JP3679340B2 - 受信機 - Google Patents
受信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3679340B2 JP3679340B2 JP2001085301A JP2001085301A JP3679340B2 JP 3679340 B2 JP3679340 B2 JP 3679340B2 JP 2001085301 A JP2001085301 A JP 2001085301A JP 2001085301 A JP2001085301 A JP 2001085301A JP 3679340 B2 JP3679340 B2 JP 3679340B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- autocorrelation
- processing circuit
- signal
- interval
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）信号などを受信し、その信号を復調する受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電離層反射を伝播の手段とする短波無線通信において、従来から音声通信とともに、低いビットレート（５０〜３００ボー程度）での文字データ通信が行われている。このデータ通信は、ＦＳＫ、ＲＴＴＹ（ラジオテレタイプ）などと呼ばれる。この方式では、符号の値「１」および「０」をマークおよびスペースとそれぞれ定義し、符号の値に応じて２つの周波数のいずれかを伝送することで、符号を伝送する。
【０００３】
図５は、このようなＦＳＫ信号を受信し、そのＦＳＫ信号を復調する従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【０００４】
図５において、受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号を受信する回路である。
【０００５】
ＳＳＢ検波器２は、ＳＳＢ（Sigle Side Band）モードで受信信号を検波する検波器である。
【０００６】
バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという）１０１Ａは、ＦＳＫ信号のうちの第１のピーク周波数の成分を通過させ、第２のピーク周波数の成分を阻止するフィルタである。
【０００７】
ＢＰＦ１０１Ｂは、ＦＳＫ信号のうちの第２のピーク周波数の成分を通過させ、第１のピーク周波数の成分を阻止するフィルタである。
【０００８】
図６は、従来の受信機におけるＢＰＦ１０１ＡおよびＢＰＦ１０１Ｂの通過特性の一例を示す図である。図６においては、通過帯域の中心周波数が１８００Ｈｚであり、通過帯域の中心周波数が２２００Ｈｚである場合の両者の特性を示している。
【０００９】
比較回路１０２は、ＢＰＦ１０１Ａを通過した信号の強度とＢＰＦ１０１Ｂを通過した信号の強度とを比較し、その比較結果に応じて復調信号の値を決定する回路である。
【００１０】
次に、この従来の受信機の動作について説明する。
【００１１】
受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号を受信し、ＳＳＢ検波器２は、受信回路１により受信された信号をＳＳＢモードで検波する。
【００１２】
ＳＳＢ検波器２により検波して得られた信号は、ＢＰＦ１０１ＡおよびＢＰＦ１０１Ｂに供給される。ＢＰＦ１０１Ａは、この信号のうち、第１のピーク周波数の成分を通過させ、第２のピーク周波数の成分を阻止する。一方、ＢＰＦ１０１Ｂは、この信号のうち、第２のピーク周波数の成分を通過させ、第１のピーク周波数の成分を阻止する。
【００１３】
すなわち、伝送される符号の値が「１」である場合、ＦＳＫ信号のピーク周波数が第１のピーク周波数であり、伝送される符号の値が「０」である場合、ＦＳＫ信号のピーク周波数が第２のピーク周波数であるとすると、受信されたＦＳＫ信号における符号の値が「１」であるときには、ＢＰＦ１０１Ａの出力が、ＢＰＦ１０１Ｂの出力より大きくなり、受信されたＦＳＫ信号における符号の値が「０」であるときには、ＢＰＦ１０１Ｂの出力が、ＢＰＦ１０１Ａの出力より大きくなる。
【００１４】
したがって、比較回路１０２は、ＢＰＦ１０１Ａの出力がＢＰＦ１０１Ｂの出力より大きい場合には復調信号の値を「１」とし、ＢＰＦ１０１Ｂの出力がＢＰＦ１０１Ａの出力より大きい場合には復調信号の値を「０」として、復調信号を出力する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の受信機のように２つのＢＰＦ１０１Ａ，１０１Ｂを使用して各ピーク周波数の成分を分離しようとすると、２つのＢＰＦ１０１Ａ，１０１Ｂの振幅特性と群遅延特性の両特性を同一に設計することが困難であるという問題がある。すなわち、２つのＢＰＦ１０１Ａ，１０１Ｂの振幅特性を同一にすると、図７に示すように両者の群遅延特性が互いに異なるものとなり、逆に、両者の群遅延特性を同一にすると、両者の振幅特性が互いに異なるものとなってしまう。これに起因して、ＦＳＫ信号の符号の値を誤って復調してしまう可能性がある。
【００１６】
本発明は、上記のような問題を鑑みてなされたものであり、ＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる受信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の受信機は、ＳＳＢモードで受信信号を検波するＳＳＢ検波器と、ＳＳＢ検波器による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号とされた検波後の信号における第１および第２のピーク周波数を通過させるデジタルフィルタと、第１のピーク周波数に対応して、デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第１の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第１の自己相関処理回路と、第２のピーク周波数に対応して、デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第２の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第２の自己相関処理回路と、第１の間隔についての自己相関値と第２の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路とを備えている。そして、第１の自己相関処理回路が、デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、第１の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算し、第２の自己相関処理回路が、デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、第２の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算する。
