JP3693393B2

JP3693393B2 - Phase difference adjustment device using pseudo noise signal

Info

Publication number: JP3693393B2
Application number: JP27949095A
Authority: JP
Inventors: 英隆今井
Original assignee: Ikegami Tsushinki Co Ltd
Current assignee: Ikegami Tsushinki Co Ltd
Priority date: 1995-10-26
Filing date: 1995-10-26
Publication date: 2005-09-07
Anticipated expiration: 2015-10-26
Also published as: JPH09130789A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つの信号の位相差を自動調整する擬似雑音信号を用いた位相差調整装置に関し、特に擬似雑音信号を用いて２つの信号の位相差の調整を行う技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、テレビジョン信号の映像信号は、一般に、符号化圧縮して伝送する等の信号処理が行われるため、画像の種類によって生成される符号量が異なってくる。したがって、このような信号処理が行われた後、映像信号の位相は変化し、映像信号と音声信号との位相がずれてくるため、映像信号と音声信号間で位相合わせを行う必要がある。
【０００３】
従来の位相差調整装置では、伝送線路との間に緩衝用のメモリを備えて音声信号の映像信号の遅延量を求め、音声信号の遅延時間を調整するようにしているが、位相差を調整するのに、映像信号と音声信号との特定位置にリファレンス信号を挿入し、その時間差を測定して、どちらか進んでいる方を遅らせるようにしている（特開平７−３８７７１号公報等参照）。この音声信号中のリファレンス信号に出現頻度の低い高周波の信号を用いている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、かかる従来の位相差調整装置のように、映像信号と音声信号との特定位置に高周波のリファレンス信号を挿入する方式では、類似の信号がない場合にはよいが、伝送路のノイズ等の影響を避ける必要があり、このため、リファレンス信号の保護を行う必要がある。
【０００５】
また、緩衝用のメモリでの遅延量を求めることは、生成される符号と伝送線路との関係を求めなければならず、容易ではない。また人間の目と耳で調整する方法では、遅延量を合わせるのに時間がかかり、その精度もあまりよくない。
本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、擬似雑音信号を用いて２つの信号の位相差を簡単に自動調整できるような擬似雑音信号を用いた位相差調整装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このため、請求項１の発明にかかる装置は、映像信号及び音声信号の２つの信号の所定信号処理後の位相差を自動調整する擬似雑音信号を用いた位相差調整装置において、所定周期の第１の擬似雑音信号を発生する第１の擬似雑音発生手段と、該第１の擬似雑音信号と同一周期の第２の擬似雑音信号を発生する第２の擬似雑音発生手段と、前記所定信号処理前、映像信号の所定画素毎に、所定クロックで動作する第１の擬似雑音信号を付加する第１の擬似雑音信号付加手段と、前記所定信号処理前、第１の擬似雑音信号を映像信号に付加するのと同位相で同時に、音声信号に第２の擬似雑音信号を付加する第２の擬似雑音信号付加手段と、前記所定信号処理後、第１の擬似雑音信号と同一周期、同一パターンの第１の符号を有し、映像信号と第１の符号との相関値を演算することにより、映像信号の相関パルスを検出する第１の相関パルス検出手段と、前記所定信号処理後、第２の擬似雑音信号と同一周期、同一パターンの第２の符号を有し、音声信号と第２の符号との相関値を演算することにより、音声信号の相関パルスを検出する第２の相関パルス検出手段と、検出された映像信号及び音声信号の相関パルスに基づいて映像信号と音声信号との位相差を検出する位相差検出手段と、検出された両信号の位相が一致するように両信号の位相差を調整する位相差調整手段と、を備えたものである。
【０００７】
かかる構成によれば、所定信号処理前、第１の擬似雑音信号付加手段により、映像信号の所定画素毎には、所定クロックで動作する第１の擬似雑音信号が付加され、また第２の擬似雑音信号付加手段により、音声信号の各信号毎には、第１の擬似雑音信号と動作クロックが異なっていても、その周期が一致する第２の擬似雑音信号が同位相で同時に付加される。この擬似雑音信号は、広帯域に拡散しているため、映像信号及び音声信号に影響を及ぼすことはないし、ノイズ等によっても影響されない。したがって、この擬似雑音信号を保護する必要はない。また、位相情報が分散するため、さらに一部の位相情報にノイズ等の影響があっても、検出能力には影響を受けない。また、この擬似雑音信号と同一周期、同一パターンの符号との相関値を演算すれば、擬似雑音信号と該符号とが一致した時刻で相関値が高くなり、相関パルスが発生する。したがって、映像信号及び音声信号の相関パルスが検出された時刻から、位相差検出手段により両信号の位相差が検出される。そして位相差調整手段により両信号の位相差が一致するように調整される。また、映像信号の信号量は音声信号の信号量に比べて多いが、容易に位相差を検出することが可能となり、位相差は精度よく調整される。このように、擬似雑音信号を用いれば、特定位置に位相検出用の信号が集中することもなく、しかも両信号の位相を検出することが可能となる。
【０００８】
請求項２の発明にかかる装置では、前記所定信号処理は、少なくとも一方の信号を符号化圧縮及び復号化伸張する処理である。
【０００９】
かかる構成によれば、符号化圧縮、復号化伸張処理により生成される符号量が異なっていても、両信号の位相差が精度よく調整される。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１〜図７に基づいて説明する。
本実施の形態を示す図１において、擬似雑音信号を用いた位相差調整装置には、デジタルビデオ信号とデジタルオーディオ信号とが入力される。
デジタルビデオ信号は、例えば、ハイビジョン信号を74.25 ＭＨz でＡ／Ｄ変換された第１の信号に相当する信号であり、パラレルデータである。そのデータレートは、４相処理のため、18.5625 ＭＨz となっている。
【００１１】
デジタルオーディオ信号は、例えば、48ＫＨz でＡ／Ｄ変換された第２の信号に相当する信号であり、シリアルデータである。そのデータレートは、シリアルデータであるため、 3.072ＭＨz （＝48＊64）となっている。尚、この規格は、“日本電子機械工業会；デジタルオーディオインターフェース，ＣＰ−３４０，オーディオ技術委員会，1987年９月制定" によるものである。
【００１２】
擬似雑音発生器１は、ビデオ用の擬似雑音信号を発生させる第１の擬似雑音発生手段であり、擬似雑音発生器２は、オーディオ用の擬似雑音信号を発生させる第２の擬似雑音発生手段である。
擬似雑音信号とは、Pseudo Random Noise の頭文字をとって、ＰＮ系列とも呼ばれるものであり、複数個のシフトレジスタと線形演算回路とで構成されたＭ系列符号（最大周期列符号）発生器を用いて擬似雑音信号を簡単に発生させることができる。
【００１３】
図２は、４つのシフトレジスタを備えた簡単なＭ系列符号発生器の構成例を示す。この図２のＭ系列符号発生器に基づいて擬似雑音について説明する。
このＭ系列符号発生器では、Ｄ形フリップフロップ回路からなる４つのシフトレジスタ31〜34がシリアル接続されている。各シフトレジスタ31〜34のＣＬＫ端子には、クロック信号が入力され、各シフトレジスタ31〜34は、クロック信号が入力される毎にデータをシフトする。
【００１４】
ＥＸ−ＯＲ35は、シフトレジスタ33とシフトレジスタ34との出力の排他的論理和を演算する論理演算素子であり、演算結果をシフトレジスタ31に出力する。
このような構成により、データは、表１に示すように巡回し、15回シフトされて一巡する。したがって、このＭ系列符号発生器の周期は15となる。
【００１５】
【表１】

