JP3674547B2 - 電流制御型素子用駆動装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流制御型素子の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
正電圧と負電圧の２つの出力を主トランスに設けられる１つの二次巻き線から取り出すようにしたスイッチング電源回路が知られている。たとえば、特開平７−３３７０１２号公報には、トランスに巻かれた一次巻き線に印加する直流電圧を変えてトランスの二次巻き線に正の電圧と負の電圧とを誘起し、誘起された正電圧および負電圧に対してそれぞれ整流・平滑を行う２つの従出力回路を並列に接続した電源回路が記載されている。このような電源回路では、一方の従出力回路から正の電圧が出力され、他方の従出力回路から負の電圧が出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
正電圧と負電圧とをそれぞれ出力させるために２つの従出力回路を設けていると、電源回路の小型化に改良の余地がある。
【０００４】
本発明の目的は、従出力回路を少なくするようにした駆動回路を用いて電流制御型素子の駆動装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
一実施の形態を示す図２、図５、図７、図９、図１１に対応づけて本発明を説明する。
（１）請求項１に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、駆動用端子に接続された誘導性負荷に駆動電流を供給する電流制御型トランジスタを備え、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きと逆方向にオンするように誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を電流制御型トランジスタの制御端子に供給する保護手段２３,２３Ａ(２７０,２６,７２,２７０Ａ,２６Ａ,７２Ａ)を備えた電流制御型素子用駆動装置に適用される。そして、電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給するパルス電流発生手段１０,１０Ａと、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を制御端子へ少なくとも１パルス供給するようにパルス電流発生手段１０、１０Ａを制御する制御手段２２,２２Ａ(２８,２８Ａ)とを備えることにより、上述した目的を達成する。
（２）請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、パルス電流発生手段は、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段１１,１３〜１６,１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、トランス１７,１７Ａの二次巻線７２,７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割でそれぞれ整流する整流手段１８〜２１,１８Ａ〜２１Ａとを備えることを特徴とする。
（３）請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電流制御型素子用駆動装置において、交流発生手段は、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正方向に印加するように接続する第１のスイッチ１３,１３Ａおよび第２のスイッチ１６,１６Ａと、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から負方向に印加するように接続する第３のスイッチ１４,１４Ａおよび第４のスイッチ１５,１５Ａと、正方向に印加するように接続する時間および負方向に印加するように接続する時間の長い方は、他方の時間と正方向および負方向のいずれにも接続しない時間との和より短くするように第１〜第４のスイッチ１３〜１６,１３Ａ〜１６Ａを開閉制御するスイッチ制御手段１１,１１Ａとを備えることを特徴とする。
（４）請求項４に記載の発明は、請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、整流手段は、互いに極性が逆向きになるように直列に接続される第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)と、第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)にそれぞれ並列に接続される第５のスイッチ２０,２０(２６,２６Ａ)および第６のスイッチ２１,２１(２７,２７Ａ)と、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)による整流方向を切換えるように第５のスイッチ２０,２０(２６,２６Ａ)および第６のスイッチ２１,２１(２７,２７Ａ)を開閉制御する第２のスイッチ制御手段２２,２２Ａ(２８,２８Ａ)とを備えることを特徴とする。
（５）請求項５に記載の発明は、請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、整流手段は、直列に接続される第１の整流素子および第５のスイッチと、直列に接続される第２の整流素子および第６のスイッチとを第１の整流素子および第２の整流素子の極性が逆向きになるように並列に接続し、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで第１の整流素子および第２の整流素子による整流方向を切換えるように第５のスイッチおよび第６のスイッチを開閉制御する第２のスイッチ制御手段を備えることを特徴とする。
（６）請求項６に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、誘導性負荷に対して下アーム側に位置して第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第１のパルス電流発生手段１０と、第１の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、第１の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように第１のパルス電流発生手段１０を制御する第１の制御手段２２(２８)と、第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第２のパルス電流発生手段１０Ａと、第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように第２のパルス電流発生手段１０Ａを制御する第２の制御手段２２Ａ(２８Ａ)とを備えることにより、上述した目的を達成する。
（７）請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０および第２のパルス電流発生手段１０Ａは、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段１１,１３〜１６,１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、トランス１７,１７Ａの二次巻線７２,７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割で整流する整流手段１８〜２１,１８〜２１Ａとをそれぞれ備えることを特徴とする。
（８）請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１の制御手段２２(２８)および第２の制御手段２２Ａ(２８Ａ)は、一方の電流制御型トランジスタのオン／オフ状態により他方の電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス状電流の正負を切換えるようにそれぞれの整流手段１８〜２１,１８〜２１Ａを制御することを特徴とする。
（９）請求項９に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、誘導性負荷に対して下アーム側に位置して第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第１のパルス電流発生手段１０Ｂと、第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第２のパルス電流発生手段１０Ａとを備え、第１のパルス電流発生手段１０Ｂおよび第２のパルス電流発生手段１０Ａは、互いの位相が反転するパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタおよび第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給するように同期されることにより、上述した目的を達成する。
（１０）請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０Ｂは、第１の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、第１のパルス電流発生手段１０Ｂおよび第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第１のパルス電流発生手段１０Ｂによる正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段１０Ａによる負のパルス状電流の位相が一致し、第１のパルス電流発生手段１０Ｂによる負のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段１０Ａによる正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、第１の電流制御型トランジスタおよび第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする。
（１１）請求項１１に記載の発明は、請求項１０に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０Ｂは、第１のトランス１７Ｂと、直流電圧源１２の出力両端を第１のトランス１７Ｂの一次巻線７１の両端から正負両方向に交互に印加する第１の交流発生手段１１,１３〜１６と、第１のトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂに誘起する正負の電圧を時分割で整流する第１の整流手段１８〜２１とを備え、第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第２のトランス１７Ａと、直流電圧源１２Ａの出力両端を第２のトランス１７Ａの一次巻線７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する第２の交流発生手段１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、第２のトランス１７Ａの二次巻線７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割で整流する第２の整流手段１８Ａ〜２１Ａとを備え、第１のトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂに誘起される電圧の位相および第２のトランス１７Ａの二次巻線７２Ａに誘起される電圧の位相は、反転していることを特徴とする。
（１２）請求項１２に記載の発明は、請求項１１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のトランス１７Ｂおよび第２のトランス１７Ａは１つのトランス１７Ｃで構成され、このトランス１７Ｃは、共用される一次巻線７１と、正負の電圧を誘起する第１の二次巻線７２Ｂと、第１の二次巻線７２Ｂによって誘起される正負の電圧と位相が反転する正負の電圧を誘起する第２の二次巻線７２Ａとを備えることを特徴とする。
（１３）請求項１３に記載の発明は、請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、誘導性負荷４０に対して上アーム側に位置して第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷４０から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第３の電流制御型トランジスタ４３と、第３の電流制御型トランジスタ４３と直列に接続され、誘導性負荷４０に対して下アーム側に位置して第１の方向駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷４０から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第４の電流制御型トランジスタ４４と、第３の電流制御型トランジスタ４３が誘導性負荷４０を駆動する向きにオンする期間に第３の電流制御型トランジスタ４３の制御端子に正のパルス状電流を供給する第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７と、第４の電流制御型トランジスタ４４が誘導性負荷４０を駆動する向きにオンする期間に第４の電流制御型トランジスタ４４の制御端子に正のパルス状電流を供給する第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８とをさらに備え、第１のパルス電流発生手段〜第４のパルス電流発生手段５７，５３，４５，４６，５８，５４，４７，４８は、(1)第１のパルス電流発生手段５７，５３，４５による正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段５７，５３，４６による正のパルス状電流の位相が反転し、(2)第１のパルス電流発生手段５７，５３，４５による正のパルス状電流および第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８による正のパルス状電流の位相が一致し、(3)第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７による正のパルス状電流および第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８による正のパルス状電流の位相が反転し、(4)第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７による正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段５７，５３，４６による正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、第１の電流制御型トランジスタ〜第４の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする。
【０００６】
なお、上記課題を解決するための手段の項では、本発明をわかりやすく説明するために実施の形態の図と対応づけたが、これにより本発明が実施の形態に限定されるものではない。
【０００７】
【発明の効果】
本発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）請求項１〜５に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、正負のパルス状電流を電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス電流発生手段を設け、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点で負のパルス状電流を制御端子へ少なくとも１パルス供給するようにした。この結果、パルス電流発生手段は発生する正負のパルス状電流のうち正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれかを時分割で制御端子に供給すればよく、正負のパルス電流を出力する回路を別々に備える場合に比べて回路を少なくできるから、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（２）請求項２、７に記載の発明では、トランスの一次巻線に印加される交流電圧に応じてトランスの二次巻線に誘起される正負の電圧を時分割で整流するようにしたので、トランスの二次巻線側の回路を少なくできる。この結果、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（３）請求項３に記載の発明では、交流発生手段がトランスの一次巻線に印加する正負の電圧のうち長い方の印加時間は、短い方の印加時間と正負いずれの電圧も印加しない時間との和より短くするようにした。この結果、一次巻線に流れる交流電流が１周期ごとに０になるのでトランスのコアが飽和することがなく、安定して動作する駆動装置を得ることができる。
（４）請求項４、５に記載の発明では、極性が逆向きに接続された第１の整流素子および第２の整流素子のそれぞれが時分割でトランスの二次巻線に誘起する電圧を整流するように第５のスイッチおよび第６のスイッチを開閉制御した。この結果、少ない部品でトランスの二次巻線側の回路を構成でき、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（５）請求項６〜８に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正負のパルス状電流をそれぞれ供給する第１および第２のパルス電流発生手段を設け、第１および第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に連続的に２パルス以上の正のパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、第１および第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点で少なくとも１パルスの負のパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給するようにした。この結果、第１および第２のパルス電流発生手段は、発生する正負のパルス状電流のうち正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれかを時分割でそれぞれの制御端子に供給すればよく、正負のパルス電流を出力する回路を別々に備える場合に比べて回路を少なくできるから、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（６）請求項８に記載の発明では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの一方のオン／オフ状態により他方の電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス状電流の正負を切換えるようにした。したがって、たとえば、一方の電流制御型トランジスタがターンオンされるときに他方の電流制御型トランジスタ内に電荷が蓄積されている場合、他方の電流制御型トランジスタの制御端子に負のパルス状電流を供給すると、蓄積電荷が素早く引き抜かれる。この結果、他方の電流制御型トランジスタ内に滞留する電荷が減少して電流制御型トランジスタがオフされるから、第１および第２の電流制御型トランジスタを貫通するような大きな電流が流れることが防止される。
（７）請求項９〜１３に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流をそれぞれ供給する第１および第２のパルス電流発生手段を設け、第１および第２の電流制御型トランジスタがそれぞれ誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に、互いの位相が反転するように同期されたパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給するようにした。この結果、同位相のパルス電流を出力する場合に比べて損失を低減し、小型で低コストの駆動装置が得られる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
−第一の実施の形態−
図１は、本発明の第一の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置を説明する図である。図１において、Ｔ１およびＴ２は、モータなどからなる誘導性負荷Ｌ１に駆動電流を供給する電流制御形スイッチングトランジスタ（以下、単に駆動用トランジスタと略する）であり、それぞれのベース端子に接続されている駆動回路１０および１０Ａにより駆動される。駆動用トランジスタＴ１のコレクタ端子に電源電圧Ｖ１が接続され、駆動用トランジスタＴ２のエミッタ端子は接地されている。駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子と駆動用トランジスタＴ２のコレクタ端子との間に誘導性負荷Ｌ１が接続されている。
【０００９】
このような誘導性負荷Ｌ１を駆動する電流制御型素子用の駆動装置は、たとえば、誘導モータを制御するチョッパ回路およびＨブリッジ回路などに用いられる。これらの回路では、誘導性負荷Ｌ１で発生される逆起電力から駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２を保護することが必要である。
【００１０】
たとえば、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりオンされると、電流が図中Ａで示す方向に流れる。その後、駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図中Ｐ点の電位が上昇する。Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、駆動用トランジスタＴ１のコレクタ−エミッタ間が逆バイアスされて駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、上記逆起電力による環流電流が図中Ｂで示す方向に流れる。
【００１１】
駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンしている間に、再び駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりターンオンされると、Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れる。駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入り、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷がそのまま滞留してしまう。この結果、駆動用トランジスタＴ１はオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち順方向に電流が流れる状態にされ、駆動用トランジスタＴ１および駆動用トランジスタＴ２を貫通する大きな貫通電流Ｚが流れるおそれがある。本発明による駆動回路１０および１０Ａは、それぞれ駆動用トランジスタＴ１および２を駆動するとともに、貫通電流が駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２を流れるのを抑える。