【００１８】
この受信機を利用すると、ＢＰＦが１つで済むため、複数のＢＰＦを使用した際のＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる。さらに、ＳＳＢ検波器より後段の処理をすべてデジタル信号処理とすることができ、ＤＳＰ（ Digital Signal Processor ）などにより各回路を簡単に実現することができる。また、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、ＤＳＰの設定を変更するだけで、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００２１】
さらに、本発明の受信機は、上記各発明の受信機に加え、第１の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第１の積分処理回路と、第２の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第２の積分処理回路とを備え、比較回路は、第１の間隔についての自己相関値として第１の積分処理回路の出力を使用し、第２の間隔についての自己相関値として第２の積分処理回路の出力を使用して、第１の積分処理回路の出力と第２の積分処理回路の出力とを比較するようにしたものである。
【００２２】
この受信機を利用すると、各自己相関値の変化が緩やかになり、ノイズなどに起因する誤復調を抑制することができる。
【００２３】
さらに、本発明の受信機は、上記各発明の受信機に加え、第１の自己相関処理回路により計算される自己相関値についての第１の間隔、および、第２の自己相関処理回路により計算される自己相関値についての第２の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路を備えている。
【００２４】
この受信機を利用すると、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
【００３０】
図１は、本発明の実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【００３１】
図１において、受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号などを受信する回路である。
【００３２】
ＳＳＢ検波器２は、ＳＳＢモードで受信信号を検波する検波器である。
【００３３】
Ａ／Ｄ変換器３は、ＳＳＢ検波器２により検波され得られた信号を所定のサンプリング周期でサンプリングして、デジタル信号を得る回路である。
【００３４】
ＢＰＦ４は、ＦＳＫ信号のうちの第１および第２のピーク周波数の成分を通過させ、他の周波数帯域の成分を阻止するフィルタである。
【００３５】
図２は、ＢＰＦ４の通過特性の一例を示す図である。図２に示すように、第１および第２のピーク周波数の成分がそれぞれ１８００Ｈｚ、２２００Ｈｚである場合には、その第１および第２のピーク周波数を含む通過帯域が設定される。
【００３６】
遅延回路５は、例えば、ＢＰＦ４を通過してきたデジタル信号を、サンプリング周期ごとに順次所定の数だけ記憶していくリングバッファを有し、バッファリングされた過去のデジタル信号のサンプルを必要に応じて自己相関処理回路６Ａ，６Ｂに供給する回路である。
【００３７】
自己相関処理回路６Ａは、第１のピーク周波数に対応して、遅延回路５にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、ＢＰＦ４を通過したデジタル信号の時系列における第１の間隔についての自己相関値を計算する第１の自己相関処理回路である。
【００３８】
自己相関処理回路６Ｂは、第２のピーク周波数に対応して、遅延回路５にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、ＢＰＦ４を通過したデジタル信号の時系列における第２の間隔についての自己相関値を計算する第２の自己相関処理回路である。
【００３９】
積分処理回路７Ａは、自己相関処理回路６Ａによる自己相関値を時系列的に積分処理する第１の積分処理回路であり、積分処理回路７Ｂは、自己相関処理回路６Ｂによる自己相関値を時系列的に積分処理する第２の積分処理回路である。
【００４０】
図３は、図１における積分処理回路７Ａ，７Ｂの構成例を示すブロック図である。図３において、加算器１１は、自己相関処理回路６Ａ（６Ｂ）からの自己相関値に、係数器１３の出力値を加算する回路であり、係数器１２は、加算器１１の出力に所定の係数Ｋ１を乗算する回路であり、係数器１３は、係数器１２の出力に所定の係数Ｋ２を乗算する回路である。
【００４１】
なお、この係数Ｋ１，Ｋ２には、Ｋ１＜１、Ｋ２＜１であり、かつ、３つの式：Ｋ１／Ｋ２＜１，Ｋ１＜Ｋ２，１−Ｋ１＝Ｋ２を満たすものを選択する。例えば、Ｋ１＝０．０１およびＫ２＝０．９９とする。
【００４２】
図１に戻り、比較回路８は、積分処理回路７Ａからの値、すなわち、ＢＰＦ４の出力の時系列における第１の間隔についての自己相関値に応じた値と、積分処理回路７Ｂからの値、すなわち、ＢＰＦ４の出力の時系列における第２の間隔についての自己相関値に応じた値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する回路である。
【００４３】
制御回路９は、ユーザの指令などに応じて、自己相関処理回路６Ａにより計算される自己相関値についての第１の間隔、および、自己相関処理回路６Ｂにより計算される自己相関値についての第２の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する回路である。
【００４４】
次に、上記受信機の動作について説明する。
【００４５】
受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号などを受信し、ＳＳＢ検波器２は、受信回路１により受信された信号をＳＳＢモードで検波する。
【００４６】
Ａ／Ｄ変換器３は、ＳＳＢ検波器２により検波され得られた信号を所定のサンプリング周期でサンプリングしてデジタル信号とし、ＢＰＦ４は、そのデジタル信号のうちの、第１および第２のピーク周波数の成分を通過させ、他の周波数帯域の成分を阻止する。
【００４７】
遅延回路５は、図示せぬ内蔵のリングバッファに、ＢＰＦ４を通過してきたデジタル信号をサンプリング周期ごとに順次記憶していき、リングバッファに所定の数のデジタル信号のサンプルが記憶された後は、供給されたデジタル信号のサンプルを最も過去のサンプルに上書きしていく。
【００４８】
そして、自己相関処理回路６Ａおよび自己相関処理回路６Ｂは、それぞれ、第１および第２のピーク周波数に対応して、遅延回路５にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、ＢＰＦ４を通過したデジタル信号の時系列における第１の間隔および第２の間隔についての自己相関値を計算する。図４は、遅延回路５におけるサンプルのうち、自己相関処理回路６Ａおよび自己相関処理回路６Ｂの使用するサンプルについて説明する図である。
