JP3672883B2 - Control device for synchronous motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、工作機械やロボットなどに使用される同期モータを用いたサーボモータの制御装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の同期電動機の制御装置としては、本出願人が特開2000−341983で提案した装置がある。この従来の装置では、電流を電力変換器が出力可能な一定値に制限するようにリミッタを設けていた。またこの装置における起磁力相差角φは、低速領域では、最大トルク時のトルク効率が最大になるように起磁力相差角を一定とし、高速領域では、最大トルク時のモータ電圧が電力変圧器の出力電圧以下になるように起磁力相差角を速度に応じて増大させていた。一方、モータのトルク回転速度特性は、モータ容量と比較してモータ制御装置の容量が大きな場合は図4に示すような特性曲線になる。即ち、高速領域で、トルク指令を大きな値に維持しても、所望のトルクを得ることができる。しかし、一般的には、モータ制御装置の容量の制約から図5に示すように高速時の最大トルクが低下した特性になっている。この最大トルクの低下は、回転速度の上昇により必要とするモータ電圧は上昇するが、電力変換器の出力電圧が限られているために発生するものである。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
工作機械では、モータの位置を制御して精密位置決めを行っている。このような機械では、電力変換器の直流電圧の変動などによりトルクの特性が変わらないことが望ましい。通常、電力変換器は電源電圧を3相全波整流し、3相インバータによりモータを駆動する構成になっている。そして、モータの回生動作により直流電圧が上昇した場合には、回生抵抗器に電流を流し、直流電圧が一定の電圧以上にならないようになっている。この電圧は、電源電圧仕様の上限でも回生抵抗器に電流が流れないように高い電圧に設定されており、直流電圧は、モータ力行時と回生時で大きく変わる。モータ単体に慣性を付けた状態でモータを加減速すると、モータ減速時にモータは発電動作をし、この電力が回生電力となり電力変換器の直流電圧を上昇させる。このため、モータ加速時と減速時とでは、電力変換器の出力可能な最大電圧が変わってしまい、モータ減速時は電力変換器の出力可能な電圧が増大するため、電力変換器からモータに電流を流すことができ、トルク回転速度特性は、図5から図4に示したように、高速時も最大トルクを出力できる状態に近づいていく。この結果、加速時に出力できるトルクと、減速時に出力できるトルクが異なり、加速時間と減速時間が異なってしまうという問題があった。また、実際の機械装置にモータを組み込んだ場合に回生される電力は、機械側の負荷条件、重力負荷、摩擦負荷などにより変わってしまうため、トルク回転速度特性の高速時の最大トルクが、動作状態により変わってしまうという問題があった。
【0004】
一方、回生抵抗器ドライブトランジスタ容量は、瞬時回生電力により決まる。瞬時回生電力は、トルク回転速度特性の高速時の最大トルクが大きい程、大きくなる。ところで、モータ制御装置が吸収できる瞬時回生電力は、
(回生動作電圧)2/(回生抵抗値)で決まる。回生動作電圧は、モータ制御装置に用いる部品の耐圧により決まるため、特別に高い電圧にすることはできない。このため、増加した瞬時回生電力は、回生抵抗値を下げて吸収することになる。回生抵抗値が下がると回生トランジスタに流れる電流は大きくなるため、大きな容量の回生トランジスタが必要になる。従って、従来のモータ制御装置では、回生によりトルク回転速度特性の高速時の最大トルクが大きい状態になると、瞬時回生電力が増加するため、その分、余裕を持った回生トランジスタ容量にする必要があった。
【0005】
また、従来の制御装置では、最大トルク時は、トルク効率が最大になっていたが、定格トルク時は必ずしもトルク効率が最大とは言えなかった。このようにトルク効率が最大となる起磁力相差角は最大トルク時と定格トルク時では異なり、定格トルク時には最大トルク時より小さな起磁力相差角でトルク効率が最大になる。近年のモータ設計は、小型軽量化する傾向があり、従来の制御方法では、定格運転時のモータの温度上昇が規格値に入らないと言う問題点があった。また地球環境保全という意味からも、エネルギ消費を減らす必要があった。
【0006】
一方、定格トルク時に最大トルク効率になるように起磁力相差角を設定することも考えられるが、今度は最大トルクが規格値に入らない(トルクが出ない)と言う問題があった。
【0007】
本発明の目的は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、高速時のモータのトルク回転速度特性に最大トルクの低下がある場合においても、加速時間と減速時間に大きな差が生じることのない同期電動機の制御装置を提供することにある。
【0008】
本発明の他の目的は、最大トルク領域のみならず定格トルク領域においても、モータのトルク効率が最大となる同期電動機の制御装置を得ることにある。
【0009】
本発明の他の目的は、高効率なトルク制御系を維持したまま、同期モータのトルク回転速度特性に高速時の最大トルクの低下がある場合に、回生電力などにより電力変換器の直流電圧が上昇してもトルク回転速度特性が変わらない同期モータの制御装置を提供することにある。
【0010】
本発明の更に他の目的は、回生トランジスタの容量が従来よりも小さくて済む同期モータの制御装置を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電流指令を制御指令として、同期モータを力行制御及び回生制御するように電力変換を行う電力変換器を備えた電力制御装置と同期モータの回転速度を検出する回転速度検出手段と、回転速度及び速度指令を入力としてトルク指令を発生するトルク指令発生手段及びトルク指令を電流指令に変換して出力する電流指令演算手段を備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置を改良の対象とする。
【0012】
本発明の同期モータの制御装置では、制御指令発生手段が、トルク指令発生手段と電流指令演算手段との間にトルク指令を制限するトルク指令制限手段を備えている。トルク指令制限手段は、トルク制限指令に従ってトルク指令を制限するトルクリミッタと、回転速度と最大トルクとの関係を定めるトルク制限特性に従って、回転速度に応じたトルク制限指令を出力するトルク制限指令発生手段とを備えている。トルク制限指令発生手段では、トルク制限特性として、力行制御下でトルクリミッタによるトルク制限を加えない状態において、トルク指令発生手段が最大トルク指令を発生したときに得られる回転速度に対する最大トルクの特性に近似した近似トルク制限特性を用いる。
【0013】
本発明のように、トルク指令制限手段を用いて、回生時の回転速度に対する最大トルク指令を力行時の最大トルクに制限すると、力行制御と回生制御時のトルク特性が実質的に同様になる。その結果、モータを加速した場合と減速した場合とで、モータの加速時間と減速時間とに大きな差が生じなくなる。また回生時に電源電圧が上昇した場合も、トルクを力行時の近似トルク制限特性で制限しているため、回生時に同期モータを流れる電流が増大するのを制限できる。その結果、回生トランジスタの容量を従来よりも小さくすることができる。したがって本発明によれば、同期モータの力行時と回生時とでトルク回転速度特性の変動を抑制することができる。
【0014】
近似トルク制限特性は、実際に得られる最大トルクの特性を連続する複数の直線により近似したものを用いることができる。このような近似トルク制限特性は、次のようにして定めることができる。トルク制限指令TPVCが回転速度ωmの関数とした場合に、2つのトルク制限変更速度N0、N1と端点N2(0<N0<N1<N2)と、ωm=0〜N0、N1、N2のときのトルク制限指令TPVCのそれぞれの値と、最大トルクTP0、最大トルクTP0より小さい第1のトルク値TP1と、TP1より小さい第2のトルク値TP2とを用いて、回転速度ωmにおけるトルク制限指令TPVCに対して、近似トルク制限特性を下記の式に基づいて定める。
【0015】
TPVC=TP0−KTP1×(A−N0)−KTP2×(B−N1)
ただし、ωm<N0のとき、A=N0、B=N1、
N0≦ωm<N1のとき、A=ωm、B=N1、
N1≦ωm<N2のとき、A=N1、B=ωmである。
【0016】
またKTP1=(TP0−TP1)/(N1−N0)であり、
KTP2=(TP1−TP2)/(N2−N1)である。
【0017】
また本発明は、d軸のインダクタンスLdとq軸のインダクタスLqとを有し、且つ最大トルク効率で最大トルクを得るために必要な回転速度と起磁力相差角との関係を示す第1の最大トルク効率曲線と、最大トルク効率で最大トルクよりも小さい所定のトルクを得るために必要な回転速度と起磁力相差角との関係を示す第2の最大トルク効率曲線とが、回転速度をX軸にとり且つ起磁力相差角をY軸にとったときに、第1及び第2の最大トルク効率曲線の一方をX軸方向とY軸方向とに平行移動すると他方にほぼ重なる関係が得られる同期モータをd軸電流指令とq軸電流指令に従って力行制御及び回生制御するように電力変換を行う電力変換器を備えた電力制御装置と、同期モータの駆動軸の回転速度を検出する回転速度検出手段、速度指令ωmcと回転速度検出手段が検出したモータの回転速度ωmとの偏差からトルク指令Tcを発生するトルク指令発生手段、トルク指令を電流指令Icに変換して出力する電流指令演算手段、起磁力相差角を用いてd軸電流指令とq軸電流指令を出力するdq軸電流発生手段及び起磁力相差角を発生する起磁力相差角発生手段とを備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置を改良の対象とすることができる。この場合においても、上記と同様にトルク指令制限手段を用いる。またいずれの場合においても、制御指令発生手段は、トルク制限指令によってトルク効率が最大となるように電流指令を補正するように構成することができる。
