JP3679340B2 - 受信機 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、FSK(Frequency Shift Keying)信号などを受信し、その信号を復調する受信機に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
電離層反射を伝播の手段とする短波無線通信において、従来から音声通信とともに、低いビットレート(50〜300ボー程度)での文字データ通信が行われている。このデータ通信は、FSK、RTTY(ラジオテレタイプ)などと呼ばれる。この方式では、符号の値「1」および「0」をマークおよびスペースとそれぞれ定義し、符号の値に応じて2つの周波数のいずれかを伝送することで、符号を伝送する。
【0003】
図5は、このようなFSK信号を受信し、そのFSK信号を復調する従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【0004】
図5において、受信回路1は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたFSK信号を受信する回路である。
【0005】
SSB検波器2は、SSB(Sigle Side Band)モードで受信信号を検波する検波器である。
【0006】
バンドパスフィルタ(以下、BPFという)101Aは、FSK信号のうちの第1のピーク周波数の成分を通過させ、第2のピーク周波数の成分を阻止するフィルタである。
【0007】
BPF101Bは、FSK信号のうちの第2のピーク周波数の成分を通過させ、第1のピーク周波数の成分を阻止するフィルタである。
【0008】
図6は、従来の受信機におけるBPF101AおよびBPF101Bの通過特性の一例を示す図である。図6においては、通過帯域の中心周波数が1800Hzであり、通過帯域の中心周波数が2200Hzである場合の両者の特性を示している。
【0009】
比較回路102は、BPF101Aを通過した信号の強度とBPF101Bを通過した信号の強度とを比較し、その比較結果に応じて復調信号の値を決定する回路である。
【0010】
次に、この従来の受信機の動作について説明する。
【0011】
受信回路1は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたFSK信号を受信し、SSB検波器2は、受信回路1により受信された信号をSSBモードで検波する。
【0012】
SSB検波器2により検波して得られた信号は、BPF101AおよびBPF101Bに供給される。BPF101Aは、この信号のうち、第1のピーク周波数の成分を通過させ、第2のピーク周波数の成分を阻止する。一方、BPF101Bは、この信号のうち、第2のピーク周波数の成分を通過させ、第1のピーク周波数の成分を阻止する。
【0013】
すなわち、伝送される符号の値が「1」である場合、FSK信号のピーク周波数が第1のピーク周波数であり、伝送される符号の値が「0」である場合、FSK信号のピーク周波数が第2のピーク周波数であるとすると、受信されたFSK信号における符号の値が「1」であるときには、BPF101Aの出力が、BPF101Bの出力より大きくなり、受信されたFSK信号における符号の値が「0」であるときには、BPF101Bの出力が、BPF101Aの出力より大きくなる。
【0014】
したがって、比較回路102は、BPF101Aの出力がBPF101Bの出力より大きい場合には復調信号の値を「1」とし、BPF101Bの出力がBPF101Aの出力より大きい場合には復調信号の値を「0」として、復調信号を出力する。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の受信機のように2つのBPF101A,101Bを使用して各ピーク周波数の成分を分離しようとすると、2つのBPF101A,101Bの振幅特性と群遅延特性の両特性を同一に設計することが困難であるという問題がある。すなわち、2つのBPF101A,101Bの振幅特性を同一にすると、図7に示すように両者の群遅延特性が互いに異なるものとなり、逆に、両者の群遅延特性を同一にすると、両者の振幅特性が互いに異なるものとなってしまう。これに起因して、FSK信号の符号の値を誤って復調してしまう可能性がある。
【0016】
本発明は、上記のような問題を鑑みてなされたものであり、BPFの特性の不一致に起因するFSK信号の誤復調を抑制することができる受信機を得ることを目的とする。
