JP3684104B2 - core - Google Patents
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源などにおけるスイッチングトランスやチョークコイルなどのインダクタンス部品に用いられる磁心に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、電気機器に用いるスイッチング電源の小型化、薄型化、大出力化の要求が高まってきている。
スイッチング電源の小型化、薄型化、大出力化の要求を満たすためには、使用部品であるスイッチングトランスやチョークコイル等のインダクタンス部品の小型化と特性の向上が必要である。通常、インダクタンス部品は主にフェライト材から成る磁心に、導体を巻回した構造を有する。
【0003】
以下、従来の磁心について図7、及び図8を参照して説明する。
図7の(a)は従来の磁心を用いたチョークコイルの正面図であり、同図(b)は(a)のb−b断面図である。
図7の(a)及び(b)において、磁心半体91は、高透磁率で低コア損失のフェライトなどの材料で形成された底板部94、中足部92、外足部93から構成される。中足部92は円柱形である。外足部93は直方体である。底板部94は、長方形である。巻き線95は中足部92の周りに巻き付けられる。
上記の磁心半体91を用いてトランスやチョークコイルを形成するときには、図7の(a)に示すように2個の磁心半体91をそれぞれの両外足部93と中足部92の端面が対向するように組み合わせる。
図8の(a)及び(b)はそれぞれ実開平5−87918号公報に記載された他の従来例の磁心半体を示す平面図及び正面図である。
図8の(a)及び(b)において、磁心半体100は、長円形の柱状の中足部101、長方形の外足部102、底板部103から構成される。底板部103は、中足部101の取り付け部103Aの幅L3が、外足部102の取り付け部の幅L1より狭くなされている。中足部101の断面の長軸方向は外足部102の長手方向に向けられている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上記図7に示す従来例では、磁心91内部の磁束は最短の経路を通るので、中足部92及び外足部93と底板部94との接続部の内側部の領域92A、93Aに磁束が集中することが知られている。巻線95に高周波の交流電流が流れる場合、磁心材料に固有の磁気ヒステリシス特性によるヒステリシス損失が発生し、磁心91自体が発熱する。図7の例では中足部92の断面が円形であるため中足部92の根本92Aでは外足部93の根元93A付近よりもさらに磁束の集中度合いが大きくなる。ヒステリシス損失は一般には磁束密度の二乗又はそれ以上に比例して増大する。磁心の特定領域への磁束の集中があるとヒステリシス損失が増加し発熱量も増加することになる。
【0005】
一方、図8に示す従来例の磁心では、中足部101の断面形状が長円形であり、その長軸方向が底板部103の幅方向であるので、中足部101と底板部103との接続部の内側根元部分の断面積が増加し、磁束集中が緩和される。しかしながら、このような中足部の単なる長円化は、磁心の損失低減にはなるものの、同じ断面積の円形の場合に比べて巻線の長さが長くなり、巻線抵抗が増加し、電流が流れることによる巻線の抵抗による損失の増加が問題であった。
【0006】
本発明は上記問題点に鑑み、導体損失も考慮してインダクタンス部品として総合的に低損失で発熱の少ない磁心を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明の磁心は、実質的に直方体の底板部と、前記底板部の一方の面の長辺側の両端部にそれぞれ前記底板部と一体に形成した一対の外足部と、前記底板部の実質的に中央部に、長軸方向が前記底板部の長辺の方向と一致して前記一対の外足部の間に配置され前記底板部と一体に形成した実質的に長方形の断面の柱である中足部を具備し、前記中足部の側面と前記外足部の内側面の対向する距離が一定であり、前記底板部の長辺の長さは前記底板部の短辺の長さの1.0倍以上1.5倍以下であり、前記中足部の長軸の長さの1.2倍以上2倍以下であることを特徴とする。