【0018】
なお具体的な制御方式においては、起磁力相差角発生手段は、トルク指令の絶対値|Tc|が回転速度ωmの関数としてトルク制限指令TPVCに従って変化したときに、トルク効率が最大となる制限後のトルク指令時最大トルク起磁力相差角φTPVCを回転速度ωmの関数として計算又は実験で求める。起磁力相差角発生手段は、例えば下記の式で速度補償起磁力相差角φvをトルク効率を最大にする制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCになるように補償して出力する。
【0019】
φTC=φv−K2・(TP0−TP0×|TcL|/TPVC)
TPVCはトルク制限指令であり、制限後のトルク指令値の絶対値|TcL|はトルク制限指令TVPCとトルク指令の絶対値|Tc|の小さい方の値として定義され、φvは速度補償起磁力相差角であり、K2は移動係数である。
【0020】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態の一例を詳細に説明する。図1は、本発明を同期モータ1の制御装置に適用した実施の形態の一例の回路図である。同期モータ1は複数の永久磁石がロータコアに埋め込まれているロータを備え、永久磁石の直軸であるd軸のインダクタンスLdとこの直軸と電気角で直交する直交軸であるq軸のインダクタンスLqとの関係がLd<Lqとなる埋込磁石形同期モータ(IPMモータ)である。なお本発明はロータコアの表面に永久磁石を固定するタイプの同期モータ等にも適用できる。起磁力相差角φは、d軸と電流指令Icとのなす角である。図1の同期モータ1は、最大トルク効率で最大トルクを得るために必要な回転速度と起磁力相差角との関係を示す最大トルク効率曲線が、同期モータの電機子の回転速度が低いときには、同期モータの電機子の回転速度の関数として一定値を保ち、回転速度が高くなると、図3に示すように、起磁力相差角が増大し始め、次第に起磁力相差角の増大が緩やかになり、回転速度をX軸にとり且つ起磁力相差角をY軸にとったときに、最大トルクよりトルク値が低下するとトルクの低下量に応じて最大トルク効率曲線が右下方向にほぼ平行移動する特性が得られるものとする。
【0021】
図1において、同期モータ1の電力制御装置11に指令を発生する制御指令発生手段2はトルク指令発生手段3と、トルク指令制限手段4と、回転速度検出手段5とを備えている。トルク指令発生手段3は、速度指令ωmcと回転速度検出手段5で検出された同期モータ1の回転速度ωmとの偏差からトルク指令Tcを算出する。トルク指令制限手段4は、回転速度ωmの変化に応じてトルク指令の絶対値|Tc|を後で述べるトルク制限指令を超えないように制限して、制限後のトルク指令値TcLを発生する。電流指令演算手段6は、トルク指令制限手段4からの制限後のトルク指令値TcLに基づいて電流指令Icを出力する。dq軸電流指令発生手段7は、電流指令とd軸との間の角度として定義される起磁力相差角φを用いて、d軸電流指令とq軸電流指令を出力する。起磁力相差角発生手段9は起磁力相差角φを発生し、dq軸電流指令発生手段7に出力する。電力制御装置11はこのd軸電流指令とq軸電流指令に従って同期モータ1を駆動する。
【0022】
トルク指令発生手段3は、速度制御器3aと加算点3bとにより構成されている。速度制御器3aは、速度指令ωmcと回転速度検出手段5で検出した同期モータ1の回転速度ωmとの速度偏差を加算点3bで求め、その速度偏差からトルク指令Tcを演算する。回転速度検出手段5は、エンコーダ5aと速度検出器5bとで構成される。速度検出器5bは、エンコーダ5aで検出した回転位置θmから回転速度ωmを検出する。
【0023】
トルク指令制限手段4はトルクリミッタ4aとトルク制限指令発生手段4bで構成されている。トルクリミッタ4aは、トルク指令発生手段3からのトルク指令Tcをトルク制限指令発生手段4bからのトルク制限指令TPVCでリミットし、制限後のトルク指令値TcLとして出力する。トルク制限指令発生手段4bは、トルク指令が取り得る最大値としてのトルク制限指令TPVCを発生する。図2にトルク制限指令TPVCを同期モータの回転速度ωmの関数として示す。図2において、トルク制限指令TPVCは、2つのトルク制限変更速度N0、N1(0<N0<N1)とN1より大きい端点N2(N1<N2)を用いて、ωmが0、N0、N1、N2のときのトルク制限指令TPVCの値が、それぞれ最大トルクTP0、最大トルクTP0より小さい第1のトルク値TP1、この第1のトルク値TP1より小さい第2のトルク値TP2となる4点(ωm=0の点を入れて)を直線で結ぶ折れ線として表されている。このトルク制限指令TPVCの折れ線の方程式は回転速度ωmの関数として次式で与えられる。
【0024】
TPVC=TP0−KTP1×(A−N0)−KTP2×(B−N1)
ただし、この式で、
ωm<N0のときには、A=N0、B=N1、
N0≦ωm<N1のときには、A=ωm、B=N1、
N1≦ωm<N2のときには、A=N1、B=ωm、
KTP1=(TP0−TP1)/(N1−N0)、
KTP2=(TP1−TP2)/(N2−N1)である。
【0025】
電流指令演算手段6は電流指令演算器6aで構成される。電流指令演算器6aは、トルク指令制限手段4からの制限後のトルク指令値TcLに電流指令換算係数KTIを乗算して電流指令Icを演算し出力する。図1では電流指令演算器6aのブロック中に電流指令換算係数KTIを表示している。
【0026】
dq軸電流指令発生手段7は、絶対値化器7aと、sinφ信号発生器7bと、cosφ信号発生器7cとから構成される。sinφ信号発生器7bは、リミット処理後の電流指令Icをsinφ倍して、q軸電流指令Iqcを算出する。cosφ信号発生器7cは、リミット処理後の電流指令Icを絶対値化器7aで絶対値化し、それをcosφ倍して、d軸電流指令Idcを算出する。以上のようにして算出されたq軸電流指令Iqc及びd軸電流指令Idcを電力制御装置11に送る。
【0027】
電力制御装置11は、2つの積分制御器11a及び11b,信号発生器11c,第1及び第2の座標変換器11d及び11e,電流制御器11f,PWM制御器11g,電力変換器11h,電流検出手段11iから構成される。
【0028】
信号発生器11cは、エンコーダ5aにより検出した回転位置θmに基づいて、第1の座標変換器11dと、第2の座標変換器11eに対して設けられたsinθm信号とcosθm信号を発生する。
【0029】
第1の座標変換器11dは、電流検出手段11iにより検出した出力電流と信号発生器11cから出力されるsinθm信号及びcosθm信号とを入力信号としてd軸電流フィードバック信号Idf及びq軸電流フィードバック信号Iqfを出力する。
【0030】
第2の座標変換器11eは、q軸電流指令Iqcとq軸電流フィードバックIqfとの差をとり、この差を積分制御器11aを通してq軸電流指令Iqcと加算点11uで加算し、積分補償量を含んだq軸電流指令Iqc′を求める。同様にIdc′も求める。Iqc′とIqc′を第2の座標変換器11eを通して、3相の電流指令IUc,IVc,IWcを求める。電流制御器11fにおいて、電流フイードバックとの偏差をとり、比例演算して電圧指令VUc,VVc,VWcを得る。これをPWM制御器11gに通し、電力変換器11hにより同期モータ1を駆動する。
【0031】
起磁力相差角発生手段9は、起磁力相差角φを回転速度ωmの関数として生成する。図3に制限後のトルク指令値の絶対値|TcL|が回転速度ωmの全ての範囲でトルク制限指令TPVCに等しい場合に、同期モータ1が最大トルク効率を得るのに必要な回転速度ωmと起磁力相差角φとの関係を示す。図3において縦軸に起磁力相差角φ、横軸に回転速度ωmを示す。図3において、制限後のトルク指令値の絶対値がトルク制限指令である場合即ち|TcL|=TPVCの場合に対応する折れ線φTPVCは、制限後のトルク指令の絶対値|TcL|が上記式のトルク制限指令TPVCのときの実験またはシミュレーションで得られた最大トルク効率曲線を近似する折れ線を示したものである。このトルク制限指令TPVCが作用する時の回転速度ωmに対する起磁力相差角φTPVCをトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角と呼ぶことにする。図1に示すように、起磁力相差角発生手段9は、速度補償手段13とトルク補償手段15とリミッタ17とから構成される。速度補償手段13は、制限後のトルク指令値TcLが上記式のトルク制限指令TPVCに等しいとき、最大トルク効率を与える回転速度ωmとトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φTPVCの間の関係を、折れ線で近似できるように予め定めておく。図3において、|TcL|=TPVCのときのトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φ=φTPVCの2つの起磁力相差角変更速度N0、N1(0<N0<N1)とN1より大きい端点N2(N1<N2)における値は、|Tc|=TP0、ωm=0〜N0のときに次のようになる。