【００１６】
一般に、Ｍ系列符号発生器の周期は、シフトレジスタの個数をｎとすると、（２ⁿ−１）で表される。
このＭ系列符号発生器では、シフトレジスタ34の値が出力データとなり、図３に示すようなＭ系列符号（０００１００１１０１０１１１１）が生成される。
【００１７】
ＰＮ系列は、複数個のシフトレジスタによって発生するため、完全なランダムな系列の信号ではないが、ランダム性を確かめる統計上のテストには合格するので、「擬似ランダム」と呼ばれている。
ＰＮ系列は、以下のランダムな性質を有している。
(1) 平衡性
ＰＮ系列の各一周期内で、「１」の出現する回数と「０」の出現する回数は、１しか違わない。図２のＭ系列符号発生器の例では、「０」、「１」の出現回数は、夫々７回、８回であり、その差は、「１」である。
(2) 連なり性
一周期に含まれる「１の連なり」と「０の連なり」のうち、それぞれの連なりの半分は長さが「１」で、1/4 は「２」、1/8 は「３」．．．すなわち、連なり数ｋのものは、1/２^kの割合で存在する。図２のＭ系列符号発生器の例では、連なり数は、以下の通りとなる。
【００１８】

連なり数１のものは、分類数８の半分で４回、連なり数２のものは、１／４の２回、連なり数３のものは、１／８の１回となる。連なり数４のものは、分類数８の１／１６で、１より小さな端数となり意味がなくなる。
(3) 相関性
ＰＮ系列を巡回させ、あらゆる状態で各項毎に比較を行った場合、一致する項の数と一致しない項の数は、１しか違わない。
【００１９】
一般に、連続時間における信号c(t)と、信号c(t)を時間τだけずらした信号c(t+τ) と、の相関関係は、次式(1) に示すように、連続時間自己相関関数Ｒ_cc（τ）として定義される。
【００２０】
【数１】

