JP3680122B2 - 基準電圧発生回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、高信頼性を有する半導体集積回路に係り、特に実効チャネル長が1μm程度若しくはそれ以下のMOSトランジスタを有するサブミクロンCMOSプロセスを用いたアナログ半導体集積回路及び基準電圧発生回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
MOSトランジスタは、実効チャネル長が1μm程度以下になると、ドレイン付近の電界が高くなり、その電界により高速に加速されたキャリア、いわゆるホットキャリアが発生しやすくなる。ホットキャリアはMOSトランジスタのゲート酸化膜に飛び込んでMOSトランジスタの閾値や伝達コンダクタンスを変動させ、また、ドレイン付近の半導体構成原子と衝突して新たにインパクトキャリアを生成し、生成されたインパクトキャリアにより、ドレインから基板へ流れる基板電流が発生する。ホットキャリアはMOSトランジスタのドレイン・ソース間電圧が高く、ゲート・ソース間電圧が1Vから2V程度の中間的な電圧のときに特に発生しやすくなる。
【0003】
この問題はホットキャリア問題と呼ばれ、半導体集積回路の信頼性を低下させる大きな問題となっている。この問題を克服するため、従来よりサブミクロンCMOSプロセスでは、製造プロセスの改良や電源電圧の低減によりドレイン付近の電界を緩和する対策が行なわれている。
【0004】
MOSトランジスタをスイッチング素子として利用するようなデジタル半導体集積回路に用いる場合には、MOSトランジスタが完全にオンになっている場合には、ドレイン・ソース電圧が低く、ゲート・ソース間電圧も十分高くなっており、またオフになっている場合には、ドレイン・ソース間電圧は高いが、ゲート・ソース間電圧が十分低いため、ホットキャリアが発生しやすくなる状態はスイッチングの遷移過程のみである。また、ホットキャリアによりMOSトランジスタの閾値電圧や伝達コンダクタンスが若干変動しても、デジタル半導体回路の機能動作には大きな影響を与えない。
【0005】
よって、前述のホットキャリア対策により実用上必要な信頼性を確保することが可能である。電源電圧の低減は回路の伝播遅延時間を大きくし、動作速度を低下させうるが、実効チャネル長が短くなることによりMOSトランジスタの寄生容量が低減し、伝達コンダクタンスが向上するため、従来よりMOSトランジスタの伝播遅延時間が小さくなり、電源電圧を低減してもデジタル半導体回路の動作速度を維持、若しくは向上させることができる。
【0006】
しかし、MOSトランジスタのゲート・ソース間に中間的な電圧をかけ、電流を制御する素子として利用するアナログ半導体集積回路では、特にドレイン・ソース間電圧が高いときホットキャリアが発生しやすくなり、また常にこの状態が持続するため、過度的にしかホットキャリアが発生しないデジタル半導体集積回路の場合に比較して、ホットキャリアの影響が深刻である。
【0007】
また、アナログ半導体集積回路では広い電源電圧での動作を要求される場合が多く、また回路の構成上電源電圧をあまり低くすることができないため、デジタル半導体集積回路のように電源電圧を下げることが困難である。加えて、デジタル半導体集積回路ではあまり問題にならなかったMOSトランジスタの閾値電圧や伝達コンダクタンスの変動は、アナログ半導体集積回路ではそのまま回路特性の変動につながり、またホットキャリアにより発生した基板電流によりMOSトランジスタのドレイン電流とソース電流が一致せず、回路特性に大きな誤差を発生する(つまり、本来の電流・電圧特性をずらせてしまう)。
【0008】
上記のように、アナログ半導体集積回路ではホットキャリア問題の影響が大きいため、5V程度以上の電源電圧が要求される用途では長く微細化が進まず、1μm以上の実効チャネル長のトランジスタが用いられてきた。また、1μm以下の実効チャネル長のトランジスタを用いたアナログ半導体集積回路では、ドレイン・ソース間電圧があまり高くならないよう、3V程度の低い電源電圧でしか使用することができず、また前述のように回路構成上電源電圧をあまり低くすることもできないため、動作電源電圧範囲の狭いものしか作ることができなかった。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、近年、ロジック半導体集積回路の高速化、低電圧化、低消費電力化に対する要請からCMOS半導体製造プロセスの製造設備は実効チャネル長が1μm以下のものに急速に移行しており、1μm以上の実効チャネル長のアナログ半導体集積回路の製造が難しくなってきた。また、アナログ・デジタル混成半導体集積回路に対する要請から、ロジック半導体集積回路とアナログ半導体集積回路を同一基板上に混成する必要性が高まってきている。
