JP3656449B2 - Power supply - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を高周波電圧に変換して負荷共振回路に高周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、蛍光灯を効率的に点灯させるべく、交流電源からの交流電圧を整流および平滑して直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータにより高周波電圧に変換して、蛍光灯を負荷として含む負荷共振回路に高周波電力を供給する電源装置が広く使用されている。
【０００３】
図１９はこのような従来の電源装置を示す概略構成図で、この電源装置は、電源ＡＣからの交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器ＤＢと、この全波整流器ＤＢの両出力端子間に直列接続されるトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、これらトランジスタＱ１１，Ｑ１２とそれそれ逆並列接続されるダイオードＤ１１，Ｄ１２と、全波整流器ＤＢの両出力端子間に直列接続されるコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、インダクタＬ１、このインダクタＬ１とともに共振回路を構成するコンデンサＣ１０、およびこのコンデンサＣ１０と並列接続される負荷Ｚにより成り、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の接続点とコンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に接続される負荷共振回路１１PAと、トランジスタＱ１１のコレクタと正極性端子が接続される平滑用のコンデンサＣＥ１０と、トランジスタＱ１２のエミッタとコンデンサＣＥ１０の負極性端子との間に接続され、コンデンサＣＥ１０の放電電流を流すためのダイオードＤ１３と、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１０の接続点とコンデンサＣＥ１０の負極性端子との間に接続され、コンデンサＣＥ１０の充電電流を流すためのダイオードＤ１４とを備えている（特開平５−５６６４７号公報参照）。
【０００４】
そして、この電源装置は、インバータのインダクタＬ１およびトランジスタＱ１２を降圧チョッパの構成要素として兼用し、この降圧チョッパによりコンデンサＣＥ１０を充電して、このコンデンサＣＥ１０からダイオードＤ１３を介して電源電圧が低い期間にインバータに直流電力を供給する構成になっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１９に示す従来の電源装置では、インダクタＬ１に対して、降圧チョッパの動作に適切なインダクタンス値を設定することができない場合があった。この理由は、ＬＣ共振回路を構成するインダクタＬ１およびコンデンサＣ１０の各値を設定する際、負荷Ｚに印加すべき電圧をコンデンサＣ１０の両端に発生させる関係上、まずコンデンサＣ１０の容量値を決定してからインダクタＬ１のインダクタンス値を決定するので、インダクタＬ１の値がコンデンサＣ１０の値により大きな制限を受けるためである。特に、負荷Ｚが蛍光灯であると、この蛍光灯のフィラメントに適切な予熱電流を流すために、コンデンサＣ１０がしばしば蛍光灯の非電源側のフィラメント間に接続される場合がある。このような場合も、まず適切な予熱電流を流すようにコンデンサＣ１０の容量値が決定され、それからインダクタＬ１のインダクタンス値が決定されるので、インダクタＬ１の採り得る値がますます制限されることとなり、コンデンサＣＥ１０の充放電動作、つまり降圧チョッパの動作に適切なインダクタンス値をインダクタＬ１に設定することができなくなる場合が生じる。この結果、電源ＡＣから入力電圧（図２０（ａ）の実線で示す波形参照）および入力電流（図２０（ａ）の破線で示す波形参照）が降圧チョッパに取り込まれ、この降圧チョッパからインバータの両端に印加される電圧（図２０（ｂ）参照）の谷部で適切な平滑電圧を得ることができず、負荷Ｚに適切な出力電流を流すことができなくなる。すなわち、図２０（ｃ）に示すように、クレストファクタの悪い高周波電流が負荷Ｚに流れることになる。
【０００６】
図２１は本出願人により別に出願された放電灯点灯装置を示す概略構成図で、この放電灯点灯装置は、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器ＤＢと、この全波整流器ＤＢの正極性出力端子とアノードが接続されるダイオードＤ２５と、このダイオードＤ２５のカソードと全波整流器ＤＢの負極性出力端子との間に直列接続されるＦＥＴＱ２１，Ｑ２２と、全波整流器ＤＢの正極性出力端子と一端が接続されるコンデンサＣ２１と、一対のフィラメントを有する放電灯Ｌａ、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ２１の他端との間に接続される１次巻線を有するとともに放電灯Ｌａの両フィラメントの各一端側と並列接続される２次巻線を有するリーケージトランス（以下単にトランス）Ｔ２、および放電灯Ｌａの両フィラメントの各他端側と並列接続されるコンデンサＣ１０により成る負荷共振回路２１PAと、ＦＥＴＱ２１のドレインと正極性端子が接続される平滑用のコンデンサＣＥ２０と、ＦＥＴＱ２２のソースとコンデンサＣＥ２０の負極性端子との間に接続され、コンデンサＣＥ２０の放電電流を流すためのダイオードＤ２３と、上記１次巻線およびコンデンサＣ２１の接続点とコンデンサＣＥ２０の負極性端子との間に接続され、コンデンサＣＥ２０の充電電流を流すためのダイオードＤ２４と、コンデンサＣＥ２０およびダイオードＤ２３と並列接続されるコンデンサＣ２３と、ダイオードＤ２５と並列接続されるコンデンサＣ２４とを備えている（特願平１０−２７０４１８号）。
【０００７】
この放電灯点灯装置では、トランスＴ２のリーケージインダクタンスおよびコンデンサＣ１０によってＬＣ共振回路が構成される。この場合、そのＬＣ共振回路の共振動作によって始動に充分な電圧を放電灯Ｌａに印加すべく、リーケージインダクタンスや始動電圧を得るための飽和設計などによりトランスＴ２の１次巻線の仕様が決定される。このため、図１９の電源装置と同様に、電源ＡＣから入力電圧（図２２（ａ）の実線で示す波形参照）および入力電流（図２２（ａ）の破線で示す波形参照）が取り込まれるが、インバータの両端に印加される電圧（図２２（ｂ）参照）の谷部で適切な平滑電圧を得ることができず、放電灯Ｌａに適切な出力電流を流すことができなくなる。すなわち、図２２（ｃ）に示すように、クレストファクタの悪い高周波電流が放電灯Ｌａに流れることになる。
【０００８】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にし得る電源装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために請求項１記載の発明の電源装置は、交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力に接続され、ＬＣ共振回路および負荷により成る負荷共振回路と、前記ＬＣ共振回路を構成するインダクタの一端に接続され降圧チョッパと共用されるスイッチング素子を含む２個以下のスイッチング素子とを有するインバータと、前記インバータに直流電力を供給するための平滑コンデンサと、前記インダクタにおいて降圧チョッパと共用される前記スイッチング素子に接続された一端側の一部および降圧チョッパと共用される前記スイッチング素子を介して前記全波整流器の出力から前記平滑コンデンサに充電電流を流すための充電用ダイオードと、前記平滑コンデンサから前記インバータに直流電力を供給するための放電用ダイオードとを備えるのである。
【００１０】
この構成では、例えば、ＬＣ共振回路のインダクタンス値および容量値を決定し、そのインダクタンス値の範囲内で、インバータのインダクタの一部のインダクタンス値を決定することが可能になるので、平滑コンデンサに適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００１１】
なお、前記負荷共振回路とともに前記スイッチング素子と並列接続され、前記全波整流器の両出力端子の一方と順方向に一端が接続されるダイオードと、このダイオードと並列接続されるコンデンサとを備える構成でもよい（請求項２）。この構成によれば、全波整流器の出力電圧が低くても入力電流の引込みが可能になる。
【００１２】
また、前記負荷共振回路は２次側に前記負荷が接続されるトランスを有する構成でもよい（請求項３）。この構成によれば、例えば、負荷が放電灯の場合、ランプ電圧の高い放電灯の点灯が可能になるとともに、複数の放電灯の直列点灯が可能となる。
【００１３】
また、前記負荷共振回路を構成するインダクタは前記トランスの２次側に配置され、この２次側に配置されたインダクタの一端は１次側に接続される構成でもよい（請求項４）。この構成でも、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００１４】
また、前記トランスはリーケージトランスであってもよい（請求項５）。この構成によれば、リーケージトランスのリーケージインダクタンスをＬＣ共振回路のインダクタに利用可能となる。
【００１５】
さらに、前記インダクタの一部が前記トランスの一方の巻線の一部であってもよい（請求項６）。この構成でも、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００１６】
請求項７記載の発明の電源装置は、交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の両出力端子間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記全波整流器の両出力端子の一方と一端が接続される第１コンデンサと、インダクタ、このインダクタとともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサ、およびこのコンデンサと並列接続される負荷により成り、前記一対のスイッチング素子の接続点と前記第１コンデンサの他端との間に接続される負荷共振回路と、前記一対のスイッチング素子の両端のうち一方と一端が接続される平滑コンデンサと、前記一対のスイッチング素子の両端のうち他方と前記平滑コンデンサの他端との間に接続され、前記平滑コンデンサの放電電流を流すための放電用ダイオードと、前記平滑コンデンサの充電電流を流すための充電用ダイオードとを備え、前記ＬＣ共振回路を構成するインダクタは、前記一対のスイッチング素子の接続点と一端が接続される第１インダクタ、およびこの第１インダクタの他端と一端が接続される第２インダクタにより構成され、前記充電用ダイオードは、前記第１および第２インダクタの一方の他端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続されるものである。
【００１７】
この構成では、充電用ダイオードが第１インダクタの他端と平滑コンデンサの他端との間に接続されると、例えば、ＬＣ共振回路のインダクタンス値および容量値を決定し、そのインダクタンス値の範囲内で、第１インダクタのインダクタンス値を決定することが可能になるので、平滑コンデンサに適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。また、充電用ダイオードが第２インダクタの他端と平滑コンデンサの他端との間に接続されると、ＬＣ共振回路のインダクタンス値と容量値との関係を満たしつつ、平滑コンデンサの充電経路のインピーダンスを任意の値に設定できるので、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第１実施形態の説明を行う。
【００１９】
図１に示す電源装置１０は、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器ＤＢと、この全波整流器ＤＢの両出力端子間に直列接続され、いわゆるハーフブリッジ型のインバータとして動作するトランジスタＱ１１，Ｑ１２（一対のスイッチング素子）と、これらトランジスタＱ１１，Ｑ１２とそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤ１１，Ｄ１２と、全波整流器ＤＢの両出力端子間に直列接続されるコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、インダクタＬ１０、このインダクタＬ１０とともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサＣ１０、およびこのコンデンサＣ１０と並列接続される負荷Ｚにより成り、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の接続点とコンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に接続される負荷共振回路ＬＤと、トランジスタＱ１１のコレクタと正極性端子が接続される平滑用のコンデンサＣＥ１０と、トランジスタＱ１２のエミッタとコンデンサＣＥ１０の負極性端子との間に接続され、コンデンサＣＥ１０の放電電流を流すためのダイオードＤ１３（放電用ダイオード）と、コンデンサＣＥ１０の充電電流を流すためのダイオードＤ１４（充電用ダイオード）とにより構成されている。
【００２０】
上記構成の電源装置１０についてさらに詳述すると、インダクタＬ１０は、中間タップを有し、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の接続点と一端が接続されるインダクタＬ１１（第１インダクタ）、およびこのインダクタＬ１１と直列接続されるインダクタＬ１２（第２インダクタ）の両インダクタンス要素により成り、このインダクタＬ１０とコンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に並列接続の負荷ＺおよびコンデンサＣ１０が接続されている。そして、充電用のダイオードＤ１４がコンデンサＣＥ１０の負極性端子とインダクタＬ１１の他端との間に接続されている。
【００２１】
ただし、トランジスタＱ１１，Ｑ１２は、制御回路（図示せず）からの高周波制御信号によって例えば交互にオン／オフされる。また、第１実施形態では、トランジスタＱ１１，Ｑ１２および負荷共振回路ＬＤなどによりインバータが構成される。さらに、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、インバータの入力電圧を分圧する電源用のコンデンサであり、共振用のコンデンサＣ１０よりも十分に大きな容量を有している。
【００２２】
次に、上記構成の電源装置１０におけるＬＣ共振回路の各値の設定手順例について説明すると、ＬＣ共振回路の共振によって、所望の電圧がコンデンサＣ１０の両端に発生するように、あるいは所望の電流が負荷Ｚに流れるように、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値およびインダクタＬ１０のインダクタンス値の決定を行う。
【００２３】
次いで、ＬＣ共振回路ではなく降圧チョッパ側、すなわちその降圧チョッパによってコンデンサＣＥ１０が適切に充放電されるように、インダクタンス値が決定されたインダクタＬ１０におけるインダクタＬ１１のターン数の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００２４】
このように、図１に示す回路構成を採用すれば、負荷Ｚに適切な電圧が印加するように、あるいは負荷Ｚに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、インダクタＬ１０の一部であるインダクタＬ１１を降圧チョッパに割り当てることで、インダクタＬ１０のターン数の範囲内でインダクタＬ１１のターン数を任意に設定することが可能になるので、コンデンサＣＥ１０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。
【００２５】
図２および図３は図１に示す電源装置の動作説明図で、これらの図を用いて電源装置１０の動作の一例について説明する。
【００２６】