【0032】
φ=φTPVC=φ0
また|Tc|=TP1、ωm=N1のときφ=φTPVC=φ1、|Tc|=TP2、ωm=N2のとき、φ=φTPVC=φ2であるものとする。ここでこれらの点が指定する折れ線の折れ曲がり点における回転速度である起磁力相差角変更速度の2つの値と端点の回転速度の値は、先に定義した2つのトルク制限変更速度と端点にそれぞれ等しいものとし、同じ定数N0,N1,N2を用いた。速度補償手段13はこれらの点を結んだ次式のような折れ線の方程式に従って同期モータの回転速度ωmの関数、トルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φ=φTPVCを出力する。
【0033】
φTPVC=φ0+KV1・(α−N0)+KV2・(β−N1)
但しN0とN1の間の折れ線の勾配を与える第1の速度補償係数KV1はKV1=(φ1−φ0)/(N1−N0)であり、N1とN2の間の折れ線の勾配を与える第2の速度補償係数KV2はKV2=(φ2−φ1)/(N2−N1)である。そして変数α、βは、
ωm<N0のとき、α=N0、β=N1、
N0≦ωm<N1のとき、α=ωm、β=N1、
N1≦ωmのとき、α=N1、β=ωmとなるように切り換えるものとする。
【0034】
トルク指令の絶対値|Tc|が制限後のトルク指令値の絶対値|TcL|以下のときには、トルク指令制限手段4のトルクリミッタ4aは、制限後のトルク指令値TcLとしてトルク指令Tcを出力する。またトルク指令の絶対値|Tc|がトルク制限指令TPVCに等しいかそれ以上のときには、制限後のトルク指令値の絶対値|TcL|をトルク制限指令TPVCに制限した制限後のトルク指令値TcLを出力する。つまりトルクリミッタ4aの出力であるトルク指令値TcLの絶対値|TcL|は|Tc|とトルク制限指令TVPCの小さい方の値として定義される。式で書くと|TcL|=min(|Tc|、TPVC)となる。ここでmin(x、y)はx、yの小さい方の値を表す。
【0035】
起磁力相差角発生手段9は、制限後のトルク指令値TcLでトルク効率が最大となる起磁力相差角を回転速度ωmの関数として以下のようにして求め、これを制限後のトルク指令値TcLでの制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCとして出力する。
【0036】
トルク補償手段15は、図1に示すように、第1の平行移動係数演算器15a、第2の平行移動係数演算器15d、加算点15b,15c,15eから構成されている。トルク補償手段15は、第1の平行移動係数演算器15aによって、トルク指令有効変化量
ΔT=(TP0−TP0×|TcL|/TPVC)
と平行移動係数K1との積K1・(TP0−TP0×|TcL|/TPVC)を生成し、この積と折れ曲がり点の横座標である起磁力相差角変更速度N0,N1とをそれぞれ加算点15b,15cで加算し、トルク補償した起磁力相差角変更速度N0′及びN1′を次式に従って演算する。
【0037】
N0′=N0+K1・ΔT
=N0+K1・(TP0−TP0×|TcL|/TPVC)
N1′=N1+K1・ΔT
=N1+K1・(TP0−TP0×|TcL|/TPVC)
そして、これらのN0′、N1′を速度補償手段13に入力する。速度補償手段13は、これらを用いて速度補償した速度補償起磁力相差角φvを次式の関係によって出力する。
【0038】
φv=φ0+KV1・(α−N0′)+KV2・(β−N1′)
ただし、上記式においては、変数α、βは、ωm<N0′のとき、α=N0′、β=N1′となり、N0′≦ωm<N1′のとき、α=ωm、β=N1′となり、N1′≦ωmのとき、α=N1′、β=ωmとなるように切り換えるものとする。
【0039】
このようにN0′,N1′に置き換えた折れ線の速度補償起磁力相差角φvは、最大トルクでのトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φTPVCの折れ曲がり点の横座標N0,N1をそれぞれN0′とN1′に横方向に平行移動し、φTPVCのωm=0〜N0までの一定のφ0の線分をωm=N0′まで延長し、延長線上のωm=N0′の点からφTPVCのωm=N0〜N1までの直線部と平行な直線をωm=N1′まで延長し、その延長線上のωm=N1′の点から、φTPVCのN1〜N2の間の直線に平行に直線を引いた折れ線になっている。言い換えると、この折れ線は、ωmの関数としてωm=N0′、N1′で折れ曲がり、それぞれの折れ線が連続的につながるようにトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φTPVCのωm=N0、N1を折れ曲がり点とする折れ線の1部を右方向に平行移動した折れ線になっている。
【0040】
またトルク補償手段15は、速度補償手段13の出力の速度補償起磁力相差角φvと、トルク指令有効変化量ΔTを第2の平行移動係数演算器15dで第2の平行移動係数K2倍した積とを第3の加算点15eで減算して、速度補償起磁力相差角φvの折れ線を下方向へ次式に従って移動させる。
【0041】
φTC=φv−K2・ΔT
=φv−K2・(TP0−TP0×|TcL|/TPVC)
トルク補償手段15はこの式が与えるφTCを、制限後のトルク指令の絶対値|TcL|がトルク制限指令TPVCと同じ大きさか、それより小さい場合における制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCとして出力する。制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCと回転速度ωmの関係を図3の太い折れ線で示す。
【0042】
以上のように、制限後のトルク指令の絶対値|TcL|がトルク制限指令値TPVCより小さい場合に、トルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCを求めるためには、以上述べた平行移動係数K1及びK2を以下のように予め決めておく。例えば、トルク指令Tcの絶対値が定格トルクTRのときにトルク効率を最大にする起磁力相差角を定格トルク時最大トルク効率起磁力相差角φRとし、この定格トルク時最大トルク効率起磁力相差角φRの回転速度ωmにおける値を求める。図3には任意の|Tc|=|TcL|の時の起磁力相差角、即ち制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCと回転速度ωmとの関係を示す太線の折れ線の他に、トルク指令の絶対値が制限トルク時|Tc|=TPVC、定格トルク時|Tc|=TR、最小トルク時|Tc|=T0の場合の起磁力相差角と回転速度ωmの関係を表す3本の細い折れ線を示す。図3に細い折れ線のそれぞれをφTPVC、φR、φ0で示す。これらの3本の細い折れ線の中の真ん中の折れ線を定格トルク|TcL|=TRにおける最大トルク効率曲線を近似する折れ線であるとして、この折れ線を最大トルク効率曲線を実験又は計算で求めた結果と一致するようにK1,K2を定める。一般の|TcL|に対してはこうして決定したK1,K2を用いて、|Tc|がTPVC以下の任意の値の|Tc|=|TcL|に対して、|TcL|=TPVCのときにトルク効率を最大にするトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角曲線φTPVCを速度補償起磁力相差角φvになるように折れ線の切片毎に平行移動し、これを更にK2・ΔTだけ下方向に移動した折れ線における制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCと回転速度ωmとの関係を求めることができる。
【0043】
また平行移動係数K1,K2を|TcL|=T0のときに最大トルク効率を与える起磁力相差角φ0と回転速度ωmとの関係を近似するように定めてもよい。リミッタ17は速度補償手段13の出力である起磁力相差角φを予め定めた角度以下に抑える。リミッタ17は、φを90°〜180°以内にリミット処理し、各種補償後の起磁力相差角φとする。
【0044】
以上のように、本発明によれば、高効率なトルク制御系を維持したまま、電力変換器の直流電圧の変動に対し、非常にロバストなトルク制御系が実現でき、これを用いて速度、位置制御系を構成した場合に、制御系全体の安定性が向上し、さらに、コストダウンも可能な高性能な制御システムを実現できる。
【0045】
本明細書において回転速度又は速度は全て回転角速度を意味しており、これらの変数の表現は回転角速度で表しているものとする。
【0046】
【発明の効果】
本発明によれば、モータ力行、回生動作によるトルク回転速度特性の変動を抑制することができる。またモータを加減速した場合に、モータの加速時間と減速時間を等しくすることができる。更に回生トランジスタの容量を小さくすることができる。また電源電圧が上昇した場合も、上昇前と同一のトルク回転速度特性にすることができる。
【0047】
また非常にロバストなトルク制御系が実現でき、これを用いて速度、位置制御系を構成した場合に、制御系全体の安定性が向上し、さらに、コストダウンも可能な高性能な制御システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態の同期モータの制御装置の一例の構成を示すブロック図である。
