc axis advanced by 90 degrees in the rotation direction. In the following description, the dc-qc coordinate axis is simply referred to as a control axis.
[0028]
In the coordinate conversion unit 60, the motor current iu detected by the motor current detection unit 42,
iw, phase θ of virtual rotor position dc axis_dcDc axis current I in the virtual dc-qc coordinate system_dcf , Qc axis current I_qcf Is output.
[0029]
In the phase error calculation unit 61, the dc axis current I_dcf , Qc axis current I_qcf , Motor voltage V described later₁ ^*, Qc axis and motor voltage V₁ ^*Phase difference with_c Is input, and the phase error Δθ between the dq real coordinate system and the control axis system is output.
[0030]
The frequency / phase creation / speed detector 62 receives the phase error Δθ as an input and detects the speed ω._r Is calculated.
[0031]
In the speed control unit 63, the command speed ω_r ^*And detection speed ω_r Qc-axis current command I_q ^*Create
[0032]
In the current control unit 64, the qc-axis current command I_q ^*, Detection speed ω_r Qc-axis voltage command V_q ^**, Dc axis voltage command V_d ^**Create
[0033]
In the inverse conversion unit 65, the qc-axis voltage command V_q ^**, Dc axis voltage command V_d ^**3-phase voltage command Vu^*, Vv^*, Vw^* And a known PWM drive signal is generated from the PWM signal generator and transmitted to the drive circuit 53.
[0034]
The start / operation management unit 66 is for realizing the operation method at the time of stop and low speed, and the qc-axis current command I at start-up_qs ^*, Dc axis current command I at startup_ds ^*, Speed command at startup ω_lsIs transmitted to the current control unit 64 and the frequency / phase creation / speed detection unit 62. The selection signal sel is signal data for switching between the driving method at the start and the driving method by position sensorless control, and is transmitted to the current control unit 64 and the frequency / phase creation / speed detection unit 62.
[0035]
The operator 7 is used to manually issue an operation stop command and a speed command, to display a speed, and to set various operation parameters. The interface unit 67 transmits various data set by the operator 7 to the start-up / operation management unit 66, and as these data, a speed command ω_r ^** And acceleration time T_acIn addition, positioning time T for optimizing start-up under various load conditions_p , Initial rotation time T_s , Target current command I during positioning_m0, Initial rotation final target frequency ω_ls0 and so on.
[0036]
The parameter estimation unit 68V, parameter estimation unit 68L, phase adjustment unit 69I, and phase adjustment unit 69S indicated by broken lines in the control unit 6 are all motor constants included in the phase error Δθ obtained by the phase error calculation unit 61. This is to eliminate the influence.
[0037]
The parameter estimation unit 68V is connected to the voltage command Vu^*, Vv^*, Vw^*The parameter estimator 68L reduces the effect of the actual voltage error on the phase error Δθ, and the parameter estimation unit 68L affects the effect on the phase error Δθ caused by the difference between the motor actual inductance and the motor inductance setting value L used in the phase error calculation. Reduce. The phase adjustment unit 69I and the phase adjustment unit 69S are both for reducing the influence of a plurality of motor constants and motor voltage errors on the phase error. In the phase adjustment unit 69I, the motor current is minimized. dc axis current command Id^*In the phase adjustment unit 69S, the phase error command Δθ^*Create
[0038]
Next, a method for estimating the rotor position of the synchronous motor in this embodiment will be described.
[0039]
FIG. 2 shows the relationship among the rotor and stator of the synchronous motor, the dq axis rotation coordinates described above, and the dc-qc control rotation coordinates. FIG. 2 is an analysis model diagram of the synchronous motor, and the rotation angle is represented by the electrical angle of the AC voltage that drives the motor. As described above, the d-axis is set at a position in the magnetic flux direction of the permanent magnet rotor. Further, the dc axis is taken as a virtual rotor position for control. Using the U-phase winding axis of the stator as a reference, the phase of the rotating d-axis is θ_d And Similarly, the phase of the dc axis is displayed with reference to the U phase winding axis of the stator, and θ_dcRepresented by The phase polarity is defined as positive when the rotation direction of the rotation coordinate axis in FIG. 2 is counterclockwise. The phase of the dc axis as viewed from the d axis is defined as a phase error Δθ. In this embodiment, in order to estimate the rotor position, the phase error Δθ is obtained by calculation.
[0040]
FIG. 3 shows a vector diagram when the synchronous motor is driven by an AC voltage and the rotor rotates in the positive direction. Where V₁ Is the motor voltage, I_m Is the motor current, E₀Represents an induced voltage. Induced voltage E₀ Of the induced voltage E is 90 degrees with respect to the rotor magnetic flux axis.₀ And the q axis have the same phase. The motor current I_m To motor voltage V₁ Phase up to φ_v, Motor voltage V seen from qc axis₁ The phase of δ_c, Current I seen from qc axis_m The phase of φ_c (Second phase difference) and current I viewed from the q-axis_m The phase of φ_m (First phase difference).
[0041]
Motor voltage V₁ D-axis component v in the dq coordinate system_d , Q-axis component v_q Motor current I_m D-axis component I_d , Q-axis component I_q , Induced voltage E₀ , Motor winding resistance r and motor winding inductance L, which are motor constants, and rotational speed ω in dq coordinates_r Is used to represent the voltage equation of equation (1). Here, p is an operator representing a differential operation.
[0042]
[Expression 1]