まず、負荷共振回路ＬＤに対する高周波電力の供給動作について説明すると、トランジスタＱ１１がオンになれば、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣ１１、トランジスタＱ１１、インダクタＬ１０、負荷ＺとコンデンサＣ１０の並列回路、およびコンデンサＣ１１の経路に電流が流れる。他方、トランジスタＱ１２がオンになれば、図２（ｂ）に示すように、コンデンサＣ１２、負荷ＺとコンデンサＣ１０の並列回路、インダクタＬ１０、トランジスタＱ１２、およびコンデンサＣ１２の経路に電流が流れる。このように、負荷Ｚには、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の高周波スイッチング動作によって、互いに逆向きとなる高周波電流が流れ、高周波電力が供給される。
【００２７】
ここで、負荷Ｚには、インダクタＬ１０およびコンデンサＣ１０により構成されるＬＣ共振回路の共振作用によって、コンデンサＣ１０の両端に生じる電圧が負荷Ｚに印加することになるので、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数を制御することで、負荷Ｚへの印加電圧の制御が可能となる。
【００２８】
次に、コンデンサＣＥ１０の充放電動作について説明すると、電源電圧が十分に高い期間、つまり全波整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣＥ１０の両端電圧よりも高い期間において、トランジスタＱ１２がオンになると、図３（ａ）に示すように、全波整流器ＤＢ、コンデンサＣＥ１０、ダイオードＤ１４、インダクタＬ１１、トランジスタＱ１２、および全波整流器ＤＢの経路に電流が流れる。他方、トランジスタＱ１２がオフになると、図３（ｂ）に示すように、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーによって、インダクタＬ１１、ダイオードＤ１１、コンデンサＣＥ１０、ダイオードＤ１４、およびインダクタＬ１１の経路に回生電流が流れる。これにより、コンデンサＣＥ１０は、全波整流器ＤＢの整流出力によって充電されるとともに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーによって充電されることになる。すなわち、コンデンサＣＥ１０は、インダクタＬ１０の一部であるインダクタＬ１１、ダイオードＤ１１，Ｄ１４、トランジスタＱ１２、および当該コンデンサＣＥ１０により構成される降圧チョッパによって充電されるのである。
【００２９】
この充電動作に対して、電源電圧が低い期間に入ると、コンデンサＣＥ１０がダイオードＤ１３を介してトランジスタＱ１１，Ｑ１２の両端に接続される。これにより、トランジスタＱ１１，Ｑ１２により成るインバータの入力に直流電力が供給されることになる。
【００３０】
以上、第１実施形態によれば、降圧チョッパのインダクタとして、インバータ側のインダクタＬ１０の一部であるインダクタＬ１１を兼用するので、このインダクタＬ１１のターン数を任意に設定すれば、全波整流器ＤＢの出力ピーク電圧までの範囲内で、コンデンサＣＥ１０による平滑電圧を任意の電圧に設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００３１】
また、降圧チョッパを構成するコンデンサＣＥ１０の充電中において、図１９に示す従来の電源装置では、全波整流器ＤＢの出力が、コンデンサＣＥ１０、ダイオードＤ１４、コンデンサＣ１０およびコンデンサＣ１２の経路によって、コンデンサのみで分圧されるのに対し、第１実施形態の電源装置１０では、コンデンサＣＥ１０、ダイオードＤ１４、インダクタＬ１２、コンデンサＣ１０およびコンデンサＣ１２の経路になって、コンデンサに加えてインダクタが介在することになるので、負荷Ｚに急峻な電圧波形の変化のない安定な高周波電圧を印加することが可能となる。
【００３２】
図４は本発明の第２実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第２実施形態の説明を行う。
【００３３】
図４に示す電源装置２０は、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器ＤＢと、この全波整流器ＤＢの正極性出力端子とアノードが接続されるダイオードＤ２５と、全波整流器ＤＢの両出力端子間に、すなわちダイオードＤ２５のカソードと全波整流器ＤＢの負極性出力端子との間に直列接続されるＦＥＴＱ２１，Ｑ２２（一対のスイッチング素子）と、全波整流器ＤＢの正極性出力端子と一端が接続されるコンデンサＣ２１（第１コンデンサ）と、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ２１の他端との間に接続される負荷共振回路ＬＤと、ＦＥＴＱ２１のドレインと正極性端子が接続される平滑用のコンデンサＣＥ２０と、ＦＥＴＱ２２のソースとコンデンサＣＥ２０の負極性端子との間に接続され、コンデンサＣＥ２０の放電電流を流すためのダイオードＤ２３（放電用ダイオード）と、コンデンサＣＥ２０の充電電流を流すためのダイオードＤ２４（充電用ダイオード）と、コンデンサＣＥ２０およびダイオードＤ２３と並列接続されるコンデンサＣ２３と、ダイオードＤ２５と並列接続されるインピーダンス要素としてのコンデンサＣ２４とにより構成されている。
【００３４】
上記構成の電源装置２０についてさらに詳述すると、負荷共振回路ＬＤは、第１実施形態と同様に構成され、インダクタＬ１０を構成するインダクタＬ１１の一端はＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点に接続されている。そして、ダイオードＤ２４はコンデンサＣＥ２０の負極性端子とインダクタＬ１１の他端との間に接続されている。
【００３５】
ただし、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２は、制御回路（図示せず）からの高周波制御信号によって例えば交互にオン／オフされる。また、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の各々は、ソース・サブストレートが接続されており、ドレインおよびソースにそれぞれカソードおよびアノードが接続される寄生ダイオードを有する構造になっている。さらに、第２実施形態では、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２および負荷共振回路ＬＤなどによりインバータが構成される。
【００３６】
次に、上記構成の電源装置２０におけるＬＣ共振回路の各値の設定手順例について説明すると、ＬＣ共振回路の共振によって、所望の電圧がコンデンサＣ１０の両端に発生するように、あるいは所望の電流が負荷Ｚに流れるように、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値およびインダクタＬ１０のインダクタンス値の決定を行う。
【００３７】
次いで、ＬＣ共振回路ではなく降圧チョッパ側、すなわちその降圧チョッパによってコンデンサＣＥ２０が適切に充放電されるように、インダクタンス値が決定されたインダクタＬ１０におけるインダクタＬ１１のターン数の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００３８】
このように、図４に示す回路構成を採用すれば、負荷Ｚに適切な電圧が印加するように、あるいは負荷Ｚに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、インダクタＬ１０の一部であるインダクタＬ１１を降圧チョッパに割り当てることで、インダクタＬ１０のターン数の範囲内でインダクタＬ１１のターン数を任意に設定することが可能になるので、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。
【００３９】
なお、コンデンサＣＥ２０の充放電動作の一例について説明すると、電源電圧が十分に高い期間、つまり全波整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ２４の両端電圧とコンデンサＣＥ２０の両端電圧との合計電圧よりも高い期間において、ＦＥＴＱ２２がオンになると、図５（ａ）に示すように、全波整流器ＤＢ、コンデンサＣ２１、負荷ＺとコンデンサＣ１０の並列回路、インダクタＬ１０、ＦＥＴＱ２２、および全波整流器ＤＢの経路に電流が流れる。この電流によってコンデンサＣ２１がフル充電されると、図５（ｂ）に示すように、全波整流器ＤＢ、コンデンサＣ２４とダイオードＤ２５の並列回路、コンデンサＣＥ２０、ダイオードＤ２４、インダクタＬ１１、ＦＥＴＱ２２、および全波整流器ＤＢの経路に電流が流れる。この後、ＦＥＴＱ２２がオフになると、図５（ｃ）に示すように、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーによって、インダクタＬ１１、ＦＥＴＱ２１の寄生ダイオード、コンデンサＣＥ２０、ダイオードＤ２４、およびインダクタＬ１１の経路に回生電流が流れる。これにより、コンデンサＣＥ２０は、全波整流器ＤＢの整流出力によって充電されるとともに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーによって充電されることになる。すなわち、コンデンサＣＥ２０は、インダクタＬ１０の一部であるインダクタＬ１１、ＦＥＴＱ２１の寄生ダイオード、ダイオードＤ２４、ＦＥＴＱ２２、および当該コンデンサＣＥ２０により構成される降圧チョッパによって充電されるのである。
【００４０】
この充電動作に対して、電源電圧が低い期間に入ると、コンデンサＣＥ２０がダイオードＤ２３を介してＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の両端に接続される。これにより、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２により成るインバータの入力に直流電力が供給されることになる。
【００４１】
ここで、電源電圧が低い期間に、ＦＥＴＱ２２がオンになると、図６（ａ）に示すように、コンデンサＣＥ２０、コンデンサＣ２４、コンデンサＣ２１、負荷ＺとコンデンサＣ１０の並列回路、インダクタＬ１０、ＦＥＴＱ２２、ダイオードＤ２３、およびコンデンサＣＥ２０の経路に電流が流れ、コンデンサＣ２４の両端には図中において右向きの電圧が発生する。この後、コンデンサＣ２４の両端電圧がコンデンサＣＥ２０の両端電圧と全波整流器ＤＢの出力電圧との差電圧に達すると、全波整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣＥ２０電圧よりも低くても、図６（ｂ）に示すように、全波整流器ＤＢ、コンデンサＣ２１、負荷ＺとコンデンサＣ１０の並列回路、インダクタＬ１０、ＦＥＴＱ２２、および全波整流器ＤＢの経路に電源ＡＣからの入力電流が流れる。つまり、コンデンサＣ２４を設けることにより、全波整流器ＤＢの出力電圧が低くても入力電流の引込みが可能になるのである。この結果、入力電流歪みが改善される。
【００４２】
以上、第２実施形態によれば、降圧チョッパのインダクタとして、インバータ側のインダクタＬ１０の一部であるインダクタＬ１１を兼用するので、このインダクタＬ１１のターン数を任意に設定すれば、全波整流器ＤＢの出力ピーク電圧までの範囲内で、コンデンサＣＥ１０による平滑電圧を任意の電圧に設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００４３】
また、降圧チョッパを構成するコンデンサＣＥ２０の充電中において、全波整流器ＤＢの出力がコンデンサのみで分圧される期間がなく、コンデンサＣＥ２０を充電するＦＥＴＱ２２がオンになっても、負荷Ｚがコンデンサのみで構成される閉ループに接続されることはなく、インダクタＬ１２が直列に介在するので、負荷Ｚに急峻な電圧波形の変化のない安定な高周波電圧を印加することが可能となる。
【００４４】
図７は本発明の第３実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第３実施形態の説明を行うと、電源装置３０は、放電灯Ｌａを負荷として含む負荷共振回路ＬＤａを備える以外は第２実施形態の電源装置２０と同様に構成されている。すなわち、負荷共振回路ＬＤａにおいて、放電灯Ｌａは、コンデンサＣ２１とインダクタＬ１０との間に介在するように、自己の両フィラメントの各一端がそれぞれコンデンサＣ２１およびインダクタＬ１０に接続され、両フィラメントの各他端側がコンデンサ１０と並列接続されている。
【００４５】
次に、既に明らかではあるが、ＬＣ共振回路の各値の設定手順例について概説すると、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値およびインダクタＬ１０のインダクタンス値の決定を行い、次いで、インダクタＬ１１のターン数の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００４６】
このように、図７に示す回路構成でも、放電灯Ｌａに適切な電圧が印加するように、あるいは放電灯Ｌａに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００４７】
また、電源投入時にインバータのスイッチング周波数を高くすれば、放電灯Ｌａに対して、フィラメントの先行予熱および始動が容易に可能となり、点灯時においてもフィラメントを一定温度に保つように予熱を常時維持することが可能になる。
【００４８】
さらに、放電灯Ｌａは、コンデンサ以外にインダクタＬ１０あるいはこの一部を介した閉ループと接続されるので、急峻なランプ電圧の変動を避けることができ、放電灯Ｌａを安定に点灯させることができる。
【００４９】
図８は本発明の第４実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第４実施形態の説明を行う。
【００５０】
図８に示す電源装置４０は、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器ＤＢと、この全波整流器ＤＢの負極性出力端子とカソードが接続されるダイオードＤ３５と、全波整流器ＤＢの両出力端子間に、すなわち全波整流器ＤＢの正極性出力端子とダイオードＤ３５のアノードとの間に直列接続されるＦＥＴＱ２１，Ｑ２２と、全波整流器ＤＢの負極性出力端子と一端が接続されるコンデンサＣ３１（第１コンデンサ）と、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ３１の他端との間に接続される負荷共振回路ＬＤｂと、ＦＥＴＱ２１のドレインと正極性端子が接続される平滑用のコンデンサＣＥ２０と、コンデンサＣＥ２０の正極性端子とＦＥＴＱ２２のソースとの間に接続され、コンデンサＣＥ２０の放電電流を流すためのダイオードＤ２３（放電用ダイオード）と、コンデンサＣＥ２０の充電電流を流すためのダイオードＤ２４（充電用ダイオード）と、コンデンサＣＥ２０およびダイオードＤ２３と並列接続されるコンデンサＣ２３と、ダイオードＤ３５と並列接続されるインピーダンス要素としてのコンデンサＣ３４とにより構成されている。
【００５１】
上記構成の電源装置４０についてさらに詳述すると、負荷共振回路ＬＤｂは、インダクタＬ１０と、一対のフィラメントを有する放電灯Ｌａと、インダクタＬ１０とコンデンサＣ３１との間に接続される１次巻線を有するとともに放電灯Ｌａの両フィラメントの各一端側と並列接続される２次巻線を有するトランスＴ１と、放電灯Ｌａの両フィラメントの各他端側と並列接続されるコンデンサＣ１０とにより成り、インダクタＬ１０を構成するインダクタＬ１１の一端はＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点に接続されている。そして、ダイオードＤ２４はコンデンサＣＥ２０の負極性端子とインダクタＬ１１の他端との間に接続されている。
【００５２】
次に、ＬＣ共振回路の各値の設定手順例について概説すると、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値およびインダクタＬ１０のインダクタンス値の決定を行い、次いで、インダクタＬ１１のターン数の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００５３】
このように、図８に示す回路構成でも、放電灯Ｌａに適切な電圧が印加するように、あるいは放電灯Ｌａに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００５４】