【図2】本発明が制御の対象とする同期モータの特性のシミュレーション結果を折れ線近似したものである。
【図3】本発明が制御の対象とする同期モータの特性のシミュレーション結果を折れ線近似したものである。
【図4】従来の同期モータのトルクと回転速度の関係を説明する図である。
【図5】従来の同期モータのトルクと回転速度の関係を説明する図である。
【符号の説明】
1 同期モータ
2 制御指令発生手段
3 トルク指令発生手段
3a 速度制御器
3b 加算点
4 トルク指令制限手段
4a トルクリミッタ
4b トルク制限指令発生手段
5 回転速度検出手段
5a エンコーダ
5b 速度検出器
6 電流指令演算手段
6a 電流指令演算器
7 dq軸電流指令発生手段
7a 絶対値化器
7b sinφ信号発生器
7c cosφ信号発生器
9 起磁力相差角発生手段
11 電力制御装置
11a,11b 積分制御器
11c 信号発生器
11d 第1の座標変換器
11e 第2の座標変換器
11f 電流制御器
11g PWM制御器
11h 電力変換器
11i 電流検出手段
13 速度補償手段
15 トルク補償手段
15a 第1の平行移動係数演算器
15d 第2の平行移動係数演算器
15b,15c,15e 加算点
17 リミッタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a servo motor control device using a synchronous motor used in a machine tool, a robot, or the like.
[0002]
[Prior art]
As a conventional synchronous motor control device, there is a device proposed by the present applicant in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-341983. In this conventional apparatus, a limiter is provided so as to limit the current to a constant value that can be output by the power converter. The magnetomotive force phase difference angle φ in this device is constant in the low speed region so that the torque efficiency at the maximum torque is maximized, and in the high speed region, the motor voltage at the maximum torque is The magnetomotive force phase difference angle was increased according to the speed so as to be lower than the output voltage. On the other hand, the torque rotation speed characteristic of the motor becomes a characteristic curve as shown in FIG. 4 when the capacity of the motor control device is larger than the motor capacity. That is, a desired torque can be obtained even if the torque command is maintained at a large value in a high speed region. However, in general, the maximum torque at high speed is reduced as shown in FIG. 5 due to the capacity limitation of the motor control device. This decrease in the maximum torque occurs because the motor voltage required increases due to the increase in rotational speed, but the output voltage of the power converter is limited.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In machine tools, precise positioning is performed by controlling the position of the motor. In such a machine, it is desirable that the torque characteristics do not change due to fluctuations in the DC voltage of the power converter. Usually, the power converter is configured to drive the motor by a three-phase inverter after three-phase full-wave rectification of the power supply voltage. When the DC voltage increases due to the regenerative operation of the motor, a current is passed through the regenerative resistor so that the DC voltage does not exceed a certain voltage. This voltage is set to a high voltage so that current does not flow through the regenerative resistor even at the upper limit of the power supply voltage specification, and the DC voltage varies greatly between the motor power running and the regeneration. When the motor is accelerated or decelerated with inertia applied to the motor alone, the motor performs a power generation operation when the motor decelerates, and this electric power becomes regenerative electric power and raises the DC voltage of the power converter. For this reason, the maximum voltage that can be output by the power converter changes between when the motor is accelerated and when the motor is decelerated, and when the motor is decelerated, the voltage that can be output by the power converter increases. As shown in FIGS. 5 to 4, the torque rotation speed characteristic approaches a state where the maximum torque can be output even at high speed. As a result, there is a problem that the torque that can be output during acceleration is different from the torque that can be output during deceleration, and the acceleration time and the deceleration time are different. In addition, the electric power regenerated when the motor is installed in an actual machine device changes depending on the load conditions on the machine side, gravity load, friction load, etc., so the maximum torque at high speed of the torque rotation speed characteristics There was a problem that it changed according to the state.