このように構成することにより磁心内部の磁束の分布がより均一になるので、ヒステリシス損失も減少するとともに巻線の導体損失も含めてインダクタンス部品として総合的に低損失で発熱の少ない磁心を提供することが可能となる。
【0008】
別の観点による本発明の磁心は、実質的に楕円形の板状の底板部と、前記底板部の一方の面の短軸側の両端部にそれぞれ前記底板部と一体に形成した一対の外足部と、前記底板部の実質的に中央部に、長軸方向が前記底板部の長軸方向と一致して前記一対の外足部の間に配置され前記底板部と一体に形成した実質的に楕円形の断面の柱である中足部を具備し、前記中足部の側面と前記外足部の内側面の対向する距離が一定であり、前記底板部の長軸の長さは前記底板部の短軸の長さの1.0倍以上1.5倍以下であり、かつ前記中足部の長軸の1.2倍以上2倍以下であることを特徴とする。
このように構成することにより磁心内部の磁束の分布がより均一になるのでヒステリシス損失も減少するとともに巻線の導体損失も含めたインダクタンス部品として総合的に低損失で発熱の少ない磁心を提供することが可能となる。
【0009】
別の観点による本発明の磁心は、前記底板部の長軸方向の両端部を短軸と平行であり、かつ前記外足部の端面に一致する直線状に形成したことを特徴とする。このように構成することにより磁心内部の磁束の分布がより均一になるのでヒステリシス損失も減少するとともに巻線の導体損失も含めたインダクタンス部品として総合的に低損失で発熱の少ない磁心を提供することが可能となる。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の磁心を示す好適な実施例を添付の図面を参照しつつ説明する。
【0011】
《実施例1》
図1の(a)及び(b)はそれぞれ本発明の実施例1における磁心の構成を示す平面図及び正面図である。
図1の(a)及び(b)において、磁心半体1は、高磁化率で低コア損失のフェライトなどの材料で形成された中足部11、外足部12、底板部13から構成されている。底板部13は短辺の長さW1、長辺の長さL1の長方形を上面及び底面とする直方体である。中足部11は、長円形であり、その長軸の長さをL2とする。中足部11はその長軸方向が前記底板部13の長辺方向と一致するように底板部13と一体に形成した長円形の断面の柱の構造を有している。外足部12は底板部13の一方の面の長辺側の両端部にそれぞれ底板部13と一体に形成されている。また外足部12の内側面12Aは、中足部11の側面との距離W3が一定であるように形成されている。
【0012】
上記の磁心半体1を用いてチョークコイルやトランスを構成する場合、同形状の2個の磁心半体1をそれぞれの中足部11と両外足部12の端面が対向するように組み合わせ、中足部11に電線を巻き付けてコイル10(図2)を形成する。2つの磁心半体1を組み合わせたときに正面及び背面に開口部ができるので、ここから中足部11に巻き付けたコイル10の端末を外部へ引き出す。このような構造にする利点について以下に説明する。
図2、図3を用いて本実施例の磁心を用いたトランスまたはチョークコイルの磁束の分布について説明する。
図2は、本実施例の磁心半体1を2個組み合わせた磁心の磁束の分布を示す垂直断面図であり、図3は、磁心半体1の磁束の分布を示した水平断面図である。
図3において、コイル10は図示を省略している。
【0013】
中足部11の付け根部分は、水平断面形状が長円形である。このため中足部11の付け根部分の面積が増大し、中足部11の付け根部分への磁束の集中が緩和され同領域でのヒステリシス損失が低減する。
図2に示すように、巻き線10に流れる電流によって磁心半体1の中心部および外足部12の内側付け根近くに磁束が集中している。さらに図3に示すように、磁束は中足部11においては、紙面に垂直に手前から奥へ向かっており、矢印付点線で示すように底板部13を経て外足部12に向かって通り、外足部12で手前に向かっている。これらの磁力線は磁心1の中で最短距離を通る。
【0014】
図7、8の従来例の磁心と、本実施例の磁心において、磁束の経路上の任意の場所での磁心の断面積が、少なくとも中足部11の断面積と同等以上であるとき、中足部11の断面積、高さ、距離W3、ギャップ距離g、巻き線の巻き数及び電流の大きさを同一とした場合、磁心内の総磁束は従来例のものも本実施例のものとほぼ同じになる。