また、出力にトランスＴ１を介在させることにより、ランプ電圧の高い放電灯の点灯が可能になるとともに、複数の放電灯の直列点灯が可能となる。
【００５５】
図９は本発明の第５実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第５実施形態の説明を行う。
【００５６】
図９に示す電源装置５０は、全波整流器ＤＢ、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２、コンデンサＣＥ２０，Ｃ２３，Ｃ３１，Ｃ３４、およびダイオードＤ２３，Ｄ２４，Ｄ３５を第４実施形態と同様に備えているほか、第４実施形態との相違点として、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ３１の他端との間に接続される負荷共振回路ＬＤｃを備えている。
【００５７】
この負荷共振回路ＬＤｃは、インダクタＬ１０と、このインダクタＬ１０と直列接続されるコンデンサＣ５５と、一対のフィラメントを有する放電灯Ｌａと、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ３１の他端との間に接続される１次巻線を有するとともに、インダクタＬ１０およびコンデンサＣ５５を介して放電灯Ｌａの両フィラメントの各一端側と並列接続される２次巻線を有するトランスＴ１と、放電灯Ｌａの両フィラメントの各他端側と並列接続されるコンデンサＣ１０とにより成り、インダクタＬ１０を構成するインダクタＬ１１の一端はＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点に接続されている。そして、ダイオードＤ２４はコンデンサＣＥ２０の負極性端子とインダクタＬ１１の他端との間に接続されている。ただし、コンデンサＣ５５は、直流出力が放電灯Ｌａに印加するのを防止するためのＤＣカットコンデンサであり、コンデンサＣ１０よりも十分大きく、ＬＣ共振に大きな影響を与えない程度の容量値に設定される。
【００５８】
次に、ＬＣ共振回路の各値の設定手順例について概説すると、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値およびインダクタＬ１０のインダクタンス値の決定を行い、次いで、インダクタＬ１１のターン数の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００５９】
このように、図９に示す回路構成でも、放電灯Ｌａに適切な電圧が印加するように、あるいは放電灯Ｌａに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００６０】
図１０は本発明の第６実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第６実施形態の説明を行う。
【００６１】
図１０に示す電源装置６０は、全波整流器ＤＢ、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２、コンデンサＣＥ２０，Ｃ２３，Ｃ３１，Ｃ３４、およびダイオードＤ２３，Ｄ２４，Ｄ３５を第４実施形態と同様に備えているほか、第４実施形態と相違する負荷共振回路ＬＤｄを備えている。
【００６２】
この負荷共振回路ＬＤｃは、一対のフィラメントを有する放電灯Ｌａと、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点に一端が接続されるインダクタＬ２１と、このインダクタＬ２１の他端とコンデンサＣ３１の他端との間に接続される１次巻線を有するとともに放電灯Ｌａの両フィラメントの各一端側と並列接続される２次巻線を有するトランス（リーケージトランス）Ｔ２と、放電灯Ｌａの両フィラメントの各他端側と並列接続され、インダクタＬ２１およびトランスＴ２のリーケージインダクタンスとともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサＣ１０とにより成る。そして、ダイオードＤ２４は、ＬＣ共振回路を構成するインダクタの一部であるインダクタＬ２１の他端とコンデンサＣＥ２０の負極性端子との間に接続されている。
【００６３】
次に、ＬＣ共振回路の各値の設定手順例について概説すると、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値と、トランスＴ２のリーケージインダクタンスおよびインダクタＬ２１のインダクタンス値の決定を行い、次いで、インダクタＬ２１のインダクタンス値を優先して、トランスＴ２のリーケージインダクタンスおよびインダクタＬ２１のインダクタンス値の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００６４】
このように、図１０に示す回路構成でも、放電灯Ｌａに適切な電圧が印加するように、あるいは放電灯Ｌａに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００６５】
また、第６実施形態では、中間タップを設けることなく、全波整流器ＤＢ、コンデンサＣＥ２０、ダイオードＤ２４、インダクタＬ２１、ＦＥＴＱ２２、ダイオードＤ３５とコンデンサＣ３４の並列回路、および全波整流器ＤＢの経路で降圧チョッパ回路の充電経路を形成することができる。
【００６６】
図１１は本発明の第７実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第７実施形態の説明を行う。
【００６７】
図１１に示す電源装置７０は、全波整流器ＤＢ、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２、コンデンサＣＥ２０，Ｃ２３，Ｃ３１，Ｃ３４、およびダイオードＤ２３，Ｄ２４，Ｄ３５を第６実施形態と同様に備えているほか、第６実施形態と相違する負荷共振回路ＬＤｅを備えている。
【００６８】
この負荷共振回路ＬＤｅは、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点と一端が接続されるインダクタＬ２１と、このインダクタＬ２１の他端と直列接続されるコンデンサＣ５５と、一対のフィラメントを有する放電灯Ｌａと、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ３１の他端との間に接続される１次巻線を有するとともに、インダクタＬ２１およびコンデンサＣ５５を介して放電灯Ｌａの両フィラメントの各一端側と並列接続される２次巻線を有するトランス（リーケージトランス）Ｔ２と、放電灯Ｌａの両フィラメントの各他端側と並列接続され、インダクタＬ２１およびトランスＴ２のリーケージインダクタンスとともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサＣ１０とにより成る。
【００６９】
次に、ＬＣ共振回路の各値の設定手順例について概説すると、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値と、トランスＴ２のリーケージインダクタンスおよびインダクタＬ２１のインダクタンス値の決定を行い、次いで、インダクタＬ２１のインダクタンス値を優先して、トランスＴ２のリーケージインダクタンスおよびインダクタＬ２１のインダクタンス値の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００７０】
このように、図１１に示す回路構成でも、放電灯Ｌａに適切な電圧が印加するように、あるいは放電灯Ｌａに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００７１】
図１２は本発明の第８実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第８実施形態の説明を行う。
【００７２】
図１２に示す電源装置８０は、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器ＤＢと、この全波整流器ＤＢの正極性出力端子とアノードが接続されるダイオードＤ２５と、全波整流器ＤＢの両出力端子間に、すなわちダイオードＤ２５のカソードと全波整流器ＤＢの負極性出力端子との間に直列接続されるＦＥＴＱ２１，Ｑ２２（一対のスイッチング素子）と、全波整流器ＤＢの正極性出力端子と一端が接続されるコンデンサＣ２１（第１コンデンサ）と、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ２１の他端との間に接続される負荷共振回路ＬＤｆと、ＦＥＴＱ２２のソースと負極性端子が接続される平滑用のコンデンサＣＥ３０と、ＦＥＴＱ２１のドレインとコンデンサＣＥ３０の正極性端子との間に接続され、コンデンサＣＥ３０の放電電流を流すためのダイオードＤ３３（放電用ダイオード）と、コンデンサＣＥ３０の充電電流を流すためのダイオードＤ３４（充電用ダイオード）と、コンデンサＣＥ３０およびダイオードＤ３３と並列接続されるコンデンサＣ２３と、ダイオードＤ２５と並列接続されるコンデンサＣ２４とにより構成されている。
【００７３】
上記構成の電源装置８０についてさらに詳述すると、負荷共振回路ＬＤｆは、一対のフィラメントを有する放電灯Ｌａと、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ２１の他端との間に接続される１次巻線を有するとともに、放電灯Ｌａの両フィラメントの各一端側と並列接続される２次巻線を有するリーケージトランス（以下単にトランス）Ｔ３と、放電灯Ｌａの両フィラメントの各他端側と並列接続され、トランスＴ３の１次巻線の励磁インダクタンスとともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサＣ１０とを備え、トランスＴ３の１次巻線は、中間タップを有し、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点と一端が接続され、１次巻線の励磁インダクタンスの一部により成るインダクタＬ３１（第１インダクタ）、およびこのインダクタＬ３１と直列接続され、１次巻線の励磁インダクタンスの残部により成るインダクタＬ３２（第２インダクタ）の両インダクタンス要素に分割されている。そして、ダイオードＤ３４はコンデンサＣＥ２０の正極性端子とインダクタＬ３１の他端との間に接続されている。
【００７４】
ここで、図２１の放電灯点灯装置では、コンデンサＣＥ２０は、全波整流器ＤＢ、ダイオードＤ２５とコンデンサＣ２４の並列回路、コンデンサＣＥ２０、ダイオードＤ２４、トランスＴ２の１次巻線、ＦＥＴＱ２２、および全波整流器ＤＢの経路により充電され、この経路にはトランスＴ２の１次巻線の励磁インダクタンス全てが含まれる。これに対して、電源装置８０では、コンデンサＣＥ３０は、全波整流器ＤＢ、ダイオードＤ２５とコンデンサＣ２４の並列回路、ＦＥＴＱ２１、インダクタＬ３１、ダイオードＤ３４、コンデンサＣＥ３０、および全波整流器ＤＢの経路により充電され、この経路にはトランスＴ３の１次巻線の一部である励磁インダクタンスとしてのインダクタＬ３１が含まれ、この点で電源装置８０は図２１の放電灯点灯装置と相違する。
【００７５】
次に、ＬＣ共振回路の各値の設定手順例について概説すると、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値およびインダクタＬ３１，Ｌ３２のインダクタンス値の決定を行い、次いで、インダクタＬ３１のインダクタンス値を優先して、インダクタＬ３１，Ｌ３２のインダクタンス値の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００７６】
このように、図１２に示す回路構成でも、放電灯Ｌａに適切な電圧が印加するように、あるいは放電灯Ｌａに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、コンデンサＣＥ３０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００７７】
なお、第８実施形態では、ＬＣ共振回路のインダクタがトランスＴ３のリーケージインダクタにより構成されるが、例えば、図１３に示すように、トランスＴ３の２次巻線に別のインダクタＬ２を直列に介在させる構成でもよい。この構成でも、インダクタＬ３１のインダクタンス値を適切に設定すれば、コンデンサＣＥ３０に適切な平滑電圧を発生させることが可能になり、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。また、中間タップを有するインダクタを用いて、このインダクタが有する一方のインダクタンス要素の一端をＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点に接続する構成にすれば、リーケージトランスを用いなくても同様の効果を奏することが可能となる。
【００７８】
図１４は本発明の第９実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第９実施形態の説明を行う。
【００７９】
図１４に示す電源装置９０は、全波整流器ＤＢ、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２、コンデンサＣＥ２０，Ｃ２３，Ｃ３１，Ｃ３４、およびダイオードＤ２３，Ｄ２４，Ｄ３５を第４実施形態と同様に備えているほか、第４実施形態と相違する負荷共振回路ＬＤｇを備えている。
【００８０】
この負荷共振回路ＬＤｇは、一対のフィラメントを有する放電灯Ｌａと、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点とコンデンサＣ３１の他端との間に接続される１次巻線を有するとともに、放電灯Ｌａの両フィラメントの各一端側と並列接続される２次巻線を有するリーケージトランス（以下単にトランス）Ｔ４と、放電灯Ｌａの両フィラメントの各他端側と並列接続され、トランスＴ４の２次巻線の励磁インダクタンスとともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサＣ１０とを備え、トランスＴ４の２次巻線は、中間タップを有し、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点と一端が接続され、２次巻線の励磁インダクタンスの一部により成るインダクタＬ４１（第１インダクタ）、およびこのインダクタＬ４１と直列接続され、２次巻線の励磁インダクタンスの残部により成るインダクタＬ４２（第２インダクタ）の両インダクタンス要素に分割されている。そして、ダイオードＤ２４はコンデンサＣＥ２０の負極性端子とインダクタＬ４１の他端との間に接続されている。
【００８１】
ここで、第８実施形態の電源装置８０では、コンデンサＣＥ３０は、全波整流器ＤＢ、ダイオードＤ２５とコンデンサＣ２４の並列回路、ＦＥＴＱ２１、インダクタＬ３１、ダイオードＤ３４、コンデンサＣＥ３０、および全波整流器ＤＢの経路により充電される。これに対して、本実施形態の電源装置９０では、コンデンサＣＥ２０は、全波整流器ＤＢ、コンデンサＣＥ２０、ダイオードＤ２４、インダクタＬ４１、ＦＥＴＱ２２、ダイオードＤ３５とコンデンサＣ３４の並列回路、および全波整流器ＤＢの経路により充電され、トランスの２次巻線側のインダクタＬ４１を経由する点で電源装置９０は電源装置８０と相違する。
【００８２】
次に、ＬＣ共振回路の各値の設定手順例について概説すると、まず、コンデンサＣ１０の容量値を優先して、コンデンサＣ１０の容量値およびインダクタＬ４１，Ｌ４２のインダクタンス値の決定を行い、次いで、インダクタＬ４１のインダクタンス値を優先して、インダクタＬ４１，Ｌ４２のインダクタンス値の決定を行い、これら決定結果に従ってＬＣ共振回路の設定を行う。
【００８３】
このように、図１４に示す回路構成でも、放電灯Ｌａに適切な電圧が印加するように、あるいは放電灯Ｌａに適切な電流が流れるように、ＬＣ共振回路の容量値を設定することができるとともに、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧が発生するように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を設定することが可能になる。この結果、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００８４】