【００４９】
このとき、図４に示すように、自己相関処理回路６Ａは、現時点でバッファリングされたサンプルから過去のＮ個分のＮサンプルと、現時点からＤ１サンプル分だけの過去（時刻Ｔ１）以前のＮ個分のＮサンプルとを遅延回路５から読み出し、前者と後者とのベクトル内積を自己相関として計算する。このとき、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ１は、サンプリング周波数をｆｓとし、第１のピーク周波数をｆ１とすると、次式で得られる数とする。
【００５０】
Ｄ１＝ＩＮＴ（２×ｆｓ／ｆ１）
【００５１】
ただし、ＩＮＴ（）は、少数を切り捨て整数化する関数である。
【００５２】
これにより、自己相関処理回路６Ａにより計算される自己相関値は、受信信号が第１のピーク周波数ｆ１を有するときには高くなり、そうでないときには低くなる。
【００５３】
例えば、サンプリング周波数ｆｓが４８ｋＨｚであり、第１のピーク周波数ｆ１が１８００Ｈｚである場合には、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ１は、５３（＝ＩＮＴ（２×４８ｋＨｚ／１８００Ｈｚ））となる。
【００５４】
また、自己相関値を計算する際に使用するサンプルの数Ｎは、例えば６４とする。なお、この数Ｎは、各サンプリング周期の時間で自己相関値を演算可能であり、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂによる２つの自己相関値に明確な差が生ずるように設定すればよい。
【００５５】
一方、自己相関処理回路６Ｂは、図４に示すように、現時点でバッファリングされたサンプルから過去のＮ個分のＮサンプルと、現時点からＤ２サンプル分だけの過去（時刻Ｔ２）以前のＮ個分のＮサンプルとを遅延回路５から読み出し、前者と後者とのベクトル内積を自己相関として計算する。なお、この実施の形態では、Ｎを上述のように６４としている。
【００５６】
このとき、第２の間隔に対応するサンプル数Ｄ２は、サンプリング周波数をｆｓとし、第２のピーク周波数をｆ２とすると、次式で得られる数とする。
【００５７】
Ｄ２＝ＩＮＴ（２×ｆｓ／ｆ２）
【００５８】
これにより、自己相関処理回路６Ｂにより計算される自己相関値は、受信信号が第２のピーク周波数ｆ２を有するときには高くなり、そうでないときには低くなる。
【００５９】
例えば、サンプリング周波数ｆｓが４８ｋＨｚであり、第１のピーク周波数ｆ１が２２００Ｈｚである場合には、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ２は、４４（＝ＩＮＴ（２×４８ｋＨｚ／２２００Ｈｚ））となる。
【００６０】
そして、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂは、それぞれ計算した自己相関値を積分処理回路７Ａ，７Ｂに供給する。積分処理回路７Ａ，７Ｂは、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂからそれぞれ供給された自己相関値の急激な変化を抑制する、カットオフ周波数の低いローパスフィルタとして機能する。
【００６１】
すなわち、積分処理回路７Ａ，７Ｂにおける係数器１３が、１つ前の積分処理回路７Ａ，７Ｂの出力に所定の係数Ｋ２を乗じ、加算器１１が、今回供給された自己相関値に係数器１３の出力の値を加算し、係数器１２が、加算器１１の出力に所定の係数Ｋ１を乗じ、その演算結果を今回の積分処理回路７Ａ，７Ｂの出力とする。これにより、自己相関値が急激に変化した場合でも、積分処理回路７Ａ，７Ｂの変化は緩やかになる。
【００６２】
なお、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂの出力を比較回路８へ直接供給してもよいが、このように、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂと比較回路８との間に積分処理回路７Ａ，７Ｂをそれぞれ設け、自己相関値の変化を緩やかにすることができる。
【００６３】
そして、積分処理回路７Ａ，７Ｂの出力は、それぞれ比較回路８に供給される。比較回路８は、積分処理回路７Ａからの値と、積分処理回路７Ｂからの値とを比較し、積分処理回路７Ａからの値が積分処理回路７Ｂからの値より大きい場合には、復調信号の値を、第１のピーク周波数に対応する符号の値（例えば「１」）とし、そうでない場合には、復調信号の値を、第２のピーク周波数に対応する符号の値（例えば「０」）とする。
【００６４】
以上のように、上記実施の形態によれば、ＳＳＢモードで受信信号を検波するＳＳＢ検波器２と、そのＳＳＢ検波器２による検波後の信号における第１および第２のピーク周波数ｆ１，ｆ２を通過させるＢＰＦ４と、第１のピーク周波数ｆ１に対応して、ＢＰＦ４を通過した信号の時系列における第１の間隔（間隔サンプル数Ｄ１）についての自己相関値を計算する自己相関処理回路６Ａと、第２のピーク周波数ｆ２に対応して、ＢＰＦ４を通過した信号の時系列における第２の間隔（間隔サンプル数Ｄ２）についての自己相関値を計算する自己相関処理回路６Ｂと、第１の間隔についての自己相関値と第２の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路８とを備えている。これにより、ＢＰＦが１つで済むため、複数のＢＰＦを使用した際のＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる。
【００６５】
また、上記実施の形態によれば、ＳＳＢ検波器２による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３を備え、ＢＰＦ４をデジタルフィルタとし、自己相関処理回路６Ａが、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ１だけ離れた検波後の信号間についての自己相関値を計算し、自己相関処理回路６Ｂが、第２の間隔に対応するサンプル数Ｄ２だけ離れた検波後の信号間についての自己相関値を計算する。これにより、ＳＳＢ検波器２より後段の処理をすべてデジタル信号処理とすることができ、ＤＳＰなどにより各回路を簡単に実現することができる。また、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、ＤＳＰの設定を変更するだけで、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００６６】
さらに、上記実施の形態によれば、自己相関処理回路６Ａによる自己相関値を時系列的に積分処理する積分処理回路７Ａと、自己相関処理回路６Ｂによる自己相関値を時系列的に積分処理する積分処理回路７Ｂとを備え、比較回路８は、第１の間隔についての自己相関値として積分処理回路７Ａの出力を使用し、第２の間隔についての自己相関値として積分処理回路７Ｂの出力を使用して、積分処理回路７Ａの出力と積分処理回路７Ｂの出力とを比較するようにした。これにより、各自己相関値の変化が緩やかになり、ノイズなどに起因する誤復調を抑制することができる。