[0043]
V on the left side of equation (1)_d , V_q Is the square root of the sum of the squares of the motor voltage V₁ Size | V₁ │ and dc axis component v at the control axis_dc, Qc axis component v_qc, There is a relationship of the following equation, which is a value that does not depend on the position of the control axis.
[0044]
[Expression 2]

[0045]
The first term on the right side of equation (1) is the motor current I_m And the second term is the current I_m Is a voltage drop vector in a direction rotated 90 degrees. The magnitude of these voltage drop vectors is the motor current I_m Control axis component I_qc, I_dc, Size | I_m When | is expressed by the following equation.
[0046]
[Equation 3]

[0047]
That is, the magnitude of each voltage drop vector is determined regardless of the positional relationship between the control axis and the real axis._m It is expressed by the size of.
[0048]
In the following description, the motor voltage V₁ , And the magnitude of the motor current is simply V₁ , I_m It expresses.
[0049]
In the present embodiment, when the phase error Δθ is obtained, the above-described phase φ_c And phase φ_m And the phase error Δθ is expressed by equation (4).
[0050]
[Expression 4]
Δθ = φ_m −φ_c                                           ... Formula (4)
Where phase φ_c Is the observable motor current I_m Dc-qc axis value I_dc, I_qcIs obtained according to equation (5).
[0051]
[Equation 5]

[0052]
Next, the phase φ_m The derivation of the equation for obtaining In the vector diagram shown in FIG. 3, a right triangle (AB)₁ -C₁ ). Here, the base of the right triangle (A-C₁ ) Is the length of the side (A-C₂ ) To edge (C₁ -C₂ ) Is subtracted, and is obtained by equation (6). In addition, in Formula (6), the code | symbol information is given about the length of a side.
[0053]
[Formula 6]
Side (AC₁) = V₁ cosφ_v − (R + pL) · I_m               ... Formula (6)
The height of the right triangle is the side (B₂ -C₂ ) Is subtracted from the voltage drop at the motor winding inductance, and is obtained from equation (7). Note that the sign information is also given to the length of the side in equation (7).
[0054]
[Expression 7]
Side (B₁-C₁) = V₁ sinφ_v −ω_rLI_m                   ... Formula (7)
Furthermore, the hypotenuse (AB) of the right triangle₁ ) Is the induced voltage vector E₀ It is obtained by the equation (8). Where k_E Is the power generation constant.
[0055]
[Equation 8]
Side (AB₁) = K_E ・ Ω_r                                 ... Formula (8)
Further, in the equations (6) and (7), φ_v Is obtained by the following equation.
[0056]
[Equation 9]

[0057]
That is, a right triangle (AB)₁ -C₁ The length of the three sides is determined by an amount that can be observed by the control unit 6 and is not affected by the position of the control axis.
[0058]
From the above, the angle φ of the right triangle_m Is obtained by three formulas shown in formulas (10) to (12).
[0059]
[Expression 10]

[0060]
## EQU11 ##

[0061]
[Expression 12]

[0062]
Note that the inverse function of the trigonometric function shown in Expression (5), Expression (9), and Expression (10) uses an extended function in which the function output range is expanded to −π to π [rad]. Unless otherwise specified, the inverse function of the trigonometric function used in this embodiment is a function extended as described above.
[0063]
As shown above, in this embodiment, the phase φ_m Can be obtained from an amount independent of the control axis. Furthermore, in this embodiment, the frequency of the AC voltage applied to the motor is corrected so that Δθ becomes zero based on the magnitude of the phase error Δθ. By controlling the frequency in this way, the control shaft, which is a virtual rotation shaft, rotates in accordance with the rotor phase of the motor.
[0064]
In the above description, the case where the rotation direction of the motor rotor is positive has been described. However, when the rotation direction is opposite, φ_m When calculating the output range of the function from -π to π [rad], the phase φ_m Can be requested.
[0065]
By the way, the right triangle (AB)₁ -C₁ ) Of the three side lengths
[0066]
[Formula 13]
(k_Eω_r)²= (V₁sinφ_v−ω_rLI_m)²+ {V₁cosφ_v-(R + pL) I_m)²... Formula (13)
From this, the motor speed can be expressed by the following equation.
[0067]
[Expression 14]

[0068]
As described above, φ according to the equations (10) to (11)_m And the current change component pL · I in the calculation of the motor speed according to the equation (14)_m This term may be ignored if the response of the control system is fast, and may be ignored if the resistance is r and ωL is sufficiently smaller than the other values.
[0069]
Next, the calculation content of the coordinate conversion unit 60 will be described with reference to FIG.
[0070]
The observation currents iu and iw output from the motor current detection unit 42 and the phase θ output from the frequency / phase creation / speed detection unit 62_dcIs input to the calculation unit 601. In the calculation unit 601, the two-phase current i on the fixed coordinate axis from iu, iw_α, I_βAnd the phase θ_dcTo the current I on the dc-qc coordinate axis_dc, I_qcIs calculated. Current I_dcIs input to the filter 602. In the filter 602, the observed current I_dcCurrent I with high frequency components removed from_dcf Is calculated. Current I_qcIs input to the filter 603. In the filter 603, the observed current I_qcCurrent I with high frequency components removed from_gcf Is calculated. The filters 602 and 603 remove switching ripples and noise included in the motor current. The filter time constant T_IDIs set to a predetermined value in accordance with the switching frequency of the inverter and the circuit specifications of the motor current detector 42.
[0071]
Next, the calculation contents of the phase error calculation unit 61 will be described with reference to FIG.
[0072]
In the phase error calculation unit 61, the phase φ_m Is calculated based on Equation (10). Further, the difference from the description of the calculation of the axis error Δθ described above is that the phase φ_m Motor voltage V required for calculation₁ , And motor winding resistance r and motor winding inductance L, which are motor constants, respectively, are command values V for the motor voltage.₁ ^*, Motor winding resistance set value r_c , Motor winding inductance setting value L_c And rotation speed ω_r Motor speed command ω_r ^*It is a point to use. Furthermore, assuming that the response of the control system is sufficiently fast, it is a component of current change (pL · I_m ) Is ignored.
[0073]
Observation current I output from the coordinate conversion unit 60_dcf And I_qcf Are input to the arithmetic units 611 and 612. In the calculation unit 611, the phase φ is calculated by the equation (15)._c Is calculated.
[0074]
[Expression 15]