なお、第９実施形態では、ＬＣ共振回路のインダクタがトランスＴ４のリーケージインダクタにより構成されるが、例えば、図１５に示すように、トランスＴ４の２次巻線に別のインダクタＬ２を直列に介在させる構成でもよい。この構成でも、インダクタＬ４１のインダクタンス値を適切に設定すれば、コンデンサＣＥ２０に適切な平滑電圧を発生させることが可能になり、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。また、中間タップを有するインダクタを用いて、このインダクタが有する一方のインダクタンス要素の一端をＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点に接続する構成にすれば、リーケージトランスを用いなくても同様の効果を奏することが可能となる。
【００８５】
図１６は本発明の第１０実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第１０実施形態の説明を行うと、電源装置１００は、図８に示す第４実施形態の電源装置４０における図略の制御回路に対して、いわゆる自励式の制御回路を適用して成るものである。
【００８６】
この自励式の制御回路は、ＦＥＴＱ２１のゲートと一端が接続されるゲート波形調整用の抵抗Ｒ１と、図１６に示す極性でインダクタＬ１０と磁気結合され、抵抗Ｒ１の他端とＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点との間に接続されるインダクタＬ１３と、ＦＥＴＱ２２のゲートと一端が接続されるゲート波形調整用の抵抗Ｒ２と、図１６に示す極性でインダクタＬ１０と磁気結合され、抵抗Ｒ２の他端とＦＥＴＱ２２のソースとの間に接続されるインダクタＬ１４とにより構成されている。つまり、ＦＥＴＱ２１のゲート・ソース間に発生する電圧の極性とＦＥＴＱ２２のゲート・ソース間に発生する電圧の極性とが互いに逆極性となるように構成されている。ただし、図１６に示す例では、インダクタＬ１０として１次巻線を有するとともにインダクタ（駆動巻線）Ｌ１３，Ｌ１４として２次巻線を有するトランスが使用されている。
【００８７】
これにより、インダクタＬ１０を流れる電流の極性に応じて、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２が交互にオン／オフすることになり、第４実施形態と同様の効果を奏することが可能になるほか、電源装置１００のコスト低減が可能になる。
【００８８】
図１７は本発明の第１１実施形態に係る電源装置の概略構成図で、この図を用いて以下に第１１実施形態の説明を行う。
【００８９】
図１７に示す電源装置１１０は、図９に示す第５実施形態の電源装置５０の構成に対して、コンデンサＣ５５を除外して負荷共振回路ＬＤｈを構成し、自励式の制御回路を適用して成るものである。
【００９０】
この自励式の制御回路は、ＦＥＴＱ２１のゲートと一端が接続されるゲート波形調整用の抵抗Ｒ１と、図１７に示す極性でインダクタＬ１０と磁気結合され、抵抗Ｒ１の他端とＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点との間に接続されるインダクタＬ１３と、ＦＥＴＱ２２のゲートと一端が接続されるゲート波形調整用の抵抗Ｒ２と、図１７に示す極性でインダクタＬ１０と磁気結合され、抵抗Ｒ２の他端とＦＥＴＱ２２のソースとの間に接続されるインダクタＬ１４とにより構成されている。つまり、ＦＥＴＱ２１のゲート・ソース間に発生する電圧の極性とＦＥＴＱ２２のゲート・ソース間に発生する電圧の極性とが互いに逆極性となるように構成されている。ただし、図１７に示す例では、インダクタＬ１０として１次巻線を有するとともにインダクタ（駆動巻線）Ｌ１３，Ｌ１４として２次巻線を有するトランスが使用されている。
【００９１】
これにより、インダクタＬ１０を流れる電流の極性に応じて、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２が交互にオン／オフすることになり、第５実施形態と同様の効果を奏することが可能になるほか、電源装置１１０のコスト低減が可能になる。
【００９２】
なお、上記各実施形態では、充電電流を流すためのダイオードが、一対のスイッチング素子の接続点と一端が接続されるインダクタ（第１インダクタ）の他端と、平滑用のコンデンサの他端との間に接続される構成に成っているが、これに限らず、第１インダクタの他端と一端が接続される第２インダクタの他端と、平滑用のコンデンサの他端との間に接続される構成でもよい。
【００９３】
例えば、図１２に示す電源装置８０の構成において、図１８に示すように、コンデンサＣ２１を、インダクタＬ３２ではなく、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２の接続点と一端が接続されるインダクタＬ３１の他端に接続し、この他端と一端が接続されるインダクタＬ３２の他端と、平滑用のコンデンサＣＥ３０の正極性端子との間にダイオードＤ３４を接続する構成でもよい。この構成では、ＬＣ共振回路のインダクタンス値と容量値との関係を満たしつつ、高圧チョッパの充電経路のインピーダンスを任意の値に設定できるので、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００９４】
【発明の効果】
以上のことから明らかなように、請求項１記載の発明によれば、交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力に接続され、ＬＣ共振回路および負荷により成る負荷共振回路と、前記ＬＣ共振回路を構成するインダクタの一端に接続され降圧チョッパと共用されるスイッチング素子を含む２個以下のスイッチング素子とを有するインバータと、前記インバータに直流電力を供給するための平滑コンデンサと、前記インダクタにおいて降圧チョッパと共用される前記スイッチング素子に接続された一端側の一部および降圧チョッパと共用される前記スイッチング素子を介して前記全波整流器の出力から前記平滑コンデンサに充電電流を流すための充電用ダイオードと、前記平滑コンデンサから前記インバータに直流電力を供給するための放電用ダイオードとを備えるので、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００９５】
請求項２記載の発明によれば、前記負荷共振回路とともに前記スイッチング素子と並列接続され、前記全波整流器の両出力端子の一方と順方向に一端が接続されるダイオードと、このダイオードと並列接続されるコンデンサとを備えるので、全波整流器の出力電圧が低くても入力電流の引込みが可能になる。
【００９６】
請求項３記載の発明によれば、前記負荷共振回路は２次側に前記負荷が接続されるトランスを有するので、例えば、負荷が放電灯の場合、ランプ電圧の高い放電灯の点灯が可能になるとともに、複数の放電灯の直列点灯が可能となる。
【００９７】
請求項４記載の発明によれば、前記負荷共振回路を構成するインダクタは前記トランスの２次側に配置され、この２次側に配置されたインダクタの一端は１次側に接続されるので、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【００９８】
請求項５記載の発明によれば、前記トランスはリーケージトランスであるので、リーケージトランスのリーケージインダクタンスをＬＣ共振回路のインダクタに利用可能となる。
【００９９】
請求項６記載の発明によれば、前記インダクタの一部が前記トランスの一方の巻線の一部であるので、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【０１００】
請求項７記載の発明によれば、交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の両出力端子間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記全波整流器の両出力端子の一方と一端が接続される第１コンデンサと、インダクタ、このインダクタとともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサ、およびこのコンデンサと並列接続される負荷により成り、前記一対のスイッチング素子の接続点と前記第１コンデンサの他端との間に接続される負荷共振回路と、前記一対のスイッチング素子の両端のうち一方と一端が接続される平滑コンデンサと、前記一対のスイッチング素子の両端のうち他方と前記平滑コンデンサの他端との間に接続され、前記平滑コンデンサの放電電流を流すための放電用ダイオードと、前記平滑コンデンサの充電電流を流すための充電用ダイオードとを備え、前記ＬＣ共振回路を構成するインダクタは、前記一対のスイッチング素子の接続点と一端が接続される第１インダクタ、およびこの第１インダクタの他端と一端が接続される第２インダクタにより構成され、前記充電用ダイオードは、前記第１および第２インダクタの一方の他端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続されるので、入力電流歪みおよび出力電流のクレストファクタの双方を適切にする回路設計が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図２】図１に示す電源装置の動作説明図である。
【図３】図１に示す電源装置の動作説明図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図５】図４に示す電源装置の動作説明図である。
【図６】図４に示す電源装置の動作説明図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図１０】本発明の第６実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図１１】本発明の第７実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図１２】本発明の第８実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図１３】別の負荷共振回路例を示す図である。
【図１４】本発明の第９実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図１５】別の負荷共振回路例を示す図である。
【図１６】本発明の第１０実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図１７】本発明の第１１実施形態に係る電源装置の概略構成図である。
【図１８】充電電流を流すダイオードの別の接続例を示す図である。
【図１９】従来の電源装置を示す概略構成図である。
【図２０】図１９に示す電源装置の各部の信号波形図である。
【図２１】放電灯点灯装置を示す概略構成図である。
【図２２】図２１に示す放電灯点灯装置の各部の信号波形図である。
【符号の説明】
１０，２０，３０，４０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０ 電源装置
ＤＢ 全波整流器
Ｑ１１，Ｑ１２ トランジスタ
Ｑ２１，Ｑ２２ ＦＥＴ
Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ３１ コンデンサ
ＬＤ，ＬＤａ，ＬＤｂ，ＬＤｃ，ＬＤｄ，ＬＤｅ，ＬＤｆ，ＬＤｇ 負荷共振回路
Ｌ１０ インダクタ
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ３１，Ｌ３２，Ｌ４１，Ｌ４２ インダクタ
Ｃ１０ コンデンサ
Ｚ 負荷
Ｌａ 放電灯
ＣＥ１０，ＣＥ２０，ＣＥ３０ コンデンサ
Ｄ１３，Ｄ２３，Ｄ３３ ダイオード
Ｄ１４，Ｄ２４，Ｄ３４ ダイオード
Ｃ２３ コンデンサ
Ｃ２４，Ｃ３４ コンデンサ
Ｄ２５，Ｄ３５ ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply apparatus that converts an AC voltage from an AC power source into a DC voltage, converts the DC voltage into a high-frequency voltage, and supplies high-frequency power to a load resonance circuit.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in order to light a fluorescent lamp efficiently, an AC voltage from an AC power source is rectified and smoothed to be converted into a DC voltage, and the DC voltage is converted into a high-frequency voltage by an inverter, and a load including a fluorescent lamp as a load. Power supply devices that supply high-frequency power to resonant circuits are widely used.
[0003]
FIG. 19 is a schematic configuration diagram showing such a conventional power supply apparatus. This power supply apparatus includes a full-wave rectifier DB that full-wave rectifies AC power from the power supply AC into DC power, and both outputs of the full-wave rectifier DB. Transistors Q11 and Q12 connected in series between the terminals, these transistors Q11 and Q12 and diodes D11 and D12 connected in reverse parallel to each other, and capacitors C11 and C12 connected in series between both output terminals of the full-wave rectifier DB And an inductor L1, a capacitor C10 that constitutes a resonance circuit together with the inductor L1, and a load Z connected in parallel with the capacitor C10. Between the connection point of the transistors Q11 and Q12 and the connection point of the capacitors C11 and C12 The connected load resonance circuit 11PA, the collector of the transistor Q11 and the positive terminal are connected. A sliding capacitor CE10 is connected between the emitter of the transistor Q12 and the negative terminal of the capacitor CE10, and a diode D13 for flowing a discharging current of the capacitor CE10. A connection point between the inductor L1 and the capacitor C10 and the capacitor CE10 A diode D14 is provided between the negative terminal and a charging current for the capacitor CE10 (see Japanese Patent Laid-Open No. 5-56647).