[0004]
On the other hand, the regenerative resistor drive transistor capacity is determined by the instantaneous regenerative power. The instantaneous regenerative power increases as the maximum torque at the high speed of the torque rotation speed characteristic increases. By the way, the instantaneous regenerative power that the motor control device can absorb is
(Regenerative operating voltage) 2 / (Regenerative resistance value) Since the regenerative operation voltage is determined by the breakdown voltage of the components used in the motor control device, it cannot be set to a particularly high voltage. For this reason, the increased instantaneous regenerative power is absorbed by lowering the regenerative resistance value. When the regenerative resistance value decreases, the current flowing through the regenerative transistor increases, so a regenerative transistor with a large capacity is required. Therefore, in the conventional motor control device, when the maximum torque at the high speed of the torque rotation speed characteristic becomes large due to regeneration, the instantaneous regenerative power increases. Therefore, it is necessary to increase the capacity of the regenerative transistor accordingly. It was.
[0005]
In the conventional control device, the torque efficiency is maximized at the maximum torque, but the torque efficiency is not necessarily maximized at the rated torque. Thus, the magnetomotive force phase difference angle at which the torque efficiency is maximized is different between the maximum torque and the rated torque, and the torque efficiency is maximized at the rated torque with a smaller magnetomotive force phase difference angle than at the maximum torque. Recent motor designs tend to be smaller and lighter, and the conventional control method has a problem that the temperature rise of the motor during rated operation does not fall within the standard value. In addition, it was necessary to reduce energy consumption from the viewpoint of global environmental conservation.
[0006]
On the other hand, it is conceivable to set the magnetomotive force phase difference angle so that the maximum torque efficiency is achieved at the rated torque, but this time there is a problem that the maximum torque does not fall within the standard value (no torque is generated).
[0007]
The object of the present invention is to solve the above problems, and even when there is a reduction in the maximum torque in the torque rotation speed characteristics of the motor at high speed, there is a large difference between the acceleration time and the deceleration time. It is an object of the present invention to provide a control device for a synchronous motor in which no occurrence occurs.
[0008]
Another object of the present invention is to obtain a control device for a synchronous motor that maximizes the torque efficiency of a motor not only in a maximum torque region but also in a rated torque region.
[0009]
Another object of the present invention is that the DC voltage of the power converter is reduced by regenerative power or the like when there is a decrease in the maximum torque at high speed in the torque rotation speed characteristic of the synchronous motor while maintaining a highly efficient torque control system. It is an object of the present invention to provide a control device for a synchronous motor whose torque rotational speed characteristic does not change even when it is raised.
[0010]
Still another object of the present invention is to provide a control apparatus for a synchronous motor in which the capacity of a regenerative transistor is smaller than that of the conventional one.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention uses a current command as a control command, a power control device including a power converter that performs power conversion so as to perform power running control and regenerative control of the synchronous motor, and a rotational speed detection unit that detects the rotational speed of the synchronous motor, A synchronous motor control device comprising: a torque command generating means for generating a torque command by inputting a rotation speed and a speed command; and a control command generating means having a current command calculating means for converting the torque command into a current command and outputting the current command. Subject to improvement.
[0012]
In the synchronous motor control device of the present invention, the control command generating means includes torque command limiting means for limiting the torque command between the torque command generating means and the current command calculating means. The torque command limiting means includes a torque limiter for limiting the torque command according to the torque limit command, and a torque limit command generating means for outputting a torque limit command according to the rotational speed according to a torque limiting characteristic that defines a relationship between the rotational speed and the maximum torque. And. In the torque limit command generating means, the torque limit characteristic is a maximum torque characteristic with respect to the rotational speed obtained when the torque command generating means generates a maximum torque command in a state where torque limit by a torque limiter is not applied under powering control. An approximate approximate torque limit characteristic is used.
[0013]
As in the present invention, when the torque command limiting means is used to limit the maximum torque command for the rotational speed during regeneration to the maximum torque during power running, the torque characteristics during power running control and regenerative control become substantially the same. As a result, there is no significant difference between the acceleration time and the deceleration time of the motor when the motor is accelerated and decelerated. Even when the power supply voltage rises during regeneration, the torque is limited by the approximate torque limiting characteristic during power running, so that the current flowing through the synchronous motor during regeneration can be restricted. As a result, the capacity of the regenerative transistor can be made smaller than before. Therefore, according to the present invention, it is possible to suppress fluctuations in the torque rotational speed characteristics between the power running and the regeneration of the synchronous motor.
[0014]
As the approximate torque limiting characteristic, a characteristic obtained by approximating the actually obtained maximum torque characteristic by a plurality of continuous straight lines can be used. Such approximate torque limiting characteristics can be determined as follows. When the torque limit command TPVC is a function of the rotational speed ωm, the two torque limit changing speeds N0 and N1 and the end point N2 (0 <N0 <N1 <N2), and when ωm = 0 to N0, N1, and N2 Using each value of the torque limit command TPVC, the maximum torque TP0, the first torque value TP1 smaller than the maximum torque TP0, and the second torque value TP2 smaller than TP1, the torque limit command TPVC at the rotational speed ωm is used. On the other hand, the approximate torque limiting characteristic is determined based on the following equation.
[0015]
TPVC = TP0−KTP1 × (A−N0) −KTP2 × (B−N1)
However, when ωm <N0, A = N0, B = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, A = ωm, B = N1,
When N1 ≦ ωm <N2, A = N1 and B = ωm.
[0016]
KTP1 = (TP0−TP1) / (N1−N0),
KTP2 = (TP1-TP2) / (N2-N1).
[0017]
The first aspect of the present invention includes a d-axis inductance Ld and a q-axis inductance Lq, and shows a relationship between a rotational speed and a magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining the maximum torque with the maximum torque efficiency. The maximum torque efficiency curve and the second maximum torque efficiency curve showing the relationship between the rotational speed and the magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining a predetermined torque smaller than the maximum torque at the maximum torque efficiency are represented by X When the axis and the magnetomotive force phase difference angle are taken on the Y-axis, when one of the first and second maximum torque efficiency curves is translated in the X-axis direction and the Y-axis direction, a relationship that substantially overlaps the other is obtained. A power control device including a power converter that performs power conversion so that the motor performs power running control and regenerative control according to the d-axis current command and the q-axis current command, and a rotation speed detection unit that detects the rotation speed of the drive shaft of the synchronous motor ,speed Torque command generating means for generating a torque command Tc from the deviation between the command ωmc and the rotational speed ωm of the motor detected by the rotational speed detecting means, current command calculating means for converting the torque command to a current command Ic, and magnetomotive force phase difference Of a synchronous motor comprising a dq-axis current generating means for outputting a d-axis current command and a q-axis current command using an angle and a control command generating means having a magnetomotive force phase difference angle generating means for generating a magnetomotive force phase difference angle The control device can be targeted for improvement. Also in this case, the torque command limiting means is used as described above. In any case, the control command generating means can be configured to correct the current command so that the torque efficiency is maximized by the torque limit command.