[0075]
Above phase φ_c Is input to the arithmetic units 612 and 613. In the calculation unit 612, the magnitude I of the motor current is expressed by equation (16)._m Is calculated.
[0076]
[Expression 16]
I_m= -I_dcf・ Sinφ_c+ I_qcf・ Cosφ_c                     ... (Formula 16)
Motor voltage command V output from the inverse conversion unit 65₁ ^*And phase δ_c Is input to the calculation unit 613. Motor speed command ω output from the start / operation manager 66_r ^*Is input to the calculation unit 613. In the calculation unit 613, the input V₁ ^*, I_m , Ω_r ^*, Δ_c And φ_c And motor winding resistance set value r_c , Motor winding inductance setting value L_c From (17), the phase error Δθ is calculated. According to the present embodiment, the phase error can be estimated directly without using approximation such as sin Δθ = Δθ. Therefore, even when the phase error is large, the control accuracy is increased.
[0077]
[Expression 17]

[0078]
Next, the calculation contents of the frequency / phase creation / speed detection unit 62 will be described with reference to FIG.
[0079]
The phase error Δθ output by the phase error calculation unit 61 and the phase error command Δθ output by the phase adjustment unit 69s^*Is input to the adder 621 and the difference (Δθ^*) −Δθ is calculated. The phase error command Δθ^* For example, a valid value is input when a phase adjustment unit 69S described later is used, and Δθ is obtained when the phase adjustment unit 69S is not used.^* = 0 is set. Difference (Δθ^*) −Δθ is input to the PI compensator 622.
[0080]
In the PI compensator 622, the inverter output frequency ω is combined with the limiter 623.₁ Is calculated. This inverter output frequency ω₁ Is input to the filter 624 and the frequency ω₁ Motor speed ω with high frequency fluctuation components removed from_r Is calculated.
[0081]
Inverter output frequency ω₁ , The selection signal sel and the startup speed signal ω output from the startup / operation management unit 66._lsIs input to the selector 625. In the selector 625, when the selection signal sel is “at start-up” indicating the positioning initial rotation mode described later, ω_lsIs selected and output, and if the selection signal sel is `` normal operation '' indicating the position sensorless operation mode described later, ω₁ Is selected and output.
[0082]
The frequency ω selected and output by the selector 625_1selIs input to the calculation unit 626. In the calculation unit 626, the frequency ω_1selPhase θ based on the value of_dcIs calculated.
[0083]
PI compensator 622 converts Δθ to Δθ^* Inverter output frequency to follow
ω₁ Is calculated. Means other than PI compensation having the same function may be used. The upper limit value and the lower limit value of the limiter 623 are set to a predetermined fixed value that is equal to or higher than the rated frequency as the upper limit value. As the lower limit value, a value obtained by setting the polarity of the upper limit value to be negative is set as a limit value when the motor rotation direction is reversed.
[0084]
The output of the PI compensator 622 constantly fluctuates to adjust the phase error Δθ, and includes a high frequency component. For this reason, if the motor speed control is performed using the output of the PI compensator 622 as the detected speed of the motor, the speed control characteristics deteriorate. Therefore, in this embodiment, a low-pass filter 624 is provided, and the detection speed of the motor is determined by removing high-frequency components.
[0085]
In the calculation unit 626, the phase θ_dcIs required. In the calculation unit 626 of FIG. 6, the frequency / phase creation / speed detection unit 62 is executed by software calculation processing, and the calculation is executed at a time interval of the control period Δt. The phase calculation is the previous phase θ_dcω in (i-1)_1selBy adding xΔt, the current phase θ_dcWe are looking for (i).
[0086]
As described above, in FIG. 6, the output of the PI compensator 622 includes a high frequency component for adjusting the detected speed of the motor and the phase error Δθ. For this reason, in obtaining the detection speed, the output of the PI compensator 622 cannot be used as it is in the speed control, and the high-frequency component is removed by the low-pass filter. Here, as another embodiment, a system that does not use a low-pass filter by estimating and calculating the motor rotation speed is shown.
[0087]
FIG. 7 shows another configuration of the frequency / phase creation / speed detection unit 62. Inverter output frequency ω₁ As the sum of two of the first frequency and the second frequency, and the first frequency is calculated based on the equation (14) based on the magnitude of the motor current, the magnitude of the motor voltage, As the motor speed obtained using the phase difference, motor induced voltage constant, motor winding resistance and motor winding inductance, the second frequency is Δθ^* The frequency is set to be equal to. Motor current magnitude I_m , Motor voltage command value V₁ ^*, And phase difference φ between motor current and motor voltage_v Is input to the calculation unit 627, and the motor speed ω which is the first frequency_r Is calculated. However, in this calculation, unlike the equation (14), the motor voltage V₁ → V₁ ^*, Motor winding resistance r → r_c , And motor winding inductance L → L_c , Motor power generation constant k_E → Same setting value k_Ec, Current change components (pL, I_m ) Ignore the term and use the following formula.
[0088]
[Expression 18]