[0004]
In this power supply device, the inductor L1 of the inverter and the transistor Q12 are also used as components of the step-down chopper. The capacitor CE10 is charged by the step-down chopper, and the power supply voltage is low from the capacitor CE10 through the diode D13. The inverter is configured to supply DC power.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional power supply device shown in FIG. 19, there is a case where an inductance value appropriate for the operation of the step-down chopper cannot be set for the inductor L1. This is because, when setting the values of the inductor L1 and the capacitor C10 constituting the LC resonance circuit, the capacitance value of the capacitor C10 is first determined because the voltage to be applied to the load Z is generated at both ends of the capacitor C10. This is because the value of the inductor L1 is greatly limited by the value of the capacitor C10 because the inductance value of the inductor L1 is determined after that. In particular, when the load Z is a fluorescent lamp, the capacitor C10 is often connected between the non-power supply side filaments of the fluorescent lamp in order to allow an appropriate preheating current to flow through the filament of the fluorescent lamp. In such a case as well, the capacitance value of the capacitor C10 is first determined so that an appropriate preheating current flows, and then the inductance value of the inductor L1 is determined, so that the value that the inductor L1 can take is increasingly limited. In some cases, the inductor L1 cannot be set to an inductance value appropriate for the charge / discharge operation of the capacitor CE10, that is, the operation of the step-down chopper. As a result, the input voltage (see the waveform shown by the solid line in FIG. 20A) and the input current (see the waveform shown by the broken line in FIG. 20A) are taken into the step-down chopper from the power source AC, and the inverter chopper An appropriate smoothing voltage cannot be obtained at the valleys of the voltage applied to both ends (see FIG. 20B), and an appropriate output current cannot be supplied to the load Z. That is, as shown in FIG. 20C, a high-frequency current having a poor crest factor flows through the load Z.
[0006]
FIG. 21 is a schematic configuration diagram showing a discharge lamp lighting device filed separately by the present applicant. This discharge lamp lighting device includes a full-wave rectifier DB that full-wave rectifies AC power from an AC power source AC into DC power; A diode D25 to which the positive output terminal and anode of the full wave rectifier DB are connected, FETs Q21 and Q22 connected in series between the cathode of the diode D25 and the negative output terminal of the full wave rectifier DB, and a full wave A capacitor C21 having one end connected to a positive output terminal of the rectifier DB, a discharge lamp La having a pair of filaments, a primary winding connected between the connection point of the FETs Q21 and Q22 and the other end of the capacitor C21. A leakage transformer (hereinafter simply referred to as a transformer) T2 having a secondary winding connected in parallel to each one end of both filaments of the discharge lamp La A load resonance circuit 21PA composed of a capacitor C10 connected in parallel with the other end sides of both filaments of La, a smoothing capacitor CE20 connected to the drain and the positive terminal of the FET Q21, a source of the FET Q22, and a negative electrode of the capacitor CE20 A diode D23 for passing a discharge current of the capacitor CE20, and a connection point between the primary winding and the capacitor C21 and a negative terminal of the capacitor CE20. A diode D24 for supplying a charging current, a capacitor C23 connected in parallel with the capacitor CE20 and the diode D23, and a capacitor C24 connected in parallel with the diode D25 are provided (Japanese Patent Application No. 10-270418).
[0007]
In this discharge lamp lighting device, an LC resonance circuit is configured by the leakage inductance of the transformer T2 and the capacitor C10. In this case, the specification of the primary winding of the transformer T2 is determined by a saturation design for obtaining a leakage inductance and a starting voltage so that a voltage sufficient for starting is applied to the discharge lamp La by the resonance operation of the LC resonance circuit. The For this reason, as in the power supply device of FIG. 19, the input voltage (see the waveform shown by the solid line in FIG. 22A) and the input current (see the waveform shown by the broken line in FIG. 22A) are taken from the power supply AC. An appropriate smoothing voltage cannot be obtained at the valleys of the voltage applied to both ends of the inverter (see FIG. 22B), and an appropriate output current cannot be supplied to the discharge lamp La. That is, as shown in FIG. 22 (c), a high-frequency current having a poor crest factor flows through the discharge lamp La.
[0008]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a power supply apparatus that can make both the input current distortion and the output current crest factor appropriate.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, a power supply device according to claim 1 comprises a full-wave rectifier for full-wave rectification of AC power to DC power, and an LC resonance circuit and a load connected to the output of the full-wave rectifier. Load resonance circuit And not more than two switching elements including a switching element that is connected to one end of an inductor constituting the LC resonance circuit and is shared with a step-down chopper; An inverter having a smoothing capacitor for supplying DC power to the inverter; One end side connected to the switching element shared with the step-down chopper in the inductor Part of and Shared with buck chopper A charging diode for flowing a charging current from the output of the full-wave rectifier to the smoothing capacitor via a switching element and a discharging diode for supplying DC power from the smoothing capacitor to the inverter are provided.
[0010]
In this configuration, for example, the inductance value and the capacitance value of the LC resonance circuit can be determined, and the inductance value of a part of the inverter inductor can be determined within the range of the inductance value. It is possible to set the inductance value of the LC resonance circuit so that a smooth voltage is generated. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0011]
It is also possible to provide a diode that is connected in parallel with the switching element together with the load resonance circuit, one of the output terminals of the full-wave rectifier and one end connected in the forward direction, and a capacitor connected in parallel with the diode. Good (claim 2). According to this configuration, the input current can be drawn even when the output voltage of the full-wave rectifier is low.
[0012]
The load resonance circuit may include a transformer connected to the load on the secondary side. According to this configuration, for example, when the load is a discharge lamp, the discharge lamp having a high lamp voltage can be turned on, and a plurality of discharge lamps can be turned on in series.
[0013]
The inductor constituting the load resonance circuit may be arranged on the secondary side of the transformer, and one end of the inductor arranged on the secondary side may be connected to the primary side. Even with this configuration, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0014]
The transformer may be a leakage transformer. According to this configuration, the leakage inductance of the leakage transformer can be used as the inductor of the LC resonance circuit.
[0015]
Furthermore, a part of the inductor may be a part of one winding of the transformer. Even with this configuration, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0016]
The power supply device according to claim 7 is a full-wave rectifier for full-wave rectifying AC power into DC power, a pair of switching elements connected in series between both output terminals of the full-wave rectifier, and the full-wave rectifier A first capacitor to which one and both ends of both output terminals are connected, an inductor, a capacitor constituting an LC resonance circuit together with the inductor, and a load connected in parallel with the capacitor, and a connection point of the pair of switching elements A load resonance circuit connected between the first capacitor and the other end of the first capacitor, a smoothing capacitor having one end connected to one end of the pair of switching elements, and the other end of the pair of switching elements. And a discharge diode for flowing a discharge current of the smoothing capacitor, and the smoothing capacitor. A charging diode for flowing a charging current of the sensor, and an inductor constituting the LC resonance circuit includes a first inductor to which a connection point and one end of the pair of switching elements are connected, and other than the first inductor The charging diode is connected between the other end of one of the first and second inductors and the other end of the smoothing capacitor.
[0017]
In this configuration, when the charging diode is connected between the other end of the first inductor and the other end of the smoothing capacitor, for example, the inductance value and the capacitance value of the LC resonance circuit are determined and are within the range of the inductance value. Thus, since the inductance value of the first inductor can be determined, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the smoothing capacitor. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate. Further, when the charging diode is connected between the other end of the second inductor and the other end of the smoothing capacitor, the impedance of the charging path of the smoothing capacitor is satisfied while satisfying the relationship between the inductance value and the capacitance value of the LC resonance circuit. Can be set to an arbitrary value, so that it is possible to design a circuit that makes both the input current distortion and the output current crest factor appropriate.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention. The first embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0019]
A power supply device 10 shown in FIG. 1 is connected in series between a full-wave rectifier DB that full-wave rectifies AC power from an AC power supply AC into direct-current power, and both output terminals of the full-wave rectifier DB. Transistors Q11 and Q12 (a pair of switching elements) operating as inverters, diodes D11 and D12 connected in antiparallel with these transistors Q11 and Q12, respectively, and a capacitor C11 connected in series between both output terminals of the full-wave rectifier DB , C12, an inductor L10, a capacitor C10 that forms an LC resonance circuit together with the inductor L10, and a load Z connected in parallel with the capacitor C10, and a connection point between the transistors Q11 and Q12 and a connection point between the capacitors C11 and C12 Load resonance circuit LD connected between A smoothing capacitor CE10 to which the collector and the positive terminal of the capacitor Q11 are connected, and a diode D13 (discharge) which is connected between the emitter of the transistor Q12 and the negative terminal of the capacitor CE10 and allows the discharge current of the capacitor CE10 to flow. Diode) and a diode D14 (charging diode) for flowing the charging current of the capacitor CE10.
[0020]
The power supply device 10 having the above configuration will be described in more detail. The inductor L10 has an intermediate tap, and an inductor L11 (first inductor) to which the connection point and one end of the transistors Q11 and Q12 are connected, and the inductor L11 connected in series. The load L and the capacitor C10 connected in parallel are connected between the inductor L10 and the connection point of the capacitors C11 and C12. A charging diode D14 is connected between the negative terminal of the capacitor CE10 and the other end of the inductor L11.
[0021]
However, the transistors Q11 and Q12 are alternately turned on / off by a high frequency control signal from a control circuit (not shown), for example. In the first embodiment, the transistors Q11, Q12, the load resonance circuit LD, and the like constitute an inverter. Furthermore, the capacitors C11 and C12 are power supply capacitors that divide the input voltage of the inverter, and have a sufficiently larger capacity than the resonance capacitor C10.
[0022]
Next, an example of setting procedure of each value of the LC resonance circuit in the power supply apparatus 10 having the above configuration will be described. A desired voltage is generated at both ends of the capacitor C10 due to resonance of the LC resonance circuit, or a desired current is First, the capacitance value of the capacitor C10 and the inductance value of the inductor L10 are determined with priority given to the capacitance value of the capacitor C10 so that the load Z flows.
[0023]
Next, the number of turns of the inductor L11 in the inductor L10 in which the inductance value is determined is determined so that the capacitor CE10 is appropriately charged and discharged by the step-down chopper side, that is, the step-down chopper instead of the LC resonance circuit. The LC resonance circuit is set according to the above.
[0024]
Thus, if the circuit configuration shown in FIG. 1 is adopted, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the load Z or an appropriate current flows through the load Z. In addition, by assigning the inductor L11, which is a part of the inductor L10, to the step-down chopper, it becomes possible to arbitrarily set the number of turns of the inductor L11 within the range of the number of turns of the inductor L10. It is possible to set the inductance value of the LC resonance circuit so that a smooth voltage is generated.
[0025]
2 and 3 are diagrams for explaining the operation of the power supply apparatus shown in FIG. 1, and an example of the operation of the power supply apparatus 10 will be described with reference to these drawings.
[0026]
First, the operation of supplying high-frequency power to the load resonance circuit LD will be described. When the transistor Q11 is turned on, as shown in FIG. 2A, a capacitor C11, a transistor Q11, an inductor L10, a load Z and a capacitor C10 are connected in parallel. A current flows through the circuit and the path of the capacitor C11. On the other hand, when the transistor Q12 is turned on, as shown in FIG. 2B, a current flows through the path of the capacitor C12, the parallel circuit of the load Z and the capacitor C10, the inductor L10, the transistor Q12, and the capacitor C12. Thus, high-frequency currents that are opposite to each other flow through the load Z by the high-frequency switching operation of the transistors Q11 and Q12, and high-frequency power is supplied.
[0027]
Here, since the voltage generated at both ends of the capacitor C10 is applied to the load Z due to the resonance action of the LC resonance circuit composed of the inductor L10 and the capacitor C10, the load Z is applied with the switching frequency of the transistors Q11 and Q12. By controlling the above, it is possible to control the voltage applied to the load Z.