【００２１】
・・・・・・・・・・(1)
図２のＭ系列符号発生器の例では、(1) 式により自己相関値を演算すると、位相が一致したときは１となり、その他の位相では、−１／Ｔ_cになる。従って自己相関関数Ｒ_cc（τ）は、図４に示すような波形となる。
【００２２】
このようなＰＮ系列の自己相関特性により、広帯域に拡散された信号を集結して元の情報に復元することができる。
図５は、図２に示すようなＭ系列符号発生器に対応した４ビットのＰＮ系列の相関値を検出する相関器の回路例を示す。
即ち、この相関器は、図２の構成のＭ系列符号発生器に対応し、Ｄ形フリップフロップ回路からなる４つのシフトレジスタ41〜44と、ＥＸ−ＯＲ45〜48と、加算器49〜51と、によって構成されている。この相関器は、図２の構成のＭ系列符号発生器と同一パターンの符号を有することになり、元の情報を復元することができる。
【００２３】
次に、本実施の形態における擬似雑音発生器１，２で必要なシフトレジスタ数について考える。
まず、共通周波数について考えると、デジタルビデオ信号、デジタルオーディオ信号のデータレートは、夫々、18.5625 ＭＨz 、 3.072ＭＨz であるから、
ビデオ信号：18562500/(5³×３×11) ＝18562500/12375＝1500Ｈz
音声信号： 3072000/2¹¹ ＝ 3072000/2048 ＝1500Ｈz
となり、共通周波数は1500Ｈz となる。即ち、ビデオ信号とオーディオ信号とのカウント数の比を、 12375：2048とすれば、共通周波数は1500Ｈz となり、ビデオ信号とオーディオ信号との位相合わせを行うことができる。また、
ビデオ信号： 12375＝2047×６＋93
オーディオ信号： 2048＝2047×１＋ 1
となり、カウント数2047が共通となる。また、
2047＝２¹¹−１
であるから、2047ビットをＰＮ系列の１周期とすればよい。即ち、本実施の形態では、擬似雑音発生器１，２に、最低でも11個のシフトレジスタを備える必要がある。尚、本実施の形態では、擬似雑音発生器１，２は同一構成のＭ系列符号発生器で構成されるものとする。
【００２４】
また、本実施の形態では、擬似雑音発生器１を384(＝64×6)クロック毎に１回ずつ動作させ、擬似雑音発生器２を64クロック毎に１回ずつ動作させることにする。マーカとしてユニークコードを挿入する方式もあるが、ユニークコードを挿入すると聞きざわりな雑音になる可能性もあり、また、オーディオ信号は圧縮処理されず、さらに、同期信号も介在しないため、このようにしてＰＮ系列を分散して挿入する。
【００２５】
その結果、ＰＮ系列の周期は以下のようになる。
ビデオ信号：（2047×６＋93）×64/18562500 ＝43(ms)
オーディオ信号：（2047×１＋１）×64/3072000 ＝43(ms)
この64クロックというのは、前記オーディオ信号の規格に基づいたクロック数である。
【００２６】
但し、この場合は、もっとも短い周期を想定しており、±21(ms)の範囲で位相を合わせることができる。調相範囲を広げたいとき、例えば、±21×10(ms)の範囲で位相を合わるときは、ビデオ用の擬似雑音発生器１を3840（＝64×６×10）クロックに１回動作させ、オーディオ用の擬似雑音発生器２を640(＝64×10）クロックで１回動作させればよい。
【００２７】
カウンタ３，４は、夫々、43msecで 12375，2048カウントし、擬似雑音発生器１，２に、このカウント値を供給する。
レジスタ５，６は、夫々、ビデオ信号用、オーディオ信号用のＰＮ系列を保持し、所定タイミングで加算器７，８に出力するものであり、例えばＤ形フリップフロップ回路によって構成されている。
【００２８】
加算器７は、入力されたデジタルビデオ信号の所定ビットに、擬似雑音発生器１で生成されたビデオ用のＰＮ系列を付加する第１の擬似雑音付加手段である。
ビデオ信号では、図６に示すように、ＰＮ符号の2047ビットをビデオ信号の各画素データに分散して付加する。即ち、ＰＮ符号の各ビットは、ビデオ信号の６画素毎に付加される。また、ビデオ信号の各画素はパラレルデータによって表されるが、ＰＮ符号の１ビットはビデオ信号のパラレルデータの視覚上めだたない１ビットに付加される。このビット位置は、映像信号符号化装置９、映像信号復号化装置13の性能に応じて変化する。即ち、ビデオ信号を完全に復元できるような符号化圧縮が行われるときは、ビデオ信号のＬＳＢ（Least significant bit)にＰＮ系列の１ビットを挿入し、圧縮率が大きく、ビデオ信号を完全に復元できない符号化圧縮が行われるときは、上位ビットにＰＮ系列の１ビットを挿入する。
【００２９】
加算器８は、入力されたデジタルオーディオ信号の１ビットに、擬似雑音発生器２で生成されたオーディオ用のＰＮ系列を付加する第２の擬似雑音付加手段である。オーディオ信号では、図６に示すように、各信号毎にＰＮ系列の１ビットが付加される。オーディオ信号は16ビットのシリアルデータで表されるが、このデータの所定の１ビットにＰＮ系列の１ビットが付加される。
【００３０】
映像信号符号化装置９は、ＰＮ系列が付加されたデジタルビデオ信号を符号化して圧縮処理する装置であり、音声信号処理装置10は、デジタルオーディオ信号を処理する装置である。
伝送装置11は、映像信号符号化装置９の出力信号と音声信号処理装置10の出力信号とを合成して伝送する装置である。
【００３１】
映像信号復号化装置13は、伝送されたビデオ信号を伸張して復号化する装置である。
相関器14は、ビデオ信号のＰＮ系列と同一周期、同一パターンの符号を有し、映像信号復号化装置13の出力信号の相関値を(1) 式に基づいて演算するものであり、相関器21は、オーディオ信号のＰＮ系列と同一周期、同一パターンの符号を有し、可変音声遅延回路20から出力されたオーディオ信号の相関値を(1) 式に基づいて演算する第２の相関値ものである。
【００３２】
相関ピーク検出器15は、相関器14から出力されたビデオ信号の相関パルスに対して所定スライス値を設定し、この相関パルスをスライスしてそのピーク値を検出することによりビデオ信号の位相を検出するものであり、相関ピーク値検出器22は、相関器21から出力されたオーディオ信号の相関パルスに対して所定スライス値を設定し、この相関パルスをスライスしてそのピーク値を検出することによりオーディオ信号の位相を検出するものである。
【００３３】
この相関器14と相関ピーク検出器15とが第１の相関パルス検出手段に相当し、相関器21と相関ピーク検出器22とが第２の相関パルス検出手段に相当する。
補数カウンタ16は、映像信号に対するオーディオ信号の位相差を検出するものであり、この補数カウンタ16は、２の補数を使用してオーディオ信号の位相の遅れと進みとを表すため、ビデオ信号の相関値のピーク値の時間周期をカウントするカウンタ17と、カウンタ17のカウント値を入力して２の補数を作成する補数作成器18と、カウンタ17の最上位ビットの値に基づいてカウンタ17の値又は作成された２の補数を選択するセレクタ19と、によって構成されている。
【００３４】
レジスタ23は、補数カウンタ16のカウント値を保持し、相関ピーク検出器22からオーディオ信号の相関ピークが入力されたとき、保持したカウント値を加算器24に出力する。このカウント値がビデオ信号とオーディオ信号との位相差に相当するカウント値となる。このレジスタ23には、マニュアルで遅延量を合わせるためのリセット信号入力用の端子が備えられている。この端子にリセット信号を入力すると、カウント値０が出力される。
【００３５】
この補数カウンタ16とレジスタ23とが位相差検出手段に相当する。
加算器24は、レジスタ23から出力された補数カウンタ16のカウント値を、オフセット調整量に加算し、可変音声遅延回路20に出力する。
可変音声遅延回路20は、加算器24から出力された値に基づいて、伝送装置11から出力されたオーディオ信号の位相をビデオ信号の位相に合わせるように調整する。
【００３６】
この加算器24と可変音声遅延回路20とが位相差調整手段に相当する。
次に動作を説明する。
図６に示すように、ビデオ信号用の擬似雑音発生器１，２では、夫々、11個のシフトレジスタによりデータが繰り返しシフトされ、１周期で2047ビットのＰＮ系列が生成される。擬似雑音発生器１は 384クロックで１回動作するため、ビデオ信号に対しては 384クロックでＰＮ系列の１ビットが付加される。また、擬似雑音発生器２は64クロックで１回動作するため、オーディオ信号に対しては64クロックでＰＮ系列の１ビットが付加される。ビデオ信号用のＰＮ系列は、レジスタ５に保持された後、加算器７により、ビデオ信号の６個おきの画素データの所定の１ビットに付加され、オーディオ信号用のＰＮ系列は、レジスタ６に保持された後、加算器８により、オーディオ信号の各データの所定の１ビットに付加される。
【００３７】
尚、ビデオ信号の残った93クロック分のデータ、音声信号の１クロック分のデータには、夫々、データ「０」が挿入されるが、この程度の端数であれば、ほとんど無視することができる。
このように、ビデオ信号とオーディオ信号とでは、動作クロックが異なっていても、その周期は一致しており、同位相で同時に擬似雑音を加えたことになる。
【００３８】
ビデオ信号は、映像信号符号化装置９に入力されて符号化されて圧縮され、伝送装置11に出力される。
また、オーディオ信号も音声信号処理装置10で処理されてから伝送装置11に出力される。
ビデオ信号とオーディオ信号とは、伝送装置11によって伝送される。
【００３９】
伝送装置11によるデータの伝送後、ビデオ信号は、映像信号復号化装置13に入力されて復号化され、伸張される。
このビデオ信号が復号化伸張された後、圧縮時の符号量によりビデオ信号とオーディオ信号との位相差が変化するので、付加されたＰＮ系列に基づいてビデオ信号とオーディオ信号との位相合わせが行われる。
【００４０】
まず、最初、レジスタ23にリセット信号を入力する。レジスタ23にリセット信号が入力されると、レジスタ23からカウント値０が加算器24に出力されるので、加算器24でオフセット量を調整し、マニュアルで、おおよその遅延量を合わせておく。
復号化されたビデオ信号は相関器14に入力され、相関器14の中を通過する。ビデオ信号のＰＮ系列は、2047箇所に分散して付加されているので、2047ビットのＰＮ系列がすべて入力されたとき、ＰＮ系列の自己相関性から相関パルスが発生する。
【００４１】
相関ピーク値検出器15では、予め設定された所定スライス値でこの相関パルスをスライスし、スライス値以上であれば、擬似雑音発生回路１，２で発生したＰＮ系列の位相と相関器14にセットされた係数の位相とが一致したと判断される。このスライス値を最大値の1/2 に設定しておけば、2047ビットのＰＮ系列のうち、半分だけ復元されれば相関パルスを検出することができる。
【００４２】
補数カウンタ16 において、補数作成器18により２の補数が生成され、セレクタ19により、カウンタ17の最上位ビットの値に基づいてカウンタ17の値又は補数作成器18で生成された２の補数が選択される。これにより、カウンタ17では、０からカウントを開始し、最上位ビットがオーバーフローすると再びカウント値が０になるが、補数カウンタ16から出力されるカウント値は、図７に示すように、ビデオ信号の相関パルスを０として、正負の値として表される。このカウント値は、レジスタ23により保持される。
【００４３】
一方、オーディオ信号も、可変音声遅延回路20を介して相関器21に入力され、同様にして、相関器21により相関値が演算され、相関ピーク検出器22により相関パルスが検出される。
オーディオ信号の相関パルスがレジスタ23に入力されたとき、レジスタ23によって保持されたカウント値は加算器24に出力される。
【００４４】
図７の実線で示すように、オーディオ信号の位相がビデオ信号の位相と一致しているときは、レジスタ23に保持されたカウント値は０となり、加算器24を介してカウント値０が可変音声遅延回路20に入力される。このときは、オーディオ信号の遅延量は０である。
次に、図７の破線で示すように、オーディオ信号の位相がビデオ信号の位相よりも例えばａだけ進むと、位相差ａに対応するカウント値（−ｂ）がレジスタ23に保持されたときに、オーディオ信号の相関パルスが相関ピーク検出器22からレジスタ23に入力され、保持されたカウント値（−ｂ）が加算器24に出力される。加算器24では、カウント値（−ｂ）が加算され、可変音声遅延回路20では、カウント値（−ｂ）に基づいて遅延量ａがセットされ、現在のオーディオ信号の位相に加算される。オーディオ信号は遅延量ａだけ遅延し、可変音声遅延回路20から出力され、ビデオ信号の位相とオーディオ信号の位相が一致する。
【００４５】
かかる構成によれば、夫々、ビデオ信号、オーディオ信号にＰＮ系列を付加して位相合わせを行うので、ビデオ信号、オーディオ信号の符号化圧縮・復号化伸張の処理後でも、精度良く、しかも自動的にビデオ信号とオーディオ信号との位相合わせを行うことができる。またＰＮ系列は広帯域に拡散し、ランダム性を有しているため、ＰＮ系列を付加してもビデオ信号、オーディオ信号には影響を与えない。
【００４６】
また、従来の装置では、ノイズの影響を受けないように、高周波のリファレンス信号を保護する必要があるが、ＰＮ系列を用いることによりノイズの影響を受けることはなく、ＰＮ系列を保護する構成は不必要であり、回路構成を簡易化することができる。さらに、ＰＮ系列が分散してビデオ信号、オーディオ信号に付加されているので、伝送路のノイズ等により一部の位相情報が壊れても影響されず、検出能力が高い。
【００４７】
尚、本実施の形態では、ビデオ信号とオーディオ信号の位相合わせについて説明したが、これに限らず、２つの信号の位相合わせを行う場合であれば、どのような信号にも適用できるし、信号処理も、圧縮処理、伝送処理に限られない。
また、本実施の形態では、ビデオ信号に対してはＰＮ系列をビデオ信号の視覚上めだたないビットに挿入するようにしたため、問題はないが、ＰＮ系列を取り除く復調器を備えるようにしてもよい。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１の発明にかかる装置によれば、擬似雑音信号を用いることにより、高い精度で映像信号及び音声信号の位相差を調整することができる。また、擬似雑音信号は、広帯域に拡散し、ランダム性を有するため、擬似雑音信号を保護する必要もないし、ノイズ等の影響を受けにくい。また、位相情報が分散するため、さらにノイズの影響を受けにくくなり、位相差の検出能力が向上する。そして、信号量が大きく相違する映像信号、音声信号間でも、容易に位相差を求めることができ、位相差を精度よく調整することができる。
【００４９】
請求項２の発明にかかる装置によれば、符号化圧縮、復号化伸張処理により生成される符号量が異なっていても、位相差を精度よく調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の構成を示すブロック図。
【図２】簡単なＭ系列符号発生器の構成説明図。
【図３】図２のＰＮ系列の信号波形図。
【図４】図２の自己相関値の信号波形図。
【図５】図２のＭ系列符号発生器に対応した相関器の構成図。
【図６】図１の動作を示す信号波形図。
【図７】同上信号波形図。
【符号の説明】
１擬似雑音発生器（ビデオ信号用）
２擬似雑音発生器（オーディオ信号用）
14，21 相関器
15，22 相関ピーク検出器
18 補数作成器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a phase difference adjustment apparatus using a pseudo noise signal that automatically adjusts a phase difference between two signals, and more particularly to a technique for adjusting a phase difference between two signals using a pseudo noise signal.
[0002]
[Prior art]
For example, since a video signal of a television signal is generally subjected to signal processing such as transmission after being encoded and compressed, the amount of code generated differs depending on the type of image. Therefore, after such signal processing is performed, the phase of the video signal changes and the phase of the video signal and the audio signal shifts. Therefore, it is necessary to perform phase matching between the video signal and the audio signal.
[0003]