【００１２】
図２は、図１の駆動回路１０，１０Ａを示す図である。図２において、駆動回路１０は、発振回路１１と、直流電圧源１２と、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６と、トランス１７と、ダイオード１８および１９と、スイッチ２０、２１、２３と、制御回路２２と、出力端子２４および２５とを有する。トランス１７には一次巻き線７１と二次巻き線７２とが巻かれている。なお、下側アームの駆動回路１０Ａを構成するトランスおよびスイッチなどの符号は、上側アームの駆動回路１０で用いられる符号と同一の番号にＡをつけて表す。
【００１３】
トランス１７の一次巻き線７１側の回路には、直流電圧源１２の電圧を正の向きに一次巻き線７１に印加するため、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６が直列に接続されている。また、直流電圧源１２の電圧を負の向きに一次巻き線７１に印加するため、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５が直列に接続されている。発振回路１１は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６の組、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５の組のいずれかの組をオンし、他方の組をオフするように制御信号を出力する。
【００１４】
トランス１７の二次巻き線７２側には、その極性が互いに逆となるように、ダイオード１８および１９が直列に接続されている。ダイオード１８および１９には、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１が並列に接続されている。制御回路２２は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１のいずれかをオンし、他方をオフするように制御信号を出力する。図２において、二次巻き線７２の正の向き(図中ドットに向かう上向き)に電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２０がオフされる。また、二次巻き線７２の負の向きに電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされる。
【００１５】
上述した駆動回路１０の動作タイミングを説明する。図３は、図２の駆動回路１０の動作タイミングを示すタイミングチャートである。図３において、一次巻き線７１を流れる電流波形をＩｐ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６のゲート端子に印加される制御信号波形をSig13、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５のゲート端子に印加される制御信号波形をSig14とする。制御信号Sig13およびSig１４は、たとえば、周波数３００ｋＨｚで連続して各スイッチのゲート端子に印加される。この場合、１周期は約３．３３μ秒であり、１周期を１００％とすると、制御信号SiG13がＨレベルにされるタイミングｔ１〜ｔ２の期間が３０％、制御信号SiG13がＬレベルになってから制御信号Sig14がＨレベルになるタイミングｔ２〜ｔ３の期間が５％、制御信号SiG14がＨレベルであるタイミングｔ３〜ｔ４の期間が３０％、制御信号Sig13およびSig14がともにＬレベルであるタイミングｔ４〜ｔ６の期間が３５％である。このうち、タイミングｔ２〜ｔ３の期間をきわめて０に近い値にし、その分ｔ４〜ｔ６の期間を長くする。
【００１６】
タイミングｔ１の時点において、一次巻き線７１側の発信回路１１は、制御信号Sig13をＨレベルにする。このとき、制御信号Sig14はＬレベルのままである。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオフされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに励磁電流が流れ始める。タイミングｔ２の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig13をＬレベルにする。このとき制御信号Sig14はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６がオフされる。このとき、一次巻き線７１を流れる励磁電流は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５に内蔵される不図示のボディダイオードを介して環流される。
【００１７】
タイミングｔ３の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig14をＨレベルにする。このとき制御信号Sig13はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオンされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに流れる励磁電流が減少を始める。タイミングｔ４の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig14をＬレベルにする。このとき制御信号Sig13はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６がオフされる。ここで、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオンされている時間が、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオンされている時間とＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６の全てがオフされている時間との和より短くなるように、発信回路１１はＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を開閉制御する。この結果、一次巻き線７１を流れる励磁電流は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５に内蔵される不図示のボディダイオードを介して環流され、タイミングｔ５の時点で０になる。
【００１８】
タイミングｔ６の時点において、発信回路１１は、再び制御信号Sig13をＨレベルにする。このとき制御信号Sig14はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオフされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに励磁電流が流れ始める。以降同様に、上述したタイミングｔ１〜タイミングｔ６の動作が繰り返し行われる。タイミングｔ５の時点で励磁電流を一旦０にするので、トランス１７のコアが飽和することがない。
【００１９】
二次巻き線７２側の制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して正の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＬレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＨレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされてダイオード１８による整流動作が行われ、正の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からエミッタ端子に駆動電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が駆動される。
【００２０】
上述した一次巻き線７１を流れる図３の電流波形Ｉｐは、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるタイミングで大きくなって、図３の電流波形ＩｐＬ＋で示されるようになる。すなわち、出力端子２４および２５間に負荷電流を流すときだけ、トランス１７の一次巻き線７１側から二次巻き線７２側にエネルギーが伝達される。
【００２１】
一次巻き線７１の電流が増加する期間は、トランス１７の作用により二次巻き線７２のドット側の出力端子２４から流れ出る向きの負荷電流が流れる。一次巻き線７１の電流が減少する期間は、出力端子２５の電位に対して二次巻き線７２のドット側の電位が下がるが、ダイオード１８の整流作用により負荷電流が出力端子２４から流れ込むことがない。
【００２２】
一方、制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して負の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＨレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＬレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされて、ダイオード１９による整流動作が行われ、負の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が減少する期間に、トランス１７の作用により二次巻き線７２のドット側の出力端子２４に流れ込む向きの電流が流れる。一次巻き線７１の電流が増加する期間は、ダイオード１９の整流作用により負荷電流が出力端子２４から流れ出ることはない。
【００２３】
本実施の形態では、二次巻き線７２のドット側の出力端子２４に流れ込む向きの電流を用いて、上述した駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷を引き抜く。すなわち、駆動用トランジスタＴ１内に滞留している逆回復時の逆回復電荷があるとき、ベース端子から電荷を引く抜くことにより、駆動用トランジスタＴ１がオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち順方向に電流が流れる状態にされる時間を短縮する。
【００２４】
以上の説明では、図１の上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動する駆動回路１０について説明したが、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動する駆動回路１０Ａも同様の動作を行う。なお、駆動回路１０の制御回路２２と、駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとは、不図示のタイミング信号により同期制御されている。
【００２５】
図４は、図１の電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。図４において、電流波形Ｉｐは、駆動回路１０および１０Ａの各一次巻き線７１および７１Ａを流れる電流の波形である。一次巻線７１，７１Ａには、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００２６】
下側アームの制御回路２２Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が連続的に流される。駆動用トランジスタＴ２は容量性負荷であり、駆動用トランジスタＴ２内の電荷のライフタイムがパルス状電流の周期に比べて十分長いことにより、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。この場合には、トランス１７Ａの二次巻き線７２側に平滑用コンデンサを設けなくてもよい。
【００２７】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２がオンされることにより、電流が図１のＡ方向に流れる。駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２２Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよびスイッチ２３Ａを全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子にパルス状の電流が供給されなくなるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図１のＰ点の電位が上昇し、Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなる。このとき、上側アームのスイッチ２３は、二次巻線７２側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを非接続にしているが、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流す。この結果、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、環流電流が図１のＢ方向に流れる。
【００２８】
上側アームの制御回路２２は、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１をオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオン、スイッチ２３をオンにする。スイッチ２３は、二次巻線７２側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを接続し、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)へ向かう電流は流さない。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２２は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０、およびスイッチ２３を全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００２９】
一方、下側アームの制御回路２２Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、上側アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、上述したように上側アームの駆動用トランジスタＴ１内の電荷が少なくされるので、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００３０】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動回路１０Ａでオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を駆動回路１０で引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動回路１０でオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を駆動回路１０Ａで引き抜く場合についても同様である。
【００３１】
駆動回路１０(１０Ａ)のダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)は、損失が小さいショットキーダイオードを用いる。電圧ドロップが小さいダイオードを用いることにより、トランス１７(１７Ａ)の二次巻線７２(７２Ａ)側の出力電圧を低くすることができる。この結果、トランス１７(１７Ａ)の設計時にトランスの消費電力を小さくすることができるので、トランスに用いるコアサイズを小さくしてより小型の駆動回路１０(１０Ａ)を得ることが可能になる。
【００３２】
以上説明した第一の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）駆動回路１０(１０Ａ)にパルス型トランス１７(１７Ａ)を用い、タイミングｔ１〜タイミングｔ６の動作を周波数３００ＫＨｚで繰り返し行い、タイミングｔ５の時点で一次巻き線７１(７１Ａ)の励磁電流を一旦０にするようにした。したがって、トランス１７(１７Ａ)のコアが飽和することがなく、パルス型の電源回路を安定に動作させることができる。
（２）タイミングｔ１〜ｔ６の１周期は、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２中の電荷のライフタイムより十分小さくしたので、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２をパルス状の駆動電流によってターンオンさせることができる。この結果、トランス１７(１７Ａ)の二次側に平滑コンデンサを設けなくてよくなり、回路の小型化およびコスト削減の効果がある。
（３）二次巻き線７２(７２Ａ)側に負荷電流を流すときだけトランス１７(１７Ａ)の二次側にエネルギーが伝達されるので、トランスの二次側に電流を流し続ける必要がなく、二次側の回路部品を少なくして回路を簡略化できる。
（４）トランス１７(１７Ａ)の二次側にダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに極性が逆向きとなるように直列に接続し、それぞれのダイオードに並列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続する。駆動回路１０(１０Ａ)から正のパルス電流を出力するときはＮ型ＭＯＳスイッチ２１(２１Ａ)をオンして他方をオフ、負のパルス電流を出力するときはＮ型ＭＯＳスイッチ２０(２０Ａ)をオンして他方をオフするようにした。したがって、正のパルス電流を出力するときはダイオード１８(１８Ａ)により整流され、負のパルス電流を出力するときはダイオード１９(１９Ａ)により整流される。この結果、１つの従出力回路から時分割で正負両方向の電流を出力させることができるので、回路の小型化およびコスト削減の効果がある。
（５）上型アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に移行するときに駆動回路１０から負のパルス電流を出力し、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が逆回復動作に移行するときに駆動回路１０Ａから負のパルス電流を出力するようにした。したがって、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタ領域に蓄積されている電荷が、負の電流により素早くそれぞれのベース端子から引き抜かれるので、コレクタ領域に滞留する電荷がなくなり、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２がオフ状態にされる。この結果、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタ端子からエミッタ端子に向けて大きな貫通電流が流れることが防止されて無駄な損失がなくなる上に、逆回復動作をしていない方の駆動用トランジスタまで貫通電流で破壊してしまうことが防止される。
【００３３】
上述した図４のＮ型ＭＯＳスイッチ２１Ａの開閉タイミングについて、スイッチ２３Ａの開閉タイミングと同じにしたが、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオンしたままでスイッチ２３Ａのみを図４のように開閉制御するようにしてもよい。
【００３４】
また、図４のＮ型ＭＯＳスイッチ２０の開閉タイミングについて、スイッチ２３の開閉タイミングと同じにしたが、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオンしたままでスイッチ２３のみを図４のように開閉制御するようにしてもよい。
【００３５】
以上の説明では、ダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに逆向きとなるように直列に接続し、それぞれのダイオードに並列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続した。この代わりに、ダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに逆向きとなるように並列に接続し、それぞれのダイオードに直列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続するようにしてもよい。
【００３６】
また、上述した説明では、図４のタイミングｔ２２の時点で下側アームの駆動用トランジスタＴ２がターンオフされ、図１のＰ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、上側アームのスイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流し、駆動用トランジスタＴ１を逆方向にオンするようにした。この結果、環流電流が図１のＢ方向に流れる。この代わりに、タイミングｔ２２〜ｔ２３の期間にＮ型ＭＯＳスイッチ２１をオンさせて、駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)→二次巻線７２→ダイオード１８→Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１→ベース端子(出力端子２４)に電流を流し、駆動用トランジスタＴ１を逆方向にオンするようにしてもよい。
【００３７】
−第二の実施の形態−
図５を参照して第二の実施の形態を説明する。図５は、本発明による第二の実施の形態による駆動回路を説明する図である。図５において、トランス１７の一次側の回路は、第一の実施の形態と共通なので説明を省略する。
【００３８】
トランス１７の二次巻き線７２のドットと反対側には、そのドレイン端子、ソース端子の接続が互いに逆となるように、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および２７が直列に接続されている。Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および２７のゲート端子には、制御回路２８からの制御信号がそれぞれ入力される。制御回路２８には、二次巻き線７２のドット側が接続されている。
【００３９】
図５において、二次巻き線７２から正の向き(図５のドット側に向かう上向き)の電流を出力させるとき、制御回路２８によりＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされる。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオンし、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオフする。この結果、出力端子２４から正のパルス電流が出力される。
【００４０】
一方、二次巻き線７２から負の向き(図５のドット側から下向き)の電流を出力させるとき、制御回路２８によりＮ型ＭＯＳスイッチ２７がオンされる。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオンし、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオフする。この結果、出力端子２４から負のパルス電流が出力される。