[0018]
In a specific control method, the magnetomotive force phase difference angle generating means is configured to limit the torque efficiency when the absolute value | Tc | of the torque command changes according to the torque limit command TPVC as a function of the rotational speed ωm. The maximum torque magnetomotive force phase difference angle φTPVC at the time of torque command is calculated or experimentally obtained as a function of the rotational speed ωm. The magnetomotive force phase difference angle generating means compensates and outputs the speed compensated magnetomotive force phase difference angle φv so as to become the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC at the time of torque command after limiting the torque efficiency to the maximum, for example. .
[0019]
φTC = φv−K2 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
TPVC is a torque limit command, the absolute value | TcL | of the torque command value after the limit is defined as the smaller value of the torque limit command TVPC and the absolute value | Tc | of the torque command, and φv is the speed compensation magnetomotive force phase difference K2 is a movement coefficient.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an example of an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of an example of an embodiment in which the present invention is applied to a control device for a
[0021]
In FIG. 1, the control command generating means 2 that generates a command to the power control device 11 of the
[0022]
The torque command generating means 3 includes a speed controller 3a and an addition point 3b. The speed controller 3a obtains a speed deviation between the speed command ωmc and the rotational speed ωm of the
[0023]
The torque command limiting means 4 includes a torque limiter 4a and a torque limit command generating means 4b. The torque limiter 4a limits the torque command Tc from the torque command generating means 3 with the torque limit command TPVC from the torque limit command generating means 4b, and outputs the torque command value TcL after the limit. The torque limit command generating means 4b generates a torque limit command TPVC as the maximum value that the torque command can take. FIG. 2 shows the torque limit command TPVC as a function of the rotational speed ωm of the synchronous motor. In FIG. 2, the torque limit command TPVC uses two torque limit change speeds N0, N1 (0 <N0 <N1) and an end point N2 (N1 <N2) greater than N1, and ωm is 0, N0, N1, N2. At this time, the torque limit command TPVC has four points (ωm = the maximum torque TP0, the first torque value TP1 smaller than the maximum torque TP0, and the second torque value TP2 smaller than the first torque value TP1). It is represented as a broken line connecting a straight line (with a zero point). The equation of the broken line of the torque limit command TPVC is given by the following equation as a function of the rotational speed ωm.
[0024]
TPVC = TP0−KTP1 × (A−N0) −KTP2 × (B−N1)
However, in this formula:
When ωm <N0, A = N0, B = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, A = ωm, B = N1,
When N1 ≦ ωm <N2, A = N1, B = ωm,
KTP1 = (TP0−TP1) / (N1−N0),
KTP2 = (TP1-TP2) / (N2-N1).
[0025]
The current command calculation means 6 includes a current command calculator 6a. The current command calculator 6a calculates the current command Ic by multiplying the torque command value TcL after the limit from the torque command limiting means 4 by the current command conversion coefficient KTI and outputs it. In FIG. 1, the current command conversion coefficient KTI is displayed in the block of the current command calculator 6a.
[0026]
The dq-axis current command generation means 7 is composed of an absolute value generator 7a, a sinφ signal generator 7b, and a cosφ signal generator 7c. The sinφ signal generator 7b calculates the q-axis current command Iqc by multiplying the current command Ic after the limit processing by sinφ. The cosφ signal generator 7c converts the current command Ic after the limit processing into an absolute value by the absolute value generator 7a, multiplies it by cosφ, and calculates the d-axis current command Idc. The q-axis current command Iqc and the d-axis current command Idc calculated as described above are sent to the power control device 11.
[0027]
The power control device 11 includes two integral controllers 11a and 11b, a signal generator 11c, first and second coordinate converters 11d and 11e, a current controller 11f, a PWM controller 11g, a power converter 11h, and a current detector. Consists of means 11i.
[0028]
The signal generator 11c generates a sin θm signal and a cos θm signal provided for the first coordinate converter 11d and the second coordinate converter 11e based on the rotational position θm detected by the encoder 5a.
[0029]
The first coordinate converter 11d receives the output current detected by the current detector 11i and the sin θm signal and the cos θm signal output from the signal generator 11c as input signals, and receives a d-axis current feedback signal Idf and a q-axis current feedback signal Iqf. Is output.
[0030]
The second coordinate converter 11e takes the difference between the q-axis current command Iqc and the q-axis current feedback Iqf, and adds this difference through the integration controller 11a at the q-axis current command Iqc and the addition point 11u to obtain an integral compensation amount. Q-axis current command Iqc ′ including Similarly, Idc ′ is also obtained. Iqc ′ and Iqc ′ are obtained through the second coordinate converter 11e to obtain three-phase current commands IUc, IVc and IWc. In the current controller 11f, a deviation from the current feedback is taken and proportionally calculated to obtain the voltage commands VUc, VVc, VWc. This is passed through the PWM controller 11g, and the
[0031]
The magnetomotive force phase difference angle generating means 9 generates the magnetomotive force phase difference angle φ as a function of the rotational speed ωm. In FIG. 3, when the absolute value | TcL | of the torque command value after limitation is equal to the torque limitation command TPVC in the entire range of the rotational speed ωm, the rotational speed ωm required for the
[0032]
φ = φTPVC = φ0
Further, when | Tc | = TP1, ωm = N1, φ = φTPVC = φ1, and | Tc | = TP2, and ωm = N2, φ = φTPVC = φ2. Here, the two values of the magnetomotive force phase difference angle change speed and the rotation speed value of the end points, which are the rotation speeds at the bending points of the polygonal lines specified by these points, are the two torque limit change speeds defined above and the end points, respectively. The same constants N0, N1, and N2 were used. The speed compensation means 13 outputs a function of the rotational speed ωm of the synchronous motor and the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φ = φTPVC at the time of a torque limit command in accordance with a polygonal line equation such as the following equation connecting these points.
[0033]
φTPVC = φ0 + KV1 ・ (α−N0) + KV2 ・ (β−N1)
However, the first speed compensation coefficient KV1 that gives the gradient of the broken line between N0 and N1 is KV1 = (φ1-φ0) / (N1-N0), and the second velocity compensation coefficient KV1 that gives the gradient of the broken line between N1 and N2 The speed compensation coefficient KV2 is KV2 = (φ2-φ1) / (N2-N1). And the variables α and β are
When ωm <N0, α = N0, β = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, α = ωm, β = N1,
When N1 ≦ ωm, switching is performed so that α = N1 and β = ωm.
[0034]
When the absolute value | Tc | of the torque command is equal to or smaller than the absolute value | TcL | of the torque command value after limitation, the torque limiter 4a of the torque command limiting means 4 outputs the torque command Tc as the torque command value TcL after limitation. . When the absolute value | Tc | of the torque command is equal to or greater than the torque limit command TPVC, the torque command value TcL after limiting the torque command value TcL after limiting the absolute value | TcL | Output. That is, the absolute value | TcL | of the torque command value TcL that is the output of the torque limiter 4a is defined as the smaller value of | Tc | and the torque limit command TVPC. When written as an equation, | TcL | = min (| Tc |, TPVC). Here, min (x, y) represents the smaller value of x and y.
[0035]
The magnetomotive force phase difference angle generating means 9 obtains the magnetomotive force phase difference angle at which the torque efficiency becomes maximum at the torque command value TcL after the limit as a function of the rotational speed ωm as follows, and obtains this as a torque command value TcL after the limit. Is output as the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC at the time of torque command after the restriction at.
[0036]
As shown in FIG. 1, the torque compensator 15 includes a first translation coefficient calculator 15a, a second translation coefficient calculator 15d, and addition points 15b, 15c, and 15e. The torque compensator 15 uses the first translation coefficient calculator 15a to change the torque command effective change amount.
ΔT = (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
And the translation coefficient K1 (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC) are generated, and the product and the magnetomotive force phase difference angle changing speeds N0 and N1 which are the abscissas of the bending points are respectively added points 15b. , 15c, and the magnetomotive force phase difference angle changing speeds N0 ′ and N1 ′, which are torque compensated, are calculated according to the following equation.
[0037]
N0 '= N0 + K1 · ΔT
= N0 + K1 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
N1 '= N1 + K1 · ΔT
= N1 + K1. (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
These N0 ′ and N1 ′ are input to the speed compensation means 13. The speed compensation means 13 outputs a speed compensated magnetomotive force phase difference angle φv compensated for speed by using the relationship of the following equation.
[0038]
φv = φ0 + KV1 · (α−N0 ′) + KV2 · (β−N1 ′)
However, in the above equation, the variables α and β are α = N0 ′ and β = N1 ′ when ωm <N0 ′, and α = ωm and β = N1 ′ when N0 ′ ≦ ωm <N1 ′. When N1 ′ ≦ ωm, switching is performed so that α = N1 ′ and β = ωm.
[0039]
Thus, the speed-compensated magnetomotive force phase difference angle φv of the broken line replaced with N0 ′ and N1 ′ is obtained by changing the abscissas N0 and N1 of the bending point of the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTPVC at the torque limit command at the maximum torque to N0, respectively. ′ And N1 ′ are translated laterally, a constant φ0 line segment of φTPVC from ωm = 0 to N0 is extended to ωm = N0 ′, and ωm of φTPVC from the point of ωm = N0 ′ on the extension line Extend a straight line parallel to the straight line portion from N0 to N1 to ωm = N1 ′, and draw a straight line parallel to the straight line between N1 and N2 of φTPVC from the point of ωm = N1 ′ on the extended line. It has become. In other words, this broken line is bent at ωm = N0 ′, N1 ′ as a function of ωm, and ωm = N0, N1 of the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTPVC at the time of torque limit command is set so that the respective bent lines are continuously connected. It is a broken line obtained by translating a part of a broken line as a bending point in the right direction.
[0040]
The torque compensation means 15 is a product obtained by multiplying the speed compensation magnetomotive force phase difference angle φv of the output of the speed compensation means 13 and the torque command effective change amount ΔT by the second translation coefficient calculator 15d by the second translation coefficient K2. Are subtracted at the third addition point 15e, and the broken line of the velocity compensation magnetomotive force phase difference angle φv is moved downward according to the following equation.
[0041]
φTC = φv−K2 ・ ΔT
= Φv−K2 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
The torque compensation means 15 calculates the φTC given by this equation from the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference at the time of the torque command after the limit when the absolute value | TcL | of the torque command after the limit is equal to or smaller than the torque limit command TPVC. Output as angle φTC. The relationship between the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC and the rotational speed ωm at the time of torque command after restriction is shown by a thick broken line in FIG.
[0042]
As described above, in order to obtain the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC at the time of the torque limit command when the absolute value | TcL | of the torque command after the limit is smaller than the torque limit command value TPVC, the parallel movement described above is used. The coefficients K1 and K2 are determined in advance as follows. For example, the magnetomotive force phase difference angle that maximizes the torque efficiency when the absolute value of the torque command Tc is the rated torque TR is the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φR at the rated torque, and the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle at the rated torque. The value of φR at the rotational speed ωm is obtained. FIG. 3 shows a thick broken line indicating the relationship between the magnetomotive force phase difference angle at an arbitrary | Tc | = | TcL |, that is, the relationship between the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC and the rotational speed ωm at the time of torque restriction. Further, the relationship between the magnetomotive force phase difference angle and the rotational speed ωm when the absolute value of the torque command is the limit torque | Tc | = TPVC, the rated torque | Tc | = TR, and the minimum torque | Tc | =
[0043]
Further, the parallel movement coefficients K1 and K2 may be determined so as to approximate the relationship between the magnetomotive force phase difference angle φ0 that gives the maximum torque efficiency and the rotational speed ωm when | TcL | = T0. The limiter 17 suppresses the magnetomotive force phase difference angle φ, which is the output of the speed compensation means 13, to a predetermined angle or less. The limiter 17 limits φ to 90 ° to 180 ° to obtain a magnetomotive force phase difference angle φ after various compensations.
[0044]
As described above, according to the present invention, while maintaining a highly efficient torque control system, it is possible to realize a torque control system that is very robust against fluctuations in the DC voltage of the power converter. When the position control system is configured, the stability of the entire control system is improved, and a high-performance control system capable of reducing the cost can be realized.
[0045]
In this specification, all the rotation speeds or speeds mean the rotation angular velocities, and the expression of these variables is expressed by the rotation angular velocities.
[0046]
【The invention's effect】
According to the present invention, fluctuations in torque rotation speed characteristics due to motor power running and regenerative operation can be suppressed. Further, when the motor is accelerated / decelerated, the acceleration time and the deceleration time of the motor can be made equal. Furthermore, the capacity of the regenerative transistor can be reduced. Even when the power supply voltage rises, the same torque rotation speed characteristic as before the rise can be obtained.
[0047]
In addition, a very robust torque control system can be realized, and when this is used to configure a speed and position control system, the stability of the entire control system is improved, and a high-performance control system that can reduce costs is also achieved. realizable.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an example of a synchronous motor control device according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a polygonal approximation of a simulation result of characteristics of a synchronous motor to be controlled by the present invention.
FIG. 3 is a polygonal approximation of a simulation result of characteristics of a synchronous motor to be controlled by the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between torque and rotational speed of a conventional synchronous motor.
FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between torque and rotational speed of a conventional synchronous motor.
[Explanation of symbols]
1 Synchronous motor
2 Control command generation means
3 Torque command generation means
3a Speed controller
3b Additional points
4 Torque command limiting means
4a Torque limiter
4b Torque limit command generation means
5 Rotation speed detection means
5a Encoder
5b Speed detector
6 Current command calculation means
6a Current command calculator
7 dq axis current command generation means
7a Absolute value converter
7b sinφ signal generator
7c cosφ signal generator
9 Magnetomotive force phase difference angle generation means
11 Power control device
11a, 11b integral controller
11c signal generator
11d first coordinate converter
11e Second coordinate converter
11f Current controller
11g PWM controller
11h power converter
11i Current detection means
13 Speed compensation means
15 Torque compensation means
15a First translation coefficient calculator
15d Second translation coefficient calculator
15b, 15c, 15e Additional points
17 Limiter
Claims (6)
前記同期モータの回転速度を検出する回転速度検出手段と、
前記回転速度及び速度指令を入力としてトルク指令を発生するトルク指令発生手段及び前記トルク指令を前記電流指令に変換して出力する電流指令演算手段を備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置であって、
前記制御指令発生手段は、前記トルク指令発生手段と前記電流指令演算手段との間に前記トルク指令を制限するトルク指令制限手段を具備し、
前記トルク指令制限手段は、トルク制限指令に従って前記トルク指令を制限するトルクリミッタと、前記回転速度と最大トルクとの関係を定めるトルク制限特性に従って、前記回転速度に応じた前記トルク制限指令を出力するトルク制限指令発生手段とを具備し、
前記トルク制限指令発生手段は、前記トルク制限特性として、力行制御下で前記トルクリミッタによりトルク制限を加えない状態において、前記トルク指令発生手段が最大トルクを得るための最大トルク指令を発生し続けたとしたときに得られる前記回転速度に対する実際に得られる最大トルクの特性に近似した近似トルク制限特性を用いることを特徴とする同期モータの制御装置。A power control device including a power converter that performs power conversion so as to perform power running control and regenerative control of a synchronous motor using a current command as a control command;
Rotation speed detection means for detecting the rotation speed of the synchronous motor;
A synchronous motor comprising: a torque command generating means for generating a torque command with the rotational speed and the speed command as input; and a control command generating means having a current command calculating means for converting the torque command into the current command for output. A control device,
The control command generating means comprises torque command limiting means for limiting the torque command between the torque command generating means and the current command calculating means,
The torque command limiting means outputs the torque limit command according to the rotation speed according to a torque limiter that limits the torque command according to the torque limit command and a torque limit characteristic that defines a relationship between the rotation speed and the maximum torque. A torque limit command generating means,
The torque limit command generating means continues to generate a maximum torque command for obtaining the maximum torque in the state where the torque limit characteristic is not applied by the torque limiter under the power running control as the torque limit characteristic. An apparatus for controlling a synchronous motor, characterized by using an approximate torque limiting characteristic approximate to a characteristic of a maximum torque actually obtained with respect to the rotational speed obtained at the time.
前記同期モータの駆動軸の回転速度を検出する回転速度検出手段、速度指令ωmcと前記回転速度検出手段が検出した前記モータの回転速度ωmとの偏差からトルク指令Tcを発生するトルク指令発生手段、前記トルク指令を前記電流指令Icに変換して出力する電流指令演算手段、前記起磁力相差角を用いてd軸電流指令とq軸電流指令を出力するdq軸電流指令発生手段、及び前記起磁力相差角を発生する起磁力相差角発生手段を備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置であって、
前記制御指令発生手段は、前記トルク指令発生手段と前記電流指令演算手段との間に前記トルク指令を制限するトルク指令制限手段を具備し、
前記トルク指令制限手段は、トルク制限指令に従って前記トルク指令を制限するトルクリミッタと、回転速度と最大トルクとの関係を定めるトルク制限特性に従って、前記回転速度に応じたトルク制限指令を出力するトルク制限指令発生手段とを具備し、
前記トルク制限指令発生手段は、前記トルク制限特性として、力行制御下で前記トルクリミッタによりトルク制限を加えない状態において、前記トルク指令発生手段が最大トルクを得るための最大トルク指令を発生し続けたとしたときに得られる前記回転速度に対する実際に得られる最大トルクの特性に近似した近似トルク制限特性を用いることを特徴とする同期モータの制御装置。a first maximum torque efficiency curve having a d-axis inductance Ld and a q-axis inductance Lq, and showing a relationship between a rotational speed and a magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining the maximum torque with the maximum torque efficiency; A second maximum torque efficiency curve showing a relationship between the rotational speed and the magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining a predetermined torque smaller than the maximum torque at the maximum torque efficiency, and representing the rotational speed on the X axis. However, when the magnetomotive force phase difference angle is taken on the Y-axis, when one of the first and second maximum torque efficiency curves is translated in the X-axis direction and the Y-axis direction, a relationship that substantially overlaps the other is obtained. A power control device including a power converter that performs power conversion so that the synchronous motor performs power running control and regenerative control according to the d-axis current command and the q-axis current command;
A rotational speed detecting means for detecting the rotational speed of the drive shaft of the synchronous motor; a torque command generating means for generating a torque command Tc from a deviation between the speed command ωmc and the rotational speed ωm of the motor detected by the rotational speed detecting means; Current command calculation means for converting the torque command to the current command Ic and outputting it, dq-axis current command generation means for outputting a d-axis current command and a q-axis current command using the magnetomotive force phase difference angle, and the magnetomotive force A control device for a synchronous motor comprising a control command generating means including a magnetomotive force phase difference angle generating means for generating a phase difference angle,
The control command generating means comprises torque command limiting means for limiting the torque command between the torque command generating means and the current command calculating means,
The torque command limiting means outputs a torque limit command according to the rotational speed according to a torque limiter that limits the torque command according to the torque limit command and a torque limit characteristic that defines a relationship between the rotational speed and the maximum torque. Command generating means,
The torque limit command generating means continues to generate a maximum torque command for obtaining the maximum torque in the state where the torque limit characteristic is not applied by the torque limiter under the power running control as the torque limit characteristic. An apparatus for controlling a synchronous motor, characterized by using an approximate torque limiting characteristic approximate to a characteristic of a maximum torque actually obtained with respect to the rotational speed obtained at the time.
TPVC=TP0−KTP1×(A−N0)−KTP2×(B−N1)
ただし、この式でTP0は最大トルク最大値であり、ωmは前記回転速度であり、N0及びN1は0<N0<N1<N2の関係にある所定の回転速度であり、
A及びBは、
ωm<N0のときには、A=N0、B=N1、
N0≦ωm<N1のときには、A=ωm、B=N1、
N1≦ωm<N2のときには、A=N1、B=ωm、
となる値であり、
前記KTP1及びKTP2は、
KTP1=(TP0−TP1)/(N1−N0)
KTP2=(TP1−TP2)/(N2−N1)
により表される係数であり、ここでTP1は回転速度N1における最大トルクであり、TP2は回転速度N2における最大トルクである請求項3に記載の同期モータの制御装置。The approximate torque limit characteristic is determined so that the torque limit command TPVC can be obtained by the following equation:
TPVC = TP0−KTP1 × (A−N0) −KTP2 × (B−N1)
However, in this equation, TP0 is the maximum torque maximum value, ωm is the rotational speed, N0 and N1 are predetermined rotational speeds in a relationship of 0 <N0 <N1 <N2,
A and B are
When ωm <N0, A = N0, B = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, A = ωm, B = N1,
When N1 ≦ ωm <N2, A = N1, B = ωm,
Value
The KTP1 and KTP2 are
KTP1 = (TP0-TP1) / (N1-N0)
KTP2 = (TP1-TP2) / (N2-N1)
4. The synchronous motor control device according to claim 3, wherein TP1 is a maximum torque at the rotational speed N1, and TP2 is a maximum torque at the rotational speed N2.
φTC=φv−K2・(TP0−TP0×|TcL|/TPVC)
の式に従って、最大トルクTP0と、前記トルク制限指令TPVCと、前記トルク制限指令TPVCと前記トルク指令の絶対値|Tc|の小さい方の値として定義される制限後のトルク指令値の絶対値|TcL|と、速度補償起磁力相差角φvと、移動係数K2とを用いて、前記速度補償起磁力相差角φvをトルク効率を最大にする制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φTCになるように補償して出力するように構成されている請求項2に記載の同期モータの制御装置。The magnetomotive force phase difference angle generating means includes:
φTC = φv−K2 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
The absolute value of the torque command value after limitation defined as the smaller value of the maximum torque TP0, the torque limitation command TPVC, and the absolute value | Tc | of the torque limitation command TPVC and the torque command | Using TcL |, speed compensation magnetomotive force phase difference angle φv, and movement coefficient K2, torque compensation maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC after limiting speed compensation magnetomotive force phase difference angle φv to maximize torque efficiency 3. The synchronous motor control device according to claim 2, wherein the synchronous motor control device is configured to compensate so as to output.
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