[0089]
Δθ^* The second frequency ω is combined with the PI compensator 622 and the limiter 623 that receive the difference between Δθ and Δθ._pll Is calculated.
[0090]
Motor detection speed ω_r And the second frequency ω_pll Are input to the adder 628, the sum of the two is calculated, and the inverter output frequency ω₁ Is output as Here, the output of the PI compensator 622 is a high frequency component for adjusting the phase error Δθ. Therefore, the upper limit value and lower limit value of the limiter 623 may be smaller than the upper limit value and lower limit value of the limiter shown in FIG.
[0091]
In the embodiment shown in FIGS. 6 and 7, the phase error Δθ is changed to the phase error command Δθ.^* Therefore, the PI output compensator 622 corrects the inverter output frequency. Here, as another method, the calculated phase θ_dcBy directly correcting the phase error Δθ, the phase error command Δθ^* The method to match is shown.
[0092]
FIG. 8 shows still another configuration of the frequency / phase creation / speed detection unit 62. Here, connection and flow of signals will be described with respect to portions different from FIG. Detection speed ω_r , Selection signal sel and startup speed signal ω_lsIs input to the selector 625. In the selector 625, ω is selected according to the value of the selection signal sel._r Or ω_lsIs selected and the selected speed ω_1selIs output. In the calculation unit 626, the frequency ω_1selThe phase is calculated based on the value of. In the adder 628, the output phase of the calculation unit 626 and the output of the adder 621 (Δθ^*) −Δθ is input and phase θ_dcIs output. Phase shift output from adder 621 (Δθ^*) -Δθ, the phase output from the calculation unit 626 is directly corrected. This eliminates the need for the PI compensator and limiter required in FIG. 7 and reduces the amount of computation of the control unit.
[0093]
Next, the speed control unit 63 will be described with reference to FIG. Speed command value ω output from start-up / operation management unit 66_r ^*, And the detection speed ω output from the frequency / phase creation / speed detection unit 62_r Is input to the adder 631. In the adder 631, (ω_r ^*) −ω_r And the difference is input to the PI compensator 632. In the PI compensator 632, ω_r Is ω_r ^*The current command value is calculated so as to follow. The output of the PI compensator 632 is input to the limiter 633. In the limiter 633, the limit calculation of the input value is performed so as not to exceed the preset upper limit value and lower limit value, and the q-axis current command I_q ^*Is output.
[0094]
Next, the contents of the current control unit 64 will be described with reference to FIG.
[0095]
Detection speed ω output from frequency / phase creation / speed detection unit 62_r And the speed command ω output from the startup / operation management unit 66_ls, Current command I output from the speed control unit 63_q ^*And the current command I output from the startup / operation management unit 66._qs ^*, Current command I output from phase adjuster 69I_d ^*I output from the start-up / operation management unit 66_ds ^* Are input to the selector 640 as a set. Similarly, when the selection signal sel represents “at the time of start-up” in accordance with the selection signal sel input to the selector 640, the d-axis current command I at the time of start-up_ds ^* Q-axis current command I at startup_qs ^* , And startup speed command ω_lsAre selected and the d-axis current command I is selected when the selection signal sel indicates “during normal operation”._d ^*Q-axis current command I_q ^*, And detection speed ω_r Is selected and output.
[0096]
D-axis current command I selected by selector 640_ds ^* Or I_d ^*, And the d-axis current I output from the coordinate conversion unit 60_dcf Is input to the adder 641 and the difference between the two is calculated. The PI compensator 643 calculates a compensation voltage that makes the output of the adder 641 zero. The compensation voltage is input to the limiter 645, and processing is performed so that the value does not exceed the preset upper limit value and lower limit value._d Is output.
[0097]
On the other hand, the q-axis current command I selected by the selector 640_qs ^* Or I_q ^*, And the q-axis current I output from the coordinate conversion unit 60_qcf Is input to the adder 642, and the difference between the two is calculated. The PI compensator 644 calculates a compensation voltage that makes the output of the adder 642 zero. The compensation voltage is input to the limiter 646, and processing is performed so that the value does not exceed the preset upper limit value and lower limit value._q Is output.
[0098]
Furthermore, d-axis current command I_ds ^* Or I_d ^*Q-axis current command I_qs ^* Or I_q ^*, And startup speed command ω_lsOr detection speed ω_r Is input to the motor voltage model 647 and the d-axis model voltage V_d ^*, And q-axis model voltage V_q ^*Is output. This motor voltage model includes I_d ^*, I_q ^*, Ω_r Is used, it is expressed by the following equation.
[0099]
[Equation 19]
V_d ^*= R_cI_d ^*−ω_rL_cI_q ^*
V_q ^*= Ω_rL_cI_d ^*+ R_cI_q ^*+ K_Ecω_r                      ... Formula (19)
As shown in the above equation, this motor voltage model is derived from equation (1). Compared to equation (1), the current change term is omitted, and the voltage and current are all set to command values. All constants are replaced with set values.
[0100]
d-axis compensation voltage VI_d And d-axis model voltage V_d ^*Is input to the adder 648 and the sum of the two is a dc-axis voltage command V_d ^** Is output as Similarly, q-axis compensation voltage VI_q And q-axis model voltage V_q ^* Is input to the adder 649, and the sum of the two is the qc-axis voltage command V_q ^** Is output as
[0101]
Where d-axis compensation voltage VI_d And q-axis compensation voltage VI_q Is the resistance set value r used in the motor voltage model even during acceleration, deceleration or steady state._c , Winding inductance setting value L_c , Power generation constant k_EcIf any of these is different from the actual value, some value is generated, otherwise it is 0.
[0102]
Next, the contents of the inverse transform unit 65 will be described with reference to FIG.
[0103]
The inverse conversion unit 65 shown in FIG._d ^** , V_q ^** To generate a three-phase voltage command. The dc-axis voltage command V output from the current control unit 64_d ^** And qc axis voltage command V_q ^** Is input to the calculation unit 651. In the calculation unit 651, the motor voltage V viewed from the qc axis.₁ Phase δ_c Is calculated according to equation (9). Phase δ_c , Dc axis voltage command V_d ^**, And qc axis voltage command V_q ^**Is input to the arithmetic unit 652. In the calculation unit 652, the magnitude of the voltage command V₁ ^*Is calculated. Phase δ_c And phase θ_dcIs input to the calculation unit 653 and the phase θ_v Is calculated. Phase θ_v And voltage command size V₁ ^*Is input to the calculation unit 654 and the three-phase voltage command Vu^*, Vv^*, Vw^* Is calculated. Note that the phase θ_dcRepresents the phase of the virtual rotor magnetic flux axis (dc axis) as seen from the stator U-phase winding axis, and the phase θ calculated by the calculation unit 653_v Represents the phase of the output voltage vector.
[0104]
Next, the contents of the activation / operation management unit 66 will be described with reference to FIG.
[0105]
Positioning time T output from the interface unit 67_p Current target value I_m0, Initial rotation time T_s , Initial frequency ω_ls0 , Acceleration time T_ac, And set frequency ω_r ^** Is input to the sequence calculation unit 661. The sequence calculation unit 661 calculates a set value input and a command value corresponding to the elapsed time. Here, the output value of the sequence calculation unit 661 with respect to the time t is calculated by the equation (20).
[0106]
[Expression 20]