【００４１】
図６は、第二の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。なお、下側アームの駆動回路を構成するトランスおよびスイッチなどの符号は、上側アームの駆動回路で用いられる符号と同一の番号にＡをつけて表す。図６において、電流波形Ｉｐは、駆動回路の各一次巻き線７１、７１Ａを流れる電流の波形である。第一の実施の形態と同様に、一次巻線７１，７１Ａには駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００４２】
下側アームの制御回路２８Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンにする。制御回路２８Ａはさらに、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオンし、正の電位が誘起されないとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオフする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流され、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。正の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオンされるので、内蔵ダイオード２７０Ａによる順方向ドロップ損失が起こらない。二次巻き線７２Ａのドット側に負の電位が誘起されるときはＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオフされるので、内蔵ダイオード２７０Ａの整流作用によりパルス状の電流は流れない。
【００４３】
駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２８Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオフにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子にパルス状の電流が供給されなくなるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされ、図１のＰ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、上側アームのＮ型ＭＯＳスイッチ２６が周期的にオンしているので、上側アームの駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)→内蔵ダイオード２７０→Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６→二次巻線７２→ベース端子(出力端子２４)に電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンする。
【００４４】
上側アームの制御回路２８は、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７をオンにする。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンし、誘起されないとＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオフする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。負の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされるので、内蔵ダイオード２６０による順方向ドロップ損失が起こらない。二次巻線７２のドット側に正の電位が誘起されるときはＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオフされるので、内蔵ダイオード２６０の整流作用によりパルス状の電流は流れない。
【００４５】
電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２８は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７をオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００４６】
一方、下側アームの制御回路２８Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、上述したように上側アームの駆動用トランジスタＴ１内の電荷は少なくされるので、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００４７】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２をオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１をオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を引き抜く場合についても同様である。
【００４８】
以上説明した第二の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）駆動回路のトランス１７Ａの二次巻き線７２Ａのドットと反対側に、そのドレイン端子、ソース端子の接続が互いに逆となるように、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａおよび２７Ａを直列に接続する。トランス１７Ａの二次巻き線７２Ａから正の向きの電流を出力させるとき、制御回路２８ＡがＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンするとともに、二次巻き線７２Ａのドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオンし、二次巻き線７２Ａのドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオフするようにした。この結果、正の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオンされるので、内蔵ダイオード２７０による順方向ドロップ損失が起こらない。また、トランス１７の二次巻き線７２から負の向きの電流を出力させるとき、制御回路２８がＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオンするとともに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオンし、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオフするようにした。この結果、負の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされるので、内蔵ダイオード２６０による順方向ドロップ損失が起こらない。
（２）第一の実施の形態と同様にトランス１７Ａの二次側の従出力回路を１つにした上で、二次巻き線７２Ａに接続される素子数を２個(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａ，２７Ａ)に抑えるようにしたので、小型で低コストの電流制御型素子の駆動装置を得ることができる。
【００４９】
上述した図６のＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａの開閉タイミングについて、二次巻き線７２Ａのドット側に正の電位が誘起されるとオンするようにしたが、スイッチ２６Ａがオンされているタイミングｔ２１〜ｔ２２、ｔ２３〜ｔ２５の期間のみ、二次巻き線７２Ａのドット側に誘起される正の電位に応じてオンするようにしてもよい。
【００５０】
また、図６のＮ型ＭＯＳスイッチ２６の開閉タイミングについて、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとオンするようにしたが、スイッチ２７がオンされているタイミングｔ２３〜タイミングｔ２４の期間のみ、二次巻き線７２のドット側に誘起される負の電位に応じてオンするようにしてもよい。
【００５１】
以上の説明では、トランス１７，１７Ａの一次巻線７１，７１Ａに対して駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流を流すようにしたが、周波数は２００ＫＨｚでも５００ＫＨｚでもよい。この周波数は、駆動するトランジスタＴ１およびＴ２内のキャリアのライフタイムに応じて設定される。
【００５２】
−第三の実施の形態−
図７は、本発明の第三の実施の形態による駆動回路を説明する図である。図７において、第一の実施の形態による図２と同一の構成には、図２と同一の符号を記して説明を省略する。第三の実施の形態による駆動回路は、第一の実施の形態による駆動回路に比べて、上側アームの駆動回路１０Ｂを構成するトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂの極性が逆にされている点が異なる。
【００５３】
トランス１７Ｂの二次巻き線７２Ｂ側には、その極性が互いに逆となるように、ダイオード１８および１９が直列に接続されている。ダイオード１８および１９には、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１が並列に接続されている。制御回路２２は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１のいずれかをオンし、他方をオフするように制御信号を出力する。図７において、二次巻き線７２Ｂの正の向き(図中ドットに逆らう上向き)に電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２０がオフされる。また、二次巻き線７２Ｂの負の向きに電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされる。
【００５４】
上側アームの駆動回路１０Ｂの動作タイミングを説明する。一次巻線７１側の回路の動作タイミングは、上述した第一の実施の形態による駆動回路１０の動作タイミング(図３)と同じである。ただし、二次巻き線７２Ｂの極性が逆にされているので、駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの一次巻き線７１を流れる励磁電流波形が大きくなるタイミングで、駆動用トランジスタＴ１に負のパルス状電流が印加される。また、駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの一次巻き線７１を流れる励磁電流波形が小さくなるタイミングで、駆動用トランジスタＴ１に正のパルス状電流が印加される。
【００５５】
逆極性で配置された二次巻き線７２Ｂ側の制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して正の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＬレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＨレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされてダイオード１８による整流動作が行われ、正の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が減少する期間に、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からエミッタ端子に駆動電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が駆動される。一次巻き線７１の電流が増大する期間は、ダイオード１９の整流作用により正の電流が出力端子２４に印加されることはない。
【００５６】
一方、制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して負の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＨレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＬレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされて、ダイオード１９による整流動作が行われ、負の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が増大する期間に、トランス１７Ｂの作用により二次巻き線７２Ｂのドットと逆側の出力端子２４に流れ込む向きの電流が流れる。一次巻き線７１の電流が減少する期間は、ダイオード１９の整流作用により正の電流が出力端子２４に印加されることはない。
【００５７】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動する駆動回路１０Ａについては、第一の実施の形態と同様の動作を行うので説明を省略する。上側アームのトランス１７Ｂの二次巻き線７２Ｂが、下側アームのトランス１７Ａの二次巻線７２Ａと逆極性にされたことにより、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるときに出力端子２４から出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるときに出力端子２４Ａから出力される正のパルス電流の位相とが反転したものとなる。一方、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるときに出力端子２４から出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ２のベースから電荷を引き抜くときに駆動用トランジスタＴ２のベースから出力端子２４Ａに流れ込む負のパルス電流の位相とは一致したものとなる。同様に、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるときに出力端子２４Ａから出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ１のベースから電荷を引き抜くときに駆動用トランジスタＴ２のベースから出力端子２４に流れ込む負のパルス電流の位相とは一致したものとなる。なお、駆動回路１０Ｂの制御回路２２と、駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとは、不図示のタイミング信号により同期制御されている。
【００５８】
第三の実施の形態は、駆動用トランジスタＴ１内に残留している逆回復時の逆回復電荷があるとき、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるタイミングと一致するタイミングで駆動用トランジスタＴ１のベース端子から電荷を引き抜くことにより、駆動用トランジスタＴ１がオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち、順方向に電流が流れる状態にされる時間を短縮することに特徴がある。
【００５９】
図８は、図７による駆動回路を用いて図１の電流制御型素子用駆動装置を駆動制御する場合の動作タイミングを表すタイミングチャートである。図８において、電流波形ＩｐＢは、駆動回路１０Ｂの一次巻き線７１を流れる電流の波形である。電流波形ＩｐＡは、駆動回路１０Ａの一次巻き線７１Ａを流れる電流の波形である。一次巻線７１，７１Ａには、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００６０】
下側アームの制御回路２２Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が連続的に流される。駆動用トランジスタＴ２は容量性負荷であり、駆動用トランジスタＴ２内の電荷のライフタイムがパルス状電流の周期に比べて十分長いことにより、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。この場合には、トランス１７Ａの二次巻き線７２Ａ側に平滑用コンデンサを設けなくてもよい。
【００６１】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２がオンされることにより、電流が図１のＡ方向に流れる。駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２２Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよびスイッチ２３Ａを全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子に正のパルス状の電流が供給されなくなり、ターンオフのための負のパルス状電流が印加されるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図１のＰ点の電位が上昇し、Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなる。このとき、上側アームのスイッチ２３は、二次巻線７２Ｂ側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを非接続にしているが、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流す。この結果、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、環流電流が図１のＢ方向に流れる。
【００６２】
上側アームの制御回路２２Ｂは、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１をオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオン、スイッチ２３をオンにする。スイッチ２３は、二次巻線７２Ｂ側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを接続し、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)へ向かう電流は流さない。これにより、タイミングｔ２５の時点で駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２２は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０、およびスイッチ２３を全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００６３】
一方、下側アームの制御回路２２Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にタイミングｔ２５の時点で１発目のパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、上側アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負のパルス状電流が印加されるタイミングｔ２５と同じタイミングで駆動用トランジスタＴ２のターンオンが始まるため、上述したように駆動用トランジスタＴ１内の電荷が少なくされており、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００６４】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動回路１０Ａでオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を駆動回路１０Ｂで引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動回路１０Ｂでオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を駆動回路１０Ａで引き抜く場合についても同様である。
【００６５】
以上説明した第三の実施の形態によれば、第一および第二の実施の形態による作用効果に加えて次の作用効果が得られる。すなわち、同期制御される駆動回路１０Ｂの制御回路２２と駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとにおいて、上側アームの駆動回路１０Ｂを構成するトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂの極性と、下側アームの駆動回路１０Ａを構成するトランス１７Ａの二次巻線７２Ａの極性とを逆にしたので、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に印加される負のパルス電流波形の発生タイミングと、駆動用トランジスタＴ２のベース端子に印加される正のパルス電流波形の発生タイミングとを一致させることができる。この結果、駆動用トランジスタＴ２をターンオンさせる１発目の正パルスのタイミングｔ２５で駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負パルスを印加できるから、十分に駆動用トランジスタＴ１内から蓄積電荷を引き抜いた状態で駆動用トランジスタＴ２がターンオンされ、貫通電流が流れないようにすることができる。貫通電流が効果的に抑制されることでスイッチング損失が低減される結果、装置を小型化することができる。
【００６６】
以上説明した図２および図７の駆動回路において、トランス１７(１７Ａ)(１７Ｂ)の二次巻線７２(７２Ａ)(７２Ｂ)側のダイオード１８(１８Ａ)および１９(１９Ａ)は、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０(２０Ａ)および２１(２１Ａ)に内蔵されるボディダイオードでもよい。
【００６７】
上述した説明では、第一の実施の形態による図２の駆動回路に対して上側アームの駆動回路１０のトランス１７の二次巻線７２の極性を変えることによって、上側アームの駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂと、下側アームの駆動回路１０Ａのトランス１７Ａの二次巻線７２Ａとの極性を逆にした。片側アームの駆動回路のトランスの二次巻線の極性を変える代わりに、両駆動回路のトランスの一次巻線にそれぞれ印加する周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流の位相を逆にしてもよい。たとえば、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６の駆動タイミングを変える他、直流電圧源１２の極性を変えたり、一次巻線７１の極性を変えるなど、いずれの方法を用いてもよい。
【００６８】
また、片側アームの駆動回路のトランスの二次巻線の極性を変えるために、第一の実施の形態による図２の駆動回路に対して下側アームの駆動回路１０Ａのトランスの二次巻線７２Ａの極性を変えてもよい。