しかしながら本実施例の磁心1における中足部11および外足部12の周長の方が長いため、中足部11、外足部12の付け根で磁束がより分散される。
【0015】
図1の(a)に示すように、中足部11の外側面と外足部12の内側面の距離W3が実質上一定になるように形成することで、中足部11から底板部13を通り外足部12に至る磁力線の最短経路上での磁気抵抗がほぼ一定となる。このため特定の経路に磁束が集中することを防ぐことができる。したがって中足部11から底板部13を通り外足部12に至る磁束の分布がより均一になり底板部13でのヒステリシス損失が低減される。
【0016】
外足部12において、中足部11の長軸の長さL2よりも底板部13の長辺の長さL1が長く、特に長さL1がL2の1.2倍以上2倍以下であれば、磁束は底板部13と外足部12では中足部11の付け根部分よりもさらに分散される。そのため外足部12内部の磁束の分布がより均一になり、外足部12でのヒステリシス損失が低減される。なお、長さL1がL2の2倍以上になると外足部のうち中足部から離れすぎる部分が増えてくるので、この部分には磁力線が通らずヒステリシス損失低減には寄与しなくなる。
一般に、底板部13の長辺の長さが短辺の長さの1.0倍または中足部の長辺の1.2倍よりも小さい場合、巻線の導体損失の減少よりも磁心のヒステリシス損失の増加が上回ってインダクタンス部品全体としての損失が増加してしまう。一方、底板部13の長辺の長さが短辺の長さの2.0倍または中足部の長軸の2.0倍よりも大きい場合、磁心のヒステリシス損失の減少よりも巻線の導体損失の増加が上回ってインダクタンス部品全体としての損失が増加してしまう。
図4(a)、図4(b)はそれぞれ磁心半体1の寸法比L1/W1、L1/L2と、磁心半体1を用いたトランスの各種損失(磁心のヒステリシス損失、巻線の導通損失及びそれらの和となる全損失)の関係を表すグラフを示す。それぞれ、寸法比L1/L2およびL1/W1を1.5倍に固定している。図4(a)、図4(b)から明らかなとおりL1がW1の1倍以上1.5倍以下、L1がL2の1.2倍以上2倍以下ならば、トランスの全損失が低減される。
【0017】
このときの条件は図4(a)、図4(b)ではW1=24mm、L2=18mmで固定し、磁心材料を日立金属(株)製ML−24D材を用い、1次巻線を厚さ0.5mmの打ち抜き銅板の2ターン、2次巻線を厚さ0.5mmの打ち抜き銅板の1ターンとした。また1次巻線の自己インダクタンスを17μH(中足部にギャップを入れて調整)、印加電流として1次巻線が23Ap-o、2次巻線が−40Ap-o(1次巻線とは逆相)の130kHz正弦波交流とした。
【0018】
なお、以上の説明では中足部11の水平断面形状を長円形としたが、長方形や長方形の四隅を適当な半径で丸めた扁平形状であればよく、その長軸方向が底板部長辺方向と一致していれば同様の効果が得られる。
また、上記の構成であれば、例えば底板部の四隅及びそれに付随する外足部の丸め加工などの変形があっても同等の効果が得られる。
【0019】
《実施例2》
図5の(a)及び(b)はそれぞれ本発明の実施例2における磁心の構成を示す平面図及び正面図である。
図5において、磁心半体20は高磁化率で低コア損失のフェライトなどの材料で形成された中足部21、外足部22,底板部23からなる。底板部23は短軸の長さW10、長軸の長さL10の楕円の板状体である。
中足部21は、底板部23の中央部に設けられた、長軸方向が底板部23の長軸方向と一致する楕円形の断面の柱である。中足部23は、水平断面の長軸長さがL20、短軸長さがW20とする。外足部22は底板部23の上面の短軸側の両端部にそれぞれ底板部23と一体に形成されている。外足部22は、その内側面22Aと中足部21の外側面21Aとの距離W3が一定であるように設けられている。
上記磁心半体20を用いてチョークコイルやトランスを構成する場合、2個の磁心半体20をそれぞれの中足部21及び両外足部22の端面が対向するように組み合わせ中足部21に電線を巻き付ける。
【0020】
こうした構造にすることにより以下の効果を生じる。
中足部21の水平断面形状を楕円形にして、中足部21の水平断面面積に対しての付け根部分の領域を増大させることにより中足部21の付け根部分への磁束の集中が緩和される。
また距離W3を一定にすることにより特定の経路への磁束の集中が防止される。