[0028]
Next, the charging / discharging operation of the capacitor CE10 will be described. When the transistor Q12 is turned on in a period in which the power supply voltage is sufficiently high, that is, in a period in which the output voltage of the full-wave rectifier DB is higher than the voltage across the capacitor CE10, FIG. As shown to (a), an electric current flows into the path | route of full wave rectifier DB, capacitor | condenser CE10, diode D14, inductor L11, transistor Q12, and full wave rectifier DB. On the other hand, when the transistor Q12 is turned off, as shown in FIG. 3B, the regenerative current flows through the paths of the inductor L11, the diode D11, the capacitor CE10, the diode D14, and the inductor L11 by the energy accumulated in the inductor L11. . Accordingly, the capacitor CE10 is charged by the rectified output of the full-wave rectifier DB and is charged by the energy accumulated in the inductor L11. That is, the capacitor CE10 is charged by the step-down chopper configured by the inductor L11, which is a part of the inductor L10, the diodes D11 and D14, the transistor Q12, and the capacitor CE10.
[0029]
In this charging operation, when the power supply voltage enters a low period, the capacitor CE10 is connected to both ends of the transistors Q11 and Q12 via the diode D13. As a result, DC power is supplied to the input of the inverter composed of the transistors Q11 and Q12.
[0030]
As described above, according to the first embodiment, the inductor L11 which is a part of the inductor L10 on the inverter side is also used as the inductor of the step-down chopper. Therefore, if the number of turns of the inductor L11 is arbitrarily set, the full-wave rectifier DB Within the range up to the output peak voltage, the smoothing voltage by the capacitor CE10 can be set to an arbitrary voltage. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0031]
In addition, during charging of the capacitor CE10 constituting the step-down chopper, in the conventional power supply device shown in FIG. 19, the output of the full-wave rectifier DB is transmitted only by the capacitor through the path of the capacitor CE10, the diode D14, the capacitor C10, and the capacitor C12. In contrast to the voltage division, in the power supply device 10 of the first embodiment, the capacitor CE10, the diode D14, the inductor L12, the capacitor C10, and the capacitor C12 become paths, and the inductor is interposed in addition to the capacitor. Thus, it is possible to apply a stable high frequency voltage without a steep voltage waveform change to the load Z.
[0032]
FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the second embodiment of the present invention. The second embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0033]
The power supply device 20 shown in FIG. 4 includes a full-wave rectifier DB that full-wave rectifies AC power from the AC power supply AC into direct-current power, a diode D25 to which the positive output terminal of the full-wave rectifier DB and an anode are connected, FETs Q21 and Q22 (a pair of switching elements) connected in series between the output terminals of the full-wave rectifier DB, that is, between the cathode of the diode D25 and the negative output terminal of the full-wave rectifier DB, and the full-wave rectifier DB A capacitor C21 (first capacitor) having one end connected to the positive output terminal, a load resonance circuit LD connected between the connection point of the FETs Q21 and Q22 and the other end of the capacitor C21, and the drain and the positive polarity of the FET Q21 The smoothing capacitor CE20 to which the terminal is connected is connected between the source of the FET Q22 and the negative terminal of the capacitor CE20. A diode D23 (discharge diode) for flowing the discharge current of the sensor CE20, a diode D24 (charge diode) for flowing the charge current of the capacitor CE20, a capacitor C23 connected in parallel with the capacitor CE20 and the diode D23, It is comprised by the capacitor | condenser C24 as an impedance element connected in parallel with the diode D25.
[0034]
The power supply device 20 having the above configuration will be described in more detail. The load resonance circuit LD is configured in the same manner as in the first embodiment, and one end of the inductor L11 configuring the inductor L10 is connected to the connection point of the FETs Q21 and Q22. The diode D24 is connected between the negative terminal of the capacitor CE20 and the other end of the inductor L11.
[0035]
However, the FETs Q21 and Q22 are alternately turned on / off by a high frequency control signal from a control circuit (not shown), for example. Each of the FETs Q21 and Q22 has a structure in which a source substrate is connected and a parasitic diode is connected to a drain and a source, respectively, a cathode and an anode. Furthermore, in the second embodiment, an inverter is configured by the FETs Q21 and Q22, the load resonance circuit LD, and the like.
[0036]
Next, an example of the procedure for setting each value of the LC resonance circuit in the power supply device 20 having the above configuration will be described. A desired voltage is generated across the capacitor C10 due to resonance of the LC resonance circuit, or a desired current is generated. First, the capacitance value of the capacitor C10 and the inductance value of the inductor L10 are determined with priority given to the capacitance value of the capacitor C10 so that the load Z flows.
[0037]
Next, the number of turns of the inductor L11 in the inductor L10 in which the inductance value is determined is determined so that the capacitor CE20 is appropriately charged and discharged by the step-down chopper side, that is, the step-down chopper instead of the LC resonance circuit, and the determination results The LC resonance circuit is set according to the above.
[0038]
Thus, if the circuit configuration shown in FIG. 4 is adopted, the capacitance value of the LC resonant circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the load Z or an appropriate current flows through the load Z. In addition, by assigning the inductor L11, which is a part of the inductor L10, to the step-down chopper, the number of turns of the inductor L11 can be arbitrarily set within the range of the number of turns of the inductor L10. It is possible to set the inductance value of the LC resonance circuit so that a smooth voltage is generated.
[0039]
An example of the charging / discharging operation of the capacitor CE20 will be described. A period in which the power supply voltage is sufficiently high, that is, a period in which the output voltage of the full-wave rectifier DB is higher than the total voltage of the voltage across the capacitor C24 and the voltage across the capacitor CE20. When the FET Q22 is turned on, as shown in FIG. 5 (a), a current flows in the path of the full-wave rectifier DB, the capacitor C21, the parallel circuit of the load Z and the capacitor C10, the inductor L10, the FET Q22, and the full-wave rectifier DB. Flowing. When the capacitor C21 is fully charged by this current, as shown in FIG. 5B, the full-wave rectifier DB, the parallel circuit of the capacitor C24 and the diode D25, the capacitor CE20, the diode D24, the inductor L11, the FET Q22, and the full-wave A current flows through the path of the rectifier DB. Thereafter, when the FET Q22 is turned off, as shown in FIG. 5C, the energy accumulated in the inductor L11 causes a regenerative current in the path of the inductor L11, the parasitic diode of the FET Q21, the capacitor CE20, the diode D24, and the inductor L11. Flows. Thereby, the capacitor CE20 is charged by the rectified output of the full-wave rectifier DB and is charged by the energy accumulated in the inductor L11. That is, the capacitor CE20 is charged by the step-down chopper configured by the inductor L11, which is a part of the inductor L10, the parasitic diode of the FET Q21, the diode D24, the FET Q22, and the capacitor CE20.
[0040]
In this charging operation, when the power supply voltage enters a low period, the capacitor CE20 is connected to both ends of the FETs Q21 and Q22 via the diode D23. As a result, DC power is supplied to the input of the inverter composed of the FETs Q21 and Q22.
[0041]
Here, when the FET Q22 is turned on while the power supply voltage is low, as shown in FIG. 6A, a capacitor CE20, a capacitor C24, a capacitor C21, a parallel circuit of a load Z and a capacitor C10, an inductor L10, an FET Q22, a diode A current flows through the path of D23 and the capacitor CE20, and a rightward voltage is generated across the capacitor C24 in the figure. Thereafter, when the voltage across the capacitor C24 reaches the voltage difference between the voltage across the capacitor CE20 and the output voltage of the full-wave rectifier DB, even if the output voltage of the full-wave rectifier DB is lower than the voltage of the capacitor CE20, FIG. As shown in b), the input current from the power source AC flows through the path of the full-wave rectifier DB, the capacitor C21, the parallel circuit of the load Z and the capacitor C10, the inductor L10, the FET Q22, and the full-wave rectifier DB. That is, by providing the capacitor C24, the input current can be drawn even if the output voltage of the full-wave rectifier DB is low. As a result, the input current distortion is improved.
[0042]
As described above, according to the second embodiment, the inductor L11 which is a part of the inductor L10 on the inverter side is also used as the inductor of the step-down chopper. Therefore, if the number of turns of the inductor L11 is arbitrarily set, the full-wave rectifier DB Within the range up to the output peak voltage, the smoothing voltage by the capacitor CE10 can be set to an arbitrary voltage. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0043]
Further, there is no period during which the output of the full-wave rectifier DB is divided only by the capacitor during charging of the capacitor CE20 constituting the step-down chopper, and even if the FET Q22 that charges the capacitor CE20 is turned on, the load Z is only the capacitor. Since the inductor L12 is interposed in series, the load Z can be applied with a stable high-frequency voltage without a sharp voltage waveform change.
[0044]
FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the third embodiment of the present invention. When the third embodiment is described below with reference to this figure, the power supply device 30 includes a load including the discharge lamp La as a load. The configuration is the same as that of the power supply device 20 of the second embodiment except that the resonance circuit LDa is provided. In other words, in the load resonance circuit LDa, the discharge lamp La is connected between the capacitor C21 and the inductor L10 at one end of each of its own filaments so as to be interposed between the capacitor C21 and the inductor L10. The end side is connected in parallel with the capacitor 10.
[0045]
Next, although it is already clear, the setting procedure example of each value of the LC resonance circuit is outlined. First, the capacitance value of the capacitor C10 is given priority and the capacitance value of the capacitor C10 and the inductance value of the inductor L10 are determined. Then, the number of turns of the inductor L11 is determined, and the LC resonance circuit is set according to these determination results.
[0046]
As described above, even in the circuit configuration shown in FIG. 7, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the discharge lamp La or an appropriate current flows to the discharge lamp La. At the same time, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the capacitor CE20. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0047]
Further, if the switching frequency of the inverter is increased when the power is turned on, the pre-heating and starting of the filament can be easily performed for the discharge lamp La, and the pre-heating is always maintained so that the filament is kept at a constant temperature even during lighting. It becomes possible.
[0048]
Further, since the discharge lamp La is connected to the closed loop via the inductor L10 or a part of the inductor L10 in addition to the capacitor, it is possible to avoid a steep lamp voltage fluctuation and to stably light the discharge lamp La.
[0049]
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the fourth embodiment of the present invention. The fourth embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0050]
A power supply device 40 shown in FIG. 8 includes a full-wave rectifier DB that full-wave rectifies AC power from the AC power supply AC into DC power, a diode D35 to which a negative output terminal of the full-wave rectifier DB and a cathode are connected, FETs Q21 and Q22 connected in series between both output terminals of the full-wave rectifier DB, that is, between the positive output terminal of the full-wave rectifier DB and the anode of the diode D35, and the negative output terminal and one end of the full-wave rectifier DB. Is connected to the capacitor C31 (first capacitor), the load resonance circuit LDb connected between the connection point of the FETs Q21 and Q22 and the other end of the capacitor C31, and the drain of the FET Q21 and the smoothing terminal connected to the positive terminal. Capacitor CE20, a positive current terminal of capacitor CE20 and a source of FET Q22, and a discharge current of capacitor CE20. A diode D23 (discharge diode) for flowing, a diode D24 (charge diode) for flowing the charging current of the capacitor CE20, a capacitor C23 connected in parallel with the capacitor CE20 and the diode D23, and a diode D35. And a capacitor C34 as an impedance element.
[0051]
The power resonance device 40 having the above configuration will be described in more detail. The load resonance circuit LDb has an inductor L10, a discharge lamp La having a pair of filaments, and a primary winding connected between the inductor L10 and the capacitor C31. A transformer T1 having a secondary winding connected in parallel to each one end of both filaments of the discharge lamp La, and a capacitor C10 connected in parallel to each other end of both filaments of the discharge lamp La, and an inductor L10 Is connected to the connection point of the FETs Q21 and Q22. The diode D24 is connected between the negative terminal of the capacitor CE20 and the other end of the inductor L11.
[0052]
Next, an example of setting procedure of each value of the LC resonance circuit will be outlined. First, the capacitance value of the capacitor C10 is given priority and the capacitance value of the capacitor C10 and the inductance value of the inductor L10 are determined. The number of turns is determined, and the LC resonance circuit is set according to these determination results.
[0053]
Thus, even in the circuit configuration shown in FIG. 8, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the discharge lamp La or an appropriate current flows to the discharge lamp La. At the same time, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the capacitor CE20. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0054]
Further, by interposing the transformer T1 in the output, it is possible to turn on a discharge lamp having a high lamp voltage and to turn on a plurality of discharge lamps in series.
[0055]
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a fifth embodiment of the present invention. The fifth embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0056]
The power supply device 50 shown in FIG. 9 includes a full-wave rectifier DB, FETs Q21 and Q22, capacitors CE20, C23, C31, and C34, and diodes D23, D24, and D35 in the same manner as in the fourth embodiment. As a difference from the embodiment, a load resonance circuit LDc connected between the connection point of the FETs Q21 and Q22 and the other end of the capacitor C31 is provided.