【００６９】
さらにまた、図９に示すように、上側アーム駆動用の二次巻線７２Ｂと、下側アーム駆動用の二次巻線７２Ａとの極性を逆にした状態で、一次巻線７１を共通にするトランス１７Ｃを用いる構成にしてもよい。この場合には、上側アーム駆動回路と下側アーム駆動回路との間で常に同期がとれるので、正負逆極性のパルスを正確に同タイミングで得ることができる。さらに、トランスを２つ用いる場合に比べて回路を小型化することができる。
【００７０】
−第四の実施の形態−
図１０は、図１の電流制御型素子用駆動装置を３組用いて３相モータを駆動する例を示す図である。図１０において、モータ３０は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の３相電流によって駆動される。電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３３、３４が直列に接続され、Ｕ相に電流を供給する。また、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３５、３６が直列に接続され、Ｖ相に電流を供給する。さらに、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３７、３８が直列に接続され、Ｗ相に電流を供給する。
【００７１】
Ｕ相に電流を供給する上側アームを構成する電流制御型トランジスタ３３の制御端子(ベース)に、駆動回路３１が接続されている。駆動回路３１は、たとえば、上述した駆動回路１０Ｂが用いられる。Ｕ相に電流を供給する下側アームを構成する電流制御型トランジスタ３４の制御端子(ベース)に、駆動回路３２が接続されている。駆動回路３２は、たとえば、上述した駆動回路１０Ａが用いられる。
【００７２】
Ｖ相およびＷ相についても同様に、電流制御型トランジスタ３５および３７の制御端子に、駆動回路１０Ｂと同様の不図示の駆動回路がそれぞれ接続されている。また、電流制御型トランジスタ３６および３８の制御端子に、駆動回路１０Ａと同様の不図示の駆動回路がそれぞれ接続されている。
【００７３】
以上説明したように第四の実施の形態によれば、上述した第一の実施の形態〜第三の実施の形態による駆動回路を３組用いて、３相モータに対する駆動制御を行うことができる。
【００７４】
−第五の実施の形態−
図１１は、図７の駆動回路を２組用いてＨブリッジによるモータ駆動装置を構成する例を示す図である。図１１において、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ４１、４２が直列に接続され、モータ４０の端子Ｌに電流を供給する。また、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ４３、４４が直列に接続され、モータ４０の端子Ｒに電流を供給する。ここで端子Ｌに電流を供給する回路を左側レグ、端子Ｒに電流を供給する回路を右側レグと呼ぶことにする。
【００７５】
左側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４１の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４５が接続されている。スイッチ回路４５は、上述した駆動回路１０Ｂの制御回路２２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１、ダイオード１８および１９を含む回路である。スイッチ回路４５は、トランス５３の二次巻線４９と接続されている。
【００７６】
左側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４２の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４６が接続されている。スイッチ回路４６は、上述した駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよび２１Ａ、ダイオード１８Ａおよび１９Ａを含む回路である。スイッチ回路４６は、トランス５３の二次巻線５０と接続されている。
【００７７】
トランス５３は、上側アーム駆動用の二次巻線４９と、下側アーム駆動用の二次巻線５０との極性を逆にした状態で、一次巻線５５を共通にするトランスである。トランス５３の一次巻線５５には、一次側回路５７が接続される。一次側回路５７は、上述した駆動回路１０Ｂの発振回路１１、直流電圧源１２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を含む回路である。
【００７８】
右側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４３の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４７が接続されている。スイッチ回路４７は、上述した駆動回路１０Ｂの制御回路２２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１、ダイオード１８および１９を含む回路である。スイッチ回路４７は、トランス５４の二次巻線５９と接続されている。
【００７９】
右側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４４の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４８が接続されている。スイッチ回路４８は、上述した駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよび２１Ａ、ダイオード１８Ａおよび１９Ａを含む回路である。スイッチ回路４８は、トランス５４の二次巻線６０と接続されている。
【００８０】
トランス５４は、上側アーム駆動用の二次巻線５９と、下側アーム駆動用の二次巻線６０との極性を逆にした状態で、一次巻線５６を共通にするトランスである。ただし、トランス５４の二次巻線５９の極性は、上述したトランス５３の二次巻線４９の極性と逆に構成される。また、トランス５４の二次巻線６０の極性は、上述したトランス５３の二次巻線５０の極性と逆に構成される。トランス５４の一次巻線５６の極性は、上述したトランス５３の一次巻線５５の極性と同じに構成される。トランス５４の一次巻線５６には、一次側回路５８が接続される。一次側回路５８は、上述した駆動回路１０Ｂの発振回路１１、直流電圧源１２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を含む回路である。
【００８１】
図１１のＨブリッジによるモータ駆動装置の動作を説明する。電流制御型トランジスタ４１および４４が順方向にオンし、電流制御型トランジスタ４２および４３がオフしているとき、負荷であるモータ４０に図中Ａで示す向きの駆動電流が流れる。次に、電流制御型トランジスタ４１および４４がオフし、電流制御型トランジスタ４１〜４４の全てがオフすると、モータ４０に流れる駆動電流は急に止まることができず、電流制御型トランジスタ４２および４３が逆方向にオンして図中Ｂで示す向きの環流電流が流れる。
【００８２】
このような状態で電流制御型トランジスタ４１および４４をオンさせるとき、左側レグの二次巻線４９と右側レグの二次巻線６０との極性が同じに構成されていることから、電流制御型トランジスタ４１および４４に印加される正パルスのタイミングが同位相で正確に一致する。これにより、電流制御型トランジスタ４１および４４は同じタイミングでオンされる。
【００８３】
もし、電流制御型トランジスタ４１および４４がオンされるタイミングがずれていると、過渡的に、左右両レグの上側アームの電流制御型トランジスタ４１および４３がオン、左右両レグの下側アームの電流制御型トランジスタ４２および４４がオフする状態が生じるおそれがある。このような場合には、モータ４０の端子Ｌと端子Ｒとが短絡された状態となって両端子間の電圧が０になり、駆動電流に歪みが生じてモータ４０を正確に駆動制御できなくなる。
【００８４】
また、左側レグを構成する上側アームの二次巻線４９と下側アームの二次巻線５０、および右側レグを構成する上側アームの二次巻線５９と下側アームの二次巻線６０が、それぞれ逆の極性に構成されているので、電流制御型トランジスタ４１および４４がオンされるとき、電流制御型トランジスタ４１を駆動する正パルスの印加タイミングと同じタイミングで、電流制御型トランジスタ４２に電荷を引き抜くための負パルスが印加される。同様に、電流制御型トランジスタ４４を駆動する正パルスの印加タイミングと同じタイミングで、電流制御型トランジスタ４３に電荷を引き抜くための負パルスが印加される。
【００８５】
なお、上側アームの二次巻き線４９(５９)と下側アームの二次巻線５０(６０)とが逆極性にされたことにより、上側アームの電流制御型トランジスタ４１(４３)が駆動されるときにスイッチ回路４５(４７)から出力される正のパルス電流の位相と、下側アームの電流制御型トランジスタ４２(４４)が駆動されるときにスイッチ回路４６(４８)から出力される正のパルス電流の位相とは反転したものとなる。
【００８６】
以上説明したように第五の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）Ｈブリッジによるモータ駆動装置において、左側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４１と、右側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４４とを正確に同じ駆動タイミングで駆動する。また、右側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４３と、左側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４２とを正確に同じ駆動タイミングで駆動する。これにより、左右両レグの電流制御型トランジスタが過渡的に同時にオンされることが防止される結果、歪みのない駆動電流で正確にモータ４０を駆動制御できる。
（２）左右両レグにおいて、上側アームの二次巻線と下側アームの二次巻線とを、それぞれ逆の極性に構成するようにしたので、上下アームのうち一方の電流制御型トランジスタを駆動する正パルス電流の印加タイミングと同じタイミングで、上下アームのうち他方の電流制御型トランジスタに電荷を引き抜くための負パルス電流が印加される。この結果、第三の実施の形態と同様に、上下アーム間の貫通電流を防止することができる。
【００８７】
特許請求の範囲における各構成要素と、発明の実施の形態における各構成要素との対応について説明すると、エミッタ端子が駆動用端子に、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２が電流制御型トランジスタに、ベース端子が制御端子に、スイッチ２３(内蔵ダイオード２７０，Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および二次巻き線７２)が保護手段に、駆動回路１０がパルス電流発生手段に、制御回路２２(２８)が制御手段に、発振回路１１およびＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６が交流発生手段に、ダイオード１８，１９およびＮ型ＭＯＳスイッチ２０，２１が整流手段に、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３が第１のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１６が第２のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４が第３のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１５が第４のスイッチに、発振回路１１がスイッチ制御手段に、ダイオード１８(内蔵ダイオード２６０)が第１の整流素子に、ダイオード１９(内蔵ダイオード２７０)が第２の整流素子に、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６)が第５のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７)が第６のスイッチに、制御回路２２(制御回路２８)が第２のスイッチ制御手段に、駆動用トランジスタＴ１が第１の電流制御型トランジスタに、駆動用トランジスタＴ２が第２の電流制御型トランジスタに、駆動回路１０および１０Ｂが第１のパルス電流発生手段に、駆動回路１０Ａが第２のパルス電流発生手段に、制御回路２２(２８)が第１の制御手段に、制御回路２２Ａ(２８Ａ)が第２の制御手段に、トランス１７Ｂが第１のトランスに、トランス１７Ａが第２のトランスに、発振回路１１およびＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６が第１の交流発生手段に、発振回路１１ＡおよびＮ型ＭＯＳスイッチ１３Ａ〜１６Ａが第２の交流発生手段に、ダイオード１８，１９およびＮ型ＭＯＳスイッチ２０，２１が第１の整流手段に、ダイオード１８Ａ，１９ＡおよびＮ型ＭＯＳスイッチ２０Ａ，２１Ａが整流手段に、二次巻線７２Ｂが第１の二次巻線に、二次巻線７２Ａが第２の二次巻線に、モータ４０が誘導性負荷に、一次側回路５７，トランス５３，およびスイッチ回路４５が、第１のパルス電流発生手段に、一次側回路５７，トランス５３，およびスイッチ回路４６が、第２のパルス電流発生手段に、一次側回路５８，トランス５４，およびスイッチ回路４７が、第３のパルス電流発生手段に、一次側回路５８，トランス５４，およびスイッチ回路４７が、第４のパルス電流発生手段に、それぞれ対応する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置を説明する図である。
【図２】図１の駆動回路を示す図である。
【図３】図２の駆動回路の動作タイミングを示すタイミングチャートである。
【図４】電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図５】第二の実施の形態による駆動回路を説明する図である。
【図６】第二の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図７】第三の実施の形態による駆動回路を説明する図である。
【図８】図７による駆動回路を用いて電流制御型素子用駆動装置を駆動制御する場合の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図９】上側アーム駆動用の二次巻線と下側アーム駆動用の二次巻線との極性を逆にした状態で一次巻線を共通にするトランスを示す図である。
【図１０】電流制御型素子用駆動装置を３組用いて３相モータを駆動する例を示す図である。
【図１１】駆動回路を２組用いてＨブリッジによるモータ駆動装置を構成する例を示す図である。
【符号の説明】
１０,１０Ａ,１０Ｂ…駆動回路、 １１,１１Ａ…発振回路、
１２,１２Ａ…直流電圧源、
１３〜１６,１３Ａ〜１６Ａ,２０,２０Ａ,２１,２１Ａ,２６,２６Ａ,２７,２７Ａ…Ｎ型ＭＯＳスイッチ、
１７,１７Ａ,１７Ｂ,１７Ｃ,５３,５４…パルストランス、
１８,１８Ａ,１９,１９Ａ…ダイオード、
２２,２２Ａ,２８,２８Ａ…制御回路、 ２３,２３Ａ…スイッチ、
２４,２４Ａ,２５,２５Ａ…出力端子、 ３０,４０…モータ、
４５〜４８…スイッチ回路、
５５,５６,７１,７１Ａ…一次巻線、 ５７，５８…一次側回路、
４９,５０,５９,６０,７２,７２Ａ,７２Ｂ…二次巻線、
２６０,２６０Ａ,２７０,２７０Ａ…ボディダイオード、
Ｔ１,Ｔ２,３３〜３８,４１〜４４…駆動用トランジスタ、
Ｌ１…誘導性負荷、
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流制御型素子の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
正電圧と負電圧の２つの出力を主トランスに設けられる１つの二次巻き線から取り出すようにしたスイッチング電源回路が知られている。たとえば、特開平７−３３７０１２号公報には、トランスに巻かれた一次巻き線に印加する直流電圧を変えてトランスの二次巻き線に正の電圧と負の電圧とを誘起し、誘起された正電圧および負電圧に対してそれぞれ整流・平滑を行う２つの従出力回路を並列に接続した電源回路が記載されている。このような電源回路では、一方の従出力回路から正の電圧が出力され、他方の従出力回路から負の電圧が出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
正電圧と負電圧とをそれぞれ出力させるために２つの従出力回路を設けていると、電源回路の小型化に改良の余地がある。
【０００４】
本発明の目的は、従出力回路を少なくするようにした駆動回路を用いて電流制御型素子の駆動装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
一実施の形態を示す図２、図５、図７、図９、図１１に対応づけて本発明を説明する。
（１）請求項１に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、駆動用端子に接続された誘導性負荷に駆動電流を供給する電流制御型トランジスタを備え、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きと逆方向にオンするように誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を電流制御型トランジスタの制御端子に供給する保護手段２３,２３Ａ(２７０,２６,７２,２７０Ａ,２６Ａ,７２Ａ)を備えた電流制御型素子用駆動装置に適用される。そして、電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給するパルス電流発生手段１０,１０Ａと、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を制御端子へ少なくとも１パルス供給するようにパルス電流発生手段１０、１０Ａを制御する制御手段２２,２２Ａ(２８,２８Ａ)とを備えることにより、上述した目的を達成する。
（２）請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、パルス電流発生手段は、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段１１,１３〜１６,１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、トランス１７,１７Ａの二次巻線７２,７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割でそれぞれ整流する整流手段１８〜２１,１８Ａ〜２１Ａとを備えることを特徴とする。
（３）請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電流制御型素子用駆動装置において、交流発生手段は、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正方向に印加するように接続する第１のスイッチ１３,１３Ａおよび第２のスイッチ１６,１６Ａと、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から負方向に印加するように接続する第３のスイッチ１４,１４Ａおよび第４のスイッチ１５,１５Ａと、正方向に印加するように接続する時間および負方向に印加するように接続する時間の長い方は、他方の時間と正方向および負方向のいずれにも接続しない時間との和より短くするように第１〜第４のスイッチ１３〜１６,１３Ａ〜１６Ａを開閉制御するスイッチ制御手段１１,１１Ａとを備えることを特徴とする。
（４）請求項４に記載の発明は、請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、整流手段は、互いに極性が逆向きになるように直列に接続される第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)と、第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)にそれぞれ並列に接続される第５のスイッチ２０,２０(２６,２６Ａ)および第６のスイッチ２１,２１(２７,２７Ａ)と、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)による整流方向を切換えるように第５のスイッチ２０,２０(２６,２６Ａ)および第６のスイッチ２１,２１(２７,２７Ａ)を開閉制御する第２のスイッチ制御手段２２,２２Ａ(２８,２８Ａ)とを備えることを特徴とする。
（５）請求項５に記載の発明は、請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、整流手段は、直列に接続される第１の整流素子および第５のスイッチと、直列に接続される第２の整流素子および第６のスイッチとを第１の整流素子および第２の整流素子の極性が逆向きになるように並列に接続し、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで第１の整流素子および第２の整流素子による整流方向を切換えるように第５のスイッチおよび第６のスイッチを開閉制御する第２のスイッチ制御手段を備えることを特徴とする。
（６）請求項６に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、誘導性負荷に対して下アーム側に位置して第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第１のパルス電流発生手段１０と、第１の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、第１の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように第１のパルス電流発生手段１０を制御する第１の制御手段２２(２８)と、第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第２のパルス電流発生手段１０Ａと、第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように第２のパルス電流発生手段１０Ａを制御する第２の制御手段２２Ａ(２８Ａ)とを備えることにより、上述した目的を達成する。
（７）請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０および第２のパルス電流発生手段１０Ａは、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段１１,１３〜１６,１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、トランス１７,１７Ａの二次巻線７２,７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割で整流する整流手段１８〜２１,１８〜２１Ａとをそれぞれ備えることを特徴とする。