さらに中足部21の長軸方向の長さL20よりも底板部23の長辺方向の長さL10が長く、特に長さL10がL20の1.2倍以上2倍以下および長さL10をW10の1.0倍〜1.5倍とすることにより、磁束の分布が均一化され、磁心のヒステリシス損失と巻線の導通損失の和が最少となる。
【0021】
さらに、外足部22の厚さが実施例1よりもより均一になっているので、外足部22を通る磁束が外足部全体により均一に分布するようになる。これにより磁心形成に要する磁心材料が削減される。また磁心の他の部分に余剰材料を振り向けることで、磁心全体で見た磁束の集中が防止でき、磁心の損失低減が可能となる。
また磁心半体20の形状を楕円形にすることで、同一仕様の実施例1のものに比べて磁心の設置面積の低減が可能となる。さらに底板部23の外足部22のない両端部分が張り出した格好となっているため、中足部21に巻かれた巻線及びその引き出し部分からの漏れ磁束の放射を抑制する効果をも有する。
【0022】
《実施例3》
図6はそれぞれ本発明の実施例3における磁心の構成を示す(a)平面図及び(b)正面図である。
図6において、磁心半体30は、高磁化率で低コア損失のフェライトなどの材料で形成された中足部31、外足部32、底板部33からなる。中足部31は水平断面の長軸長さがL25短軸長さがW25の楕円形とする。底板33は底板部の長軸方向の両端部を短軸と平行であり、かつ外足部32の端面に一致する直線状に形成している。つまり底板部33は、楕円の板状体の長軸方向の両端部を短軸に平行にかつ外足部の端面に一致する直線状に形成した構造である。
外足部32は底板部33上面の短軸側の両端部にそれぞれ底板部と一体に形成され、外足部32の内側面と、中足部31の外側面との距離W3が一定となるようになされている。
上記のこの構造を除いたその他の構成は実施例2と同様である。
このような形状にすることにより、以下の効果を生じる。
中足部31の水平断面形状を楕円形とし、中足部31の水平断面積に対しての付け根部分の領域を増大させることにより、中足部31の付け根部分への磁束の集中が緩和される。
距離W3を一定にすることにより特定経路への磁束の集中が防止される。
中足部31の長軸方向の長さL25よりも底板部33の長辺方向の長さL1が長く、特に長さL1をL25の1.2倍以上2倍以下および長さL1をW1の1.0倍〜1.5倍にすることにより磁束の分布が均一化するとともに損失が最少になる。本実施例では、実施例2に比較して磁心材料が節約できる効果を持つだけでなく、実施例2よりも磁心の設置面積の削減が可能となる。
【0023】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、磁心の中足部の水平断面形状の扁平化、中足部側面とそれに対面する外足部側面との間の距離の一定化、外足部を中足部よりも長くすること、底板部底面形状での縦横比の制限、等を行うことにより、磁心のヒステリシス損失及び巻線の導通損失を総合的に低減し、発熱が少なくなるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例1による磁心を示す(a)は平面図及び(b)は正面図
【図2】本発明の実施例1による磁心の磁束分布を示すコアの断面図
【図3】図2のIII−III断面図
【図4】(a)及び(b)は本発明の実施例1に係る磁心によるL1/W1およびL1/L2と損失との関係を示すグラフ
【図5】本発明の実施例2による磁心を示す(a)は平面図及び(b)は正面図
【図6】本発明の実施例3による磁心を示す(a)は平面図及び(b)は正面図
【図7】従来例の磁心を示す(a)は平面図及び(b)は正面図
【図8】従来例の磁心を示す(a)は平面図及び(b)は正面図
【符号の説明】
1、20、30、91、100 磁心半体
10 コイル
11、21、31 中足部
12、22、32 外足部
13、23、33 底板部[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to a magnetic core used for an inductance component such as a switching transformer or a choke coil in a switching power supply.