【００６７】
さらに、上記実施の形態によれば、自己相関処理回路６Ａにより計算される自己相関値についての第１の間隔、および、自己相関処理回路６Ｂにより計算される自己相関値についての第２の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路９を備えている。これにより、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００６８】
なお、上記実施の形態では、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が２つである場合について述べているが、同様にして、ピーク周波数が３つ以上ある場合でもその信号を良好に復調することができる。その場合、ＢＰＦ４を、そのすべてのピーク周波数の成分が通過可能なようにし、各ピーク周波数ｆｉ（ｉ＝１，・・・，ｎ；ｎ＞２）に応じた間隔サンプル数Ｄｎでそれぞれ自己相関処理を行う自己相関処理回路（および積分処理回路）をそのピーク周波数の数ｎだけ設ければよい。また、この場合、そのｎ個の自己相関値間の大小関係に応じて符号を復調すればよい。
【００６９】
また、単一の周波数の信号が断続するような信号を良好に復調することも可能である。その場合、自己相関処理回路（および積分処理回路）はそれぞれ１つでよく、比較回路は、自己相関値と所定の閾値とを比較して、復調信号の値を「１」または「０」に決定する。
【００７０】
【発明の効果】
本発明では、ＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる受信機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１におけるＢＰＦの通過特性の一例を示す図である。
【図３】 図１における積分処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】 図１における遅延回路におけるサンプルのうち、２つの自己相関処理回路のそれぞれに使用するサンプルについて説明する図である。
【図５】 従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【図６】 従来の受信機における２つのＢＰＦのそれぞれの通過特性の一例を示す図である。
【図７】 従来の受信機における２つのＢＰＦのそれぞれの群遅延特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
２ ＳＳＢ検波器
３ Ａ／Ｄ変換器
４ ＢＰＦ（フィルタ）
６Ａ 自己相関処理回路（第１の自己相関処理回路）
６Ｂ 自己相関処理回路（第２の自己相関処理回路）
７Ａ 積分処理回路（第１の積分処理回路）
７Ｂ 積分処理回路（第２の積分処理回路）
８ 比較回路
９ 制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）信号などを受信し、その信号を復調する受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電離層反射を伝播の手段とする短波無線通信において、従来から音声通信とともに、低いビットレート（５０〜３００ボー程度）での文字データ通信が行われている。このデータ通信は、ＦＳＫ、ＲＴＴＹ（ラジオテレタイプ）などと呼ばれる。この方式では、符号の値「１」および「０」をマークおよびスペースとそれぞれ定義し、符号の値に応じて２つの周波数のいずれかを伝送することで、符号を伝送する。
【０００３】
図５は、このようなＦＳＫ信号を受信し、そのＦＳＫ信号を復調する従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【０００４】
図５において、受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号を受信する回路である。
【０００５】
ＳＳＢ検波器２は、ＳＳＢ（Sigle Side Band）モードで受信信号を検波する検波器である。
【０００６】
バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという）１０１Ａは、ＦＳＫ信号のうちの第１のピーク周波数の成分を通過させ、第２のピーク周波数の成分を阻止するフィルタである。
【０００７】
ＢＰＦ１０１Ｂは、ＦＳＫ信号のうちの第２のピーク周波数の成分を通過させ、第１のピーク周波数の成分を阻止するフィルタである。
【０００８】
図６は、従来の受信機におけるＢＰＦ１０１ＡおよびＢＰＦ１０１Ｂの通過特性の一例を示す図である。図６においては、通過帯域の中心周波数が１８００Ｈｚであり、通過帯域の中心周波数が２２００Ｈｚである場合の両者の特性を示している。
【０００９】
比較回路１０２は、ＢＰＦ１０１Ａを通過した信号の強度とＢＰＦ１０１Ｂを通過した信号の強度とを比較し、その比較結果に応じて復調信号の値を決定する回路である。
【００１０】
次に、この従来の受信機の動作について説明する。
【００１１】
受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号を受信し、ＳＳＢ検波器２は、受信回路１により受信された信号をＳＳＢモードで検波する。
【００１２】
ＳＳＢ検波器２により検波して得られた信号は、ＢＰＦ１０１ＡおよびＢＰＦ１０１Ｂに供給される。ＢＰＦ１０１Ａは、この信号のうち、第１のピーク周波数の成分を通過させ、第２のピーク周波数の成分を阻止する。一方、ＢＰＦ１０１Ｂは、この信号のうち、第２のピーク周波数の成分を通過させ、第１のピーク周波数の成分を阻止する。
【００１３】
すなわち、伝送される符号の値が「１」である場合、ＦＳＫ信号のピーク周波数が第１のピーク周波数であり、伝送される符号の値が「０」である場合、ＦＳＫ信号のピーク周波数が第２のピーク周波数であるとすると、受信されたＦＳＫ信号における符号の値が「１」であるときには、ＢＰＦ１０１Ａの出力が、ＢＰＦ１０１Ｂの出力より大きくなり、受信されたＦＳＫ信号における符号の値が「０」であるときには、ＢＰＦ１０１Ｂの出力が、ＢＰＦ１０１Ａの出力より大きくなる。
【００１４】
したがって、比較回路１０２は、ＢＰＦ１０１Ａの出力がＢＰＦ１０１Ｂの出力より大きい場合には復調信号の値を「１」とし、ＢＰＦ１０１Ｂの出力がＢＰＦ１０１Ａの出力より大きい場合には復調信号の値を「０」として、復調信号を出力する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の受信機のように２つのＢＰＦ１０１Ａ，１０１Ｂを使用して各ピーク周波数の成分を分離しようとすると、２つのＢＰＦ１０１Ａ，１０１Ｂの振幅特性と群遅延特性の両特性を同一に設計することが困難であるという問題がある。すなわち、２つのＢＰＦ１０１Ａ，１０１Ｂの振幅特性を同一にすると、図７に示すように両者の群遅延特性が互いに異なるものとなり、逆に、両者の群遅延特性を同一にすると、両者の振幅特性が互いに異なるものとなってしまう。これに起因して、ＦＳＫ信号の符号の値を誤って復調してしまう可能性がある。