（８）請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１の制御手段２２(２８)および第２の制御手段２２Ａ(２８Ａ)は、一方の電流制御型トランジスタのオン／オフ状態により他方の電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス状電流の正負を切換えるようにそれぞれの整流手段１８〜２１,１８〜２１Ａを制御することを特徴とする。
（９）請求項９に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、誘導性負荷に対して下アーム側に位置して第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第１のパルス電流発生手段１０Ｂと、第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第２のパルス電流発生手段１０Ａとを備え、第１のパルス電流発生手段１０Ｂおよび第２のパルス電流発生手段１０Ａは、互いの位相が反転するパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタおよび第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給するように同期されることにより、上述した目的を達成する。
（１０）請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０Ｂは、第１の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、第１のパルス電流発生手段１０Ｂおよび第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第１のパルス電流発生手段１０Ｂによる正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段１０Ａによる負のパルス状電流の位相が一致し、第１のパルス電流発生手段１０Ｂによる負のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段１０Ａによる正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、第１の電流制御型トランジスタおよび第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする。
（１１）請求項１１に記載の発明は、請求項１０に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０Ｂは、第１のトランス１７Ｂと、直流電圧源１２の出力両端を第１のトランス１７Ｂの一次巻線７１の両端から正負両方向に交互に印加する第１の交流発生手段１１,１３〜１６と、第１のトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂに誘起する正負の電圧を時分割で整流する第１の整流手段１８〜２１とを備え、第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第２のトランス１７Ａと、直流電圧源１２Ａの出力両端を第２のトランス１７Ａの一次巻線７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する第２の交流発生手段１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、第２のトランス１７Ａの二次巻線７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割で整流する第２の整流手段１８Ａ〜２１Ａとを備え、第１のトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂに誘起される電圧の位相および第２のトランス１７Ａの二次巻線７２Ａに誘起される電圧の位相は、反転していることを特徴とする。
（１２）請求項１２に記載の発明は、請求項１１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のトランス１７Ｂおよび第２のトランス１７Ａは１つのトランス１７Ｃで構成され、このトランス１７Ｃは、共用される一次巻線７１と、正負の電圧を誘起する第１の二次巻線７２Ｂと、第１の二次巻線７２Ｂによって誘起される正負の電圧と位相が反転する正負の電圧を誘起する第２の二次巻線７２Ａとを備えることを特徴とする。
（１３）請求項１３に記載の発明は、請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、誘導性負荷４０に対して上アーム側に位置して第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷４０から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第３の電流制御型トランジスタ４３と、第３の電流制御型トランジスタ４３と直列に接続され、誘導性負荷４０に対して下アーム側に位置して第１の方向駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷４０から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第４の電流制御型トランジスタ４４と、第３の電流制御型トランジスタ４３が誘導性負荷４０を駆動する向きにオンする期間に第３の電流制御型トランジスタ４３の制御端子に正のパルス状電流を供給する第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７と、第４の電流制御型トランジスタ４４が誘導性負荷４０を駆動する向きにオンする期間に第４の電流制御型トランジスタ４４の制御端子に正のパルス状電流を供給する第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８とをさらに備え、第１のパルス電流発生手段〜第４のパルス電流発生手段５７，５３，４５，４６，５８，５４，４７，４８は、(1)第１のパルス電流発生手段５７，５３，４５による正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段５７，５３，４６による正のパルス状電流の位相が反転し、(2)第１のパルス電流発生手段５７，５３，４５による正のパルス状電流および第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８による正のパルス状電流の位相が一致し、(3)第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７による正のパルス状電流および第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８による正のパルス状電流の位相が反転し、(4)第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７による正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段５７，５３，４６による正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、第１の電流制御型トランジスタ〜第４の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする。
【０００６】
なお、上記課題を解決するための手段の項では、本発明をわかりやすく説明するために実施の形態の図と対応づけたが、これにより本発明が実施の形態に限定されるものではない。
【０００７】
【発明の効果】
本発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）請求項１〜５に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、正負のパルス状電流を電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス電流発生手段を設け、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点で負のパルス状電流を制御端子へ少なくとも１パルス供給するようにした。この結果、パルス電流発生手段は発生する正負のパルス状電流のうち正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれかを時分割で制御端子に供給すればよく、正負のパルス電流を出力する回路を別々に備える場合に比べて回路を少なくできるから、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（２）請求項２、７に記載の発明では、トランスの一次巻線に印加される交流電圧に応じてトランスの二次巻線に誘起される正負の電圧を時分割で整流するようにしたので、トランスの二次巻線側の回路を少なくできる。この結果、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（３）請求項３に記載の発明では、交流発生手段がトランスの一次巻線に印加する正負の電圧のうち長い方の印加時間は、短い方の印加時間と正負いずれの電圧も印加しない時間との和より短くするようにした。この結果、一次巻線に流れる交流電流が１周期ごとに０になるのでトランスのコアが飽和することがなく、安定して動作する駆動装置を得ることができる。
（４）請求項４、５に記載の発明では、極性が逆向きに接続された第１の整流素子および第２の整流素子のそれぞれが時分割でトランスの二次巻線に誘起する電圧を整流するように第５のスイッチおよび第６のスイッチを開閉制御した。この結果、少ない部品でトランスの二次巻線側の回路を構成でき、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（５）請求項６〜８に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正負のパルス状電流をそれぞれ供給する第１および第２のパルス電流発生手段を設け、第１および第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に連続的に２パルス以上の正のパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、第１および第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点で少なくとも１パルスの負のパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給するようにした。この結果、第１および第２のパルス電流発生手段は、発生する正負のパルス状電流のうち正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれかを時分割でそれぞれの制御端子に供給すればよく、正負のパルス電流を出力する回路を別々に備える場合に比べて回路を少なくできるから、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（６）請求項８に記載の発明では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの一方のオン／オフ状態により他方の電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス状電流の正負を切換えるようにした。したがって、たとえば、一方の電流制御型トランジスタがターンオンされるときに他方の電流制御型トランジスタ内に電荷が蓄積されている場合、他方の電流制御型トランジスタの制御端子に負のパルス状電流を供給すると、蓄積電荷が素早く引き抜かれる。この結果、他方の電流制御型トランジスタ内に滞留する電荷が減少して電流制御型トランジスタがオフされるから、第１および第２の電流制御型トランジスタを貫通するような大きな電流が流れることが防止される。
（７）請求項９〜１３に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流をそれぞれ供給する第１および第２のパルス電流発生手段を設け、第１および第２の電流制御型トランジスタがそれぞれ誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に、互いの位相が反転するように同期されたパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給するようにした。この結果、同位相のパルス電流を出力する場合に比べて損失を低減し、小型で低コストの駆動装置が得られる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
−第一の実施の形態−
図１は、本発明の第一の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置を説明する図である。図１において、Ｔ１およびＴ２は、モータなどからなる誘導性負荷Ｌ１に駆動電流を供給する電流制御形スイッチングトランジスタ（以下、単に駆動用トランジスタと略する）であり、それぞれのベース端子に接続されている駆動回路１０および１０Ａにより駆動される。駆動用トランジスタＴ１のコレクタ端子に電源電圧Ｖ１が接続され、駆動用トランジスタＴ２のエミッタ端子は接地されている。駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子と駆動用トランジスタＴ２のコレクタ端子との間に誘導性負荷Ｌ１が接続されている。
【０００９】
このような誘導性負荷Ｌ１を駆動する電流制御型素子用の駆動装置は、たとえば、誘導モータを制御するチョッパ回路およびＨブリッジ回路などに用いられる。これらの回路では、誘導性負荷Ｌ１で発生される逆起電力から駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２を保護することが必要である。
【００１０】
たとえば、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりオンされると、電流が図中Ａで示す方向に流れる。その後、駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図中Ｐ点の電位が上昇する。Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、駆動用トランジスタＴ１のコレクタ−エミッタ間が逆バイアスされて駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、上記逆起電力による環流電流が図中Ｂで示す方向に流れる。
【００１１】
駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンしている間に、再び駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりターンオンされると、Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れる。駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入り、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷がそのまま滞留してしまう。この結果、駆動用トランジスタＴ１はオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち順方向に電流が流れる状態にされ、駆動用トランジスタＴ１および駆動用トランジスタＴ２を貫通する大きな貫通電流Ｚが流れるおそれがある。本発明による駆動回路１０および１０Ａは、それぞれ駆動用トランジスタＴ１および２を駆動するとともに、貫通電流が駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２を流れるのを抑える。
【００１２】
図２は、図１の駆動回路１０，１０Ａを示す図である。図２において、駆動回路１０は、発振回路１１と、直流電圧源１２と、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６と、トランス１７と、ダイオード１８および１９と、スイッチ２０、２１、２３と、制御回路２２と、出力端子２４および２５とを有する。トランス１７には一次巻き線７１と二次巻き線７２とが巻かれている。なお、下側アームの駆動回路１０Ａを構成するトランスおよびスイッチなどの符号は、上側アームの駆動回路１０で用いられる符号と同一の番号にＡをつけて表す。
【００１３】
トランス１７の一次巻き線７１側の回路には、直流電圧源１２の電圧を正の向きに一次巻き線７１に印加するため、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６が直列に接続されている。また、直流電圧源１２の電圧を負の向きに一次巻き線７１に印加するため、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５が直列に接続されている。発振回路１１は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６の組、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５の組のいずれかの組をオンし、他方の組をオフするように制御信号を出力する。
【００１４】
トランス１７の二次巻き線７２側には、その極性が互いに逆となるように、ダイオード１８および１９が直列に接続されている。ダイオード１８および１９には、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１が並列に接続されている。制御回路２２は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１のいずれかをオンし、他方をオフするように制御信号を出力する。図２において、二次巻き線７２の正の向き(図中ドットに向かう上向き)に電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２０がオフされる。また、二次巻き線７２の負の向きに電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされる。
【００１５】
上述した駆動回路１０の動作タイミングを説明する。図３は、図２の駆動回路１０の動作タイミングを示すタイミングチャートである。図３において、一次巻き線７１を流れる電流波形をＩｐ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６のゲート端子に印加される制御信号波形をSig13、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５のゲート端子に印加される制御信号波形をSig14とする。制御信号Sig13およびSig１４は、たとえば、周波数３００ｋＨｚで連続して各スイッチのゲート端子に印加される。この場合、１周期は約３．３３μ秒であり、１周期を１００％とすると、制御信号SiG13がＨレベルにされるタイミングｔ１〜ｔ２の期間が３０％、制御信号SiG13がＬレベルになってから制御信号Sig14がＨレベルになるタイミングｔ２〜ｔ３の期間が５％、制御信号SiG14がＨレベルであるタイミングｔ３〜ｔ４の期間が３０％、制御信号Sig13およびSig14がともにＬレベルであるタイミングｔ４〜ｔ６の期間が３５％である。このうち、タイミングｔ２〜ｔ３の期間をきわめて０に近い値にし、その分ｔ４〜ｔ６の期間を長くする。
【００１６】
タイミングｔ１の時点において、一次巻き線７１側の発信回路１１は、制御信号Sig13をＨレベルにする。このとき、制御信号Sig14はＬレベルのままである。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオフされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに励磁電流が流れ始める。タイミングｔ２の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig13をＬレベルにする。このとき制御信号Sig14はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６がオフされる。このとき、一次巻き線７１を流れる励磁電流は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５に内蔵される不図示のボディダイオードを介して環流される。
【００１７】
タイミングｔ３の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig14をＨレベルにする。このとき制御信号Sig13はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオンされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに流れる励磁電流が減少を始める。タイミングｔ４の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig14をＬレベルにする。このとき制御信号Sig13はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６がオフされる。ここで、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオンされている時間が、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオンされている時間とＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６の全てがオフされている時間との和より短くなるように、発信回路１１はＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を開閉制御する。この結果、一次巻き線７１を流れる励磁電流は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５に内蔵される不図示のボディダイオードを介して環流され、タイミングｔ５の時点で０になる。
【００１８】
タイミングｔ６の時点において、発信回路１１は、再び制御信号Sig13をＨレベルにする。このとき制御信号Sig14はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオフされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに励磁電流が流れ始める。以降同様に、上述したタイミングｔ１〜タイミングｔ６の動作が繰り返し行われる。タイミングｔ５の時点で励磁電流を一旦０にするので、トランス１７のコアが飽和することがない。
【００１９】
二次巻き線７２側の制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して正の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＬレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＨレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされてダイオード１８による整流動作が行われ、正の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からエミッタ端子に駆動電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が駆動される。