【0017】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の受信機は、SSBモードで受信信号を検波するSSB検波器と、SSB検波器による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するA/D変換器と、A/D変換器によりデジタル信号とされた検波後の信号における第1および第2のピーク周波数を通過させるデジタルフィルタと、第1のピーク周波数に対応して、デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第1の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第1の自己相関処理回路と、第2のピーク周波数に対応して、デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第2の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第2の自己相関処理回路と、第1の間隔についての自己相関値と第2の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路とを備えている。そして、第1の自己相関処理回路が、デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、第1の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算し、第2の自己相関処理回路が、デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、第2の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算する。
【0018】
この受信機を利用すると、BPFが1つで済むため、複数のBPFを使用した際のBPFの特性の不一致に起因するFSK信号の誤復調を抑制することができる。さらに、SSB検波器より後段の処理をすべてデジタル信号処理とすることができ、DSP( Digital Signal Processor )などにより各回路を簡単に実現することができる。また、FSK信号におけるピーク周波数が変更されても、DSPの設定を変更するだけで、そのFSK信号を復調することができる。
【0021】
さらに、本発明の受信機は、上記各発明の受信機に加え、第1の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第1の積分処理回路と、第2の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第2の積分処理回路とを備え、比較回路は、第1の間隔についての自己相関値として第1の積分処理回路の出力を使用し、第2の間隔についての自己相関値として第2の積分処理回路の出力を使用して、第1の積分処理回路の出力と第2の積分処理回路の出力とを比較するようにしたものである。
【0022】
この受信機を利用すると、各自己相関値の変化が緩やかになり、ノイズなどに起因する誤復調を抑制することができる。
【0023】
さらに、本発明の受信機は、上記各発明の受信機に加え、第1の自己相関処理回路により計算される自己相関値についての第1の間隔、および、第2の自己相関処理回路により計算される自己相関値についての第2の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路を備えている。
【0024】
この受信機を利用すると、FSK信号におけるピーク周波数が変更されても、そのFSK信号を復調することができる。
【0029】
【発明の実施の形態】
以下、図に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
【0030】
図1は、本発明の実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【0031】
図1において、受信回路1は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたFSK信号などを受信する回路である。
【0032】
SSB検波器2は、SSBモードで受信信号を検波する検波器である。
【0033】
A/D変換器3は、SSB検波器2により検波され得られた信号を所定のサンプリング周期でサンプリングして、デジタル信号を得る回路である。
【0034】
BPF4は、FSK信号のうちの第1および第2のピーク周波数の成分を通過させ、他の周波数帯域の成分を阻止するフィルタである。
【0035】
図2は、BPF4の通過特性の一例を示す図である。図2に示すように、第1および第2のピーク周波数の成分がそれぞれ1800Hz、2200Hzである場合には、その第1および第2のピーク周波数を含む通過帯域が設定される。
【0036】
遅延回路5は、例えば、BPF4を通過してきたデジタル信号を、サンプリング周期ごとに順次所定の数だけ記憶していくリングバッファを有し、バッファリングされた過去のデジタル信号のサンプルを必要に応じて自己相関処理回路6A,6Bに供給する回路である。
【0037】
自己相関処理回路6Aは、第1のピーク周波数に対応して、遅延回路5にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、BPF4を通過したデジタル信号の時系列における第1の間隔についての自己相関値を計算する第1の自己相関処理回路である。
【0038】