[0057]
The load resonance circuit LDc is connected between the inductor L10, a capacitor C55 connected in series with the inductor L10, a discharge lamp La having a pair of filaments, and a connection point between the FETs Q21 and Q22 and the other end of the capacitor C31. A transformer T1 having a primary winding and a secondary winding connected in parallel to each one end of both filaments of the discharge lamp La via an inductor L10 and a capacitor C55, and both filaments of the discharge lamp La The other end side is composed of a capacitor C10 connected in parallel, and one end of the inductor L11 constituting the inductor L10 is connected to the connection point of the FETs Q21 and Q22. The diode D24 is connected between the negative terminal of the capacitor CE20 and the other end of the inductor L11. However, the capacitor C55 is a DC cut capacitor for preventing a direct current output from being applied to the discharge lamp La, and is set to a capacitance value that is sufficiently larger than the capacitor C10 and does not significantly affect the LC resonance. .
[0058]
Next, an example of setting procedure of each value of the LC resonance circuit will be outlined. First, the capacitance value of the capacitor C10 is given priority and the capacitance value of the capacitor C10 and the inductance value of the inductor L10 are determined. The number of turns is determined, and the LC resonance circuit is set according to these determination results.
[0059]
Thus, even in the circuit configuration shown in FIG. 9, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the discharge lamp La or an appropriate current flows to the discharge lamp La. At the same time, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the capacitor CE20. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0060]
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the sixth embodiment of the present invention. The sixth embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0061]
A power supply device 60 shown in FIG. 10 includes a full-wave rectifier DB, FETs Q21 and Q22, capacitors CE20, C23, C31, and C34, and diodes D23, D24, and D35 as in the fourth embodiment. A load resonance circuit LDd different from the configuration is provided.
[0062]
The load resonance circuit LDc is connected between a discharge lamp La having a pair of filaments, an inductor L21 having one end connected to a connection point between the FETs Q21 and Q22, and the other end of the inductor L21 and the other end of the capacitor C31. A transformer (leakage transformer) T2 having a primary winding and a secondary winding connected in parallel to each one end of both filaments of the discharge lamp La, and each other end of both filaments of the discharge lamp La The capacitor C10 is connected in parallel and constitutes an LC resonance circuit together with the inductor L21 and the leakage inductance of the transformer T2. The diode D24 is connected between the other end of the inductor L21, which is a part of the inductor constituting the LC resonance circuit, and the negative terminal of the capacitor CE20.
[0063]
Next, an example of the setting procedure of each value of the LC resonance circuit will be outlined. First, the capacitance value of the capacitor C10 is given priority, and the capacitance value of the capacitor C10, the leakage inductance of the transformer T2, and the inductance value of the inductor L21 are determined. Next, the inductance value of the inductor L21 is prioritized to determine the leakage inductance of the transformer T2 and the inductance value of the inductor L21, and the LC resonance circuit is set according to these determination results.
[0064]
As described above, even in the circuit configuration shown in FIG. 10, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the discharge lamp La or an appropriate current flows to the discharge lamp La. At the same time, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the capacitor CE20. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0065]
In the sixth embodiment, a step-down chopper is provided in the path of the full-wave rectifier DB, the capacitor CE20, the diode D24, the inductor L21, the FET Q22, the diode D35 and the capacitor C34, and the path of the full-wave rectifier DB without providing an intermediate tap. A circuit charging path can be formed.
[0066]
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the seventh embodiment of the present invention. The seventh embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0067]
A power supply device 70 shown in FIG. 11 includes a full-wave rectifier DB, FETs Q21, Q22, capacitors CE20, C23, C31, C34, and diodes D23, D24, D35 in the same manner as in the sixth embodiment. A load resonance circuit LDe different from the configuration is provided.
[0068]
The load resonance circuit LDe includes an inductor L21 having one end connected to the connection point of the FETs Q21 and Q22, a capacitor C55 connected in series to the other end of the inductor L21, a discharge lamp La having a pair of filaments, and FETs Q21, A secondary winding having a primary winding connected between the connection point of Q22 and the other end of the capacitor C31, and connected in parallel to one end sides of both filaments of the discharge lamp La via an inductor L21 and a capacitor C55. A transformer (leakage transformer) T2 having windings and a capacitor C10 that is connected in parallel to the other end sides of both filaments of the discharge lamp La and constitutes an LC resonance circuit together with a leakage inductance of the inductor L21 and the transformer T2.
[0069]
Next, an example of the setting procedure of each value of the LC resonance circuit will be outlined. First, the capacitance value of the capacitor C10 is given priority, and the capacitance value of the capacitor C10, the leakage inductance of the transformer T2, and the inductance value of the inductor L21 are determined. Next, the inductance value of the inductor L21 is prioritized to determine the leakage inductance of the transformer T2 and the inductance value of the inductor L21, and the LC resonance circuit is set according to these determination results.
[0070]
As described above, even in the circuit configuration shown in FIG. 11, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the discharge lamp La or an appropriate current flows to the discharge lamp La. At the same time, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the capacitor CE20. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0071]
FIG. 12 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the eighth embodiment of the present invention. The eighth embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0072]
A power supply device 80 shown in FIG. 12 includes a full-wave rectifier DB that full-wave rectifies AC power from the AC power supply AC into direct-current power, a diode D25 to which the positive output terminal and the anode of the full-wave rectifier DB are connected, FETs Q21 and Q22 (a pair of switching elements) connected in series between the output terminals of the full-wave rectifier DB, that is, between the cathode of the diode D25 and the negative output terminal of the full-wave rectifier DB, and the full-wave rectifier DB Capacitor C21 (first capacitor) connected at one end to the positive output terminal, load resonance circuit LDf connected between the connection point of FETs Q21 and Q22 and the other end of capacitor C21, and the source and negative polarity of FET Q22 A smoothing capacitor CE30 to which a terminal is connected, connected between the drain of the FET Q21 and the positive terminal of the capacitor CE30; A diode D33 (discharge diode) for flowing the discharge current of the capacitor CE30, a diode D34 (charge diode) for flowing the charge current of the capacitor CE30, a capacitor C23 connected in parallel with the capacitor CE30 and the diode D33, The capacitor C24 is connected in parallel with the diode D25.
[0073]
The power supply device 80 having the above configuration will be described in more detail. The load resonance circuit LDf includes a primary winding connected between the discharge lamp La having a pair of filaments, the connection point between the FETs Q21 and Q22, and the other end of the capacitor C21. A leakage transformer (hereinafter simply referred to as a transformer) T3 having a wire and having a secondary winding connected in parallel to each one end of both filaments of the discharge lamp La, and connected in parallel to each other end of both filaments of the discharge lamp La And a capacitor C10 that constitutes an LC resonance circuit together with the excitation inductance of the primary winding of the transformer T3, the primary winding of the transformer T3 has an intermediate tap, and the connection point and one end of the FETs Q21 and Q22 are connected. And an inductor L31 (first inductor) formed of a part of the exciting inductance of the primary winding, and the inductor L31 Connected in series, it is divided into two inductance elements of the inductor L32 (second inductor) made by the remainder of the excitation inductance of the primary winding. The diode D34 is connected between the positive terminal of the capacitor CE20 and the other end of the inductor L31.
[0074]
In the discharge lamp lighting device of FIG. 21, the capacitor CE20 includes a full-wave rectifier DB, a parallel circuit of a diode D25 and a capacitor C24, a capacitor CE20, a diode D24, a primary winding of a transformer T2, an FET Q22, and a full-wave rectifier. It is charged by the DB path, and this path includes all the exciting inductances of the primary winding of the transformer T2. On the other hand, in the power supply device 80, the capacitor CE30 is charged by the full-wave rectifier DB, the parallel circuit of the diode D25 and the capacitor C24, the path of the FET Q21, the inductor L31, the diode D34, the capacitor CE30, and the full-wave rectifier DB. This path includes an inductor L31 as an exciting inductance that is a part of the primary winding of the transformer T3. In this respect, the power supply device 80 is different from the discharge lamp lighting device of FIG.
[0075]
Next, an example of setting procedure of each value of the LC resonance circuit will be outlined. First, the capacitance value of the capacitor C10 is given priority and the capacitance value of the capacitor C10 and the inductance values of the inductors L31 and L32 are determined. The inductance value of the inductors L31 and L32 is determined giving priority to the inductance value of L31, and the LC resonance circuit is set according to these determination results.
[0076]
As described above, even in the circuit configuration shown in FIG. 12, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the discharge lamp La or an appropriate current flows to the discharge lamp La. At the same time, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the capacitor CE30. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0077]
In the eighth embodiment, the inductor of the LC resonance circuit is constituted by the leakage inductor of the transformer T3. For example, as shown in FIG. 13, another inductor L2 is interposed in series in the secondary winding of the transformer T3. It is also possible to adopt a configuration. Even in this configuration, if the inductance value of the inductor L31 is appropriately set, an appropriate smoothing voltage can be generated in the capacitor CE30, and a circuit design that makes both the input current distortion and the output current crest factor appropriate can be achieved. It becomes possible. If an inductor having an intermediate tap is used and one end of one inductance element of the inductor is connected to the connection point of the FETs Q21 and Q22, the same effect can be obtained without using a leakage transformer. It becomes possible.
[0078]
FIG. 14 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the ninth embodiment of the present invention. The ninth embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0079]
A power supply device 90 shown in FIG. 14 includes a full-wave rectifier DB, FETs Q21 and Q22, capacitors CE20, C23, C31, and C34, and diodes D23, D24, and D35 as in the fourth embodiment. A load resonance circuit LDg different from the configuration is provided.
[0080]
The load resonant circuit LDg has a discharge lamp La having a pair of filaments, a primary winding connected between the connection point of the FETs Q21 and Q22 and the other end of the capacitor C31, and both filaments of the discharge lamp La. A leakage transformer (hereinafter simply referred to as a transformer) T4 having a secondary winding connected in parallel to each one end of each of the lamps and an excitation of the secondary winding of the transformer T4 connected in parallel to each other end of both filaments of the discharge lamp La And a capacitor C10 that constitutes an LC resonance circuit together with an inductance. The secondary winding of the transformer T4 has an intermediate tap, and the connection point and one end of the FETs Q21 and Q22 are connected to each other, and one of the excitation inductances of the secondary winding. Inductor L41 (first inductor) composed of a portion, and an excitation inductance of the secondary winding connected in series with this inductor L41 It is divided into two inductance elements of the inductor L42 (second inductor) made by the balance. The diode D24 is connected between the negative terminal of the capacitor CE20 and the other end of the inductor L41.
[0081]
Here, in the power supply device 80 of the eighth embodiment, the capacitor CE30 includes a full-wave rectifier DB, a parallel circuit of the diode D25 and the capacitor C24, a path of the FET Q21, the inductor L31, the diode D34, the capacitor CE30, and the full-wave rectifier DB. Charged. In contrast, in the power supply device 90 of the present embodiment, the capacitor CE20 includes the full-wave rectifier DB, the capacitor CE20, the diode D24, the inductor L41, the FET Q22, the parallel circuit of the diode D35 and the capacitor C34, and the path of the full-wave rectifier DB. Is different from the power supply device 80 in that it passes through the inductor L41 on the secondary winding side of the transformer.
[0082]
Next, the setting procedure example of each value of the LC resonance circuit will be outlined. First, the capacitance value of the capacitor C10 is given priority to determine the capacitance value of the capacitor C10 and the inductance values of the inductors L41 and L42. The inductance value of the inductors L41 and L42 is determined giving priority to the inductance value of L41, and the LC resonance circuit is set according to these determination results.
[0083]
Thus, even in the circuit configuration shown in FIG. 14, the capacitance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate voltage is applied to the discharge lamp La or an appropriate current flows to the discharge lamp La. At the same time, the inductance value of the LC resonance circuit can be set so that an appropriate smoothing voltage is generated in the capacitor CE20. As a result, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate.
[0084]
In the ninth embodiment, the inductor of the LC resonance circuit is constituted by the leakage inductor of the transformer T4. For example, as shown in FIG. 15, another inductor L2 is interposed in series in the secondary winding of the transformer T4. It is also possible to adopt a configuration. Even in this configuration, if the inductance value of the inductor L41 is appropriately set, an appropriate smoothing voltage can be generated in the capacitor CE20, and a circuit design that makes both the input current distortion and the output current crest factor appropriate can be achieved. It becomes possible. If an inductor having an intermediate tap is used and one end of one inductance element of the inductor is connected to the connection point of the FETs Q21 and Q22, the same effect can be obtained without using a leakage transformer. It becomes possible.
[0085]
FIG. 16 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the tenth embodiment of the present invention. When the tenth embodiment is described below with reference to FIG. A so-called self-excited control circuit is applied to an unillustrated control circuit in the power supply device 40 of FIG.