【００２０】
上述した一次巻き線７１を流れる図３の電流波形Ｉｐは、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるタイミングで大きくなって、図３の電流波形ＩｐＬ＋で示されるようになる。すなわち、出力端子２４および２５間に負荷電流を流すときだけ、トランス１７の一次巻き線７１側から二次巻き線７２側にエネルギーが伝達される。
【００２１】
一次巻き線７１の電流が増加する期間は、トランス１７の作用により二次巻き線７２のドット側の出力端子２４から流れ出る向きの負荷電流が流れる。一次巻き線７１の電流が減少する期間は、出力端子２５の電位に対して二次巻き線７２のドット側の電位が下がるが、ダイオード１８の整流作用により負荷電流が出力端子２４から流れ込むことがない。
【００２２】
一方、制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して負の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＨレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＬレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされて、ダイオード１９による整流動作が行われ、負の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が減少する期間に、トランス１７の作用により二次巻き線７２のドット側の出力端子２４に流れ込む向きの電流が流れる。一次巻き線７１の電流が増加する期間は、ダイオード１９の整流作用により負荷電流が出力端子２４から流れ出ることはない。
【００２３】
本実施の形態では、二次巻き線７２のドット側の出力端子２４に流れ込む向きの電流を用いて、上述した駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷を引き抜く。すなわち、駆動用トランジスタＴ１内に滞留している逆回復時の逆回復電荷があるとき、ベース端子から電荷を引く抜くことにより、駆動用トランジスタＴ１がオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち順方向に電流が流れる状態にされる時間を短縮する。
【００２４】
以上の説明では、図１の上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動する駆動回路１０について説明したが、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動する駆動回路１０Ａも同様の動作を行う。なお、駆動回路１０の制御回路２２と、駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとは、不図示のタイミング信号により同期制御されている。
【００２５】
図４は、図１の電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。図４において、電流波形Ｉｐは、駆動回路１０および１０Ａの各一次巻き線７１および７１Ａを流れる電流の波形である。一次巻線７１，７１Ａには、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００２６】
下側アームの制御回路２２Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が連続的に流される。駆動用トランジスタＴ２は容量性負荷であり、駆動用トランジスタＴ２内の電荷のライフタイムがパルス状電流の周期に比べて十分長いことにより、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。この場合には、トランス１７Ａの二次巻き線７２側に平滑用コンデンサを設けなくてもよい。
【００２７】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２がオンされることにより、電流が図１のＡ方向に流れる。駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２２Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよびスイッチ２３Ａを全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子にパルス状の電流が供給されなくなるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図１のＰ点の電位が上昇し、Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなる。このとき、上側アームのスイッチ２３は、二次巻線７２側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを非接続にしているが、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流す。この結果、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、環流電流が図１のＢ方向に流れる。
【００２８】
上側アームの制御回路２２は、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１をオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオン、スイッチ２３をオンにする。スイッチ２３は、二次巻線７２側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを接続し、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)へ向かう電流は流さない。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２２は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０、およびスイッチ２３を全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００２９】
一方、下側アームの制御回路２２Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、上側アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、上述したように上側アームの駆動用トランジスタＴ１内の電荷が少なくされるので、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００３０】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動回路１０Ａでオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を駆動回路１０で引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動回路１０でオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を駆動回路１０Ａで引き抜く場合についても同様である。
【００３１】
駆動回路１０(１０Ａ)のダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)は、損失が小さいショットキーダイオードを用いる。電圧ドロップが小さいダイオードを用いることにより、トランス１７(１７Ａ)の二次巻線７２(７２Ａ)側の出力電圧を低くすることができる。この結果、トランス１７(１７Ａ)の設計時にトランスの消費電力を小さくすることができるので、トランスに用いるコアサイズを小さくしてより小型の駆動回路１０(１０Ａ)を得ることが可能になる。
【００３２】
以上説明した第一の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）駆動回路１０(１０Ａ)にパルス型トランス１７(１７Ａ)を用い、タイミングｔ１〜タイミングｔ６の動作を周波数３００ＫＨｚで繰り返し行い、タイミングｔ５の時点で一次巻き線７１(７１Ａ)の励磁電流を一旦０にするようにした。したがって、トランス１７(１７Ａ)のコアが飽和することがなく、パルス型の電源回路を安定に動作させることができる。
（２）タイミングｔ１〜ｔ６の１周期は、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２中の電荷のライフタイムより十分小さくしたので、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２をパルス状の駆動電流によってターンオンさせることができる。この結果、トランス１７(１７Ａ)の二次側に平滑コンデンサを設けなくてよくなり、回路の小型化およびコスト削減の効果がある。
（３）二次巻き線７２(７２Ａ)側に負荷電流を流すときだけトランス１７(１７Ａ)の二次側にエネルギーが伝達されるので、トランスの二次側に電流を流し続ける必要がなく、二次側の回路部品を少なくして回路を簡略化できる。
（４）トランス１７(１７Ａ)の二次側にダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに極性が逆向きとなるように直列に接続し、それぞれのダイオードに並列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続する。駆動回路１０(１０Ａ)から正のパルス電流を出力するときはＮ型ＭＯＳスイッチ２１(２１Ａ)をオンして他方をオフ、負のパルス電流を出力するときはＮ型ＭＯＳスイッチ２０(２０Ａ)をオンして他方をオフするようにした。したがって、正のパルス電流を出力するときはダイオード１８(１８Ａ)により整流され、負のパルス電流を出力するときはダイオード１９(１９Ａ)により整流される。この結果、１つの従出力回路から時分割で正負両方向の電流を出力させることができるので、回路の小型化およびコスト削減の効果がある。
（５）上型アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に移行するときに駆動回路１０から負のパルス電流を出力し、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が逆回復動作に移行するときに駆動回路１０Ａから負のパルス電流を出力するようにした。したがって、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタ領域に蓄積されている電荷が、負の電流により素早くそれぞれのベース端子から引き抜かれるので、コレクタ領域に滞留する電荷がなくなり、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２がオフ状態にされる。この結果、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタ端子からエミッタ端子に向けて大きな貫通電流が流れることが防止されて無駄な損失がなくなる上に、逆回復動作をしていない方の駆動用トランジスタまで貫通電流で破壊してしまうことが防止される。
【００３３】
上述した図４のＮ型ＭＯＳスイッチ２１Ａの開閉タイミングについて、スイッチ２３Ａの開閉タイミングと同じにしたが、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオンしたままでスイッチ２３Ａのみを図４のように開閉制御するようにしてもよい。
【００３４】
また、図４のＮ型ＭＯＳスイッチ２０の開閉タイミングについて、スイッチ２３の開閉タイミングと同じにしたが、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオンしたままでスイッチ２３のみを図４のように開閉制御するようにしてもよい。
【００３５】
以上の説明では、ダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに逆向きとなるように直列に接続し、それぞれのダイオードに並列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続した。この代わりに、ダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに逆向きとなるように並列に接続し、それぞれのダイオードに直列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続するようにしてもよい。
【００３６】
また、上述した説明では、図４のタイミングｔ２２の時点で下側アームの駆動用トランジスタＴ２がターンオフされ、図１のＰ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、上側アームのスイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流し、駆動用トランジスタＴ１を逆方向にオンするようにした。この結果、環流電流が図１のＢ方向に流れる。この代わりに、タイミングｔ２２〜ｔ２３の期間にＮ型ＭＯＳスイッチ２１をオンさせて、駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)→二次巻線７２→ダイオード１８→Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１→ベース端子(出力端子２４)に電流を流し、駆動用トランジスタＴ１を逆方向にオンするようにしてもよい。
【００３７】
−第二の実施の形態−
図５を参照して第二の実施の形態を説明する。図５は、本発明による第二の実施の形態による駆動回路を説明する図である。図５において、トランス１７の一次側の回路は、第一の実施の形態と共通なので説明を省略する。
【００３８】
トランス１７の二次巻き線７２のドットと反対側には、そのドレイン端子、ソース端子の接続が互いに逆となるように、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および２７が直列に接続されている。Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および２７のゲート端子には、制御回路２８からの制御信号がそれぞれ入力される。制御回路２８には、二次巻き線７２のドット側が接続されている。
【００３９】
図５において、二次巻き線７２から正の向き(図５のドット側に向かう上向き)の電流を出力させるとき、制御回路２８によりＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされる。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオンし、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオフする。この結果、出力端子２４から正のパルス電流が出力される。
【００４０】
一方、二次巻き線７２から負の向き(図５のドット側から下向き)の電流を出力させるとき、制御回路２８によりＮ型ＭＯＳスイッチ２７がオンされる。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオンし、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオフする。この結果、出力端子２４から負のパルス電流が出力される。
【００４１】
図６は、第二の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。なお、下側アームの駆動回路を構成するトランスおよびスイッチなどの符号は、上側アームの駆動回路で用いられる符号と同一の番号にＡをつけて表す。図６において、電流波形Ｉｐは、駆動回路の各一次巻き線７１、７１Ａを流れる電流の波形である。第一の実施の形態と同様に、一次巻線７１，７１Ａには駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００４２】
下側アームの制御回路２８Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンにする。制御回路２８Ａはさらに、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオンし、正の電位が誘起されないとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオフする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流され、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。正の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオンされるので、内蔵ダイオード２７０Ａによる順方向ドロップ損失が起こらない。二次巻き線７２Ａのドット側に負の電位が誘起されるときはＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオフされるので、内蔵ダイオード２７０Ａの整流作用によりパルス状の電流は流れない。
【００４３】
駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２８Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオフにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子にパルス状の電流が供給されなくなるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされ、図１のＰ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、上側アームのＮ型ＭＯＳスイッチ２６が周期的にオンしているので、上側アームの駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)→内蔵ダイオード２７０→Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６→二次巻線７２→ベース端子(出力端子２４)に電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンする。
【００４４】
上側アームの制御回路２８は、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７をオンにする。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンし、誘起されないとＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオフする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。負の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされるので、内蔵ダイオード２６０による順方向ドロップ損失が起こらない。二次巻線７２のドット側に正の電位が誘起されるときはＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオフされるので、内蔵ダイオード２６０の整流作用によりパルス状の電流は流れない。
【００４５】
電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２８は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７をオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００４６】
一方、下側アームの制御回路２８Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、上述したように上側アームの駆動用トランジスタＴ１内の電荷は少なくされるので、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００４７】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２をオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１をオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を引き抜く場合についても同様である。
【００４８】
以上説明した第二の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）駆動回路のトランス１７Ａの二次巻き線７２Ａのドットと反対側に、そのドレイン端子、ソース端子の接続が互いに逆となるように、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａおよび２７Ａを直列に接続する。トランス１７Ａの二次巻き線７２Ａから正の向きの電流を出力させるとき、制御回路２８ＡがＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンするとともに、二次巻き線７２Ａのドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオンし、二次巻き線７２Ａのドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオフするようにした。この結果、正の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオンされるので、内蔵ダイオード２７０による順方向ドロップ損失が起こらない。また、トランス１７の二次巻き線７２から負の向きの電流を出力させるとき、制御回路２８がＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオンするとともに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオンし、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオフするようにした。この結果、負の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされるので、内蔵ダイオード２６０による順方向ドロップ損失が起こらない。
（２）第一の実施の形態と同様にトランス１７Ａの二次側の従出力回路を１つにした上で、二次巻き線７２Ａに接続される素子数を２個(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａ，２７Ａ)に抑えるようにしたので、小型で低コストの電流制御型素子の駆動装置を得ることができる。
【００４９】