【００１６】
本発明は、上記のような問題を鑑みてなされたものであり、ＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる受信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の受信機は、ＳＳＢモードで受信信号を検波するＳＳＢ検波器と、ＳＳＢ検波器による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号とされた検波後の信号における第１および第２のピーク周波数を通過させるデジタルフィルタと、第１のピーク周波数に対応して、デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第１の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第１の自己相関処理回路と、第２のピーク周波数に対応して、デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第２の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第２の自己相関処理回路と、第１の間隔についての自己相関値と第２の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路とを備えている。そして、第１の自己相関処理回路が、デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、第１の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算し、第２の自己相関処理回路が、デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、第２の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算する。
【００１８】
この受信機を利用すると、ＢＰＦが１つで済むため、複数のＢＰＦを使用した際のＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる。さらに、ＳＳＢ検波器より後段の処理をすべてデジタル信号処理とすることができ、ＤＳＰ（ Digital Signal Processor ）などにより各回路を簡単に実現することができる。また、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、ＤＳＰの設定を変更するだけで、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００２１】
さらに、本発明の受信機は、上記各発明の受信機に加え、第１の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第１の積分処理回路と、第２の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第２の積分処理回路とを備え、比較回路は、第１の間隔についての自己相関値として第１の積分処理回路の出力を使用し、第２の間隔についての自己相関値として第２の積分処理回路の出力を使用して、第１の積分処理回路の出力と第２の積分処理回路の出力とを比較するようにしたものである。
【００２２】
この受信機を利用すると、各自己相関値の変化が緩やかになり、ノイズなどに起因する誤復調を抑制することができる。
【００２３】
さらに、本発明の受信機は、上記各発明の受信機に加え、第１の自己相関処理回路により計算される自己相関値についての第１の間隔、および、第２の自己相関処理回路により計算される自己相関値についての第２の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路を備えている。
【００２４】
この受信機を利用すると、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
【００３０】
図１は、本発明の実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【００３１】
図１において、受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号などを受信する回路である。
【００３２】
ＳＳＢ検波器２は、ＳＳＢモードで受信信号を検波する検波器である。
【００３３】
Ａ／Ｄ変換器３は、ＳＳＢ検波器２により検波され得られた信号を所定のサンプリング周期でサンプリングして、デジタル信号を得る回路である。
【００３４】
ＢＰＦ４は、ＦＳＫ信号のうちの第１および第２のピーク周波数の成分を通過させ、他の周波数帯域の成分を阻止するフィルタである。
【００３５】
図２は、ＢＰＦ４の通過特性の一例を示す図である。図２に示すように、第１および第２のピーク周波数の成分がそれぞれ１８００Ｈｚ、２２００Ｈｚである場合には、その第１および第２のピーク周波数を含む通過帯域が設定される。
【００３６】
遅延回路５は、例えば、ＢＰＦ４を通過してきたデジタル信号を、サンプリング周期ごとに順次所定の数だけ記憶していくリングバッファを有し、バッファリングされた過去のデジタル信号のサンプルを必要に応じて自己相関処理回路６Ａ，６Ｂに供給する回路である。
【００３７】
自己相関処理回路６Ａは、第１のピーク周波数に対応して、遅延回路５にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、ＢＰＦ４を通過したデジタル信号の時系列における第１の間隔についての自己相関値を計算する第１の自己相関処理回路である。
【００３８】
自己相関処理回路６Ｂは、第２のピーク周波数に対応して、遅延回路５にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、ＢＰＦ４を通過したデジタル信号の時系列における第２の間隔についての自己相関値を計算する第２の自己相関処理回路である。
【００３９】
積分処理回路７Ａは、自己相関処理回路６Ａによる自己相関値を時系列的に積分処理する第１の積分処理回路であり、積分処理回路７Ｂは、自己相関処理回路６Ｂによる自己相関値を時系列的に積分処理する第２の積分処理回路である。
【００４０】
図３は、図１における積分処理回路７Ａ，７Ｂの構成例を示すブロック図である。図３において、加算器１１は、自己相関処理回路６Ａ（６Ｂ）からの自己相関値に、係数器１３の出力値を加算する回路であり、係数器１２は、加算器１１の出力に所定の係数Ｋ１を乗算する回路であり、係数器１３は、係数器１２の出力に所定の係数Ｋ２を乗算する回路である。
【００４１】
なお、この係数Ｋ１，Ｋ２には、Ｋ１＜１、Ｋ２＜１であり、かつ、３つの式：Ｋ１／Ｋ２＜１，Ｋ１＜Ｋ２，１−Ｋ１＝Ｋ２を満たすものを選択する。例えば、Ｋ１＝０．０１およびＫ２＝０．９９とする。
【００４２】