[0107]
Phase command φ output from the sequence calculator_c ^*And current command I_m ^*Is input to the calculation unit 662, and dq-axis current command I during positioning and initial rotation_ds ^* , I_qs ^* Is calculated by the equation (21).
[0108]
[Expression 21]

[0109]
If operation is performed with the above configuration, the time from the start of motor operation is T_p Until the time elapses, the positioning mode and the time from the end of the positioning mode are T_s The permanent magnet motor can be activated by continuously changing a total of three control modes, that is, the initial rotation mode until the elapsed time and the position sensorless operation mode after the end of the initial rotation mode. The frequency / phase creation / speed detection unit 62 and the current control unit 64 perform control according to each control mode. For this reason, the selection signal sel corresponding to the control mode is output.
[0110]
Next, changes in voltage phase and current command in each control mode will be described. First, in positioning mode, the frequency ω_lsIs fixed at zero, the voltage phase is fixed at a predetermined value and does not change. Also, the current command I_m ^*Is the predetermined value I_m0Gradually increases until phase φ_c ^*Is fixed at −π / 2, so the dq-axis current command has I_ds ^* = I_m ^*, I_qs ^* = 0 is output. Next, in the initial rotation mode, the frequency ω_lsGradually increases, the voltage phase changes in the rotational direction. Also, the current command I_m ^*Is I_m0Phase φ_c ^*Changes in phase from -π / 2 to 0. Therefore, the dq axis current command is_ds ^* = I_m0, I_qs ^* From the state of = 0, I_ds ^* Gradually decreases and I_qs ^* Gradually increases and eventually I_ds ^* = 0, I_qs ^* = I_m0To change.
[0111]
Note that the speed control shown in FIG. 9 is not performed in the positioning mode and the initial rotation mode. Therefore, after the control mode returns to the position sensorless operation mode, the motor speed command ω_r ^*Is output to the speed control unit 63.
[0112]
The positioning time T output from the interface unit 67_p Current target value I_m0, Initial rotation time T_s , Initial frequency ω_ls0 , And set frequency ω_r ^** At least one of the values can be changed. Thereby, even if the fluctuation of the motor constant or the load condition fluctuates, the motor can be reliably started. In the embodiment shown in FIG. 1, the set value can be changed by an operation by the operator 7.
[0113]
FIG. 13 shows the relationship between the motor rotation frequency and the inverter output frequency when the synchronous motor is operated using the control method of this embodiment. FIG. 13 illustrates a state in which the motor is driven through three control modes (positioning mode, initial rotation mode, and position sensorless control mode (normal operation mode)) from the start of motor operation. Further, in the position sensorless control mode, frequency change due to four factors of acceleration, deceleration, load increase, and load decrease is shown. The motor rotation frequency represents the motor electrical angular frequency. Hereinafter, the relationship between the motor rotation frequency and the inverter output frequency in each mode will be described.
[0114]
(1) In the positioning mode, the inverter output frequency is fixed to zero. On the other hand, since the rotor changes direction to a predetermined position by positioning control, the motor rotation frequency vibrates between positive and negative. The velocity oscillation gradually attenuates.
[0115]
(2) In the initial rotation mode, the motor rotation frequency and the inverter frequency increase.
[0116]
(3) When acceleration operation is performed in the position sensorless control mode, the inverter frequency is controlled to be lower than the motor rotation frequency.
[0117]
(4) When the deceleration operation is performed in the position sensorless control mode, the inverter frequency is controlled to be higher than the motor rotation frequency.
[0118]
(5) When the motor load is increased in the position sensorless control mode, the inverter frequency is controlled to be higher than the motor rotation frequency immediately after the load change.
[0119]
(6) When the motor load is reduced in the position sensorless control mode, the inverter frequency is controlled to be lower than the motor rotation frequency immediately after the load change.