上述した図６のＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａの開閉タイミングについて、二次巻き線７２Ａのドット側に正の電位が誘起されるとオンするようにしたが、スイッチ２６Ａがオンされているタイミングｔ２１〜ｔ２２、ｔ２３〜ｔ２５の期間のみ、二次巻き線７２Ａのドット側に誘起される正の電位に応じてオンするようにしてもよい。
【００５０】
また、図６のＮ型ＭＯＳスイッチ２６の開閉タイミングについて、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとオンするようにしたが、スイッチ２７がオンされているタイミングｔ２３〜タイミングｔ２４の期間のみ、二次巻き線７２のドット側に誘起される負の電位に応じてオンするようにしてもよい。
【００５１】
以上の説明では、トランス１７，１７Ａの一次巻線７１，７１Ａに対して駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流を流すようにしたが、周波数は２００ＫＨｚでも５００ＫＨｚでもよい。この周波数は、駆動するトランジスタＴ１およびＴ２内のキャリアのライフタイムに応じて設定される。
【００５２】
−第三の実施の形態−
図７は、本発明の第三の実施の形態による駆動回路を説明する図である。図７において、第一の実施の形態による図２と同一の構成には、図２と同一の符号を記して説明を省略する。第三の実施の形態による駆動回路は、第一の実施の形態による駆動回路に比べて、上側アームの駆動回路１０Ｂを構成するトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂの極性が逆にされている点が異なる。
【００５３】
トランス１７Ｂの二次巻き線７２Ｂ側には、その極性が互いに逆となるように、ダイオード１８および１９が直列に接続されている。ダイオード１８および１９には、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１が並列に接続されている。制御回路２２は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１のいずれかをオンし、他方をオフするように制御信号を出力する。図７において、二次巻き線７２Ｂの正の向き(図中ドットに逆らう上向き)に電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２０がオフされる。また、二次巻き線７２Ｂの負の向きに電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされる。
【００５４】
上側アームの駆動回路１０Ｂの動作タイミングを説明する。一次巻線７１側の回路の動作タイミングは、上述した第一の実施の形態による駆動回路１０の動作タイミング(図３)と同じである。ただし、二次巻き線７２Ｂの極性が逆にされているので、駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの一次巻き線７１を流れる励磁電流波形が大きくなるタイミングで、駆動用トランジスタＴ１に負のパルス状電流が印加される。また、駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの一次巻き線７１を流れる励磁電流波形が小さくなるタイミングで、駆動用トランジスタＴ１に正のパルス状電流が印加される。
【００５５】
逆極性で配置された二次巻き線７２Ｂ側の制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して正の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＬレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＨレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされてダイオード１８による整流動作が行われ、正の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が減少する期間に、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からエミッタ端子に駆動電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が駆動される。一次巻き線７１の電流が増大する期間は、ダイオード１９の整流作用により正の電流が出力端子２４に印加されることはない。
【００５６】
一方、制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して負の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＨレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＬレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされて、ダイオード１９による整流動作が行われ、負の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が増大する期間に、トランス１７Ｂの作用により二次巻き線７２Ｂのドットと逆側の出力端子２４に流れ込む向きの電流が流れる。一次巻き線７１の電流が減少する期間は、ダイオード１９の整流作用により正の電流が出力端子２４に印加されることはない。
【００５７】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動する駆動回路１０Ａについては、第一の実施の形態と同様の動作を行うので説明を省略する。上側アームのトランス１７Ｂの二次巻き線７２Ｂが、下側アームのトランス１７Ａの二次巻線７２Ａと逆極性にされたことにより、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるときに出力端子２４から出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるときに出力端子２４Ａから出力される正のパルス電流の位相とが反転したものとなる。一方、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるときに出力端子２４から出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ２のベースから電荷を引き抜くときに駆動用トランジスタＴ２のベースから出力端子２４Ａに流れ込む負のパルス電流の位相とは一致したものとなる。同様に、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるときに出力端子２４Ａから出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ１のベースから電荷を引き抜くときに駆動用トランジスタＴ２のベースから出力端子２４に流れ込む負のパルス電流の位相とは一致したものとなる。なお、駆動回路１０Ｂの制御回路２２と、駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとは、不図示のタイミング信号により同期制御されている。
【００５８】
第三の実施の形態は、駆動用トランジスタＴ１内に残留している逆回復時の逆回復電荷があるとき、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるタイミングと一致するタイミングで駆動用トランジスタＴ１のベース端子から電荷を引き抜くことにより、駆動用トランジスタＴ１がオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち、順方向に電流が流れる状態にされる時間を短縮することに特徴がある。
【００５９】
図８は、図７による駆動回路を用いて図１の電流制御型素子用駆動装置を駆動制御する場合の動作タイミングを表すタイミングチャートである。図８において、電流波形ＩｐＢは、駆動回路１０Ｂの一次巻き線７１を流れる電流の波形である。電流波形ＩｐＡは、駆動回路１０Ａの一次巻き線７１Ａを流れる電流の波形である。一次巻線７１，７１Ａには、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００６０】
下側アームの制御回路２２Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が連続的に流される。駆動用トランジスタＴ２は容量性負荷であり、駆動用トランジスタＴ２内の電荷のライフタイムがパルス状電流の周期に比べて十分長いことにより、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。この場合には、トランス１７Ａの二次巻き線７２Ａ側に平滑用コンデンサを設けなくてもよい。
【００６１】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２がオンされることにより、電流が図１のＡ方向に流れる。駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２２Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよびスイッチ２３Ａを全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子に正のパルス状の電流が供給されなくなり、ターンオフのための負のパルス状電流が印加されるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図１のＰ点の電位が上昇し、Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなる。このとき、上側アームのスイッチ２３は、二次巻線７２Ｂ側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを非接続にしているが、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流す。この結果、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、環流電流が図１のＢ方向に流れる。
【００６２】
上側アームの制御回路２２Ｂは、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１をオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオン、スイッチ２３をオンにする。スイッチ２３は、二次巻線７２Ｂ側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを接続し、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)へ向かう電流は流さない。これにより、タイミングｔ２５の時点で駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２２は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０、およびスイッチ２３を全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００６３】
一方、下側アームの制御回路２２Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にタイミングｔ２５の時点で１発目のパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、上側アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負のパルス状電流が印加されるタイミングｔ２５と同じタイミングで駆動用トランジスタＴ２のターンオンが始まるため、上述したように駆動用トランジスタＴ１内の電荷が少なくされており、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００６４】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動回路１０Ａでオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を駆動回路１０Ｂで引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動回路１０Ｂでオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を駆動回路１０Ａで引き抜く場合についても同様である。
【００６５】
以上説明した第三の実施の形態によれば、第一および第二の実施の形態による作用効果に加えて次の作用効果が得られる。すなわち、同期制御される駆動回路１０Ｂの制御回路２２と駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとにおいて、上側アームの駆動回路１０Ｂを構成するトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂの極性と、下側アームの駆動回路１０Ａを構成するトランス１７Ａの二次巻線７２Ａの極性とを逆にしたので、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に印加される負のパルス電流波形の発生タイミングと、駆動用トランジスタＴ２のベース端子に印加される正のパルス電流波形の発生タイミングとを一致させることができる。この結果、駆動用トランジスタＴ２をターンオンさせる１発目の正パルスのタイミングｔ２５で駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負パルスを印加できるから、十分に駆動用トランジスタＴ１内から蓄積電荷を引き抜いた状態で駆動用トランジスタＴ２がターンオンされ、貫通電流が流れないようにすることができる。貫通電流が効果的に抑制されることでスイッチング損失が低減される結果、装置を小型化することができる。
【００６６】
以上説明した図２および図７の駆動回路において、トランス１７(１７Ａ)(１７Ｂ)の二次巻線７２(７２Ａ)(７２Ｂ)側のダイオード１８(１８Ａ)および１９(１９Ａ)は、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０(２０Ａ)および２１(２１Ａ)に内蔵されるボディダイオードでもよい。
【００６７】
上述した説明では、第一の実施の形態による図２の駆動回路に対して上側アームの駆動回路１０のトランス１７の二次巻線７２の極性を変えることによって、上側アームの駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂと、下側アームの駆動回路１０Ａのトランス１７Ａの二次巻線７２Ａとの極性を逆にした。片側アームの駆動回路のトランスの二次巻線の極性を変える代わりに、両駆動回路のトランスの一次巻線にそれぞれ印加する周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流の位相を逆にしてもよい。たとえば、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６の駆動タイミングを変える他、直流電圧源１２の極性を変えたり、一次巻線７１の極性を変えるなど、いずれの方法を用いてもよい。
【００６８】
また、片側アームの駆動回路のトランスの二次巻線の極性を変えるために、第一の実施の形態による図２の駆動回路に対して下側アームの駆動回路１０Ａのトランスの二次巻線７２Ａの極性を変えてもよい。
【００６９】
さらにまた、図９に示すように、上側アーム駆動用の二次巻線７２Ｂと、下側アーム駆動用の二次巻線７２Ａとの極性を逆にした状態で、一次巻線７１を共通にするトランス１７Ｃを用いる構成にしてもよい。この場合には、上側アーム駆動回路と下側アーム駆動回路との間で常に同期がとれるので、正負逆極性のパルスを正確に同タイミングで得ることができる。さらに、トランスを２つ用いる場合に比べて回路を小型化することができる。
【００７０】
−第四の実施の形態−
図１０は、図１の電流制御型素子用駆動装置を３組用いて３相モータを駆動する例を示す図である。図１０において、モータ３０は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の３相電流によって駆動される。電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３３、３４が直列に接続され、Ｕ相に電流を供給する。また、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３５、３６が直列に接続され、Ｖ相に電流を供給する。さらに、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３７、３８が直列に接続され、Ｗ相に電流を供給する。
【００７１】
Ｕ相に電流を供給する上側アームを構成する電流制御型トランジスタ３３の制御端子(ベース)に、駆動回路３１が接続されている。駆動回路３１は、たとえば、上述した駆動回路１０Ｂが用いられる。Ｕ相に電流を供給する下側アームを構成する電流制御型トランジスタ３４の制御端子(ベース)に、駆動回路３２が接続されている。駆動回路３２は、たとえば、上述した駆動回路１０Ａが用いられる。
【００７２】
Ｖ相およびＷ相についても同様に、電流制御型トランジスタ３５および３７の制御端子に、駆動回路１０Ｂと同様の不図示の駆動回路がそれぞれ接続されている。また、電流制御型トランジスタ３６および３８の制御端子に、駆動回路１０Ａと同様の不図示の駆動回路がそれぞれ接続されている。
【００７３】
以上説明したように第四の実施の形態によれば、上述した第一の実施の形態〜第三の実施の形態による駆動回路を３組用いて、３相モータに対する駆動制御を行うことができる。
【００７４】
−第五の実施の形態−
図１１は、図７の駆動回路を２組用いてＨブリッジによるモータ駆動装置を構成する例を示す図である。図１１において、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ４１、４２が直列に接続され、モータ４０の端子Ｌに電流を供給する。また、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ４３、４４が直列に接続され、モータ４０の端子Ｒに電流を供給する。ここで端子Ｌに電流を供給する回路を左側レグ、端子Ｒに電流を供給する回路を右側レグと呼ぶことにする。
【００７５】
左側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４１の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４５が接続されている。スイッチ回路４５は、上述した駆動回路１０Ｂの制御回路２２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１、ダイオード１８および１９を含む回路である。スイッチ回路４５は、トランス５３の二次巻線４９と接続されている。
【００７６】
左側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４２の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４６が接続されている。スイッチ回路４６は、上述した駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよび２１Ａ、ダイオード１８Ａおよび１９Ａを含む回路である。スイッチ回路４６は、トランス５３の二次巻線５０と接続されている。
【００７７】
トランス５３は、上側アーム駆動用の二次巻線４９と、下側アーム駆動用の二次巻線５０との極性を逆にした状態で、一次巻線５５を共通にするトランスである。トランス５３の一次巻線５５には、一次側回路５７が接続される。一次側回路５７は、上述した駆動回路１０Ｂの発振回路１１、直流電圧源１２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を含む回路である。
【００７８】
右側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４３の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４７が接続されている。スイッチ回路４７は、上述した駆動回路１０Ｂの制御回路２２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１、ダイオード１８および１９を含む回路である。スイッチ回路４７は、トランス５４の二次巻線５９と接続されている。
【００７９】
右側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４４の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４８が接続されている。スイッチ回路４８は、上述した駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよび２１Ａ、ダイオード１８Ａおよび１９Ａを含む回路である。スイッチ回路４８は、トランス５４の二次巻線６０と接続されている。
【００８０】
トランス５４は、上側アーム駆動用の二次巻線５９と、下側アーム駆動用の二次巻線６０との極性を逆にした状態で、一次巻線５６を共通にするトランスである。ただし、トランス５４の二次巻線５９の極性は、上述したトランス５３の二次巻線４９の極性と逆に構成される。また、トランス５４の二次巻線６０の極性は、上述したトランス５３の二次巻線５０の極性と逆に構成される。トランス５４の一次巻線５６の極性は、上述したトランス５３の一次巻線５５の極性と同じに構成される。トランス５４の一次巻線５６には、一次側回路５８が接続される。一次側回路５８は、上述した駆動回路１０Ｂの発振回路１１、直流電圧源１２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を含む回路である。
【００８１】
図１１のＨブリッジによるモータ駆動装置の動作を説明する。電流制御型トランジスタ４１および４４が順方向にオンし、電流制御型トランジスタ４２および４３がオフしているとき、負荷であるモータ４０に図中Ａで示す向きの駆動電流が流れる。次に、電流制御型トランジスタ４１および４４がオフし、電流制御型トランジスタ４１〜４４の全てがオフすると、モータ４０に流れる駆動電流は急に止まることができず、電流制御型トランジスタ４２および４３が逆方向にオンして図中Ｂで示す向きの環流電流が流れる。
【００８２】
このような状態で電流制御型トランジスタ４１および４４をオンさせるとき、左側レグの二次巻線４９と右側レグの二次巻線６０との極性が同じに構成されていることから、電流制御型トランジスタ４１および４４に印加される正パルスのタイミングが同位相で正確に一致する。これにより、電流制御型トランジスタ４１および４４は同じタイミングでオンされる。
【００８３】
もし、電流制御型トランジスタ４１および４４がオンされるタイミングがずれていると、過渡的に、左右両レグの上側アームの電流制御型トランジスタ４１および４３がオン、左右両レグの下側アームの電流制御型トランジスタ４２および４４がオフする状態が生じるおそれがある。このような場合には、モータ４０の端子Ｌと端子Ｒとが短絡された状態となって両端子間の電圧が０になり、駆動電流に歪みが生じてモータ４０を正確に駆動制御できなくなる。