In the conventional phase difference adjustment device, a buffer memory is provided between the transmission line and the delay amount of the video signal of the audio signal is obtained and the delay time of the audio signal is adjusted, but the phase difference is adjusted. For this purpose, a reference signal is inserted at a specific position between the video signal and the audio signal, and the time difference between them is measured to delay the one that has advanced (see JP-A-7-38771). . A high-frequency signal with a low frequency of appearance is used as a reference signal in the audio signal.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the method of inserting a high-frequency reference signal at a specific position between a video signal and an audio signal as in the conventional phase difference adjusting device, it is good if there is no similar signal, but noise such as transmission path noise It is necessary to avoid the influence, and therefore it is necessary to protect the reference signal.
[0005]
In addition, it is not easy to obtain the delay amount in the buffer memory because the relationship between the generated code and the transmission line must be obtained. Also, in the method of adjusting with human eyes and ears, it takes time to adjust the delay amount, and the accuracy is not so good.
The present invention has been made in view of such a conventional problem, and provides a phase difference adjusting device using a pseudo noise signal that can easily and automatically adjust the phase difference between two signals using a pseudo noise signal. For the purpose.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
For this reason, the apparatus according to the first aspect of the present invention is the phase difference adjustment apparatus using the pseudo noise signal for automatically adjusting the phase difference after the predetermined signal processing of the two signals of the video signal and the audio signal . First pseudo noise generating means for generating one pseudo noise signal, second pseudo noise generating means for generating a second pseudo noise signal having the same period as the first pseudo noise signal, and the predetermined signal processing Before, for each predetermined pixel of the video signal, a first pseudo noise signal adding means for adding a first pseudo noise signal operating at a predetermined clock, and before the predetermined signal processing, the first pseudo noise signal is converted into the video signal. A second pseudo noise signal adding means for adding a second pseudo noise signal to the audio signal simultaneously with the same phase as that to be added; and after the predetermined signal processing, having the same period and the same pattern as the first pseudo noise signal. having a first code, and the video signal By calculating a correlation value between the first code, the first correlation pulse detection means for detecting a correlation pulse of the video signal, after the predetermined signal processing, the second pseudo noise signal and the same period, the same pattern No. A second correlation pulse detecting means for detecting a correlation pulse of the audio signal by calculating a correlation value between the audio signal and the second code, and a detected video signal and audio signal . Phase difference detection means for detecting the phase difference between the video signal and the audio signal based on the correlation pulse; and a phase difference adjustment means for adjusting the phase difference between the two signals so that the phases of the two detected signals coincide with each other. It is provided.
[0007]
According to such a configuration, before the predetermined signal processing, the first pseudo noise signal adding means adds the first pseudo noise signal operating at the predetermined clock to each predetermined pixel of the video signal , and the second pseudo noise signal is added. Even if the first pseudo noise signal and the operation clock are different from each other in the audio signal, the second pseudo noise signal having the same period is simultaneously added in the same phase by the noise signal adding means. Since the pseudo noise signal is spread over a wide band, it does not affect the video signal and the audio signal , and is not affected by noise or the like. Therefore, it is not necessary to protect this pseudo noise signal. Further, since the phase information is dispersed, even if a part of the phase information is affected by noise or the like, the detection capability is not affected. Further, if a correlation value between the pseudo noise signal and a code having the same cycle and the same pattern is calculated, the correlation value becomes high at the time when the pseudo noise signal and the code match, and a correlation pulse is generated. Accordingly, the phase difference between the two signals is detected by the phase difference detection means from the time when the correlation pulse between the video signal and the audio signal is detected. Then, the phase difference is adjusted by the phase difference adjusting means so that the phase difference between both signals coincides. Further, the signal amount of the video signal is larger than the signal amount of the audio signal, but the phase difference can be easily detected, and the phase difference is adjusted with high accuracy. As described above, if the pseudo noise signal is used, the phase detection signals are not concentrated at the specific position, and the phases of both signals can be detected.
[0008]
In the apparatus according to the second aspect of the invention, the predetermined signal processing is processing for encoding and compressing and decoding and decompressing at least one of the signals .
[0009]
According to such a configuration, the phase difference between the two signals can be accurately adjusted even if the code amounts generated by the encoding compression and decoding expansion processes are different .
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
In FIG. 1 showing the present embodiment, a digital video signal and a digital audio signal are input to a phase difference adjusting device using a pseudo noise signal.
The digital video signal is, for example, a signal corresponding to a first signal obtained by A / D-converting a high-definition signal at 74.25 MHz, and is parallel data. The data rate is 18.5625 MHz due to the four-phase processing.
[0011]
The digital audio signal is, for example, a signal corresponding to a second signal that has been A / D converted at 48 kHz, and is serial data. Since the data rate is serial data, it is 3.072 MHz (= 48 * 64). This standard is based on “Japan Electronic Machinery Manufacturers Association; Digital Audio Interface, CP-340, Audio Technical Committee, established in September 1987”.
[0012]
The pseudo noise generator 1 is a first pseudo noise generating means for generating a pseudo noise signal for video, and the pseudo noise generator 2 is a second pseudo noise generating means for generating a pseudo noise signal for audio. is there.
The pseudo-noise signal is an acronym for Pseudo Random Noise, also called a PN sequence. An M-sequence code (maximum periodic sequence code) generator composed of multiple shift registers and linear arithmetic circuits It is possible to easily generate a pseudo noise signal.
[0013]
FIG. 2 shows a configuration example of a simple M-sequence code generator having four shift registers. The pseudo noise will be described based on the M-sequence code generator of FIG.
In this M-sequence code generator, four shift registers 31 to 34 formed of D-type flip-flop circuits are serially connected. A clock signal is input to the CLK terminals of the shift registers 31 to 34, and the shift registers 31 to 34 shift data each time the clock signal is input.
[0014]
The EX-OR 35 is a logical operation element that calculates an exclusive OR of outputs from the shift register 33 and the shift register 34, and outputs an operation result to the shift register 31.
With such a configuration, the data circulates as shown in Table 1, and is shifted once to make a round. Therefore, the period of this M-sequence code generator is 15.
[0015]
[Table 1]