[0120]
In the above (3) to (6), the level of the inverter output frequency and the motor rotation frequency is determined because the phase error Δθ is determined by the phase error command Δθ in the frequency / phase creation / speed detection unit 62.^* This is because the inverter output frequency is made to follow the motor rotation frequency so as to coincide with.
[0121]
In the phase error calculation unit 61 shown in FIG._m Is the command value V for the motor voltage.₁ ^*, Motor winding resistance set value r_c , Motor winding inductance setting value L_c , And motor speed command ω_r ^*Use to find. Of these, motor winding resistance setting value r, which is a motor constant_c , Motor winding inductance setting value L_c In addition, voltage command value V₁ ^*Is shifted from the actual value, the calculated phase φ_m Unlike the actual value, a steady-state error occurs in the phase error Δθ. Here, as a method of reducing the error, the d-axis compensation voltage VI_d And q-axis compensation voltage VI_q Two examples of the method using the method and the method of adjusting the phase so that the motor current is minimized will be described.
[0122]
Compensation voltage VI_d And VI_q For the sake of simplicity, the case where the voltage and the inductance are different from the actual values will be described.
[0123]
The voltage equation of equation (1) is for the phase error Δθ = 0, and when a phase error occurs, the voltage equation becomes equation (22). However, the current change term is ignored.
[0124]
[Expression 22]
v_dc= R · i_dc−ω_r・ L ・ i_qc+ K_E・ Ω_r・ SinΔθ
v_qc= Ω_r・ L ・ i_dc+ R · i_qc+ K_E・ Ω_rCosΔθ Equation (22)
here,
[0125]
[Expression 23]
v_d ^** = V_dc+ Dv_d , V_q ^** = V_qc+ Dv_q , V₁ ^* = V₁+ Dv
I_d ^* = I_dc , I_d ^* = I_qc                               ... Formula (23)
L_c= L + dL, r_c= R, k_EC= K_E
In summary, equation (24) is obtained.
[0126]
[Expression 24]

Since each first term of the equation (24) corresponds to the motor voltage model 647, the other terms are d-axis compensation voltages VI, respectively._d And q-axis compensation voltage VI_q Corresponding to From this, the following equation is obtained.
[0127]
[Expression 25]
VI_d = Ω_rdLI_q ^*+ K_Ecω_rsinΔθ + dv_d
VI_q = -Ω_rdLI_d ^*-K_E ^*ω_r+ K_ECω_rcosΔθ + dv_q   ... Formula (25)
Here, if the primary voltage command error, d-axis command error, and q-axis command error ratio are the same, the relationship of equation (26) is obtained, and further the equation (27) Eliminating Δθ from 25) yields equation (28).
[0128]
[Equation 26]

[0129]
[Expression 27]
sin²θ + cos²θ = 1 Formula (27)
[0130]
[Expression 28]

[0131]
Expression (28) includes an inductance error and a voltage error. If there is only one of the errors, the error can be estimated using equation (28).
[0132]
The parameter estimation unit 68L will be described with reference to FIG. Compensation voltage VI for d-axis current control output by calculation in the current control unit 64_d And q-axis current control compensation voltage VI_q Dq axis current command I_d ^*And I_q ^*, And speed command ω_r ^*Is input to the parameter estimation unit 68L. In the parameter estimation unit 68L, the frequency command / inductance product (ω_r ^*) X L_c As the amount of deviation between_r ^*XdL is calculated.
[0133]
Where ω_r ^*XdL is obtained by setting dv = 0 in the equation (28), and is obtained by the equation (29). This value is calculated as (ω in equation (17) of the phase error calculation unit shown in FIG._r ^*) X L_c The correct inductance is reflected in the equation by subtracting from. However, in equation (29), two values are obtained depending on whether the square root calculation result is added or subtracted, and either one is selected depending on the magnitude of the error.
[0134]
[Expression 29]

[0135]
Next, the parameter estimation unit 68V will be described with reference to FIG. Compensation voltage VI for d-axis current control output by calculation in the current control unit 64_d And q-axis current control compensation voltage VI_q , Dq axis voltage command V_d ^** And V_q ^** , Motor voltage magnitude V₁ ^*, And command speed ω_r ^*Is input to the parameter estimation unit 68V. In the parameter estimation unit 68V, the magnitude V of the motor voltage used in the calculation unit 613 in FIG.₁ ^*And dV is calculated as a deviation amount of the actual value.
[0136]
[30]