図１に戻り、比較回路８は、積分処理回路７Ａからの値、すなわち、ＢＰＦ４の出力の時系列における第１の間隔についての自己相関値に応じた値と、積分処理回路７Ｂからの値、すなわち、ＢＰＦ４の出力の時系列における第２の間隔についての自己相関値に応じた値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する回路である。
【００４３】
制御回路９は、ユーザの指令などに応じて、自己相関処理回路６Ａにより計算される自己相関値についての第１の間隔、および、自己相関処理回路６Ｂにより計算される自己相関値についての第２の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する回路である。
【００４４】
次に、上記受信機の動作について説明する。
【００４５】
受信回路１は、図示せぬアンテナを介して、電波として伝送されてきたＦＳＫ信号などを受信し、ＳＳＢ検波器２は、受信回路１により受信された信号をＳＳＢモードで検波する。
【００４６】
Ａ／Ｄ変換器３は、ＳＳＢ検波器２により検波され得られた信号を所定のサンプリング周期でサンプリングしてデジタル信号とし、ＢＰＦ４は、そのデジタル信号のうちの、第１および第２のピーク周波数の成分を通過させ、他の周波数帯域の成分を阻止する。
【００４７】
遅延回路５は、図示せぬ内蔵のリングバッファに、ＢＰＦ４を通過してきたデジタル信号をサンプリング周期ごとに順次記憶していき、リングバッファに所定の数のデジタル信号のサンプルが記憶された後は、供給されたデジタル信号のサンプルを最も過去のサンプルに上書きしていく。
【００４８】
そして、自己相関処理回路６Ａおよび自己相関処理回路６Ｂは、それぞれ、第１および第２のピーク周波数に対応して、遅延回路５にバッファリングされたデジタル信号のサンプルを読み出して、ＢＰＦ４を通過したデジタル信号の時系列における第１の間隔および第２の間隔についての自己相関値を計算する。図４は、遅延回路５におけるサンプルのうち、自己相関処理回路６Ａおよび自己相関処理回路６Ｂの使用するサンプルについて説明する図である。
【００４９】
このとき、図４に示すように、自己相関処理回路６Ａは、現時点でバッファリングされたサンプルから過去のＮ個分のＮサンプルと、現時点からＤ１サンプル分だけの過去（時刻Ｔ１）以前のＮ個分のＮサンプルとを遅延回路５から読み出し、前者と後者とのベクトル内積を自己相関として計算する。このとき、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ１は、サンプリング周波数をｆｓとし、第１のピーク周波数をｆ１とすると、次式で得られる数とする。
【００５０】
Ｄ１＝ＩＮＴ（２×ｆｓ／ｆ１）
【００５１】
ただし、ＩＮＴ（）は、少数を切り捨て整数化する関数である。
【００５２】
これにより、自己相関処理回路６Ａにより計算される自己相関値は、受信信号が第１のピーク周波数ｆ１を有するときには高くなり、そうでないときには低くなる。
【００５３】
例えば、サンプリング周波数ｆｓが４８ｋＨｚであり、第１のピーク周波数ｆ１が１８００Ｈｚである場合には、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ１は、５３（＝ＩＮＴ（２×４８ｋＨｚ／１８００Ｈｚ））となる。
【００５４】
また、自己相関値を計算する際に使用するサンプルの数Ｎは、例えば６４とする。なお、この数Ｎは、各サンプリング周期の時間で自己相関値を演算可能であり、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂによる２つの自己相関値に明確な差が生ずるように設定すればよい。
【００５５】
一方、自己相関処理回路６Ｂは、図４に示すように、現時点でバッファリングされたサンプルから過去のＮ個分のＮサンプルと、現時点からＤ２サンプル分だけの過去（時刻Ｔ２）以前のＮ個分のＮサンプルとを遅延回路５から読み出し、前者と後者とのベクトル内積を自己相関として計算する。なお、この実施の形態では、Ｎを上述のように６４としている。
【００５６】
このとき、第２の間隔に対応するサンプル数Ｄ２は、サンプリング周波数をｆｓとし、第２のピーク周波数をｆ２とすると、次式で得られる数とする。
【００５７】
Ｄ２＝ＩＮＴ（２×ｆｓ／ｆ２）
【００５８】
これにより、自己相関処理回路６Ｂにより計算される自己相関値は、受信信号が第２のピーク周波数ｆ２を有するときには高くなり、そうでないときには低くなる。
【００５９】
例えば、サンプリング周波数ｆｓが４８ｋＨｚであり、第１のピーク周波数ｆ１が２２００Ｈｚである場合には、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ２は、４４（＝ＩＮＴ（２×４８ｋＨｚ／２２００Ｈｚ））となる。
【００６０】
そして、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂは、それぞれ計算した自己相関値を積分処理回路７Ａ，７Ｂに供給する。積分処理回路７Ａ，７Ｂは、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂからそれぞれ供給された自己相関値の急激な変化を抑制する、カットオフ周波数の低いローパスフィルタとして機能する。
【００６１】
すなわち、積分処理回路７Ａ，７Ｂにおける係数器１３が、１つ前の積分処理回路７Ａ，７Ｂの出力に所定の係数Ｋ２を乗じ、加算器１１が、今回供給された自己相関値に係数器１３の出力の値を加算し、係数器１２が、加算器１１の出力に所定の係数Ｋ１を乗じ、その演算結果を今回の積分処理回路７Ａ，７Ｂの出力とする。これにより、自己相関値が急激に変化した場合でも、積分処理回路７Ａ，７Ｂの変化は緩やかになる。
【００６２】
なお、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂの出力を比較回路８へ直接供給してもよいが、このように、自己相関処理回路６Ａ，６Ｂと比較回路８との間に積分処理回路７Ａ，７Ｂをそれぞれ設け、自己相関値の変化を緩やかにすることができる。
【００６３】
そして、積分処理回路７Ａ，７Ｂの出力は、それぞれ比較回路８に供給される。比較回路８は、積分処理回路７Ａからの値と、積分処理回路７Ｂからの値とを比較し、積分処理回路７Ａからの値が積分処理回路７Ｂからの値より大きい場合には、復調信号の値を、第１のピーク周波数に対応する符号の値（例えば「１」）とし、そうでない場合には、復調信号の値を、第２のピーク周波数に対応する符号の値（例えば「０」）とする。
【００６４】
以上のように、上記実施の形態によれば、ＳＳＢモードで受信信号を検波するＳＳＢ検波器２と、そのＳＳＢ検波器２による検波後の信号における第１および第２のピーク周波数ｆ１，ｆ２を通過させるＢＰＦ４と、第１のピーク周波数ｆ１に対応して、ＢＰＦ４を通過した信号の時系列における第１の間隔（間隔サンプル数Ｄ１）についての自己相関値を計算する自己相関処理回路６Ａと、第２のピーク周波数ｆ２に対応して、ＢＰＦ４を通過した信号の時系列における第２の間隔（間隔サンプル数Ｄ２）についての自己相関値を計算する自己相関処理回路６Ｂと、第１の間隔についての自己相関値と第２の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路８とを備えている。これにより、ＢＰＦが１つで済むため、複数のＢＰＦを使用した際のＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる。