自己相関処理回路6Bは、第2のピーク周波数に対応して、遅延回路5にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、BPF4を通過したデジタル信号の時系列における第2の間隔についての自己相関値を計算する第2の自己相関処理回路である。
【0039】
積分処理回路7Aは、自己相関処理回路6Aによる自己相関値を時系列的に積分処理する第1の積分処理回路であり、積分処理回路7Bは、自己相関処理回路6Bによる自己相関値を時系列的に積分処理する第2の積分処理回路である。
【0040】
図3は、図1における積分処理回路7A,7Bの構成例を示すブロック図である。図3において、加算器11は、自己相関処理回路6A(6B)からの自己相関値に、係数器13の出力値を加算する回路であり、係数器12は、加算器11の出力に所定の係数K1を乗算する回路であり、係数器13は、係数器12の出力に所定の係数K2を乗算する回路である。
【0041】
なお、この係数K1,K2には、K1<1、K2<1であり、かつ、3つの式:K1/K2<1,K1<K2,1−K1=K2を満たすものを選択する。例えば、K1=0.01およびK2=0.99とする。
【0042】
図1に戻り、比較回路8は、積分処理回路7Aからの値、すなわち、BPF4の出力の時系列における第1の間隔についての自己相関値に応じた値と、積分処理回路7Bからの値、すなわち、BPF4の出力の時系列における第2の間隔についての自己相関値に応じた値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する回路である。
【0043】
制御回路9は、ユーザの指令などに応じて、自己相関処理回路6Aにより計算される自己相関値についての第1の間隔、および、自己相関処理回路6Bにより計算される自己相関値についての第2の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する回路である。
【0044】
次に、上記受信機の動作について説明する。
【0045】
受信回路1は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたFSK信号などを受信し、SSB検波器2は、受信回路1により受信された信号をSSBモードで検波する。
【0046】
A/D変換器3は、SSB検波器2により検波され得られた信号を所定のサンプリング周期でサンプリングしてデジタル信号とし、BPF4は、そのデジタル信号のうちの、第1および第2のピーク周波数の成分を通過させ、他の周波数帯域の成分を阻止する。
【0047】
遅延回路5は、図示せぬ内蔵のリングバッファに、BPF4を通過してきたデジタル信号をサンプリング周期ごとに順次記憶していき、リングバッファに所定の数のデジタル信号のサンプルが記憶された後は、供給されたデジタル信号のサンプルを最も過去のサンプルに上書きしていく。
【0048】
そして、自己相関処理回路6Aおよび自己相関処理回路6Bは、それぞれ、第1および第2のピーク周波数に対応して、遅延回路5にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、BPF4を通過したデジタル信号の時系列における第1の間隔および第2の間隔についての自己相関値を計算する。図4は、遅延回路5におけるサンプルのうち、自己相関処理回路6Aおよび自己相関処理回路6Bの使用するサンプルについて説明する図である。
【0049】
このとき、図4に示すように、自己相関処理回路6Aは、現時点でバッファリングされたサンプルから過去のN個分のNサンプルと、現時点からD1サンプル分だけの過去(時刻T1)以前のN個分のNサンプルとを遅延回路5から読み出し、前者と後者とのベクトル内積を自己相関として計算する。このとき、第1の間隔に対応するサンプル数D1は、サンプリング周波数をfsとし、第1のピーク周波数をf1とすると、次式で得られる数とする。
【0050】
D1=INT(2×fs/f1)
【0051】
ただし、INT()は、少数を切り捨て整数化する関数である。
【0052】
これにより、自己相関処理回路6Aにより計算される自己相関値は、受信信号が第1のピーク周波数f1を有するときには高くなり、そうでないときには低くなる。
【0053】
例えば、サンプリング周波数fsが48kHzであり、第1のピーク周波数f1が1800Hzである場合には、第1の間隔に対応するサンプル数D1は、53(=INT(2×48kHz/1800Hz))となる。
【0054】
また、自己相関値を計算する際に使用するサンプルの数Nは、例えば64とする。なお、この数Nは、各サンプリング周期の時間で自己相関値を演算可能であり、自己相関処理回路6A,6Bによる2つの自己相関値に明確な差が生ずるように設定すればよい。
【0055】
一方、自己相関処理回路6Bは、図4に示すように、現時点でバッファリングされたサンプルから過去のN個分のNサンプルと、現時点からD2サンプル分だけの過去(時刻T2)以前のN個分のNサンプルとを遅延回路5から読み出し、前者と後者とのベクトル内積を自己相関として計算する。なお、この実施の形態では、Nを上述のように64としている。
【0056】
このとき、第2の間隔に対応するサンプル数D2は、サンプリング周波数をfsとし、第2のピーク周波数をf2とすると、次式で得られる数とする。
【0057】
D2=INT(2×fs/f2)
【0058】
これにより、自己相関処理回路6Bにより計算される自己相関値は、受信信号が第2のピーク周波数f2を有するときには高くなり、そうでないときには低くなる。
【0059】
例えば、サンプリング周波数fsが48kHzであり、第1のピーク周波数f1が2200Hzである場合には、第1の間隔に対応するサンプル数D2は、44(=INT(2×48kHz/2200Hz))となる。
【0060】
そして、自己相関処理回路6A,6Bは、それぞれ計算した自己相関値を積分処理回路7A,7Bに供給する。積分処理回路7A,7Bは、自己相関処理回路6A,6Bからそれぞれ供給された自己相関値の急激な変化を抑制する、カットオフ周波数の低いローパスフィルタとして機能する。
【0061】
すなわち、積分処理回路7A,7Bにおける係数器13が、1つ前の積分処理回路7A,7Bの出力に所定の係数K2を乗じ、加算器11が、今回供給された自己相関値に係数器13の出力の値を加算し、係数器12が、加算器11の出力に所定の係数K1を乗じ、その演算結果を今回の積分処理回路7A,7Bの出力とする。これにより、自己相関値が急激に変化した場合でも、積分処理回路7A,7Bの変化は緩やかになる。
【0062】
なお、自己相関処理回路6A,6Bの出力を比較回路8へ直接供給してもよいが、このように、自己相関処理回路6A,6Bと比較回路8との間に積分処理回路7A,7Bをそれぞれ設け、自己相関値の変化を緩やかにすることができる。
【0063】
そして、積分処理回路7A,7Bの出力は、それぞれ比較回路8に供給される。比較回路8は、積分処理回路7Aからの値と、積分処理回路7Bからの値とを比較し、積分処理回路7Aからの値が積分処理回路7Bからの値より大きい場合には、復調信号の値を、第1のピーク周波数に対応する符号の値(例えば「1」)とし、そうでない場合には、復調信号の値を、第2のピーク周波数に対応する符号の値(例えば「0」)とする。
【0064】
以上のように、上記実施の形態によれば、SSBモードで受信信号を検波するSSB検波器2と、そのSSB検波器2による検波後の信号における第1および第2のピーク周波数f1,f2を通過させるBPF4と、第1のピーク周波数f1に対応して、BPF4を通過した信号の時系列における第1の間隔(間隔サンプル数D1)についての自己相関値を計算する自己相関処理回路6Aと、第2のピーク周波数f2に対応して、BPF4を通過した信号の時系列における第2の間隔(間隔サンプル数D2)についての自己相関値を計算する自己相関処理回路6Bと、第1の間隔についての自己相関値と第2の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路8とを備えている。これにより、BPFが1つで済むため、複数のBPFを使用した際のBPFの特性の不一致に起因するFSK信号の誤復調を抑制することができる。
【0065】
また、上記実施の形態によれば、SSB検波器2による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するA/D変換器3を備え、BPF4をデジタルフィルタとし、自己相関処理回路6Aが、第1の間隔に対応するサンプル数D1だけ離れた検波後の信号間についての自己相関値を計算し、自己相関処理回路6Bが、第2の間隔に対応するサンプル数D2だけ離れた検波後の信号間についての自己相関値を計算する。これにより、SSB検波器2より後段の処理をすべてデジタル信号処理とすることができ、DSPなどにより各回路を簡単に実現することができる。また、FSK信号におけるピーク周波数が変更されても、DSPの設定を変更するだけで、そのFSK信号を復調することができる。
【0066】
さらに、上記実施の形態によれば、自己相関処理回路6Aによる自己相関値を時系列的に積分処理する積分処理回路7Aと、自己相関処理回路6Bによる自己相関値を時系列的に積分処理する積分処理回路7Bとを備え、比較回路8は、第1の間隔についての自己相関値として積分処理回路7Aの出力を使用し、第2の間隔についての自己相関値として積分処理回路7Bの出力を使用して、積分処理回路7Aの出力と積分処理回路7Bの出力とを比較するようにした。これにより、各自己相関値の変化が緩やかになり、ノイズなどに起因する誤復調を抑制することができる。
【0067】
さらに、上記実施の形態によれば、自己相関処理回路6Aにより計算される自己相関値についての第1の間隔、および、自己相関処理回路6Bにより計算される自己相関値についての第2の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路9を備えている。これにより、FSK信号におけるピーク周波数が変更されても、そのFSK信号を復調することができる。
【0068】
なお、上記実施の形態では、FSK信号におけるピーク周波数が2つである場合について述べているが、同様にして、ピーク周波数が3つ以上ある場合でもその信号を良好に復調することができる。その場合、BPF4を、そのすべてのピーク周波数の成分が通過可能なようにし、各ピーク周波数fi(i=1,・・・,n;n>2)に応じた間隔サンプル数Dnでそれぞれ自己相関処理を行う自己相関処理回路(および積分処理回路)をそのピーク周波数の数nだけ設ければよい。また、この場合、そのn個の自己相関値間の大小関係に応じて符号を復調すればよい。
【0069】
また、単一の周波数の信号が断続するような信号を良好に復調することも可能である。その場合、自己相関処理回路(および積分処理回路)はそれぞれ1つでよく、比較回路は、自己相関値と所定の閾値とを比較して、復調信号の値を「1」または「0」に決定する。
【0070】
【発明の効果】
本発明では、BPFの特性の不一致に起因するFSK信号の誤復調を抑制することができる受信機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【図2】 図1におけるBPFの通過特性の一例を示す図である。
【図3】 図1における積分処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図4】 図1における遅延回路におけるサンプルのうち、2つの自己相関処理回路のそれぞれに使用するサンプルについて説明する図である。
【図5】 従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【図6】 従来の受信機における2つのBPFのそれぞれの通過特性の一例を示す図である。
【図7】 従来の受信機における2つのBPFのそれぞれの群遅延特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
2 SSB検波器
3 A/D変換器
4 BPF(フィルタ)
6A 自己相関処理回路(第1の自己相関処理回路)
6B 自己相関処理回路(第2の自己相関処理回路)
7A 積分処理回路(第1の積分処理回路)
7B 積分処理回路(第2の積分処理回路)
8 比較回路
9 制御回路
Claims (3)
- FSK信号を受信し、そのFSK信号を復調する受信機において、
SSBモードで受信信号を検波するSSB検波器と、
上記SSB検波器による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するA/D変換器と、
上記A/D変換器によりデジタル信号とされた上記検波後の信号における第1および第2のピーク周波数を通過させるデジタルフィルタと、
上記第1のピーク周波数に対応して、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第1の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第1の自己相関処理回路と、
上記第2のピーク周波数に対応して、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第2の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第2の自己相関処理回路と、
上記第1の間隔についての自己相関値と上記第2の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路と、
を備え、
上記第1の自己相関処理回路は、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、上記第1の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算し、
上記第2の自己相関処理回路は、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、上記第2の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算すること、
を特徴とする受信機。 - 前記第1の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第1の積分処理回路と、前記第2の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第2の積分処理回路とを備え、
前記比較回路は、前記第1の間隔についての自己相関値として上記第1の積分処理回路の出力を使用し、前記第2の間隔についての自己相関値として上記第2の積分処理回路の出力を使用して、上記第1の積分処理回路の出力と上記第2の積分処理回路の出力とを比較すること、
を特徴とする請求項1記載の受信機。 - 前記第1の自己相関処理回路により計算される前記自己相関値についての前記第1の間隔、および、前記第2の自己相関処理回路により計算される前記自己相関値についての前記第2の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路を備えることを特徴とする請求項1または請求項2記載の受信機。
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