[0137]
Here, dV is obtained by setting dL = 0 in the equation (28), and is obtained by the equation (30). This value is expressed as V in equation (17) of the phase error calculation unit shown in FIG.₁ ^*By subtracting from the correct voltage is reflected in the equation. However, in equation (30), two values are obtained depending on whether the square root calculation result is added or subtracted, and one of these values is selected depending on the magnitude of the error.
[0138]
D-axis compensation voltage VI for the parameter error shown in FIGS._d And q-axis compensation voltage VI_q The method using is an effective method when an error occurs in only one parameter among a plurality of parameters. On the other hand, as an effective method for a plurality of parameter errors, two examples of the phase adjustment units 69I and 69S are shown in the overall configuration diagram of FIG. Hereinafter, the phase adjustment units 69I and 69S will be described with reference to FIG.
[0139]
As described above, the calculation result of the phase error Δθ includes an error due to the parameter error. Due to this error, the phase of the dc-qc axis rotation coordinate cannot be made coincident with the dq axis rotation coordinate, and the steady axis deviation Δθ_e Remains. In the current control unit 64, the dc axis current command I is set so that the current flows only in the q axis direction component._d ^*However, when the real axis and the control axis are misaligned, current flows also in the d-axis direction of the solid line, and the torque current component in the q-axis direction is reduced accordingly. Torque current component is axis deviation Δθ_e Decreases as the value increases.
[0140]
As a result, a reduction in speed is caused, so that the speed control unit 63 causes the torque current command I_q ^*As a result, the magnitude of the motor current I_m Increases due to misalignment. In other words, if the current axis and the control axis are in phase and the current flows at the phase where the torque is generated most, the magnitude of the motor current I_m Takes the minimum value. Therefore, by adjusting the motor current phase, the current magnitude I_m A current is passed at a phase where the current is minimized.
[0141]
Two methods of changing the current phase are shown.
[0142]
In the first method, the excitation current command value I_d ^*This is a method of setting a predetermined value in Normally set to zero I_d ^*By substituting a value for, the phase of the motor current can be arbitrarily changed. The second method is to use a phase error command Δθ^* This is a method of setting a predetermined value in Normally Δθ is set to zero^* By substituting a value for, the axis deviation between the real axis and the control axis is the axis deviation Δθ due to the parameter error described above._e And phase error command Δθ^*The sum of Therefore, the phase error command Δθ^*(Δθ^*) + Δθ_eBy setting the zero to zero, the real axis and the control axis can be matched. The first method is realized by the phase adjustment unit 69I. The second method is realized by the phase control unit 69S.
[0143]
FIG. 16 shows the excitation current command value I_d ^*Or phase error command Δθ^* Adjusting the motor current I_m An example of a method for minimizing the error will be described. In the control cycle i-th, the excitation current command value I_d ^*Or phase error command Δθ^* Is set, and the magnitude of the motor current is I_mAssume that (i). Next, in the control cycle i + 1, I_d ^*Or Δθ^*Substituting a randomly chosen value for the motor current magnitude I_mAssume that it has changed to (i + 1). I_m(i + 1) is I_mIf smaller than (i), I_d ^*Or Δθ^* As the value, the setting value used in the control cycle i + 1 is selected. By repeating the above, the motor current I_m It is possible to search for a setting value that minimizes. In addition to the above method, the set value can be obtained by using an optimal solution search algorithm such as the known Newton-Raphson method.
[0144]
【The invention's effect】
According to the present invention, the phase angle is obtained by expressing the phase angle with a value that does not depend on the position of the control axis, and stable synchronization is possible even when a large phase error occurs, such as a sudden load change or sudden acceleration / deceleration operation. A position sensorless control system for the motor can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram for realizing a position sensorless control method for a synchronous motor according to the present invention.
FIG. 2 is an analysis model diagram showing a relationship among a rotor and a stator of a synchronous motor, the dq axis rotation coordinates described above, and a dc-qc control rotation coordinate.
FIG. 3 shows a vector diagram when the synchronous motor is driven by an AC voltage and the rotor rotates in the positive direction.
FIG. 4 is a diagram showing calculation contents of a coordinate conversion unit in blocks.
FIG. 5 is a diagram showing calculation contents of a phase error calculation unit in blocks.
FIG. 6 is a block diagram showing calculation contents of a frequency / phase creation / speed detection unit.
FIG. 7 is a block diagram showing another calculation content of the frequency / phase creation / speed detection unit.
FIG. 8 is a block diagram showing still another calculation content of the frequency / phase creation / speed detection unit.
FIG. 9 is a diagram showing calculation contents of a speed control unit in blocks.
FIG. 10 is a block diagram showing calculation contents of a current control unit.
FIG. 11 is a block diagram showing calculation contents of an inverse conversion unit.
FIG. 12 is a diagram showing calculation contents of a startup / operation management unit in blocks.
FIG. 13 is a diagram showing a relationship between a motor rotation frequency and an inverter output frequency corresponding to acceleration, deceleration, and load change when a synchronous motor is operated using the control method according to the present invention.
FIG. 14 is a diagram illustrating a method for estimating a parameter error of an inductance L.
FIG. 15: Output voltage V₁ ^*It is the figure which showed the method of estimating the parameter error of.
FIG. 16 is a diagram for explaining the principle of adjusting a current phase to an optimum state by a phase adjustment unit;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC power source, 2 ... Main circuit part, 3 ... Synchronous motor, 4 ... Detection part, 5 ... Intermediate power part, 6 ... Control part, 7 ... Operator, 21 ... Rectifier circuit, 22 ... DC reactor, 23 ... Smoothing capacitor , 24 ... Inverter circuit, 41 ... Voltage detection unit, 42 ... Motor current detection unit, 51 ... Drive power supply, 52 ... Control power supply, 53 ... Drive circuit, 60 ... Coordinate conversion unit, 61 ... Phase error calculation unit, 62 ... Frequency / Phase creation / speed detection unit, 63 ... speed control unit, 64 ... current control unit, 65 ... inverse conversion unit, 66 ... start-up / operation management unit, 67 ... interface unit, 68V, 68L ... parameter estimation unit, 69I, 69S ... Phase adjustment unit, E_d ... DC voltage, iu ... U-phase motor current, iw ... W-phase motor current, d-axis ... axis of the permanent magnet rotor in the magnetic flux direction, q-axis ... axis of the position advanced 90 degrees in the rotational direction with respect to the d-axis , Dc axis: axis of virtual rotor position for control, qc axis: axis of position advanced 90 degrees in the rotational direction with respect to dc axis, I_dcf ... Dc axis current of virtual dc-qc coordinate system, I_qcf ... qc axis current in virtual dc-qc coordinate system, V₁ ^*... Motor voltage, δ_c ... qc axis and motor voltage V₁ ^*Phase difference between the phase difference between the real coordinate system and the dc-qc virtual coordinate system, ω_r ... detection speed, ω_r ^*... Command speed, I_d ^*... dc axis current command, I_q* ... qc-axis current command, V_d ^**... dc axis voltage command, V_q ^**... qc axis voltage command, Vu^*, Vv^*, Vw^* ... 3-phase voltage command, I_ds ^* ... Start-up dc-axis current command, I_qs ^* ... Start-up qc-axis current command, ω_ls... start-up operation frequency, sel ... selection signal, T_p ... positioning time, T_s ... initial rotation time, I_m0... Target current command during positioning, ω_ls0 ... Initial rotation final target frequency, Δθ^* ... Phase error command.