[0002]
[Prior art]
In recent years, there has been an increasing demand for smaller, thinner, and higher output switching power supplies used in electrical equipment.
In order to satisfy the demands for switching power supplies that are smaller, thinner, and larger in output, it is necessary to reduce the size of inductance components such as switching transformers and choke coils that are used and to improve their characteristics. Usually, the inductance component has a structure in which a conductor is wound around a magnetic core mainly made of a ferrite material.
[0003]
Hereinafter, a conventional magnetic core will be described with reference to FIGS.
FIG. 7A is a front view of a conventional choke coil using a magnetic core, and FIG. 7B is a cross-sectional view taken along line bb in FIG.
7A and 7B, the
When a transformer or choke coil is formed using the
FIGS. 8A and 8B are a plan view and a front view showing a magnetic core half of another conventional example described in Japanese Utility Model Laid-Open No. 5-87918, respectively.
8A and 8B, the magnetic
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional example shown in FIG. 7, since the magnetic flux inside the
[0005]
On the other hand, in the conventional magnetic core shown in FIG. 8, the cross-sectional shape of the
[0006]
In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a magnetic core with a low overall loss and less heat generation as an inductance component in consideration of conductor loss.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, the magnetic core of the present invention has a substantially rectangular parallelepiped bottom plate portion and a pair of outer legs formed integrally with the bottom plate portion at both ends on the long side of one surface of the bottom plate portion. And a substantially central portion of the bottom plate portion, the major axis direction is aligned with the direction of the long side of the bottom plate portion, and is disposed between the pair of outer legs and formed integrally with the bottom plate portion. A middle leg portion having a rectangular cross section, the distance between the side surface of the middle foot portion and the inner side surface of the outer foot portion is constant, and the length of the long side of the bottom plate portion is It is 1.0 to 1.5 times the length of the short side of the bottom plate part, and is 1.2 to 2 times the length of the long axis of the midfoot part.
With this configuration, the distribution of magnetic flux inside the magnetic core becomes more uniform, thereby reducing hysteresis loss and providing a magnetic core with low loss and low heat generation as an inductance component including conductor loss of the winding. It becomes possible.
[0008]
The magnetic core according to another aspect of the present invention includes a pair of outer plates formed integrally with the bottom plate portion at both ends of the substantially elliptical plate-like bottom plate portion and the short axis side of one surface of the bottom plate portion. Substantially formed in the foot plate and the substantially central portion of the bottom plate portion so that the long axis direction coincides with the long axis direction of the bottom plate portion and is disposed between the pair of outer foot portions and integrally with the bottom plate portion. A middle foot part that is a column having an elliptical cross section, the distance between the side surface of the middle foot part and the inner side surface of the outer foot part is constant, and the length of the major axis of the bottom plate part is It is 1.0 times or more and 1.5 times or less of the length of the short axis of the bottom plate part, and 1.2 times or more and 2 times or less of the long axis of the midfoot part.
With this configuration, the distribution of magnetic flux inside the magnetic core becomes more uniform, so hysteresis loss is reduced and a magnetic core with low loss and low heat generation is provided as an inductance component including the conductor loss of the winding. Is possible.
[0009]
The magnetic core of the present invention according to another aspect is characterized in that both end portions in the major axis direction of the bottom plate portion are formed in a straight line that is parallel to the minor axis and coincides with the end surface of the outer foot portion. With this configuration, the distribution of magnetic flux inside the magnetic core becomes more uniform, so hysteresis loss is reduced and a magnetic core with low loss and low heat generation is provided as an inductance component including the conductor loss of the winding. Is possible.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments showing a magnetic core of the invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[0011]
Example 1
FIGS. 1A and 1B are a plan view and a front view, respectively, showing the configuration of the magnetic core in the first embodiment of the present invention.