[0086]
This self-excited control circuit is magnetically coupled to the inductor L10 with the polarity shown in FIG. 16 and a gate waveform adjusting resistor R1 to which the gate and one end of the FET Q21 are connected. The other end of the resistor R1 is connected to the FETs Q21 and Q22. The inductor L13 connected between the points, the gate waveform adjusting resistor R2 connected to the gate and one end of the FET Q22, and the inductor L10 are magnetically coupled with the polarity shown in FIG. 16, and the other end of the resistor R2 and the FET Q22 are connected. And an inductor L14 connected between the source and the source. That is, the polarity of the voltage generated between the gate and source of the FET Q21 and the polarity of the voltage generated between the gate and source of the FET Q22 are opposite to each other. However, in the example shown in FIG. 16, a transformer having a primary winding as the inductor L10 and having secondary windings as the inductors (drive windings) L13 and L14 is used.
[0087]
As a result, the FETs Q21 and Q22 are alternately turned on / off according to the polarity of the current flowing through the inductor L10, so that the same effect as in the fourth embodiment can be obtained, and the cost of the power supply device 100 is increased. Reduction is possible.
[0088]
FIG. 17 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to an eleventh embodiment of the present invention. The eleventh embodiment will be described below with reference to this diagram.
[0089]
The power supply device 110 shown in FIG. 17 is configured by forming a load resonance circuit LDh by removing the capacitor C55 and applying a self-excited control circuit to the configuration of the power supply device 50 of the fifth embodiment shown in FIG. It consists of.
[0090]
This self-excited control circuit is magnetically coupled to the inductor L10 with the polarity shown in FIG. 17 and a gate waveform adjusting resistor R1 to which the gate and one end of the FET Q21 are connected, and the other end of the resistor R1 is connected to the FETs Q21 and Q22. An inductor L13 connected to the point, a gate waveform adjusting resistor R2 to which the gate and one end of the FET Q22 are connected, and a magnetic coupling with the inductor L10 with the polarity shown in FIG. 17, and the other end of the resistor R2 and the FET Q22 And an inductor L14 connected between the source and the source. That is, the polarity of the voltage generated between the gate and source of the FET Q21 and the polarity of the voltage generated between the gate and source of the FET Q22 are opposite to each other. However, in the example shown in FIG. 17, a transformer having a primary winding as the inductor L10 and having secondary windings as the inductors (drive windings) L13 and L14 is used.
[0091]
As a result, the FETs Q21 and Q22 are alternately turned on / off according to the polarity of the current flowing through the inductor L10, so that the same effect as in the fifth embodiment can be obtained, and the cost of the power supply device 110 can be increased. Reduction is possible.
[0092]
In each of the above embodiments, the diode for flowing the charging current is formed by connecting the connection point between the pair of switching elements and the other end of the inductor (first inductor) to which one end is connected and the other end of the smoothing capacitor. However, the present invention is not limited to this, and is connected between the other end of the second inductor to which the other end and one end of the first inductor are connected and the other end of the smoothing capacitor. It may be configured.
[0093]
For example, in the configuration of the power supply device 80 shown in FIG. 12, as shown in FIG. 18, the capacitor C21 is connected not to the inductor L32 but to the other end of the inductor L31 to which the connection point and one end of the FETs Q21 and Q22 are connected. A configuration in which a diode D34 is connected between the other end of the inductor L32 to which the other end is connected and one end of the smoothing capacitor CE30 may be employed. In this configuration, the impedance of the charging path of the high-voltage chopper can be set to an arbitrary value while satisfying the relationship between the inductance value and the capacitance value of the LC resonance circuit, so that both the input current distortion and the output current crest factor are appropriately set. Circuit design is possible.
[0094]
【The invention's effect】
As is apparent from the above, according to the first aspect of the present invention, the full-wave rectifier for full-wave rectifying AC power into direct-current power and the output of the full-wave rectifier are connected to the LC resonant circuit and the load. Load resonance circuit consisting of And not more than two switching elements including a switching element that is connected to one end of an inductor constituting the LC resonance circuit and is shared with a step-down chopper; An inverter having a smoothing capacitor for supplying DC power to the inverter; One end side connected to the switching element shared with the step-down chopper in the inductor Part of and Shared with buck chopper Since it comprises a charging diode for flowing a charging current from the output of the full-wave rectifier to the smoothing capacitor via a switching element, and a discharging diode for supplying DC power from the smoothing capacitor to the inverter, the input A circuit design that makes both the current distortion and the crest factor of the output current appropriate becomes possible.
[0095]
According to a second aspect of the present invention, a diode is connected in parallel with the switching element together with the load resonance circuit, and one end of the full-wave rectifier is connected to one end in the forward direction, and the diode is connected in parallel. Therefore, the input current can be drawn even if the output voltage of the full-wave rectifier is low.
[0096]
According to the invention of claim 3, since the load resonance circuit has a transformer connected to the load on the secondary side, for example, when the load is a discharge lamp, the discharge lamp having a high lamp voltage can be lit. In addition, a plurality of discharge lamps can be lit in series.
[0097]
According to the invention of claim 4, the inductor constituting the load resonance circuit is disposed on the secondary side of the transformer, and one end of the inductor disposed on the secondary side is connected to the primary side. A circuit design that makes both the input current distortion and the crest factor of the output current appropriate becomes possible.
[0098]
According to the invention of claim 5, since the transformer is a leakage transformer, the leakage inductance of the leakage transformer can be used as the inductor of the LC resonance circuit.
[0099]
According to the sixth aspect of the present invention, since a part of the inductor is a part of one of the windings of the transformer, it is possible to design a circuit that makes both input current distortion and output current crest factor appropriate. Become.
[0100]
According to the invention of claim 7, a full-wave rectifier that full-wave rectifies AC power into DC power, a pair of switching elements connected in series between both output terminals of the full-wave rectifier, and the full-wave rectifier A first capacitor to which one and both ends of both output terminals are connected, an inductor, a capacitor that forms an LC resonance circuit together with the inductor, and a load connected in parallel with the capacitor, and a connection point between the pair of switching elements, A load resonance circuit connected between the other ends of the first capacitors, a smoothing capacitor connected at one end to both ends of the pair of switching elements, and the other of the ends of the pair of switching elements; A discharge diode connected between the other end of the smoothing capacitor and configured to flow a discharge current of the smoothing capacitor; and the smoothing capacitor. A charging diode for flowing a charging current of the first inductor, the inductor constituting the LC resonance circuit is a first inductor to which a connection point and one end of the pair of switching elements are connected, and the other end of the first inductor And a second inductor to which one end is connected, and the charging diode is connected between the other end of one of the first and second inductors and the other end of the smoothing capacitor. In addition, it is possible to design a circuit that makes both the crest factor of the output current appropriate.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
2 is an operation explanatory diagram of the power supply device shown in FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the power supply device shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the power supply device shown in FIG. 4;
6 is an operation explanatory diagram of the power supply device shown in FIG. 4;
FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing another example of a load resonance circuit.
FIG. 14 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a diagram illustrating another example of a load resonance circuit.
FIG. 16 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a diagram illustrating another example of connection of diodes for supplying a charging current;
FIG. 19 is a schematic configuration diagram showing a conventional power supply device.
20 is a signal waveform diagram of each part of the power supply device shown in FIG. 19;
FIG. 21 is a schematic configuration diagram showing a discharge lamp lighting device.
22 is a signal waveform diagram of each part of the discharge lamp lighting device shown in FIG. 21. FIG.
[Explanation of symbols]
10, 20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110 Power supply
DB full-wave rectifier
Q11, Q12 transistor
Q21, Q22 FET
D11, D12 Diode
C11, C12, C21, C31 capacitors
LD, LDa, LDb, LDc, LDd, LDe, LDf, LDg Load resonance circuit
L10 inductor
L11, L12, L21, L31, L32, L41, L42 Inductors
C10 capacitor
Z load
La discharge lamp
CE10, CE20, CE30 capacitors
D13, D23, D33 Diode
D14, D24, D34 Diode
C23 capacitor
C24, C34 capacitors
D25, D35 Diode

Claims (7)

交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器と、
前記全波整流器の出力に接続され、ＬＣ共振回路および負荷により成る負荷共振回路と、前記ＬＣ共振回路を構成するインダクタの一端に接続され降圧チョッパと共用されるスイッチング素子を含む２個以下のスイッチング素子とを有するインバータと、
前記インバータに直流電力を供給するための平滑コンデンサと、
前記インダクタにおいて降圧チョッパと共用される前記スイッチング素子に接続された一端側の一部および降圧チョッパと共用される前記スイッチング素子を介して前記全波整流器の出力から前記平滑コンデンサに充電電流を流すための充電用ダイオードと、
前記平滑コンデンサから前記インバータに直流電力を供給するための放電用ダイオードと
を備える電源装置。A full-wave rectifier that full-wave rectifies AC power into DC power;
Two or fewer switching elements including a load resonance circuit connected to the output of the full-wave rectifier and composed of an LC resonance circuit and a load, and a switching element connected to one end of an inductor constituting the LC resonance circuit and shared with a step-down chopper An inverter having an element ;
A smoothing capacitor for supplying DC power to the inverter;
In order to flow a charging current from the output of the full-wave rectifier to the smoothing capacitor via a part of one end connected to the switching element shared with the step-down chopper in the inductor and the switching element shared with the step-down chopper A charging diode
And a discharge diode for supplying DC power from the smoothing capacitor to the inverter. 前記負荷共振回路とともに前記スイッチング素子と並列接続され、前記全波整流器の両出力端子の一方と順方向に一端が接続されるダイオードと、このダイオードと並列接続されるコンデンサとを備える請求項１記載の電源装置。2. A diode connected in parallel with the switching element together with the load resonance circuit, one end of which is connected to one of the output terminals of the full-wave rectifier in the forward direction, and a capacitor connected in parallel to the diode. Power supply. 前記負荷共振回路は２次側に前記負荷が接続されるトランスを有する請求項１または２記載の電源装置。The power supply apparatus according to claim 1, wherein the load resonance circuit includes a transformer connected to the load on a secondary side. 前記負荷共振回路を構成するインダクタは前記トランスの２次側に配置され、この２次側に配置されたインダクタの一端は１次側に接続される請求項３記載の電源装置。The power supply device according to claim 3, wherein an inductor constituting the load resonance circuit is disposed on a secondary side of the transformer, and one end of the inductor disposed on the secondary side is connected to the primary side. 前記トランスはリーケージトランスである請求項３または４記載の電源装置。The power supply device according to claim 3 or 4, wherein the transformer is a leakage transformer. 前記インダクタの一部が前記トランスの一方の巻線の一部である請求項３〜５のいずれかに記載の電源装置。The power supply device according to claim 3, wherein a part of the inductor is a part of one winding of the transformer. 交流電力を直流電力に全波整流する全波整流器と、
前記全波整流器の両出力端子間に直列接続される一対のスイッチング素子と、
前記全波整流器の両出力端子の一方と一端が接続される第１コンデンサと、
インダクタ、このインダクタとともにＬＣ共振回路を構成するコンデンサ、およびこのコンデンサと並列接続される負荷により成り、前記一対のスイッチング素子の接続点と前記第１コンデンサの他端との間に接続される負荷共振回路と、
前記一対のスイッチング素子の両端のうち一方と一端が接続される平滑コンデンサと、
前記一対のスイッチング素子の両端のうち他方と前記平滑コンデンサの他端との間に接続され、前記平滑コンデンサの放電電流を流すための放電用ダイオードと、
前記平滑コンデンサの充電電流を流すための充電用ダイオードと
を備え、
前記ＬＣ共振回路を構成するインダクタは、前記一対のスイッチング素子の接続点と一端が接続される第１インダクタ、およびこの第１インダクタの他端と一端が接続される第２インダクタにより構成され、
前記充電用ダイオードは、前記第１および第２インダクタの一方の他端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続される
電源装置。A full-wave rectifier that full-wave rectifies AC power into DC power;
A pair of switching elements connected in series between the output terminals of the full-wave rectifier;
A first capacitor to which one and both ends of both output terminals of the full-wave rectifier are connected;
An inductor, a capacitor constituting an LC resonance circuit together with the inductor, and a load connected in parallel with the capacitor, and a load resonance connected between a connection point of the pair of switching elements and the other end of the first capacitor Circuit,
A smoothing capacitor to which one and one end of both ends of the pair of switching elements are connected;
A discharge diode connected between the other end of the pair of switching elements and the other end of the smoothing capacitor, and for causing a discharge current of the smoothing capacitor to flow;
A charging diode for flowing a charging current of the smoothing capacitor;
The inductor constituting the LC resonance circuit is constituted by a first inductor having one end connected to the connection point of the pair of switching elements, and a second inductor having the other end connected to the other end of the first inductor,
The charging diode is a power supply device connected between the other end of one of the first and second inductors and the other end of the smoothing capacitor.

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