【0010】
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、1μm以下の実効チャンネル長の製造プロセスを用いて広い動作電源電圧で使用した場合にもホットキャリア問題を発生させないようにしたアナログ半導体集積回路から成る基準電圧発生回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
まず、本発明の根底となる回路の理論から述べる。ただし、以下の説明でMOSトランジスタについて命名している第1、第2・・・等の表記は特許請求の範囲で表記しているものとは必ずしも一致していない。一般に、同一のCMOS半導体製造プロセスで作られたPチャンネルMOSトランジスタとNチャンネルMOSトランジスタを比較した場合、ホットキャリアによるデバイス特性の変動、および基板電流の大きさは、PチャンネルMOSトランジスタの方がNチャンネルMOSトランジスタより二桁程度少ない。これは、PチャンネルMOSトランジスタでは、NチャンネルMOSトランジスタに比べてインパクトキャリアが発生しにくく、またソース・ドレイン領域の不純物プロファイルが緩やかでドレイン近傍の電界が低いためである。
【0012】
本発明では、この点に着目し、上記問題を解決するため、図1に示すように、Nチャンネル型の第1MOSトランジスタ1のドレインを出力とするトランジスタ回路2に対し、上記トランジスタ回路2の出力端3にドレインが接続され、第1の端子4にソースが接続されたPチャンネル型の第2MOSトランジスタ5と、演算増幅器6とを備え、この演算増幅器6の非反転入力端子(+)を前記トランジスタ回路2の出力端3に接続し、反転入力端子(−)に第1の電圧E1を与え、演算増幅器6の出力を第2のMOSトランジスタ5のゲートに接続した構成を採っている。図中、Dはトランジスタのドレインを、Sはソースを示している。
【0013】
このような構成によると、演算増幅器6が非反転入力と反転入力(即ち第1の電圧E1)との差の電圧を増幅して出力するため、例えば第1のMOSトランジスタ1のドレインの電圧が第1の電圧E1より低ければ、演算増幅器6の出力、すなわち第2のMOSトランジスタ5のゲートの電圧が低下し、第2のMOSトランジスタ5のドレインの電流が増加して第1のMOSトランジスタ1のドレインの電圧を上昇させる。また、逆に、第1のMOSトランジスタ1のドレインの電圧が第1の電圧E1より高ければ、第2のMOSトランジスタ5のゲート電圧が上昇し、第2のMOSトランジスタ5のドレイン電流が減少して第1のMOSトランジスタ1のドレインの電圧を降下させる。
【0014】
このようにして、第1のMOSトランジスタ1のドレインの電圧は第1の電圧E1と等しい電圧に制御される。通常、第1のMOSトランジスタ1のゲートには1Vから2V程度の中間的な電圧がかけられているが、第1の電圧E1を、第1のMOSトランジスタ1のドレイン・ソース間電圧が十分低くなるように設定すれば、第1の端子の電圧が上昇しても、第1のMOSトランジスタ1がホットキヤリア問題を起こさないようにすることができる。
【0015】
もし、このような本発明の回路構成をとらずに、第8図のように、第1のMOSトランジスタ1のドレインを直接第1の端子4に接続した場合には、第1の端子4の電圧を高くすると、第1のMOSトランジスタ1は、ドレイン・ソース間電圧が高く、ゲート・ソース間電圧が中間的な電圧になる状態になり、ホットキャリア問題により特性が劣化し、信頼性が低下する。これに対し、本発明の構成をとれば、信頼性の低下を回避できる。
【0016】