[0016]
In general, the period of the M-sequence code generator is represented by (2 ⁿ −1) where n is the number of shift registers.
In this M-sequence code generator, the value of the shift register 34 becomes output data, and an M-sequence code (000100110101111) as shown in FIG. 3 is generated.
[0017]
Since the PN sequence is generated by a plurality of shift registers, it is not a completely random sequence signal, but it passes a statistical test to confirm randomness, and is called “pseudorandom”.
The PN sequence has the following random properties.
(1) The number of times “1” appears and the number of times “0” appear within each period of the balanced PN sequence differ only by one. In the example of the M-sequence code generator of FIG. 2, the numbers of occurrences of “0” and “1” are 7 times and 8 times, respectively, and the difference is “1”.
(2) Continuity Of the “1 series” and “0 series” included in one cycle, half of each series is “1”, 1/4 is “2”, 1/8 is “3”. . . That is, a series of k exists at a rate of 1/2 ^k . In the example of the M-sequence code generator in FIG. 2, the series number is as follows.
[0018]

One with a series of 1 is half of the classification number 8, four times, one with a series of 2 is 1/4, twice, and one with a series of 3 is 1/8. A string having a series number of 4 is 1/16 of the classification number of 8, which is a fraction less than 1 and has no meaning.
(3) When a correlated PN sequence is circulated and comparison is made for each term in every state, the number of terms that do not match the number of matching terms is only one.
[0019]
In general, the correlation between the signal c (t) in continuous time and the signal c (t + τ) obtained by shifting the signal c (t) by time τ is the continuous time self as shown in the following equation (1). It is defined as the correlation function R _cc (τ).
[0020]
[Expression 1]