1A and 1B, the
[0012]
When a choke coil or a transformer is configured using the magnetic
The distribution of the magnetic flux of the transformer or choke coil using the magnetic core of this embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 2 is a vertical cross-sectional view showing the magnetic flux distribution of a magnetic core obtained by combining two magnetic core halves 1 of this embodiment, and FIG. 3 is a horizontal cross-sectional view showing the magnetic flux distribution of the magnetic
In FIG. 3, the
[0013]
The base portion of the
As shown in FIG. 2, the magnetic flux is concentrated near the center of the magnetic
[0014]
7 and 8 and the magnetic core of the present embodiment, when the cross-sectional area of the magnetic core at an arbitrary place on the path of the magnetic flux is at least equal to or larger than the cross-sectional area of the
However, since the circumferences of the
[0015]
As shown in FIG. 1A, by forming the distance W3 between the outer side surface of the
[0016]
In the
In general, when the length of the long side of the
4 (a) and 4 (b) show the dimension ratios L1 / W1 and L1 / L2 of the magnetic
[0017]
The conditions at this time are fixed at W1 = 24 mm and L2 = 18 mm in FIGS. 4A and 4B, and the magnetic core material is ML-24D made by Hitachi Metals, and the primary winding is thick. Two turns of a punched copper plate having a thickness of 0.5 mm and the secondary winding were made one turn of a punched copper plate having a thickness of 0.5 mm. Also, the self-inductance of the primary winding is 17μH (adjusted with a gap in the middle leg), and the applied current is 23 Ap-o for the primary winding and -40 Ap-o for the secondary winding (what is the primary winding? A reverse phase (130 kHz sine wave alternating current) was used.
[0018]
In the above description, the horizontal cross-sectional shape of the
Moreover, if it is said structure, even if there exists deformation | transformation, such as rounding of the four corners of a baseplate part and the outer leg part accompanying it, an equivalent effect will be acquired.
[0019]
Example 2
FIGS. 5A and 5B are a plan view and a front view, respectively, showing the configuration of the magnetic core in the second embodiment of the present invention.
In FIG. 5, the magnetic
The
When a choke coil or a transformer is configured using the magnetic core
[0020]
Such a structure produces the following effects.
By making the horizontal cross-sectional shape of the
Further, by making the distance W3 constant, the concentration of magnetic flux on a specific path is prevented.
Furthermore, the length L10 of the long side direction of the
[0021]
Furthermore, since the thickness of the
Further, by making the shape of the magnetic
[0022]
Example 3
6A is a plan view and FIG. 6B is a front view showing the configuration of the magnetic core in the third embodiment of the present invention.
In FIG. 6, the magnetic
The
The rest of the configuration excluding this structure is the same as that of the second embodiment.
By adopting such a shape, the following effects are produced.
By making the horizontal cross-sectional shape of the
By making the distance W3 constant, the concentration of the magnetic flux on the specific path is prevented.
The length L1 of the long side direction of the
[0023]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the horizontal cross-sectional shape of the midfoot portion of the magnetic core is flattened, the distance between the side surface of the midfoot portion and the side surface of the outer foot portion facing it is constant, By making the length longer than the portion, limiting the aspect ratio in the bottom plate bottom shape, etc., it is possible to comprehensively reduce the hysteresis loss of the magnetic core and the conduction loss of the winding, and the effect that heat generation is reduced is obtained. .
[Brief description of the drawings]
1A is a plan view of a magnetic core according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2B is a front view thereof. FIG. 2 is a cross-sectional view of a core showing magnetic flux distribution of the magnetic core according to the first embodiment of the present invention. 3 is a cross-sectional view taken along the line III-III in FIG. 2. FIGS. 4A and 4B are graphs showing the relationship between L1 / W1 and L1 / L2 and loss due to the magnetic core according to Example 1 of the present invention. FIG. 6A is a plan view showing a magnetic core according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 6B is a front view thereof. FIG. 6A is a plan view showing a magnetic core according to a third embodiment of the present invention, and FIG. 7A is a plan view and FIG. 8B is a front view showing the magnetic core of the conventional example. FIG. 8A is a plan view showing the magnetic core of the conventional example, and FIG. Description】
1, 20, 30, 91, 100 Magnetic core
Claims (3)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13062799A JP3684104B2 (en) | 1999-05-11 | 1999-05-11 | core |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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