【００８４】
また、左側レグを構成する上側アームの二次巻線４９と下側アームの二次巻線５０、および右側レグを構成する上側アームの二次巻線５９と下側アームの二次巻線６０が、それぞれ逆の極性に構成されているので、電流制御型トランジスタ４１および４４がオンされるとき、電流制御型トランジスタ４１を駆動する正パルスの印加タイミングと同じタイミングで、電流制御型トランジスタ４２に電荷を引き抜くための負パルスが印加される。同様に、電流制御型トランジスタ４４を駆動する正パルスの印加タイミングと同じタイミングで、電流制御型トランジスタ４３に電荷を引き抜くための負パルスが印加される。
【００８５】
なお、上側アームの二次巻き線４９(５９)と下側アームの二次巻線５０(６０)とが逆極性にされたことにより、上側アームの電流制御型トランジスタ４１(４３)が駆動されるときにスイッチ回路４５(４７)から出力される正のパルス電流の位相と、下側アームの電流制御型トランジスタ４２(４４)が駆動されるときにスイッチ回路４６(４８)から出力される正のパルス電流の位相とは反転したものとなる。
【００８６】
以上説明したように第五の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）Ｈブリッジによるモータ駆動装置において、左側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４１と、右側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４４とを正確に同じ駆動タイミングで駆動する。また、右側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４３と、左側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４２とを正確に同じ駆動タイミングで駆動する。これにより、左右両レグの電流制御型トランジスタが過渡的に同時にオンされることが防止される結果、歪みのない駆動電流で正確にモータ４０を駆動制御できる。
（２）左右両レグにおいて、上側アームの二次巻線と下側アームの二次巻線とを、それぞれ逆の極性に構成するようにしたので、上下アームのうち一方の電流制御型トランジスタを駆動する正パルス電流の印加タイミングと同じタイミングで、上下アームのうち他方の電流制御型トランジスタに電荷を引き抜くための負パルス電流が印加される。この結果、第三の実施の形態と同様に、上下アーム間の貫通電流を防止することができる。
【００８７】
特許請求の範囲における各構成要素と、発明の実施の形態における各構成要素との対応について説明すると、エミッタ端子が駆動用端子に、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２が電流制御型トランジスタに、ベース端子が制御端子に、スイッチ２３(内蔵ダイオード２７０，Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および二次巻き線７２)が保護手段に、駆動回路１０がパルス電流発生手段に、制御回路２２(２８)が制御手段に、発振回路１１およびＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６が交流発生手段に、ダイオード１８，１９およびＮ型ＭＯＳスイッチ２０，２１が整流手段に、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３が第１のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１６が第２のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４が第３のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１５が第４のスイッチに、発振回路１１がスイッチ制御手段に、ダイオード１８(内蔵ダイオード２６０)が第１の整流素子に、ダイオード１９(内蔵ダイオード２７０)が第２の整流素子に、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６)が第５のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７)が第６のスイッチに、制御回路２２(制御回路２８)が第２のスイッチ制御手段に、駆動用トランジスタＴ１が第１の電流制御型トランジスタに、駆動用トランジスタＴ２が第２の電流制御型トランジスタに、駆動回路１０および１０Ｂが第１のパルス電流発生手段に、駆動回路１０Ａが第２のパルス電流発生手段に、制御回路２２(２８)が第１の制御手段に、制御回路２２Ａ(２８Ａ)が第２の制御手段に、トランス１７Ｂが第１のトランスに、トランス１７Ａが第２のトランスに、発振回路１１およびＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６が第１の交流発生手段に、発振回路１１ＡおよびＮ型ＭＯＳスイッチ１３Ａ〜１６Ａが第２の交流発生手段に、ダイオード１８，１９およびＮ型ＭＯＳスイッチ２０，２１が第１の整流手段に、ダイオード１８Ａ，１９ＡおよびＮ型ＭＯＳスイッチ２０Ａ，２１Ａが整流手段に、二次巻線７２Ｂが第１の二次巻線に、二次巻線７２Ａが第２の二次巻線に、モータ４０が誘導性負荷に、一次側回路５７，トランス５３，およびスイッチ回路４５が、第１のパルス電流発生手段に、一次側回路５７，トランス５３，およびスイッチ回路４６が、第２のパルス電流発生手段に、一次側回路５８，トランス５４，およびスイッチ回路４７が、第３のパルス電流発生手段に、一次側回路５８，トランス５４，およびスイッチ回路４７が、第４のパルス電流発生手段に、それぞれ対応する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置を説明する図である。
【図２】図１の駆動回路を示す図である。
【図３】図２の駆動回路の動作タイミングを示すタイミングチャートである。
【図４】電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図５】第二の実施の形態による駆動回路を説明する図である。
【図６】第二の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図７】第三の実施の形態による駆動回路を説明する図である。
【図８】図７による駆動回路を用いて電流制御型素子用駆動装置を駆動制御する場合の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図９】上側アーム駆動用の二次巻線と下側アーム駆動用の二次巻線との極性を逆にした状態で一次巻線を共通にするトランスを示す図である。
【図１０】電流制御型素子用駆動装置を３組用いて３相モータを駆動する例を示す図である。
【図１１】駆動回路を２組用いてＨブリッジによるモータ駆動装置を構成する例を示す図である。
【符号の説明】
１０,１０Ａ,１０Ｂ…駆動回路、 １１,１１Ａ…発振回路、
１２,１２Ａ…直流電圧源、
１３〜１６,１３Ａ〜１６Ａ,２０,２０Ａ,２１,２１Ａ,２６,２６Ａ,２７,２７Ａ…Ｎ型ＭＯＳスイッチ、
１７,１７Ａ,１７Ｂ,１７Ｃ,５３,５４…パルストランス、
１８,１８Ａ,１９,１９Ａ…ダイオード、
２２,２２Ａ,２８,２８Ａ…制御回路、 ２３,２３Ａ…スイッチ、
２４,２４Ａ,２５,２５Ａ…出力端子、 ３０,４０…モータ、
４５〜４８…スイッチ回路、
５５,５６,７１,７１Ａ…一次巻線、 ５７，５８…一次側回路、
４９,５０,５９,６０,７２,７２Ａ,７２Ｂ…二次巻線、
２６０,２６０Ａ,２７０,２７０Ａ…ボディダイオード、
Ｔ１,Ｔ２,３３〜３８,４１〜４４…駆動用トランジスタ、
Ｌ１…誘導性負荷、
Claims (13)
- 駆動用端子に接続された誘導性負荷に駆動電流を供給する電流制御型トランジスタを備え、前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きと逆方向にオンするように前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を前記電流制御型トランジスタの制御端子に供給する保護手段を備えた電流制御型素子用駆動装置において、
前記電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給するパルス電流発生手段と、
前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記正のパルス状電流を前記制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、前記電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に前記負のパルス状電流を前記制御端子へ少なくとも１パルス供給するように前記パルス電流発生手段を制御する制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記パルス電流発生手段は、直流電圧源の出力両端をトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段と、
前記トランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割でそれぞれ整流する整流手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項２に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記交流発生手段は、前記直流電圧源の出力両端を前記トランスの一次巻線の両端から正方向に印加するように接続する第１のスイッチおよび第２のスイッチと、
前記直流電圧源の出力両端を前記トランスの一次巻線の両端から負方向に印加するように接続する第３のスイッチおよび第４のスイッチと、
前記正方向に印加するように接続する時間および前記負方向に印加するように接続する時間の長い方は、他方の時間と前記正方向および負方向のいずれにも接続しない時間との和より短くするように前記第１〜第４のスイッチを開閉制御するスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記整流手段は、互いに極性が逆向きになるように直列に接続される第１の整流素子および第２の整流素子と、
前記第１の整流素子および前記第２の整流素子にそれぞれ並列に接続される第５のスイッチおよび第６のスイッチと、
前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、前記電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで前記第１の整流素子および前記第２の整流素子による整流方向を切換えるように前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチを開閉制御する第２のスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記整流手段は、直列に接続される第１の整流素子および第５のスイッチと、直列に接続される第２の整流素子および第６のスイッチとを前記第１の整流素子および前記第２の整流素子の極性が逆向きになるように並列に接続し、
前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、前記電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで前記第１の整流素子および前記第２の整流素子による整流方向を切換えるように前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチを開閉制御する第２のスイッチ制御手段を備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、前記誘導性負荷に対して下アーム側に位置して前記第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第１のパルス電流発生手段と、
前記第１の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記正のパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、前記第１の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に前記負のパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように前記第１のパルス電流発生手段を制御する第１の制御手段と、
前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第２のパルス電流発生手段と、
前記第２の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記正のパルス状電流を前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、前記第２の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に前記負のパルス状電流を前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように前記第２のパルス電流発生手段を制御する第２の制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項６に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のパルス電流発生手段および前記第２のパルス電流発生手段は、直流電圧源の出力両端をトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段と、前記トランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割で整流する整流手段とをそれぞれ備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項７に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１の制御手段および第２の制御手段は、一方の前記電流制御型トランジスタのオン／オフ状態により他方の前記電流制御型トランジスタの前記制御端子に供給する前記パルス状電流の正負を切換えるようにそれぞれの前記整流手段を制御することを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、前記誘導性負荷に対して下アーム側に位置して前記第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第１のパルス電流発生手段と、
前記第２の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第２のパルス電流発生手段とを備え、
前記第１のパルス電流発生手段および前記第２のパルス電流発生手段は、互いの位相が反転するパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタおよび前記第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給するように同期されることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のパルス電流発生手段は、前記第１の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、
前記第２のパルス電流発生手段は、前記第２の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、
前記第１のパルス電流発生手段および前記第２のパルス電流発生手段は、前記第１のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による負のパルス状電流の位相が一致し、前記第１のパルス電流発生手段による負のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、前記第１の電流制御型トランジスタおよび前記第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項１０に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のパルス電流発生手段は、第１のトランスと、直流電圧源の出力両端を前記第１のトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する第１の交流発生手段と、前記第１のトランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割で整流する第１の整流手段とを備え、
前記第２のパルス電流発生手段は、第２のトランスと、直流電圧源の出力両端を前記第２のトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する第２の交流発生手段と、前記第２のトランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割で整流する第２の整流手段とを備え、
前記第１のトランスの二次巻線に誘起される電圧の位相および前記第２のトランスの二次巻線に誘起される電圧の位相は、反転していることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項１１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のトランスおよび前記第２のトランスは１つのトランスで構成され、このトランスは、
共用される一次巻線と、正負の電圧を誘起する第１の二次巻線と、前記第１の二次巻線によって誘起される正負の電圧と位相が反転する正負の電圧を誘起する第２の二次巻線とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。 - 請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記誘導性負荷に対して上アーム側に位置して前記第２の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第３の電流制御型トランジスタと、
前記第３の電流制御型トランジスタと直列に接続され、前記誘導性負荷に対して下アーム側に位置して前記第１の方向駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第４の電流制御型トランジスタと、
前記第３の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第３の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第３のパルス電流発生手段と、
前記第４の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第４の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第４のパルス電流発生手段とをさらに備え、
前記第１のパルス電流発生手段〜前記第４のパルス電流発生手段は、(1)前記第１のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が反転し、(2)前記第１のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第４のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が一致し、(3)前記第３のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第４のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が反転し、(4)前記第３のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、前記第１の電流制御型トランジスタ〜第４の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001198690A JP3674547B2 (ja) | 2000-11-09 | 2001-06-29 | 電流制御型素子用駆動装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000342088 | 2000-11-09 | ||
| JP2000-342088 | 2000-11-09 | ||
| JP2001198690A JP3674547B2 (ja) | 2000-11-09 | 2001-06-29 | 電流制御型素子用駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002209387A JP2002209387A (ja) | 2002-07-26 |
| JP3674547B2 true JP3674547B2 (ja) | 2005-07-20 |
Family
ID=26603664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001198690A Expired - Fee Related JP3674547B2 (ja) | 2000-11-09 | 2001-06-29 | 電流制御型素子用駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3674547B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7091752B2 (en) | 2003-09-30 | 2006-08-15 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for simplifying the control of a switch |
| JP2006345641A (ja) * | 2005-06-09 | 2006-12-21 | Toyota Industries Corp | Ｄｃ／ａｃ変換回路およびｄｃ／ａｃ変換方法 |
| JP5310758B2 (ja) * | 2011-02-15 | 2013-10-09 | 株式会社デンソー | 半導体スイッチング素子の駆動回路 |
| JP5831737B2 (ja) * | 2011-05-09 | 2015-12-09 | 大平電子株式会社 | 双方向電力変換装置 |
-
2001
- 2001-06-29 JP JP2001198690A patent/JP3674547B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002209387A (ja) | 2002-07-26 |
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