[0021]
(1)
In the example of the M-sequence code generator of FIG. 2, when the autocorrelation value is calculated by the equation (1), it becomes 1 when the phases coincide with each other and becomes −1 / T _c in the other phases. Accordingly, the autocorrelation function R _cc (τ) has a waveform as shown in FIG.
[0022]
Due to such autocorrelation characteristics of the PN sequence, signals spread over a wide band can be collected and restored to the original information.
FIG. 5 shows a circuit example of a correlator that detects a correlation value of a 4-bit PN sequence corresponding to the M-sequence code generator as shown in FIG.
That is, this correlator corresponds to the M-sequence code generator having the configuration shown in FIG. 2, and includes four shift registers 41 to 44 composed of D-type flip-flop circuits, EX-OR 45 to 48, and adders 49 to 51. , Is composed of. This correlator has a code having the same pattern as that of the M-sequence code generator configured as shown in FIG. 2, and can restore the original information.
[0023]
Next, the number of shift registers required in the

pseudo noise generators

1 and 2 in this embodiment will be considered.
First, considering the common frequency, the data rates of the digital video signal and digital audio signal are 18.5625 MHz and 3.072 MHz, respectively.
Video signal: 18562500 / (5 ³ x 3 x 11) = 18562500/12375 = 1500Hz
Audio signal: 3072000/2 ¹¹ = 3072000/2048 = 1500Hz
Thus, the common frequency is 1500 Hz. That is, if the ratio of the count number of the video signal and the audio signal is 12375: 2048, the common frequency is 1500 Hz, and the phase matching between the video signal and the audio signal can be performed. Also,
Video signal: 12375 = 2047 x 6 + 93
Audio signal: 2048 = 2047 x 1 + 1
Thus, the count number 2047 is common. Also,
2047 = 2 ¹¹ -1
Therefore, 2047 bits may be used as one period of the PN sequence. That is, in the present embodiment, the

pseudo noise generators

1 and 2 need to include at least 11 shift registers. In the present embodiment, it is assumed that the

pseudo noise generators

1 and 2 are configured by M-sequence code generators having the same configuration.
[0024]
In the present embodiment, the pseudo noise generator 1 is operated once every 384 (= 64 × 6) clocks, and the pseudo noise generator 2 is operated once every 64 clocks. Although there is a method of inserting a unique code as a marker, inserting a unique code may cause unintelligible noise, and the audio signal is not compressed and does not intervene with a synchronization signal. To distribute and insert PN sequences.
[0025]
As a result, the period of the PN sequence is as follows.
Video signal: (2047 x 6 + 93) x 64/18562500 = 43 (ms)
Audio signal: (2047 x 1 + 1) x 64/3072000 = 43 (ms)
The 64 clocks is the number of clocks based on the audio signal standard.
[0026]
However, in this case, the shortest cycle is assumed, and the phase can be adjusted within a range of ± 21 (ms). When expanding the phase adjustment range, for example, when adjusting the phase within the range of ± 21 x 10 (ms), the video pseudo-noise generator 1 is operated once every 3840 (= 64 x 6 x 10) clocks. Then, the pseudo noise generator 2 for audio may be operated once with a 640 (= 64 × 10) clock.
[0027]
The

counters

3 and 4 respectively count 12375 and 2048 at 43 msec, and supply the count values to the

pseudo noise generators

1 and 2.
The

registers

5 and 6 hold PN sequences for video signals and audio signals, respectively, and output them to the

adders

7 and 8 at a predetermined timing, and are constituted by, for example, D-type flip-flop circuits.
[0028]
The adder 7 is first pseudo noise adding means for adding the video PN sequence generated by the pseudo noise generator 1 to predetermined bits of the input digital video signal.
In the video signal, as shown in FIG. 6, 2047 bits of the PN code are distributed and added to each pixel data of the video signal. That is, each bit of the PN code is added every 6 pixels of the video signal. Each pixel of the video signal is represented by parallel data, but 1 bit of the PN code is added to 1 bit which is visually unnoticeable in the parallel data of the video signal. This bit position changes according to the performance of the video signal encoding device 9 and the video signal decoding device 13. That is, when encoding compression is performed so that the video signal can be completely restored, one bit of the PN sequence is inserted into the LSB (Least Significant Bit) of the video signal, the compression rate is large, and the video signal is completely restored. When encoding compression that cannot be performed is performed, one bit of the PN sequence is inserted into the upper bits.
[0029]
The adder 8 is second pseudo noise adding means for adding the audio PN sequence generated by the pseudo noise generator 2 to one bit of the input digital audio signal. In the audio signal, as shown in FIG. 6, one bit of the PN sequence is added for each signal. The audio signal is represented by 16-bit serial data, and 1 bit of the PN sequence is added to a predetermined 1 bit of this data.
[0030]
The video signal encoding device 9 is a device that encodes and compresses a digital video signal to which a PN sequence is added, and the audio signal processing device 10 is a device that processes a digital audio signal.
The transmission device 11 is a device that synthesizes and transmits the output signal of the video signal encoding device 9 and the output signal of the audio signal processing device 10.
[0031]
The video signal decoding device 13 is a device that decompresses and decodes the transmitted video signal.
The correlator 14 has a code having the same period and the same pattern as the PN sequence of the video signal, and calculates the correlation value of the output signal of the video signal decoding device 13 based on the equation (1). 21 is a second correlation value that has the same period and code as the PN sequence of the audio signal and calculates the correlation value of the audio signal output from the variable audio delay circuit 20 based on the equation (1). It is.
[0032]
The correlation peak detector 15 sets a predetermined slice value for the correlation pulse of the video signal output from the correlator 14, and detects the phase of the video signal by slicing the correlation pulse and detecting the peak value. The correlation peak value detector 22 sets a predetermined slice value for the correlation pulse of the audio signal output from the correlator 21, and slices the correlation pulse to detect the peak value. The phase of the audio signal is detected.
[0033]
The correlator 14 and the correlation peak detector 15 correspond to the first correlation pulse detection means, and the correlator 21 and the correlation peak detector 22 correspond to the second correlation pulse detection means.
The complement counter 16 detects the phase difference of the audio signal with respect to the video signal. Since this complement counter 16 uses two's complement to represent the delay and advance of the phase of the audio signal, the correlation of the video signal is detected. A counter 17 that counts the time period of the peak value, a complement generator 18 that inputs the count value of the counter 17 to create a two's complement, and the value of the counter 17 based on the value of the most significant bit of the counter 17 Alternatively, the selector 19 that selects the two's complement generated is configured.
[0034]
The register 23 holds the count value of the complement counter 16, and outputs the held count value to the adder 24 when the correlation peak of the audio signal is input from the correlation peak detector 22. This count value is a count value corresponding to the phase difference between the video signal and the audio signal. The register 23 is provided with a reset signal input terminal for manually adjusting the delay amount. When a reset signal is input to this terminal, a count value of 0 is output.
[0035]
The complement counter 16 and the register 23 correspond to phase difference detection means.
The adder 24 adds the count value of the complement counter 16 output from the register 23 to the offset adjustment amount and outputs it to the variable audio delay circuit 20.
The variable audio delay circuit 20 adjusts the phase of the audio signal output from the transmission device 11 to match the phase of the video signal based on the value output from the adder 24.
[0036]
The adder 24 and the variable audio delay circuit 20 correspond to phase difference adjusting means.
Next, the operation will be described.
As shown in FIG. 6, in the

pseudo noise generators

1 and 2 for video signals, data is repeatedly shifted by 11 shift registers, respectively, and a 2047 bit PN sequence is generated in one cycle. Since the pseudo noise generator 1 operates once at 384 clocks, one bit of the PN sequence is added to the video signal at 384 clocks. Further, since the pseudo noise generator 2 operates once at 64 clocks, 1 bit of the PN sequence is added to the audio signal at 64 clocks. The PN sequence for the video signal is held in the register 5 and then added to a predetermined 1 bit of every 6th pixel data of the video signal by the adder 7. The PN sequence for the audio signal is stored in the register 6. After being held, the adder 8 adds it to a predetermined 1 bit of each data of the audio signal.
[0037]
Note that data “0” is inserted into the remaining 93 clock data of the video signal and 1 clock data of the audio signal, respectively. .
Thus, even if the operation clocks are different between the video signal and the audio signal, their periods are the same, and the pseudo noise is simultaneously added in the same phase.
[0038]
The video signal is input to the video signal encoding device 9, encoded, compressed, and output to the transmission device 11.
The audio signal is also processed by the audio signal processing device 10 and then output to the transmission device 11.
The video signal and the audio signal are transmitted by the transmission device 11.
[0039]
After the data is transmitted by the transmission device 11, the video signal is input to the video signal decoding device 13, where it is decoded and expanded.
After the video signal is decoded and decompressed, the phase difference between the video signal and the audio signal changes depending on the code amount at the time of compression. Therefore, the video signal and the audio signal are phase-matched based on the added PN sequence. Is called.
[0040]
First, a reset signal is input to the register 23 first. When the reset signal is input to the register 23, the count value 0 is output from the register 23 to the adder 24. Therefore, the offset amount is adjusted by the adder 24, and the approximate delay amount is manually adjusted.
The decoded video signal is input to the correlator 14 and passes through the correlator 14. Since the PN sequence of the video signal is distributed and added to 2047 locations, when all 2047-bit PN sequences are input, a correlation pulse is generated due to the autocorrelation of the PN sequence.
[0041]
The correlation peak value detector 15 slices this correlation pulse with a predetermined slice value set in advance, and if it is greater than or equal to the slice value, sets the phase of the PN sequence generated by the pseudo