【００６５】
また、上記実施の形態によれば、ＳＳＢ検波器２による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３を備え、ＢＰＦ４をデジタルフィルタとし、自己相関処理回路６Ａが、第１の間隔に対応するサンプル数Ｄ１だけ離れた検波後の信号間についての自己相関値を計算し、自己相関処理回路６Ｂが、第２の間隔に対応するサンプル数Ｄ２だけ離れた検波後の信号間についての自己相関値を計算する。これにより、ＳＳＢ検波器２より後段の処理をすべてデジタル信号処理とすることができ、ＤＳＰなどにより各回路を簡単に実現することができる。また、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、ＤＳＰの設定を変更するだけで、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００６６】
さらに、上記実施の形態によれば、自己相関処理回路６Ａによる自己相関値を時系列的に積分処理する積分処理回路７Ａと、自己相関処理回路６Ｂによる自己相関値を時系列的に積分処理する積分処理回路７Ｂとを備え、比較回路８は、第１の間隔についての自己相関値として積分処理回路７Ａの出力を使用し、第２の間隔についての自己相関値として積分処理回路７Ｂの出力を使用して、積分処理回路７Ａの出力と積分処理回路７Ｂの出力とを比較するようにした。これにより、各自己相関値の変化が緩やかになり、ノイズなどに起因する誤復調を抑制することができる。
【００６７】
さらに、上記実施の形態によれば、自己相関処理回路６Ａにより計算される自己相関値についての第１の間隔、および、自己相関処理回路６Ｂにより計算される自己相関値についての第２の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路９を備えている。これにより、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が変更されても、そのＦＳＫ信号を復調することができる。
【００６８】
なお、上記実施の形態では、ＦＳＫ信号におけるピーク周波数が２つである場合について述べているが、同様にして、ピーク周波数が３つ以上ある場合でもその信号を良好に復調することができる。その場合、ＢＰＦ４を、そのすべてのピーク周波数の成分が通過可能なようにし、各ピーク周波数ｆｉ（ｉ＝１，・・・，ｎ；ｎ＞２）に応じた間隔サンプル数Ｄｎでそれぞれ自己相関処理を行う自己相関処理回路（および積分処理回路）をそのピーク周波数の数ｎだけ設ければよい。また、この場合、そのｎ個の自己相関値間の大小関係に応じて符号を復調すればよい。
【００６９】
また、単一の周波数の信号が断続するような信号を良好に復調することも可能である。その場合、自己相関処理回路（および積分処理回路）はそれぞれ１つでよく、比較回路は、自己相関値と所定の閾値とを比較して、復調信号の値を「１」または「０」に決定する。
【００７０】
【発明の効果】
本発明では、ＢＰＦの特性の不一致に起因するＦＳＫ信号の誤復調を抑制することができる受信機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１におけるＢＰＦの通過特性の一例を示す図である。
【図３】 図１における積分処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】 図１における遅延回路におけるサンプルのうち、２つの自己相関処理回路のそれぞれに使用するサンプルについて説明する図である。
【図５】 従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【図６】 従来の受信機における２つのＢＰＦのそれぞれの通過特性の一例を示す図である。
【図７】 従来の受信機における２つのＢＰＦのそれぞれの群遅延特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
２ ＳＳＢ検波器
３ Ａ／Ｄ変換器
４ ＢＰＦ（フィルタ）
６Ａ 自己相関処理回路（第１の自己相関処理回路）
６Ｂ 自己相関処理回路（第２の自己相関処理回路）
７Ａ 積分処理回路（第１の積分処理回路）
７Ｂ 積分処理回路（第２の積分処理回路）
８ 比較回路
９ 制御回路
Claims (3)
- ＦＳＫ信号を受信し、そのＦＳＫ信号を復調する受信機において、
ＳＳＢモードで受信信号を検波するＳＳＢ検波器と、
上記ＳＳＢ検波器による検波後の信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
上記Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号とされた上記検波後の信号における第１および第２のピーク周波数を通過させるデジタルフィルタと、
上記第１のピーク周波数に対応して、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第１の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第１の自己相関処理回路と、
上記第２のピーク周波数に対応して、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号の時系列における第２の間隔だけ離れた信号間の自己相関値を計算する第２の自己相関処理回路と、
上記第１の間隔についての自己相関値と上記第２の間隔についての自己相関値とを比較し、その比較結果に基づいて復調信号の値を決定する比較回路と、
を備え、
上記第１の自己相関処理回路は、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、上記第１の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算し、
上記第２の自己相関処理回路は、上記デジタルフィルタを通過したデジタル信号において、上記第２の間隔に対応するサンプル数だけ離れた複数のサンプル同士の自己相関値を計算すること、
を特徴とする受信機。 - 前記第１の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第１の積分処理回路と、前記第２の自己相関処理回路による自己相関値を時系列的に積分処理する第２の積分処理回路とを備え、
前記比較回路は、前記第１の間隔についての自己相関値として上記第１の積分処理回路の出力を使用し、前記第２の間隔についての自己相関値として上記第２の積分処理回路の出力を使用して、上記第１の積分処理回路の出力と上記第２の積分処理回路の出力とを比較すること、