Claims (3)

永久磁石を回転子とし、インバータ回路によって駆動される同期モータの回転子位置を推定する、同期モータの位置センサレス制御方法において、
前記永久磁石を回転子とする同期モータのモータ電流の位相と回転子の実回転位相との第１の位相差と、
前記モータ電流の位相と制御上の回転子の位相である仮想回転位相との第２の位相差とを求め、
前記第１の位相差と前記第２の位相差の差とから、前記回転子の実回転位置と前記回転子の仮想回転位置との位相誤差を推定し、
前記モータ電流の大きさが最小となる方向に前記モータ電流の位相を調整する同期モータの位置センサレス制御方法。In a synchronous motor position sensorless control method for estimating the rotor position of a synchronous motor driven by an inverter circuit using a permanent magnet as a rotor,
A first phase difference between a phase of a motor current of a synchronous motor having the permanent magnet as a rotor and an actual rotation phase of the rotor;
Obtaining a second phase difference between the phase of the motor current and a virtual rotational phase which is the phase of the rotor on control;
From the difference between the first phase difference and the second phase difference, a phase error between the actual rotation position of the rotor and the virtual rotation position of the rotor is estimated,
Position sensorless control method of a synchronous motor for adjusting the phase of the motor current in a direction size of the motor current is minimized. 請求項１において、モータ電流の誘起電圧と直交する励磁電流成分が励磁電流指令に一致するように電流制御を行い、前記励磁電流指令を調整することにより前記モータ電流の位相を調整する同期モータの位置センサレス制御方法。  The synchronous motor according to claim 1, wherein current control is performed so that an excitation current component orthogonal to an induced voltage of the motor current matches the excitation current command, and the phase of the motor current is adjusted by adjusting the excitation current command. Position sensorless control method. 永久磁石を回転子とし、インバータ回路によって駆動される同期モータの回転子位置を推定する、同期モータの位置センサレス制御方法において、
前記永久磁石を回転子とする同期モータのモータ電流の位相と回転子の実回転位相との第１の位相差と、
前記モータ電流の位相と制御上の回転子の位相である仮想回転位相との第２の位相差とを求め、
前記第１の位相差と前記第２の位相差の差とから、前記回転子の実回転位置と前記回転子の仮想回転位置との位相誤差を推定し、
位相誤差指令を調整することによって、前記実回転位相に対するモータ電流位相を変化させてモータ電流の大きさを変化させ、モータ電流が最小となる前記モータ電流位相を探索し、これによって得られたモータ電流が最小となるモータ電流位相により同期モータを駆動する同期モータの位置センサレス制御方法。In a synchronous motor position sensorless control method for estimating the rotor position of a synchronous motor driven by an inverter circuit using a permanent magnet as a rotor,
A first phase difference between a phase of a motor current of a synchronous motor having the permanent magnet as a rotor and an actual rotation phase of the rotor;
Obtaining a second phase difference between the phase of the motor current and a virtual rotational phase which is the phase of the rotor on control;
From the difference between the first phase difference and the second phase difference, a phase error between the actual rotation position of the rotor and the virtual rotation position of the rotor is estimated,
By adjusting the phase error command, the motor current phase with respect to the actual rotation phase is changed to change the magnitude of the motor current, and the motor current phase at which the motor current is minimized is searched, and the motor obtained thereby A position sensorless control method for a synchronous motor in which the synchronous motor is driven by a motor current phase that minimizes the current.

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