noise generation circuits

1 and 2 and the correlator 14 It is determined that the phase of the obtained coefficient matches. If this slice value is set to 1/2 of the maximum value, a correlation pulse can be detected if only half of the 2047-bit PN sequence is restored.
[0042]
In the complement counter 16 , a two's complement is generated by the complement generator 18 , and the value of the counter 17 or the two's complement generated by the complement generator 18 is selected by the selector 19 based on the value of the most significant bit of the counter 17. Is done. As a result, the counter 17 starts counting from 0, and when the most significant bit overflows, the count value becomes 0 again. However, the count value output from the complement counter 16 is as shown in FIG. The correlation pulse is set to 0 and expressed as a positive / negative value. This count value is held by the register 23.
[0043]
On the other hand, the audio signal is also input to the correlator 21 through the variable audio delay circuit 20, and similarly, the correlation value is calculated by the correlator 21 and the correlation peak detector 22 detects the correlation pulse.
When the correlation pulse of the audio signal is input to the register 23, the count value held by the register 23 is output to the adder 24.
[0044]
As indicated by the solid line in FIG. 7, when the phase of the audio signal matches the phase of the video signal, the count value held in the register 23 is 0, and the count value 0 is variable via the adder 24. Input to the delay circuit 20. At this time, the delay amount of the audio signal is zero.
Next, as shown by a broken line in FIG. 7, when the phase of the audio signal advances by, for example, a from the phase of the video signal, the count value (−b) corresponding to the phase difference a is held in the register 23. The correlation pulse of the audio signal is input from the correlation peak detector 22 to the register 23, and the held count value (−b) is output to the adder 24. The adder 24 adds the count value (−b), and the variable audio delay circuit 20 sets the delay amount a based on the count value (−b) and adds it to the phase of the current audio signal. The audio signal is delayed by a delay amount a and is output from the variable audio delay circuit 20, and the phase of the video signal and the phase of the audio signal match.
[0045]
According to such a configuration, the PN sequence is added to the video signal and the audio signal to perform phase matching. Therefore, the video signal and the audio signal can be accurately and automatically processed even after the encoding compression / decoding expansion processing. In addition, the video signal and the audio signal can be phase-matched. Further, since the PN sequence is spread over a wide band and has randomness, even if the PN sequence is added, the video signal and the audio signal are not affected.
[0046]
In the conventional apparatus, so as not to be affected by noise, it is necessary to protect the Reference Les Nsu signal of the high frequency is not affected by the noise by using a PN sequence, protecting the PN sequence The configuration is unnecessary and the circuit configuration can be simplified. Further, since the PN sequence is dispersed and added to the video signal and the audio signal, even if some phase information is broken due to noise in the transmission path, it is not affected and the detection capability is high.
[0047]
In this embodiment, the phase alignment between the video signal and the audio signal has been described. However, the present invention is not limited to this, and any signal can be applied as long as the two signals are phase aligned. The processing is not limited to compression processing and transmission processing.
In this embodiment, since a PN sequence is inserted into a visually unrecognizable bit of a video signal for a video signal, there is no problem, but a demodulator that removes the PN sequence may be provided. .
[0048]
【The invention's effect】
As described above, according to the apparatus of the first aspect of the present invention, the phase difference between the video signal and the audio signal can be adjusted with high accuracy by using the pseudo noise signal. Further, since the pseudo noise signal is spread over a wide band and has randomness, it is not necessary to protect the pseudo noise signal and is not easily affected by noise or the like. In addition, since the phase information is dispersed, it is less susceptible to noise, and the phase difference detection capability is improved. In addition, the phase difference can be easily obtained even between the video signal and the audio signal having greatly different signal amounts, and the phase difference can be accurately adjusted.
[0049]
According to the apparatus of the second aspect of the present invention, the phase difference can be adjusted with high precision even if the code amounts generated by the encoding compression and decoding expansion processes are different .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating the configuration of a simple M-sequence code generator.
3 is a signal waveform diagram of the PN sequence of FIG. 2;
4 is a signal waveform diagram of the autocorrelation value of FIG.
5 is a configuration diagram of a correlator corresponding to the M-sequence code generator of FIG.
6 is a signal waveform diagram showing the operation of FIG.
FIG. 7 is a signal waveform diagram of the above.
[Explanation of symbols]
1 Pseudo-noise generator (for video signal)
2 Pseudo noise generator (for audio signals)
14, 21 Correlator
15, 22 Correlation peak detector
18's complement generator

Claims

映像信号及び音声信号の２つの信号の所定信号処理後の位相差を自動調整する擬似雑音信号を用いた位相差調整装置において、
所定周期の第１の擬似雑音信号を発生する第１の擬似雑音発生手段と、
該第１の擬似雑音信号と同一周期の第２の擬似雑音信号を発生する第２の擬似雑音発生手段と、
前記所定信号処理前、映像信号の所定画素毎に、所定クロックで動作する第１の擬似雑音信号を付加する第１の擬似雑音信号付加手段と、
前記所定信号処理前、第１の擬似雑音信号を映像信号に付加するのと同位相で同時に、音声信号に第２の擬似雑音信号を付加する第２の擬似雑音信号付加手段と、
前記所定信号処理後、第１の擬似雑音信号と同一周期、同一パターンの第１の符号を有し、映像信号と第１の符号との相関値を演算することにより、映像信号の相関パルスを検出する第１の相関パルス検出手段と、
前記所定信号処理後、第２の擬似雑音信号と同一周期、同一パターンの第２の符号を有し、音声信号と第２の符号との相関値を演算することにより、音声信号の相関パルスを検出する第２の相関パルス検出手段と、
検出された映像信号及び音声信号の相関パルスに基づいて映像信号と音声信号との位相差を検出する位相差検出手段と、
検出された両信号の位相が一致するように両信号の位相差を調整する位相差調整手段と、
を備えたことを特徴とする擬似雑音信号を用いた位相差調整装置。 In a phase difference adjustment device using a pseudo-noise signal that automatically adjusts a phase difference after a predetermined signal processing of two signals of a video signal and an audio signal ,
First pseudo noise generating means for generating a first pseudo noise signal of a predetermined period;
Second pseudo noise generating means for generating a second pseudo noise signal having the same period as the first pseudo noise signal;
First pseudo noise signal adding means for adding a first pseudo noise signal operating at a predetermined clock for each predetermined pixel of the video signal before the predetermined signal processing;
Before the predetermined signal processing, a second pseudo noise signal adding means for adding a second pseudo noise signal to the audio signal simultaneously with the same phase as adding the first pseudo noise signal to the video signal ;
After the predetermined signal processing, the correlation pulse of the video signal is calculated by calculating a correlation value between the video signal and the first code having the same period and the same pattern as the first pseudo noise signal. First correlation pulse detecting means for detecting;
After the predetermined signal processing, the second pseudo-noise signal has a second code having the same period and the same pattern, and a correlation value of the voice signal is calculated by calculating a correlation value between the voice signal and the second code. Second correlation pulse detection means for detecting;
Phase difference detection means for detecting a phase difference between the video signal and the audio signal on the basis of the correlation pulse of the detected video signal and the audio signal,
Phase difference adjusting means for adjusting the phase difference between the two signals so that the phases of the two detected signals match,
A phase difference adjusting device using a pseudo noise signal.

前記所定信号処理は、少なくとも一方の信号を符号化圧縮及び復号化伸張する処理であることを特徴とする請求項１に記載の擬似雑音信号を用いた位相差調整装置。2. The phase difference adjustment apparatus using a pseudo-noise signal according to claim 1 , wherein the predetermined signal processing is processing for encoding and compressing and decoding and decompressing at least one signal.