を特徴とする請求項１記載の受信機。 - 前記第１の自己相関処理回路により計算される前記自己相関値についての前記第１の間隔、および、前記第２の自己相関処理回路により計算される前記自己相関値についての前記第２の間隔のうちの少なくとも一方を設定または変更する制御回路を備えることを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001085301A JP3679340B2 (ja) | 2001-03-23 | 2001-03-23 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001085301A JP3679340B2 (ja) | 2001-03-23 | 2001-03-23 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002290483A JP2002290483A (ja) | 2002-10-04 |
| JP3679340B2 true JP3679340B2 (ja) | 2005-08-03 |
Family
ID=18940838
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001085301A Expired - Fee Related JP3679340B2 (ja) | 2001-03-23 | 2001-03-23 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3679340B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006121454A (ja) * | 2004-10-22 | 2006-05-11 | Nagano Japan Radio Co | フレーム同期方法および装置 |
| CN108388181B (zh) * | 2018-03-22 | 2019-11-05 | 杭州米芯微电子有限公司 | 按键扫描装置及*** |
-
2001
- 2001-03-23 JP JP2001085301A patent/JP3679340B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002290483A (ja) | 2002-10-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5386495A (en) | Method and apparatus for determining the signal quality of a digital signal | |
| US8095095B2 (en) | Band switch control apparatus for intermediate frequency filter | |
| WO1992020173A1 (en) | Receiver with signal classifier | |
| JP3679340B2 (ja) | 受信機 | |
| US5748036A (en) | Non-coherent digital FSK demodulator | |
| EP1094627A1 (en) | Method and device to retrieve RDS information | |
| WO2005039196B1 (en) | Multimode receiver for frequency error mitigation | |
| US5764708A (en) | Device for identifying a predetermined sequence of signals in a modem | |
| US4447909A (en) | Circuit for rapid recognition of FSK signals in a radio channel | |
| JP2004048397A (ja) | 受信システム | |
| JP2752565B2 (ja) | スペクトラム拡散無線機 | |
| EP0949772B1 (en) | Radio Data System (RDS) demodulator for receiving broadcast programmes carrying both Radio Data signals and ARI signals, comprising a digital filter means for obtaining a high attenuation of ARI signals | |
| KR100284698B1 (ko) | 다중 fsk 복조장치 및 방법 | |
| JP2806397B2 (ja) | Ｄｔｍｆ信号受信回路 | |
| JP4214852B2 (ja) | ダイバ−シティアンテナシステムにおけるアンテナ選択方法 | |
| CN101997554A (zh) | 声音信号处理装置、fm接收装置及声音数据的处理方法 | |
| JPH0548973B2 (ja) | ||
| JP3422484B2 (ja) | 復調回路及びそれを有する受信装置 | |
| JP2706481B2 (ja) | データ伝送装置 | |
| JP2910530B2 (ja) | 複合音声復調回路 | |
| JPH06232831A (ja) | 多重無線受信装置 | |
| JPS6016133Y2 (ja) | 周波数偏移信号復調回路 | |
| JPH07297732A (ja) | 受信装置 | |
| JP2000269921A (ja) | ヌル信号検出装置 | |
| JPH0669896A (ja) | 信号有無判定回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041021 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041102 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041227 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20041227 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050419 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050512 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080520 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090520 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100520 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100520 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110520 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |