JP3672883B2

JP3672883B2 - Control device for synchronous motor

Info

Publication number: JP3672883B2
Application number: JP2002077321A
Authority: JP
Inventors: 勇治井出
Original assignee: Sanyo Denki Co Ltd
Current assignee: Sanyo Denki Co Ltd
Priority date: 2002-03-19
Filing date: 2002-03-19
Publication date: 2005-07-20
Anticipated expiration: 2022-03-19
Also published as: JP2003284399A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、工作機械やロボットなどに使用される同期モータを用いたサーボモータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の同期電動機の制御装置としては、本出願人が特開２０００−３４１９８３で提案した装置がある。この従来の装置では、電流を電力変換器が出力可能な一定値に制限するようにリミッタを設けていた。またこの装置における起磁力相差角φは、低速領域では、最大トルク時のトルク効率が最大になるように起磁力相差角を一定とし、高速領域では、最大トルク時のモータ電圧が電力変圧器の出力電圧以下になるように起磁力相差角を速度に応じて増大させていた。一方、モータのトルク回転速度特性は、モータ容量と比較してモータ制御装置の容量が大きな場合は図４に示すような特性曲線になる。即ち、高速領域で、トルク指令を大きな値に維持しても、所望のトルクを得ることができる。しかし、一般的には、モータ制御装置の容量の制約から図５に示すように高速時の最大トルクが低下した特性になっている。この最大トルクの低下は、回転速度の上昇により必要とするモータ電圧は上昇するが、電力変換器の出力電圧が限られているために発生するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
工作機械では、モータの位置を制御して精密位置決めを行っている。このような機械では、電力変換器の直流電圧の変動などによりトルクの特性が変わらないことが望ましい。通常、電力変換器は電源電圧を３相全波整流し、３相インバータによりモータを駆動する構成になっている。そして、モータの回生動作により直流電圧が上昇した場合には、回生抵抗器に電流を流し、直流電圧が一定の電圧以上にならないようになっている。この電圧は、電源電圧仕様の上限でも回生抵抗器に電流が流れないように高い電圧に設定されており、直流電圧は、モータ力行時と回生時で大きく変わる。モータ単体に慣性を付けた状態でモータを加減速すると、モータ減速時にモータは発電動作をし、この電力が回生電力となり電力変換器の直流電圧を上昇させる。このため、モータ加速時と減速時とでは、電力変換器の出力可能な最大電圧が変わってしまい、モータ減速時は電力変換器の出力可能な電圧が増大するため、電力変換器からモータに電流を流すことができ、トルク回転速度特性は、図５から図４に示したように、高速時も最大トルクを出力できる状態に近づいていく。この結果、加速時に出力できるトルクと、減速時に出力できるトルクが異なり、加速時間と減速時間が異なってしまうという問題があった。また、実際の機械装置にモータを組み込んだ場合に回生される電力は、機械側の負荷条件、重力負荷、摩擦負荷などにより変わってしまうため、トルク回転速度特性の高速時の最大トルクが、動作状態により変わってしまうという問題があった。
【０００４】
一方、回生抵抗器ドライブトランジスタ容量は、瞬時回生電力により決まる。瞬時回生電力は、トルク回転速度特性の高速時の最大トルクが大きい程、大きくなる。ところで、モータ制御装置が吸収できる瞬時回生電力は、
（回生動作電圧）²／（回生抵抗値）で決まる。回生動作電圧は、モータ制御装置に用いる部品の耐圧により決まるため、特別に高い電圧にすることはできない。このため、増加した瞬時回生電力は、回生抵抗値を下げて吸収することになる。回生抵抗値が下がると回生トランジスタに流れる電流は大きくなるため、大きな容量の回生トランジスタが必要になる。従って、従来のモータ制御装置では、回生によりトルク回転速度特性の高速時の最大トルクが大きい状態になると、瞬時回生電力が増加するため、その分、余裕を持った回生トランジスタ容量にする必要があった。
【０００５】
また、従来の制御装置では、最大トルク時は、トルク効率が最大になっていたが、定格トルク時は必ずしもトルク効率が最大とは言えなかった。このようにトルク効率が最大となる起磁力相差角は最大トルク時と定格トルク時では異なり、定格トルク時には最大トルク時より小さな起磁力相差角でトルク効率が最大になる。近年のモータ設計は、小型軽量化する傾向があり、従来の制御方法では、定格運転時のモータの温度上昇が規格値に入らないと言う問題点があった。また地球環境保全という意味からも、エネルギ消費を減らす必要があった。
【０００６】
一方、定格トルク時に最大トルク効率になるように起磁力相差角を設定することも考えられるが、今度は最大トルクが規格値に入らない（トルクが出ない）と言う問題があった。
【０００７】
本発明の目的は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、高速時のモータのトルク回転速度特性に最大トルクの低下がある場合においても、加速時間と減速時間に大きな差が生じることのない同期電動機の制御装置を提供することにある。
【０００８】
本発明の他の目的は、最大トルク領域のみならず定格トルク領域においても、モータのトルク効率が最大となる同期電動機の制御装置を得ることにある。
【０００９】
本発明の他の目的は、高効率なトルク制御系を維持したまま、同期モータのトルク回転速度特性に高速時の最大トルクの低下がある場合に、回生電力などにより電力変換器の直流電圧が上昇してもトルク回転速度特性が変わらない同期モータの制御装置を提供することにある。
【００１０】
本発明の更に他の目的は、回生トランジスタの容量が従来よりも小さくて済む同期モータの制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電流指令を制御指令として、同期モータを力行制御及び回生制御するように電力変換を行う電力変換器を備えた電力制御装置と同期モータの回転速度を検出する回転速度検出手段と、回転速度及び速度指令を入力としてトルク指令を発生するトルク指令発生手段及びトルク指令を電流指令に変換して出力する電流指令演算手段を備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置を改良の対象とする。
【００１２】
本発明の同期モータの制御装置では、制御指令発生手段が、トルク指令発生手段と電流指令演算手段との間にトルク指令を制限するトルク指令制限手段を備えている。トルク指令制限手段は、トルク制限指令に従ってトルク指令を制限するトルクリミッタと、回転速度と最大トルクとの関係を定めるトルク制限特性に従って、回転速度に応じたトルク制限指令を出力するトルク制限指令発生手段とを備えている。トルク制限指令発生手段では、トルク制限特性として、力行制御下でトルクリミッタによるトルク制限を加えない状態において、トルク指令発生手段が最大トルク指令を発生したときに得られる回転速度に対する最大トルクの特性に近似した近似トルク制限特性を用いる。
【００１３】
本発明のように、トルク指令制限手段を用いて、回生時の回転速度に対する最大トルク指令を力行時の最大トルクに制限すると、力行制御と回生制御時のトルク特性が実質的に同様になる。その結果、モータを加速した場合と減速した場合とで、モータの加速時間と減速時間とに大きな差が生じなくなる。また回生時に電源電圧が上昇した場合も、トルクを力行時の近似トルク制限特性で制限しているため、回生時に同期モータを流れる電流が増大するのを制限できる。その結果、回生トランジスタの容量を従来よりも小さくすることができる。したがって本発明によれば、同期モータの力行時と回生時とでトルク回転速度特性の変動を抑制することができる。
【００１４】
近似トルク制限特性は、実際に得られる最大トルクの特性を連続する複数の直線により近似したものを用いることができる。このような近似トルク制限特性は、次のようにして定めることができる。トルク制限指令ＴＰＶＣが回転速度ωmの関数とした場合に、２つのトルク制限変更速度Ｎ０、Ｎ１と端点Ｎ２（０＜Ｎ０＜Ｎ１＜Ｎ２）と、ωm＝０〜Ｎ０、Ｎ１、Ｎ２のときのトルク制限指令ＴＰＶＣのそれぞれの値と、最大トルクＴＰ０、最大トルクＴＰ０より小さい第１のトルク値ＴＰ１と、ＴＰ１より小さい第２のトルク値ＴＰ２とを用いて、回転速度ωmにおけるトルク制限指令ＴＰＶＣに対して、近似トルク制限特性を下記の式に基づいて定める。
【００１５】
ＴＰＶＣ＝ＴＰ０−ＫＴＰ１×（Ａ−Ｎ０）−ＫＴＰ２×（Ｂ−Ｎ１）
ただし、ωm＜Ｎ０のとき、Ａ＝Ｎ０、Ｂ＝Ｎ１、
Ｎ０≦ωm＜Ｎ１のとき、Ａ＝ωm、Ｂ＝Ｎ１、
Ｎ１≦ωm＜Ｎ２のとき、Ａ＝Ｎ１、Ｂ＝ωmである。
【００１６】
またＫＴＰ１＝（ＴＰ０−ＴＰ１）／（Ｎ１−Ｎ０）であり、
ＫＴＰ２＝（ＴＰ１−ＴＰ２）／（Ｎ２−Ｎ１）である。
【００１７】
また本発明は、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタスＬｑとを有し、且つ最大トルク効率で最大トルクを得るために必要な回転速度と起磁力相差角との関係を示す第１の最大トルク効率曲線と、最大トルク効率で最大トルクよりも小さい所定のトルクを得るために必要な回転速度と起磁力相差角との関係を示す第２の最大トルク効率曲線とが、回転速度をＸ軸にとり且つ起磁力相差角をＹ軸にとったときに、第１及び第２の最大トルク効率曲線の一方をＸ軸方向とＹ軸方向とに平行移動すると他方にほぼ重なる関係が得られる同期モータをｄ軸電流指令とｑ軸電流指令に従って力行制御及び回生制御するように電力変換を行う電力変換器を備えた電力制御装置と、同期モータの駆動軸の回転速度を検出する回転速度検出手段、速度指令ωmcと回転速度検出手段が検出したモータの回転速度ωmとの偏差からトルク指令Ｔｃを発生するトルク指令発生手段、トルク指令を電流指令Ｉｃに変換して出力する電流指令演算手段、起磁力相差角を用いてｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を出力するｄｑ軸電流発生手段及び起磁力相差角を発生する起磁力相差角発生手段とを備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置を改良の対象とすることができる。この場合においても、上記と同様にトルク指令制限手段を用いる。またいずれの場合においても、制御指令発生手段は、トルク制限指令によってトルク効率が最大となるように電流指令を補正するように構成することができる。
【００１８】
なお具体的な制御方式においては、起磁力相差角発生手段は、トルク指令の絶対値｜Ｔｃ｜が回転速度ωmの関数としてトルク制限指令ＴＰＶＣに従って変化したときに、トルク効率が最大となる制限後のトルク指令時最大トルク起磁力相差角φＴＰＶＣを回転速度ωmの関数として計算又は実験で求める。起磁力相差角発生手段は、例えば下記の式で速度補償起磁力相差角φｖをトルク効率を最大にする制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣになるように補償して出力する。
【００１９】
φＴＣ＝φｖ−Ｋ２・（ＴＰ０−ＴＰ０×｜ＴｃＬ｜／ＴＰＶＣ）
ＴＰＶＣはトルク制限指令であり、制限後のトルク指令値の絶対値｜ＴｃＬ｜はトルク制限指令ＴＶＰＣとトルク指令の絶対値｜Ｔｃ｜の小さい方の値として定義され、φｖは速度補償起磁力相差角であり、Ｋ２は移動係数である。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態の一例を詳細に説明する。図１は、本発明を同期モータ１の制御装置に適用した実施の形態の一例の回路図である。同期モータ１は複数の永久磁石がロータコアに埋め込まれているロータを備え、永久磁石の直軸であるｄ軸のインダクタンスＬｄとこの直軸と電気角で直交する直交軸であるｑ軸のインダクタンスＬｑとの関係がＬｄ＜Ｌｑとなる埋込磁石形同期モータ（ＩＰＭモータ）である。なお本発明はロータコアの表面に永久磁石を固定するタイプの同期モータ等にも適用できる。起磁力相差角φは、ｄ軸と電流指令Ｉｃとのなす角である。図１の同期モータ１は、最大トルク効率で最大トルクを得るために必要な回転速度と起磁力相差角との関係を示す最大トルク効率曲線が、同期モータの電機子の回転速度が低いときには、同期モータの電機子の回転速度の関数として一定値を保ち、回転速度が高くなると、図３に示すように、起磁力相差角が増大し始め、次第に起磁力相差角の増大が緩やかになり、回転速度をＸ軸にとり且つ起磁力相差角をＹ軸にとったときに、最大トルクよりトルク値が低下するとトルクの低下量に応じて最大トルク効率曲線が右下方向にほぼ平行移動する特性が得られるものとする。
【００２１】
図１において、同期モータ１の電力制御装置１１に指令を発生する制御指令発生手段２はトルク指令発生手段３と、トルク指令制限手段４と、回転速度検出手段５とを備えている。トルク指令発生手段３は、速度指令ωmcと回転速度検出手段５で検出された同期モータ１の回転速度ωmとの偏差からトルク指令Ｔｃを算出する。トルク指令制限手段４は、回転速度ωmの変化に応じてトルク指令の絶対値｜Ｔｃ｜を後で述べるトルク制限指令を超えないように制限して、制限後のトルク指令値ＴｃＬを発生する。電流指令演算手段６は、トルク指令制限手段４からの制限後のトルク指令値ＴｃＬに基づいて電流指令Ｉｃを出力する。ｄｑ軸電流指令発生手段７は、電流指令とｄ軸との間の角度として定義される起磁力相差角φを用いて、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を出力する。起磁力相差角発生手段９は起磁力相差角φを発生し、ｄｑ軸電流指令発生手段７に出力する。電力制御装置１１はこのｄ軸電流指令とｑ軸電流指令に従って同期モータ１を駆動する。
【００２２】
トルク指令発生手段３は、速度制御器３ａと加算点３ｂとにより構成されている。速度制御器３ａは、速度指令ωmcと回転速度検出手段５で検出した同期モータ１の回転速度ωmとの速度偏差を加算点３ｂで求め、その速度偏差からトルク指令Ｔｃを演算する。回転速度検出手段５は、エンコーダ５ａと速度検出器５ｂとで構成される。速度検出器５ｂは、エンコーダ５ａで検出した回転位置θmから回転速度ωmを検出する。
【００２３】
トルク指令制限手段４はトルクリミッタ４ａとトルク制限指令発生手段４ｂで構成されている。トルクリミッタ４ａは、トルク指令発生手段３からのトルク指令Ｔｃをトルク制限指令発生手段４ｂからのトルク制限指令ＴＰＶＣでリミットし、制限後のトルク指令値ＴｃＬとして出力する。トルク制限指令発生手段４ｂは、トルク指令が取り得る最大値としてのトルク制限指令ＴＰＶＣを発生する。図２にトルク制限指令ＴＰＶＣを同期モータの回転速度ωmの関数として示す。図２において、トルク制限指令ＴＰＶＣは、２つのトルク制限変更速度Ｎ０、Ｎ１（０＜Ｎ０＜Ｎ１）とＮ１より大きい端点Ｎ２（Ｎ１＜Ｎ２）を用いて、ωmが０、Ｎ０、Ｎ１、Ｎ２のときのトルク制限指令ＴＰＶＣの値が、それぞれ最大トルクＴＰ０、最大トルクＴＰ０より小さい第１のトルク値ＴＰ１、この第１のトルク値ＴＰ１より小さい第２のトルク値ＴＰ２となる４点（ωm＝０の点を入れて）を直線で結ぶ折れ線として表されている。このトルク制限指令ＴＰＶＣの折れ線の方程式は回転速度ωmの関数として次式で与えられる。
【００２４】
ＴＰＶＣ＝ＴＰ０−ＫＴＰ１×（Ａ−Ｎ０）−ＫＴＰ２×（Ｂ−Ｎ１）
ただし、この式で、
ωm＜Ｎ０のときには、Ａ＝Ｎ０、Ｂ＝Ｎ１、
Ｎ０≦ωm＜Ｎ１のときには、Ａ＝ωm、Ｂ＝Ｎ１、
Ｎ１≦ωm＜Ｎ２のときには、Ａ＝Ｎ１、Ｂ＝ωm、
ＫＴＰ１＝（ＴＰ０−ＴＰ１）／（Ｎ１−Ｎ０）、
ＫＴＰ２＝（ＴＰ１−ＴＰ２）／（Ｎ２−Ｎ１）である。
【００２５】
電流指令演算手段６は電流指令演算器６ａで構成される。電流指令演算器６ａは、トルク指令制限手段４からの制限後のトルク指令値ＴｃＬに電流指令換算係数ＫＴＩを乗算して電流指令Ｉｃを演算し出力する。図１では電流指令演算器６ａのブロック中に電流指令換算係数ＫＴＩを表示している。
【００２６】
ｄｑ軸電流指令発生手段７は、絶対値化器７ａと、ｓｉｎφ信号発生器７ｂと、ｃｏｓφ信号発生器７ｃとから構成される。ｓｉｎφ信号発生器７ｂは、リミット処理後の電流指令Ｉｃをｓｉｎφ倍して、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを算出する。ｃｏｓφ信号発生器７ｃは、リミット処理後の電流指令Ｉｃを絶対値化器７ａで絶対値化し、それをｃｏｓφ倍して、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを算出する。以上のようにして算出されたｑ軸電流指令Ｉｑｃ及びｄ軸電流指令Ｉｄｃを電力制御装置１１に送る。
【００２７】
電力制御装置１１は、２つの積分制御器１１ａ及び１１ｂ，信号発生器１１ｃ，第１及び第２の座標変換器１１ｄ及び１１ｅ，電流制御器１１ｆ，ＰＷＭ制御器１１ｇ，電力変換器１１ｈ，電流検出手段１１ｉから構成される。
【００２８】
信号発生器１１ｃは、エンコーダ５ａにより検出した回転位置θmに基づいて、第１の座標変換器１１ｄと、第２の座標変換器１１ｅに対して設けられたｓｉｎθm信号とｃｏｓθm信号を発生する。
【００２９】
第１の座標変換器１１ｄは、電流検出手段１１ｉにより検出した出力電流と信号発生器１１ｃから出力されるｓｉｎθm信号及びｃｏｓθm信号とを入力信号としてｄ軸電流フィードバック信号Ｉｄｆ及びｑ軸電流フィードバック信号Ｉｑｆを出力する。
【００３０】
第２の座標変換器１１ｅは、ｑ軸電流指令Ｉｑｃとｑ軸電流フィードバックＩｑｆとの差をとり、この差を積分制御器１１ａを通してｑ軸電流指令Ｉｑｃと加算点１１ｕで加算し、積分補償量を含んだｑ軸電流指令Ｉｑｃ′を求める。同様にＩｄｃ′も求める。Ｉｑｃ′とＩｑｃ′を第２の座標変換器１１ｅを通して、３相の電流指令ＩＵｃ，ＩＶｃ，ＩＷｃを求める。電流制御器１１ｆにおいて、電流フイードバックとの偏差をとり、比例演算して電圧指令ＶＵｃ，ＶＶｃ，ＶＷｃを得る。これをＰＷＭ制御器１１ｇに通し、電力変換器１１ｈにより同期モータ１を駆動する。
【００３１】
起磁力相差角発生手段９は、起磁力相差角φを回転速度ωmの関数として生成する。図３に制限後のトルク指令値の絶対値｜ＴｃＬ｜が回転速度ωmの全ての範囲でトルク制限指令ＴＰＶＣに等しい場合に、同期モータ１が最大トルク効率を得るのに必要な回転速度ωmと起磁力相差角φとの関係を示す。図３において縦軸に起磁力相差角φ、横軸に回転速度ωmを示す。図３において、制限後のトルク指令値の絶対値がトルク制限指令である場合即ち｜ＴｃＬ｜＝ＴＰＶＣの場合に対応する折れ線φＴＰＶＣは、制限後のトルク指令の絶対値｜ＴｃＬ｜が上記式のトルク制限指令ＴＰＶＣのときの実験またはシミュレーションで得られた最大トルク効率曲線を近似する折れ線を示したものである。このトルク制限指令ＴＰＶＣが作用する時の回転速度ωｍに対する起磁力相差角φＴＰＶＣをトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角と呼ぶことにする。図１に示すように、起磁力相差角発生手段９は、速度補償手段１３とトルク補償手段１５とリミッタ１７とから構成される。速度補償手段１３は、制限後のトルク指令値ＴｃＬが上記式のトルク制限指令ＴＰＶＣに等しいとき、最大トルク効率を与える回転速度ωmとトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＰＶＣの間の関係を、折れ線で近似できるように予め定めておく。図３において、｜ＴｃＬ｜＝ＴＰＶＣのときのトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φ＝φＴＰＶＣの２つの起磁力相差角変更速度Ｎ０、Ｎ１（０＜Ｎ０＜Ｎ１）とＮ１より大きい端点Ｎ２（Ｎ１＜Ｎ２）における値は、｜Ｔｃ｜＝ＴＰ０、ωm＝０〜Ｎ０のときに次のようになる。
【００３２】
φ＝φＴＰＶＣ＝φ０
また｜Ｔｃ｜＝ＴＰ１、ωm＝Ｎ１のときφ＝φＴＰＶＣ＝φ１、｜Ｔｃ｜＝ＴＰ２、ωm＝Ｎ２のとき、φ＝φＴＰＶＣ＝φ２であるものとする。ここでこれらの点が指定する折れ線の折れ曲がり点における回転速度である起磁力相差角変更速度の２つの値と端点の回転速度の値は、先に定義した２つのトルク制限変更速度と端点にそれぞれ等しいものとし、同じ定数Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２を用いた。速度補償手段１３はこれらの点を結んだ次式のような折れ線の方程式に従って同期モータの回転速度ωmの関数、トルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φ＝φＴＰＶＣを出力する。
【００３３】
φＴＰＶＣ＝φ０＋ＫＶ１・（α−Ｎ０）＋ＫＶ２・（β−Ｎ１）
但しＮ０とＮ１の間の折れ線の勾配を与える第１の速度補償係数ＫＶ１はＫＶ１＝（φ１−φ０）／（Ｎ１−Ｎ０）であり、Ｎ１とＮ２の間の折れ線の勾配を与える第２の速度補償係数ＫＶ２はＫＶ２＝（φ２−φ１）／（Ｎ２−Ｎ１）である。そして変数α、βは、
ωm＜Ｎ０のとき、α＝Ｎ０、β＝Ｎ１、
Ｎ０≦ωm＜Ｎ１のとき、α＝ωm、β＝Ｎ１、
Ｎ１≦ωmのとき、α＝Ｎ１、β＝ωmとなるように切り換えるものとする。
【００３４】
トルク指令の絶対値｜Ｔｃ｜が制限後のトルク指令値の絶対値｜ＴｃＬ｜以下のときには、トルク指令制限手段４のトルクリミッタ４ａは、制限後のトルク指令値ＴｃＬとしてトルク指令Ｔｃを出力する。またトルク指令の絶対値｜Ｔｃ｜がトルク制限指令ＴＰＶＣに等しいかそれ以上のときには、制限後のトルク指令値の絶対値｜ＴｃＬ｜をトルク制限指令ＴＰＶＣに制限した制限後のトルク指令値ＴｃＬを出力する。つまりトルクリミッタ４ａの出力であるトルク指令値ＴｃＬの絶対値｜ＴｃＬ｜は｜Ｔｃ｜とトルク制限指令ＴＶＰＣの小さい方の値として定義される。式で書くと｜ＴｃＬ｜＝ｍｉｎ（｜Ｔｃ｜、ＴＰＶＣ）となる。ここでｍｉｎ（ｘ、ｙ）はｘ、ｙの小さい方の値を表す。
【００３５】
起磁力相差角発生手段９は、制限後のトルク指令値ＴｃＬでトルク効率が最大となる起磁力相差角を回転速度ωmの関数として以下のようにして求め、これを制限後のトルク指令値ＴｃＬでの制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣとして出力する。
【００３６】
トルク補償手段１５は、図１に示すように、第１の平行移動係数演算器１５ａ、第２の平行移動係数演算器１５ｄ、加算点１５ｂ，１５ｃ，１５ｅから構成されている。トルク補償手段１５は、第１の平行移動係数演算器１５ａによって、トルク指令有効変化量
ΔＴ＝（ＴＰ０−ＴＰ０×｜ＴｃＬ｜／ＴＰＶＣ）
と平行移動係数Ｋ１との積Ｋ１・（ＴＰ０−ＴＰ０×｜ＴｃＬ｜／ＴＰＶＣ）を生成し、この積と折れ曲がり点の横座標である起磁力相差角変更速度Ｎ０，Ｎ１とをそれぞれ加算点１５ｂ，１５ｃで加算し、トルク補償した起磁力相差角変更速度Ｎ０′及びＮ１′を次式に従って演算する。
【００３７】
Ｎ０′＝Ｎ０＋Ｋ１・ΔＴ
＝Ｎ０＋Ｋ１・（ＴＰ０−ＴＰ０×｜ＴｃＬ｜／ＴＰＶＣ）
Ｎ１′＝Ｎ１＋Ｋ１・ΔＴ
＝Ｎ１＋Ｋ１・（ＴＰ０−ＴＰ０×｜ＴｃＬ｜／ＴＰＶＣ）
そして、これらのＮ０′、Ｎ１′を速度補償手段１３に入力する。速度補償手段１３は、これらを用いて速度補償した速度補償起磁力相差角φｖを次式の関係によって出力する。
【００３８】
φｖ＝φ０＋ＫＶ１・（α−Ｎ０′）＋ＫＶ２・（β−Ｎ１′）
ただし、上記式においては、変数α、βは、ωm＜Ｎ０′のとき、α＝Ｎ０′、β＝Ｎ１′となり、Ｎ０′≦ωm＜Ｎ１′のとき、α＝ωm、β＝Ｎ１′となり、Ｎ１′≦ωmのとき、α＝Ｎ１′、β＝ωmとなるように切り換えるものとする。
【００３９】
このようにＮ０′，Ｎ１′に置き換えた折れ線の速度補償起磁力相差角φｖは、最大トルクでのトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＰＶＣの折れ曲がり点の横座標Ｎ０，Ｎ１をそれぞれＮ０′とＮ１′に横方向に平行移動し、φＴＰＶＣのωm＝０〜Ｎ０までの一定のφ０の線分をωm＝Ｎ０′まで延長し、延長線上のωm＝Ｎ０′の点からφＴＰＶＣのωm＝Ｎ０〜Ｎ１までの直線部と平行な直線をωm＝Ｎ１′まで延長し、その延長線上のωm＝Ｎ１′の点から、φＴＰＶＣのＮ１〜Ｎ２の間の直線に平行に直線を引いた折れ線になっている。言い換えると、この折れ線は、ωmの関数としてωm＝Ｎ０′、Ｎ１′で折れ曲がり、それぞれの折れ線が連続的につながるようにトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＰＶＣのωm＝Ｎ０、Ｎ１を折れ曲がり点とする折れ線の１部を右方向に平行移動した折れ線になっている。
【００４０】
またトルク補償手段１５は、速度補償手段１３の出力の速度補償起磁力相差角φｖと、トルク指令有効変化量ΔＴを第２の平行移動係数演算器１５ｄで第２の平行移動係数Ｋ２倍した積とを第３の加算点１５ｅで減算して、速度補償起磁力相差角φｖの折れ線を下方向へ次式に従って移動させる。
【００４１】
φＴＣ＝φｖ−Ｋ２・ΔＴ
＝φｖ−Ｋ２・（ＴＰ０−ＴＰ０×｜ＴｃＬ｜／ＴＰＶＣ）
トルク補償手段１５はこの式が与えるφＴＣを、制限後のトルク指令の絶対値｜ＴｃＬ｜がトルク制限指令ＴＰＶＣと同じ大きさか、それより小さい場合における制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣとして出力する。制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣと回転速度ωｍの関係を図３の太い折れ線で示す。
【００４２】
以上のように、制限後のトルク指令の絶対値｜ＴｃＬ｜がトルク制限指令値ＴＰＶＣより小さい場合に、トルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣを求めるためには、以上述べた平行移動係数Ｋ１及びＫ２を以下のように予め決めておく。例えば、トルク指令Ｔｃの絶対値が定格トルクＴＲのときにトルク効率を最大にする起磁力相差角を定格トルク時最大トルク効率起磁力相差角φＲとし、この定格トルク時最大トルク効率起磁力相差角φＲの回転速度ωmにおける値を求める。図３には任意の｜Ｔｃ｜＝｜ＴｃＬ｜の時の起磁力相差角、即ち制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣと回転速度ωｍとの関係を示す太線の折れ線の他に、トルク指令の絶対値が制限トルク時｜Ｔｃ｜＝ＴＰＶＣ、定格トルク時｜Ｔｃ｜＝ＴＲ、最小トルク時｜Ｔｃ｜＝Ｔ０の場合の起磁力相差角と回転速度ωｍの関係を表す３本の細い折れ線を示す。図３に細い折れ線のそれぞれをφＴＰＶＣ、φＲ、φ０で示す。これらの３本の細い折れ線の中の真ん中の折れ線を定格トルク｜ＴｃＬ｜＝ＴＲにおける最大トルク効率曲線を近似する折れ線であるとして、この折れ線を最大トルク効率曲線を実験又は計算で求めた結果と一致するようにＫ１，Ｋ２を定める。一般の｜ＴｃＬ｜に対してはこうして決定したＫ１，Ｋ２を用いて、｜Ｔｃ｜がＴＰＶＣ以下の任意の値の｜Ｔｃ｜＝｜ＴｃＬ｜に対して、｜ＴｃＬ｜＝ＴＰＶＣのときにトルク効率を最大にするトルク制限指令時最大トルク効率起磁力相差角曲線φＴＰＶＣを速度補償起磁力相差角φｖになるように折れ線の切片毎に平行移動し、これを更にＫ２・ΔＴだけ下方向に移動した折れ線における制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣと回転速度ωmとの関係を求めることができる。
【００４３】
また平行移動係数Ｋ１，Ｋ２を｜ＴｃＬ｜＝Ｔ０のときに最大トルク効率を与える起磁力相差角φ０と回転速度ωｍとの関係を近似するように定めてもよい。リミッタ１７は速度補償手段１３の出力である起磁力相差角φを予め定めた角度以下に抑える。リミッタ１７は、φを９０°〜１８０°以内にリミット処理し、各種補償後の起磁力相差角φとする。
【００４４】
以上のように、本発明によれば、高効率なトルク制御系を維持したまま、電力変換器の直流電圧の変動に対し、非常にロバストなトルク制御系が実現でき、これを用いて速度、位置制御系を構成した場合に、制御系全体の安定性が向上し、さらに、コストダウンも可能な高性能な制御システムを実現できる。
【００４５】
本明細書において回転速度又は速度は全て回転角速度を意味しており、これらの変数の表現は回転角速度で表しているものとする。
【００４６】
【発明の効果】
本発明によれば、モータ力行、回生動作によるトルク回転速度特性の変動を抑制することができる。またモータを加減速した場合に、モータの加速時間と減速時間を等しくすることができる。更に回生トランジスタの容量を小さくすることができる。また電源電圧が上昇した場合も、上昇前と同一のトルク回転速度特性にすることができる。
【００４７】
また非常にロバストなトルク制御系が実現でき、これを用いて速度、位置制御系を構成した場合に、制御系全体の安定性が向上し、さらに、コストダウンも可能な高性能な制御システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の同期モータの制御装置の一例の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明が制御の対象とする同期モータの特性のシミュレーション結果を折れ線近似したものである。
【図３】本発明が制御の対象とする同期モータの特性のシミュレーション結果を折れ線近似したものである。
【図４】従来の同期モータのトルクと回転速度の関係を説明する図である。
【図５】従来の同期モータのトルクと回転速度の関係を説明する図である。
【符号の説明】
１同期モータ
２制御指令発生手段
３トルク指令発生手段
３ａ速度制御器
３ｂ加算点
４トルク指令制限手段
４ａトルクリミッタ
４ｂトルク制限指令発生手段
５回転速度検出手段
５ａエンコーダ
５ｂ速度検出器
６電流指令演算手段
６ａ電流指令演算器
７ｄｑ軸電流指令発生手段
７ａ絶対値化器
７ｂｓｉｎφ信号発生器
７ｃｃｏｓφ信号発生器
９起磁力相差角発生手段
１１電力制御装置
１１ａ，１１ｂ積分制御器
１１ｃ信号発生器
１１ｄ第１の座標変換器
１１ｅ第２の座標変換器
１１ｆ電流制御器
１１ｇＰＷＭ制御器
１１ｈ電力変換器
１１ｉ電流検出手段
１３速度補償手段
１５トルク補償手段
１５ａ第１の平行移動係数演算器
１５ｄ第２の平行移動係数演算器
１５ｂ，１５ｃ，１５ｅ加算点
１７リミッタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a servo motor control device using a synchronous motor used in a machine tool, a robot, or the like.
[0002]
[Prior art]
As a conventional synchronous motor control device, there is a device proposed by the present applicant in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-341983. In this conventional apparatus, a limiter is provided so as to limit the current to a constant value that can be output by the power converter. The magnetomotive force phase difference angle φ in this device is constant in the low speed region so that the torque efficiency at the maximum torque is maximized, and in the high speed region, the motor voltage at the maximum torque is The magnetomotive force phase difference angle was increased according to the speed so as to be lower than the output voltage. On the other hand, the torque rotation speed characteristic of the motor becomes a characteristic curve as shown in FIG. 4 when the capacity of the motor control device is larger than the motor capacity. That is, a desired torque can be obtained even if the torque command is maintained at a large value in a high speed region. However, in general, the maximum torque at high speed is reduced as shown in FIG. 5 due to the capacity limitation of the motor control device. This decrease in the maximum torque occurs because the motor voltage required increases due to the increase in rotational speed, but the output voltage of the power converter is limited.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In machine tools, precise positioning is performed by controlling the position of the motor. In such a machine, it is desirable that the torque characteristics do not change due to fluctuations in the DC voltage of the power converter. Usually, the power converter is configured to drive the motor by a three-phase inverter after three-phase full-wave rectification of the power supply voltage. When the DC voltage increases due to the regenerative operation of the motor, a current is passed through the regenerative resistor so that the DC voltage does not exceed a certain voltage. This voltage is set to a high voltage so that current does not flow through the regenerative resistor even at the upper limit of the power supply voltage specification, and the DC voltage varies greatly between the motor power running and the regeneration. When the motor is accelerated or decelerated with inertia applied to the motor alone, the motor performs a power generation operation when the motor decelerates, and this electric power becomes regenerative electric power and raises the DC voltage of the power converter. For this reason, the maximum voltage that can be output by the power converter changes between when the motor is accelerated and when the motor is decelerated, and when the motor is decelerated, the voltage that can be output by the power converter increases. As shown in FIGS. 5 to 4, the torque rotation speed characteristic approaches a state where the maximum torque can be output even at high speed. As a result, there is a problem that the torque that can be output during acceleration is different from the torque that can be output during deceleration, and the acceleration time and the deceleration time are different. In addition, the electric power regenerated when the motor is installed in an actual machine device changes depending on the load conditions on the machine side, gravity load, friction load, etc., so the maximum torque at high speed of the torque rotation speed characteristics There was a problem that it changed according to the state.
[0004]
On the other hand, the regenerative resistor drive transistor capacity is determined by the instantaneous regenerative power. The instantaneous regenerative power increases as the maximum torque at the high speed of the torque rotation speed characteristic increases. By the way, the instantaneous regenerative power that the motor control device can absorb is
(Regenerative operating voltage) ² / (Regenerative resistance value) Since the regenerative operation voltage is determined by the breakdown voltage of the components used in the motor control device, it cannot be set to a particularly high voltage. For this reason, the increased instantaneous regenerative power is absorbed by lowering the regenerative resistance value. When the regenerative resistance value decreases, the current flowing through the regenerative transistor increases, so a regenerative transistor with a large capacity is required. Therefore, in the conventional motor control device, when the maximum torque at the high speed of the torque rotation speed characteristic becomes large due to regeneration, the instantaneous regenerative power increases. Therefore, it is necessary to increase the capacity of the regenerative transistor accordingly. It was.
[0005]
In the conventional control device, the torque efficiency is maximized at the maximum torque, but the torque efficiency is not necessarily maximized at the rated torque. Thus, the magnetomotive force phase difference angle at which the torque efficiency is maximized is different between the maximum torque and the rated torque, and the torque efficiency is maximized at the rated torque with a smaller magnetomotive force phase difference angle than at the maximum torque. Recent motor designs tend to be smaller and lighter, and the conventional control method has a problem that the temperature rise of the motor during rated operation does not fall within the standard value. In addition, it was necessary to reduce energy consumption from the viewpoint of global environmental conservation.
[0006]
On the other hand, it is conceivable to set the magnetomotive force phase difference angle so that the maximum torque efficiency is achieved at the rated torque, but this time there is a problem that the maximum torque does not fall within the standard value (no torque is generated).
[0007]
The object of the present invention is to solve the above problems, and even when there is a reduction in the maximum torque in the torque rotation speed characteristics of the motor at high speed, there is a large difference between the acceleration time and the deceleration time. It is an object of the present invention to provide a control device for a synchronous motor in which no occurrence occurs.
[0008]
Another object of the present invention is to obtain a control device for a synchronous motor that maximizes the torque efficiency of a motor not only in a maximum torque region but also in a rated torque region.
[0009]
Another object of the present invention is that the DC voltage of the power converter is reduced by regenerative power or the like when there is a decrease in the maximum torque at high speed in the torque rotation speed characteristic of the synchronous motor while maintaining a highly efficient torque control system. It is an object of the present invention to provide a control device for a synchronous motor whose torque rotational speed characteristic does not change even when it is raised.
[0010]
Still another object of the present invention is to provide a control apparatus for a synchronous motor in which the capacity of a regenerative transistor is smaller than that of the conventional one.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention uses a current command as a control command, a power control device including a power converter that performs power conversion so as to perform power running control and regenerative control of the synchronous motor, and a rotational speed detection unit that detects the rotational speed of the synchronous motor, A synchronous motor control device comprising: a torque command generating means for generating a torque command by inputting a rotation speed and a speed command; and a control command generating means having a current command calculating means for converting the torque command into a current command and outputting the current command. Subject to improvement.
[0012]
In the synchronous motor control device of the present invention, the control command generating means includes torque command limiting means for limiting the torque command between the torque command generating means and the current command calculating means. The torque command limiting means includes a torque limiter for limiting the torque command according to the torque limit command, and a torque limit command generating means for outputting a torque limit command according to the rotational speed according to a torque limiting characteristic that defines a relationship between the rotational speed and the maximum torque. And. In the torque limit command generating means, the torque limit characteristic is a maximum torque characteristic with respect to the rotational speed obtained when the torque command generating means generates a maximum torque command in a state where torque limit by a torque limiter is not applied under powering control. An approximate approximate torque limit characteristic is used.
[0013]
As in the present invention, when the torque command limiting means is used to limit the maximum torque command for the rotational speed during regeneration to the maximum torque during power running, the torque characteristics during power running control and regenerative control become substantially the same. As a result, there is no significant difference between the acceleration time and the deceleration time of the motor when the motor is accelerated and decelerated. Even when the power supply voltage rises during regeneration, the torque is limited by the approximate torque limiting characteristic during power running, so that the current flowing through the synchronous motor during regeneration can be restricted. As a result, the capacity of the regenerative transistor can be made smaller than before. Therefore, according to the present invention, it is possible to suppress fluctuations in the torque rotational speed characteristics between the power running and the regeneration of the synchronous motor.
[0014]
As the approximate torque limiting characteristic, a characteristic obtained by approximating the actually obtained maximum torque characteristic by a plurality of continuous straight lines can be used. Such approximate torque limiting characteristics can be determined as follows. When the torque limit command TPVC is a function of the rotational speed ωm, the two torque limit changing speeds N0 and N1 and the end point N2 (0 <N0 <N1 <N2), and when ωm = 0 to N0, N1, and N2 Using each value of the torque limit command TPVC, the maximum torque TP0, the first torque value TP1 smaller than the maximum torque TP0, and the second torque value TP2 smaller than TP1, the torque limit command TPVC at the rotational speed ωm is used. On the other hand, the approximate torque limiting characteristic is determined based on the following equation.
[0015]
TPVC = TP0−KTP1 × (A−N0) −KTP2 × (B−N1)
However, when ωm <N0, A = N0, B = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, A = ωm, B = N1,
When N1 ≦ ωm <N2, A = N1 and B = ωm.
[0016]
KTP1 = (TP0−TP1) / (N1−N0),
KTP2 = (TP1-TP2) / (N2-N1).
[0017]
The first aspect of the present invention includes a d-axis inductance Ld and a q-axis inductance Lq, and shows a relationship between a rotational speed and a magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining the maximum torque with the maximum torque efficiency. The maximum torque efficiency curve and the second maximum torque efficiency curve showing the relationship between the rotational speed and the magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining a predetermined torque smaller than the maximum torque at the maximum torque efficiency are represented by X When the axis and the magnetomotive force phase difference angle are taken on the Y-axis, when one of the first and second maximum torque efficiency curves is translated in the X-axis direction and the Y-axis direction, a relationship that substantially overlaps the other is obtained. A power control device including a power converter that performs power conversion so that the motor performs power running control and regenerative control according to the d-axis current command and the q-axis current command, and a rotation speed detection unit that detects the rotation speed of the drive shaft of the synchronous motor ,speed Torque command generating means for generating a torque command Tc from the deviation between the command ωmc and the rotational speed ωm of the motor detected by the rotational speed detecting means, current command calculating means for converting the torque command to a current command Ic, and magnetomotive force phase difference Of a synchronous motor comprising a dq-axis current generating means for outputting a d-axis current command and a q-axis current command using an angle and a control command generating means having a magnetomotive force phase difference angle generating means for generating a magnetomotive force phase difference angle The control device can be targeted for improvement. Also in this case, the torque command limiting means is used as described above. In any case, the control command generating means can be configured to correct the current command so that the torque efficiency is maximized by the torque limit command.
[0018]
In a specific control method, the magnetomotive force phase difference angle generating means is configured to limit the torque efficiency when the absolute value | Tc | of the torque command changes according to the torque limit command TPVC as a function of the rotational speed ωm. The maximum torque magnetomotive force phase difference angle φTPVC at the time of torque command is calculated or experimentally obtained as a function of the rotational speed ωm. The magnetomotive force phase difference angle generating means compensates and outputs the speed compensated magnetomotive force phase difference angle φv so as to become the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC at the time of torque command after limiting the torque efficiency to the maximum, for example. .
[0019]
φTC = φv−K2 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
TPVC is a torque limit command, the absolute value | TcL | of the torque command value after the limit is defined as the smaller value of the torque limit command TVPC and the absolute value | Tc | of the torque command, and φv is the speed compensation magnetomotive force phase difference K2 is a movement coefficient.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an example of an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of an example of an embodiment in which the present invention is applied to a control device for a synchronous motor 1. The synchronous motor 1 includes a rotor in which a plurality of permanent magnets are embedded in a rotor core, and a d-axis inductance Ld that is a direct axis of the permanent magnet and a q-axis inductance Lq that is an orthogonal axis that is orthogonal to the direct axis by an electrical angle. Is an embedded magnet type synchronous motor (IPM motor) where Ld <Lq. The present invention can also be applied to a synchronous motor of a type in which a permanent magnet is fixed on the surface of the rotor core. The magnetomotive force phase difference angle φ is an angle formed by the d-axis and the current command Ic. In the synchronous motor 1 of FIG. 1, when the maximum torque efficiency curve showing the relationship between the rotational speed necessary for obtaining the maximum torque with the maximum torque efficiency and the magnetomotive force phase difference angle is low, the rotational speed of the armature of the synchronous motor is low. When a constant value is maintained as a function of the rotational speed of the armature of the synchronous motor and the rotational speed increases, as shown in FIG. 3, the magnetomotive force phase difference angle starts to increase, and the magnetomotive force phase difference angle gradually increases, When the rotational speed is taken on the X axis and the magnetomotive force phase difference angle is taken on the Y axis, the maximum torque efficiency curve moves approximately in the lower right direction according to the amount of torque reduction when the torque value falls below the maximum torque. Shall be obtained.
[0021]
In FIG. 1, the control command generating means 2 that generates a command to the power control device 11 of the synchronous motor 1 includes a torque command generating means 3, a torque command limiting means 4, and a rotation speed detecting means 5. The torque command generator 3 calculates a torque command Tc from the deviation between the speed command ωmc and the rotational speed ωm of the synchronous motor 1 detected by the rotational speed detector 5. The torque command limiting means 4 limits the absolute value | Tc | of the torque command so as not to exceed a torque limit command described later according to the change in the rotational speed ωm, and generates a torque command value TcL after the limitation. The current command calculation unit 6 outputs a current command Ic based on the torque command value TcL after limitation from the torque command limitation unit 4. The dq-axis current command generation means 7 outputs a d-axis current command and a q-axis current command using a magnetomotive force phase difference angle φ defined as an angle between the current command and the d-axis. The magnetomotive force phase difference angle generating means 9 generates a magnetomotive force phase difference angle φ and outputs it to the dq axis current command generating means 7. The power control device 11 drives the synchronous motor 1 according to the d-axis current command and the q-axis current command.
[0022]
The torque command generating means 3 includes a speed controller 3a and an addition point 3b. The speed controller 3a obtains a speed deviation between the speed command ωmc and the rotational speed ωm of the synchronous motor 1 detected by the rotational speed detecting means 5 at the addition point 3b, and calculates a torque command Tc from the speed deviation. The rotational speed detecting means 5 is composed of an encoder 5a and a speed detector 5b. The speed detector 5b detects the rotational speed ωm from the rotational position θm detected by the encoder 5a.
[0023]
The torque command limiting means 4 includes a torque limiter 4a and a torque limit command generating means 4b. The torque limiter 4a limits the torque command Tc from the torque command generating means 3 with the torque limit command TPVC from the torque limit command generating means 4b, and outputs the torque command value TcL after the limit. The torque limit command generating means 4b generates a torque limit command TPVC as the maximum value that the torque command can take. FIG. 2 shows the torque limit command TPVC as a function of the rotational speed ωm of the synchronous motor. In FIG. 2, the torque limit command TPVC uses two torque limit change speeds N0, N1 (0 <N0 <N1) and an end point N2 (N1 <N2) greater than N1, and ωm is 0, N0, N1, N2. At this time, the torque limit command TPVC has four points (ωm = the maximum torque TP0, the first torque value TP1 smaller than the maximum torque TP0, and the second torque value TP2 smaller than the first torque value TP1). It is represented as a broken line connecting a straight line (with a zero point). The equation of the broken line of the torque limit command TPVC is given by the following equation as a function of the rotational speed ωm.
[0024]
TPVC = TP0−KTP1 × (A−N0) −KTP2 × (B−N1)
However, in this formula:
When ωm <N0, A = N0, B = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, A = ωm, B = N1,
When N1 ≦ ωm <N2, A = N1, B = ωm,
KTP1 = (TP0−TP1) / (N1−N0),
KTP2 = (TP1-TP2) / (N2-N1).
[0025]
The current command calculation means 6 includes a current command calculator 6a. The current command calculator 6a calculates the current command Ic by multiplying the torque command value TcL after the limit from the torque command limiting means 4 by the current command conversion coefficient KTI and outputs it. In FIG. 1, the current command conversion coefficient KTI is displayed in the block of the current command calculator 6a.
[0026]
The dq-axis current command generation means 7 is composed of an absolute value generator 7a, a sinφ signal generator 7b, and a cosφ signal generator 7c. The sinφ signal generator 7b calculates the q-axis current command Iqc by multiplying the current command Ic after the limit processing by sinφ. The cosφ signal generator 7c converts the current command Ic after the limit processing into an absolute value by the absolute value generator 7a, multiplies it by cosφ, and calculates the d-axis current command Idc. The q-axis current command Iqc and the d-axis current command Idc calculated as described above are sent to the power control device 11.
[0027]
The power control device 11 includes two integral controllers 11a and 11b, a signal generator 11c, first and second coordinate converters 11d and 11e, a current controller 11f, a PWM controller 11g, a power converter 11h, and a current detector. Consists of means 11i.
[0028]
The signal generator 11c generates a sin θm signal and a cos θm signal provided for the first coordinate converter 11d and the second coordinate converter 11e based on the rotational position θm detected by the encoder 5a.
[0029]
The first coordinate converter 11d receives the output current detected by the current detector 11i and the sin θm signal and the cos θm signal output from the signal generator 11c as input signals, and receives a d-axis current feedback signal Idf and a q-axis current feedback signal Iqf. Is output.
[0030]
The second coordinate converter 11e takes the difference between the q-axis current command Iqc and the q-axis current feedback Iqf, and adds this difference through the integration controller 11a at the q-axis current command Iqc and the addition point 11u to obtain an integral compensation amount. Q-axis current command Iqc ′ including Similarly, Idc ′ is also obtained. Iqc ′ and Iqc ′ are obtained through the second coordinate converter 11e to obtain three-phase current commands IUc, IVc and IWc. In the current controller 11f, a deviation from the current feedback is taken and proportionally calculated to obtain the voltage commands VUc, VVc, VWc. This is passed through the PWM controller 11g, and the synchronous motor 1 is driven by the power converter 11h.
[0031]
The magnetomotive force phase difference angle generating means 9 generates the magnetomotive force phase difference angle φ as a function of the rotational speed ωm. In FIG. 3, when the absolute value | TcL | of the torque command value after limitation is equal to the torque limitation command TPVC in the entire range of the rotational speed ωm, the rotational speed ωm required for the synchronous motor 1 to obtain the maximum torque efficiency The relationship with magnetomotive force phase difference angle (phi) is shown. In FIG. 3, the vertical axis represents the magnetomotive force phase difference angle φ, and the horizontal axis represents the rotational speed ωm. In FIG. 3, the broken line φTPVC corresponding to the case where the absolute value of the torque command value after limitation is the torque limitation command, that is, | TcL | = TPVC, is the absolute value | TcL | The broken line which approximates the maximum torque efficiency curve obtained by experiment or simulation at the time of torque limitation instruction | command TPVC is shown. The magnetomotive force phase difference angle φTPVC with respect to the rotational speed ωm when the torque limit command TPVC acts is referred to as the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle at the time of the torque limit command. As shown in FIG. 1, the magnetomotive force phase difference angle generating means 9 includes a speed compensating means 13, a torque compensating means 15, and a limiter 17. When the torque command value TcL after the limit is equal to the torque limit command TPVC in the above formula, the speed compensation means 13 is related to the relationship between the rotational speed ωm giving the maximum torque efficiency and the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTPVC at the time of the torque limit command. Is determined in advance so that it can be approximated by a broken line. In FIG. 3, the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φ = φTPVC at two torque magnetomotive force phase difference angle changing speeds N0, N1 (0 <N0 <N1) and an end point greater than N1 when | TcL | = TPVC The values at N2 (N1 <N2) are as follows when | Tc | = TP0 and ωm = 0 to N0.
[0032]
φ = φTPVC = φ0
Further, when | Tc | = TP1, ωm = N1, φ = φTPVC = φ1, and | Tc | = TP2, and ωm = N2, φ = φTPVC = φ2. Here, the two values of the magnetomotive force phase difference angle change speed and the rotation speed value of the end points, which are the rotation speeds at the bending points of the polygonal lines specified by these points, are the two torque limit change speeds defined above and the end points, respectively. The same constants N0, N1, and N2 were used. The speed compensation means 13 outputs a function of the rotational speed ωm of the synchronous motor and the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φ = φTPVC at the time of a torque limit command in accordance with a polygonal line equation such as the following equation connecting these points.
[0033]
φTPVC = φ0 + KV1 ・ (α−N0) + KV2 ・ (β−N1)
However, the first speed compensation coefficient KV1 that gives the gradient of the broken line between N0 and N1 is KV1 = (φ1-φ0) / (N1-N0), and the second velocity compensation coefficient KV1 that gives the gradient of the broken line between N1 and N2 The speed compensation coefficient KV2 is KV2 = (φ2-φ1) / (N2-N1). And the variables α and β are
When ωm <N0, α = N0, β = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, α = ωm, β = N1,
When N1 ≦ ωm, switching is performed so that α = N1 and β = ωm.
[0034]
When the absolute value | Tc | of the torque command is equal to or smaller than the absolute value | TcL | of the torque command value after limitation, the torque limiter 4a of the torque command limiting means 4 outputs the torque command Tc as the torque command value TcL after limitation. . When the absolute value | Tc | of the torque command is equal to or greater than the torque limit command TPVC, the torque command value TcL after limiting the torque command value TcL after limiting the absolute value | TcL | Output. That is, the absolute value | TcL | of the torque command value TcL that is the output of the torque limiter 4a is defined as the smaller value of | Tc | and the torque limit command TVPC. When written as an equation, | TcL | = min (| Tc |, TPVC). Here, min (x, y) represents the smaller value of x and y.
[0035]
The magnetomotive force phase difference angle generating means 9 obtains the magnetomotive force phase difference angle at which the torque efficiency becomes maximum at the torque command value TcL after the limit as a function of the rotational speed ωm as follows, and obtains this as a torque command value TcL after the limit. Is output as the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC at the time of torque command after the restriction at.
[0036]
As shown in FIG. 1, the torque compensator 15 includes a first translation coefficient calculator 15a, a second translation coefficient calculator 15d, and addition points 15b, 15c, and 15e. The torque compensator 15 uses the first translation coefficient calculator 15a to change the torque command effective change amount.
ΔT = (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
And the translation coefficient K1 (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC) are generated, and the product and the magnetomotive force phase difference angle changing speeds N0 and N1 which are the abscissas of the bending points are respectively added points 15b. , 15c, and the magnetomotive force phase difference angle changing speeds N0 ′ and N1 ′, which are torque compensated, are calculated according to the following equation.
[0037]
N0 '= N0 + K1 · ΔT
= N0 + K1 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
N1 '= N1 + K1 · ΔT
= N1 + K1. (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
These N0 ′ and N1 ′ are input to the speed compensation means 13. The speed compensation means 13 outputs a speed compensated magnetomotive force phase difference angle φv compensated for speed by using the relationship of the following equation.
[0038]
φv = φ0 + KV1 · (α−N0 ′) + KV2 · (β−N1 ′)
However, in the above equation, the variables α and β are α = N0 ′ and β = N1 ′ when ωm <N0 ′, and α = ωm and β = N1 ′ when N0 ′ ≦ ωm <N1 ′. When N1 ′ ≦ ωm, switching is performed so that α = N1 ′ and β = ωm.
[0039]
Thus, the speed-compensated magnetomotive force phase difference angle φv of the broken line replaced with N0 ′ and N1 ′ is obtained by changing the abscissas N0 and N1 of the bending point of the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTPVC at the torque limit command at the maximum torque to N0, respectively. ′ And N1 ′ are translated laterally, a constant φ0 line segment of φTPVC from ωm = 0 to N0 is extended to ωm = N0 ′, and ωm of φTPVC from the point of ωm = N0 ′ on the extension line Extend a straight line parallel to the straight line portion from N0 to N1 to ωm = N1 ′, and draw a straight line parallel to the straight line between N1 and N2 of φTPVC from the point of ωm = N1 ′ on the extended line. It has become. In other words, this broken line is bent at ωm = N0 ′, N1 ′ as a function of ωm, and ωm = N0, N1 of the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTPVC at the time of torque limit command is set so that the respective bent lines are continuously connected. It is a broken line obtained by translating a part of a broken line as a bending point in the right direction.
[0040]
The torque compensation means 15 is a product obtained by multiplying the speed compensation magnetomotive force phase difference angle φv of the output of the speed compensation means 13 and the torque command effective change amount ΔT by the second translation coefficient calculator 15d by the second translation coefficient K2. Are subtracted at the third addition point 15e, and the broken line of the velocity compensation magnetomotive force phase difference angle φv is moved downward according to the following equation.
[0041]
φTC = φv−K2 ・ ΔT
= Φv−K2 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
The torque compensation means 15 calculates the φTC given by this equation from the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference at the time of the torque command after the limit when the absolute value | TcL | of the torque command after the limit is equal to or smaller than the torque limit command TPVC. Output as angle φTC. The relationship between the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC and the rotational speed ωm at the time of torque command after restriction is shown by a thick broken line in FIG.
[0042]
As described above, in order to obtain the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC at the time of the torque limit command when the absolute value | TcL | of the torque command after the limit is smaller than the torque limit command value TPVC, the parallel movement described above is used. The coefficients K1 and K2 are determined in advance as follows. For example, the magnetomotive force phase difference angle that maximizes the torque efficiency when the absolute value of the torque command Tc is the rated torque TR is the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φR at the rated torque, and the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle at the rated torque. The value of φR at the rotational speed ωm is obtained. FIG. 3 shows a thick broken line indicating the relationship between the magnetomotive force phase difference angle at an arbitrary | Tc | = | TcL |, that is, the relationship between the maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC and the rotational speed ωm at the time of torque restriction. Further, the relationship between the magnetomotive force phase difference angle and the rotational speed ωm when the absolute value of the torque command is the limit torque | Tc | = TPVC, the rated torque | Tc | = TR, and the minimum torque | Tc | = T0 3 Shows a thin line of books. In FIG. 3, each thin broken line is indicated by φTPVC, φR, and φ0. Of these three thin broken lines, the middle broken line is a broken line that approximates the maximum torque efficiency curve at the rated torque | TcL | = TR. K1 and K2 are determined so as to match. For general | TcL |, using K1 and K2 determined in this manner, | Tc | = | TcL | for any value | Tc | equal to or lower than TPVC, and torque when | TcL | = TPVC Maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle curve φTPVC at the time of torque limit command for maximizing efficiency is moved in parallel for each segment of the broken line so that it becomes the speed compensation magnetomotive force phase difference angle φv, and this is further moved downward by K2 · ΔT. The relationship between the torque command maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC and the rotational speed ωm after the restriction on the broken line can be obtained.
[0043]
Further, the parallel movement coefficients K1 and K2 may be determined so as to approximate the relationship between the magnetomotive force phase difference angle φ0 that gives the maximum torque efficiency and the rotational speed ωm when | TcL | = T0. The limiter 17 suppresses the magnetomotive force phase difference angle φ, which is the output of the speed compensation means 13, to a predetermined angle or less. The limiter 17 limits φ to 90 ° to 180 ° to obtain a magnetomotive force phase difference angle φ after various compensations.
[0044]
As described above, according to the present invention, while maintaining a highly efficient torque control system, it is possible to realize a torque control system that is very robust against fluctuations in the DC voltage of the power converter. When the position control system is configured, the stability of the entire control system is improved, and a high-performance control system capable of reducing the cost can be realized.
[0045]
In this specification, all the rotation speeds or speeds mean the rotation angular velocities, and the expression of these variables is expressed by the rotation angular velocities.
[0046]
【The invention's effect】
According to the present invention, fluctuations in torque rotation speed characteristics due to motor power running and regenerative operation can be suppressed. Further, when the motor is accelerated / decelerated, the acceleration time and the deceleration time of the motor can be made equal. Furthermore, the capacity of the regenerative transistor can be reduced. Even when the power supply voltage rises, the same torque rotation speed characteristic as before the rise can be obtained.
[0047]
In addition, a very robust torque control system can be realized, and when this is used to configure a speed and position control system, the stability of the entire control system is improved, and a high-performance control system that can reduce costs is also achieved. realizable.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an example of a synchronous motor control device according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a polygonal approximation of a simulation result of characteristics of a synchronous motor to be controlled by the present invention.
FIG. 3 is a polygonal approximation of a simulation result of characteristics of a synchronous motor to be controlled by the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between torque and rotational speed of a conventional synchronous motor.
FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between torque and rotational speed of a conventional synchronous motor.
[Explanation of symbols]
1 Synchronous motor
2 Control command generation means
3 Torque command generation means
3a Speed controller
3b Additional points
4 Torque command limiting means
4a Torque limiter
4b Torque limit command generation means
5 Rotation speed detection means
5a Encoder
5b Speed detector
6 Current command calculation means
6a Current command calculator
7 dq axis current command generation means
7a Absolute value converter
7b sinφ signal generator
7c cosφ signal generator
9 Magnetomotive force phase difference angle generation means
11 Power control device
11a, 11b integral controller
11c signal generator
11d first coordinate converter
11e Second coordinate converter
11f Current controller
11g PWM controller
11h power converter
11i Current detection means
13 Speed compensation means
15 Torque compensation means
15a First translation coefficient calculator
15d Second translation coefficient calculator
15b, 15c, 15e Additional points
17 Limiter

Claims

電流指令を制御指令として、同期モータを力行制御及び回生制御するように電力変換を行う電力変換器を備えた電力制御装置と、
前記同期モータの回転速度を検出する回転速度検出手段と、
前記回転速度及び速度指令を入力としてトルク指令を発生するトルク指令発生手段及び前記トルク指令を前記電流指令に変換して出力する電流指令演算手段を備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置であって、
前記制御指令発生手段は、前記トルク指令発生手段と前記電流指令演算手段との間に前記トルク指令を制限するトルク指令制限手段を具備し、
前記トルク指令制限手段は、トルク制限指令に従って前記トルク指令を制限するトルクリミッタと、前記回転速度と最大トルクとの関係を定めるトルク制限特性に従って、前記回転速度に応じた前記トルク制限指令を出力するトルク制限指令発生手段とを具備し、
前記トルク制限指令発生手段は、前記トルク制限特性として、力行制御下で前記トルクリミッタによりトルク制限を加えない状態において、前記トルク指令発生手段が最大トルクを得るための最大トルク指令を発生し続けたとしたときに得られる前記回転速度に対する実際に得られる最大トルクの特性に近似した近似トルク制限特性を用いることを特徴とする同期モータの制御装置。A power control device including a power converter that performs power conversion so as to perform power running control and regenerative control of a synchronous motor using a current command as a control command;
Rotation speed detection means for detecting the rotation speed of the synchronous motor;
A synchronous motor comprising: a torque command generating means for generating a torque command with the rotational speed and the speed command as input; and a control command generating means having a current command calculating means for converting the torque command into the current command for output. A control device,
The control command generating means comprises torque command limiting means for limiting the torque command between the torque command generating means and the current command calculating means,
The torque command limiting means outputs the torque limit command according to the rotation speed according to a torque limiter that limits the torque command according to the torque limit command and a torque limit characteristic that defines a relationship between the rotation speed and the maximum torque. A torque limit command generating means,
The torque limit command generating means continues to generate a maximum torque command for obtaining the maximum torque in the state where the torque limit characteristic is not applied by the torque limiter under the power running control as the torque limit characteristic. An apparatus for controlling a synchronous motor, characterized by using an approximate torque limiting characteristic approximate to a characteristic of a maximum torque actually obtained with respect to the rotational speed obtained at the time.

ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタスＬｑとを有し、且つ最大トルク効率で最大トルクを得るために必要な回転速度と起磁力相差角との関係を示す第１の最大トルク効率曲線と、最大トルク効率で前記最大トルクよりも小さい所定のトルクを得るために必要な前記回転速度と前記起磁力相差角との関係を示す第２の最大トルク効率曲線とが、前記回転速度をＸ軸にとり且つ前記起磁力相差角をＹ軸にとったときに、前記第１及び第２の最大トルク効率曲線の一方をＸ軸方向とＹ軸方向とに平行移動すると他方にほぼ重なる関係が得られる同期モータをｄ軸電流指令とｑ軸電流指令に従って力行制御及び回生制御するように電力変換を行う電力変換器を備えた電力制御装置と、
前記同期モータの駆動軸の回転速度を検出する回転速度検出手段、速度指令ωmcと前記回転速度検出手段が検出した前記モータの回転速度ωmとの偏差からトルク指令Ｔｃを発生するトルク指令発生手段、前記トルク指令を前記電流指令Ｉｃに変換して出力する電流指令演算手段、前記起磁力相差角を用いてｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を出力するｄｑ軸電流指令発生手段、及び前記起磁力相差角を発生する起磁力相差角発生手段を備えた制御指令発生手段とを具備する同期モータの制御装置であって、
前記制御指令発生手段は、前記トルク指令発生手段と前記電流指令演算手段との間に前記トルク指令を制限するトルク指令制限手段を具備し、
前記トルク指令制限手段は、トルク制限指令に従って前記トルク指令を制限するトルクリミッタと、回転速度と最大トルクとの関係を定めるトルク制限特性に従って、前記回転速度に応じたトルク制限指令を出力するトルク制限指令発生手段とを具備し、
前記トルク制限指令発生手段は、前記トルク制限特性として、力行制御下で前記トルクリミッタによりトルク制限を加えない状態において、前記トルク指令発生手段が最大トルクを得るための最大トルク指令を発生し続けたとしたときに得られる前記回転速度に対する実際に得られる最大トルクの特性に近似した近似トルク制限特性を用いることを特徴とする同期モータの制御装置。a first maximum torque efficiency curve having a d-axis inductance Ld and a q-axis inductance Lq, and showing a relationship between a rotational speed and a magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining the maximum torque with the maximum torque efficiency; A second maximum torque efficiency curve showing a relationship between the rotational speed and the magnetomotive force phase difference angle necessary for obtaining a predetermined torque smaller than the maximum torque at the maximum torque efficiency, and representing the rotational speed on the X axis. However, when the magnetomotive force phase difference angle is taken on the Y-axis, when one of the first and second maximum torque efficiency curves is translated in the X-axis direction and the Y-axis direction, a relationship that substantially overlaps the other is obtained. A power control device including a power converter that performs power conversion so that the synchronous motor performs power running control and regenerative control according to the d-axis current command and the q-axis current command;
A rotational speed detecting means for detecting the rotational speed of the drive shaft of the synchronous motor; a torque command generating means for generating a torque command Tc from a deviation between the speed command ωmc and the rotational speed ωm of the motor detected by the rotational speed detecting means; Current command calculation means for converting the torque command to the current command Ic and outputting it, dq-axis current command generation means for outputting a d-axis current command and a q-axis current command using the magnetomotive force phase difference angle, and the magnetomotive force A control device for a synchronous motor comprising a control command generating means including a magnetomotive force phase difference angle generating means for generating a phase difference angle,
The control command generating means comprises torque command limiting means for limiting the torque command between the torque command generating means and the current command calculating means,
The torque command limiting means outputs a torque limit command according to the rotational speed according to a torque limiter that limits the torque command according to the torque limit command and a torque limit characteristic that defines a relationship between the rotational speed and the maximum torque. Command generating means,
The torque limit command generating means continues to generate a maximum torque command for obtaining the maximum torque in the state where the torque limit characteristic is not applied by the torque limiter under the power running control as the torque limit characteristic. An apparatus for controlling a synchronous motor, characterized by using an approximate torque limiting characteristic approximate to a characteristic of a maximum torque actually obtained with respect to the rotational speed obtained at the time.

前記近似トルク制限特性は、前記実際に得られる最大トルクの特性を連続する複数の直線により近似したものである請求項１または２に記載の同期モータの制御装置。The synchronous motor control device according to claim 1, wherein the approximate torque limiting characteristic is obtained by approximating the characteristic of the maximum torque actually obtained by a plurality of continuous straight lines.

前記近似トルク制限特性は、前記トルク制限指令ＴＰＶＣが次の式で得られるように定められており、
ＴＰＶＣ＝ＴＰ０−ＫＴＰ１×（Ａ−Ｎ０）−ＫＴＰ２×（Ｂ−Ｎ１）
ただし、この式でＴＰ０は最大トルク最大値であり、ωmは前記回転速度であり、Ｎ０及びＮ１は０＜Ｎ０＜Ｎ１＜Ｎ２の関係にある所定の回転速度であり、
Ａ及びＢは、
ωm＜Ｎ０のときには、Ａ＝Ｎ０、Ｂ＝Ｎ１、
Ｎ０≦ωm＜Ｎ１のときには、Ａ＝ωm、Ｂ＝Ｎ１、
Ｎ１≦ωm＜Ｎ２のときには、Ａ＝Ｎ１、Ｂ＝ωm、
となる値であり、
前記ＫＴＰ１及びＫＴＰ２は、
ＫＴＰ１＝（ＴＰ０−ＴＰ１）／（Ｎ１−Ｎ０）
ＫＴＰ２＝（ＴＰ１−ＴＰ２）／（Ｎ２−Ｎ１）
により表される係数であり、ここでＴＰ１は回転速度Ｎ１における最大トルクであり、ＴＰ２は回転速度Ｎ２における最大トルクである請求項３に記載の同期モータの制御装置。The approximate torque limit characteristic is determined so that the torque limit command TPVC can be obtained by the following equation:
TPVC = TP0−KTP1 × (A−N0) −KTP2 × (B−N1)
However, in this equation, TP0 is the maximum torque maximum value, ωm is the rotational speed, N0 and N1 are predetermined rotational speeds in a relationship of 0 <N0 <N1 <N2,
A and B are
When ωm <N0, A = N0, B = N1,
When N0 ≦ ωm <N1, A = ωm, B = N1,
When N1 ≦ ωm <N2, A = N1, B = ωm,
Value
The KTP1 and KTP2 are
KTP1 = (TP0-TP1) / (N1-N0)
KTP2 = (TP1-TP2) / (N2-N1)
4. The synchronous motor control device according to claim 3, wherein TP1 is a maximum torque at the rotational speed N1, and TP2 is a maximum torque at the rotational speed N2.

前記制御指令発生手段は、前記トルク制限指令によってトルク効率が最大となるように前記電流指令を補正するように構成されている請求項１または２に記載の同期モータの制御装置。3. The synchronous motor control device according to claim 1, wherein the control command generation unit is configured to correct the current command so that torque efficiency is maximized by the torque limit command.

前記起磁力相差角発生手段は、
φＴＣ＝φｖ−Ｋ２・（ＴＰ０−ＴＰ０×｜ＴｃＬ｜／ＴＰＶＣ）
の式に従って、最大トルクＴＰ０と、前記トルク制限指令ＴＰＶＣと、前記トルク制限指令ＴＰＶＣと前記トルク指令の絶対値｜Ｔｃ｜の小さい方の値として定義される制限後のトルク指令値の絶対値｜ＴｃＬ｜と、速度補償起磁力相差角φｖと、移動係数Ｋ２とを用いて、前記速度補償起磁力相差角φｖをトルク効率を最大にする制限後のトルク指令時最大トルク効率起磁力相差角φＴＣになるように補償して出力するように構成されている請求項２に記載の同期モータの制御装置。The magnetomotive force phase difference angle generating means includes:
φTC = φv−K2 · (TP0−TP0 × | TcL | / TPVC)
The absolute value of the torque command value after limitation defined as the smaller value of the maximum torque TP0, the torque limitation command TPVC, and the absolute value | Tc | of the torque limitation command TPVC and the torque command | Using TcL |, speed compensation magnetomotive force phase difference angle φv, and movement coefficient K2, torque compensation maximum torque efficiency magnetomotive force phase difference angle φTC after limiting speed compensation magnetomotive force phase difference angle φv to maximize torque efficiency 3. The synchronous motor control device according to claim 2, wherein the synchronous motor control device is configured to compensate so as to output.