尚、本発明において、第2のMOSトランジスタ5がPチャンネルMOSトランジスタで構成されていることは重要である。なぜなら、前述のようにホットキャリアによるデバイス特性の変動、及び基板電流の大きさが、PチャンネルMOSトランジスタの方がNチャンネルMOSトランジスタより二桁程度少ないため、第1の端子4の電圧が上昇して、第2のMOSトランジスタ5のドレイン・ソース間電圧が上昇しても、ホットキャリアの影響は軽微であり、その影響を無視することができるからである。もし、第2のMOSトランジスタ5をNチャンネルMOSトランジスタで構成した場合、第1のMOSトランジスタ1はホットキャリア問題を回避できるが、第2のMOSトランジスタ5がホットキャリア問題を起こしてしまうことになる。
【0017】
【発明の実施の形態】
特許請求の範囲で特定されている本発明に係る実施形態は図6、図7に示されているが、分かり易くするため図1〜図5も参考例として挙げて順次説明していく。ただし、図1については、先に説明したので、以下においては、図2〜図7について説明する。
【0018】
なお、図中に示されたカレントミラー回路は典型的な一例であり、一般には他にも様々な回路構成のカレントミラー回路が広く使われているが、本発明はそれらのカレントミラー回路にも同様に応用できることはいうまでもない。図2において、カレントミラー回路を構成するNチャンネルのMOSトランジスタ1a、1bは、一般に実効チャネル長が互いに等しく、実効チャネル幅の比が必要とする電流比になるように設計される。このカレントミラー回路では、電流入力端11の電圧は、MOSトランジスタ1aのゲート・ソース間電圧と等しく、通常1Vから2V程度の電圧である。
【0019】
それに対し電流出力端12の電圧は様々であり、例えば5V程度の電圧がかけられる場合もある。通常、実効チャネル長1um以下の半導体製造プロセスでは、このような条件ではMOSトランジスタ1bは、ゲート・ソース間に1Vから2V程度の電圧がかかり、ドレイン・ソース間に5V程度の電圧がかかってホットキャリアが発生する。その結果、MOSトランジスタ1bのドレインから基板に向かって発生した基板電流により、MOSトランジスタ1bのドレイン電流が増加し、設計した電流比よりもカレントミラー回路の電流比が大きくなってしまう。
【0020】
また、トランジスタ1a、1bの閾値電圧や伝達コンダクタンスが通電時間の経過と共に変動し、設計した電流比が通電時間の経過と共に変化するという問題が発生する。それに対し、本発明のような構成をとれば、端子4の電圧が高くなっても、トランジスタ1bのドレイン電圧を第1の電圧E1で定めた値に引き込み且つその電圧E1に保つことができるので、上記のような問題が発生しない。
【0021】
次に図3に示す回路は、図2の回路に比し、演算増幅器6の反転入力端子(−)がトランジスタ回路(カレントミラー回路)2の入力端子11に接続されている点だけであり、他は図2と同一である。上述した図2のトランジスタ回路2に示すようなカレントミラー回路では、電流比は、電流入力端11の電圧と電流出力端12の電圧の関係によっても影響を受ける。
【0022】
これは、MOSトランジスタの伝達コンダクタンスがゲート・ソース間電圧のみならず、ドレイン・ソース間電圧の関数でもあるためで、図2のカレントミラー回路の電流比が、正確に設計した電流比と一致するのは、電流入力端11の電圧と電流出力端12の電圧が等しいときのみである。通常、電流入力端11の電圧は1Vから2V程度でほぼ一定であるが、電流出力端12の電圧は負荷により様々に変化するため、上記の条件を常に満足することは不可能である。
【0023】
しかし、図3の構成によれば、電流出力端12の電圧は第1の電圧E1により、MOSトランジスタ1bがホットキャリア問題を発生しない範囲で自由に設定することができるのは勿論のこと、演算増幅器6の反転入力端子(−)をカレントミラー回路の電流入力端11に接続することにより第1の電圧E1がカレントミラー回路の電流入力端11の電圧と等しくなるので、端子11と端子12の電圧を等しくでき、カレントミラー回路の電流比を第1の端子4の電圧の如何によらず正確に設計した電流比にすることができる。
【0024】
この構成は、トランジスタ回路2がカレントミラー回路である場合に限らず、例えば、図4に示す実施形態のように電流入力端11に流れる電流がある特定の値の場合に、電流入力端11の電流と電流出力端12の電流の比が一定値となるようなトランジスタ回路2にも応用可能である。この図4において、トランジスタ1aのソースとグランド間に1個のダイオードから成るダイオード回路A1が接続され、トランジスタ回路1bのソースとグランド間に抵抗R1を介して複数の並列ダイオードから成るダイオード回路A2が接続されている。尚、この図4の回路は、後述する図6に示すバンドギャップ基準電圧発生回路に適用されている。
【0025】
上述した図3の回路について、さらに考えると、図3の回路構成により、前述のように電流入力端11に流れる電流と第1の端子4に流れる電流(これは電流出力端12に流れる電流と等しい)との比を、第1の端子4の電圧によらず一定値にすることができるが、電流入力端11の電圧と第1の端子4の電圧は異なっている。しかし、例えば後述するバンドギャップ基準電圧発生回路のように、両電圧を等しくしたい用途が存在する。
【0026】
この場合には、図5に示すように、図3の回路の入力側に更にPチャンネルMOSトランジスタ7を接続するとよい。即ち、電流入力端11にドレインを接続し、ソースを第2の端子8に接続し、ゲートを第2のMOSトランジスタ5のゲートに接続したPチャンネル型の第3のMOSトランジスタ7を追加し、この第3のMOSトランジスタ7と第2のMOSトランジスタ5の実効チャネル長を等しくし、実効チャネル幅の比が、カレントミラー回路の電流比と等しくなるようにする。
【0027】
それによって第3のMOSトランジスタ7と第2のMOSトランジスタ5のゲート・ソース間電圧が等しくなり、第2の端子8に流れる電流(これは電流入力端11に流れる電流と等しい)と第1の端子4に流れる電流(これは電流出力端12に流れる電流と等しい)との比を、第1の端子4の電圧によらず一定値にすることができる。且つその際の第2の端子8の電圧を、第1の端子4の電圧と等しくすることができる。なお、図5の回路構成は、図中のトランジスタ回路2を図4のトランジスタ回路2と置き換えても同様に有効である。
【0028】
図6は図5の回路において、トランジスタ回路2を図4のトランジスタ回路2に置き換えるとともに、第1の端子4と第2の端子8にPチャンネルMOSトランジスタQ1、Q2を有するカレントミラー回路9を接続している。このカレントミラー回路9のトランジスタQ1のソースは電圧VCCの電源ライン13に接続され、ドレインとゲートが第1端子4に接続されている。また、トランジスタQ2はソースが電源ライン13に接続され、ゲートが第1端子4に接続され、ドレインが第2端子8に接続されている。
【0029】
カレントミラー回路9は更に、PチャンネルのMOSトランジスタQ3を有しており、このトランジスタQ3のソースは電源ライン13に接続され、ゲートは第1端子4に接続され、ドレインは第3端子10に接続されている。第3端子10には、PチャンネルMOSトランジスタ14のソースが接続されている。PチャンネルMOSトランジスタ14のゲートは演算増幅器6の出力端子に接続され、ドレインはVBG端子15に接続されている。VBG(Voltage Band Gap)端子15とトランジスタ14のドレインには基準電圧取り出し回路16が接続されている。
【0030】
この回路16は抵抗R2とダイード17とからなっており、ダイオード17のカソードがグランドに接続される。VBG端子15からは、一定の電圧を基準電圧として得ることができる。このように、図6は基準電圧取り出し回路16を組み合わせて構成したバンドギャップ基準電圧発生回路の例である。
【0031】
この回路は、トランジスタ回路2の電流入力端11を流れる電流Iが抵抗R1とダイオードA1、A2の面積比Nにより決定される特定の値、
I=(k×t×ln(n))/(q×R)・・・・(1)
である場合(但し、上式でkはボルツマン定数、tは絶対温度、qは素電荷)に、電流入力端の電流と電流出力端の電流が等しくなり、Pチャンネルカレントミラー回路9の電流比と釣り合うことを利用し、電源電圧VCCが変化してもほとんど変化しない一定の電圧をVBG端子15に得ることができるものである。
【0032】
R1とR2の比を適切に設定することにより、(1)式の正の温度係数をダイオードの順方向電圧降下の負の温度係数で相殺して、VBG端子15の温度依存性をほとんど零にすることが可能である。また、この回路に適用されている本発明の効果により、電源電圧VCCが大きく変化しても、トランジスタ回路2を構成しているNチャンネルMOSトランジスタ1a、1bはホットキャリア問題を発生せず、またトランジスタ回路2の電流入力端11の電圧と電流出力端12の電圧、およびPチャンネルカレントミラー回路9の電流入力端に相当する第1の端子4、および電流出力端に相当する第2、第3の端子8、10の電圧を等しくすることができるため、電源電圧VCCが変化してもVBG電圧がほとんど変化せず、かつ通電時間が長時間経過しても変動しない、信頼性の高い基準電圧回路を構成することができる。なお、この回路では実際には、この基準電圧回路には電源投入時に回路を起動させる起動回路が必要である。
【0033】
図7の実施形態は、図6の回路において演算増幅器を実際の回路例で置き換えるとともに、起動回路20を付加した、より具体的な実施形態である。図7において、演算増幅器6は定電流源用のPチャンネル型MOSトランジスタQ4と、差動増幅器用のPチャンネル型MOSトランジスタQ5、Q6と、カレントミラー回路用のNチャンネル型MOSトランジスタQ7、Q8と、直列に接続されたMOSトランジスタQ9、Q10、Q11とから成っている。一方、起動回路20はPチャンネル型のMOSトランジスタQ12とQ13とから成っている。
【0034】
今、電源がオンされると、起動パルス発生回路(図示せず)から負極性の起動パルスPが端子21に印加され、トランジスタQ12、Q13がオンする。そして、トランジスタQ12のドレイン出力によってトランジスタQ11がオンし、それに伴いトランジスタ5、7、14がオンする。一方、トランジスタQ13のドレイン出力によってトランジスタ1a、1bがオンになり、図6に相当する部分が起動する。
【0035】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、1μm以下の実効チャンネル長の製造プロセスを用いて製造しても、広い動作電源電圧範囲で使用でき、ホットキャリア問題を発生しない、高信頼性を有するアナログ半導体集積回路より成る基準電圧発生回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の基本的な構成例で且つ第1の実施形態を示す図。
【図2】本発明の第2の実施形態を示す図。
【図3】本発明の第3の実施形態を示す図。
【図4】本発明の第4の実施形態を示す図。
【図5】本発明の第5の実施形態を示す図。
【図6】本発明の第6の実施形態を示す図。
【図7】本発明の第7の実施形態を示す図。
【図8】従来の構成例を示す図。
【符号の説明】
1 第1MOSトランジスタ
2 トランジスタ回路
3 出力端
4 第1の端子
5 第2MOSトランジスタ
6 演算増幅器
Claims (2)
- カレントミラー接続された第1、第2MOSトランジスタを有するとともに、その出力側の第2MOSトランジスタのドレインを電流出力端とする一方、ソースに抵抗を介して複数のダイオードを並列に接続し、入力側の第1MOSトランジスタのドレイン及びゲートを電流入力端とする第1回路と、
第1、第2、第3の端子と、
前記電流出力端にドレインが接続され、ソースが前記第1の端子に接続されたPチャンネル型の第3MOSトランジスタと、
前記電流入力端にドレインが接続され、ソースが前記第2の端子に接続されたPチャンナネル型の第4MOSトランジスタと、
第1の入力端子が前記電流出力端に接続され、第2の入力端子が前記電流入力端に接続され、出力端子が前記第3、第4MOSトランジスタのゲートに接続されていて前記電流出力端の電圧を前記電流入力端の電圧と等しくするように動作する演算増幅器と、
第3の端子にソースが接続され、ゲートが前記第3、第4MOSトランジスタのゲートに接続されたPチャンネル型の第5MOSトランジスタと、
前記第5MOSトランジスタのドレインに接続された電圧取り出し回路と、
前記第5MOSトランジスタと前記電圧取り出し回路との接続ノードに接続された基準電圧取り出し用の端子と、
ソースが電源ラインに接続されたPチャンネル型の第6、第7、第8MOSトランジスタからなるカレントミラー回路と、
を設け、上記第1の端子を第6MOSトランジスタのドレインとゲート及び第7、第8MOSトランジスタのゲートに接続し、第2端子を第7MOSトランジスタのドレインに接続し、第3端子を第8MOSトランジスタのドレインに接続したことを特徴とする基準電圧発生回路。 - さらに、起動回路を設けて前記電流入力端及び第3MOSトランジスタのゲートに起動電流を与えるようにしたことを特徴とする請求項1に記載の基準電圧発生回路。
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